电力谐波检测范文

电力谐波检测范文（精选12篇）

电力谐波检测 第1篇

一、电力系统谐波危害

(1) 谐波会使公用电网中的电力设备产生附加的损耗, 降低了发电、输电及用电设备的效率。大量三次谐波流过中线会使线路过热, 严重的甚至可能引发火灾。

(2) 谐波会影响电气设备的正常工作, 使电机产生机械振动和噪声等故障, 变压器局部严重过热, 电容器、电缆等设备过热, 绝缘部分老化、变质, 设备寿命缩减, 直至最终损坏。

(3) 谐波会引起电网谐振, 可能将谐波电流放大几倍甚至数十倍, 会对系统构成重大威胁, 特别是对电容器和与之串联的电抗器, 电网谐振常会使之烧毁。

(4) 谐波会导致继电保护和自动装置误动作, 造成不必要的供电中断和损失。

(5) 谐波会使电气测量仪表计量不准确, 产生计量误差, 给供电部门或电力用户带来直接的经济损失。

(6) 谐波会对设备附近的通信系统产生干扰, 轻则产生噪声, 降低通信质量;重则导致信息丢失, 使通信系统无法正常工作。

(7) 谐波会干扰计算机系统等电子设备的正常工作, 造成数据丢失或死机。

(8) 谐波会影响无线电发射系统、雷达系统、核磁共振等设备的工作性能, 造成噪声干扰和图像紊乱。

二、电力系统谐波治理

基于改造谐波源本身的谐波抑制方法一般有以下几种。

(1) 增加整流变压器二次侧整流的相数

对于带有整流元件的设备, 尽量增加整流的相数或脉动数, 可以较好地消除低次特征谐波, 该措施可减少谐波源产生的谐波含量, 一般在工程设计中予以考虑。因为整流器是供电系统中的主要谐波源之一, 其在交流侧所产生的高次谐波为t K 1次谐波, 即整流装置从6脉动谐波次数为n=6K 1, 如果增加到12脉动时, 其谐波次数为n=12K 1 (其中K为正整数) , 这样就可以消除5、7等次谐波, 因此增加整流的相数或脉动数, 可有效地抑制低次谐波。不过, 这种方法虽然在理论上可以实现, 但是在实际应用中的投资过大, 在技术上对消除谐波并不十分有效, 该方法多用于大容量的整流装置负载。

(2) 整流变压器采用Y/或/Y接线

该方法可抑制3的倍数次的高次谐波, 以整流变压器采用/Y接线形式为例说明其原理, 当高次谐波电流从晶闸管反串到变压器副边绕组内时, 其中3的倍数次高次谐波电流无路可通, 所以自然就被抑制而不存在。但将导致铁心内出现3的倍数次高次谐波磁通 (三相相位一致) , 而该磁通将在变压器原边绕组内产生3的倍数次高次谐波电动势, 从而产生3的倍数次的高次谐波电流。因为它们相位一致, 只能在形绕组内产生环流, 将能量消耗在绕组的电阻中, 故原边绕组端子上不会出现3的倍数次的高次谐波电动势。从以上分析可以看出, 三相晶闸管整流装置的整流变压器采用这种接线形式时, 谐波源产生的3n (n是正整数) 次谐波激磁电流在接线绕组内形成环流, 不致使谐波注入公共电网。这种接线形式的优点是可以自然消除3的整数倍次的谐波, 是抑制高次谐波的最基本方法, 该方法也多用于大容量的整流装置负载。

(3) 尽量选用高功率因数的整流器

采用整流器的多重化来减少谐波是一种传统方法, 用该方法构成的整流器还不足以称之为高功率因数整流器。高功率因数整流器是一种通过对整流器本身进行改造, 使其尽量不产生谐波, 其电流和电压同相位的组合装置, 这种整流器可以被称为单位功率因数变流器 (UPFC) 。该方法只能在设备设计过程中加以注意, 从而得到实践中的谐波抑制效果。

(4) 整流电路的多重化

整流电路的多重化, 即将多个方波叠加, 以消除次数较低的谐波, 从而得到接近正弦波的阶梯波。重数越多, 波形越接近正弦波, 但其电路也越复杂, 因此该方法一般只用于大容量场合。另外, 该方法不仅可以减少交流输入电流的谐波, 同时也可以减少直流输出电压中的谐波幅值, 并提高纹波频率。如果把上述方法与PWM技术配合使用, 则会产生很好的谐波抑制效果。该方法用于桥式整流电路中, 以减少输入电流的谐波。

当然, 除了基于改造谐波源本身的谐波抑制方法, 还有基于谐波补偿装置功能的谐波抑制方法, 它包括加装无源滤波器、加装有源滤波器、装设静止无功补偿装置 (SVC) 等等。

电力电子装置谐波问题的综述 第2篇

摘要：随着电力电子技术的发展，谐波的危害已越来越严重，谐波治理问题已经迫在眉睫。对电力电子装置谐波源进行了分析和总结，指出了其危害及相应的谐波管理原则和综合治理方法，并对谐波治理工作进行了展望。

关键词：电力电子；谐波；危害；抑制

引言

随着电力电子技术的发展，电力电子装置的广泛应用给电力系统带来了严重的谐波污染。各种电力电子设备在运输、冶金、化工等诸多工业交通领域的广泛应用，使电网中的谐波问题日益严重，许多低功率因数的电力电子装置给电网带来额外负担并影响供电质量，因此，电力电子装置的谐波污染已成为阻碍电力电子技术发展的重大障碍。故抑制谐波污染，提高功率因数的研究已成为电力电子技术中的一个重大课题。本文围绕这一关键问题，通过对电力电子谐波源及其危害的认识和分析，从污染和防治的关系考虑，探讨了综合治理的方法，最后对谐波综合治理的发展趋势进行了展望。

1 电力电子装置――最主要的谐波源

非线性负荷是个谐波源，它引起电网电压畸变，使电压中带有整数倍基波频率的分量。作为最主要的谐波源的电力电子装置主要为各种交直流变流装置（整流器、逆变器、斩波器、变频器）以及双向晶闸管可控开关设备等，另外还有电力系统内部的变流设备，如直流输电的整流阀和逆变阀等。下面对其产生的谐波情况作一分析。

(本网网收集整理)

1.1 整流器

作为直流电源装置，整流器广泛应用于各种场合。图1(a)及图1(b)分别为其单相和三相的典型电路。在整流装置中，交流电源的电流为矩形波，该矩形波为工频基波电流和为工频基波奇数倍的高次谐波电流的合成波形。由傅氏级数求得矩形波中的高次谐波分量In与基波分量I1之比最大为1/n，随着触发控制角α的减小和换相重叠角μ的增大，谐波分量有减小的趋势。

此外，现有研究结果表明：整流器的运行模式对谐波电流的大小也有直接的影响，因此在考虑调整整流电压电流时，最好要进行重叠角、换相压降以及谐波测算，以便确定安全、经济的运行方式；当控制角α接近40°，重叠角μ在8°左右时的情况往往是谐波最严重的状态，所以要经过计算，尽量通过正确选择调压变压器抽头，避开谐波最严重点[1]。

1.2 交流调压器

交流调压器多用于照明调光和感应电动机调速等场合。图2(a)及图2(b)分别为其单相和三相的典型电路。交流调压器产生的谐波次数与整流器基本相同。

1.3 频率变换器

频率变换器是AC/AC变换器的代表设备，当用作电动机的调速装置时，它含有随输出频率变化的边频带，由于频率连续变化，出现的谐波含量比较复杂。

1.4 通用变频器

通用变频器的输入电路通常由二极管全桥整流电路和直流侧电容器所组成，如图3(a)所示，这种电路的输入电流波形随阻抗的不同相差很大。在电源阻抗比较小的情况下，其波形为窄而高的瘦长型波形，如图3(b)实线所示；反之，当电源阻抗比较大时，其波形为矮而宽的扁平型波形，如图3(b)虚线所示。

除了上述典型变流装置会产生大量的谐波以外，家用电器也是不可忽视的谐波源。例如电视机、电池充电器等。虽然它们单个的容量不大,但由于数量很多,因此它们给供电系统注入的谐波分量也不容忽视。

2 谐波的危害

谐波对公用电网的危害主要包括：

1）使公用电网中的元件产生附加的谐波损耗，降低了发电、输变电设备的效率，大量的3次谐波流过中性线时，会引起线路过热甚至发生火灾；

2）影响各种电气设备的正常工作，除了引起附加损耗外，还可使电机产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热，使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以致损坏；

3）会引起公用电网中局部并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，使前述的危害大大增加，甚至引起严重事故；

4）会导致继电保护和自动装置误动作，并使电气测量仪表计量不准确；

5）会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量，重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。

3 谐波的管理原则

要提高电能质量，必须加强对谐波的管理。本着限制谐波源向公用电网注入谐波电流，将谐波电压限制在允许范围内的原则。首先要掌握系统中的谐波源及其分布，限制其谐波在允许范围内方可入网，未达标的必须采取治理措施，以防谐波扩散。为此国际电工委员会（IEC）和美国IEEE都有推荐标准，如IEEE规定的电流谐波极限标准见表1。我国结合电网实际水平并借鉴其他国家标准制定的电压正弦波形畸变率规定见表2。

表1谐波电流极限值（IEEE519－1992规定）

Isc/IL

H<11

11

<17

17

<23

23

<35H

>35THD

<20 4.0 2.0 1.5 0.6 0.3 5.0 20－50 7.0 3.5 2.5 1.0 0.5 8.0 50－100 10.0 4.5 4.0 1.5 0.7 12.0 100－1000 12.0 5.5 5.0 2.0 1.0 15.0 >1000 15.0 7.0 6.0 2.5 1.4 20.0

