动态精度范文

动态精度范文（精选8篇）

动态精度 第1篇

速度是人们在日常生活中非常常见的物理量, 然而相对于 (角) 位移甚至 (角) 加速度, (角) 速度是难以被测量的。除在个别场合通过某些线性关系可以从压强 (如皮托管) 、频率 (如多普勒效应测速) 、电流 (通过测量磁通变化) 或旋动角 (如陀螺仪) 等物理量获得速度值外, 绝大多数时候速度都是由位移相对时间微分或由加速度相对时间积分所获得。我们知道位置或角度传感器的精度越高, 其微分所获得的速度就越准确, 那么反过来如果需要获得高精度的速度, 是否也需要高精度的位置或角度传感器?这是一个在系统设计初期非常容易被忽略的问题。静态精度低了自然难以获得需要的速度精度, 而静态精度过高则会在系统实现阶段耗费过多不必要的资源和精力。本文基于感应同步器的特点, 讨论了其动态精度和静态精度的关系, 并将结论推广到其它几种角度传感器上。对角速度敏感型系统的设计及角度传感器的选型具有很好的借鉴作用。

1 几种角度传感器静态误差分布

伺服控制系统一般使用角度传感器来获取角速度反馈, 常用的角度传感器有感应同步器、旋转变压器和编码器。

感应同步器是利用两个平面印刷绕组的互感随位置不同而变化的原理将线位移或角位移转换成电信号的一种装置。它将一个圆盘在360°内均分成多个对极, 每个对极都相当于一个传感器, 误差被多个对极所均分。感应同步器的静态误差主要是一次谐波和二次谐波的形式[1], 其中一次谐波误差可以认为是由激磁电压对角度测量信号的串扰产生的[2]:

式 (1) 中θt为感应同步器转过的机械角, k为干扰信号的幅度, φ为干扰信号的相位。而二次谐波误差则是感应同步器两相幅值不等、相位不正交引起的[3,4]:

式 (2) 中Δφd和ΔU分别为双相端相位正交误差和幅值偏差。

从图1、图2可以看出, 编码器的误差分布主要是360°内的正弦分布叠加上以信号周期为周期的细分误差。编码器可以看作是极对数更高的感应同步器。一般而言, 感应同步器最多只能做到上千对极, 而光电编码器采用光栅工艺, 可以在一个圆周内细分出几十万个光栅周期 (即信号周期) , 并且在一个信号周期内还可进行电气细分。

2 感应同步器动态误差分析

鉴于感应同步器较为常见, 本文首先对感应同步器的动态性能进行讨论, 然后把结论推广到另外两种传感器中。

与编码器相比, 感应同步器具有两种独有的动态误差:第一种是由输出信号频率变化所产生的误差[6,7], 第二种动态误差的来源是系统中使用的带通滤波器[8]。这几种误差都可以在一定程度上加以修正。而受工艺水平限制, 静态误差不可能被无限抑制, 由于静态误差的存在, 相当于在系统的输入端加入了一个干扰源, 从而在伺服控制系统中引起电机速率的波动, 这是任何角度传感器都会面临的问题。

由于感应同步器的零位误差一般很小, 静态误差主要是细分误差的一次谐波和二次谐波的形式, 而二次谐波误差可以在一定程度上获得补偿[3,4,5,6,7,8,9]。这样, 系统的误差分布我们可以近似看成是如下式所示的一次谐波形式 (事实上一次谐波和二次谐波误差具有相似的影响) 。

Δφ=Δφmaxsinpθt (t) (3)

式 (3) 中, p为感应同步器极对数, Δφ的单位是弧度。这样, 计算角速度时的误差就是

$\frac{\text{Δ}\omega {}_{\max }}{\omega {}_t(t)}=\pm \text{Δ}\phi {}_{\max }p=\pm 2\text{π}\frac{\text{Δ}\phi {}_{\max }}{2\text{π}/p}$ (5)

也就是说, 角度误差对角速度的影响是以相对误差的形式表现, 极对数越多, 虽然Δφmax越小, 但相对误差并没有改变。对于360对极的感应同步器, 每10秒的误差, 对角速度就带来了1.75% (即10/3 6002π/360360=10/3 6002π) 的相对误差。

为了对式 (5) 进行验证, 我们搭建了一套转动机构, 这套系统由一台360对极的感应同步器实现角度测量, 该感应同步器的静态误差为±25″, 并让转动机构按照一定的速度曲线运转, 用感应同步器测量得到如图3所示的角速度曲线。

把图1中的曲线和它自身的瞬时平均值相除, 得到角速度相对误差曲线如图4所示, 从图4中可以看出, 系统转动的波动值很小, 误差基本上可以控制在±1.5%以内。

但是由于感应同步器自身就有±25″的误差, 因此系统实际的运转曲线并非如图3所示。使用另一台精度为±2″的转台所测量的实际角速度则如图5所示。

从图5中可以看出, 系统实际运转的角速度波动非常大, 而且主要是呈一次谐波的波动形式。通过由转台测量得到的角速度和瞬时平均角速度作比较, 可以得到如图6所示的误差分布。最大误差超过了±5.5%, 并且可以看出, 这是由一次谐波误差和如图4所示的误差分布所叠加的误差。

根据 (5) 式, 误差为±25″的感应同步器会对角速度测量带来2π25/3 600=±4.36%的误差, 再叠加上图2所得到的±1.5%的误差, 系统的实际角速度误差最大可以达到±5.86%, 和图6的结果非常吻合。

3 旋转变压器和编码器的动态误差分析

通过对感应同步器动态误差的讨论, 我们可以把 (5) 式的结论推广到旋转变压器和编码器上。

对于旋转变压器而言, 它相当于1对极的感应同步器, 一个机械周期为360°。根据 (5) 式的结果, 旋转变压器的静态误差对角速度的影响为:

$\frac{\text{Δ}\omega {}_{\max }}{\omega {}_t(t)}=\pm \text{Δ}\phi {}_{\max }=\pm 2\text{π}\frac{\text{Δ}\phi {}_{\max }}{2\text{π}}$ (6)

也就是说, 感应同步器虽然通过多对极的形式提高了静态精度, 但也因为机械周期同比减少因此它的动态误差并没有改变。对于相当工艺的感应同步器和旋转变压器而言, 虽然感应同步器的静态误差Δφmax仅为旋转变压器的1/p, 但它们却具有相当的动态误差。

对于编码器而言, 根据图2, 我们可以把单信号周期内的误差分布看成主要是一次谐波和二次谐波的叠加, 这样在单圈内编码器的误差分布为:

Δφ=asinθt (t) +u1sinpθ (t) +u2sin2pθ (t) (7)

