开关磁阻电机的复苏

开关磁阻电机的复苏（精选7篇）

开关磁阻电机的复苏 第1篇

开关磁阻电机 (Switched Reluctance Motor, SRM) 具有一系列优点:结构简单坚固、维护量小, 系统的容错能力强, 在缺相情况下仍能可靠运行;起动及低速时转矩大、电流小, 高速恒功率区范围宽、性能好, 调速范围宽, 在宽广的转速及功率范围内均有高效率和很好的鲁棒性。因此, 20世纪90年代以来, 已被越来越多地应用于电动车辆、矿山、油田、纺织机械等工业部门的驱动系统。特别是它的较好的高速 (超高速) 性能和较强的容错能力, 使其在航空航天、高速离心机等环境恶劣且安全性要求很高的领域得到广泛应用。

开关磁阻电机在运行过程中, 为了维持较高的效率需要对开通角进行实时优化, 传统的优化方法主要有:公式法、在线寻优法和查表法。

公式法主要是基于开关磁阻电机的数学模型, 根据电机参数, 通过推导得到开关角的数学公式。由于开关磁阻电机具有很强的非线性特性, 无法得到电机精确的数学模型, 故通过公式得到的开关角与实际的最优值存在一定的差异, 而且一般通过公式推导得到的开关角的数学公式都比较复杂, 对电机的控制器提出了较高的要求。

在线寻优法是在确定优化目标后, 然后在电机的运行过程中不断循环进行如下操作:检测优化目标量、在线微调开通关断角、判断当前是否达到优化目标, 直到优化目标达到才停止优化。但是, 本方法存在精度低、有可能陷入局部最优、寻优过程关断角震荡, 影响电机寿命等缺点。

查表法是在对电机进行控制之前, 需要得到电机的转速和开通角之间的数据关系, 建立表格, 电机运行时根据电机的速度从表格中读出此时所对应的开关角, 实时进行角度控制。但是, 在需要对电机进行精确控制时, 则需要大量的实验数据, 占据了大量的存储单元, 影响处理器的效率。

通过以上分析可知, 传统的优化方法存在各自的缺点, 为了改善系统的性能, 本文提出了一种新的开通角优化方法。开通角的优化在传统公式法的基础上加了电流幅值闭环控制, 关断角的优化则采用模糊控制, 通过仿真证明该方法可以明显地改善电机的动态特性, 使电机获得最大的转矩电流比, 间接地提高电机的效率。

1 开通角优化

根据开关磁阻电机的电感曲线可知, 当开关磁阻电机工作在电动状态下时, 在电感上升区间使电机绕组导电, 则产生一定的正向转矩。改变电机的开通角, 将改变电机电流的波形, 从而使得电机电感在进入上升区时的定子绕组电流的大小发生变化, 转矩的大小也将随之变化。

低速时, 由电机的电压方程式 (1) 可知, 电机的实际电流较大, 很容易达到参考电流Iref的大小, 使电机可以产生足够的转矩, 运行在指定的速度下。高速时, 由于电机电压方程的限制, 在开关角一定时, 随着速度的增加, 电机的实际电流越来越小, 直至电机电流产生的转矩等于负载转矩时, 电机的速度稳定在一定值。此时, 电机可以达到的最高转速较小, 电机的转矩电流比Tavg/Iphrms也比较低。

因此, 为了提高电机的最大转速和效率, 就需要在电机的运行过程中对电机的开通角进行相应的控制。开通角优化的传统方法是, 以最初的开通角为基准, 随着转速的增大相应地减小一定的角度, 即

其中, Lmin为最小电感值;Vdc为直流母线电压;ω为电机的速度;Iref为参考电流值;

低速时, 采取此优化方法可以使得电机具有良好的运行状态。然而, 高速时由于电机绕组反电动势的增大, 开通角的此优化方法并不能很好地满足电机的控制要求。并且, 实际工程中, 开关磁阻电机的运行环境往往较为恶劣, 通常会出现造成电压不稳定等实际问题, 因此为了获得更大的转矩, 使得电机实际电流的幅值接近电机的参考电流Iref, 在此设计了一个电流幅值闭环控制, 如图1所示, 根据参考电流和实际电流幅值的差来相应地改变开通角, 使得电机可以获得更大的电流, 进而可以使电机运行在更高的转速, 使电机获得最大的转矩电流比, 间接地提高电机的效率。

2 关断角优化

与开通角的优化策略不同, 本文对关断角采用模糊控制进行优化。模糊控制器主要有模糊化接口、模糊规则库、模糊推理机和解模糊接口四部分组成。模糊控制的一般过程为:首先将输入变量进行模糊化, 然后根据模糊规则库和模糊推理机得到模糊输出, 最后进行解模糊化。

2.1 模糊化

该模糊控制器将电机的速度作为输入变量, 关断角θoff作为输出变量。在对输入、输出变量模糊化之前, 通过仿真分析得, 当电机的速度n变化范围为0~6000r/min时, 电机的效率随着关断角θoff变化的曲线如图2所示。由图2知, 当关断角在75~88°范围内变化时, 对于电机的任意一个速度一定可以得到一个相应的关断角θoff使得电机具有较高的效率。当速度较低时, 电机一直具有较高的效率, 并且受关断角影响较小。当速度较高时, 可以看到, 电机的效率受关断角的影响较大:关断角较大时, 电机的效率非常低, 随着关断角的减小, 电机的效率越来越高, 并且在达到最大值后保持不变。由此, 对可以得到速度和关断角的隶属度函数曲线, 如图3、图4所示。

2.2 建立模糊规则库

在对速度和关断角进行模糊化之后, 就需要建立速度和关断角之间的模糊规则库, 通过模糊推理即可得到关断角的模糊值输出, 进行解模糊化得到真实输出。其中, 模糊规则库为:如果n为SM4, 则θoff为BIG4;如果n为SM3, 则θoff为BIG3;如果n为SM2, 则θoff为BIG2;如果n为SM1, 则θoff为BIG1;如果n为M, 则θoff为M;如果n为BIG1, 则θoff为SM1;如果n为BIG2, 则θoff为SM2;如果n为BIG3, 则θoff为SM3;如果n为BIG4, 则θoff为SM4。

3 仿真验证

对以上提出的的角度优化策略进行仿真验证, 本文选用的是6/4极的开关磁阻电机, 搭建控制模型, 以转矩电流比Tavg/Iphrms为优化目标, 比较电机角度优化前后的性能。

从图5可知, 开关磁阻电机在进行角度优化以后的转矩电流比要明显高于优化之前的转矩电流比, 在高速时尤其明显。这是因为, 高速时如果还保持之前的开关角不变, 将会限制定子电流的增长, 降低输出转矩, 降低效率。

