并联Buck变换器

并联Buck变换器（精选7篇）

并联Buck变换器 第1篇

在各类DC/DC变换器中, PWM型DC/DC变换器发展快, 结构种类多, 技术领先, 成为最多的一类轻型、高效的直流电源。过去由于种种限制, DC/DC变换器的精确模型较难建立, 对于DC/DC变换器而言, 传统的控制方法难以获得好的控制特性。近年来随着微电子技术、EDA技术以及现代控制理论等领域的飞速发展, 很多先进控制方法可以用来控制DC/DC变换器, 使变换器的性能大大改善。

随着可再生能源, 如燃料电池、太阳能电池等在国民经济中的广泛应用, 开发高性能、低成本、可商品化的DC/AC逆变器系统, 用以支撑燃料电池或太阳能电池发电系统, 其中逆变器是一个重要组成部分。传统的逆变器存在桥臂直通、不平衡负载、开关频率低等问题, 因此逆变器可靠性低、体积重量大, 控制方案复杂。

本文提出一种新颖的可串/并联输出的双BUCK逆变器, 它具有无桥臂直通问题, 可高频率运行, 效率高, 有利于减小体积和重量, 系统资源得到充分利用。

2 BUCK变换器的模型

BUCK变换器有两种工作状态:如图1所示开关管导通模式和如图2所示开关管关断模式。在分析过程中, 假定开关是理想的, 状态转换是瞬间完成的, 且工作于电流连续状态。

采用理想器件模型和状态空间平均模型对BUCK电路开关器件导通时的状态进行了仿真。当当占空比d=0.5时, 两种模型的响应曲线如图3所示。由图可见, 平均模型忽略了开关周期内的高频变化, 两者在启动时有较大的差别, 但稳态时的平均特性仍有很好的一致性。

3 双BUCK逆变器的串/并联输出

双BUCK逆变器串/并联输出的主电路, 是由两路单相 (A相与B相) 双BUCK逆变器构成。逆变器输入侧并联, 输出侧既可并联, 也可串联, 从而实现两种输出电压。双BUCK逆变器串/并联输出电路具有下述优点:

(1) 不存在桥臂直通问题, 因为桥臂是由一个功率开关管与一个功率二极管串联而成。

(2) 并联二极管具有续流功能。

(3) 通过输出侧串联或并联, A相与B相各提供总输出功率的一半, 从而避免了不平衡负载。

从结构上看, 双BUCK逆变器串/并联输出电路也有不足之处:

1.逆变器可并联输出, 也可串联输出, 导致控制上比较复杂。

为减小由于环流带来的损耗, 双BUCK逆变器串/并联输出电路工作在半周期运行模式, (如图4所示) 。在并联输出模式下, 在输出电流的正半周期, 只有桥臂S1和D1、S3和D3工作;相反地, 在输出电流负半周期, 只有桥臂S2和D2、S4和D4工作。因此电路中不存在环流电流。

相同地, 串联输出模式下, 电路中同样不存在环流电流。

4 结论

通过开关逻辑电路, 很容易地实现了双BUCK逆变器串/并联输出的电路拓扑, 实现输出不同的输出电压, 满足不同负载的需要。逆变器在半周期运行模式下, 不存在环流能量, 提高了逆变器的效率。

摘要：一种双BUCK逆变器, 该逆变器可串联或并联输出, 逆变电路具有无桥臂直通、高频高效运行的特点, 可根据需要提供两种不同规格的输出电压, 满足不同负载设备的需要。论述了交错开关型PWM调制方案与同步开关型PWM调制方案, 消除了传统SPWM电路存在的环流能量, 降低了由于环流造成的损耗。

关键词：BUCK电路,逆变器,串/并联,同步开关型脉宽调制,交错开关型脉宽调制

参考文献

[1]朱成花, 一种新颖的串/并联输出双BUCK逆变器[J], 中国电机工程学报.2005, 25 (20) :12-15.

[2]宋受俊, BUCK变换器建模及其先进控制方法仿真[J], 计算机仿真.2006, 23 (3) :294-300.

[3]王兆安, 等, 电力电子技术 (第四版) [M], 机械工业出版社, 2001, 100—110.

并联Buck变换器 第2篇

DC-DC并联电源系统具有大容量、高效率、高可靠性、模块化和成本低等优点,它在大功率负载电路系统中得到了广泛应用。然而在实际的应用中,由于各模块的参数不可能完全一致,导致它们承担的输出功率不均衡。如果不采取相应的措施可能会导致某个或某些模块承受较大的电流应力,从而引起该模块甚至整个系统的崩溃。因此,必须对并联电源系统施加均流控制。均流对提高并联电源系统的可靠性具有重要意义,是实现大功率电源的关键,因为各变换器模块的输出特性存在差异,输出特性好的模块可能承担更多的电流甚至过载,从而使某些输出特性较差的模块运行于轻载甚至基本上是空载。其结果必然是分担电流多的模块热应力大,增加了损坏的几率,降低了可靠性,而且还会由于某个模块达到最大电流的限制而使整个并联电源系统不能正常工作。所以,并联变换器模块间需要采用均流措施来实现各模块输出电流的均匀分配,常见的均流控制方法有主从控制法、中央电流控制法、均流线控制法和输出下垂控制法。目前,关于并联DC-DC变换器的建模与分析主要是从频域角度出发,由系统小信号模型推导出一系列的传递函数。在研究系统稳定性时,可由小信号模型得到冗长的闭环增益传递函数,但其分析较为复杂,往往只能给出一些定性的结论。尽管这些结论对工程设计有一定的指导意义,但是其物理机理不清晰,影响了对该类系统的深入理解[1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11]。反步法是由Kanellakopoulos I、Kokotovic P V和Morse A S于1991年首先提出的,它是通过状态反馈来解决一类线性和非线性系统稳定性和跟踪控制问题的设计方法,目前反步法已经得到了广泛的关注,它在电机控制、航天器控制、工业过程控制等众多领域均得到了成功的应用。本文通过引入一个表示电感电流间误差积分的状态量来拓展状态向量,建立了并联Buck变换器拓展后的状态方程,根据反步法的原理,设计了满足闭环系统稳定的反步均流控制律,可以实现良好的均流效果,与自主均流控制相比,反步均流控制具有更强的鲁棒性。