式 (7) 中a为单圈内误差的幅值, 它对应于感应同步器的零位误差;u1和u2分别为单信号周期内一次和二次谐波误差的幅值, 它对应于感应同步器的细分误差;p为编码器单圈内的信号周期数, 它对应于感应同步器的极对数。这样, 根据式 (5) , 编码器的动态误差为:

从式 (8) 可以看出, 同样是在圆周内进行细分, 编码器和感应同步器一样其动态误差并没有随着静态误差的减小而减小。一般编码器的细分误差仅能控制在信号周期的±1%左右, 甚至不如感应同步器和旋转变压器。但是由于编码器单圈内的信号周期数可以做得非常大, 一个信号的角度周期仅为几十角秒, 这样即便是在系统转速非常低的情况下, 一个信号的时间周期也远小于速度环的时间常数, 这样对角速度的获取就可以采用等角度微分而非等时间微分。采用等角度微分并使微分间隔为信号周期的整数倍, 则式 (8) 中的后两项就被过滤掉, 编码器的动态误差仅受单圈静态误差幅值a的影响, 即:

$\frac{\text{Δ}\omega {}_{\max }}{\omega {}_t(t)}=\pm a$ (9)

一般而言, a可以做到小于±1″, 动态误差不超过±0.000 5%。而感应同步器由于工艺限制, 每个对极的角度周期仅能达到角度级别, 在低速的情况下其微分间隔受速度环带宽限制而无法超过一个对极的时间周期, 因此无论是采用等距微分或等时微分它的动态误差都要受到式 (5) 的限制。

4 结论

由于角度传感器静态误差的存在, 相当于在系统的输入端加入了一个干扰源, 从而在伺服控制系统中引起电机速率的波动, 影响了系统的动态精度。速率的波动表现为相对误差的形式, 其大小不但和传感器静态误差的幅值有关, 还与静态误差分布的周期有关。

感应同步器采用机械细分的形式以多对极获取高静态精度, 但是实际上并没有提升其动态精度, 在低速的情况下尤为明显。而编码器虽然采用光栅技术获得更小的细分周期, 但是其细分周期已远小于速度环的时间常数, 即便在低速的情况下也可以通过等角度微分来避免细分误差的影响, 从而获得非常高的动态精度。

摘要：速度和角速度都是难以测量的物理量, 除在个别场合可以通过某些线性关系获得速度值外, 绝大多数时候速度都是由位移相对时间微分或由加速度相对时间积分所获得。位置或角度传感器的精度越高, 其微分所获得的速度就越准确, 但是反过来却未必成立。基于感应同步器的特点, 讨论了其动态精度和静态精度的关系, 并将结论推广到其它几种角度传感器上。对角速度敏感型系统的设计及角度传感器的选型具有很好的借鉴作用。

关键词：角度传感器,感应同步器,动态精度,静态精度

参考文献

[1]任顺清, 曾庆双, 陈希军.圆感应同步器测角误差的分离技术.中国电机工程学报, 2001;4, 21 (4) :92—95

[2]李秋明, 冯汝鹏, 王景贺, 等.感应同步器测角系统误差分析及补偿.中国惯性技术学报, 1998;6 (1) :50—53

[3]曾庆双, 任顺清, 王卫阳.感应同步器测角系统误差调整与补偿.哈尔滨工业大学学报, 1998;30 (1) :87—90

[4]靖俊.感应同步器动态测角系统的设计与研究.中国科学院研究生院硕士学位论文, 中科院上海技物所.2009

[5]Heidenhain J.Encoders for servo drives.Traunreut, Germany.Hei-denhain Inc.2008

[6]Liu Qiang.Application of inductosyns in high precision mechanical servo systems.ICIEA.Singapore, 2006:1—4

[7]曾庆双, 陶冶, 任顺清.感应同步器相位直读测角系统动态误差补偿.哈尔滨工业大学学报, 2004;36 (3) :388—390

[8]王茂.高精度测试转台鉴相型测角系统动态误差的自动补偿.哈尔滨工业大学学报, 2001;33 (5) :628—631

动态精度 第2篇

动态GPS(RTK)在城市控制测量中的精度分析

动态GPS(RTK)在城市控制测量中,因受诸多条件的.限制,大多情况下需要与常规测量相结合才能完成一个完整的工程项目,因此就需要对RTK的精度进行客观的评定.用误差传播定律理论结合实例对两种作业模式进行分析,证实RTK测量点位精度高且精度分布均匀,但RTK测量达不到常规导线点相邻点间的相对精度.按现行规范对导线点的精度要求,使用RTK作业时,布设点位的要求应改变,边长应适当加长.

作 者：尤俊龙 孙立新 YOU Jun-long SUN Li-xin 作者单位：华北地质勘查局,五一四地质大队,河北,承德・067000刊 名：承德石油高等专科学校学报英文刊名：JOURNAL OF CHENGDE PETROLEUM COLLEGE年，卷(期)：11(2)分类号：P228.4关键词：动态GPS(RTK) 导线 精度 误差

动态精度 第3篇

关键词：雷达,精度,动态校飞,误差分析

靶场测控系统的主要任务是实时监视导弹飞行过程、保证试验安全、获取试验数据, 为导弹性能的分析评定和改进设计方案提供依据[1]。靶场测控系统的精度直接影响导弹试验的精度分析及导弹的改进和定型等试验结果报告的质量, 是“战斗力”水平的重要标志, 因此测量精度也就成为了靶场测控设备研制、验收、校准和改进过程的核心问题之一, 测控设备的精度鉴定工作成为测控技术中不可缺少的重要环节。

1 精度鉴定的主要方法

测控设备精度鉴定的方法分为“硬方法”和“软方法”[2]。“硬方法”是指用精度更高的测控设备作为标准, 两型设备同时测量同一目标, 比较两者的测量数据, 以此估算测控设备的精度, 如以高精度光电经纬仪作比较标准的鉴定方法。“软方法”是指利用统计数学和精度分析对测量数据进行事后处理[3], 以鉴定测控设备的精度, 如“EMBET”方法。目前, 国内靶场使用的主要方法如下[4]:

(1) 星体角度法。该方法常用于测控设备静态测角准确度的鉴定, 以恒星相对于测控设备的理论方位角和高低角作为比较标准。该理论角可由恒星赤道坐标、测站天文经纬度和测量瞬间恒星时准确算出。将设备的拍星实测值与星体理论值作差, 即可统计出静态条件下的测角准确度。