图6, 图7为当nref=6000r/min时, 电机从n=0加速到n=6000r/min的过程中, 开通角和关断角大小变化的图形。在电机的加速过程中, 导通角从45°减小到39.9°, 关断角从88°减小到76.8°。由图像可得, 随着电机转速的增大, 开通角和关断角越来越小, 直至电机速度达到定值时才保持不变。并且, 开通角和关断角的变化曲线较为光滑, 使开关磁阻电机在任意速度时都可以保持较高的转矩电流比, 进而获得较大的效率。

4 结论

本文提出了一种对开关磁阻电机导通角优化的方法, 电机开通角的优化在传统公式法的基础上加了电流幅值闭环控制, 通过改变开通角的大小, 使电机电流的最大值趋近于电流给定值, 从而提高电机的输出转矩。电机关断角的优化采用模糊控制, 以电机的速度为输入变量, 经过模糊化、模糊推理、解模糊化得到电机所需的关断角。通过仿真可知, 采用本文所提出的导通角优化方法, 可以明显地改善电机的动态特性, 获得最大的转矩电流比, 从而间接地提高电机的效率。

参考文献

[1]陈灵.基于开通、关断角度优化的开关磁阻电机控制策略的研究[D].中南大学, 2010.

[2]侯栋, 李江, 王世山.基于开关磁阻电动机的角度斩波控制研究[J].微特电机, 2012, 12:49-52, 63.

[3]徐国卿, 陈永校.开关磁阻电机驱动系统电流波形及其对系统性能的影响[J].微特电机, 1995, 06:2-5.

开关磁阻电机调速系统控制的研究 第2篇

1 开关磁阻电机调速系统的构成

SRD是开关磁阻电动机和电力电子技术相结合的机电一体化装置,系统组成如图1所示。

(1)开关磁阻电机是系统中实现能量转换的部件,其工作原理遵循磁阻最小原理,即磁通总是要沿磁阻最小的路径闭合,由于磁场扭曲而产生磁阻性质的电磁转矩。顺序给A-B-C-D相绕组通电,则转子按逆时针方向连续转动。当主开关管S1,S2导通时,A相绕组从直流电源U吸收电能;而当S1,S2关断时,绕组电流通过续流二极管D1、D2,将剩余能量回馈给电源U。

影响转矩的不是电流方向而是相绕组的通电顺序。只要位置检测器能及时给出定转子极间相对位置,使控制器能及时准确地控制定子各相绕组的通断,就能使SRM产生所要求的转矩和转速。

(2)功率变换器是SRM运行时所需能量的提供者,是连接电源和电动机绕组的开关部件,一般采用快速绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成功率变换电路。

(3)控制器是调速系统的核心,一般由单片机或DSP单片可编程微处理器芯片构成。通过修改软件,可以很容易地改变电动机的工作方式和控制参数,实现系统不同的性能特点。

(4)位置、电流检测器,位置检测器是转子位置及速度等信号的提供者。它及时向控制器提供定、转子极间相对位置的信号。

2 功率变换器的设计

对于开关磁阻电机而言,主开关器件的选择应该基于以下原则:要满足系统电压、电流值的要求,并留有一定的裕量;为了降低系统损耗,要求主开关器件有尽可能低的导通压降和关断后的漏电流;为了提高系统运行的可靠性,有足够的安全工作区和二次击穿耐量;尽可能小的驱动频率,驱动方便。

通过比较和分析,在本论文中,采用的功率器件是绝缘栅双极型晶体管IGBT。本文控制对象为四相8/6极。

SR电机,选用H桥式功率变换器,结构简单、可靠,价格低廉。主开关器件为IGBT,采用三相桥式全波整流电路供。

功率变换器主电路如图3所示。图3中,A、B、C、D为SR电机四相绕组,V1~V5为IGBT功率器件,D1~D5为快恢复续流二极管,R1为限流电阻。C1、C2为滤波电容,其作用是对整流输出电压平滑滤波,并作相绕组能量回馈的元件。V5和R2构成制动放电电路,当SRM制动运行时,向功率电路回馈的电能多于从功率电路得到的电能。当电容发生过电压时,V5开关管开通,将电容能量泄放到电阻R2上。

IGBT的驱动电路采用专用驱动模块EXB841,它具有过流检测和过流软关断功能,可以实现对系统有效的保护。

3 SRD设计系统与控制策略

本系统中所控制的开关磁阻电机为四相8/6极,输出恒功率3k W,功率变换电路采用H型主电路形式,开关磁阻电动机速度控制系统的控制策略框图如图4所示。

由SRM的准线性分析得到平均电磁转矩解析式为:

该控制策略以电机输出的最终速度为控制目标,以PI调节及模糊调节为主要控制手段,采用双闭环结构的控制策略(外环为速度环,内环为电流环),速度环采用PI算法。变角度电压斩波组合控制方法的采用使速度外环反馈的速度与速度给定值产生偏差,通过速度调节器产生电流参考值,iref其值与电流反馈构成电流闭环控制,靠控制PWM的占空比来调节电流,以保证得到快速响应,并用模糊算法来调节开通、关断角度。控制器以恒定的斩波频率控制功率变换电路中主开关器件的开断,并通过调节开通和关断的时间比例,即占空比,来调节相绕组两端的平均电压,从而实现对绕组相电流的控制[2]。

智能控制:控制SRM转矩的关键在于能够有效地控制电机绕组相电流的幅值和开通、关断的时刻。智能控制在数学本质上是一种从输入到输出的非线性映射关系,具有很强的自学习、自适应能力,非常适合于SRD控制。基于以转矩脉动最小为目标的自适应模糊控制策略的思路是:控制器以转矩和位置角为输入,以相电流为输出。控制器每隔一个采样周期对当前转子位置和观测转矩进行采样,由期望转矩和观测转矩形成转矩误差,依照学习算法实时改变隶属度函数,不断调整控制器的输出,即调整期望电流。控制器不依赖于电机的任何先验知识,能够适应电机的任何变化,对转子位置反馈误差具有较强的鲁棒性[3]。

4 实验结果

系统实验对象为四相8/6极开关磁阻电机,额定功率为3k W,额定转速为1500r/min。设定转速为300r/min、500 r/min、1000r/min时跟随曲线如图5~7所示。由图可知,电机能快速跟上设定值。

结果表明,该电机具有良好的调速性能,调速范围满足要求,由于采用了高速变角度电压斩波低速定角度电流斩波的控制方法,电机稳定性和抗干扰能力有所加强。

5 结语

虽然与一般电机传动系统相比,开关磁阻电动机驱动系统是一个复杂的时变、非线性系统,但只要把先进的控制策略运用于SRD传动系统中,系统的性能将大幅度提高。理论与实践证明:SRD系统在单位体积转矩值、效率、逆变器伏安容量及其性能参数上均有较高的技术指标,特别在转矩与转动惯量的比值上占有较大的优势,使可变范围广,可控因素多,是一种较理想的新型调速系统。

参考文献

[1]王宏华.开关磁阻电机调速系统的设计[M].北京:机械工业出版社,2000.

