偶极子法论文范文

偶极子法论文范文（精选7篇）

偶极子法论文 第1篇

关键词：对数周期偶极子天线,变步长,视在相位中心,最大相位差

0 引 言

对数周期偶极子天线 (LPDA) 的相位中心问题无论对于相位测向应用、形成波束侦收应用或作为干涉仪阵单元使用, 还是作为抛物面天线馈源使用都很重要。对数周期偶极子天线并不存在完整的相位中心, 文献[1]提出了可变相位中心的概念;文献[2]导出了直线阵列在全空间存在可变相位中心的条件;文献[3]提出了用模拟退火算法分析对数周期偶极子天线的相位中心;文献[4]提出了用移动参考点法分析子天线的相位中心;文献[5]利用迭代法找出了对数周期偶极子天线的E面、H面“视在相位中心”, 它采用了固定步长。为了提高计算速度, 文中提出了变步长的算法。

1 基于变步长法计算LPDA的可变相位中心

所谓相位中心, 是指以该点为球心的等半径球面上的辐射场相位相等。尽管LPDA的远场区不是球面波, 不存在完整的相位中心, 但在LPDA的天线主瓣宽度内, 总可以找到一点, 使得主瓣宽度内的远区场都可以看作是由这一点辐射出来的球面波, 即存在视在相位中心。

1.1 LPDA的辐射方向图计算

采用文献[6]介绍的方法计算辐射方向图, 使用的坐标系如图1所示。假设LPDA振子上的电流为三项电流之和, 即:

$\begin{array}{l}{\rm I}{}_i(z)=C{}_{i1}\sin \beta (h{}_i-\left|z\right|)+C{}_{i2}[\cos (\beta z)-\cos (\beta h{}_i)]+\\ C{}_{i3}(\cos \frac{\beta z}{2}-\cos \frac{\beta h{}_i}{2})\end{array}$

式中:N为LPDA的振子数;Ci1, Ci2, Ci3 (i=1, 2, , N) 为振子电流系数;β为相速度;hi为振子一臂长。用矩量法可求解电流系数Ci1, Ci2, Ci3, 再利用下式即可求出辐射方向图:

$\begin{array}{l}f(\theta ,\phi )=|{\displaystyle \sum _{i=1}^{{\rm N}}\{}\frac{C{}_{i1}}{\sin \theta }[\cos (\beta h{}_i\cos \theta )-\cos (\beta h{}_i)]+\\ \frac{C{}_{i2}}{\sin \theta \cos \theta }[\cos \theta \sin (\beta h{}_i)\cos (\beta h{}_i\cos \theta )-\\ \cos (\beta h{}_i)\sin (\beta h{}_i\cos \theta )]+\frac{C{}_{i3}\sin \theta }{\cos \theta (1-4\cos {}^2\theta )}\\ [2\cos \theta \sin \frac{\beta h{}_i}{2}\cos (\beta h{}_i\cos \theta )-\\ \cos \frac{\beta h{}_i}{2}\sin (\beta h{}_i\cos \theta )]\}\cdot \text{e}{}^{-\text{j}\beta (-x{}_i\sin \theta \cos \phi -y{}_i\sin \theta \sin \phi )}|\end{array}$

其中, xi, yi (i=1, 2, , N) 为振子在坐标系中的位置。

1.2 变步长算法的实现

(1) 由矩量法计算天线在某频率点的E面、H面的幅度方向图, 并求出两个方向图的主波束宽度;

(2) 由矩量法计算出天线在该频率点的谐振振子p到坐标原点的距离Lp, 视在相位中心的搜索范围为Lp-3～Lp+2 (确定依据参见文献[7]) , Lp-3为搜索的起始值, 设定初始步长step, 并根据精度确定最小步长;

(3) 对于E面θ (0θπ) , 或对于H面φ (0φ2π) , 计算方向图函数, 得到远场区的幅度和相位, 将主波束内某些角度上的相位与主瓣最大方向上的相位比较, 并记录最大的相位差Δφ;

(4) 以step为步长不断移动相位中心直至移出搜索范围, 重复计算第 (3) 步, 得到一组d和Δφ。其中, d表示视在相位中心到坐标原点的距离, 然后找到这组Δφ最小值, 记录此时的视在相位中心位置dp, 下标为Δφ最小值在数组中的编号;

(5) 判断step是否到达最小步长, 是, 则停止;否, 则改变step=step0.1, 视在相位中心的搜索范围为dp-1～dp+1, 重复步骤 (3) ～ (5) 。

2 计算结果及验证

某天线参数如下:工作频率范围为12～20 MHz, τ=0.92, σ=0.14, 集合线特性阻抗为100 Ω, 集合线端接100 Ω的匹配阻抗。本文的计算是假设天线在自由空间中的。表1为LPDA在不同频率下相位中心到虚顶点的距离。其中, dE表示E面相位中心到虚顶点的距离, dH表示H面相位中心到虚顶点的距离。表2为主瓣宽度内最大相位差值及3 dB波瓣宽度, 其中, ΔφE为E面上主瓣宽度内最大相位差值;ΔφH为H面上主瓣宽度内最大相位差值, θ3 dBE为E面3 dB波瓣宽度, θ3 dBH为H面3 dB波瓣宽度。图2给出以计算得到的相位中心为坐标原点, 其他两坐标轴不变, 计算得到的远区场辐射场相位方向图。

m

由图2及表2可知, 这种算法是有效的。另外, 它的计算速度比文献[5]的要快。如果需要精度更高的视在相位中心, 可在主瓣内某角度范围进行搜索, 这样最大相位差值可达到要求的范围。

3 结 语

本文使用文献[6]的方法求得LPDA的远区场, 采用变步长算法搜索到了LPDA的E面、H面视在相位中心。该方法可推广到可在一维内搜索视在相位中心的天线中, 对于对数周期天线的视在相位中心计算, 以及对于形成波束侦收应用、作为干涉仪阵单元使用和作为抛物面天线馈源使用均有一定的意义。

参考文献

[1]金元松, 董明玉, 何绍林, 等.对数周期偶极子天线的可变相位中心[J].电波科学学报, 2001, 16 (3) :323-328.

[2]金元松, 任小飞, 冀海鸣, 等.对数周期偶极子天线全空间可变相位中心[J].电波科学学报, 2007, 22 (2) :229-233.

[3]姜铁华, 苏东林, 杨争光.基于模拟退火算法的对数周期偶极子天线相位中心计算[J].微波学报, 2007 (23) :35-38.

[4]唐璞, 李欣, 王建, 等.计算天线相位中心的移动参考点法[J].电波科学学报, 2005, 20 (6) :725-728.