1 并联Buck变换器主电路模型分析

并联Buck变换器主电路的原理图如图1所示。

从图1可以看出并联Buck变换器的主电路是由开关管VT1、VT2(如IGBT、功率MOSFET、功率二极管等),续流二极管1D、2D,储能电感1L、2L和滤波电容C等组成。其中,rL1、rL 2为储能电感的内阻,Cr为滤波电容的内阻,LR为阻性负载,iL1、iL 2分别为流经1L、2L的电流,E为输入电压,uC为电容两端的电压,uo为阻性负载两端的输出电压。

选取状态向量x=[uC,iL1,iL 2]T,得到并联Buck变换器的状态方程为:

式中:A为系统矩阵,

u=[d1,d2]T,1d、d2分别为开关管VT1、VT2的占空比,0d11,0d21。

为了实现均流的功能,引入一个表示电感电流间误差积分的状态量:

对式(2)求导,可得:

令拓展后的状态向量为:

则并联Buck变换器拓展后的状态方程为:

式中:eA为拓展后的系统矩阵,

Be为拓展后的输入矩阵,

2 反步均流控制律的设计

反步法的基本设计思想是将整个复杂的系统分解成不超过整个系统阶数的若干个子系统,然后为每个子系统设计部分的Lyapunov函数和中间虚拟控制量,前面的子系统必须通过后面子系统的虚拟控制才能达到稳定,这样逐步“后推”至整个系统,最终将它们集成,从而完成整个控制律的设计。

按照反步法的基本设计思想,将式(5)表征的整个系统分为两个子系统:

式中:xe1=[e,uC]T;xe 2=[iL1,iL 2]T。

根据反步法的理论[12,13,14,15,16],在并联Buck变换器中反步均流控制律的设计步骤为:

第1步:

定义两个误差向量分别为:

式中:xeref=[0,uoref]T为xe1的期望值(显然期望iL1等于iL 2,则e的期望值为0;同时因为Cr远小于R,uo近似于uC,所以uo的参考值uoref也近似于uC的参考值);α为虚拟控制量,需要下面的步骤来确定。

为了使式(6)所描述的第一个子系统稳定,选取Lyapunov函数为:

对式(10)求导,并根据矩阵求导以及矩阵转置的相关性质,可得:

对式(8)求导,并将式(6)和式(9)代入,可得:

式中:xeref为常数向量,其导数xeref为零向量。

将式(12)代入式(11),可得:

选取虚拟控制量为:

式中:1c>0为设计参数。

将式(14)代入式(13),并根据常数转置以及矩阵转置的相关性质,可得:

第2步:

对式(14)求导,并将式(6)式和(12)代入,可得:

式中:I2表示22的单位矩阵。

对式(9)求导,并将式(7)代入,可得:

为了保证整个系统具有稳定性,选取Lyapunov函数为:

式中:显然2V>0。

对式(18)求导,并将式(15)和式(17)代入,可得:

为使负定,反步均流控制律取:

式中:2c>0为设计参数。

将式(20)代入式(19),可得:

式中:显然因此是负定的。

由于2V是负定的,在式(18)中2V>0,并且当xe∞时,2V∞。根据Lyapunov稳定性理论,由式(20)设计的反步均流控制律所实现的整个闭环系统具有大范围渐近稳定(或称全局渐近稳定)的特性。

3 仿真实验与结果分析

在Matlab软件中基于功能强大的Simulink平台,构建并联Buck变换器的仿真模型,选取其主电路的参数分别为:E=48 V,uoref=24 V,1L=0.02 H,rL1=0.05Ω,2L=0.04 H,rL 2=0.2Ω,C=47µF,Cr=0.01Ω,LR=10Ω。在并联Buck变换器未启用反步均流控制时,取d1=d2=0.5。反步均流控制律中的设计参数选取1c=6120,c2=7500。定义两路电感电流平均值之间的相对误差为把它作为均流效果的综合评价指标。

通过仿真得到反步均流控制前后输出电压和电感电流的波形分别如图2和图3所示。从图2和图3可以看出,当t<0.1 s时,并联Buck变换器未启用反步均流控制,此时输出电压uo=24 V,两个Buck变换器中电感电流的平均值相差很大,iL1=1.685 A,iL2=0.691 A,它们之间的相对误差达到了ε=83.67%,均流效果很差,这在实际的系统中显然是不允许的;当t=0.1 s时,并联Buck变换器切换为反步均流控制,稳定后,输出电压仍为uo=24 V,两个Buck变换器中电感电流的平均值几乎完全相等,iL1=1.200 A,iL2=1.201 A,它们之间的相对误差只有ε=0.083%,达到了良好的均流效果。

当t=0.15 s时,把负载电阻LR由10Ω突然增加至20Ω。为了能够进一步看出反步均流控制的优劣,与常见的自主均流控制进行对比。通过仿真得到在两种均流控制下输出电压和电感电流的波形分别如图4和图5所示。从图4可以看出,稳定后在两种均流控制下输出电压完全相等uo=24 V,与自主均流控制相比,在反步均流控制下输出电压的超调量更小,调节时间更短。从图5可以得到,稳定后在自主均流控制下iL1=0.802 A,iL2=0.801 A,它们之间的相对误差ε=0.125%,稳定后在反步均流控制下iL1=0.801 A,iL2=0.800 A,它们之间的相对误差ε=0.125%,这说明反步均流控制的效果也非常理想。从图5还可以进一步看出,与自主均流控制相比,在反步均流控制下电感电流的调节时间更短。由此可见,在负载电阻的大小发生突变时,反步均流控制不仅可以实现良好的均流效果而且还具有更强的鲁棒性。

4 结语

并联Buck变换器具有功率密度高、输出功率大、冗余性好、支持在线热拔插、可模块化设计等诸多优点。本文在电感电流连续导通的模式下,提出一种基于反步法的并联Buck变换器的均流控制方法。该方法的创新之处在于通过引入一个表示电感电流间误差积分的状态量来拓展状态向量,根据反步法的原理,设计了并联Buck变换器的反步均流控制律,可以实现良好的均流效果,与自主均流控制相比,反步均流控制具有更强的鲁棒性。可以预计随着大功率DC-DC并联电源以及分布式电源的迅速发展,反步均流控制将会拥有更加广阔的应用前景。

