交流电感范文

交流电感范文（精选5篇）

交流电感 第1篇

开关电源以及通信业的最新发展对电感器提出了高频特性和低损耗的要求, 鉴于这种要求的提出, 电感器的测试过程也转向了更高频率的领域, 为了能全面描述出电感器的特性, 今天的阻抗计必须具有以下特殊功能: (1) 测量绕组线圈的直流电阻; (2) 提供电压电平电路 (测量压电电容器时有用; (3) 通过DUT (测试器件) 测量电压、电流值; (4) 保持源阻抗恒定不变;描述一个电感器有几个参数, 最常用的测量参数是电感值 (L) 和品质因数 (Q) , 此外直流电阻 (D C R) 也是一个很有用的参数。

电感器是一种绕线式的导体, 是一种在磁场中储存能量的器件 (与此相对, 电容是在电场中储存能量的器件) 。电感器包括有一个内芯以及一组绕在内芯上的绕组。由于空气可以看作是恒定不变的, 因此它是一种最简单的内芯材料, 但是从实际效率来看, 磁性材料如金属铁和铁氧体则更为常用。电感器的内芯材料, 内芯长度和绕线匝数直接影响着电感器的载流能力。

串连方式和并联方式都可用来进行电感值的测量:对于大电感值的情形, 给定频率下的电抗相对大一些, 所以并联阻抗比串连阻抗更为显著, 因而应采用并联等效电路来评测一个大电感。相反, 对于低电感值的情形, 电抗值较小, 因而串连阻抗比并联阻抗更为明显, 这样串连等效电路是一个较好的测量方式。对于非常小电感值的情况, 频率越高测量精度越好。

(1) 实际电感值的测量。电感值的大小是任何一个线圈的基本电特性, 它取决于线圈绕线的匝数, 线圈的直径, 线圈的长度以及内芯的特性。从定义上来看, 电感值是整个磁通链 () 与流过电感或线圈电流 (I) 的比值。磁通链大小取决于媒质 (内芯材料) 磁导率 (μ) 的大小, 也就是说电感值大小与磁导率成正比。磁导率是描述某种材料磁场特性的一种度量参数, 它反映了该材料能够被磁场穿透的程度, 对铁氧体介质而言, 它不是一个常数, 它随材料的组成成分和磁通量密度而变化:材料本身不变化, 可是磁通量密度则依流过线圈电流的不同而变化。

(2) 品质因数。品质因数是电抗与阻抗的比值, 所以是一个无量纲参数, 它是衡量一个电感有多“纯”或有多“真”的参量 (也就是说, 它反映了电感器具有多少比例的纯电抗) 。电感的Q值越高, 它的损耗就越小。耗散因数 (D) 定义为1/Q, 它反映了元件的总损耗。线圈的D受到铜材料损耗、涡流损耗和磁滞损耗的共同影响。

(3) 采用直流偏置。为了能精确测出电感值的大小, 电感器必须在实际条件下进行测试, 也就是说线圈中应有电流流过。标准的LCR测量仪用的是交流源, 电流较小, 并不适合用来测量电源中使用的那类大电流电感器。实际进行测量时并不需要采用交流大电流源, 只需要用一个直流与交流的复合源就行了。直流偏置可以产生一个使电感偏离正常工作状态的测试条件, 所以用普通的L C R测量仪就可以进行电感测量。

(4) 直流电阻测量。测量线圈绕线的直流电阻 (DCR) 或绕线电阻值可以确定绕线线径是否合适、绕线张力的大小以及在加工生产过程的连接方式。绕线电抗的大小与电流变化的频率成正比, 这就是为什么要侧量直流电阻而不是交流阻抗。在低频条件下, 绕线的直流电阻就相当于绕线的铜芯损耗, 知道了铜芯损耗的多少就可以更精确估计出被测元件的D值。

(5) 电压变化。由于加在电感器上的电压随阻抗而变化, 而电感器的阻抗又随着电流而变化。而一般的L C R测量仪设计用于测量容性和阻性元件, 当用于测量电感元件时, 可能会引起电感值偏差。这种偏差的产生是由于加在电感器上的电压不能保持恒定不变而引起的。采用电压电平电路可以监测电感上电压的变化, 因而去连续调节可编程电压源。