[2]张幽影,陈宝江.开关磁阻调速电动机[M].北京:机械工业出版社,1993.

开关磁阻电机的模糊自适应简化控制 第3篇

近年来随着电力电子和微电子技术的发展，开关磁阻电机(SRM)越来越受到关注。相对于其他电机，其具有结构简单、成本低廉、运行可靠、调速范围广、各相独立等特点，在航空、汽车等领域得到了大量应用。但是由于SRM特有的开关特性，在运行过程中伴随着较大的转矩波动，由此产生的严重的噪声和振动会对SRM的应用产生较大的制约[1,2,3]。因此，国内外学者都对SRM的控制策略进行了很多研究。

模糊控制是一种不需要了解被控对象精确数学模型的智能控制方法，对被控对象参数变化不敏感，非常适合应用于SRM的控制。针对SRM的特点，学者们进行了很多关于模糊控制的研究，文献[4]研究了一种查表方式的模糊控制，在低成本的单片机上也有较好的性能;文献[5,6]对模糊PI控制进行了研究，得到了较好的性能。上述方法的模糊规则一旦选定无法更改，而模糊自适应能够根据不同场合实现在线改变模糊规则，该方法的核心在于校正因子的选择，对于校正因子的选择，文献[7,8]分别采用了遗传算法和神经网络算法，都有很好的动态和静态响应;文献[9]中提出了一种校正因子进行模糊计算的方法，有较好的响应性能。但是上述方法在线改变模糊规则的同时，带来了较大的计算量，给模糊自适应的实现带来了困难。

本研究结合模糊自适应方法，讨论自适应因子对控制的影响，提出一种简化的校正因子选择方法，实现根据特定场合在线改变模糊规则，通过仿真和实验验证模糊自适应控制方法对SRM调速控制具有良好的性能。

1 开关磁阻电机控制模型

1.1 系统框架

以8/6为例的SRM控制框图如图1所示，基本的控制方法采用PWM斩波控制。

为了使控制更灵活，变频器拓扑结构采用四相不对称半桥结构，不对称半桥拓扑如图2所示。

1.2 模糊控制器设计

模糊自适应控制框图如图3所示。模糊自适应控制基本结构采取双输入单输出的方式，其中输入量为误差E，误差的变化量EC，输出U，校正因子α。根据系统控制的要求选取不同的α，可以实现在线对模糊规则表的改变。

模糊化的过程主要是将精确的输入量转化为模糊控制识别的模糊子集中。这里E、EC、U整数化的论域为{±7，±6，±5，±4，±3，±2，±1,0}。当输入量被转化到模糊论域后，需要转化到模糊子集才能进行模糊推理，此处E、EC、U都采用7档，即{负大(NB)，负中(NM)，负小(NS)，零(Z)，正小(PS)，正中(PM)，正大(PB)}，模糊子集可以通过隶属度函数描述，采用的三角形隶属度函数如图4所示。本研究采取的模糊推理方式为Mamdani模糊推理方法。

带有校正因子的模糊规则一般可以用下式的控制规则表示:

输出量对计算结果进行取整运算，式中的α称为校正因子，通过改变α的值，可以改变偏差和偏差变化的不同加权程度，避免规则定义中过大的不平滑性[10]。对于SRM的运行，由转矩平衡式可知:

在启动或者大范围速度变化时，调节器输出指令电流Ι*一般输出值较大，导致输出电磁转矩Te较大，而摩擦阻力Βω和负载转矩TL的影响较小，加速过程可视为匀加速，而转矩脉动对转矩影响较小可视为有较大的E而EC近似不变，最优的控制量应选择较大的α值，随着转速的升高，误差Ε也在减小，控制量的α值不再增加，此过程中最优α可以近似与E呈线性关系;而在稳态运行时，Te可视为恒定值，而实际转矩会由于SRM的开关特性有一定抖动，可视为扰动量ΔTe，转矩平衡式中其他量基本不变，因此，稳态运行时影响控制量较大的是EC，应选用较小的α值，为了简化运算，可认为最优的α值与EC呈线性关系，由此当扰动出现后α值变小，并保持该值。同时为了避免模糊规则表频繁改变，需要在变化中设置阈值，并且采用增量的形式，具体的表达式如下式所示:

式中:k1,k2需要保证校正因子的增量在0～1之间;σ，δ，ε误差和误差偏差量的门阈值;α(0)可以设为0.5。

此时的模糊规则表如表1所示。

本研究解模糊采用的是重心算法，即取隶属度函数曲线在连续域上与横轴所包围的面积的重心为模糊推理的输出值，如下式:

式中:μ(ui)输出元素的隶属度函数，ui输出函数的语言值。

2 仿真和实验结果

2.1 仿真验证结果

为了验证前述方法的正确性，本研究分别采用仿真和实验的方法对SRM进行调试。仿真采用Matlab的Simulink组件，被控对象为一台8/6的开关磁阻电机，驱动器采用四相不对称半桥。

仿真时设定条件如下:

开通角0°;关断角30°;给定转速为500 r/min;分别采用α=0.2,0.8和f(E,EC)，α=f(E,EC)为式(3)所给定函数。

其中，3种情况进行启动时不同α速度响应如图5所示。由图5可以发现，在启动时由于误差较大，对控制起主要影响的是E，因此α=0.8的速度响应速度最快，而α=0.2的上升最慢，而α=f(E,EC)性能介于二者之间。

为了验证不同α值对突加负载的响应，设置在稳定运行在500 r/min时，电机突加突卸负载时转速波形如图6(a)所示，突加负载时转矩响应放大如图6(b)所示。从图6中可以发现，使用变校正因子的方法能够对扰动有很好的抑制作用。

2.2 实验验证结果

实验采用8/6四相SRM，不对称半桥驱动电路。电机最大电感0.226 03 H，最小电感0.028 65 H，最大磁链为0.273 44 Wb，额定转矩0.95 Nm，额定转速1 500 r/min，额定电压132 V，额定功率150 W，控制芯片采用TI公司的TMS320F28335，光栅码盘线数为2 500线，4倍频后使用。

实验时，母线电压为30 V，从静止开始空载给定转速600 r/min，其中速度给定和速度响应曲线采用DA输出滤波后显示，示波器截屏的时间刻度都为1 s/div。PI控制的速度给定及响应曲线和A、B两相的电流波形如图7(a)所示，带有校正因子的模糊控制波形如图7(b)所示。突加突卸负载时模糊自适应和PI控制的波形如图8(a)、8(b)所示。对比可以发现模糊自适应方法具有较好的动态和静态响应。

3 结束语

针对SRM运行中的非线性和强耦合现象，本研究将模糊自适应控制应用到SRM调速控制中，通过仿真和实验，验证了带有校正因子的模糊自适应方法在SRM调速系统中有较好的动态和静态响应性能，对运行中开关特性造成的转矩波动有一定抑制作用。简化的校正因子选择方法兼顾了运算量和性能，实现了不同运行条件下的平稳切换。研究人员可以根据变化的需求，改变校正因子变化的系数，避免了模糊规则变化过快或者过慢的情况。同时笔者根据实际使用的情况设置了误差限，以避免采样等问题产生的小误差而引起系统的振荡现象。

参考文献

[1]王宏华.开关型磁阻电动机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社,1995.