摘要：在电感电流连续导通的模式下,提出一种基于反步法的并联Buck变换器的均流控制方法。该方法在并联Buck变换器状态方程的基础上,引入一个表示电感电流间误差积分的状态量,然后拓展状态向量,得到拓展后的状态方程,针对该状态方程,根据反步法的原理,设计了并联Buck变换器的反步均流控制律。仿真结果表明,反步均流控制可以实现良好的均流效果,与自主均流控制相比,具有更强的鲁棒性。

一种新型软开关BUCK变换器 第3篇

磁耦合谐振式无线电能传输技术是一种新型的电能传输技术, 比传统的直接接触式电能传输更加灵活、安全、可靠。磁耦合谐振式无线电能传输系统主电路包括二极管不控整流, 直流斩波, 全桥逆变, 线圈耦合谐振, 输出整流。其中采用直流斩波调节传输功率, 但传统的直流斩波中功率器件大多工作在硬开关状态, 开关损耗比较大, 降低了系统效率。

软开关技术可以有效降低开关损耗, 提高电路效率, 提高频率, 使电路向体积小、重量轻、效率高、功率密度大的方向发展[1]。最常见实现软开关的方法是增加谐振元件, 构成辅助换流网络, 在开关过程前后引入谐振过程[2,3]。文献[4]提出并研究了一种新型的带耦合电感的BUCK软开关变换器, 可以不加辅助开关实现软开关, 不仅简化了电路, 而且控制也更加简单, 能有效降低成本, 但在开通时, 对电容直接充电, 产生较大冲击电流, 产生较大损耗而且容易损坏器件, 本文在此基础上分析了并提出了一种改进电路, 串联了电感降低了冲击电流。

1 主电路拓扑结构及工作原理

1.1 BUCK拓扑结构

如图1的新型带耦合电感的软开关BUCK变换器, 增加了耦合电感作为主电感, 并增加小电感L3和L4与开关管串联, 在开通过程中, 实现零电流开通;增加了电容C2, 在关断过程中实现零电压关断。

在导通时, 开关管S1的电流通L3和L4, 这样由于L3和L4延缓了电流is1上升速度, 电压下降, 而电流上升速度慢, 可以实现零电流开通, 降低了开通损耗;在关断时刻, 电容C2两端有电压VC2, 此时电容续流, 开始放电, VC2下降, 实现了零电压关断。

1.2 BUCK电路工作原理分析

电路的工作过程可分为6个。图2给出了各个工作模态的主要电感和电容的工作波形, 为了方便分析, 假设: (1) 所有开关管、二极管均为理想器件; (2) 耦合电感为理想状态, 耦合系数为1; (3) 滤波电容C3足够大, 可视为电压源。[5]

工作过程分析如下:

1) 模态a (t0-t1) 见图3:在t=t0时刻, i3和is1是等于零, S1触发, 电流is1等于i3以及通过电感L4的电流之和, 电感L3、电容C2充电, 电容两端电压上升, 直至电容充电结束。

由KVL可得:

同时:

由 (1) (2) (3) 得:2

同时根据KCL, KVL还可得:

同时, 电感L1L2L3的电压可分别表示为:

其中M为耦合电感L1、L2的互感系数, 把 (5) 代入 (6) 得:

在此过程中:

2) 模态b (t1-t2) 见图4:在t=t1时刻, 电容充电结束, 支路两端电压等于电源电压, 相当于电感L4和电容C2支路断开。电感L3继续充电, 电流i3缓慢增大, 电流is1等于i3。在此工作阶段电流i3和i1变大, i2减小电流, 电感L1远大于电感L3, 所以i3增大速度远远超过i1, 直到流i3和i1相等, i2减小到零, D2关断, 此阶段结束。在此过程中, KCL, KVL方程同 (5) (6) 。

3) 模态c (t2-t3) 见图5:在t=t2时刻, i1和i3相等, 之后i1和i3同时迅速增加, 在模式2中D2一直是断开的, 支路L2不工作, 在t3时刻, S1关闭, 模式结束。其中电流i2一直为0。在此过程中:

4) 模态d (t3-t4) 见图6:在t=t3时刻, S1关断, 然后电感L1、L3, 寄生电容C1和缓冲电容C3产生谐振。在同一时间寄生电容是C1冲电, 缓冲电容C2通过D3放电。当C2电压降低到零, D1开始工作。由于这个间隔非常短, 所以假设L3电流不会改变。

5) 模态e (t4-t5) 见图7:在t=t4时刻, 电感电流i1和i3开始减小, 因为L3较小, i3减少速度远远超过i1。只要i3降低到零, D1会关掉, 这样S1就能实现ZVS零电压关断, 模式结束[6]。

VD2为二极管D2两端电压, 由公式 (13) (14、15) 得到:

M为耦合电感L1和L2的互感, 当D2导通, VD2小于零, 可知:

而根据KCL, KVL可得:

把 (6) 带入 (18) 得:

6) 模态f (t5-t6) 见图8:在t=t5时刻, D1关断, i3在零附近振荡, 振幅相当小, 所以在这个模式中可以把电感电流i3看成零, 电流只通过L1和L2, 所以i1和i2大小相等。我们可以得到:

2 仿真实验结果分析

为了验证以上分析的合理性, 采用Pspice对变换器建立仿真模型, 进行仿真分析, 参数设计如下输入电压Vin为10 V, 频率28 k Hz, 占空比为0.5, 耦合电感L1为65μH, L2为2.4μH, 耦合系数设为1, 电感L3为3.2μH, 电感L4为140μH, 电容C1为200 p F, C2为1μH输出侧的滤波电容C3为2 200μH, 负载为3Ω。

仿真如图9所示, 开关管实现了零电流开通和零电压关断, 降低了开关损耗。

在仿真的基础上, 搭建了实验模型, 开关管采用了型号为2MB175L-060的IG-BT, 驱动芯片采用2SD315, 二极管采用采用IXYS DSEI 60~10A型快恢复二极管。实验结构如图10所示。