(6) 恒定不变的电源。如果流过电感器的电流不能保持恒定不变, 那么被侧电感器的电感值也会变化, 变化值的大小通常是L C R测量仪开路可编程测试电压的函数。L C R测量仪中的可编程电压是在开路条件下得到的, 当测量仪内阻 (Rs) 与交流输出串连起来时, 通过内阻后电压会有所下降。当被测试元件连到测量仪之后, 加在被测元件上的电压大小取决于Rs的大小和被测器件的阻抗大小。测量仪的内阻一般在5Ω~100kΩ。之间。

2 三种测量电感的方法

(1) 一只交流表法。只利用一只交流电流表就可以测量电感量和电容量, 其方法是:首先串联一保护电阻R B于电流表, 读取其读数I1, 如图1所示。

因为U=I1 (RA+RB) , 令R= (RA+RB) , 所以U=I1R。然后, 在图1电路中串联被测电感, 保持电压不变, 读取电流表的读数I2, 如图2所示。因为有所以得

故只要分别读取电流表的两次示值, 就可较为准确地算出被测电感的电感量。

(2) 两只交流表法。利用一只交流电流表和一只交流电压表也可以很方便地测量电感值。如图3所示, 将被测电感接入电路。

因为U=IX, 所以X=U/I。

(1) 若被测电抗X为感抗, X=ωL, ωL=U/I, 则有:L=U/ωI。

(2) 若被测电抗X为容抗, X=1/ωC, 1/ωC=U/I, 则有:C=I/ωU。

故通过读取电压表和电流表的读数, 就可计算出被测电感的电感量。只要严格控制测量条件, 测量结果的准确度就很高。

(3) 三只交流表法。利用交流电流表、电压表和功率表测量电感值或电容值的测量电路如图4所示, 图中R是特意加上的一个“假负载电阻”。不难看出, 接入一个较大的R, 不仅是测量的必备条件之一, 而且还可以有效地减少测量的系统误差。

故根据电流表、电压表和功率表等三只交流仪表的指示值, 就可以计算出被测电感的电感量。

参考文献

[1]童诗白.模拟电子技术[M].北京:高等教育出版社, 1988.

[2]杨永明.电测与仪表[J].1995 (1) .

[3]李瀚荪.电路分析基础上册[M].北京:人民教育出版社, 1983.

[4]闵安东, 杨薇薇.一种高精度电感测量方法[J].电子测量与仪器学报, 1996 (3) .

[5]谈维翰.电感的测量[J].教学仪器与实验, 1994 (1) .

[6]郑国川.实用的电感测量法[J].家庭电子, 1996 (10) .

交流电感 第2篇

并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，近年来，有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路(VSI)参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3]，但是，目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法，然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响，在满足一定效率的条件下，探讨了该电感的优化设计方法，仿真和实验初步表明该方法是有效的。

图1

1 三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理

图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。

以图2的单相控制为例，分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中，指令电流计算电路产生的指令信号ic*与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号，此信号再通过死区和驱动控制电路，用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件，从而实现电流ic的控制。

(本网网收集整理)

以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器，电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流，应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。

当电流ica>0时，若S1关断，S4导通，则电流流经S4使电容C2放电，如图3(a)所示，同时，由于uc2大于输入电压的峰值，故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0～t1时间段。

当电流增大到ica*+δ时(其中ica*为指令电流，δ为滞环宽度)，在如前所述的滞环控制方式下，使得电路状态转换到图3(b)，即S4关断，电流流经S1的反并二极管给电容C1充电，同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1～t2时间段。

同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析，得出在滞环PWM调制电路的控制下，通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断，可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。

当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时，A，B，C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。

2 滤波电感对补偿精度的影响

非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示(以下单相分析均以A相为例)。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时(如从π/2到5π/6段)，电流跟踪效果好，此时，网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时(从π/6开始的一小段)，电流跟踪误差很大;这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。

假如不考虑指令电流的计算误差，则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差(即图6中阴影A1，A2，A3，A4部分)。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小(即A1，A2，A3，A4部分面积越小)，网侧电流的谐波含量(尖刺)也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时(即A1，A2，A3，A4部分面积为零时)，网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高，不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。

分析三相不控整流桥带电阻负载，设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值，。

下面介绍如何计算A1面积的大小，

在π/6<ωt<π/2区间内

ic*(ωt)=Ipsinωt-Id (1)

在π/6<ωt<ωt1一小段区间内，电流ic(ωt)可近似为直线，设a1为直线的截距，表达式为

ic(ωt)=a1-[uC1-Usmsin(π/6)/L]t (2)

ic(π/6)=ic*(π/6) (3)

ic(t1)=ic*(t1) (4)