[2]吴建华.开关磁阻电机设计与应用[M].北京:机械工业出版社,2000.

[3]吴红星.开关磁阻电机系统理论与控制技术[J].北京:中国电力出版社,2010.

[4]王宏华.SR电机模糊控制器设计研究[J].中小型电机,2000,27(6):26-30.

[5]TAHOUR A,AISSAOUI A G,MEGHERBI A C.Fuzzy PI control through optimization:A new method for PI control of switched reluctance motor[C]//Complex Systems(ICCS),2012 International Conference on.Singayore:[s.n.],2012:1-7.

[6]孙建忠,白凤仙.基于DSP的开关磁阻电机调速系统的模糊控制[J].电机与控制应用,2007,34(5):33-36.

[7]修杰,夏长亮.基于遗传算法的开关磁阻电机自适应模糊控制[J].电工技术学报,2007,22(11):69-473.

[8]MARSALINE B M,MARIMUTHU N S,SINGH N A.Optimizing the switching angles of SRM using adaptive neurofuzzy controller[C]//Information and Communication Technology in Electrical Sciences(ICTES 2007),2007.ICTES.IET-UK International Conference on.2007.Chennai,Tamilnadu,India:[s.n.],2007:448-451.

[9]孙丹,贺益康,智大为.基于非线性模型的开关磁阻电机自适应模糊控制[J].电工电能新技术,2001,20(4):9-13.

小功率开关磁阻电机驱动系统的设计 第4篇

目前, 生产厂家均采用永磁直流电机作为电动自行车的驱动电机, 但永磁直流电机本身存在的缺陷, 制约了电动自行车持续、健康发展。首先, 有刷直流电机需要安装换向器和电刷, 导致结构复杂、需要定期维护;其次, 有刷、无刷电机都需要永磁材料, 而稀土不可再生。

开关磁阻电机 (SRM) 定转子由硅钢片压制而成, 结构简单、高启动转矩、频繁启停、效率高[1]的优点决定SRM更适合车辆负载。设计电动自行车用小功率开关磁阻电机驱动系统, 重点讨论辅助电源、MOSFET驱动电路以及角度位置控制方式, 以实现对开关磁阻电机的精确控制。

1 驱动系统结构

以额定电压48V、功率250W、三相6/4极SRM为控制对象, 驱动系统如图1所示, 包括SRM、蓄电池、主控模块、功率变换、辅助电源、MOSFET驱动、电流采集及过流保护、位置检测电路等。

2 系统硬件电路设计

2.1 主控模块

主控模块采用基于Cortex TM-M3内核的微控制器STM32F103C8, 其具有集成度高、价格低等诸多优点, 在电机驱动、变频器等领域广泛应用。片内资源分配:

(1) 电流检测、给定信号:ADC模块。

(2) 位置检测信号:I/O口。

(3) 捕获异或位置信号:TIM2、TIM3。

(4) PWM:高级定时器TIM1。

(5) 过流检测信号:外部中断INT0。

2.2 功率变换电路

常用主电路有不对称半桥、电容裂相型、H桥主回路等。综合考虑, 采用不对称半桥主回路, 如图2所示, 其中Q1~Q6选用80A/75V的功率管STP75NF75, D1~D6选择30A/100V的肖特基二极管MBR30100, 其反向恢复时间小于10ns。

2.3 辅助电源电路

驱动、控制电路需要15V、5V和3.3V电压, 需要对48V电压进行变换, 通常采用线性稳压器件或者DC/DC变换器。线性稳压器具有价格低等优点, 但效率低;DC/DC变换器效率高, 但控制复杂。采用两种方案相结合的方式, 如图3所示。

5V、3.3V由线性稳压器件U1、U2得到。48V变换到15V, 若采用线性稳压器件, 其允许最高输入电压应为60V左右, 但是这种器件价格较高且不多见;而采用Q1、Q2、U1A构成的简易DC/DC变换器, 既节约成本, 又可降低损耗。R11为启动电阻, 使U1A上电瞬间获得5V工作电压。将15V作为反馈电压U, 当U高于15V时, Q1、Q2关断, U降低;小于15V时, Q1、Q2导通, U增大, 最终U稳定在15V左右。R3为分压电阻, 由实验获得。

2.4 MOSFET驱动电路

低侧MOSFET驱动电路如图4 (a) 所示, Q2、Q3构成推挽输出, 具有阻抗小、驱动能力强等特点。

高侧MOSFET驱动有隔离电源法、脉冲变压器法、自举法。隔离电源法需4路隔离电源, 结构复杂;脉冲变压器法在高频时, MOSFET无法有效导通;自举法常用自举栅极驱动IC实现, 具有性能可靠、功耗小等优点, 但成本较高。高侧MOSFET导通时, 源、漏极电压相等, 为48V, 如果栅极电压高于漏极电压15V, 就能避免采用上述方案, 这需将栅极电压升压, 驱动电路如图4 (b) 所示。R1~R4、C1、UA组成了方波电路, 通过R4、C1充放电实现高低电平的自由转换。U1B输出高电平UH、低电平UL时, 对应的阀值电压分别为UP+、UP-。设某时刻U1B输出电压U0=UH, 则同相输入端电位UP=UP+, U0对C1充电, 反相输入端电压UN逐渐升高;当UN大于UP+, U0从UH跳变到UL, 同时UP从UP+跳变到UP-;随后C1通过R4放电, UN逐渐降低, 当UN小于UP-, U0就会从UL跳变到UH, 同时UP从UP-跳变到UP+重新对C1进行充电;上述过程周而复始。变压器次级电压经过整流后抬升到63V。MOSFET允许栅极最大电压为20V, 防止栅极被击穿。应在栅-源极并联18V稳压二极管, 同时并联电阻。

2.5 电流采样及过流保护电路

电流采样选择电阻采样法, 如图5所示。经采样电阻采集的信号U经滤波、放大 (1+R3/R2倍) 后, 一路送入ADC0, 一路送给比较器U1D, 用于过流检测, 当发生过流超过给定值, INT0输出低电平, 关断MOS-FET。

2.6 位置信号检测电路

位置信号采用光电式位置传感器, 由光电脉冲发生器和码盘组成。输出周期为90°的转子位置方波信号A、B、C, 三相位置信号异或得到周期为30°的方波信号S, 如图6所示。该信号一路送入CPU捕获端口, 用于转速计算;一路用于角度细分, 用于角度位置控制。