由图10可知, 在开通时, 实现了零电流开通, 在关断时, 由于电路谐振, 出现了震荡, 仍可看出实现了零电压关断。

3 结束语

本文对一种新型带耦合电感的软开关BUCK电路进行了研究, 功率器件基本实现了软开关, 使用了耦合电感作为主电感器, 可以实现软开关, 减小损耗, 提高了转换电路的输出效率, 电路由于不需辅助开关管, 所以电路比较简单, 控制也更容易实现。本文的分析是基于器件参数理想状态下, 后实验由于实际影响, 未能达到完美效果, 在关断时产生了较大的震荡。直流斩波器作为磁耦合谐振式无线电能传输技术的一个重要组成部分, 影响着整个系统的性能, 针对软开关技术的研究也必须随着无线电能传输系统的研究而更加深入。参考文献:

参考文献

[1]赵慧, 沈锦飞.新型BUCK-Boost变换器在感应加热电源中的应用[J].电力电子技术, 2012, 46 (3) :12-14.

[2]Ying-Chun Chuang.High-Efficiency ZCS BUCK Converter for Rechargeable Batteries[J].Industrial Electronics, IEEET ransactions on, 2010, 57 (7) :2463-2472.

[3]Ying-Chun Chuang, Yu-Lung Ke.A Novel High-Efficiency Battery Charger With a BUCK Zero-Voltage-Switching Resonant Converter[J].Energy conversion, IEEE Transactions on, 2007, 22 (4) :848-854.

[4]Lei Jiang.An Improved Soft-Switching BUCK Converter With Coupled Inductor[J].Power Electronics IEEE Transactions on, 2013, 28 (11) :4885-4891.

[5]杨磊, 沈锦飞.一种新型BUCK-Boost软开关变换器的研究[J].电源技术, 2012, 36 (7) :1024-1026.

一种新颖BUCK多电平变换器 第4篇

多电平直流变换器的发展是建立在多电平逆变器的基础上, 对于多电平逆变器已经形成了三类基本拓扑, 在拓扑方面已经比较成熟, 有进行N电平拓扑拓展的体系。由于电力电子变换器在各领域的广泛应用, 对其高压、大功率场合运用特性有了更高要求, 除了对器件性能要求更严格之外, 利用多电平技术进行拓扑改进也是一种可行方法。

1 BUCK三电平直流变换器

普通BUCK变换器对器件耐压要求较高, 使其应用受到限制。BUCK三电平直流变换器是在普通BUCK变换器的基础上推导出来的, BUCK三电平直流变换器运用了两个变换模块进行级联, 其优点有:开关管的电压应力为输入电压的一半;可以大大减小储能元件的大小;续流二极管的电压应力为输入电压的一半。

2 BUCK多电平直流变换器构成

在BUCK四电平直流变换器中, 要使为使开关管应力各位两电平BUCK变换器的三分之一, 必须使电源U1, U2 (或电容C1, C2) 满足:

3 BUCK四电平直流变换器分析

3.1 工作模态分析

上图1给出了BUCK四电平直流变换器电感电流连续时的稳态波形, 下面对该变换器工作模式加以分析, 在分析之前, 仍然要作如下假设:

(1) 开关管、二极管、电感、电容均为理想器件;

(2) 电容C足够大, 可以近似看成电压源。

一个开关周期将有如下开关模态:

(1) 模态1 1S、2S、3S全部导通, 电源Ui直接给电感与负载供电, 电感电流Li线性上升;

(2) 模态2 2S、3S导通, 1S关断, 次级电源1U供电, 电感电流上升;

(3) 模态3 3S导通, 1S、2S关断, 电感放电, 电源U2和电感L给负载供电;

(4) 模态4 1S、2S、3S全部关断, 电感L给负载供电, 电感电流下降;

(5) 模态5 1S导通, 2S、3S关断, 电源iU与电感对电源与负载供电, 电感电流下降;

(6) 模态6 1S、2S导通, 3S关断, 电源iU供电, 电感电流上升。

3.2 控制电路设计

本变换器采用电压瞬时值反馈控制, 将输出的电压采样与直流基准电压进行比例积分放大, 后送入比较器载波信号进行交截, 该控制电路前一部分是比例积分电路, 后一部分是同相放大电路, 因此使用该控制方法可以使输出电压在允许的范围内可调。

4 BUCK四电平直流变换器闭环仿真

为验证以上分析正确性, 在saber环境下对该电路进行仿真实验。结合其在光伏发电中的运用, 输入电压Ui=311V, 辅助电源1U=208V, U2=104V。额定容量为500VA, 负载功率因数-0.85~0.85, 开关频率为40KHz。电感L取20m H。仿真得到输出电压Uo=48V。仿真得出主要波形如图2。, 占空比为0.154比较小, 电压有四个电平。输出电压波形, 可见输出电压纹波在370m A左右, 输出为48V。

5 结论

基于直流的BUCK多电平电路变换原理, 提出了一种级联式N电平构成方法, 给出了一族级联式N电平拓扑结构。

对BUCK四电平直流电路工作原理进行分析, 并对其进行了闭环控制仿真实验, 验证了该级联式四电平拓扑的正确性。

参考文献

[1]张少如, 张云清, 王利军, 韩永典.太阳能发电中DC/DC变换器控制[J].河北:河北工业大学学报, 2010.

[2]刘凤君.多电平逆变技术及其应用[M].北京:机械工业出版社出版, 2007.