表2 电压正弦波形畸变率限值

供电电压/kV 电压正弦波形畸变率限值/％ 0.38 5 6或10 4 35 3 110 1.5

4谐波的综合治理

目前，我国电力系统对谐波的管理呈现“先污染，后治理”的被动局面，所以如何综合治理已经成为一个迫在眉睫的研究课题。

关于“综合”的内涵，有人认为用范围广泛、普遍推广来描述；也有人认为用集合的、一体化的来表述更实际；笔者认为综合治理的工作应包含以下两方面:

――加强科学化、法制化管理；

――采取有效技术措施防范和抑制谐波。

4.1 加强科学化、法制化管理

主要从两个方面加强管理：

――普遍采用具有法律约束和经济约束的`手段，改变先污染后治理的被动局面，即应该严格按照各类电力设备、电力电子设备的技术规范中规定的谐波含量指标，对其进行评定，如果超过国家规定的指标，不得出厂和投入电力系统使用；

――供电部门应从全局出发，全面规划，采取有力措施加强技术监督与管理，一方面审核尚待投入负荷的谐波水平，另一方面对已投运的谐波源负载，要求用户加装滤波装置。

4.2 采取有效的技术措施

目前解决电力电子设备谐波污染的主要技术途径有两条：

――主动型谐波抑制方案即对电力电子装置本身进行改进,使其不产生谐波,或根据需要对其功率因数进行控制；

――被动型谐波抑制方案即谐波负载本身不加改变，而是在电力系统或谐波负载的交流侧加装无源滤波器（PF）、有源滤波器（APF）或者混合滤波器（HAPF）等装置，通过外加设备对电网实施谐波补偿。

4.2.1 主动型谐波抑制方案

主要是从变流装置本身出发，通过变流装置的结构设计和增加辅助控制策略来减少或消除谐波，目前采用的技术主要有一下几个方面。

――多脉波变流技术大功率电力电子装置常将原来6脉波的变流器设计成12脉波或24脉波变流器以减少交流侧的谐波电流含量。理论上讲，脉波越多，对谐波的抑制效果愈好，但是脉波数越多整流变压器的结构越复杂，体积越大，变流器的控制和保护变得困难，成本增加。

――脉宽调制技术脉宽调制技术的基本思想是控制PWM输出波形的各个转换时刻，保证四分之一波形的对称性。根据输出波形的傅立叶级数展开式，使需要消除的谐波幅值为零、基波幅值为给定量，达到消除指定谐波和控制基波幅值的目的，目前采用的PWM技术有最优脉宽调制、改进正弦脉宽调制、Δ调制、跟踪型PWM调制和自适应PWM控制等。

――多电平变流技术针对各种电力电子变流器（对于电压型的变流器必须用联接电感与交流电源相连），采用移相多重法、顺序控制和非对称控制多重化等方法，将方波电流或电压叠加，使得变流器在网侧产生的电流或电压为接近正弦的阶梯波，且与电源电压保持一定的相位关系。

――功率因数预调整器在电力电子装置中加入高功率因数预调整器，在预调整器的直流侧通过DC/DC变换控制入端电流，保证电力电子装置从电网中获取的电流为正弦电流并与电网电压同相。此方法控制简单，可同时消除高次谐波和补偿无功电流，使电力电子装置输入端的功率因数接近1。

主动型谐波抑制方案的主要问题在于成本高、效率低。同时，电力电子系统中很高的开关频率使PWM载波信号产生高次谐波，还会导致高电平的传导和辐射干扰。因此在设计主动型谐波抑制方案时，必须用EMI滤波器将高次谐波信号从系统中滤除，防止它们作为传导干扰进入电网；还要利用屏蔽防止它们作为辐射干扰进入自由空间，对空间产生电磁污染。所以对于较大功率的电

力电子装置，一般除了采用主动型谐波抑制方法以外，还要辅以无源或有源滤波器加以抑制高次谐波。

4.2.2 被动型谐波抑制方案

――无源滤波器(PF)无源滤波器通常采用电力电容器、电抗器和电阻器按功能要求适当组合，在系统中为谐波提供并联低阻通路，起到滤波作用。无源滤波器的优点是投资少、效率高、结构简单、运行可靠及维护方便，因此无源滤波是目前广泛采用的抑制谐波及进行无功补偿的主要手段。无源滤波器的缺点在于其滤波特性是由系统和滤波器的阻抗比所决定，只能消除特定的几次谐波，而对其它次谐波会产生放大作用，在特定情况下可能与系统发生谐振；谐波电流增大时滤波器负担随之加重，可能造成滤波器过载；有效材料消耗多，体积大。

――有源滤波器(APF)图4为APF原理图，APF通过检测电路检测出电网中的谐波电流，然后控制逆变电路产生相应的补偿电流分量,并注入到电网中,以达到消谐的目的。APF滤波特性不受系统阻抗影响,可消除与系统阻抗发生谐振的危险。与无源滤波器相比，具有高度可控性和快速响应性，不仅能补偿各次谐波，还可抑制电压闪变、补偿无功电流，性价比较为合理。另外,APF具有自适应功能，可自动跟踪补偿变化着的谐波。

APF按与系统连接方式分类,可分为串联型、并联型、混合型和串－并联型。

并联型APF可等效为一受控电流源，主要适用于感性电流源负载的谐波补偿。它能对谐波和无功电流进行动态补偿，并且补偿特性不受电网阻抗影响。目前这类APF技术已相当成熟，大多数工业运行的APF多属此类滤波器。

串联型APF可等效为一受控电压源，主要用于消除带电容滤波的二极管整流电路等电压型谐波源负载对系统的影响，以及系统侧电压谐波与电压波动对敏感负载的影响。由于此类APF中流过的电流为非线性负载电流，因此损耗较大；此外串联APF的投切、故障后的退出等各种保护也较并联APF复杂，所以目前单独使用此类APF的案例较少，国内外的研究多集中在其与LC无源滤波器构成的混合型APF上[2]。

混合型APF就是将常规APF上承受的基波电压移去，使有源装置只承受谐波电压，从而可显著降低有源装置的容量，达到降低成本、提高效率的目的。其中LC滤波器用来消除高次谐波，APF用来补偿低次谐波分量。

串－并联型APF又称为电能质量调节器(UPQC)[3]，它具有串、并联APF的功能，可解决配电系统发生的绝大多数电能质量问题，性价比较高。虽然目前还处于试验阶段，但从长远的角度看，它将是一种很有发展前途的有源滤波装置。

有源滤波技术作为改善供电质量的一项关键技术,在日本、美国、德国等工业发达国家已得到了高度重视和日益广泛的应用。但是有源滤波器还有一些需要进一步解决的问题，诸如提高补偿容量、降低成本和损耗、进一步改善补偿性能、提高装置的可靠性等。同时APF的故障还容易引发系统故障，因此各国对此技术还保持着一定的谨慎态度[4]。

――有源电路调节器(APLC)图5为有源线路调节器(APLC)的原理图，其结构与APF相似，因此过去很多文献上都将其等同于APF。其实，从原理上分析，与APF单节点谐波抑制相比较,APLC是向网络中某个(几个)优选节点注入补偿电流，通过补偿电流在网络中一定范围内的流动，实现该范围内所有节点谐波电压的综合抑制。即通过单节点单装置的装设，达到多节点谐波电压综合治理的功能，APLC的出现，表明电力系统谐波治理正朝着动态、智能、经济效益好的方向发展。

5 谐波综合治理的展望

日益严重的谐波污染已引起各方面的高度重视。随着对谐波产生的机理、谐波现象的进一步认识，将会找到更加有效的方法抑制和消除谐波，同时也有助于制定更加合理的谐波管理标准。加大对谐波研究的投入将会大大加快对谐波问题的解决，当然谐波问题的最终解决将取决于相关技术的发展，特别是电力电子技术的发展。随着国民经济、谐波抑制技术的进一步发展、法制的进一步完善和对高效利用能源要求的增强，谐波治理问题最终将会得到妥善的解决。

随着电子计算机和电力半导体器件的发展，有源电力滤波器的性能会越来越好，价格会越来越低。而用于无源滤波的电容和电抗器的价格却呈增长的趋势。因此有源电力滤波器将是今后谐波抑制装置的主要发展方向。另外，电力电子技术中的有源功率因数校正技术也是极具生命力的。

6 结语

电力谐波检测 第3篇

关键词:谐波分析 神经网络 遗传算法 MATLAB

中图分类号:TM1文献标识码:A文章编号:1007-3973(2010)06-083-02

随着现代工业科技的发展,电力电子装置的应用越来越广泛,非线性和时变性电子装置大量投入到电网使得电力系统中的非线性负荷急剧增加,导致了配电网中电压和电流波形的严重失真,由此而产生了电网谐波污染问题,谐波的产生降低了电能质量,直接影响工业用电设备和居民用电设备的正常安全运行。另一方面随着科技的发展,各种精密仪器的投入使用对电能质量提出了更高的要求。谐波问题作为降低电能质量问题的核心内容对电力系统的安全经济运行带来了巨大的挑战 。

对谐波含量准确进行分析计算时保证谐波治理效果的重要前提,本文采用遗传算法改进神经网络算法进行谐波含量计算,其实时性和结果精确性都有较大提高。

1谐波含量计算问题

原始理想的电压和电流波形应该是标准的正弦波波形, 可以假设电源瞬时电压为

考虑到负载电流发生畸变,含有谐波分量,根据傅里叶级数将负载电流分解为:

其中,为基波有功电流;为基波无功电流;为高次谐波电流,可以将式(2)改写成权值模式:

对谐波含量的分析计算目标即为求出的值,其中体现高次谐波的含量 。实际电网中由于电力系统为三相系统,偶次谐波基本消除,因此只考虑奇次谐波,占总谐波含量97%以上的谐波集中在25次谐波以下,本文只分析25次以下(包括25次)奇次谐波含量,根据以上分析,式(4)可以简化成

其中 谐波分析即为求取式(5)中权值系数 的值。

2基于神经网络谐波检测算法

本系统采用单层感知器—误差修正学习法 。由式(5)可知,神经网络谐波权值计算可用如图1所示,作为网络的输入,为理论电流:

为实测电流值,也就是期望电流值,为期望电流值与网络实际输出之差,即误差信号:

误差信号为驱动控制信号,其目的是修正调节各次谐波权值,使网络输出一步一步接近期望输出 ,这一目标通过最小化性能指标来实现 ,性能指标定义如下:

权值修正法则如下:

其中表示第n个输入量第k+1表示第次迭代后结果,为学习率,为学习误差,为第n个输入向量。

综合以上分析可知,采用单层感知器-误差修正神经网络的谐波算法计算步骤如下:

(1)给定初始谐波权值

初始权值赋值可采用在规定区间内的随机赋值法,初值赋值区间为[-2,2]。

(2)给定当前输入

由前面分析可知为神经网络输入,输入量在不同的时刻t不同,因此必须建立查表机制来查询不同时刻的网络输入,用表示第n次迭代中第个输入量( 的顺序依次编号)。

(3)由权值和输入量计算网络输出值

(4)根据网络输出和期望输出计算学习误差,如式(7)所示。

(5)根据学习误差调节权值

其中表示第次迭代中第n个输入量的连接权值

(6)回到2继续进行下一次迭代计算

基于单层感知器-误差修正学习网络最大的优点就是迭代过程相对简单,最后系统能稳定收敛到目标范围。但系统的稳定性受系统反馈参数影响较大,学习率的选取对于系统重复学习过程中的稳定性和收敛性是非常重要的,的值过大,会加快收敛速度但误差过大,的值过小,学习速度过慢,也将影响系统实时响应速度。

3遗传算法改进神经网络算法

上一节中提到的单层感知器-误差修正神经网络是一种简单的寻优算法,但神经网络权值寻优算法存在全局搜索能力差的缺点,初始权值随机性过大影响网络的泛化能力,而遗传算法可以对复杂的,非线性的、多峰的不可微函数实现最优全局搜索,能有效利用历史信息来推测下一代更优质的寻优点集 。这样不断进化,最后收敛到一个最适应环境的个体上,进而得出问题的最优解。因此,可以先用遗传算法对初始权值进行优化,在大范围解空间定位出适用于优化目标的较好搜索空间,然后利用神经网络在这一个较小解空间进行局部寻优,这样既可以避免在寻优过程陷入局部最优,还可以加快算法收敛。据此本文将遗传算法与单层感知器-学习修正神经网络算法进行结合来优化谐波含量计算。遗传算法进化步骤如下 :

第一步:确定决策变量和约束条件

包括基波权值在内,一共有13组,总共有26个权值,谐波权值的范围一般在[-1,1],权值可能溢出,本文将权值范围扩大到[-2,2],即:

第二步:建立优化模型

优化目标为使得性能指标到合理范围

第三步:确定编码、解码方法

对于每一个权值其取值区间为[-2,2],由于遗传算法计算目的为搜索最优区间,而非最优解,因此将[-2,2]区间以0.2为单位分为20等份,计算最终目标只需求出最优解所在区间即可,可知每个权值从-2到2有21个取值可能,可用4位二进制编码串表示,一共有26个权值,按照的顺序需要104位二进制编码串来表示,这便构成了染色体编码方法。解码时先将104位的二进制编码串截成26段4位二进制编码串,每一段编码串表示一个权值编码,设某一段编码为,解码后表示权值实际值为,可知

第四步:确定个体评价方法

可知个体评价方法即为性能指标控制到合理范围。

第五步:设计遗传算子

选择运算选用比例选择算子;交叉运算使用单点交叉算子;编译运算使用基本位变异算子。

第六步:设定遗传算法运行参数

包括群体大小、终止代数、交叉概率和变异概率

结合前面神经网络算法的分析,可得出遗传算法改进神经网络算法计算谐波的总计算流程,如图2所示:

4MATLAB仿真分析

根据前面对算法的分析,使用MATLAB提供的神经网络和遗传算法工具性进行仿真处理 。设置遗传算法群体大小为80,终止代数为100,交叉概率为0.7,变异概率为0.001,神经网络算法学习率为0.1,使用遗传算法改进神经网络算法的训练样本曲线如图3所示,单独使用神经网络算法的训练样本曲线如图4所示:

由图3和图4可知,采用遗传算法改进神经网络算法进行谐波分析,在遗传算法完成100步迭代后适应度最高样本的训练误差已经降到,此后进行神经网络训练到160步后训练误差已经降到,相比单独使用神经网络算法,需要到350步训练误差才能到,可见采用遗传算法改进神经网络算法大大加快了迭代速度和计算结果的准确性。

5遗传算法改进神经网络算法的优点

使用遗传算法改进神经网络算法为谐波计算分析提出了新的解决思路,主要特点包括:(1)全局搜索能力强,算法精确度高 。(2)抗干扰能力强.。(3)自适应能力强。智能算法进行谐波分析作为一种新兴的谐波分析思路,但是由于智能算法对于训练样本的依耐性非常大,算法参数的设置对于整体计算精度和效率影响非常大,现场应用不够,因此还需作更为深入的探索研究。

注释:

吕润如. 电力系统高次谐波[M].北京:中国电力出版社,1998.

危韧勇,李志勇.基于人工神经元网络的电力系统谐波测量方法[J]. 电网技术,1999,23(12):20-23.

焦李成.神经网络计算[M].西安:西安电子科技大学出版社,1993.

危韧勇,李志勇,李群湛.一种基于ANN理论的谐波电流动态检测方法研究[J]. 铁道学报,2000,22(1):40-43.

陈国良,王熙法,庄镇泉,王东生.遗传算法及其应用[M].北京:人民邮电出版社,1999.

王小平,曹立民.遗传算法-理论、应用于软件实现[M].西安:西安交通大学出版社,2002.

常巍,谢光军,黄朝峰.MATLAB R2007 基础与提高[M].北京:电子工业出版社,2007.

基于神经网络的电力谐波检测方法 第4篇

随着非线性电力电子装置的广泛应用,如LED驱动、电力机车、电焊弧等,它们用电时产生大量高次谐波注入电网,严重影响电能质量[1,2,3]。传统的谐波检测方法快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)在整周期采样时能够实现整数次谐波的检测,但存在栅栏效应和频谱泄露现象,使得检测误差较大[4]。随着新理论和新技术的进步,文献[5]研究瞬时无功功率理论用于谐波的瞬时检测,文献[6,7]探讨了小波变换方法在谐波检测中的应用。文献[8,9]对FFT的泄漏误差进行了分析,通过加窗和插值方法进行改进,应用于整数次谐波的检测,提高了谐波的检测精度。近年来,神经网络由于其非线性映射、自学习和并行分布处理的特点使其在最近十几年在各个领域都得到了广泛应用[10,11,12],其中在电力系统谐波检测方面主要包括自适应线性神经网络(Adaline Neural Network,Adaline NN)和误差反向传播神经网络(Back Propagation Beural Network,BPNN),本文通过两者的结合,提出一种新的基于神经网络算法实现电力谐波检测。

1 BP神经网络原理

BP网络是一种多层前馈神经网络,通过其权值的调整采用反向传播的学习算法,可以实现从输入到输出的任意非线性映射,用于电力系统谐波的检测。若输出结果和期望结果的误差不在要求的范围内,则误差反向传播,通过不断调整权值和阈值来减小误差,直至满足要求。一个含隐含层的3层BP神径网络如图1所示。输入层有n个神经元,分别为x1,x2,x3,…,隐含层含有m个神经元,分别为y1,y2,y3,…,输出层有k个神经元,输出分别为o1,o2,o3,“…3层通过权值向量V(输入层到隐含层的权值)、权值向量W(隐含层到输出层的权值)实现输入到输出的非线性映射。BP算法的推导过程如下:

隐含层第j个神经元(1≤j≤m)的输出为:

输出层的第k个神经元输出为

修正权值的输出误差性能指标函数为:

式中:t为期待输出值;fj,fk为激活函数;这里统一取非对称Sigmoid函数f(x)=l/(x+exp-x)。

由式(3)分析,通过调整权值可以减少误差E,按照梯度下降法,使权值沿着E函数梯度下降的方向修正,导出输出层和隐含层的权值变化公式分别为:

式中:η为学习率,即步长。

可见误差函数的求取是从输出层开始,到输入层的反向传播过程,在这个过程中不断进行递归求误差,不断修正权值,令输出与输入形成正确映射。

2 BP结合Adaline神经网络在电力谐波检测中的应用

准确计算电力谐波和参数(幅值、相位)是解决电力谐波污染和合理收费的前提和依据。针对电力系统非线性负荷特点,主要注入电网的谐波稳态时是一种周期性非正弦信号,主要是奇数次谐波,最为普遍的是一般电力整流桥产生的(6k±1)次谐波居多(k为整数)[13]。因此,电力谐波信号可看作为:

式中:h=1,2,3,…,H,为谐波的次数;Ah,fh,Φh也分别为第h个谐波的幅值、频率、相位。

为求信号里面的各次谐波成分,还需要对谐波信号进行分解,得到以下公式:

令的值即可求出各次谐波的幅值和相位,公式分别如下:

Adaline神经元是一种较早提出的自适应神经网络,在信号处理中有着广泛的应用,其原理是通过神经元训练后输出的yn值与期望的数值进行比较,再根据差值en最小均方差算法不断对其权值进行学习,来达到最小误差要求。Adaline神经元在谐波分析时不需要对神经元网络事先训练,而将Adaline神经元作为自适应滤波器使用,如图2所示。

结合图1 BP神经网络算法结构,以时间离散化采样点N为输入量,隐含层的神经元为矩阵Y(n)=[sin(2πf1);cos(2πf1);sin(2πf2);cos(2πf2);…,sin(2πfh);cos(2πfh)],权值向量W(n)=[a1,b1,a2,b2,…,ah,bh],则神经网络的输出为O(n)=W(n)*Y(n),期待输出的信号为S(n),神经网络经过训练,仿真后将输出向量O(n)与期望输出量S(n)进行比较,根据两者的差值e(n)=S(n)-O(n)和网络学习规则来调整权向量,学习结束后,使输出O(n)逼近期望值S(n),误差要求达到误差性能指标函数要求值,如图3所示。最后通过得到的最接近的权值数值ah和bh(h=1,2,3,…)来求取信号各次谐波的幅值和相位。

3试验仿真与数据分析

本试验为验证神经网络在电力系统谐波检测和分析中的应用,采用在某公共电压变电房实测电压谐波数据作为仿真信号源,谐波信号如表1所示。

本试验基于Matlab的平台搭建谐波信号并进行数据检测和分析处理,试验流程如图4所示。为了使仿真更具有实际性,本试验对注入谐波信号添加白噪声0.1randn(size(n)),仿真信号如图5所示。

基于谐波信号含有最高21次谐波,频率为1050 Hz,根据香农采样定理,采样频率至少大于最高频率的2倍,本实验取fs=2 400 Hz,采样点N=128。由于隐含层神经元与输出存在线性关系,本仿真试验采用转移函数newlind()构建网络,W-H学习规则(为学者威德罗(Widrow)和霍夫(Hoff)提出)修正权值量,其训练误差如图6所示。早在迭代到38次的时候,训练结果已经达到训练完成的要求,最终均方误差大概为10-2,说明该方法收敛速度快,训练时间短。对测试数据结果进一步分析,如图7所示,经过神经网络输出的信号与原始信号非常吻合,两者之间的绝对误差不超过0.1,其均方差为0.001 6,精度非常高。通过对权值的计算得出输出信号的各次谐波的幅值与相位,并与文献[14]FFT双谱线插Hanning窗方法检测结果做一个对比,如表2所示数据表明在含有噪声情况下,神经网络对信号谐波的幅值和相位检测结果精度都比FFT插值法所测结果高,尤其在相位检测(如图8所示),神经网络的优势更加明显,比FFT平均相对误差大约低7%。注意的是本文检测相位采用反正切函数,周期为180度,所以7次谐波相位检测为-59.888可看做120.112,对后面谐波功率计算不影响。

4 结论

本文通过对BP神经网络与Adaline神经网络的结构分析以及工作算法研究,针对电力系统谐波信号周期性多种频率正弦叠加分布特点,提出一种基于神经网络检测电力谐波方案。由于该方案是基于已知稳定的基波频率前提下,所以在负荷变动大的时候,该检测方案效果还有待改善。本试验以某一公共变电房的电压所测谐波数据作为稳态仿真谐波信号,说明该检测方案的实现过程。通过神经网络算法和快速傅里叶变换插窗函数的算法得出的1 1个奇数谐波的幅值和相位检测数对比验证,证明了本方案不仅简单可行,训练收敛速度快,训练时间短,而且幅值、相位检测精度都比FFT插窗法高很多。在噪声信噪比只有15.6 dB的最恶劣影响下,神经网络算法测量幅值的平均相对误差也只为0.76%,大约低于后者0.58%,幅值测量相对误差改善率大约为43.51%;相位平均相对误差为1.04%,大约低于后者6.80%,相位测量相对误差改善率大约为86.70%,有效满足实际要求,为电力谐波的精确检测以及谐波计量管理有参考意义。

电网谐波检测分析方法 第5篇

随着非线性负荷的发展和增多,在多个供电点向系统流入谐波电流,使电网的谐波水平及日益升高，为保证电能质量，向广大用户提供优质合格的电能，特制定本办法，望公司有关科室，及广大电力客户予以认真贯彻执行。

一、目的:限制系统电压、电流正弦波形畸变程度或偕波分量的大小，以保证电力系统包括用户的安全、经济运行，特别是容易遭受偕波危害和干扰的设备的正常运行。

二、保证系统的电能质量，使系统的电压波形保持在合格的范围内，满足各种用电设备的正常供电要求。

三、把电网中的电压总偕波畸变率及含有率控制在允许的范围内，保证电能质量。

二、适用范围

本办法适用与交流50HZ，35KV及以下公共电网及供电的电力用户。

三、监测点和测试量

（1）原则上选取偕波用户和接入公用电网公共连接点作为偕波监测点，测量该点的偕波电压和偕波源用户流入公用电网的偕波电流，监测点的偕波水平符合国家标准规定。

（2）偕波电压和偕波电流的偕波次数一段量第2-19次，根据偕波源的特点或测试分析结果可适当的变动偕波次数的测量范围，前者用含有率（%）表示，后者用有效值（A)表示。偕波电压测量取总偕波畸变率THDu(%)。

（3）日常检测是对检测点的偕波电压、偕波用户的偕波电流以及引发偕波事故的有关量进行连续或定时测量，统计超标偕波及观察变化趋势。

四、偕波预测

（1）偕波预测包括偕波评估计算。新偕波源的接入、电容器补偿的投入，电网偕波的发展趋势以及使偕波异常或事故采取的对策等，均需要进行较为正确的预测计算工作，一般借助于计算程序进行计算。

五、偕波源管理

（1）现有偕波源的管理：应建立和健全偕波源的技术档案，包括设备的容量、型式、参数，主接线，有关供电系统及参数，有关电容器的参数，偕波设计计算值和实测值等。当偕波源产生的偕波电压超出标准规定的允许值时，应按就地处理的原则，限期采取措施。

（2）新建或增容的偕波源的管理：偕波源用户在申请用电时，应根据偕波源和系统公用电网参数，进行偕波计算，对于超出标准的用户，需采取限制偕波的措施。

六、电网偕波管理

（1）根据系统的结构，建立偕波源用户、电容器及偕波电压监测数据的档案，重点管理电网容量较小，偕波源较大，结构薄弱，易引起偕振的地区。

（2）分析和寻找电网偕波电压超标的原因，对有关偕波源和电容器采取针对性的措施。

（3）对新增电容补偿的设计，核算偕波的可能性。

（4）偕波管理应采取分层，分级的管理体系，下级电网应满足上级电网的管理要求。

七、各科室的职责及分工

（1）生技科负责电网和用户偕波的日常管理工作，建立健全偕波源档案及汇总偕波定期报表，负责新上偕波源用户的审批，提出偕波监测点的设置及更改方案。增加新的偕波监测点，定期开展偕波普查分析工作，完善偕波管理网。

（3）营销科、四到户办公室、各供电所分别负责各自管辖范围内的偕波源用户日常数据的采集工作，监督其偕波情况，对于超指标的用户限期整改。定期报表，同时，负责各用户的偕波监测仪的正常运行及缺陷统计工作。

（3）调度所负责湘东电网的偕波检测管理工作，根据湘东电网的运行情况，及时监测偕波流入量。负责各变电所的消偕装置及偕波监测仪的日常巡视（4）检修安装公司负责各变电所及用户的削偕装置及偕波监测一的维护及安装工作。

八、各级电网偕波电压允许值（1）电压总偕波畸变率

浅谈电力系统谐波 第6篇

关键词：谐波；滤波器；电力系统

中图分类号：TM714 文献标识码：A 文章编号：1674-7712 （2013） 02-0217-01

一、电力系统谐波简介

谐波是电力系统中一种较频繁出现的有害现象，由于它的产生会对电力系统产生很大的负面影响，已经引起人们对他的担忧和关注。当在电力系统中接入非线性负载时，即使电源都以国家标准频率供电，当工频电压或电流作用于非线性负载时，除了产生工频频率的正弦电压或电流，还会产生不同于工频的其它频率的正弦电压或电流，若对这些电压或电流用富氏级数展开，就会得到电力谐波。谐波是一个电气量的正弦分量，它具有周期性，它的频率不同于是基波频率，是它的的整数倍。当给非线性设备供电时，这些设备在传递、变换、吸收系统发电机所供给基波能量的同时，也会把部分基波能量以谐波形式储存，继而向系统回送大量的高次谐波，以至于影响电能质量，给用户用电带来不便。目前我们将产生高次谐波的谐波源主要分为三类：

1.铁磁饱和型：铁芯设备，如变压器、电抗器等，其表现出非线性铁磁饱和特性，产生以高次为主的谐波。

2.电力设备开关型：包括各种整流器件、电子开关和可控晶闸管等，这些设备产生的谐波以1，3，5次谐波为主。

3.电弧型：电力高压断路器在断开闭合时瞬间，炼钢电弧炉在工作期间及交流电弧焊机在焊接期间，电弧剧烈燃烧所形成的电弧电压与电流的会具有高度非线性，产生以一定次数的谐波。