2.7 其他模块

电压检测及显示进行模块:通过电阻分压对蓄电池电压进行采样, 送入ADC, 欠压时发出提醒并执行相应程序。

手柄输入模块:手柄输入采用霍尔传感器, 转角为20°~80°, 小于20°手柄无控制信号输出, 当输出信号维持20s以上不变时即进入定速巡航。

3 系统软件设计及实验结果

系统软件主要包括初始化、位置检测、给定输入、启动、过流保护、转速计算和控制子程序等, 如图7所示。

系统采用PWM/APC控制方式, PWM控制改变占空比即改变导通相平均电压;高速时, 反电动势抑制绕组电流上升, 此时选用APC控制, 改变开通角, 绕组电流最大值也随着改变, 进而改变导通相绕组电流的有效值, 达到调速目的。电流波形如图8所示, (a) 为PWM控制下电流波形, (b) 为APC控制下电流波形, 开通角为-2°, 关断角为16°。

4 结语

实验表明, 设计的硬件电路配合软件控制, 具有结构简单、成本低、可靠性高、调速响应快等优点, 目前已成功应用于电动自行车。

参考文献

[1]武长河.基于开关磁阻电机的电动自行车的驱动电路设计[J].农机使用与维修, 2008, (3) :24

[2]李正中, 孙德刚.高压浮动MOSFET栅极驱动技术[J].通信电源技术, 2003, (03) :37-38

[3]钟锐, 徐宇拓, 陆生礼.基于STM32的开关磁阻电机角度位置控制系统[J].计算机测量与控制, 2012, 20:2962

开关磁阻电机模糊滑模转速控制 第5篇

关磁阻电机[1] (SRM) 具有结构简单、起动转矩大、效率高、调速性能好等优点, 因而可适用于恶劣的工作环境, 应用前景广泛。然而因SRM定、转子为双凸极结构, 磁场分布存在严重的非线性, 致使转矩产生强烈的脉动, 转速也产生震荡, 因而传统的线性控制 (如PI控制) 很难满足需求。滑模变结构控制[2]具有很好的鲁棒性, 同时有快速响应、对参数变化不灵敏的优点, 可以很好的应用于非线性系统。文献[3]提出一种积分型滑模变结构与神经网络补偿相结合的复合控制策略, 有效改善SRM动态响应问题。文献[4]设计了一种以电流偏差作为切换函数的滑模变结构控制器, 并运用模糊规则对开关增益进行智能控制, 实现SRM的高性能控制。文献[5-6]以速度差为开关函数设计滑模控制器, 结合Lyapunov函数设计滑模控制器, 实现转矩脉动的减小和速度的跟踪。文献[7]提出非奇异快速终端滑模算法, 通过转矩的闭环控制, 实现精密位置控制。

考虑滑模控制和模糊控制的优点, 本文提出一种将模糊控制与传统滑模控制相结合的控制策略 (fuzzy sliding mode control) 。以速度差为开关函数, 结合Lyapunov函数设计滑模控制器, 将相电流作为控制对象, 实现减小转矩脉动的目的, 同时完成对转速的跟踪, 使SRM稳定运行。

1 SRM数学模型

在SRM中, 定转子铁心采用双凸极结构, 磁场分布存在严重的非线性, 无法得出精确的数学表达式。在利用有限元法对SRM进行磁路分析计算的基础上, 可以得到SRM的状态方程[8]:

其中Uk为第k相电机绕组电压, Rk为k相电机绕组电阻, ik为k相电机绕组电流, ψk为k相绕组磁链, ω为转子角速度, J为转动惯量, m为电机相数, Tk为第k相的电磁转矩, TL为负载转矩, F为阻尼系数。

2 模糊滑模控制原理

变结构控制本质上是一种特殊的非线性控制, 这种控制方法是通过控制量的切换使系统状态沿着滑模面滑动, 使系统在受到参数摄动和外干扰时具有不变性, 然而却存在着状态轨迹颤动的缺点。模糊滑模控制是将模糊控制与传统的滑模控制相结合, 这种控制方法同时具有两者的优点, 不仅可以不要求系统有精确的模型, 还可以减弱滑模控制系统的颤动, 如图1所示。

2.1 滑模控制器设计

SRM采用双闭环控制, 电流环使用电流斩波控制, 而速度环则用模糊滑模控制。根据SRM状态方程 (1) , 将其改写为如下形式:

定义E (t) 为系统中的不确定因素和外加干扰, 速度误差状态方程式为:

根据模糊滑模控制的状态方程, 定义全局滑模面为:

其中c>0, 确保滑模控制系统稳定。

根据, 可得到控制量:

为获得系统稳定性, 定义Lyapunov函数为:

设计滑模控制器为:

其中切换增益是造成系统抖动的原因, 需合理选择, 以保证滑模存在性条件得到满足。若K选择过大, 将会导致系统产生很大抖动;若K选择过小, 又将延长系统从非滑模状态至滑模状态的时间[4]。因此本文利用模糊控制实时选择K, 从而得到满足系统要求的K值。

2.2 模糊控制器设计

滑模存在条件为:

为保证滑模的存在性, 本文采用滑模函数s和其变化率调节切换增益K。当系统达到滑模面后, 将会保持在滑模面上。K为保证系统运动能够到达滑模面的增益, 其值必须足以消除不确定项的影响。

模糊规则如下:

如果, 状态轨迹远离滑模面, 则K应增大;

如果, 状态轨迹靠近滑模面, 则K应减小。

模糊控制器中, 为输入, K为输出。系统输入、输出皆分为五个模糊集{NB (负大) , NM (负中) , ZO (零) , PM (正中) , PB (正大) }。

当电机转速稳定在750 r/min时, 模糊系统输入ss·, 输出K的基本论域取[-75 000, 75 000]、[-2, 2], 同时输入、输出的模糊论域分别为[-15, 15]、[-1.5, 1.5], 系统采用三角形隶属度函数, 其中“NB”、“PB”的隶属度函数为半开型, 对于部分元素具有最大隶属度“1”。模糊系统的输入输出隶属函数如图2、图3所示。

3 仿真结果

本文采用MATLAB及Simulink动态仿真工具, 利用上述方法对一台6/4极SRM进行仿真。电机参数为:额定功率64 k W, J=0.008 2 kg·m·m, F=0.01 N·m·s, Vdc=240 V, R=0.01Ω, 电机最大电感Lmax=23.6 m H, 电机最小电感Lmin=0.67 m H, θon=50°, θoff=80°。系统给以恒定转矩TL=50 N·m, 电机转速n1=750 r/min, n2=1 500 r/min。

图4-6为SRM在设定的理想转速为750 r/min下的仿真波形, 从图中可以看出, 0.05 s内转速就达到理想转速, 且电磁转矩波动较小。图7为转速由750 r/min突变至1 500 r/min波形, 系统快速从原稳定状态达到新的稳定状态, 动态响应快, 运行稳定。