并联Buck变换器 第5篇

电力电子开关变换器的电路本质是离散、耦合的、动态的非线性系统,现在大部分开关变换器采用线性化的控制技术,控制规律采用PI控制。但PI控制对系统参数变化比较敏感,特别是开关变换器带非线性负载时响应速度慢,波形易发生畸变[3]。随着人们对开关变换器性能的要求逐渐提高,非线性系统的线性控制难以满足要求。而滑模变结构控制对开关变换器非线性具有天然的适用性。因此,本文以Buck变换器为研究对象,利用滑模变结构理论对其进行控制分析。其分析方法也可推广到其他开关变换器中。

1 VSS的基本问题

要实现VSS,必须满足以下条件[1]:

(1)满足滑动模态存在的条件,即切换函数矢量s=s(x),s∈Rm;(2)满足可达性条件,即在切换面si(x)=0,(i=1,2,,m)以外的状态点都将在有限时间内到达切换面;(3)满足滑模运动的稳定性条件,即系统进入滑动模态区以后,滑模运动是渐进稳定的;(4)具有良好的VSS动态品质。

VSS的动态响应可分为正常运动段和滑模运动段。因此VSS的设计主要包括两方面内容:选择合适的滑模面s(x);寻找合理的控制函数u+(x)和u-(x)。

2 Buck变换器的VSS分析

2.1 Buck变换器的基本拓扑结构

图1为Buck变换器的拓扑图,根据全控型电力电子器件的导通与否,系统具有两种工作模式,即电感电流连续模式及电流断续模式[4]。本文以电感电流工作在连续模式下,分析其工作过程。假设各电子元器件均为理想器件,取x1=iL,x2=uo,则Buck变换器的状态空间方程为:

其中u=1时,表示VT导通;u=0时表示VT关断。由于在电源电压ug波动时,出现ug与u相乘积项,因此系统为非线性系统。

2.2 滑模面函数

以状态偏差的线性组合建立滑模面函数:

2.3 控制函数的选择

在Buck变换器中,u为控制量只能取1或0,在VSS中属于控制受限的常值切换控制量[5],因此选择开关控制函数为:

要满足滑动模态存在性和可达性条件,即有:

使滑模条件成立的状态变量x1和x2在以下范围内成立:

式(6)表明只有以下2条直线范围内,才存在滑模区域。

系统状态变量在相平面的运动轨迹如图2(a)所示。要使切换s(x)=0全部都是滑模区,如图2(b)所示。L1、L2必须与s(x)=0平行,此时有:

当m有实数解时,有以下条件成立:

解式(10)得到:

即要满足切换线s(x)=0全都在滑模区,必须满足式(11)。

2.4 系统滑模控制的稳态性能分析

当采用滑模变结构的非连续控制时,只有在理想开关的作用下才能实现。现实的非理想开关具有时间及空间滞后,采用等效平均控制ueq,相当于PWM控制中的占空比。当系统运动在滑模面上时,有式(1)可写成:

其中,

将式(14)、(15)代入式(13)可得到:

3 仿真验证

3.1 仿真参数

按照上述讨论,利用PSIM仿真软件组建了Buck VSS系统。仿真参数为:ug=50 V,uoref=25 V,L=1 m H,C=10μFR=10Ω。

3.2 仿真结果

在上述仿真参数条件下,仿真结果如图3所示。图3(a)为系统阶跃响应输出波形,从波形上看出,VSS控制系统响应速度快,过渡过程仅为2 ms,且无超调;而常规线性控制为10 ms,有超调。图3(b)为负载突变输出电压响应波形,在仿真时间为200 ms时,负载由原来的R=10Ω变为R=5Ω;在220 ms时,负载由R=5Ω变为原来的R=10Ω,从仿真波形上看,VSS控制系统抗干扰能力强。图3(c)为给定电压突变输出电压响应波形,在仿真时间为15 ms时,给定电压由uoref=25 V变为uoref=30 V,VSS控制系统跟随需要2 ms,而常规线性控制约为7 ms。显然,VSS控制系统跟随性能好。

本文应用滑模变结构控制方法,对非线性的Buck系统进行控制分析。仿真结果表明,相对于常规线性控制,滑模变结构控制方法具有响应速度快、跟随性能好、抗干扰能力强的特点。文中推导的广义滑模区域条件及等效控制条件对Buck滑模变结构控制提供了一定的理论指导。

参考文献

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并联Buck变换器 第6篇

与传统发电系统相比, 燃料电池具有工作效率高、对环境污染小以及可扩展使用等特点, 被视为发展和应用前景最好的新型能源之一, 现已广泛应用于便携式、分布式发电以及备用电源等领域[1]。但是受内部电化学反应的影响, 燃料电池的输出动态响应缓慢, 无过载能力, 需要DC/DC变换器作为其输出接口单元来改善其输出特性[2]。

动态演化控制 (DEC) , 是基于反馈控制理念, 强制输出的偏差按照指定的路径 (称这条路径为“演化路径”) 趋向于零。与其他先进的控制方法相比, 该方法无需对变换器模型进行任何简化或线性化处理, 并充分利用了系统的非线性和时变性[3]。研究者只要知道变换器输出响应的公式, 确定了演化路径, 就可以求出动态演化控制方程, 并根据该方程对变换器进行控制。

由于Buck、Boost电路应用广泛、控制简单, 关于Buck、Boost变换器的DEC控制已经实验成功, 并应用到燃料电池动力汽车 (Fuel Cell Electric Vehicles, ECEV) 供电系统中, 实现了Buck/Boost的双向控制[4,5,6]。交错并联技术与同步整流技术的使用, 进一步扩大了Buck、Boost电路的应用范围。

结合上述两种技术, 本研究以两相交错并联同步Buck电路为实验平台, 设计该变换器的DEC控制器。在Matlab-Simulink仿真环境下, 本研究针对两相交错并联同步Buck变换器的DEC控制性能通过仿真进行测试。

1 燃料电池

燃料电池是将燃料中的化学能转换为电能输出。只要燃料的供应不断, 那么燃料电池就能不断地输出电能。可是, 燃料电池的输出极易受到负载的影响, 负载所需要的电流越大, 燃料电池的输出电压就会被拉得越低[7]。

实际应用的燃料电池其实是由许多单体燃料电池串并联组成的燃料电池堆, 而燃料电池堆还可以继续串并联以获得更高的输出功率和输出电压。燃料电池发电系统如图1所示。图1中的二极管DFC与吸收电容CDC用来防止反向电流对燃料电池造成损坏。基于这样一种应用情景以及燃料电池的输出特性, 本研究以两相交错并联同步Buck变换器作为燃料电池的输出接口电路, 在此基础上应用动态演化控制, 实现DC/DC变换器对燃料电池输出的管控。