由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。

在π/6<ωt<ωt1(即1/600

同样可以求出A2，A3，A4的面积。

A2=0.405[(I 2 d L)/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]

由对称性，得到A3=A1，A4=A2

因此，在一个工频周期内，电流跟踪误差的面积A为

A=A1+A2+A3+A4

=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]+[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)] (5)

这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2，Usm为电网相电压峰值，L为滤波电感值(假设La=Lb=Lc=L)，Id为非线性负载直流侧电流。

3 滤波电感对系统损耗的影响

有源滤波器一个重要的指标是效率，系统总的`损耗Ploss为

Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc (6)

式中：Pon为开关器件的开通损耗;

Poff为开关器件的关断损耗;

Pcon为开关器件的通态损耗;

Prc为吸收电路的损耗。

3.1 IGBT的开通与关断损耗

有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时，则在S4开通之前，电流ic通过二极管D1流出，当S4开通后，流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4，只有当Dl中电流下降到零后，S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此，在S4的开通过程中，存在着电流、电压的重叠时间，引起开通损耗，如图8所示。

由图8可知单个S4开通损耗为

开通损耗为

式中：ic(t)为IGBT集电极电流;

Uc为集射之间电压(忽略二极管压降即为

主电路直流侧电压);

ton为开通时间;

T0为一个工频周期;

fs为器件平均开关频率;

Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为

Poff=6(IavUctorr)/2fs (10)

式中：toff为关断时间。

3.2 IGBT的通态损耗

假设tcon为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为50%，即tcon=0.5Ts。

则通态损耗为

Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces (11)

式中：Ts为平均开关周期;

Uces为开关管通态时饱和压降。

3.3 RC吸收电路的损耗

RC吸收电路的损耗为

Prc=61/2CsUc2fs (12)

式中：Cs为吸收电容值。

fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc (13)

通过以上分析，可以得到系统总损耗为

Ploss=Pon+Poff+Pcon+Prc (14)

4滤波电感的优化设计

在满足一定效率条件下，寻求交流侧滤波电感L，使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。

优化目标为minA(Uc，L)

约束条件为Ploss(1-η)SAPF (15)

应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器，参数如下：

SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95%，

Id=103A，Iav=18A，δ=1A，

Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，

toff=340ns。

在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为：跟踪误差A=0.1523，此时交流侧滤波电感L=2.9mH，直流侧电压Uc=799V。

5 仿真与实验结果

表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时，电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。

表1 不同电感L取值下仿真结果

交流侧滤波电感L/mH 直流侧电压Uc/V 网侧电流的THD/% 2.9 800 16 5 800 21.5 7 800 24

图9，图10与图11是当Uc=2Uc1=800V，APF容量为5.2kVA时，电感L分别取7mH，5mH，3mH时的实验结果，补偿后网侧电流的THD分别为14.1%，18.3%，20.1%，与优化分析的结果相吻合。

6 结语

三相PWM整流器交流侧电感的设计 第3篇

为了使整流器在电网平衡与不平衡条件下都能稳定运行, 通常采用两种措施:一是通过适当增大整流器直流侧电容和交流侧电感, 来抑制直流电压脉动和交流谐波电流;二是采用不平衡控制策略[1]。

本文提出在三相PWM整流器控制系统中使用不平衡控制策略的前提下, 分别在电网平衡和不平衡条件下设计电感的参数, 通过反复仿真实验得知, 如果使用在电网不平衡的条件下设计的电感, 三相PWM整流器尽管在电网不平衡的条件下可以稳定运行, 但是当电网平衡时, 就不一定能实现稳定运行, 所以在设计交流侧电感时应该综合考虑电网的两种状态, 文献[2-3]仅在电网不平衡下设计电感参数, 忽略了电网不平衡只是一瞬态或暂态现象, 这样的设计方法还有待改进。

2 抑制三相交流侧负序电流的不平衡控制策略

在三相电网不平衡条件下, 三相VSR网侧视在复功率S为

式中:P, Q分别为三相VSR网侧有功功率、无功功率。

式中:P0, Q0为有功、无功功率平均值;Pc2, Ps2为2次有功余弦、正弦项谐波峰值;Qc2, Qs2为2次无功余弦、正弦谐波峰值。

显然, 式 (2) 表明, 当电网不平衡时, 三相VSR网侧有功功率P (t) 、无功功率Q (t) 均含有2次谐波分量。

为抑制电网不平衡对VSR控制的影响, 根据对三相VSR有功功率P、无功功率Q的不同要求, 可以求出电网不平衡条件下三相VSR交流电流控制指令, 若ME的逆矩阵存在, 则