4 结束语

本文依据SRM非线性的特点, 提出了一种模糊滑模控制法。该方法集合了模糊控制和滑模变结构控制的优点, 以速度差作为模糊滑模控制器的开关函数, 利用模糊控制器的输出量作为控制滑模控制器的切换增益, 计算得到相电流的等效值。通过仿真结果可知, 将模糊滑模控制方法应用于SRM中, 可以有效的抑制转矩脉动, 具有较好的鲁棒性、动态响应快的优点。

摘要：针对开关磁阻电机严重的非线性和数学模型不精确等缺点, 提出了一种模糊滑模变结构控制策略。将速度差作为开关函数, 相电流平方和作为控制对象, 在常规滑模控制器设计中引入模糊控制, 建立模糊滑模控制的数学模型, 并给出系统的结构框图。通过仿真, 分析开关磁阻电机在模糊滑模控制下的各种特性。实验结果证明模糊滑模控制方法有良好的动态性能, 较强的鲁棒性, 在不清楚电机精确模型的情况下可有效克服转矩脉动。

关键词：开关磁阻电机,模糊控制,滑模变结构,转矩脉动,仿真

参考文献

[1]吴红星.开关磁阻电机系统理论与控制技术[M].北京:中国电力出版社, 2010.

[2]刘金琨.滑模变结构控制MATLAB仿真[M].北京:清华大学出版社, 2012.

[3]李永坚, 许志伟, 彭晓.SRM积分滑模变结构与神经网络补偿控制[J].电机与控制学报, 2011, 15 (1) :33-37, 43.

[4]周永勤, 吴丹丹, 王哈力, 等.开关磁阻电机的模糊滑模控制策略研究[J].自动化技术与应用, 2011, 30 (3) :11-14, 35.

[5]Erdal Bizkevelci, Kemal Leblebicioglu, Bulent Erlent H.A Sliding Mode Controller To Minimize SRM Torque Ripple and Noise[J].Industrial Electric, 2004, 2:1333-1338.

[6]陈亮, 孙玉坤, 孙宇新.开关磁阻电机的模糊滑模变结构控制[J].江苏理工大学学报:自然科学版, 2001, 22 (5) :52-54.

[7]程勇, 林辉.开关磁阻电机非奇异快速终端滑模位置控制[J].电机与控制学报, 2012, 16 (9) :78-82.

开关磁阻电机转矩控制策略研究 第6篇

目前,对SRM转矩控制而言,各种先进的控制策略都有所应用,诸如非线性控制[1]、反馈线性化控制[2]、迭代学习方法[3]、模糊及神经网络控制[4,5]等。这些控制策略基本上是以SRM静态转矩特性T(θ,i)或其解析函数模型为基础[6],而且在本质上基本属于转矩开环控制。然而,由于SRM电动机数学模型难以精确解析获得,这大大阻碍了上述先进控制策略的有效实施;另外,SRD的结构及其动态特性在运行中常常是变化的,因此基于转矩开环的控制方法对SRD系统的结构和参数变化缺乏适应性、鲁棒性,难以取得满意的控制效果。在交流传动领域,直接转矩技术已经得到了广泛的发展与研究。借鉴交流电机直接转矩控制思想,本文提出了SRD驱动系统转矩闭环控制方案,着重解决两个问题:1)SRM电动机转矩的实时观测;2)设计SRM转矩闭环控制器。理论分析和仿真结果表明,基于滑模电流控制器的SRM电动机转矩逆模型控制策略能够有效地解耦、补偿和抵消SRM非线性转矩脉动特性,有效地控制SRM相转矩按期望相转矩变化,从而实现了SRM高性能、低脉动转矩控制。

2 SRM电动机转矩观测

与交流电机直接转矩控制相类似,要实现SRM电动机高性能转矩闭环控制,必需能够实时准确地测量电机的动态转矩。然而,采用外部转矩传感器的测量方法,既复杂、昂贵又增大了系统的体积;更为重要的是,在实验中发现,由于开关频率干扰和输出轴的低频共振,使转矩传感器的输出信号被限制在数百赫兹的有限带宽的频率范围之内[7]。因此,如何实现无传感器的开关磁阻电动机动态转矩实时测量,是一个亟待解决的问题。

2.1 基于转矩磁链特性SRM转矩估计

在文献[7]中给出了基于静态转矩特性T(θ,i)的SRM电动机转矩估计方法,但该方法要求对SRM电动机转子位置角必须能够准确测量,较小的转子位置角误差都会带来比较大的转矩估计误差,然而对SRD传动系统而言,精确的转子位置角检测存在着一定的困难,因此上述方法缺乏实用性。

其实由文献[7]的分析可知,通过测量可得到SRM电动机的静态磁链特性Ψ(i,θ)和静态转矩特性T(i,θ),由此必然能够间接得到SRM电动机相转矩与相电流及相磁链的非线性关系T(i,Ψ),并由模糊神经网络对其进行建模,经过学习模糊神经网络逼近转矩与磁链Ψ和相电流i之间的非线性输入输出映射关系如图1所示。

基于转矩磁链关系的SRM电动机转矩观测的基本原理如图2所示。此方法最大的优点在于无需测量SRM电动机转子位置角,只需通过对相电流及相电压的准确检测即可实现SRM电动机转矩观测,因此该方法简单可行。

图3为对试验SRM样机在开通角为4°、关断角为23°、转速为750 r/min的条件下转矩观测的实际测量结果。图4为在此条件下的仿真结果,可以看出仿真和试验结果基本一致。

2.2 SRM电动机转矩闭环控制

文献[5]提出了一种基于转矩逆模型的SRM电动机转矩控制方案,但是该转矩逆模型是根据SRM电动机静态转矩特性,由模糊神经网络离线建模而成的。然而,SRM电动机静态转矩特性与电机在实际运行中的动态转矩特性存在着一定的差异,同时SRD系统的结构及参数在运行中常常是变化的,因此该转矩控制方法对SRD系统的动态运行缺乏适应性、鲁棒性,SRM转矩逆模型的建模精度直接决定了SRM转矩控制效果。

为了克服上述SRM转矩控制策略存在的局限性,本文在对SRM电动机转矩实时观测的基础上,设计了SRM转矩闭环控制系统,其基本原理如图5所示。系统中转矩输入指令是根据负载的要求,由转速控制器确定的,由转矩分配函数TSF,可以计算出SRM电动机各相绕组瞬时转矩的参考输入指令Td。高性能SRM转矩控制要求必须能够瞬时控制电机各相相转矩Tph,使其能够准确跟随SRM各相参考输入指令Td。

由图5可见,转矩控制器由两部分组成,即

iref=id+Δi (1)

其中第一部分为前馈等效控制项,由经模糊神经网络学习的SRM转矩逆模型确定,即

id=f-1(Td,θ) (2)