(2) 静态误差与动态误差增量合成法。该方法目前仅适用于光测设备的鉴定。动态条件下测量目标引起的附加误差称为动态误差增量, 其与星体角度法所得的静态误差的综合均方差, 即为动态条件下的测角准确度估计量。动态误差增量目前主要是在光测设备研制厂家总装车间按以下方法测定:在测试架的不同方位、高度上放置若干平行光管, 以模拟无穷远的光学目标, 光学测控设备分别以静态及动态方式对各平行光管进行摄影, 并将动静态测量值作差, 即可统计出动态误差增量。

(3) 飞机校飞试验。以弹道相机、光电经纬仪或GPS等作为比较标准, 设置在被鉴设备附近, 校飞飞机携带相应的校飞设备, 沿预定航线飞行, 比较标准与被鉴设备同时对该飞机进行跟踪测量, 事后对被鉴设备与比较标准的常规数据处理结果做综合比对分析处理, 统计出被鉴设备的准确度。

本文结合精度校飞试验, 利用GPS测量结果作为真值, 对高精度测量雷达角精度的动态测量精度进行了外场验证分析。

2 外场精度校飞试验

2.1 精度校飞鉴定系统

如图1所示, 精度校飞试验鉴定系统[5]由GPS地面基准站、脉冲雷达、校飞飞机和GPS卫星组成, GPS地面基准站和雷达站址坐标经大地测量精确测定。校飞飞机上安装有测控设备跟踪观测的应答机[6]、GPS接收机、天线和电子罗盘等。

2.2 精度校飞的基本原理

2.2.1 精度统计分析

对GPS测量数据进行各种误差修正经综合处理得到机载GPS的测量数据[7], 由于GPS测量点位与其他设备测量点位不在同一点上, 故采用机载电子罗盘输出的飞机偏航角Ψ (t) 、俯仰角φ (t) 和滚动角γ (t) 等数据, 将不同机载天线测量参数换算到同一测量位置上, 得到基准位置和速度参数。同时对基准参数进行误差统计, 若误差满足要求, 则可进行精度比对。根据测量原理, 可将WGS-84坐标系的参数转换到发射坐标系, 并进一步计算出各测站的测元, 这样便可得到测控系统或设备测元的基准参数。

对测元数据进行包括系统误差和大气折射修正[8], 并进行不同部位修正, 得到相对统一测量点的测元数据, 并按照测量方案计算出测控系统的定位、求速参数, 得出被比对的数据。

将被比对数据与真值逐点作一次差, 则有

式中, Yi为被比对参数;Xi为真值参数。

当进行系统的误差比对时, Δ表示位置和速度的一次差;当进行测元比对时, Δ表示包括方位角、俯仰角、距离、距离变率等在内测元的一次差。则总误差Sa、随机误差σ、系统误差δ的统计值为

上述方法, 即可用于系统的精度鉴定, 又可用于测元的精度比对, 在测元的基础上, 也可进一步推算系统的精度。

2.2.2 校飞数据处理结果

现以某次校飞试验的脉冲雷达数据处理为例, 对雷达原始测量数据首先进行量纲恢复和标校修正[9], 以及有效性判定和合理性检验, 然后进行误差修正与跟踪部位不一致修正, 从而得到雷达误差处理结果。图1是某次校飞试验的数据处理结果。

如表1所示, 方位角的各项误差指标相差较小, 与雷达天线的测量仰角无关[10], 而俯仰角测量精度受雷达天线测量仰角的影响较大。测量仰角较低时误差增大, 雷达测量精度显著降低;当测量仰角超过5°后, 各项误差指标迅速变小, 达到脉冲雷达的测量精度指标。方位、俯仰各项误差精度满足指标≤41.3 s要求, 仰角范围3°~73°。

在数据处理过程中, 也发现目标在过雷达测量捷径点时, 测角数据存在随机误差增大的现象, 如图2和图3所示和表1所示, 段落5的测量仰角高于段落4, 但各项误差指标却比段落4差, 这就是受此影响所造成的。此问题对测量精度的影响较为明显, 应采取手段尽量抑制误差的放大。

2.3 利用校飞GPS进行雷达精度鉴定的注意事项

在进行雷达精度鉴定时要求比对系统的精度, 高于被鉴定设备的测量精度一个量级。校飞GPS的定位精度在10 cm级, 而测量雷达的定位精度一般在m级, 故满足雷达精度鉴定的要求。但考虑到校飞飞机的形状、GPS安装部位等实际情况, 为保证精度需注意:

(1) 校飞航路的选择。为提高雷达标校精度, 在校飞航路选择上应考虑雷达精度工作范围、雷达跟踪部位等因素。

(2) 跟踪目标不一致的修正。在飞机上安装的GPS天线和雷达跟踪测量部位或应答机天线相位中心位置是不同的, 必须将GPS定位结果归算到跟踪目标中心, 做目标不一致归算。GPS中心与目标中心的相对位置是固定的, 但由于飞机在运动中, 其航向、俯仰、滚动等姿态参数是变化的, 从而使两中心间WGS-84坐标系的坐标差也在变化。因此, 需求出每一个观测时刻t两点间的坐标差, 进行中心归算。

(3) 录取时间与GPS时间对齐[11]。利用搭载具有数据存储功能的GPS的飞机作为受检雷达的跟踪目标, 雷达录取终端时间与GPS时间应对齐。对于录取计算机而言, 若目标点迹时间与校飞飞机GPS系统时间不统一, 则会对后期数据分析精度的准确性造成影响, 从而使数据精度分析的结果失去精度试验的参考意义。通常认为, 不同地理位置的GPS系统正常定位后送出的时间信息是高度准确且一致的。这种情况下, 可通过录取计算机每过一定的时间间隔来获取GPS时间TGPS, 然后根据TGPS与录取的点迹时间进行比较判断。若两者时间不统一, 系统就自动进行对时处理, 从而保证了录取的点迹时间与GPS时间的统一性。

3 结束语

高精度轴承内圆磨床动态设计 第4篇

机床是一个弹性系统, 在交变激振力 (即动态力) 的作用下, 将产生振动。这就需要对机床的动态特性和机床的动刚度问题进行研究。

国内许多学者做了大量有益的工作。概括起来:1) 通过改变机床床身的筋板类型和布局设计实现对机床机构静、动态特性的优化[1];2) 应用模糊理论来实现机械结构的优化设计和动力学模型修正[2];3) 以固有频率和相对振动位移量为设计方案评价标准, 对机床床身及整机进行了动态优化[3]。

国外机床制造公司虽然对机床部件的动态优化设计方面在技术上保密, 但也发表了很多相关的有参考价值的文献[4,5,6]。所涉及的方法对于机床结构件的动态优化设计都具有很好的指导意义。

通过研究高精度数控轴承磨床整机动态特性, 针对机床的薄弱环节, 提出米型筋板布局结构床身, 并对几种米型筋板结构床身设计方案的分析比较, 得到了动态特性优良的设计方案。