当电网不平衡时, 由于负序电流的存在, 使三相VSR交流侧电流不对称, 从而影响三相VSR的运行。为抑制电网不平衡条件下三相VSR交流负序电流, 则令iqN=idN=0, 并带入式 (2) 。为了取得单位功率因数控制, 可令平均无功功率, 指令值Q0*=0[2]。由于P0*表示三相VSR平均有功功率指令, 因而与三相VSR直流侧电压平均值相关, 当三相VSR直流电压调节器采用PI调节器时, 其调节器输出与三相VSR直流电流指令相对应, 因此

式中:KVp, KVI分别为电压调节器比例、积分增益。

联立式 (3) 与式 (4) , 即可取得电网不平衡时抑制三相VSR交流负序电流指令iqP*, idP*。

求出iqP*, idP*之后, 即可采用三相VSR坐标系 (d, q) 中电流的前馈解耦控制。

由该控制策略原理可知该控制策略只是使三相VSR交流负序电流为零, 即iqN=idN=0。然而, 由于电网负序电动势的存在, 三相整流器网侧有功功率P (t) 仍然存在2次谐波分量, 所以, 三相VSR直流侧电压将存在2次谐波分量。

3 电网平衡条件下交流侧电感设计

电网平衡的条件下PWM整流器交流侧电感的设计主要考虑以下两个方面:一是抑制谐波电流;二是满足瞬态电流跟踪要求。电感值太小会导致电源电流中谐波含量增加, 电流的总谐波畸变率 (THD) 增大;而电感过大则会降低电源电流跟踪性能。如果要求电流内环获得较快的电流跟踪时, 那么电流调节器须按I型系统设计。当开关频率足够高时, 电流内环具有较快的动态响应。图1中a相忽略电阻后电压方程为

考虑单位功率因数下电流过零 (ωt=0, ea=0) 处附近一个PWM开关周期Ts中的电路瞬态过程, 其波形如图1所示。

稳态条件下, 当0<t<T1时, sa=0,

当T1<t<Ts时, sa=1,

从图1和式 (6) 、式 (7) 可知, 考虑要求电流上升如图1所示, 则跟踪电流必须也上升, 此时式 (6) 、式 (7) 中sb=sc=1。如满足快速电流跟踪要求, 则

联立式 (6) 、式 (7) 和式 (8) 得

在分析抑制谐波电流时电抗器的设计。考虑单位功率因数下电流峰值处 (ωt=90°, ea=Em) , 附近一个开关周期Ts中电流跟踪过程, 如图2所示。

稳态条件下, 当0<t<T1时, sa=0,

当T1<t<Ts时, sa=1,

在电流峰值处,

联立式 (10) 、式 (11) 和式 (12) 并考虑sb=sc=0, 又因Vdc≥2Em, 故

综上所述, 满足动态响应时电抗器取值范围为

4 电网不平衡条件下交流侧电感设计

当电网不平衡时, 依照上面所述增大交流侧电感, 虽然可以抑制交流侧负序电流, 进而降低谐波幅值, 但电感、电容取值过大, 也会影响三相PWM整流器运行性能。由于交流电流负序分量的加入, 使交流侧三相电感上瞬时有功功率含有二次谐波, 所以整流器交流侧输入的瞬时功率也含有二次谐波[3]。

三相电感上的瞬时功率为

在基于正、负序旋转坐标下的不平衡控制策略中, 控制电网侧输入瞬时功率的二次脉动分量为零, 所以整流器直流侧输出瞬时功率为

由式 (16) 可知, 由于交流侧三相电感上的二次脉动瞬时功率的存在, 直流侧输出的瞬时功率含有二次的脉动分量。从而使输出的直流电压含有一定的二次脉动分量, 直流侧瞬时功率的二次脉动分量就正比于交流侧电感L, 电感越大L越大, 直流侧瞬时功率的二次脉动分量就越大, 从而直流电压的二次脉动分量就越大。为了减小因负序电流的加入而在电感上产生的二次脉动瞬时功率, 适当减小交流侧电感的取值, 达到抑制直流电压二次谐波的目的。本文中采用的控制策略是抑制交流侧负序电流, 即在能达到控制目的的前提下应尽量减小交流侧电感的取值[4,5]。