二、电力系统谐波产生原因

电力系统中的谐波从大类上可主要划分为电压谐振和电流谐振两种形式。

三、电网谐波的来源

1.发电源质量不高产生谐；

2.输配电系统产生谐波；

3.用电设备产生谐波。

四、负序简介

负序是由于三相负荷的不平衡引起。正是三相负荷的不平衡，才导致中性点偏移，系统中出现负序电压、负序电流。

负序电流产生的原因：正常运行的电力系统是三相对称的，表现为三相电源的电势对称、各项阻抗的对称。当系统或发电机的对称或发电机的对称运行状态遭到破坏时，就会出现电压或电流的不对称。这时对称分量法可以将其分解为正序电流、负序电流、零序电流，因发电机常接成星形，且中性点不接地或经阻抗接地，零序电流可忽略不计。单相非线性负载不仅使波形畸变，而且能造成三相系统不平衡。对电网不平横的研究主要是对电网负序的研究。

根据电力系统的特点，负序电流的产生原因可分为几个方面：（1）短时不对称运行；（2）电力系统不对称故障（包括不对称短路及一相断线）；（3）发电机不对称故障（包括单相、两相短路，分支短路，匝间短路）；（4）出口断路器和主变压器高压侧断路器在正常及故障情况下，未能进行三相全合上或断开的动作过程；（5）出口断路器事故跳闸，灭弧开关因故未能及时灭弧。（6）长时不对称运行，长时间负荷不对称：如广泛使用德尔电力机车，冶金单相电弧炉等大容量单相负荷，由此形成较大的负序电流。

五、谐波和负序的影响

（一）降低电力设备的经济效益和利用率。由于电力系统中谐波电流的频率高于基波的频率，当高频电流流过导体时，会发热，导体对谐波电流的能损耗，使导体的产生过多的热量，如果散热系统不完善，很容易损坏导体。

（二）对变压器产生危害。谐波电流在流经变压器时，会在很大程度上增加其功耗，主要表现在铜损和铁损上，导致噪声，降低变压器工作效率，使变电所的噪声污染超出指数标准，在一定程度影响工作人员的身心健康。

（三）增加输电线路的功耗。谐波电流在流经线路时，由于发热，会使输电线路的功耗增加。当注入电力系统的谐波频率处于在网络谐振点附近的谐振区内时，对输电线路会产生绝缘击穿现象。由电力系统知识知，电缆导体截面积的大小与其趋肤效应称正相关，横截面积越大，效应越明显。再加上随着谐波频率次数的上升，会导致导体的阻抗增大，继而使得电缆的允许通过电流减小。

（四）对电容器的影响。将含有电力谐波的电压加在电容器两端，由电容器的工作特性知，其对谐波的阻抗能力很弱，谐波作用在电容器上，会增大电容器的电流，使其可能超过额定值，由于发热，使的电容器的温度急剧升高，这会缩短电容器的寿命，严重时会引起电容器因负荷过大而爆炸。

（五）降低继电保护和自动装置的工作可靠性。电力谐波对于电磁式继电器的影响同样十分巨大，谐波会引起继电保护及自动装置误动或拒动，一旦发生这类事件，就会使其动作失去控制性，大大降低了装置的可靠性，严重影响着电力系统的正常运作，给人民日常生活带来巨大的损失。

（六）影响电能质量。谐波会使电网的电压与电流波形产生畸变，从而影响电能的质量，给人们生活带来很大不便。

六、谐波的滤除

（一）无源滤波器。无源滤波器由L、C、R元件构成谐振回路，常安装在电力电子设备的交流侧，当LC回路的谐振频率和高次谐波电流频率相同时，即可避免该次谐波流入电网。由于该方法具有投资成本低、工作效率高、易于维护等优点，无源滤波是目前广泛采用的抑制谐波及无功补偿的手段。但与此同时，无源滤波器也并非是完美无缺的，比如说，它易受系统参数的影响；可能会放大某些次数的谐波；投资成本高、体积庞大等。因而随着电力电子技术的不断发展，人们将目光逐步转向有源滤波器。

（二）有源滤波器。在电力系统中，我们为了抵消电源的总谐波电流，常向电网注入一种特殊的电流，这种电流具有与原有谐波电流幅值相等、相位相反的特点，这就是有源滤波器的工作原理。与前者相比，有源滤波器可控性更高，响应更快速，避免闪变、补偿无用功率；在价位上较便宜；滤波特性不受系统阻抗的影响，可避免与系统阻抗发生谐振的可能；具有自我适应的功能，可实时跟踪变化着的谐波并自我补偿。

参考文献：

[1]李群湛.牵引供电系统分析[M].成都：西南交通大学出版社，2007.

[2]韩祯祥.电力系统分析[M].杭州：浙江大学出版社，2007.

电力谐波检测 第7篇

离散傅里叶变换DFT(Discrete Fourier Transform)和快速傅里叶变换FFT(Fast Fourier Transform)是分析谐波、间谐波的主要工具。由于信号分析时被截断,对应频域就存在频谱泄漏和栅栏效应;当信号中各分量的频率与傅里叶变换的离散频点对应时,信号中各分量的检测误差为零。但实际往往满足不了上述要求,主要有两个原因:(1)电网频率的波动导致采样对谐波不同步。(2)即使采样同步,若信号中存在间谐波分量,谐波和间谐波之间,各个间谐波分量之间的频谱干扰依然存在。针对上述问题,目前主要采用加窗插值[1~11]手段来修正谐波、间谐波参数,但是此类方法的采样窗口长度一般要二十个周期以上,不能满足IEC61000-4-7的推荐标准(十个基波周期),且要预先知道间谐波的频率分布估计值,同步采样条件下得到的谐波参数也是不准确的。

现在对谐波的采样同步化问题可以通过锁相环或时域插值技术[12~14]解决,这方面已经比较容易实现;目前的关键问题是如何抑制谐波和间谐波之间以及各间谐波之间的频谱干扰问题。文献[15]提出了一种同步采样下基于时域平均TDA(Time Domain Averaging)的谐波间谐波检测方法[14,15],该方法大大抑制了谐波和间谐波的频谱干扰,特别是在间谐波的频率分布估计上有着较大的优势。但是此方法有如下缺陷:(1)间谐波对谐波在频谱上仍有干扰,其计算所得谐波参数与直接DFT/FFT所得谐波参数完全相等。(2)未考虑到间谐波分量较多时,各个间谐波之间的频谱干扰;因此通过CZT(Chirp Z transform)或补零法得到的间谐波参数仍会有较大误差。

本文以同步采样下谐波和间谐波的频谱干扰为出发点,研究了它们在频谱上的相互关系。提出分两步分别进行谐波和间谐波的检测。对于谐波,利用同步采样下谐波频谱在非整数次谐波频点上的值为零这一特点,提出邻近谱线抵消法抑制间谐波对谐波频谱的干扰。对于间谐波,其时域信号对应TDA后的差分信号,考虑到各间谐波频谱之间的相互干扰,通过加Rife-Vincent(Ⅲ)窗[9]插值修正各分量的频率、幅值和相位;当某一个间谐波频率与某一谐波频率较为接近时,提出加窗TDA的方法抑制拟谐波偏差信号的主瓣对间谐波的影响,并指出在间谐波DTFT主瓣对谐波频点没有影响的前提下,优先选择旁瓣跌落较快的窗函数。通过仿真分析证明了此方法的有效性,优越性和可行性。

1 谐波间谐波之间的频谱干扰

考虑信号:

对上述信号进行离散化,并通过长度为wT的矩形窗对其进行截断处理。得到:

其中:Δt=1/fs为采样周期,fs为采样频率,fp为谐波或间谐波频率,M为采样窗口对应的基波周期数,N为每周波采样点数。

信号x[k]的离散时间傅里叶变换(DTFT)为:

其中:Ω=2πfΔt,其DFT为:

对方程(3)和方程(4)进行比较,立即可得到:

忽略负频率频谱的影响,DFT结果X[n]和DTFT结果X(ejΩ)表示如下:

X(ejΩ)在任何频率点的值都是信号中各个分量在此点对应的值的叠加,从而各个分量之间的频谱干扰就会发生。

1.1 间谐波对谐波频谱的干扰

令谐波信号:

k=0,1,,MN-1,1f为基波频率,fs为采样频率,pA为信号幅值。具体参数如表1。其频谱如图1所示。

DFT/FFT是对信号DTFT频域采样。当信号中只含谐波成分且同步采样时,DFT/FFT所得谐波参数是完全准确的(如图1所示),不存在相互干扰。

当信号中存在间谐波时:

由于此时采样对间谐波而言是非同步的,其DTFT在谐波对应的离散频点上不为零,此时通过DFT/FFT检测到的谐波参数就会有误差,如图2所示。根据时域频域的相互关系,可以通过加长采样窗口的长度使各分量频谱接近脉冲信号以减小间谐波对谐波的干扰,但是,这正是矛盾所在,IEC标准规定为十个周波,因此如何在十个周波条件下作准谐波检测是本文要讨论的。