2 Buck变换器

两相交错并联同步Buck变换器拓扑如图2所示。它是由两路基本同步Buck变换器并联而成, 这两路同步Buck变换器的元件参数和开关频率都是相同的, 只是控制相位上相差π个电角度, 即半个周期。每条支路中的上、下管处于互补工作的状态, 这样减小了因使用整流二极管而造成的整流损耗, 大大提高了变换器的工作效率。整个Buck变换器的输出电流为各支路Buck电路输出电流之和, 输出电流纹波在开关频率没有改变的情况下频率提高了两倍, 从而减小了纹波峰-峰值。同时, 交错并联技术也大大减小输出滤波器的尺寸, 提高变换器动态响应速度, 降低变换器的开关损耗[8,9]。

3 动态演化控制设计

DEC控制显著的特点就是会强制让系统的动态特性按照指定的演化路径进行演化。因此, DEC设计的第一步是要确定演化路径, 以确保系统的偏差按照特定的方式和速率减小至零。演化路径主要由分段线性曲线和指数曲线两种, 这里选用指数函数的演化路径, 该路径如图3所示。

该路径的曲线表达式为:

式中:Y系统的动态特征参数;CY的初始值;m一设计参数, m>0;该值的大小将会影响演化速度的快慢。

根据式 (1) 对Y进行微分整理, 则DEC控制器的动态演化方程可以写成:

为确保系统的动态特性能够按照演化路径减小至零, 必须要获取系统的控制规律。DC/DC变换器的控制规律对应于变换器的占空比公式α (vo, vi, iL) , 占空比α是vo, vi和iL的函数。该公式可通过对变换器系统的动态方程式进行分解并代入上述的动态演化方程 (2) 得到。

4 Buck变换器控制分析

两相交错并联Buck变换器是两个Buck变换器并联工作。若将输出电压作为控制的目标, 则对占空比α的分析可以基于一个基本的同步Buck变换器上完成[10]。

根据基尔霍夫电压定律, 可以得到同步Buck变换器的动态方程式:

式中:L电感感值, vi (t) 输入电压, iL (t) 电感电流, vo (t) 输出电压, α (t) 占空比。

对该式进行整理, 就可以得到输出电压的表达公式:

要推导出占空比公式, 需先定义状态误差函数 (Y) 的性质。在电力电子领域中, 可选择误差电压或误差电流方程作为动态演化方程中的Y。本研究假定Y是关于输出电压误差的线性函数, 表示为:

式中:k一正比例系数;verr误差电压;且:

式中:Vref输出电压的基准目标值。

将式 (5) 代入式 (2) , 有:

将式 (3) 和式 (7) 直接相加后整理得到占空比α公式为:

这也就是Buck变换器的动态演化控制律, 依据该公式对开关管进行控制, 就能实现两相交错并联同步Buck电路的DEC控制。由于式 (8) 满足动态演化方程式 (2) , DEC控制会强制输出误差电压 (Y) 按照式 (1) 进行演化, 并以m决定的减小速率一直减小到0, 达到稳态。

与其他控制策略不同, 在DEC控制的整个推导过程中, 本研究没有对系统模型做任何线性化或简化处理, 因此DEC控制可以在系统的整个非线性范围内工作。

把式 (6) 代入替换掉vo, 再次整理式 (8) , 得:

可以看出式 (9) 是由4个独立的部分组成。第一部分可称之为反馈项Vref/vi, 它是基于前一时刻采样值直接计算得来。第二和第三项分别是输出电压扰动的比例项和衍生 (微分) 项。最后一项是电感电流的衍生 (微分) 项。

通过该公式可以清楚地看到, 系统的输入电压、输出电压和电感电流都参与了控制过程。这种特性使得DEC控制可以补偿任何输入、输出端的扰动, 以及电感电流的变化, 因而交错并联同步Buck变换器会具有更好的动态特性。

5 Matlab-Simulink仿真结果

5.1 系统模型构建

Matlab-Simulink仿真环境下有一个专门的模块元件库Sim Power System, 它提供了电力电子仿真所需要的元件模型。用户可根据使用该元件库下的元件模块按照实际设计的电路进行建模, 构造仿真模型[11]。本研究在Simulink仿真平台上具体构建了DEC控制的两相交错并联同步Buck变换器仿真模型, 该模型如图4所示, 相关模型参数如表1所示。

由于交错并联同步Buck变换器需要两路PWM信号来驱动两组开关, 那就需要从单一的PWM发生器中生成两组互补交错的PWM信号。PWM信号产生的方法如图5所示。当控制信号Vst大于V1时产生第一路上管的PWM信号, 当控制信号Vst小于V2时产生第二路上管的PWM信号。相应下管的PWM控制信号可通过上管的PWM信号取反获得。

理想的电平控制信号值可按占空比式 (8) 或式 (9) 计算得到。控制信号V1和V2的值通过式 (10, 11) 给出, PWM信号则由式 (12) 产生:

5.2 控制器性能测试

负载突变是电力电子应用中经常遇到的典型问题, 在该领域中要求电力供应能对负载突变做出快速响应并进行补偿。因而设计了变换器系统分别在恒定输入电压和带交流纹波输入电压下, 负载阶跃变化的DEC仿真实验。参考输出电压设定为72 V, 负载每20 ms在1Ω~2Ω之间发生突变。设定的控制器参数k=1, m=22 000。

5.2.1 恒定输入负载突变情况下的仿真

在恒定的输入电压下, 负载发生突变的仿真结果如图6所示。输入恒定设置为72 V, 每20 ms发生一次负载突变。由图6可以看出, 相应的负载电流会在约24 A~48 A这两个值间变动。在负载突加的瞬间, 输出电压会有约4 V左右的下降, 但是通过动态演化的闭环控制, 系统在0.2 ms内就能补偿使输出维持在48 V。根据这个仿真结果可以说, 在72 V基准稳态电压输入下, 控制器完成了控制变换器输出电压的任务。

5.2.2 变动输入负载突变情况下的仿真

本研究在72 V恒定直流电压上叠加一个100 Hz, 5 V的交流电压纹波形图 (如图7所示) 再次进行仿真。同样每隔20 ms发生一次负载突变 (突增或突减) 。输出的负载电流仍会在24 A~48 A之间变化。在负载突加的瞬间, 输出电压也会出现约4 V的下降, 但系统能在0.2 ms内完全消除该压降。所得到的结果与上一小节所示结果是一样的, 这就表明了动态演化控制器完全消除了输入电压纹波对输出的干扰。显然, 上述控制器具备良好的抗干扰性能和快速响应能力, 其表现令人满意。