1 整机结构动力学模型及分析

建立磨床各部件CAD模型, 组装生成轴承内圆磨床的整机有限元模型, 如图1所示:

结合面采用了刚性连接。为了掌握在动态干扰激励机床结构的抗振性能, 首先对整机进行谐响应分析。考虑到磨床的正常工作转速在12000r/min, 分析计算了40～250Hz磨床的振动响应, 其幅频响应曲线如图2所示。

从谐响应分析结果可以看出, 在动态磨削力激励下第1, 4阶约束模态容易被激发, 1, 4阶约束模态固有频率和振型如图3所示:

第1阶模态主要表现为局部模态, 该振型的固有频率为135.01Hz;第4阶模态主要是床身的扭转变形, 主振系统是床身, 固有频率为205.11Hz。

磨床的工作转速为1200r/min (200Hz) , 该频率段接近磨床的第4阶固有频率。针对以上分析得出的该款磨床薄弱环节是床身, 应该适当提高床身的抗扭刚度, 减小动态切削力下机床的扭转变形。

为了提高该床身机构的抗扭刚度, 提出以米型筋板布局的设计形式, 因为米型筋板布局有很强的抗扭性能, 同时具备一定的抗弯刚度。

2 床身有限元建模与分析

2.1 原床身结构动力学模型及分析

图4 (a) 所示为原床身CAD模型, 床身内部采用井字型结构。图4 (b) 是床身CAE模型。建模时忽略了床身表面的一些小特征, 并对CAD模型中的小斜面进行了平面化处理。

图4 (c) 和图4 (d) 为原床身的第1、2阶振型, 其第1阶为234.29Hz的扭转振动, 第2阶为242.98Hz的弯曲振动。考虑到磨床的实际工作频率, 可以认为床身的前几阶模态, 特别是其第1阶固有频率及对应的振型对机床的振动影响较大。

2.2 米型筋板结构床身方案的探讨

保证床身外型尺寸结构不变的前提下, 提出5种米型筋板布局结构。为保证导轨具有较高的静刚度和抗弯刚度, 米型筋板方案中保留了支撑导轨的小筋板结构。具体筋板布局如图5所示, 米1型床身采用3个米型筋板布局;米2型床身采用3个米型筋板布局, 同时加一条水平筋板;米3型床身采用3个米型筋板布局, 同时加两条水平筋板;米4型床身采用4个米型筋板布局;米5型床身采用4个米型筋板布局, 同时加一条水平筋板。

5种方案的前三阶固有频率及床身质量见表1。改进后的床身动态性能有很大提高, 米1型床身的前三阶固有频率均优于其他3款且床身质量最小, 满足动力学设计对床身整体刚度和质量分配的要求, 是比较理想的床身结构。

3 新床身整机结构的动力学分析

将米型新床身替换原床身, 组装新整机, 结构动态分析表明, 新整机的各阶振型和原整机模型基本相同, 但各阶固有频率均有所提高 (表2) , 图6给出了谐响应分析结果对比。

研究表明, 经过优化后的新整机在40～250Hz的振幅比原整机有所下降, 特别是在共振点振幅下降明显。可以看出, 米型新床身使整机动态性能有了较为显著的提高。

4 结论

建立了高速轴承内圆磨床整机和床身的CAD/CAE模型, 以床身低阶固有频率和床身的重量为设计的主要依据, 对床身筋板布局形式进行了动态分析, 研究表明:1) 原磨床床身在工作过程中容易被激发出扭转振动;2) 采用3米型筋板结构布局, 能有效提高床身的抗扭刚度。

摘要：基于有限元法进行高精度数控轴承内圆磨床动态特性分析与结构优化设计。分析揭示了床身为整机的薄弱环节, 特别是抗扭刚度有待提高。提出5种米字型筋板的结构布局, 对比分析得到动态特性优良的床身设计方案, 改进后的整机可大幅度提高动态特性。

关键词：轴承内圆磨床,动态特性,有限元法,床身筋板结构

参考文献

[1]汤文成, 易红, 幸研.加工中心床身结构分析[J].机械强度, 1998;20 (1) :11-14.

[2]张学龄, 徐燕申, 钟伟泓.基于有限元分析的数控机床床身结构动态设计方法研究[J].机械强度, 2005;27 (3) :353-357.

[3]陈新.高精度内圆磨床结构动力学建模与优化设计研究[D].[博士学位论文].南京:东南大学土机械工程系, 2001.

[4]Ramezanali Mahdavinejad.Finite element analysis of machine andworkpiece instability in turning[J].International Journal of Ma-chine Tools&Manufacture, 2005, 753-760.

[5]Cyrille Artho.Combined static and dynamic analysis[J].Elec-tronic Notes in Theoretical Computer Science, 2005, 131:3-14.

[6]W-Y Lee, K-W Kim, H-C Sin.Design and analysis of amilling cutter with the improved dynamic characteristics[J].In-ternational Journal of Machine Tools&Manufacture 2002, 42:961-967.

动态GPS精度分析理论与应用 第5篇

关键词：动态GPS,精度,特点,误差

0 引言

科技的发展促使GPS测量的精度随之得以不断的提高, 各种小型化的GPS测量设备被广泛应用于各个方面, 而动态GPS的出现为测量提供了更多的便捷, 降低了测量人员的工作强度, 并且也降低了测量成本。虽然动态GPS存在诸多的优越性, 但对于动态GPS精度的掌控却存在一系列问题有待解决。可见, 探究提高精度的方式, 对于动态GPS的推广应用具有重要意义。

1 GPS定位技术的特点

由美国主导建立的GPS全球定位系统最初是为了满足军事上的要求, 而后期随着卫星不断增多, 以及军事需要上的降低, GPS系统逐渐的转向民用领域, 而因为该系统采取的是距离定位的方式, 在此基础上进行测距空间交会定点, 有着全天候、全球性以及连续的三维导航、授时、定位的作用, 而且还有着理想的抗干扰性和较强的保密性。现如今, GPS系统在民用市场中得到了十分迅速的发展。动态GPS技术的出现为测绘行业带来了翻天覆地的改变, 大大推动了测绘学的发展。

2 动态GPS的误差来源

2.1 卫星钟差

为了测得具体的地理位置信息, 信号需在地面与卫星之间来回传递, 而距离的测量则要时间上的准确性作为保证, 但事实上, 接收钟、卫星钟二者之间无法始终严格的保持同步, 虽然在卫星上加入了精度很高的原子钟, 卫星钟与接收钟之间还是可能存在1 ms左右的误差, 而对于高速运动的卫星而言, 其1 ms的运动距离可达到300 km。