[5]丁晓磊, 王建, 林昌禄.对数周期偶极子天线相位中心的分析和计算[J].电子学报, 2001, 31 (9) :1 375-1 377.

[6]Hyong K Choe, Charles E Smith.Log-Periodic Dipole Array-A Numerical Analysis[R].USA:The University of Missis-sippi, 1973.

[7]周朝栋, 王元坤, 周良明, 等.天线理论与工程[M].西安:西安电子科技大学出版社, 1988.

基于偶极子声波测井方案浅析 第2篇

声波测井是以声波传播理论为基础的测井方法的总称, 具体的测井方法包括补偿声波测井, 偶极子横波测井, 测井质量测井, 声波电视测井, 长源距声波测井等等。基于偶极子的声波测井能够达到优化井身结构的目的, 因此, 应用范围不断扩展。在测井技术的研究与应用过程中, 我们需要不断提高其测井的质量, 要控制好井身质量及测井液性能, 要做好套管居中度的控制, 选择合适的施工参数, 严格控制水泥浆各项性能的指标, 加强对测井工艺技术的研究, 保证基于偶极子的声波测井得以充分的应用。

2 基于偶极子的声波测井

2.1 偶极子

所谓“偶极子”是指几何尺寸远小于波长的带电体。对于辐射体来说, 它能够被近似的看成具有组合效果的偶极子。用电偶极子或磁偶极子模拟是常见的两种偶极子分类。偶极子作为一对电荷, 其符号相反、相距很近, 地球磁场可以近似地看作磁偶极子场。在物探中, 研究偶极子场是很重要的, 因为理论计算表明, 均匀一次场中球形矿体的激发极化二次场与一个电流偶极子的电流场等效, 某些磁异常也可以用磁偶极子场来研究。用等效的偶极子场来代替相应电、磁场的研究, 可以简单清楚地得到场的空间分布形态和基本的数量概念, 也便于作模型实验。

2.2 声波测井

声波测井过程中常见的两种测井方式是阵列声波成像测井、声波全波列测井。阵列声波成像测井指的是为了达到固定频率旋转的声波换能器的目的, 我们通过在井下放置围绕井轴的方式, 并用同一声波换能器接受从井壁上反射回来的回波。这些回声波信号被井壁反射回来, 并因为井壁 (套管) 表面的情况, 导致时间和幅度不同, 这些回波信号通过地面数字编码等处理方式, 最终转化成图象。

2.3 基于偶极子的声波测井

声速测井是利用不同的岩石和流体对声波传播速度不同的特性进行的一种测井方法。通过在井中放置发射探头和接收探头, 记录声波从发射探头经地层传播到接收探头的时间差值, 所以声速测井也叫时差测井。用时差测井曲线可以求出储集层的孔隙度, 相应地辨别岩性, 特别是易于识别含气的储集层。基于偶极子的声波测井是在定向井、水平井、小井眼测井技术基础上发展起来的一种综合测井技术, 在一定程度上代表了测井工艺的发展水平。利用该技术能使套损井、停产井、报废井、低产井等复活, 改善油藏开采效率, 有效地开发各类油藏, 提高采收率和油井产量, 降低综合开发成本;能充分利用老井井身结构对油藏开发再挖潜, 充分利用原有的井场、地面采输设备等, 减少测井作业费、节约套管使用费、地面建设费, 降低施工成本, 缩短施工周期, 提高综合经济效益;该技术的推广还有利于环境保护。基于偶极子的声波测井能够适应井下复杂多变的施工环境, 具有较强的环境适应性, 能够满足不同的施工环境变化, 此外, 基于偶极子的声波测井能够有效地转对生产过程中油层套管严重破损的停产报费井, 因水淹、水窜而储量动用程度差、剩余油具有可采价值的生产井, 油藏储层构造及断块复杂、打不到目的层的垂直井。

3 基于偶极子的声波测井方案

3.1 基于偶极子的声波测井物理基础

物理基础是基于偶极子声波测井方法的基础。我们根据全反射的原理, 即当声波的入射角处遇临界状态时, 入射声波将会沿着井壁进行传播, 进而产生能够被接收器探测到的滑行波。对于不同的底层来说, 产生的滑行波也是不同的, 一般情况下, 在慢速地层, 由于地层横波速度小于井内流体的声波速度, 不满足滑行横波的临界角的条件, 在地层中不能产生滑行横波, 无法记录地层横波。在快速地层中, 能够产生滑行纵波和滑行横波。

3.2 压裂高度预测

层位泵入压力进行预测是一项重要的工作, 一般在酸化压裂和试油时都需要。压力的大小都会对压裂情况产生影响。一般情况下, 泵入压力太大, 可能会把邻近水层压透, 造成油水窜槽, 与此相反, 当压力过小时, 不能压裂储层, 所以达不到压裂的目的。此外, 当遇到不能同时进行压裂的情况下, 比如岩石力学特性差异较大的目的层, 这时候为了达到压裂的目的我们也必须采用单压的方式来实现。所以说, 进行水力压裂的裂缝高度预测分析, 就能够预测出水力压裂的裂缝高度及方向, 同时可以对储层酸化压裂的泵入压力进行设计。

3.3 井眼稳定性分析

实际的测井工作中, 我们利用计算理想泥浆比重来分析实际泥浆比重对井眼的影响。这种方式就是井眼稳定性分析。井眼稳定性分析既能够避免地层受到污染同时能够起到保护井眼的目的。当泥浆柱压力小于地层压力时, 可能会发生井喷事故。因此, 泥浆比重的选择要介于所计算的最大和最小泥浆比重之间, 近似于理想的泥浆比重。一般来说, 当泥浆柱压力大于自然破裂压力时, 会造成泥浆漏失现象;当泥浆柱压力小于切变破裂压力 (坍塌压力) 时, 会造成井眼坍塌现象。

3.4 地层各向异性分析

在构造应力不均衡或裂缝性地层中, 横波在传播过程中通常分离成快横波、慢横波, 且快、慢横波速度通常显示出方位各向异性, 质点平行于裂缝走向振动、方向沿井轴向上传播速度比质点垂直于裂缝走向振动、方向沿井轴向上传播的横波速度要快, 这就称之为地层横波速度的各向异性。

3.5 控制好井身质量

在基于偶极子的声波测井方案设计中, 我们必须采取多种方式控制好井身的质量。要通过实行精细现场施工的措施, 增强施工的连续性, 要进一步强化施工人员的责任性, 确保设备的正常运行, 要使水泥密度均匀化, 保持施工现场的连续和安全。我们要根据具体的施工流程和施工经验, 精确计算水泥量, 进行科学的、全面的油气侵、油气窜综合评价和预测, 依据防气侵、防气窜的原理, 尽可能降低环空动。