1.2 谐波对间谐波频谱的干扰

从图2看出谐波对间谐波频谱存在干扰,但这只是对于连续频谱DTFT而言的;对DFT/FFT而言,由于谐波频谱在除了整数倍基频点外的其他频点上为零,因此,以5 Hz为频率分辨率的各个离散频谱(去除谐波对应频点)为间谐波单独作用的结果。换句话说,当谐波与间谐波的频率差大于半个主瓣宽度时(对应矩形窗为10 Hz),谐波在DFT/FFT结果上对间谐波主瓣内谱线没有影响,间谐波检测的误差主要是由栅栏效应和各个间谐波之间的频谱干扰所引起。但当所加窗的主瓣较宽时,或间谐波的频率与某一谐波频率之差小于主瓣宽度时,谐波在DFT/FFT结果上就会对间谐波产生影响。

2 谐波检测邻近谱线抵消法

可以证明,通过基于TDA方法检测到的谐波参数与信号直接做DFT所得结果完全相同[14]。通过TDA来抑制间谐波对谐波干扰,其本质只是延长采样窗口,窄化各分量的频域信号。下面就如何进一步减小间谐波对谐波的频谱干扰,提出简单可行的邻近谱线抵消法。

现对式(9)所示信号,分别从实部和虚部分析间谐波对谐波频谱的干扰;间谐波频谱在谐波对应频点及邻近频点的影响如图3、图4所示。

现对50 Hz及其附近的45 Hz和55 Hz三个频点做分析,对应DFT值X(9)、X(10)、X(11)。X(ejΩ)在任何频率点的值都是信号中各个分量在此点对应的值的叠加,这里对应谐波和间谐波两个分量。

由于同步采样,谐波在除了整数倍次基频频点上有值外,其他频点上为零;因此其他频点上的值都为间谐波单独引起的泄漏值,得到式(11):

从图3、图4中看出,实部和虚部旁瓣对应的邻近几个点,可以认为呈近似的线性关系,因此得到:

当信号中存在多个间谐波成分时,根据线性关系,式(10)依然成立。得出谐波检测通用公式:

式中:l=0,1,,N/2-1,1T为基波周期。

现对式(1)所示信号做仿真分析,信号具体参数如表2所示。

2

采样频率为3 200 Hz,采样窗口长度为M=10个基波周期。分别采用三种方法对谐波参数进行计算:

1)方法1为基于TDA的方法[15]。

2)方法2为双谱线插值法。

3)方法3为邻近谱线抵消法。

奇次和偶次谐波的计算结果及误差分别如表3、表4所示。方法1和方法2计算所得误差较大;方法1的误差主要由间谐波对谐波频谱的干扰引起,方法2的结果验证了当信号同步采样时,通过插值修正后所得谐波参数也是不够准确的。而本文方法通过巧妙的修正,利用邻近谱线及同步采样的特点,计算得到的谐波参数精度较高,且计算量要小于方法2。

3、表4所示。方法1和方法2计算所得误差较大;方法1的误差主要由间谐波对谐波频谱的干扰引起,方法2的结果验证了当信号同步采样时,通过插值修正后所得谐波参数也是不够准确的。而本文方法通过巧妙的修正,利用邻近谱线及同步采样的特点,计算得到的谐波参数精度较高,且计算量要小于方法2。

3 间谐波检测双谱线插值及加窗TDA

基于TDA的间谐波检测方法,先将TDA后的单周期信号进行周期延拓,构成M个基波周期长度的拟谐波信号x'har[k],再把原始信号x[k]减去x'har[k]得到差分信号x'interhar[k],对应拟间谐波信号,通过对差分信号做CZT或补零来分析得到间谐波参数。此时间谐波之间的频谱干扰依然存在,这是产生间谐波检测误差的主要原因,本文采取对差分信号加窗插值来修正各间谐波参数,窗函数采用文献[9]提出的Rife-Vincent(Ⅲ)窗,其旁瓣跌落较快,可以很好地抑制间谐波之间的频谱干扰。对应的参数修正公式如下:

Rife-Vincent(Ⅲ)窗的表达式如下:

3.1 拟谐波信号的准确性对加窗插值的影响

由于:

差分信号与真实间谐波信号之间差异的大小主要取决于拟谐波信号的准确程度。真实的间谐波信号为:

与差分信号之间相差一个偏差量Δxhar[k],称之为拟谐波偏差信号。这是由间谐波对谐波频谱的干扰所引起的,如1.1节所述。因此对差分信号进行加窗插值时,实际还包含了一个Δxhar[k]分量。由于Δxhar[k]和谐波信号一样是周期的,若所加的窗为矩形窗,正如1.2节所述,对DFT而言,其对除了整数倍基频以外的频点的干扰为零。但是若所加窗主瓣较宽,旁瓣跌落较快,主瓣跨越多个频点,如Rife-Vincent(Ⅲ)窗,且间谐波频率与某次谐波频率很接近时,Δxhar[k]就会对间谐波离散频谱(对应插值的双谱线)产生干扰,影响加窗插值结果,如图5所示。

3.2 加窗TDA法

进行间谐波分析的双谱线的误差来源不仅有间谐波之间频谱干扰的因素,还存在拟谐波偏差信号对其的干扰。两种手段可以减少拟谐波偏差信号的干扰:

1)对差分信号加主瓣较窄的窗函数。

2)采取措施提高拟谐波信号x'har[k]的估计精度,减小Δxhar[k]。

方法1)会加大各间谐波之间的频谱干扰,因为主瓣窄的窗函数,其旁瓣必然会增大。采取方法2)更为合理,要得到更为准确的拟谐波信号x'har[k]的唯一手段就是减小间谐波对谐波的频谱干扰,这里提出加窗TDA法。具体步骤如下:

1)对原始信号x[k]加窗,所加的窗要防止间谐波主瓣对谐波频点的影响,但其旁瓣要小于矩形窗。

2)对加窗后的信号做TDA,并做周期延拓。从而得到更为准确的x'har[k]。

3)最后对x'har[k]加Rife-Vincent(Ⅲ)窗插值修正得到间谐波参数。

3.3 间谐波仿真计算

现对表2所示信号进行间谐波分析。分别采用四种方法计算间谐波参数:

1)方法1直接对TDA后差分信号补零峰值搜索进行计算[15]。

2)方法2对直接TDA后所得差分信号加Rife-Vincent(Ⅲ)窗插值计算。

3)方法3对加Hanning窗TDA后所得差分信号加Rife-Vincent(Ⅲ)窗插值计算。

4)方法4对加Blackman窗TDA后所得差分信号加Rife-Vincent(Ⅲ)窗插值计算。

计算所得相对误差如表5所示。方法4对应的间谐波频谱如图6所示,从差分信号的频谱图可以很清晰地看到间谐波的分布情况,而文献[9]对原始信号采用CZT法密化频谱的手段对间谐波信号做频率分布估计是不够准确的,如图7所示。

从计算误差来看,直接基于TDA及补零法的间谐波检测误差较大,特别是相角误差。通过对差分信号加窗插值修正,各参数总体误差有所下降。方法2、3、4对24 Hz、173 Hz两个间谐波计算所得结果都是一样的,这是因为拟谐波偏差信号Δxhar[k]没有对这两个间谐波对应频点产生干扰;而对于337 Hz、383 Hz两个频率的间谐波,拟谐波偏差信号(对应350 Hz和400 Hz处)会对其产生干扰,如图8所示。通过加窗TDA后,计算误差进一步降低,采用Blackman窗要好于Hanning窗。

4 结论

1)同步采样下,基于TDA的谐波间谐波检测方法在计算谐波时,与直接对信号做DFT所得结果完全相等,间谐波对谐波频谱的干扰依然存在;计算间谐波时,未考虑各个间谐波之间的频谱干扰。

2)加窗插值方法,在同步采样情况下计算得到的谐波参数也是不准确的,且其采样窗口长度一般不能满足IEC推荐标准。

3)本文利用单一频率信号DTFT实虚部的特点,根据同步采样下谐波DTFT在非整数倍基频频点上为零,提出邻近谱线抵消法大大抑制了间谐波对谐波的干扰,提高了谐波的检测精度,计算简单快速。对TDA后的差分信号采用加旁瓣跌落较快的Rife-Vincent(Ⅲ)窗插值减小间谐波之间的相互干扰,且当某一间谐波成分在谐波频点附近时,拟谐波偏差信号主瓣会对间谐波频谱产生干扰,提出加窗TDA法提高差分信号与间谐波信号的拟合度,从而减小拟谐波偏差信号对间谐波的影响。从计算结果来看,此方法有着较高的检测精度。

4)如何精确检测多个邻近间谐波成分是下一步研究的重点之一。

摘要：提出了一种新的基于邻近谱线抵消及加窗TDA的谐波间谐波两步检测法。IEC对于谐波间谐波检测推荐的采样窗口长度为十个周波,在此前提下,研究了同步采样下谐波和间谐波之间的频谱干扰特性,提出采用两步法对谐波和间谐波分开进行分析。对于各次谐波,利用邻近谱线抵消手段抑制了间谐波对其频谱的干扰;间谐波的时域对应TDA后的差分信号,考虑到各间谐波频谱之间的干扰及栅栏效应,通过加窗双谱线插值提高间谐波检测精度;当某一间谐波频率与谐波频率较为接近时,提出加窗TDA法抑制拟谐波偏差信号主瓣对间谐波的影响。通过仿真分析表明,在同步采样条件下,此方法对于谐波和间谐波有着较高的检测精度。

电力谐波检测 第8篇

1、谐波检测原理

基本工作原理是检测补偿对象的电流, 计算得出补偿电流的指令信号, 补偿电流与负载电流中要补偿的谐波电流相抵消, 得到期望的电源电流。使补偿电流与负载电流的谐波分量大小相等、极性相反, 两者相抵, 流入电源的电流即等于负载电流的基波分量, 成为正弦波[1,2]。谐波检测的关键是分离出负载电流的谐波, 本文采用基于瞬时无功功率理论的ip、iq运算方式。