2.2 卫星轨道偏差

卫星在轨道上运行时实际上还是要受到诸多外力的干扰, 除了地球的引力之外还可能受到其他天体引力的吸引, 虽然大体上还是在围绕地球做圆周运动, 但是在轨道上面却存在一些偏差, 按照当前的技术水平尚无法完全掌握卫星轨道的运行规律, 也就无法调控卫星轨道的偏差。

当前处理卫星轨道偏差的方法主要有3种:

1) 忽略轨道误差。

如果对于测量的精度要求不高, 可以直接忽略轨道误差。

2) 采用轨道改进法处理观测数据。

如果对于测量的精度要求非常高, 就必须在计算时引入卫星轨道偏差的改正参数, 但是这一方法也是基于短时间内这些参数不变, 其实还是存在误差。

3) 同步观测值求差。

通过多个观测站, 以此对卫星的同步观测值进行求差, 借助于该方法, 将卫星轨道偏差尽可能的予以减少, 这一方法可显著改善测量精度。

2.3 卫星信号的传播误差

由于信号需要在地面接收机与卫星之间进行传递, 信号在传递的过程中需要经过各种各样的介质, 而这些介质很可能改变信号传播的强度、速度以及方向, 从而导致卫星信号的传播误差。

1) 电离层折射的影响。

地理上将离地面50 km~1 000 km范围内的大气层称为电离层, 受到阳光的影响, 电离层当中一系列气体分子, 接受了光子所带来的能量, 继而在外层电子跃迁之后, 逐渐形成大量的自由电子和大量的正离子, 并且, 信号在通过电离层时, 往往会受到正离子与自由电子所带来的不同程度的影响, 由此, 传播的强度、传播的速度乃至传播的方向均会有所变化, 因而仅仅凭借计算信号传播的时间和光速的乘积, 无法求出卫星和接收机二者之间的实际距离。

2) 对流层折射的影响。

地理上将离地面40 km左右的大气层称为对流层, 虽然对流层不会直接受到阳光的影响, 各种自由电子以及离子的含量较低, 但是阳光却可以使得对流层的温度呈现不均匀的变化, 阳光照射到地面并且由地面反射至对流层, 此时对流层的温度就呈现不均匀的分布, 信号传递至对流层时会由于温度的影响而改变其路径。

3) 多路径效应的影响。

多路径效应是动态GPS测量最大的误差来源, 由于卫星发射的信号是以电磁波的形式传递, 而这种电磁波的来源并不只卫星一种, 各建筑物也可以发射出电磁波或者反射电磁波, 因而由卫星发射来的电磁波信号很容易受到来自其他波的干涉, 干涉过后的电磁波信号被接收机所接收之后计算出来的数值就存在误差。多路径效应是最难控制的误差, 在大多的反射环境之下, 多路径效应对测码伪距造成的影响通常可以达到米级, 并且对测相伪距造成的影响则能达到厘米级;但是在高反射环境下, 多路径效应的影响会大幅度增加, 同时会使得接收到的卫星信号出现失锁现象, 致使载波相位观测量出现周跳问题。鉴于此, 需要对多路径效应的原因进行深入分析, 而且还应当积极采取有助于减弱多路径效应误差的办法。

2.4 接收设备误差

在GPS定位过程中, 不管是测码伪距亦或是测相伪距, 其观测值基本上都是以接收机天线的相位中心位置作为标准, 而对于天线的相位中心及其几何中心, 从理论上来讲应当保持一致。在实际的动态GPS测量之中由于信号的方向和强度受到诸多因素的影响, 天线的相位中心位置事实上是在不断变化的, 即观测时相位中心的瞬时位置 (一般称视相位中心) , 与理论上的相位中心位置并不完全相同。另外, 虽然天线的相位中心和几何中心时刻保持绝对的一致, 也不能完全保证定位结果的准确, 天线的性能对于定位的结果同样有着不可忽视的影响。

在实际的动态GPS测量过程中为了消除相位误差的影响, 大多在多个观测站上采用相同类型的天线予以测量, 通过多个观测站对同一卫星的数据进行同步观测, 由此求得差值, 然后将差值作为修正参数来对相位中心的偏移进行修整。同时对于天线的安装有诸多的要求, 除了必须采取同一类型的天线之外, 天线之间的距离不能过远, 各天线安装时还需依据测量指向磁北极, 天线的定向偏差应该保持在3°~5°以内。

3 动态GPS测量优化方案

1) 在实际动态GPS的测量之中, 测站的对中、天线高的量取工作对最终的测量结果有着重要的影响, 因此必须予以足够的重视。同时不排除其他影响造成了数据的误差, 在数据处理时对于明显存在误差的数据应该予以剔除, 这样才能确保基线的观测质量;2) 对于要求精度比较高的测量, 为了消除卫星中与接收器上的时间不一致的问题, 需要适当的延长观测的时间, 特别是在测量基线向量时, 测量的时间要在1 h以上, 短时间的测量会导致测量值的波动非常明显, 而长时间的测量则可以有效提高测量结果的精度;3) 起算点的空间分布、数量以及拟合方法都对动态GPS的测量有着重要的影响, 为了保证测量结果的精确度, 起算点在空间上的分布要均匀, 同时起算点的数量也要多。一般来说, 在同样的拟合方法下, 起算点的分布越均匀、数量越多, 测得的结果便越精确。

4 结语

随着GPS技术的不断发展及完善, GPS技术的民用精度已经达到相对较高的水平, 并已经被广泛应用于生产和生活中的诸多方面, 在城市规划建设、森林开发、航海、道路行驶等诸多方面均发挥了巨大的作用, 同时为当代人们的生活及生产提供了前所未有的便利。但是, 相对于动态GPS的精度控制, 尚且存在大幅度的提升空间。所以, 相关人员应当系统化的分析影响动态GPS测量精度的因素, 尽快的制定出动态GPS测量的优化方案, 从而进一步提高动态GPS测量的精度。

参考文献

[1]白帆.高动态GPS单点定位的精度分析[J].现代导航, 2013 (1) :145-147.

[2]史东亮.动态RTK测量精度的分析[J].建筑工程技术与设计, 2014 (12) :234-235.

[3]纪凯, 杜向锋.动态精密单点定位的精度分析[J].南昌工程学院学报, 2012, 31 (6) :55-57.

[4]苏玉瑞, 徐照磊, 王晓南, 等.GPS多基准站动态差分定位精度分析[J].测绘与空间地理信息, 2012, 35 (7) :89-91.