4 小结

基于偶极子的声波测井是一项综合性的测井技术, 其关键是科学化设计和优化施工。合理的施工方案配合其他相应的技术措施是取得最佳施工效果的保证。它有利于提高开发效果, 提高油井利用率, 同时节约测井费用和地面建设费用, 降低测井成本、提高经济效益, 而且能有效完善开发井网, 提高增产效果。

摘要：随着经济社会的快速发展, 对测井技术提出了更高的要求。与常规直井相比, 基于偶极子的声波测井有自身的一些特点, 即井眼小, 井斜度较大, 测井风险大, 测井施工难度高[1]。为了达到优化井身结构的目的, 需要我们对测井技术加以研究和创新。基于偶极子的声波测井以其独有的优势得到了广泛的应用。我国在基于偶极子的声波测井方面与西方发达国家存在一定的差异, 因此, 我们必须从我国当前测井的技术发展实际出发, 加强对基于偶极子的声波测井的研究和应用。

关键词：偶极子,声波测井,技术研究,应用

参考文献

偶极子法论文 第3篇

RFID是一项新兴技术,应用在各种领域,如物流,供应链和存取控制等[1]。RFID系统由标签、阅读器和主机中间件组成。典型的RFID标签由天线和芯片组成。标签天线和它的芯片通常拥有复杂的阻抗。芯片的虚部通常是负的并且虚部的值通常比实部的大[2]。

在RFID标签天线的设计中,决定RFID系统性能的最重要的因素之一是标签天线。因此,设计出阻抗能与芯片匹配的合适的天线类型,是研究和设计天线者的目标。标签应该是尺寸小,结构简单,成本低和易于与其他物体结合。但是,它的小型化影响他的增益和辐射效率,阅读器和标签之间的最大阅读范围也将受到影响。因此,在尺寸和标签天线的性能之间的折中是有必要的。为了确保在天线和芯片之间的最大功率传输,必须得确保良好的阻抗匹配。

目前,有些标签天线的类型,如弯曲偶极子天线、折叠偶极子、螺旋天线等。这些标签天线都是类偶极子天线。尽管结构不同,但是他们的性能是与偶极子天线相似的。一般地,修改偶极子结构的方法常被用来减少天线的尺寸。曲线,折叠和螺旋偶极子常常被用来减少天线的尺寸,并且通常不会太大程度上影响天线的性能。但是,这些标签天线通常带宽不宽,并且只能覆盖UHFRFID的一个区域。另外,他们的尺寸不是足够的小[3]。文献[3],提出两款弯折偶极子天线,它们的尺寸分别为76.516mm2,48.525.5mm2,在S11<-10dB的时候带宽是860-938MHZ,901-929MHZ。

缝隙天线的优点是低剖面,低成本,易于与其他物体共形,还有易于与有源电路结合等优点,并且适合量产,因此是非常适合应用在RFID上的[4]。在文献[5],提出一个新型的宽带标签天线,覆盖了UHF的整个频段。该天线通过在H形贴片上开H形槽的方式,设计了一款缝隙偶极子天线,该天线在S11<-15dB的情况下,带宽为766989MHZ。文献【6】,研究了如何缩短缝隙的尺寸,提出了非对称缝隙天线,研究了天线的阻抗随非对称缝隙的变化规律。在文献[7-9],提出了几款其他类型的可应用于UHF RFID系统的标签天线。最近,也有一些文献对缝隙天线也有一些研究,但只局限于在阻抗匹配方面达到良好的效果,在辐射方面并没有做出明显得改进。

基于以上的研究,本文提出一款大共面缝隙偶极子天线,该天线在方形贴片上开了两个大小不相等的三角形缝隙,并且为了拓展天线的带宽,在贴片的对称的底端切了两个角,以此来扩展天线的带宽。

2 标签天线的设计原则

无源标签组成的RFID系统中,根据工作频段不同可以分为两种工作模式,一种是适用于近场工作模式的感应耦合工作模式,主要应用在低频和高频;另一种是适用于远场的反向散射工作模式,主要应用在超高频和微波频段。标签由标签天线和芯片组成,天线的设计过程中,不需要了解芯片中的具体电路,只需要了解芯片的阻抗就可以了,并利用最大能量传输的法则设计天线的输入阻抗。

出于成本和小型化的考虑,标签天线的设计过程中,是不能采用额外的匹配电路的[10]。为了实现最大能量的传输,这就是说天线的阻抗必须直接与芯片的阻抗获得一定程度上的匹配。电子标签芯片的输出阻抗具有电抗分量,需要将天线的输入阻抗设计为标签芯片阻抗的共轭。一般地,电子标签芯片的输入阻抗Z=R-jX.。为了获得共轭形式的阻抗,电子标签天线的阻抗形式应为Z=R+jX。

无源标签可以直接简化为天线和芯片之间的直接电连接,其接口处的匹配尤为重要,其等效电路图如图1所示[11]:

当标签芯片确定的时候,其等效阻抗Zl随之确定,此时负载芯片获得的功率如下所示:

由公式可知,当标签天线与芯片的阻抗共轭匹配时,芯片获得的传输功率是最大的。

由Friis方程可得标签天线的最大可读距离如下所示:

其中,Pr为标签的接收功率(最低开启功率);Pt为读写器天线的发射功率;Gt为读写器天线增益;Gr为标签天线的增益;R为接收天线和发射天线之间的距离。

若标签天线的读取灵敏度为Pa,由Pa=Pr*τ可得

其中,功率传输系数:

Γm 为修正反射系数

其中,R A为天线电阻;X A为天线电抗;RL 为负载电阻;XL 为负载电抗。

所以,

当τ=1时,即完全匹配,标签可达最大识别距离。

在标签天线的设计中,辐射模型也是重要的。为了拥有一个良好的阅读范围,一些RFID应用需要RFID需要一些特殊的辐射模型,如全向或者半球形覆盖[12]。除了辐射模型和共轭输入阻抗的需要,共形和小型化是这标签天线的主要考虑的因素。

3新型标签天线的设计

本文设计的天线在原始微带天线的基础上,嵌入非对称的三角缝隙,并且在底边切去两个对称的角。由非对称缝隙天线的阻抗随缝隙增长而增大, 并且在缝隙长度相同的条件下, 其阻抗大小比对称缝隙天线的来得大, 容易与标签芯片良好匹配的同时, 其尺寸能够得到明显缩减【6】。嵌入非对称的三角槽改变了原来贴片上的表面电流路径,三角型缝进一步增长电流路径,从而形成不同电流路径,激发多个谐振模,通过调整各缝隙的大小位置,而使各谐振模较好地耦合,从而展宽天线带宽;与此同时,相当于在天线等效电路中级联了电感,使得天线呈现感性电抗。在底端切去两个对称的角,进一步的增加天线的感性。使得具有较大容性阻抗的标签芯片能够得到更好的共轭匹配。