5.3 DEC与PI控制性能比较

当前, PI控制在电力电子中运用的最为广泛。为了进一步说明DEC的优越性, 本研究设计了一个基于PI控制的交错并联同步Buck变换器的仿真实验与上述DEC仿真进行对比。参数设定与表1完全一致, 经过试凑, 本研究设定PI控制器的比例系数P=1.2, 积分系数I=120。

5.3.1 负载调节性能

输入电压为72 V, 每隔20 ms负载变化一次, 仿真波形如图8所示。

与负载变化相一致, 相应的负载电流在24 A~48 A这两个值间变动。在负载突加的瞬间, 输出电压会有约5 V左右的下降, 基于PI控制的系统需1 ms才能使输出重新维持在48 V, 并且稳定后的输出电压一直会有500 m V的上下波动。跟动态演化控制相比, 在恒定输入电压下, 显然动态演化控制的动态响应和输出电能质量都比PI控制的高。

5.3.2 输入调节性能

恒定的72 V输入叠加一个100 Hz, 5 V的交流电压纹波, 负载条件不变, 仿真得到的波形如图9所示。

跟动态演化控制相比, 此时PI控制对于来自输入端的干扰不能进行补偿。虽然负载电流仍然在24 A~48 A两个大约值之间突变, 但明显不够稳定。在负载突加的瞬间, 输出电压会有将近6 V的下降, 需要2 ms才能完全消除该压降。该波形结果说明在输入有干扰影响时, PI控制器的控制性能将大打折扣, 从而进一步说明了动态演化控制器的优越性。

6 结束语

本研究详细论述了两相交错并联同步Buck变换器的DEC设计思路以及DEC控制的实现。通过在两相交错并联同步Buck变换器的Simulink仿真模型上与传统的PI控制进行仿真比较, DEC控制在变换器系统输入/输出有干扰的情况下, 都具有很好的抗干扰性能和快速的响应能力。无论从设计繁简程度和控制性能来说, 动态演化控制都优于传统的PI控制。

与PI控制相比, DEC控制器的优点有:

(1) 动态演化控制只需对一个参数m进行调整, 而PI控制需要调整比例因子和积分因子两个参数, 而这两个参数又会相互影响, 通常只能试凑和实验得到大致的PI值。

(2) 对输入和输出电压的变化具有很好的动态响应。

(3) 响应速度快, 鲁棒性好。

但是DEC有一个缺陷, 从式 (8, 9) 可以看出, 占空比的计算有一个除法项, 这使得DEC控制很难用模拟电路的形式实现。

参考文献

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并联Buck变换器 第7篇

Buck变换器因其简单,可靠的结构,在很多场合都有应用如VRM、PFC、燃料电池充放电[1-3]等。通常情况下为了方便控制和设计,Buck变换器工作在CCM模式。在该模式下,开关管开关损耗很大,续流二极管也存在反向恢复损耗,同时输出滤波电感的体积大,动态响应比较慢。为了实现开关管的零电压开通,先前有学者提出一种准方波零电压开关Buck变换器[3],通过检测电感电流的方向,来控制辅助管的关断,使电感电流反向之后给主管结电容放电,以实现零电压开关,但是有一定的控制难度且多了一个辅助开关管。后来也有学者提出将Buck变换器设计工作在BCM模式[4-6],既可以减小电感[6],也可以在电感电流到零时,通过电感与开关管并联电容的准谐振来实现开关管的零电压开通。文献[4]提出了一种BCM模式的控制方式,该方法是通过直接检测二极管两端电压,在电压谐振上升到上限值之后开通开关管,该控制方法对芯片的耐压提出了要求,而且该文章并没有给出详细的开关管开通时间设计。文献[5]是利用了耦合电感实现电路的零电压开关,但是在开关管关断的时候电感上会有很大的电流尖峰,二极管电流应力增加。文献[7]通过耦合电感实现在电感电流连续模式下的开关管的零电压开关,但是添加了多余的耦合电感和二极管。本文针对上述问题设计了一款3k W QR BCM Buck变换器,使用基本的Buck电路结构,通过详细的分析滤波电感和开关管并联电容的谐振过程,使用电感电流过零检测的方法,设计一个延时电路使得在输入电压变化范围内都可以实现开关管MOSFET的零电压开关,最高效率达到了98. 7 % 。

2 QR BCM Buck变换器工作原理

QR BCM Buck变换器主电路和工作波形如图1所示。工作波形分别为占空比D,MOSFET漏源极两端电压Vds和输出滤波电感电流iLf。如图1( b) 所示其工作模态有四个:

模态1( t0- t1) : t0之前,电感电流小于0,Q1体二极管导通,两端电压近似为0,在t0时刻开通开关管Q1为零电压开通,此时电感电流很小,Q1也为零电流开通。

模态2( t1- t2) : t1时刻电感电流大于0 且线性上升,在t2时刻电感电流达到最大值,此时关断开关管Q1。在该模态中电感电流大小为:

模态3( t2- t3) : 在t2时刻Q1关断,电感电流给Q1结电容和外并谐振电容充电,开关管两端电压缓慢上升,可认为是零电压关断。在此期间电感两端电压为输出电压- Vo,电感电流线性下降,电感电流大小如下:

模态4( t3- t4) : t3时刻电感电流下降到0,输出电感Lf和Q1、D1的两端电容Cr1、Cr2进行准谐振,由于Cr2较小可以忽略同时也忽略开关管和二极管的输出电容。电感电流继续下降,Q1漏源极两端电压下降,二极管D1两端电压上升,电感电流和Q1漏源极两端电压VDS大小如下:

由式( 3) 可知,Q1漏源极电压最小为VDS= Vin- 2Vo,在Vo≥ 0. 5Vin时,Vds最小为0,此时开通开关管可以实现零电压开通。在( t3- t4) 这段时间内开关管两端电压VDS波形如图2 所示。