动态精度 第6篇

GPS (RTK) 作为测量技术的一种, 具有一系列的优点, 如:高效、便捷、灵活等。随着GPS (RTK) 技术的发展, 在工程测量中的应用日渐广泛, 在地形测量、地籍测量、房产测量与工程测量等诸多方面均扮演着重要的角色, 它保证了测量的效率, 提高了测量的质量。但GPS (RTK) 测量精度受误差、整周模糊数及传输等因素的影响, 为了进一步提高其测量精度, 本文给出了几点对策。

1 GPS (RTK) 的概况

随着科学技术水平的提高, GPS定位技术在测量中的重要性日渐显著, 通过实践与研究, 在GPS定位技术的基础上, 出现了GPS (RTK) 技术, 此项技术应用于测量工程具有积极的意义, 缩短了工期、控制了成本、提高了效益, 充分彰显了GPS (RTK) 技术的优势。

动态GPS (RTK) 技术又称载波相位动态实时差分技术, 它能够提供测量点的三维坐标, 其精度达到了cm, 在实际测量过程中, 以基准站为中心, 呈放射状, 通过对GPS卫星的连续观测, 将观测数据发送至流动站, 此后用户站借助无线电接收设备实现了对观测数据的接收, 同时, 结合相对定位原理, 对整周模糊度、流动站的三维坐标及精度进行实时解算。GPS (RTK) 测量系统是由GPS接收设备、数据传输设备及软件系统构成的, 其中的传输设备系统是由基准站、流动站的电台组成的, 它是最为关键的系统。

2 GPS (RTK) 测量精度的影响因素及提高对策

2.1 误差

RTK测量的误差主要分为两类, 一类为同测站有关的误差, 另一类为同距离有关的误差。

第一类误差的影响因素主要有天线相位中心变化、信号干扰、多路径误差及气象因素, 其中影响最为严重的因素为多路径误差, 它直接降低了测量的精度。多路径误差源于GPS接收机天线所处的环境, 如果天线处于高大建筑物、大面积水面等环境, 此时的电磁波反射作用较强, 天线接收的信号不仅有卫星发射信号, 还包括反射体反射的电磁波, 在两种信号叠加的情况下, 测量误差随之出现。对于多路径误差而言, 其范围为1-5cm, 其周期性变化在5-20min, 因此, 它对RTK测量的影响较为严重。

第二类误差主要分为轨道误差、对流层误差及电离层误差等。由于轨道误差的影响较小, 可以忽略不计。对流层误差主要受点间距离与高差的影响, 其范围在3×10-6D左右;受电离层误差是受太阳黑子活动的影响而出现的, 其范围为5×10-6D-50×10-6D。

为了削弱电离层与对流层误差, 可借助不同的校正方法及有效措施, 同时也可以限制作业半径得以实现。

2.2 整周模糊数

通常情况下, 地面两点间距离较短时, 系统可以模拟对流层、电离层的影响, 此时的影响可以通过差分处理进行消除, 但电离层的电子含量有所不同, 而电子含量的剧烈变化, 会对基准站与流动站的卫星信号造成不同程度的影响。如果电离层中的电子含量活动剧烈, 要延长观测时间, 以便于固定整周模糊值。同时实践可知, 整周模糊数值的确定受接收机类型、观测卫星数量、基准站与流动站的距离及RTK软件质量, 一般来说, 双频接收机的初始化时间短于单频的, 卫生数量越多, RTK的精度越高, 基准站与流动站二者的距离越短, 初始时间越短。

2.3 传输

在RTK测量过程中, 基准站发送的信号传送至流动站, 在其接收后, 方可确定观测点的位置, 因此, RTK测量精度受基准站播放信号的影响, 同时, 此因素也影响着RTK的测程。通常情况, RTK的均标称测程为15km, 但要结合实际的情况, 如果地形过于复杂, 基准站与流动站二者间的障碍物较多, 此时二者间的通讯受诸多障碍物的影响, 进而播放的信号也将受到影响, 因此, 工作半径要适当减小。通过实验可知, 在平坦地区, TRK的作业半径范围为5-8km, 而在复杂地区, 其范围<3km。

RTK测量误差呈均匀分布, 并且具有一定的独立性, 此时测量的精度较高, 为了进一步提高其测量精度, 在明确上述影响因素的同时, 要采取以下对策:其一, 保证控制点分布的合理性, 控制点是RTK测量的主要数据来源, 为了保证基准站和流动站二者间数据的准确交换, 要调整控制点间的距离, 并根据测区的环境, 对控制点的数量进行适当的调整, 以此满足精准测量的需求。其二, 科学选择基准站的位置, 基准站要与高大建筑物、大面积水域等保持一定的距离, 可以选择草地、灌木丛等位置, 此时的植被能够对微波信号能量进行吸收, 同时其反射能力较差, 再者, 要避免山坡、山谷与盆地等位置, 在此情况下, 多路径误差将得到有效的规避。其三, 适当限制作业半径, 为了保证RTK测量精度, 要根据不同的作业区域选择适合的工作半径。其四, 复核观测的结果, 对于RTK测量而言, 其具有便捷、快速与实时等特点, 但在作业中仍不可避免的会出现粗差, 为了提高测量精度, 可通过复核的方式或者两侧观测法, 以此保证测量质量。

3 总结

综上所述, 动态GPS (RTK) 测量的精度受诸多因素的影响, 主要有误差、传输及整周模糊数等, 为了提高测量精度, 要选择有效的措施。相信, 随着动态GPS (RTK) 测量精度的提高, 我国测绘工作的效果将更加显著。

参考文献

[1]王晓, 高伟, 张帅.GPS-RTK测量精度的影响因素研究与实验分析[J].全球定位系统, 2010 (04) :26-30.

[2]王洪.动态GPS精度分析理论与应用研究[D].江西理工大学, 2009.

[3]宋黎民, 苑庆中, 宋雷.基于SDCORS的网络RTK在工程测量中的精度分析[J].测绘与空间地理信息, 2015 (01) :114-116+119.