该新型天线以微带天线为基础,由辐射贴片、介质基板、微带馈线、吸波材料接地板组成。介质基板采用FR4,介电常数4.4,损耗正切角是0.02,厚度取1.6mm。

根据以上的分析,所设计的天线的模型如图2所示:

天线的尺寸如下所示:

芯片的长和宽分别为SL=0.22cm,SW=0.2cm,该缝隙天线两侧的边长为2.8cm,较大的三角形的边长为3.35cm,地面介质的高为1.6mm,宽为40mm,长为70mm,轴心到底边的距离1.92cm,底边的边长3cm,轴心到较小三角形的底边的距离0.76cm。

采用仿真软件HFSS13.0对天线的进行仿真分析,分析了几个重要参数对天线的输入阻抗的影响。

首先分析的是较大的三角形的臂长对天线的输入阻抗的,如图3所示:

图3(a) 臂长对虚部输入阻抗的影响图3(b) 臂长对实部输入阻抗的影响

天线阻抗的实部和虚部都随着臂长Arm_Length的增大而增大。当Arm_Length=3.35cm时,天线输入阻抗最为接近本文的目标阻抗,最后择优选取Arm_Length为3.35cm。由此可见,可以通过调整最大三角形的臂长Arm_Length有效地调节天线输入阻抗,以获得与目标芯片阻抗匹配的标签天线。

再分析较小三角形的高c对天线的输入阻抗的影响,如图4所示。

虚部的影响

图4(a) 为天线输入阻抗实部随变量c的变化曲线。由图知,天线电阻呈现的主要变化趋势是随着c的增大而减小。经由以上分析,与变量Arm_Length对天线输入阻抗的影响相比,c变量的影响较大,但可以考虑变量Arm_Length对天线阻抗进一步调整。由此取天线参数c的值为0.76cm。

综合以上的分析与设计,得到天线激励端口处的回波损耗S11参数的曲线图,如图5所示。本文采用的标签芯片是用ATA5590芯片,芯片在915MHZ的阻抗为12j217。由图5可知,在天线S11<-15dB情况下,天线的带宽是776-991MHZ,带宽达到了215MHZ。

在Arm_Length=3.35cm,c=0.76cm,天线的输入阻抗如图5所示。由图5可知在f=915MHZ的时候,天线的输入阻抗为Z=13.53+j210.27,与芯片ATA5590阻抗12-j217形成良好的共轭匹配。

图6所示为天线的增益辐射方向图,由图可知,该天线具有良好的半球特性,符合设计的要求。天线的最大增益为1.11dB,具有良好的辐射特性。

4 结论

小型RFID偶极子天线设计与优化 第4篇

RFID系统通常由读写器、标签和服务器组成。标签分有源标签和无源标签,无源标签由天线和芯片构成,结构简单,成本低。在超高频频段,标签天线常采用半波偶极子天线[1]。偶极子天线具有结构简单、效率高、制造成本低等优点。

1 偶极子天线设计

1.1 天线结构设计

由半波偶极子天线的定义,天线的总长度为工作频率下电磁波波长的1/2。结合电磁波在电介质中传播的波长公式,半波偶极子天线的长度La为:

其中,εr为电介质的相对介电常数,c为电磁波的传播速度,f为工作频率。

在实际RFID标签应用中,天线通常制作在PET等电介质基板表面,式(1)中电介质的相对介电常数εr须用有效相对介电常数εeff来表示[2]:

其中,εr为基板材料的相对介电常数,εr_air为空气相对介电常数(约等于1)。α、β是由基板厚度等因素决定的权重因数,需通过仿真确定。

为了缩减标签尺寸,本文采用弯折偶极子天线。由于弯折偶极子天线的弯折线之间相互耦合影响,导致用式(1)计算的天线长度有较大误差。在设计中,本文先用式(1)估算天线长度,再通过仿真分析进行优化计算。

常用超高频RFID标签芯片的阻抗为复数,并具有较大的虚部。为使标签的功率传输系数τ达到最优值,要求设计天线的阻抗与芯片阻抗共轭匹配。为此,需要在偶极子天线上加入阻抗匹配的结构,本文使用T型阻抗匹配的方法[3]。

本文设计的标签采用Impinj Monza 4芯片,其阻抗为11-j143Ω,读取的门限功率为-17.4 d Bm。文中采用矩量法仿真,仿真软件为Zeland IE3D。通过初步的计算和仿真,得到如图1所示的偶极子天线。天线材料为铝(电导率σ=38 MS/m),厚度为0.01 mm;基板材料为PET(相对介电常数εr=3.5),厚度为0.05 mm。该天线的基本结构尺寸如表1所示,仿真得到其阻抗为1.98+j144.3Ω,共轭匹配增益为-3.17 d Bi。

1.2 天线结构优化

RFID标签的性能通常以读写距离d为判断依据,d可用自由空间的Friis公式估算[4,5]:

其中,c为电磁波的传播速度,f为系统工作频率,Pr为读写器的发射功率,Gr为读写器天线的增益,Gt为标签天线的增益,p为读写器天线与标签天线之间的极化损失,Pth为标签芯片的门限功率,τ为标签天线与芯片之间的功率传输系数,表征天线与芯片之间的能量传输。其定义如下:

其中,Za=Ra+j Xa,Zc=Rc+j Xc分别为天线和芯片的阻抗。当天线与芯片阻抗匹配,即Za=Zc*时,τ取最大值1。

本文使用的读写器为圆极化天线,而偶极子为线极化,所以p=0.5。芯片的门限功率Pth由芯片的设计和制造工艺决定,芯片一经选定,Pth即确定,因而标签的天线设计是决定标签性能的关键。在读写器参数确定的情况下,当标签天线增益Gt和功率传输系数τ达到最大值时,标签的读写距离最大。

标签天线设计的目的是在标签尺寸等限制条件下,使得标签天线的增益Gt和功率传输系数τ最大。

在图1所示天线的基本结构中天线由弯折线和臂L1、L2组成,以达到所要求的长度。由天线长度的计算公式(1)可知,调节天线的总长度能够调节天线本身的谐振频率和阻抗。图2为其他参数不变,改变L1、L2的长度时所得到的阻抗曲线。由图可见,增大L1和L2的长度,阻抗曲线整体向左移,天线谐振频率减小,阻抗实部最大值增大,虚部最大值减小。