其物理意义为由SRM模型确定性部分得到的控制量的理想确定部分;转矩控制器的第2部分为电流补偿项,该项的物理意义在于补偿由于模型失配而造成的控制量的偏差,以提高系统的适应性和鲁棒性,其由下式确定

Δi=ks (3)

式中:k为比例增益;s为SRM电动机转矩规则化误差,s=(Td-Tm)/Td,Td为期望相转矩,Tm为实际SRM电动机转矩观测值。

电流补偿项中开关增益k的选择对系统的性能有着重要的影响,k如果选择过小,则对系统的不确定性起不到抑制作用;但是如果k过大,则会产生抖动现象,不利于控制品质的提高,为此本文设计了模糊电流补偿器,利用转矩误差及误差变化信息来预测控制系统中的不确定量,根据模糊控制规则,选取一个最佳控制参数。

模糊电流补偿器的输入为转矩误差s和误差的导数undefined,输出为开关增益k。根据一般的控制经验,较大的开关增益能够使被控量较快地回到其期望轨迹处,但同时产生抖动现象。因此,当系统状态远离其期望轨迹(s=0)时,也即当|s|较大时,开关增益也应相应为较大的值,反之亦然;当系统状态从其期望轨迹出发时undefined,如果|Δs|较大,则开关增益应增加以使状态迅速返回,反之亦然;当状态变量接近其期望轨迹时undefined,如果|Δs|较大,则应减小开关增益,以减小抖动,反之亦然。基于上述经验,可得模糊规则如下:

1) If |s| is large, then k is large;

2) If |s| is small, then k is small;

3) If sΔs>0 and |Δs| is large, then k is large;

4) If sΔs>0 and |Δs| is small, then k is small;

5) If sΔs<0 and |Δs| is large, then k is small;

6) If sΔs<0 and |Δs| is small, then k is large;

2.3 仿真结果及分析

为了验证SRM转矩闭环控制的有效性,以试验SRM样机为对象,在Simulink仿真环境下,对上述SRD转矩闭环控制策略进行了仿真研究。SRM电动机驱动系统的参数为:Ns=8,Nr=6,Pe=3 kW,J=1.310-3kgm2,VDC=500 V,R=0.9 Ω,Lu=19.2 mH,La= (0.000 4i5-0.023i4+0.47i3-3.5i2-3.2i+170) mH,Lm=(0.000 13i5-0.007 9i4+0.17i3-1.5i2+1.2i+81) mH。

为研究方便,给定转矩命令Ttotal=5 Nm,转矩分配函数及SRM转矩逆模型模糊神经网络的结构及参数设置见文献[5],其中开通角θon=5°,关断角θoff=20°,模糊电流补偿器的输出项k的论域为(0,2)。

图6为当SRM转矩逆模型精确建模时,SRM转矩闭环控制系统仿真结果,其中图6a为SRM实际相电流仿真波形及在此期间内模糊电流补偿项ΔI的变化情况;图6b为对应的SRM相转矩跟踪期望相转矩的变化情况;图6c为合成转矩的仿真波形。由仿真结果可以看出,当转矩逆模型能够精确建模时,电流补偿项趋于零。

当SRM转矩逆模型存在着较大的建模误差时,基于文献[5]的SRM转矩控制方案的仿真结果如图7所示。图7a为SRM相转矩跟踪期望相转矩的变化情况;图7b为合成转矩的仿真波形。可以看出此时转矩控制性能明显变坏。

图8给出了在同样的条件下,SRM转矩闭环控制结果。可以看出,电流补偿项的加入在很大程度上克服了由于SRM转矩逆模型的建模误差而导致SRM转矩控制效果变坏的问题。

3 结论

本文提出了一种简单实用的基于变结构模糊神经网络的SRM电动机动态转矩在线观测方法,试验和仿真结果证实该方法的有效性。在此基础上,结合SRM转矩逆模型控制策略,设计了一种SRM转矩闭环控制方案。仿真结果表明,该方法取得的SRM转矩控制效果明显优于SRM转矩逆模型控制策略,不但提高了控制精度,减小了SRM转矩脉动,而且提高了SRM转矩控制系统的适应性和鲁棒性。

摘要：给出了一种开关磁阻电机驱动系统转矩控制方案,通过对SRM电动机转矩的实时观测,利用模糊神经网络设计了一种SRM转矩闭环控制器。理论分析和仿真结果表明,该SRM电动机转矩闭环控制策略能够有效地控制SRM电动机相转矩按期望相转矩变化,从而实现了开关磁阻电机驱动系统高性能、低脉动转矩控制。

关键词：开关磁阻电动机,转矩控制,转矩观测,模糊神经网络

参考文献

[1]Cailleux H,Pioufle B Le,Multon B.Comparison of ControlStrategies to Minimize the Torque Ripple of a Switched Re-luctance Machine[J].Electric Machines and Power Sys-tems,1997,25(10):1103-1118.

[2]Panda S K,Dash P K.Application of Nonlinear Control toSwitched Reluctance Motors:a Feedback Linearisation Ap-proach[C]∥IEE Proceedings of Electric Power Applica-tions,1995,143:371-379.

[3]Sahoo N C,Xu J X,Panda S K.Low Torque Ripple Con-trol of Switched Reluctance Motors Using Iterative Learn-ing[C]∥IEEE Transaction on Energy Conversion,2001,16:318-326.

[4]Seyeed Mir,Malik E Elbuluk,Iqbal Husain.Torque-rippleMinimization in Switched Reluctance Motors Using Adap-tive Fuzzy Control[J].IEEE Transaction on Industry Ap-plications,1999,35(2):461-468.

[5]郑洪涛,蒋静坪.基于模糊神经网络的开关磁阻电动机高性能转矩控制[J].控制理论与应用,2 0 0 3,2 2(4):1 2-16.

[6]Husain I.Inimization of Torque Ripple in SRM Drives[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2002,49(1):28-29.

[7]Schramm D S,Williams B W.High Bandwidth Measure-ment of SRM Torque Ripple[C]∥Sixth International Con-ference on Electrical Mchines and Drives,1 9 9 3:6 4 7-651.