动态精度 第7篇

1 传统动态测量系统

传统动态测量系统等同传输关系固定的系统, 通常利用传递函数来近似描述系统传输特点。在该种方法下的测量过程缺少对外界影响因素的全面考虑, 例如, 干扰信号, 其本质为时间函数, 它会随着时间的变化出现相应改变, 然而, 传统传递函数却不能将外界干扰因素全面体现出来, 无法增加动态测量精度。另外, 通过传递函数来映射动态特性时, 对动态测量的特征考虑不完全, 特别是在动态测量时变性中考虑非常欠缺[1]。每一个测量系统均包含多个单元, 它是一个复合系统。在传统分析方法中, 缺少对系统实际结构的考虑, 且系统内因认知存在偏差, 忽视系统组成特性, 导致测量结果不准确, 最终不能获得理想精度。

2 动态测量精度理论

全系统动态精度理论有效填补了传统理论的不足, 它以动态测量系统组成单元的全面考虑与总体传输关系综合权衡的基础上, 以全面误差分析为切入点, 系统融合内部结构误差与干扰因素, 尽量改进传统动态系统处理手段, 使其白化或者灰化, 形成单元误差传递函数, 同时, 在此基础上, 参照总体传输网络模型与所有的影响模型, 针对动态测量系统构建总体误差模型, 进而获得真实的动态测量精度[2]。

3 未来研究

3.1 误差分离与改进

误差分离与改进是增加测量精度的主要手段, 因动态测量系统十分繁琐, 这加大误差分离难度, 在某些特殊测量系统中, 应选择科学、可行的分离方法, 且具有针对性, 相应的应用条件与实现手段均存在限制。近年来, 国内外学者纷纷投入到误差分离研究中, 并研制出了许多科学、合理的方法。外加计算机技术的发展, 误差分离与改进也得到优化, 相关学者也将拓展研究广度。

3.2 误差分解和溯源

该理论建立在全系统动态精度理论的基础上, 借助误差分解, 然后溯源到位于测量系统内部的组成结构单元, 明确测量误差增大的诱发单元, 从根源上控制误差是这一理论的主要目标, 待明确诱发单元后, 采取针对性的解决对策, 进而增加测量精度。

在该理论中可应用先进的数学手段, 例如, 频谱分析, 在已知测量系统相关误差模型与频谱特点的基础上, 首先, 分解测量总误差, 将其划分成不同的误差组合, 然后依据位于测量系统中的组成误差的实际频谱特点, 面向误差组合选择合适相应误差, 本文中的合适是指不仅满足总误差大小, 还应与组成误差频谱特点相一致, 进而合理分解测量总误差, 并将其溯源至每一个组成环节[3]。

从动态测量系统角度来说, 总误差近似为随机过程, 它既用于特定的函数, 且具有独特的频谱特点, 其中频谱特点属于综合谱, 主要表现在系统内因误差测量环节, 对其实施小波多分辨分析, 然后将其结果充当BP网络的输入, 在神经网络的作用下, 与总误差剥离开来, 所分解的分量便是系统内部关键单元的误差, 还可溯源至产生系统误差的具体组成单元, 进而达到误差溯源。然而, 在误差分解环节可能会出现多样化的误差组合, 此时, 应参照位于已知系统中的组成误差频谱的实际特点综合比对, 科学筛选, 找到既满足总误差大小且与组成误差频谱特点相一致的误差组合, 通常为四个误差组合。

伴随着现代信号分析方法的日益完善, 尤其是神经网路理论的发展, 这大大促进了误差分析和溯源的成熟, 虽然, 在理论以及层面面临较大的难度, 但是, 便于系统内部结构的深入认知, 并有利于动态测量精度的提高, 同时, 在精度损失诊断方面也具有重要的参考价值, 在未来, 误差理论研究将朝着误差分解和溯源的方向发展。

3.3 精度损失诊断

精度损失诊断作为一种现代动态测量精度理论, 它也建立在全系统动态理论、误差分解和溯源之上, 它是指对精度理论的逆向研究。旨在通过精度损失诊断的研究来科学设计产品精度, 规范设计测量仪器, 进而提高生产资料的利用率。

动态测量系统经由一段时间的投入使用后发现测量精度存在缺失。通过大量实验所获取的精度缺失数据, 参照动态系统误差模型, 结合误差分解和溯源, 针对测量精度缺失构建相应的函数模型, 同时还能计算与关键结构单元相对应的精度损失函数, 进而得到精度损失规律, 参照该函数, 结合正常的测量误差范围, 围绕动态全系统, 构建最理想的寿命设计理论, 保证位于动态系统中的关键结构单元在工作时间层面保持一致, 这也是要求构建精度均匀设计理论, 并将此作为动态测量系统的重要指导依据, 进而得到最理想的设计, 由此可知, 其研究工作不仅具有一定的经济价值, 且学术意义深远, 研究难度较大[4]。

综上可知, 精度损失诊断主要参照动态测量总误差的实际变化情况, 并结合误差溯源结果, 最终围绕系统内部组成单元有效诊断出相应的精度损失与变化规律, 这有利于系统动态精度还原的推进, 在未来, 它将成为动态精度理论的基本发展方向之一。在误差溯源以及精度损失诊断方面的研究, 将巩固全系统精度理论, 还可为精度还原提供便利, 并能为动态精度评定与误差调控提供重要参考。另外, 在误差分解和溯源的基础上, 经由精度损失诊断, 可全面掌控位于动态测量系统中的所有组成单元的实际误差、明确根源时变规律, 进而为误差源的完善提供参考。

3.4 动态测量不确定度

测量不确定度相关指南规范的形成表明静态测量的理论近似成熟, 但在动态测量不确定度方面的研究急需进一步探索, 这是因为其研究覆盖范围较广、内容十分复杂, 现阶段, 其研究正处在初级阶段, 在动态测量不确定度的评定工作中过度依赖静态测量理论。参照全动态理论, 并分析误差溯源结果可知, 动态系统的所有组成误差依据不确定度原理, 主要可划分成A或者B类, 而由此得出的动态测量不确定度具有一定的积极作用, 它在某种程度上可改善以静代动这一现象, 同时, 还能使动态精度评定原理满足静态不确定度原理, 这将把不确定度原理带到新的研究高度。

4 结语

目前, 动态测量在现代测量中占据着重要位置, 其精度理论也得到了人们的高度重视。本文在传统动态测量系统的基础上进行探讨, 提出了全新的精度理论思想, 它具有巨大的研究价值, 且研究成果拥有广阔的应用空间。因此, 我们应加强在动态测量方面的研究, 不断完善精度理论, 进而提升测量水平。

摘要：伴随着科学技术的全面发展, 动态测量的地位日益凸显, 其应用范围也逐步拓展, 然而, 因在动态测量精度方面的理论研究较少, 且起步较晚, 使得当前动态测量精度理论尚不完善, 仍然存在一些问题。本文首先分析传统动态测量系统的不足, 然后着重探讨了动态测量的进展, 最后对其未来研究进行展望。

关键词：动态测量,精度理论,研究进展,未来研究

参考文献

[1]费业泰.蒋敏兰.刘芳芳等.动态测量精度理论研究进展与未来[J].中国机械工程, 2013, 18 (18) :2260-2262.

[2]赵军平.动态GPS (RTK) 测量的精度和可靠性分析[J].城市建设理论研究 (电子版) , 2014, (19) .

[3]邢会娜, 王光华.提高RTK测量精度的方法探讨[J].城市建设理论研究 (电子版) , 2013, (23) .