5 仿真结果和分析

仿真参数为:电网状态A, Eam=Ebm=Ecm=311V;状态B, Eam=Ecm=311V, Ebm=291V;状态C, 在0.2~0.4s之间Eam=Ecm=311V, Ebm=291V, 其余时间电网电动势平衡如状态A。直流侧电容为2mF, 直流侧电压为600V。整流器容量为50kW。

经过计算, 电网电动势平衡的条件下电感取值范围为:6.92mHL27.6mH。

实验仿真结果如下。

1) 在电网平衡的条件下 (状态A) 。

在电感取值区间内, 选取不同的电感值。通过多次的仿真实验综合多方面的数据, 最后选择L=13.81mH。对应波形如图3、图4所示。

2) 在电网不平衡的条件下 (状态B) 。

由电网不平衡时电感设计原则可知, 当电网不平衡时交流侧电感的取值要小于电网平衡条件下的电感值, 所以在L27.6mH范围内选取电感值, 通过多次仿真实验并综合多方面的数据, 最后选择L=8mH。对应波形如图5所示。

由上面的仿真可知, 电网平衡与电网不平衡条件下, 交流侧电感参数是不同的, 同时也体现出在电网不平衡条件下为减小直流侧二次谐波, 电感值比在电网平衡时的电感值小, 符合电网不平衡时电感设计原则。

3) 在电网发生短时电动势不平衡条件下 (状态C) 。

下面通过仿真实验查看由状态A和B分别计算出的电感值应用在状态C中对应的整流波形。选择电感值L=8mH, 对应波形如图6所示。选择电感值L=13.81mH, 对应波形见图7。

为了在电网平衡和不平衡条件下获得较为理想的控制效果, 进行了多次试验, 试验数据见表1。表1中, “*”表示直流侧电压振荡, 这时的实验数据已经不重要。

电网不平衡只是一个瞬态现象, 它持续的时间仅有数百μs, 但是如果不采用不平衡的控制策略, 会使损耗增大和变流装置性能下降, 严重时可使变流装置发生故障保护, 甚至烧坏装置。从图6中可以看出, 如果电感参数是依据电网不平衡选择的, 那么在0.2~0.4s发生不平衡故障期间, 整流器可以稳定运行, 而在其他时间内整流器直流侧电压是不稳定的。因为交流侧电感对三相VSR系统影响是综合性的, 取值不仅影响系统的动静态性能, 而且还会对三相VSR的额定输出功率等其他的因素产生影响。通过对仿真模型的分析, 在电感L=8mH时系统中3个PI调节器都出现了跳动, 同时交流电流出现幅值跳动, 导致正、负序电流的变化, 引起控制系统中给定空间电压向量不稳定幅值有所变化, 使得空间矢量跟随出现跳动, 导致控制系统出现不稳定, 从而导致直流侧电压不稳定。说明交流侧电感不仅影响整流器性能同时也影响整流器直流侧电压。

从表1可以得出, 实现最好的控制效果时对应的电感参数应在13~14mH之间, 通过仿真实验得知, L=13.81mH时控制效果最好。

6 结论

电网不平衡故障只是瞬态或短暂的现象, 所以在设计电感时应该综合考虑电网平衡与不平衡两种状态, 并偏重于平衡状态, 不能仅在一种电网状态下设计电感参数。如果采用的是不平衡控制策略, 那么在设计电感时应该充分考虑电网平衡条件下整流器的运行性能, 综合考虑两种电网状态下选择最优的电感参数。仿真结果表明, 这种设计理念和方法在提高PWM整流器的性能和控制效果方面都能体现出它的合理性和实用性。

参考文献

[1]张崇巍, 张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社, 2003.

[2]庞延庆, 王建民, 张乃标.电网不平衡时三相PWM整流器主电路电感设计与输出性能研究[J].电气应用, 2006, 25 (1) :77-81.

[3]任亮, 汤钰鹏.电网不平衡时三相电压型PWM整流器交流侧电感的设计[J].电气技术, 2007 (11) :24-26.

[4]SUH Yongsug.Analysis Phase AC/DC PWM Converter under Unbalanced Operating Conditons[D].University of Wisconsin-Madison, 2004.