由图2 可知,在漏源极两端电压最小时,如ta、tc时刻开通开关管,可以实现开关管的零电压或者谷底开通。本文为了方便设计和减小损耗,在ta时刻开通开关管。

由于模态1 和模态4 的时间很短,可以近似认为Buck变换器工作在电感电流连续模式。

输入输出电压关系为:

3 准谐振Buck变换器结构与设计

为了保证电感电流临界连续,在电感电流到零时必须开通开关管。为了实现上面的功能,本文选择控制芯片NCP1607,实现电感电流过零点的捕捉( ZCD) 。整个电路的结构如图3 所示。

电路进入稳态之后,当电感电流下降到零时,电感和开关管Q1两端电容谐振,电感两端电压下降,当ZCD脚电压下降到1. 6V的时候,RS触发器触发开关管开通。同时芯片内部,大小为270μA的恒流源给电容Ct充电,当电容电压等于误差放大器输出电压时,开关管Q1关断,电容Ct两端并联开关St导通,电容电压迅速下降到0,等到电感电流到0 之后重复上面的过程。设变换器效率为 η,开关管导通时间为Ton,输出功率为Po,则开关管关断时间

开关周期为

由

可知开关频率

由式( 8) 可知在负载变化时,开关频率fs变化,本文根据效率和开关频率的限制设定在3k W时开关频率为50k Hz,设计出输出电感为Lf= 20μH。

由于芯片内部给电容Ct两端电压设定了最大值,可知开关管Q1的最大导通时间Tonmax为

式中,Icharge= 270μA; VCTmax= 2. 9V,VCTmax为电容Ct两端最大电压。

同时由式( 9) 可得:

可知Ct的大小必须要满足在最大功率时的Ton。可以得出

图4 为ZCD电路,开关管Q1开通时,Lf承受正向压降时,VZCD为负,在开关管关断Lf承受反向压降时,VZCD为正。在电感电流到0 之后,输出滤波电感与Q1管两端并联电容谐振,MOS管两端电压下降,二极管电压上升,电感两端电压下降,在VZCD<1. 6V时,开通开关管。考虑输出电压的幅值和芯片引脚输入电压,设计Np: Ns= 15。 则VZCD= 1. 6V时,电感两端电压为VL= - 24V。此时开关管Q1两端电压VDS= Vin- Vo+ 24。

为了保证在输入电压改变时,开关管Q1都可以实现零电压开通,则必须在漏源极电压Vds= 0 的时候开通Q1。如图5 所示在t11时电感电流下降到0 和MOSFET漏源极并联电容谐振,在t12时VDS=Vin- Vo+ 24,在t13时VDS谐振到0,Q1寄生二极管导通,并联电容不参与谐振。此时加在电感两端电压为Vin- Vo,电感电流线性上升,到t14时电感电流上升到零,如果此时没有开通开关管Q1则输出滤波电感和MOSFET并联电容继续谐振,Q1两端电压又重新上升。为了保证开关管零电压开通,必须在t13~ t14之间开通开关管Q1。

由式( 3) 可知在VDS= Vin- Vo+ 24 时

式中,θ1=arccos(24/Vo)。

Vds= 0 时谐振的时间

式中, ,电感电流大小为:

则电感电流上升到零的时间为

由式( 15) 、式( 13) 可知

由式( 16) 可以看出,在输出电压,输出滤波电感和并联谐振电容不变时,准谐振时间只与输入电压有关。为了保证在输入电压变化范围内,开关管的开通是在t13~ t14之间,必须在过零点捕捉信号t12之后,加上适当的延迟时间来实现,具体实现可以通过在过零点捕捉电路后面或VGS驱动芯片之前分别加了RC延迟电路如图3 所示,通过合理地设计其中任意一个RC延迟电路则可以实现开关管Q1的零电压开通。

在本实验中Ct= 2400p F,电感Lf= 20μH,输出电容Co 1= 750μF,并联谐振电容Cr1= 4n F,Cr 2= 0,MOSFET选用的是ST公司的STW77N65M5。输入电压范围为240 ~ 300V,额定工作电压270V,额定输出电压为210V。

从图6 中可以看出在输入电压变化范围内( t1 4- t1 2) 最小为870ns,( t1 3- t1 2) 最大为134ns,为了保证开关管零电压开通,开关管必须在134 ~ 870ns之间开通。芯片内部的延迟为100ns,通过设计RC延时电路使之延迟时间为600ns,经计算取R =1kΩ,C = 220p F,则可以实现输入电压变化范围内开关管的零电压开通。

4 实验验证

为了验证本文的方案,研制了3k W,QR BCM Buck变换器。 图7 ( a ) 输入电压270V、输出电压210V,功率为1500W的波形; 图7 ( b) 为输入电压270V、输出电压210V,功率3000W的波形,可以看出负载变化时,零电压开关依然可以实现。图7( c)为输入电压250V、输出电压210V,功率3000W时的波形,与图7( b) 相比依然可以使先零电压开通。图8 为变换器在270V输入时各个功率下的效率,电路最高效率可以达到98. 7% 。

5 结论

准谐振BCM Buck变换器将电感电流设计在临界连续模式,减小了磁性元件的体积重量。在电感电流减小到零时,输出滤波电感和开关管并联电容谐振,通过设计开关管的开通时间,使开关管开通时,漏源极电压为0,可以实现开关管的零电压、零电流开通,减小了电路的开通损耗,提高了变换器整体效率。

摘要：电感电流临界连续工作模式(BCM)Buck变换器,在电感电流下降到零时,输出滤波电感和开关管并联电容谐振即准谐振(Quasi Resonant)(QR)。在开关管两端电压谐振到零的时候开通开关管,则可以实现零电压零电流开通(ZVS/ZCS)。本文通过详细分析输出电感与开关管并联电容的谐振过程,得出开关管两端电压为零的时间,并且通过设计延时电路,以保证输入电压变化时依然能够实现零电压和零电流开通(ZVS/ZCS)。在开关管关断时由于开关管两端并联了谐振电容,可近似认为是零电压关断。而且Buck变换器工作于BCM模式时输出滤波电感体积小,动态响应速度变快,二极管自然关断,没有反向恢复损耗。最后设计了一台3kW的原理样机,最高效率可以达到98.7%。