因此,可以通过调节天线长度来优化天线性能。图3为L1和L2的值与标签在915 MHz的增益的关系曲线,随着L1和L2增大,标签的增益也增大。图4为L1和L2的值与标签在915 MHz的功率传输系数的关系曲线,随着L1和L2增大,功率传输系数先增大后减小,在L1=L2=19.8 mm时达到最大值,此时天线与芯片阻抗匹配达到最佳。图5是根据式(3)计算的标签读写距离与L1和L2的值的关系曲线,读写器发射功率Pr为28 d Bm,天线为圆极化,增益Gr为3 d Bi。

由图5可见,L1=L2=19.8 mm时,标签理论读写距离达到最大值2.56 m,天线的阻抗仿真值为2.83+j148.6Ω,功率传输系数为0.56。

通过调整T型阻抗匹配结构,即调节w和h的大小,能够进一步优化天线阻抗,使天线阻抗与芯片阻抗匹配得更好。按照改变天线长度的方法,可以得到改变T型阻抗匹配时天线的性能参数,并最终计算得到标签的理论读取距离。

图6为L1=L2=19.8 mm,h=9.8 mm时,改变w的值,得到的标签理论读取距离与w的关系曲线。标签增益随w增大而增大,功率传输系数在w=6.1 mm时达到最大值,理论读取距离在w=6.1 mm时达到最大值2.68 m。

改变h的值,取得的效果与改变w值相同。图7为L1=L2=19.8mm,w=6.1 mm时,改变h的值,得到的标签理论读取距离与h的关系曲线。标签增益随h增大而增大,功率传输系数在h=9.5 mm时达到最大值,理论读取距离在h=9.5 mm时达到最大值2.7 m。

通过上述优化过程,得到了天线结构参数的较优值,如表2所示。

2 样品制作与测试

根据仿真结果,制作了4款天线以作比较,4款天线的结构参数如表3所示。

(mm)

对于样品天线,本文使用Agilent ENA5071C矢量网络分析仪测试了阻抗,并用Atid-570手持式读写器(圆极化天线,EIRP=31 d Bm)测试了相应标签的读写距离。考虑到制造误差等因素的影响,每个型号的样品天线都测试了5组数据,然后取平均值。表4是样品天线915MHz的阻抗和读取距离的仿真与测试结果对比,其中理论读取距离用式(3)计算。在读写距离的计算中,由于忽略了环境干扰、读写器内部的能量传输损耗以及标签的能量损耗等因素,理论值大于实测值。阻抗测试因缺少微波暗室,得到的结果与仿真结果有偏差,其中虚部与仿真结果接近,而实部偏大。

4款样品天线分别选自天线优化设计的不同阶段,天线从773~776依次作了改进。从读取距离的测试结果可见,773~776的读取距离依次增加,天线776的读取距离最远,与仿真结果一致,可见本文所用的优化方法有效。

无源超高频RFID标签通常采用偶极子天线,本文采用理论分析和仿真优化相结合的方式设计了一款偶极子天线,并采用T型阻抗匹配结构实现与标签芯片的阻抗匹配。通过调节天线长度和阻抗匹配结构的尺寸对偶极子天线进行了优化,并制作了4款小型超高频RFID标签样品。测试结果表明,4款样品标签的性能与预期的优化结果一致,优化后的标签读写距离达到1.59 m。

摘要：无源RFID标签的读写性能主要取决于其天线和芯片的性能,其中超高频RFID标签通常采用偶极子天线。从理论-仿真-实验的角度详细介绍了偶极子天线的设计和优化方法,并制作了4款小型超高频RFID标签样品。测试结果表明,4款样品标签的性能与仿真的优化结果高度一致,该设计和优化方法可行。

关键词：射频识别,电子标签,偶极子天线,优化

参考文献

[1]FINKENZELLER K.RFID handbook:fundamentals andapplications in contactless smart cards,radio frequencyidentification and near-field communication[M].3rd ed.Hoboken,NJ:John Wiley&Sons Ltd.,2010.

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交变磁偶极子辐射磁矩测量方法研究 第5篇

谐变磁偶极子[1,2]的辐射性能常用辐射磁矩来表示, 其基本测量原理和测量方法是, 利用单个线圈在一定距离处感应的电磁场值转换为电压信号进行测量和计算[3]。由于实际测量中, 测量坐标位置和电磁耦合的关系具有诸多不确定的因素, 辐射电磁场的不均匀性和非线性, 以及各种电磁干扰, 利用单个线圈测量磁性体辐射磁矩存在较大误差, 操作也十分不便[4]。任志良等人在2005年提出了一种基于三维场的两点法测量辐射磁矩, 得到了较为稳定的磁矩测量结果, 使得磁矩的测量精度和工作效率得到提高[5], 但是两点法必须使传感器阵元处在辐射源的径向, 从而限制了磁矩测量的测试条件。本文通过辐射磁矩和辐射场关系的分析, 建立磁偶极子模型, 提出通过多点测量磁场值来估计磁偶极子辐射磁矩的测量方法, 提高了磁矩测量精度, 实现了在距离辐射源一定距离处, 在空间任意角度下的磁矩测量。

1 多点测量法的磁矩测量原理

当测试距离远大于辐射源尺寸时, 辐射源可以看作为一个磁偶极子, 如图1所示, 位于空间点P0 (x0, y0, z0) 的磁偶极子辐射磁矩可分解为:

根据磁偶极子辐射场分布特性[6], 在空间任一点磁偶极子辐射场强同辐射磁矩存在如下关系:

式中:

由此可得珝M0在x方向的分量Mx0在P (x, y, z) 点沿x, y, z三个方向所产生的磁场强度为:

同理可以得到My0和Mz0在空间点P (x, y, z) 上所产生的磁场强度分别为:

上式中, 单位采用MKS制, 磁场强度单位为A/m, 当采用CGS制时, 单位m Oe (毫奥) , 由于1A/m=4π10-3奥斯特=4π毫奥, 所以上述各式需要乘以4π, 若令:

则磁矩产生的磁场强度可以表示为矩阵形式:

记为:

当磁偶极子和空间一点P位置确定时, fai也是确定的, 则若已知磁偶极子在空间一点P (x, y, z) 产生的磁场强度H (Hx0, Hy0, Hz0) , 可得到其磁矩为:

其中, F0+为F0的广义逆矩阵, 即:

2 多点测量法的磁矩测量系统设计

单点法和两点法的磁矩测量方法参见参考文献[5], 多点法磁矩测量系统由六个三分量磁传感器与高精度AD转换及计算机组成, 测量系统连接关系如图2所示。

为了方便确定距离参数, 六个磁传感器选在同一条直线上, 且磁传感器测线和辐射源在同一平面内, 理论上磁传感器测线和辐射源不共面时, 也能得到测试结果, 但本文只考虑磁传感器测线和辐射源共面的情形, 磁传感器所在直线距磁性体辐射棒中心的垂直距离为d, 保持6个三分量磁传感器坐标分量的方向平行、一致。以辐射棒中心为原点, 辐射棒径向为Z轴建立空间直角坐标系, 分别测得每个磁传感器与磁性体辐射棒中心的距离, 则可以求得6个矩阵F1、F2、F3、F4、F5、F6, 六个磁传感器得到空间六个点的三维磁场矩阵H, 使用最小二乘法, 可以得到辐射源的辐射磁矩M0[7]。

3 测试结果及分析

3.1 不同距离的测试对比

为了比较不同测试距离对磁矩测量的影响, 在磁传感器测线 (即磁传感器所在直线) 距离辐射棒不同距离的条件下, 对辐射棒辐射磁矩进行测试, 表1给出了磁传感器测线距离辐射棒1.05m、2.245m时, 辐射棒不同转角下计算出的磁矩值及其方差。

实验中辐射棒长度为0.48m, 直径为0.06m, 当距离较近时, 辐射棒不能简单地等效为磁偶极子, 因此计算结果方差较大;当距离较远时, 辐射棒体积可忽略, 因此其能等效为磁偶极子, 计算结果方差较小, 结果较为稳定, 这也逆向说明了当距离较远时, 将辐射棒等效为磁偶极子的正确性。

3.2 磁传感器测线与辐射棒径向成不同角度时的测试对比

为了说明磁传感器测线与辐射棒径向成不同角度对磁矩测试结果的影响, 在磁传感器测线距离辐射棒2.245m, 夹角为4°、7°和17°时, 分别对磁矩进行了测试, 表2给出了不同夹角下的磁矩测量结果。

根据上表可以看出, 当磁传感器测线与辐射棒径向成不同夹角时, 磁矩测试结果基本保持稳定, 这一点也可以从不同夹角下的方差均小于1.9得出, 因此多点测量法测量结果避免了测量角度对测试结果的影响。

在工程中还有一种粗略估计磁性体辐射磁矩的计算方法:

式中, L为电感 (H) , I为通过的电流 (A) , lw为磁性体长度 (m) , W为线圈匝数;

实验中通过辐射线圈的电流为I=2.24A, 经过计算此状态下的电感L=7.25m H, 磁性体长度lw=0.48m, 匝数W=460, 代入公式可得:M=13.485Am2。与前面测试结果基本保持一致, 说明本文提出的多点测量法是正确可行的。

4 结束语

本文基于多点测量法实现的电磁辐射磁性体的磁矩测量, 通过多点测量辐射源辐射磁场值, 利用构建的磁偶极子辐射场模型, 准确地计算出磁性体的磁矩值, 实现了在空间任意角度下对辐射源辐射磁矩的测量, 为电磁辐射磁性体的磁距测量开辟了一片新天地。

参考文献

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[6]李志舜, 王绍卿.海水中水平磁偶极子辐射反射场的计算[M].水中兵器第二分册, 1984.

超介质覆层在偶极子天线上的应用 第6篇

随着现代天线技术的迅猛发展,具有零折射率、负介电常数、负磁导率等常规介质所无法具有超介质天线成为业界的设计热点,并具有良好的应用价值与市场。通常情况下,超介质指的是左手材料,左手材料的电场矢量(E)、磁场矢量(H)、波传播方向(k)构成左手螺旋法则[1,2]。在天线的尺寸和工作带宽满足设计要求的情况下,进一步提高天线的增益是天线设计过程中的一个技术难点。

本论文基于超介质理论,根据超介质理论中细导线阵列尺寸与等离子体工作频率关系的数学模型[3],将一个理想偶极子嵌入到周期性细导线圆阵列构成的超介质覆层中,能有效地实现天线辐射能量的聚集,在天线尺寸与带宽满足设计要求的条件下,使天线获得高的增益和良好的全向特性。相比同类天线设计方法而言,本天线设计方法更可靠、更易于操作,能够缩短天线设计周期,并可保证天线具有良好的性能指标[4,5,6,7,8]。为超介质覆层在偶极子天线及其他领域的进一步应用打下良好的理论和实验基础。

1 周期性细导线阵列结构的超介质特

性的理论分析

周期性细导线阵列是典型的超介质结构之一,当入射电磁波的频率低于等离子体频率时,该结构能够很好地呈现出负等效介电常数特性。另外,Pendry等人发现,当由周期性细导线组成的媒质的晶格常数和导线的直径与需要的波长相比很小的时候,该结构能体现出具有相应等离子频率的均匀材料的性能[9]。该等离子体的等效介电常数服从Drude模型,即

式中:ωp为等离子体频率,ε0为真空的介电常数,ω为入射到细导线阵上的电磁波频率。论文以典型的周期性细导线一维结构为例,分析超介质覆层在天线设计中的应用原理。对于一维结构的细导线阵列(见图1),当电磁波垂直入射到细导线阵列时,超介质覆层的等效介电常数可表示为

式中:Zw=jωL为单位长度的等效感抗;d为单根细导线直径;s为细导线间距;L为细导线的等效电感(μ0为真空中的磁导率)

将等式(2),(3)代入等式(1),得到等效等离子体频率

当电磁波频率低于等离子体频率时,有效介电常数为负值,细导线阵列结构体现出等离子体效应,此时电磁波汇聚在一个狭窄的平面内。工作频率越趋近于等离子体频率,天线的方向性就越好[10]。对于各向同性介质,媒质的折射率n和阻抗z与介电常数ε和磁导率μ满足

当ε=0时,折射率n=0,阻抗z为无穷大。根据斯涅尔定律,折射率为零意味着只有正入射的平面波才能够透射,而任何斜入射的平面波分量都将被全反射[10],利用这个特性结合等离子体效应表达式(1)和(2)能够制成高指向性的天线。

本文在以上理论依据基础上,利用零折射率的超介质覆层,设计了一种细导线圆形阵列的超介质覆层加载的天线。该天线模型具体结构如图2所示,偶极子位于周期性细导线构成的圆柱阵列的中心,h为细导线长度,细导线阵元数目n=9,d为细导线直径,r为圆形细导线阵列半径,d0为馈电振子直径,h0为馈电振子长度。