交流电感 第4篇

在工业领域, 交流电机的应用是十分广泛的, 使用者通过电容电感传感器的变化量来对电机进行实时监控, 以实现电机的加速与减速、启动与停止。电容电感传感器的原理是通过采集位移量的大小将其变换成为电压, 进而控制电机的运动状态。

2. 任务实施方案及知识简介

通过插卡编程来控制交流电机。具体如下:通过拉伸传感器使其输出的电压发生变化, 插卡AMPCI-9102的输入通道来采样, 通过软件触发来启动A/D转换, 在微机中将模拟信号转化成数字信号, 再通过D/A转换成模拟信号输入到变频器中在此信号输入西门子变频器MM420的模拟量输入口去控制电动机按给定的速度转动。我们通过传感器的变化可以改变电机的转速, 再通过VB软件编程来控制电机的加速减速运行。

2.1 西门子MM420变频器

变频器一般用在电机加减速, 可以控制工作频率的高低。变频器一般是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换为另一频率的电能控制装置。

PWM是英文Pulse Width Modulation (脉冲宽度调制) 缩写, 是按一定规律改变脉冲列的脉冲宽度, 以调节输出量和波形的一种调制方式。

PAM是英文Pulse Amplitude Modulation (脉冲幅度调制) 缩写, 是按一定规律改变脉冲列的脉冲幅度, 以调节输出量值和波形的一种调制方式。

2.2 AMPCI9102插卡

AMPCI-9102板是PCI总线通用数据采集控制板, 该板可直接插入具备PCI插槽的工控机或个人微机, 构成模拟量电压信号、数字量电压信号采集、监视输入和模拟量电压信号输出、数字量电压信号输出与计数定时系统。

3. Visal Basic调用动态连接库

3.1 对函数进行声明

Declare Function PLX9052_CountCards Lib“pcidll”Alias“#1” (ByVal dwVendorID As Long, ByVal dwDeviceID As Long) As Long

Declare Function PLX9052_Open Lib“pcidll”Alias“#2” (phPLX9052 As Long, ByVal dwVendorID As Long, ByVal dwDeviceID As Long, ByVal nCardNum As Long, ByVal dwOptions As Long) As Boolean

Declare Sub PLX9052_Close Lib“pcidll”Alias“#3” (ByVal hPLX9052 As Long)

Declare Function PLX9052_ReadWord Lib“pcidll”Alias“#5” (ByVal phPLX9052 As Long)

3.2 程序框图

4. 硬件接线分析及调试

首先将插卡接线端子的D/A1转换通道输出引脚接变频器端子3, D/A1转换器的地与变频器2和4端子同时相连接, 将插卡接线端子的A/D1转换通道输入引脚接传感器输出端。传感器输出端, 传感器的电源端和地分别与插卡上的电源端和地相连。将变频器中的端子5和8相连接 (手动调试不要相连) 。电源通过熔断器、接触器和变频器相接, 变频器三个输出端子分别与交流电机的U、V、W相接, 微机通电。

各硬件接线如下图所示:

打开计算机和VB编程软件, 进行插卡接口的驱动程序编制, 编制完成后, 运行微机中的驱动程序, 拉动传感器的伸缩杆, 实现电机的运转, 再向程序界面中输入一个数值, 比如是在增加转速的文本框中, 不断地点击鼠标就可以实现电机的增速;而不断点击减少转速的文本框, 则可以实现电机的减速。

参考文献

[1]公茂法, 马宝甫, 孙辰.单片机人机接口实例[M].北京:北京航空航天大学, 1998.2.

[2]胡汗才.单片机原理及其接口技术[M].北京:清华大学出版社, 1996.

交流电感 第5篇

1 实验原理

交流电桥的电路形式与直流电桥相同, 并且都是采用比较法进行测量。其电路如图1所示。交流电桥的交流信号为Us;指零器G采用高灵敏度的交流毫伏表或交流检流计等;桥臂中各元件不都是电阻, 它们也可以是电容、电感或RLC的组合回路等。

1.1 利用交流电表作为平衡指示器

按照交流电桥平衡条件, B、D两B、D点电压幅度相等, 相位一致。

在此种条件下, IG=0

1.2 利用示波器作为平衡指示器

在不同的电路连接形式下, 做到示波器两条信号线全部接地, 即做到将CH1与CH2信号分别接在BC、CD两端, 在此时可以采用两种方法进行观测, 后续试验均采用李萨如图形法观测, 即法 (2) 。