汽车开关磁阻电机起动性能动态分析 第7篇

目前国内汽车的起动机与发电机是各自独立的,一般起动机是采用有刷直流电动机,而发电机常采用带整流管和电压调节器的交流发电机,而ISAD(Integrated Starter Alternator Damper System)系统把起动机和交流发电机合并为一个装置系统。开关磁阻电机具有结构简单、可靠性高、可控参数多、起动和调速性能好、可适应恶劣环境、适合高速运转(最高转速可达100000r/min以上)、低电压高功率等等突出优点。尤其是在微电脑的控制下允许能量双向流动,既可作为电动机,又可以作为发电机,在不改变硬件拓扑结构的情况下自如地实现ISAD系统的起动、发电、助力、阻尼状态的切换,ISAD系统要求汽车起动机在起动时最小合成转距要大于汽车发动机的最大负载转矩,这样汽车的起动机才能够顺利的启动起来,本文给出了一种新型的12/10极结构的开关磁阻电机,并利用MATLAB中的SIMULINK模块对12/10电机进行建模,对它的起动性能进行了动态仿真分析。

2 电机数学模型

SRM六相总的磁能由下式求得:

控制直流电机的转速需要调节其外施电压或励磁电流,与其他电机一样,开关磁阻电机也有自己的控制方法。根据开关磁阻电机的线性模型,对其转速控制特性加以定性分析得到以下转速数序模型[1]。

由此进一步得到:

有关SRM理论所得出的定子相电感与转子位置的周期函数,用傅立叶级数表示[2]:

式中:Nr是SRM转子极数;i是相电流;θ是转子位置;La(i)=L(0,i),是定子极和转子极完全重叠位置的电感;Lu(i)=L(π/Nr,i),是定子极和转子槽完全重叠位置的电感;Lm(i)=L(π/2Nr,i),是中间位置的电感。

从磁共能的角度分析了SRM的电磁转矩表达式:

这样可以近似计算出每相扭矩的数学模型:

SRM产生的总电磁扭矩是每相扭矩的和,对于6相12/10开关磁阻电机,它的总电磁扭矩为:

实际上,特别是电力驱动系统中,通常是以平均扭矩为参考对象:

图1是基于以上数学模型建立起来的SIMULINK模块。

3 仿真分析

SR电机在起动和低速时采用电流斩波控制,一般要选择一个合适的开通角和关断角组合,获得好的起动性能,也即是电流滞环控制+固定优化角度控制。由于关断角对开关磁阻电机的起动性能影响比开通角的影响大,所以在仿真过程中固定开通角,改变关断角,来分析SR电机起动时的相电流、相转矩、合成转矩和转速的特性[3]。参考电流Iref=15A,滞环宽度为1.0A,开通角θon=0,初始位置θ=1.1°,图2和图3是不同开关角下的仿真图。

从图2(a)中可以看出,电流在进入电感上升区域已经达到最大参考电流,并且一直到关断角,这期间主开关管多次开通和关断,由于转速低且处于最小电感区域,因此斩波的频率很高。从图2(b)可以看出,六相合成转矩波动性大,相与相之间的转矩间隔较大,没有重叠,并且平均转矩偏小,这是由于12/10 SR电机的步进角为6°,转子角周期为36°,当开通角θon=0°,关断角θoff=10°时,SR电机运行在单相或两相励磁模式,但是由于存在最小电感区域,所以两相产生转矩的区域没有重合,速度曲线波纹较大,波动比较厉害,不利于电机的平稳起动。为了获得大的平均转矩,提高起动性能,应该加大关断角,使得有更多的时间产生转矩,并且运行在多相同时励磁模式。

图3给出了其他条件不变,开通角θon=0,关断角θoff=16°的仿真结果。从图3(a)中可以看出,电流的导通区域明显增加了,由图3(b)可知,总的转矩波动减小,相与相之间的转矩有重叠部分,并且平均转矩明显增加。但是对每一相来说,随着转速的上升,由于关断角增大且导通时间延长,使得电流在进入电感下降区域可能电流不为零,产生了一些负的转矩,但是电机的起动性能明显变好,电机起动时速度脉动比关断角θoff=10°时小很多,基本上是平稳起动。

增大关断角,起动性能变好,是不是关断角越大越好呢?为了便于比较关断角对瞬态起动的影响,给出了起动开始一个很短的时间内对应于不同关断角的速度响应曲线,从图4(a)可以看出刚开始起动时,对于关断角比较大的情况,相应的起动速度也较快,但是从图4(a)中还可以看出,当转子角速度ω>10rad/s时,关断角θoff=18°的速度响应却比θoff=16°时慢,与θoff=14°的起动性能相近。这是由于随着速度的增加,反电动势越来越大,当主开关器件关断时,电流的下降速度变慢,进入电感减小的区域,产生了负转矩,使得平均转矩减小,并且转矩的波动增大,起动特性变差。另外从图4(b)可以看出,关断角θoff=18°的空载转速没有θoff=12°时高,θoff=16°时的空载转速最高,θoff=10°时的空载转速最低。θoff=16°时的合成转矩脉动小并且平均转矩大,θoff=18°平均转矩小,所以空载转速高。

从上面的分析可知,刚起动时应该关断角最大起动,随着速度的增加应该适当地减小关断角,使得平均转矩始终维持最大且脉动最小,使得电机快速平滑起动。

4 试验分析

图5为12/10 SR系统起动运行时不同转速下相电流的波形,从图中可看出在某一固定开通角度区间,随着转速的提高,相电流斩波次数减少,相电流也减小,这是由于电机转速越高,则运动电势作用越明显,抑制了相电流上升速率。母线电流的大小随着速度的增大而增大,由于母线电压固定不便,随着速度的增大必然导致输出功率的上升,所以母线电流必然增大。另外,从图5(a)、图5(b)可以看出,不同的固定开通关断角度对其母线电流的影响也还是挺大的,在速度基本相同的时候,0°~12°开通时的母线电流要小于0°~18°,这是因为0°~12°开通时绕组续流时间要比0°~18°时间长,对于母线电流来说所产生的负电流要多一些。

另外,在低速运行时电机的运动电势对相电流影响较小,在关断时相电流下降很快,不会造成换相困难而降低系统效率,全角度起动控制策略,实现方便,通过优化设计可使得起动系统具有起动转矩大、起动电流小等特点。

5 结论

综合上述,关断角对电机的起动性能有很大的影响,在开通角不变,合成平均转矩有随着关断角增大而增大的总趋势,但增大到一定的角度,反而减小,所以从能量的角度分析存在效率优化的问题,即存在一个最优开关角问题,只有在最优开关角的时候电机的起动性能达到最佳。

摘要：主要研究开关磁阻电机在汽车ISAD系统中的应用,结合ISAD系统的功能与特点,建立12/10极结构的开关磁阻电机在电动状态下的数学模型,利用MATLAB中的SIMULINK模块对12/10电机在不同开通角下的一相转矩、合成转矩及转速的起动性能进行了动态仿真,并对仿真结果进行了具体的性能分析。

关键词：SR,ISAD,MATLAB/SIMULINK,仿真,起动性能

参考文献

[1]詹琼华.开关磁阻电动机[M].武汉:华中理工大学出版社,1992.

[2]M.Michaelides,C.Pollock.Modelling and Design of Switched Reluctance Motors With Two Phase Simultaneously Excited[A].IEE Proceeding Electric Power Application[C],1996,143(5):361-370.

[3]吴建华.开关磁阻电机设计与应用[M].北京:机械工业出版社,2000.

[4]王宏华.开关型磁阻电机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社,1995.