图1是ip、iq运算方式原理图, ea为a相电源电压, ia、ib、ic为三相电源电流, LPF为低通滤波器。由该图可以看出, ip、iq理论中, 电源电压不直接参与运算, 代之以与电源电压同相位的正弦信号sinωt和与之对应的余弦信号cosωt, 它们由一个锁相环 (PLL) 和一个正、余弦信号发生器得到。LPF为低通滤波器。图中

正弦信号sinωt和余弦信号cosωt可通过查事先存入内存中的正余弦表得到, 根据定义计算出ip、iq, 经低通滤波器LPF滤波后得出直流分量和, 将和反变换可得到负载电流的基波正序分量。用负载电流减去其基波分量就可得到负载电流中的谐波分量, 该谐波分量反极性后即作为补偿电流的指令电流信号。即

2、谐波检测的仿真

2.1 M A T L A B简介

Matlab软件是目前最流行的仿真工具软件之一, 它可以进行科学计算和控制系统的仿真。它除了传统的交互式编程之外, 还提供了丰富可靠的矩阵运算、图形绘制、数据处理、图形处理、方便的Windows编程等便利工具。人们能够利用它的配套工具箱和仿真环境Simulink来进行有关问题的仿真研究。Simulink实际上是一种图形化模型输入与仿真工具, 它含有很多预定义模块, 用户可以使用它们, 根据问题需要方便地建立具体的仿真模型[3,4]。本文就利用Simulink来建立仿真模型。

2.2 仿真模型的建立

图2所示为谐波检测模块, 采用ip、iq运算方式, 主要包括三相到两相矩阵变换及其反变换, 低通滤波器几部分。设A相电压初始相角为零, 与A相电压同相位的正弦、余弦号可直接采用初始相角为零的正弦、余弦发生器来产生。低通滤波器选择二阶的Butterworth滤波器。

选取三相不可控整流桥为谐波源, 对其发出的谐波电流进行检测。图3为谐波检测系统的仿真模型。图中的谐波检测模块对三相负载电流进行处理, 其输出即为检测出的三相谐波电流。

3、低通滤波器对谐波检测结构的影响分析

基于瞬时无功功率理论的指令信号的检测方法, 尽管理论上有很大的改进, 但检测效果实际上与检测电路采用的低通滤波器的性能有很大关系。因为滤波器在响应时有一个动态过程, 还有一个滤波精度问题, 这直接关系到指令信号检测的快速性与准确性, 是检测电路中的关键。因此选取一个动态响应快且精度高的滤波器非常必要。但动态响应的快速性与检测结果的精确性是矛盾的。图4示出了低通滤波器选取不同截止频率时, 谐波电流的动态响应波形。 (a) 图中当截止频率fc选取为5Hz时, 要经过4~5个工频周期, 检测波形才能跟踪上实际波形的变化, 动态响应较慢, 因此应该增大截止频率。由 (b) 、 (c) 两图可见, 当截止频率fc增加为30Hz和50Hz, 动态响应较快, 均能在一至两个工频周期内很快的跟踪谐波变化。

通过仿真还可发现低通滤波器截止频率对检测精度的影响。文[5]从波形失真角度分析了低通滤波器对检测精度的影响, 本文利用频谱进行仿真分析, 结果更加简洁直观。分别对截止频率为5Hz、30Hz及50Hz时所检测到的A相基波电流分量iaf进行频谱分析, 结果如图5所示。由图可知, 检测所得的基波电流的THD值随截止频率增大而增大, 即检测精度降低。特别是 (c) 图中fc=50Hz时, 可看到有很大部分的5次、7次等谐波量未被滤除掉。

综合分析图4与5可得出这样的结论, 低通滤波器的截止频率fc选取的越小, 谐波电流检测精度越高, 但动态响应过程很慢;fc选取的大, 尽管可以加快检测电路的动态响应过程, 但由于会有部分低次谐波不能被低通滤波器衰减掉, 容易造成检测波形失真, 影响谐波电流检测精度。因此, 综合考虑动态响应和检测精度, 实际应用中低通滤波器的截止频率的选取要二者兼顾, 既不能选太大, 也不能选太小。

4、谐波检测仿真结果

仿真系统中取fc=30Hz, 输入为三相工频交流电源, 相电压220V, 三相桥式不可控整流, 电路为阻感负载, R=3 0Ω, L=4 5 m H。仿真结果如图所示。

图6为fc=30Hz的负载、基波及三相谐波波形, 可以看出较好地分离出了谐波, 三相依次相差120度。对图6中ila和iah分别进行谐波分析, 结果如图7所示。我们可以看到检测到的谐波电流iah中包含了阻感负载整流电路交流侧应含有的5、7、11、13等次谐波, 证实了运用ip、iq运算方式来检测谐波电流的有效性。

5、结论

本文利用Matlab仿真软件对有源电力滤波器谐波检测系统进行了建模及仿真研究, 证明了检测方法对于该谐波源检测的有效性, 并从频谱角度分析了低通滤波器的截止频率对谐波检测效果的影响, 为后续的设计的研究提供了参考和依据。

摘要：介绍了有源电力滤波器谐波检测的原理, 利用MATLAB软件的SIMULINK模块对谐波检测系统进行建模, 分析了低通滤波器的截止频率对检测效果的影响。仿真结果表明了谐波检测方法的可行性及正确性。

关键词：有源电力滤波器,谐波监测,低通滤波器,Matlab,仿真

参考文献

[1]王兆安, 杨君, 刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社.1998

[2]姜齐荣, 赵东元, 陈建业.有源电力滤波器-结构.原理.控制[M].北京:科学出版社.2005

[3]洪乃刚.电力电子和电力拖动控制系统的MATLAB仿真[M].北京:机械工业出版社.2006

[4]陈建业.电力电子电路的计算机仿真[M].北京:清华大学出版社.2003

电力谐波检测 第9篇

随着科学技术的不断进步和国民经济的蓬勃发展,各种非线性、非对称、非平稳的电力电子装置如电力机车、变频装置等得到了广泛的使用,导致电力系统产生大量的谐波,严重劣化了电能质量[1]。同时精密制造产业大量涌现,各种微电子装置被广泛使用,这就使得对电力系统电能质量的需求不断提高,因此对谐波污染的防治和监控变得更加迫切[2]。

本文首先根据电力信号的特性,分析了几种不同的谐波校正方法,再通过对仿真结果的比较,提出了一种校正精度较好的校正方法,使检测出的谐波频率、幅度及相位的误差符合相关国家标准,以满足现代电力系统对谐波检测的要求。

1检测方法的选择

电力信号一般认为是稳定或缓变的单频信号或频率间隔较大的多频信号[3]。目前对单频信号或频率间隔较大的多频信号的频谱校正方法大体分为如下4种:比值法、能量重心校正法、FFT+FT谱连续细化分析法和相位差法。

使用比值法时必须已知或推导出窗函数频谱的解析表达式,否则无法进行校正,所以本文不选择该方法;FFT+FT谱连续细化分析法先用FFT作全景谱图,再对所关心的局部用DFT进行细化分析,该方法计算很耗时,这对于要求在有限时间内计算出结果的电能质量检测仪没有实际意义,所以本文也不选择该方法。能量重心校正法和相位差法对于电力信号谐波校正均没有显著的缺点,本文就对这两种方法进行研究。

2能量重心校正法

能量重心校正法,其原理是以离散窗谱函数的能量重心作为坐标原点。在实际计算中,只要找到功率谱重心,就可求出校正后的频率、相位与幅值。其频率校正公式为:

其中:m为主瓣内功率谱最大值对应的谱线号;i为谱线号;Gm+i为功率谱第m+i条谱线值;n为功率谱最大谱线左、右两侧参与计权计算的谱线数量;Δf为频率分辨率。

幅度校正公式为:

其中:K为幅值恢复系数。相位校正公式为:

其中:Rm、Im分别为最大功率谱线值的实部和虚部。

设校正仿真的信号为:

此余弦信号的频率分别为50 Hz、250 Hz、350 Hz,相位分别是40°、20°和70°,单边标准幅值分别为2、1、0.5。选择采样频率为1 024 Hz,采样点数为256点,所加窗函数为Hanning窗,计权谱线数为2。仿真结果见图1。

3相位差法

相位差法是对信号进行两次不同的FFT计算,求出两次计算所得的谱峰处相位之间的差值,根据相位的差值求得归一化频率校正量,再对信号的频率、幅值、相位进行校正的方法。相位差法共有3种,但其校正的基本原理是一致的,为增强通用性本文选择的是“时域频移+改变窗长+加不同窗函数”的综合校正法。其归一化频率校正量的计算公式如下:

其中:ΔΦ为两段峰值处的相位差;N为第一段序列的点数;L、M分别是第二段序列的起点和点数;i为第一段序列主瓣内功率谱线最大值对应的谱线号;j为第二段序列主瓣内功率谱线最大值对应的谱线号。

频率校正公式为:

其中;fs为采样频率。

幅值校正公式为:

其中:yi为谱线号i对应的原始序列FFT计算的幅值;W(Δf1i)为归一化窗函数的频谱模函数在Δfundefined处的值。

相位校正公式为:

其中:Ri、Ii分别为最大功率谱线值的实部和虚部。

利用上述公式进行校正,其参数必须满足如下公式:

设校正仿真的信号为式(4),并选择fs=1 024 Hz,N=256、M=128、L=50,所加窗函数为Hanning窗。仿真结果见图2。

4结果分析

加Hanning窗时,两种校正方法仿真计算的结果见表1。

从表1中可以看出,这两种方法对频率、幅度和相位的校正精确度都很高。但由于相位差法的计算时间比较长,从实际应用的角度出发,在此处选择能量重心法对电气信号进行谐波校正。

5结论

本文从理论和仿真实验的角度对多种谐波校正方法进行了分析比较,并选出了一种适合对电气信号的频率、幅值和相位进行高精度校正的方法。作者将该方法应用于其基于嵌入式技术的电能质量检测仪中,达到了预期效果,说明该方法在电能质量的检测中具有很好的实际应用价值。

摘要：根据电能质量检测技术的现状及电气信号的特点,通过对不同谐波校正方法的分析比较,提出一种高精度的谐波校正方法。并将该谐波校正方法应用到基于嵌入式的电能质量检测仪中,很好地改善了所检测的电气信号的谐波精度,说明该方法在电能质量的检测中具有很好的实际应用价值。

关键词：谐波校正,能量重心,电能质量

参考文献

[1]林海雪.现代电能质量的基本问题[J].电网技术,2001,25(10):5-12.