(1) 观察B、D两点电位, 调节电桥, 使Ubc、Ubd的波形基本重合, 此时相位、振幅虽有稍小差异, 但已接近重合。

(2) 将示波器转换为X-Y模式, 将Ubc、Ubd分别加在示波管X、Y偏转板上, 从X-Y两个方向进行合成, 显示“ADD档”曲线。不平衡时合成图线为椭圆, 平衡时为与X轴或Y轴成45度的直线。

2 实验过程

2.1 示波器法

将标准电感L2定为0.1H, 选取电感值约为10m H的待测线圈Lx。将示波器CH1信号与CH2信号分别接于AB与BC两端。将信号发生器频率定在1000Hz, 电源电压自2V至10V依次变化, 待调节至平衡时记录电阻阻值, 并计算处于此时的Lx值。

2.2 交流电表法

将标准电感L2定为0.1H, Lx为示波器法中所用到的同一待测线圈。将交流电表置于BD间, 采用15m V档。将信号发生器频率定在1000Hz, 电源电压自2V至10V依次变化, 待调节至平衡时记录电阻阻值以及此时电表指示的数值, 并计算出此时的Lx值。

3 实验数据整理与分析

3.1 实验数据整理

在实验前已知电感电桥待测线圈约10m H, 标准电感为0.1H, 故预先将R3、R4定在4000Ω与400Ω;已知电容电桥待测电容值约为1μF, 标准电容为0.1μF, 故预先将R3、R4的阻值定在400Ω与4000Ω。电感电桥实验原始数据见图2。

3.2 实验数据分析

从上表可以看到, 电源电压在2-10V范围内变化, 若将示波器测量值换算为有效值, 高压时示波器作为电桥的平衡指零仪, 与用交流毫伏表作为电桥的平衡指零仪的测量值基本相同, 随着电源电压的减小示波器的测量值变化很小, 而交流毫伏表作为电桥的平衡指零仪的测量值明显有明显变化。这也进一步证实了示波器法的可行性与科学性。

观测表中的指针最小偏向, 可以发现随着电源电压的增加, 电桥的灵敏度升高, 利用交流电表法测量时电表愈发不容易调平, 由此便增带实验的系统误差, 致使测量结果不够准确, 而采取示波器法不存在类似问题。

但在实验中, 待测电器元件与标准原件在其电感值、电容值亦或二者相互比较均不在同一数量级上, 如若选取大小为同一数量级的两电子元件, 由于实验室电阻箱“×1档”“×0.1档”“×0.01档”不够准确, 因此在示波器上相应的波形变化并不明显, 因此在没有合适标准电子元件时, 相关数据的测定便显得相对困难, 造成数值不准确, 这也是示波器法的一大弊端。

4 应用建议

在学生实验中, 交流电桥一节实验用时短, 在课堂前半部分理论讲解过后, 学生大多能够较快的完成后续的实验过程, 对于学生加深对实验的理解不利。由于学生对于示波器的使用方法有一定的了解, 因此引入示波器并不会加重学生的实验负担, 反而有利于其物理思想的外延。

示波器法可以直观的显示电桥的幅相关系。而交流电桥法难以做到这一点。因此在对交流电子原件特性差异的理解上, 示波器法显然更胜一筹。

示波器法除包含因电阻箱阻值不准所引发的误差外, 不存在其它误差。而交流电桥法还蕴含着交流电表示数难以归零所引带的系统误差, 因此后者所测得的精度较差。让学有余力的同学同时完成两组实验, 有利于加深其对所学知识的认知, 在相关仪器的应用上也大有裨益, 因此对于示波器法进行简单的是必要的。

5 总结

本文分别用示波器与交流电表做交流电桥的平衡指示器, 在电感电桥的实验环境下, 分别进行了电容值或电感值的精测。通过对于数值的横向比较与分析, 肯定了示波器法的可行性与科学性, 并对于交流电桥一节的实验课程提出了对应的课堂建议。

参考文献

[1]赵凯华, 等.电磁学[M].北京:高等教育出版社, 2003:345-346.

[2]杨述武.普通物理实验 (电磁学部分) [M].北京:高等教育出版社, 2000:68-69.

[3]吕斯骅, 等.基础物理实验[M].北京:北京大学出版社, 2002:205-211.

[4]杨述武, 等.普通物理实验 (综合及设计部分) [M].北京:高等教育出版社, 2000:172.