一种产生高精度动态时钟的新方法 第8篇

近年来,随着导航接收机的精度越来越高,如何更精确地检验接收机的捕获跟踪性能以及动态跟踪精度是导航模拟器最主要的功能,为了更精确地模拟卫星的多普勒运动,导航模拟器必须产生高精度的动态时钟。传统的实现方法是使用DDS集成芯片,按照一定时间间隔来更新外置DDS的频率相位控制字,但是调整精度取决于DDS芯片的参数,并且会造成调整时刻频率的不连续,跳跃较大,占用板卡面积也较大。为解决此问题,提出了一种新的方法,即使用FPGA片内资源来设计,使用多级DDS级联来产生高精度的动态时钟,这样就克服了外置DDS方案的缺点,提高了调整效率和精度。

1 2级DDS模型

在FPGA中使用多级DDS实现动态时钟,如图1所示,假设使用2级DDS来实现动态时延的调整和多径的模拟,该2级DDS调整系统由2个累加器组成,分别实现动态信号伪距的1次和2次分量,亦即伪距的速度模拟和加速度模拟,图中的1次量控制字和2次量控制字分别模拟伪距的速度和加速度,伪距观测量控制字模拟初始伪距。当然,如果有需求的话也可以在后面再加上一级DDS表示3次分量,用来模拟伪距的加加速度,或者加上几级DDS也可以,推算原理和思路是一致的,该文只介绍前2级DDS的推算。

图1中的伪距观测量控制字、1次量控制字和2次量控制字都是由上级数仿模块按照卫星运行参数仿真以后按一定的更新频率给更新的,fsysclk1为DDS1也即1次量累加器的系统时钟,fsysclk2为DDS2也即2次量累加器的系统时钟,clear信号用来对DDS1和DDS2进行同步复位。这样,2级DDS级联工作,进行初始伪距、速度和加速度的模拟。

2级DDS调整完成后产生数字时钟,频率为含有多普勒的时钟,动态变化随着1次量控制字和2次量控制字以及初始伪距控制字调整。

2 参数计算

用2级DDS模型产生高精度动态时钟,参数的计算是关键,尤其是伪距观测量控制字、1次量控制字和2次量控制字,下面对这3个关键性参数进行推导计算。动态时钟产生参数名称定义对照如表1所示。

2.1 伪距观测量控制字

伪距观测量控制字代表着初始伪距的变化,首先,周期分辨为1个时钟,这里拟时钟fc为10.23 MHz,Ns为16位,所以时钟的周期为:

由此可得伪距观测量控制字为:

2.2 1次量控制字

1次量控制字代表伪距的速度,那么,由物理量速度和观测量速度的关系可得:

这里将Δf表示多普勒频率偏移,则有

拟1次量累加器系统时钟fsysclk1为90 MHz,N1为DDS1的位宽,取值40位,那么,1次量控制字为:

注意到伪距速度K1(ps/s),所以有

2.3 2次量控制字

2次量控制字代表伪距的加速度,由物理量加速度和观测量加速度的关系可得:

要计算2次量控制字,先从原理入手,加速度与速度的关系为:

依据式(5)的1次量控制字计算可得出,速率变化的控制字为:

而式(9)中的v是由加速度在时间上的累积而得,若t取单位时间1,根据式(8),v用a1代替,等式左边也应该是单位时间内的ATW积累,为ATWfsysclk21,因此式(9)可以演变为:

将式(7)代入式(10)后化简有:

假设取fsysclk2值为90 MHz/64=1.406 25 MHz,将式(11)转换得到:

令

则有

这个转换的过程就是2级DDS先向下扩10位累加,也即2级DDS控制字累加值按照式(13)计算,而在最后2级DDS输出时再舍去低10位后输入到1级DDS,如式(14),这样做的好处是提高了加速度的分辨率。

3 精度结果及工程应用可行性分析

3.1 精度结果分析

该文提出的新方法很大程度提高了动态时钟的精度,下面从相位偏移精度、速度分辨率精度和加速度分辨率精度3个方面来进行结果分析。

3.1.1 相位偏移控制精度。

按时钟为10.23 MHz计算,这里设定伪距控制字位宽Ns为16位,则相位偏移精度为:

3.1.2 速度分辨率精度。

式(16)中fsysclk1为DDS1的系统时钟,N1为DDS1的位宽。Δf为最小多普勒频偏,若要求系统速度分辨率为 ±0.005 m/s,则该设计取fsysclk1为90 MHz,N1为40位,可计算出Δf=0.000 08 Hz。

由式$\text{Δ}f=10.2310{}^6\frac{v}{c}\Rightarrow v=\frac{\text{Δ}fc}{10.2310{}^6}$得最小速度分辨率为0.002 3 m/s。

3.1.3 加速度分辨率精度

由2次量计算式(13)可得,若令ATW′等于1的话,可以得到最小加速度分辨率为3.3 m/s2。

以上分析可得,相较于传统的外置DDS产生动态时钟的方法来说,该文提出方法产生的精度结果是比较理想的,能够产生高精度动态时钟。

3.2 工程应用可行性分析

上述新方法是完全利用FPGA里面的内部资源完成的,完全不需要额外增加外围电路,在FPGA内部建立DDS是切实可行的,由上述分析可知,这里将累加器系统时钟最大用到90 MHz,在目前FPGA芯片中,这个速率能够稳定运行。上述计算时,DDS1的位宽N1取值是40位,DDS2的位宽N2的取值可以在实际应用中自定,不过不会超过N1的值。这样位宽的计算量在FPGA中游刃有余。以上分析表明,该文提出的办法在工程设计中是切实可行的。

另外,如果想要进一步提高动态时钟的精度,那么可以将累加器系统时钟再增大,累加器位宽也可以增加,还可以再加一级DDS用来模拟伪距的加加速度。不过这样就对模拟动态伪距参数的数仿计算机的能力提出了更高要求。

4 结束语

随着航天卫星技术的发展,对于导航模拟器要求的精度越来越高,在导航模拟器系统中,动态时钟实现的精度很大程度决定了导航模拟器的精度。该文提出的新方法产生导航模拟器的动态时钟,跟传统外置芯片的方法相比,设计更灵活,使得板卡更小型化,产生的动态时钟信号更连续,尤其是大大提高了动态时钟信号的精度,在导航模拟器的研制中具有广泛的应用前景。

参考文献

[1]李明,臧凤仙.基于FPGA的甚高频DDS设计[J].微计算机信息,2011,27(2):13-15.

[2]赵少松,董立桥.通用导航信号模拟器的设计与实现[C].第十一届全国遥感遥测遥控学术研讨会论文集,2008:192-194.

[3]张颖慧,常青,张其善,等.高动态GPS信号模拟器的软件实现[J].无线电工程,2003,33(7):14-16.