通过合理设计各细导线的直径、长度与各细导线的间距,可以使天线体现出优异的辐射性能。

2 天线设计与仿真分析

根据表达式(3)和(4),调节细导线直径d和间距s,可以设计等效等离子体频率ωpeff,从而改变等效等离子体频率ωpeff与加载到天线上的电磁波频率ω的比例关系,对天线的性能作出改进。拟定本设计天线工作频率范围为1.57~1.65 GHz,根据表达式(3)和(4),兼顾天线尺寸小型化思想,对天线圆阵列半径(r)、细导线直径(d)、细导线间距(s)、细导线长度(h)、馈电偶极子长度与直径(h0和d0)等参数进行设计,理论计算出超介质覆层等效等离子体频率为1.67 GHz,与天线工作频率范围接近,理论上可以认为此时天线具有良好的超介质特性。通过CST仿真软件建立天线模型,进行仿真调试,进一步优化天线参数,最终使天线获得了良好的性能。在1.57~1.65 GHz工作频率范围内,超介质覆层的相对介电常数为负值而折射率趋于零,同时天线表现出高增益和好的全向辐射特性,从而验证了本论文提出的天线设计方法的可行性。设计天线主要参数如表1所示。

天线的超介质覆层对天线的辐射性能起到重要影响,其主要由细导线直径(d)、细导线间距(s)、细导线长度(h)决定。以下利用CST仿真软件进一步分析细导线长度(h)对天线辐射性能影响。

2.1 细导线长度h对天线性能的影响

调节天线细导线直径(d)与细导线间距(s),在改变天线性能的同时会对超介质覆层的等效等离子体频率ωpeff造成明显影响,破坏超介质覆层加载的天线等效介电常数趋于0的特性。而适当调节细导线长度(h),可以在稳定ωpeff的情况下,优化天线的性能。因此在保证d和s不变的情况下,利用CST仿真软件确定本设计的最佳细导线长度值h。

在保证其他天线参数不变的情况下,分别对3种不同细导线长h的超介质覆层加载的天线进行性能仿真。表2列出了不同工作频率下3种天线的增益变化情况。可以看出细导线长度h对天线增益具有明显影响。当h值为80 cm左右时天线在水平面内辐射能量最集中,增益最高。

dBi

图3为3种天线回波损耗(|S1,1|)仿真曲线,结果表明在1.57~1.65 GHz频段内,随着h值的增加,回波损耗参数曲线波动及谐振频点增多,但最低谐振位置基本不变,回波损耗参数(|S1,1|)均小于-6 d B。虽然参数h对回波损耗参数曲线影响不大,但当h=80 cm时,天线回波损耗最小,回波损耗参数曲线最规则平滑。因此,选定细导线长度h为80 cm,此时天线获得高的增益并兼顾材料成本的节约。

2.2 天线的辐射性能

根据表1确定的天线参数,仿真了天线工作频率分别为1.57 GHz,1.60 GHz和1.65 GHz时,天线的方向图。

图4a、图4b给出了3种工作频率下天线的二维方向图,对比了工作频率为1.6 GHz情况下本设计天线与偶极子天线的方向图曲线。图4c为工作频率1.6 GHz时本设计天线的三维方向图,表明天线具有很好的全向辐射特性。

根据图4所示的方向图仿真结果,可以总结出有价值的实验数据,如表3所示。从理想偶极子与超介质覆层加载的天线的辐射性能对比结果可以看出,超介质覆层能很好地限制偶极子半功率波瓣宽度,集中天线辐射能量,从而提高天线的增益,并保持良好的不圆度。另外,良好的天线仿真结果验证了采用本论文的数学模型去设计超介质覆层加载的天线的正确性。

3 小结

本文针对理想偶极子辐射能量发散、增益较低的缺点,提出了一种用周期性细导线形成超介质覆层的结构,利用超介质理论中细导线阵列尺寸与等离子体工作频率关系的数学模型进行研究与设计。天线辐射特性的仿真结果表明,在1.57~1.65 GHz频段内天线回波损耗系数(|S1,1|)<-6 dB,增益峰值达到7.7 dBi,不圆度<0.8 dBi,天线各项指标、性能良好。仿真性能与理论计算结果吻合良好,证明了利用该数学模型进行合理设计一维细导线阵列,可以有效提高偶极子天线的增益,使天线的辐射能量能限制在一个很小的立体角内,提高增益,改善其辐射特性。根据该数学模型,可将工作频段移至诸如基站工作频段,达到使用较少单元排阵即可实现高增益的目的。

摘要：以研究超介质覆层对天线为目的,基于超介质理论中细导线阵列尺寸与等离子体工作频率关系的数学模型,将一个理想偶极子嵌入到周期性细导线圆阵列构成的超介质覆层中,设计了一种超介质覆层加载的高增益全向天线。该天线辐射特性的仿真结果表明,在1.571.65 GHz频段范围内,理想偶极子的增益从2.4 dBi提高到7.7 dBi,并呈现出高收敛性及全向性。所采用的数学模型计算出的理论结果与该天线的仿真结果基本吻合,验证了将该数学模型应用于天线设计的正确性,利于缩短天线开发周期,并对分析细导线阵列的负介电常数、负折射率的产生机理具有一定指导意义,对设计性能更完善的超介质覆层加载的天线提供了理论依据。

关键词：超介质,细导线阵列,偶极子,高增益,全向天线

参考文献

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偶极子法论文 第7篇

该天线与常见的短波广播幕式天线相比不仅是旋转和多程式,还有其带宽和匹配效率,通过自动调谐单元(AutomaticTuning Unit,简称ATU)的调整可实现在5.9～26.1MHz短波广播频段优质高效的匹配。笔者根据调机记录及跟踪近几年的维护经验,对该天线所采用的折合偶极子进行分析研究,得出该类型宽带天线参数测试方法和调整原理,并在此基础上提出天线调谐系统的设计思路。

1 折合偶极子的原理

常见的短波天线有多种,包括水平对称振子天线、笼形天线、宽带幕形天线,菱形天线、鱼骨形天线、对数周期天线。其中以宽带幕形水平对称振子天线的使用最为广泛,它是由多层多列的全波或半波偶极振子组成的天线阵。其正向发射时以等幅同相电流向每个阵元天线馈电。它的水平方向图由每层阵元天线的数目控制,垂直方向图由阵元天线的层数和最低层天线的离地高度控制。该天线为了解决天线振子的悬挂,改变了常用的笼形振子,采用中心馈电式结构的折合偶极子,其主要目的是增加天线的带宽,折合偶极子的结构形成如图1所示。

简单的λ/2偶极子具有约73Ω的馈端电阻,需要用阻抗变换器与300Ω或600Ω的双导线匹配,而该天线所使用的入/2偶极子的馈端阻抗接近300Ω,可直接连接具有相同特性的阻抗值的双导线。图1(a)所示的双导线折合偶极子由两根λ/2偶极子在外侧两末端连接而成,两单元上的电流基本上等幅同相。图中两偶极子的导体直径相等,可以简单地推导其馈端阻抗的近似值,令施加于天线馈端的电动势为V分加在两根偶极子上,见图1(b),则有:

其中,I1是偶极子1的馈电电流,I2是偶极子2的馈电电流,Z11是偶极子1自阻抗,Z22是偶极子1和2的互阻抗。

因为I1=I2,于是得V=2×I1×(Z11+Z22)。

进一步,由于两偶极子很接近,通常d是λ/10量级,故Z≈ Z22。于是得出该天线的阻抗Z为:Z=V/4I1≈ 4 ×Z11。

若Z11=73Ω,则Z=73×4=292Ω。

折合偶极子天线也可看作是两个 λ/4的短路线相串联,对于谐振频率波长L=λ/4,偶极天线与短路线都没有电抗成分,当加到折合偶极子上高频电流的频率在一定范围变化时,出现以下2种情况;当频率高于谐振频率时, 相当于L>λ/4,偶极天线近似长于λ/4的短路线,其电抗是感性,而此时短路线的电抗是容性;当频率低于谐振频率时,相当于L<λ/4,偶极天线近似于λ/4的开路线,其电抗是容性, 而此时短线上的电抗又是感性。故当工作频率发生偏移时,在一定频率范围内,折合偶极子上呈现的感抗与容抗可以互相补偿,使天线在较宽的频率范围内其阻抗特性的变化不大,这就是折合偶极子具有较宽频带的原理。

2 转动天线振子阵列

如图2所示,每段振子由2/2四个折合振子组成,四段2/2振子组合形成一4/4振子发射幕。振子的支撑点在折合偶极子对称中心点上,这样从馈电点输入的等幅同相电流到该点正好相互抵消,达到机械连接所需的低电位。每一个振子的阻抗为300Ω,这样每一段振子通过两两串联后再两两串联其阻抗仍旧是300Ω,再通过变阻线变成200Ω。由于从平转到组态开关的平衡馈线是100n,这样在选择2/4组态(段1和段2并联)和4/2组态(段1和段4并联)时,通过振子并联得到100Ω与馈线匹配,而当选择2/2组态(段1)阻抗为200Ω,选择4/4组态(段1、段2、段3、段4并联)振子阻抗为50Ω,阻抗变化大,馈线与振子匹配相对困难,这样就要求通过自动调谐单元(ATU)进行参数调整来实现馈线和振子的阻抗匹配。

理论上,每个振子的阻抗通过传输线到发射机端都是标准的纯阻,而实际上由于材料、工艺、环境等差异,在ATU输出端测得的值总有些差别,这样,进行分布参数调整就显得尤为必要。

3 转动天线阻抗值的测量

为了便于全面了解该天线的电气特性和为天线调整提供可靠的资料,我们首先根据图3所示天线阻抗测量接线图从组态开关输入端测得天线各种组态的阻抗值和驻波比值,见表1。

4 转动天线阻抗匹配实例

从表1可以看出,各种组态的驻波比在1～2.24之间,说明该天线振子馈线系统在广播频段内的匹配差别是不容忽视的,需要通过天线自动调谐单元来调整(原理见图4),得到更好的匹配效果。

根据天线高低频分段和组态,我们将整个天线的调谐子区域划分如表2所示。

从表2可以看出,根据天线所有工作组态,我们将其分为低频LB2/2/0.5-5MHz频段、LB2/2/0.5-7MHz频段、LB2/2/0.5-9MHz频段、LB2/2/0.5-11MHz频段直到LB4/4/0.5-11MHz频段共1 6个子区域,高频HB2/2/0.5-13MHz频段、HB2/2/0.5-15Mhz频段、HB2/2./0.5-17MHz频段、HB2/2/0.5-18MHz频段、HB2/2/0.5-21MHz频段、HB2/2/0.5-26MHz频段直到HB4/4/0.5-26MHz共24个子区域,共计40个子区域进行调谐预置。在实际调谐预置过程中,根据阻抗圆图的变化可以将每个子区域分成若干个间距不等的子频段,下面我们就LB2/2/0.5-6MHz子频段作为调谐预设值实例。

在测得天线100Ω输入端处LB2/2/0.5-6MHz阻抗值后,我们将天线LB2/2/0.5-6MHz子区域分为15个子频段,见表3。其中有些子频段间隔是均布的,有些子频段间隔是不均布的,主要根据现场阻抗圆图的情况来定,由于现场测得的阻抗圆图呈不规则图形,在平滑的地方我们可以将子频段间隔设大些,这里最大子频段间隔为30kHz,以不影响驻波比为宜。在一些阻抗圆图存在拐点的地方,我们就得细心地将子频段间隔设小些,以保证驻波比在合适的范围内。然后利用斯密斯圆图设置输入阻抗值,匹配计算出π网络各调谐器件的值,再根据现场设备和电容电感量化表调整TT网络各器件到相应值,接上网络分析仪看驻波比,若有偏差再进行相应的微调,使调整后该点组态频率点达到调试要求,将各器件调谐量化数值存入相对应的数据表中保存起来,待天线工作于该频段是直接调用这一调谐值即可。如图5所示。

以此为例,40各子区域,每个子区域分成若干个子频段,每个子频段对应一组阻抗匹配的ATU各器件预设值,累积起来,就是完整的天线阻抗匹配系统。匹配前后的天线阻抗及驻波比见表4。

表4所测阻抗经过ATU调谐后的HR 2/2/0.5组态6 MHz频段调谐前后阻抗测量值列表。从表4中可以看出通过调谐该子频段驻波比最大值仅有1.05,该天线全部子频段调整完成后,最终在5.9～26.1MHz范围内可达到所有组态所有频率VSWR小于1.2,如图6所示。

实际操作中,当我们选择天线工作组态和频率后,控制系统调整组态开关到预设定组态位置,同时将所选择的频率预设值与各元件的当前状态值做比较,计算出相应的调谐元件L1、C1、C2及C3的调整量,然后启动调谐马达,调整调谐元件到达预设位置。天线即完成自动调谐和匹配。

5 结论

折合偶极子作为转动天线重要组成部分,由于其特殊的刚性结构和其馈电电流等幅同相的特性,使整座天线结构更加稳固,接地更加可靠,加上高效的阻抗匹配,为该类天线的安全稳定运行和高效的传输发射奠定了坚实的基础,对同类天线设计、建设和使用具有重要的参考和借鉴意义。

摘要：本文通过对大功率短波转动折合偶极子阻抗的分析和实际测量,提出了利用自动调谐单元对天线进行全频段、全组态阻抗调配,以实现良好的宽带性能,可有效提高该类型天线的设计和使用效率。