[2]Daniel J Ward.Power quality and the security ofelectricity supply[J].Proceedings of the IEEE,2001,89(12):1830-1836.

电力谐波检测 第10篇

关键词：有源滤波器,谐波电流,瞬时无功理论

1 引言

近年来,电力电子装置的应用日益广泛,各种电力电子装置成为主要的谐波源,谐波带来一系列的问题[4],也加剧了对电网的污染。相对传统的LC滤波器,电力有源滤波器不仅能对频率和幅值都变化的谐波进行动态跟踪补偿,且补偿特性不受电网阻抗的影响,因而受到广泛的重视和应用。电力有源滤波器的基本思想六七十年代即已形成。八十年代以来,由于自关断电力电子器件的成熟、PWM技术的的进步和瞬时无功功率理论的提出,电力有源滤波器在谐波补偿中的研究及应用也逐渐深入[3]。国内外目前研究较多的是电压型并联电力有源滤波器,本文将就该类型滤波器设计中的谐波电流检测加以阐述。

2 谐波电流检测补偿原理[2]

有源滤波器是由一组开关器件和无源储能元件如电感和电容组成,其系统主要由指令电流运算电路和补偿电流发生电路两大部分组成。并联型电力有源滤波器装置原理电路如图1所示,首先检测补偿对象的电流(或电压),经过指令运算电路得到补偿电流的指令信号,然后对变换器中的开关器件进行实时的通断控制,使变换器向电网输出与负载的谐波电流ih大小相等的补偿电流ic,此时电网电流is=iL-ic=iL1+ih-ic=iL1,于是电力系统中只流过基波电流iL1(包括基波有功电流iL1P和无功电流iL1Q)。如果进一步使ic=(ih+iL1Q),则此时电网电流is=iL1P,即电力系统中只流过有功电流iL1P,这样既将电源侧电流补偿为正弦波,又进行了无功补偿。

当有源滤波器同时用于补偿谐波和无功时,就需要实时检测出负载中的谐波电流和无功电流。图1中负载负载电压vA、vB、vC以及三相电流的瞬时值iA、iB、iC都是可以检测的,运用id、iq法从iA、iB、iC中适时准确地分离出谐波电流ih和无功电流iL1Q,再以(ih+iL1Q)做为补偿电流的指令信号,使主电路输出补偿电流ic,完全补偿负载谐波电流和无功电流。

设三相三线制电路中,各相电压、电流的瞬时值分别为vA、vB、vC,iA、iB、iC,则其三相有功瞬时功率P3的表达式为:

矢量图如图2所示,如果把它们变换到两相正交静止的α-β坐标系,将两相坐标系的α轴取在A相轴线上,β轴超前α轴90°,则两相系统中的有功功率为:

在此坐标系中,如果对三相电压、电流做如下变换:

C23=CT32,式中,CT32为C23的逆阵。

将式(3)、(4)中的vα、vβ、iα、iβ代入式(1),化简后可得:

因此,将三相互差120°(2π/3)的A、B、C静止坐标系统用两相正交的α-β静止坐标系统代替后,按式(3)、(4)、(5)、(6)进行电流、电压变换,则α-β系统中的功率等于三相A、B、C系统中的功率。

如图3所示为谐波电流及无功电流检测电路。如果把它们变换到两相正交旋转的d-q坐标系,取d轴与矢量V觶重合,d轴超前q轴90°。在d-q两相旋转坐标系中,电流I觶在d轴上的投影分量id和iq分别是有功电流和无功电流,由图3可得:

式中:是两相静止α、β变量两相旋转d、q变量的变换阵。CTS是两相旋转d、q变量两相静止α、β变量的变换阵,CTS=CST。

在两相旋转的d-q坐标系中,有功功率P和无功功率Q分别为:

因此可得出结论,经过上述各坐标变换后,d、q系统,α、β系统的功率都与三相A、B、C系统的功率相等。

由分析可知,如果iA、iB、iC是基波正弦,则iα、iβ也是基波正弦,这时对应的id、iq是直流量Icos准、Isin准。如果iA、iB、iC是高频n次谐波电流,例如:

iA=Inmcosnωt

iB=Inmcosn(ωt-120°)

iC=Inmcosn(ωt+120°)

由式(9)可得:

图3给出了一种三相A、B、C谐波电流iAh、iBh、iCh的实时检测电路。电网电压相位信号由一个软件锁相环和正、余弦发生电路得到。变换后得到的电流id、iq中将含有与基波电流iL1对应的直流分量Id、Iq,还含有对应于n次谐波电流ih相的(n-1)次谐波电流,id、iq经低通滤波器LPF滤波后,得到无衰减的直流分量,其中的(n-1)高次谐波分量被滤除,将LPF输出的只与负载基波电流iL1相对应的电流Id、Iq,按式(9)做逆变换后,即可得到基波电流iA1、iB1和iC1。

将检测到的实际电流iA、iB、iC与以上计算得到的基波电流iA1、iB1、iC1相减,即可得到三相谐波电流iAh、iBh、iCh,以此作为三相变换器输出补偿电流的指令信号。

如果需要同时补偿负载电流中的谐波电流ih和基波无功电流i1Q,则可断开电流iq的通道,使送入低通滤波器LPF中的iq=0,经CTS变换后输出的iα1、iβ1中将只有有功电流分量而无无功电流分量,使C23的输出仅是基波有功电流iA1=iA1P、iB1=iB1P、iC1=iC1P,它们与负载电流iA、iB、iC相减后得到的将是谐波电流与基波无功电流之和,以此作为电力有源滤波器输出的补偿电流指令值ic*=(ih+iL1Q)。

3 仿真分析[1]

基于Matlab/Simulink对上述原理进行仿真。仿真时用一个带容性负载的不控整流桥作为非线性负载。仿真结果如图4(a)、(b)所示,图4(a)为A相负载电流和谐波电流的波形,图4(b)为A相负载电流和基波电流波形。

如图5所示为负载电流和基波电流频谱分析图。应用谐波电流及无功电流检测电路可以得到理想的基波电流,它和负载电流相减,就可以得到谐波电流值。负载电流的谐波主要是5、7、11、13次谐波[2]。

4 结束语

基于瞬时无功理论,将三相坐标系下的电流变换到d-q坐标系下,使三相坐标系下的谐波电流在d、q轴下对应为直流分量上叠加的高频分量,通过低通滤波器可分离出谐波电流及无功电流,从而得到电力有源滤波器输出的补偿电流指令值,利用PI调节器或电流滞环可实现补偿谐波指令的跟踪。利用DFT算法或数字滤波器也可从总谐波中分离出各次谐波并进行独立补偿。

参考文献

[1]刘进军,刘波,王兆安.基于瞬时无功功率理论的串联混合型单相电力有源滤波器[J].中国电机工程学报,1997,17(1):37-41.

[2]陈坚.电力电子学[M].北京:高等教育出版社,2002.

[3]王兆安,李民,卓放.三相电路瞬时无功功率理论的研究[J].电工技术学报,1992,7(3),55-59.

[4]王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制与无功补偿北京:机械工业出版社,1998.

电力系统谐波分析及抑制技术研究 第11篇

【关键词】电力系统；谐波；危害；滤波器；抑制

0.引言

在电力系统用电，输电，发电等过程中，谐波已成为不可避免的问题，其已危及电力产生和输送以及用电方的安全运行。鉴此，分析谐波并最大限度地抑制谐波成为电力系统工作的重要课题。下面，就电力系统谐波及其危害进行详细分析，并提出有效的抑制谐波措施。

1.电力系统的谐波

（1）用电技术方面。在现代电力系统中，随着人们节能意识的加强以及电力电子技术的发展，众多通过电力电子开关、以非正弦电流方式高效用电的新型非线性负载得到了广泛的应用。这些以非正弦电流方式用电的新型非线性负载已经成为当今电力负载中最主要的谐波源。1992年，日本电气学会对其国内产生谐波的行业按比例进行了一个统计，其结果如表1所示。表中，除楼宇中的部分照明电源、冶金行业的电弧炉外，其他行业的谐波源大多来自电力电子装置，根据日本电气学会的统计，其比例高达90%。从表中还可以看出，来自楼宇的谐波源所占比例高达40.6%，其谐波主要由办公及家用电器等产生。可见，谐波畸变不再是工业设备所特有的现象，如今谐波现象已经蔓延到电力升降机、不间断电源、电视机、个人计算机等商业和居民用电设施中的电子设备。

（2）发电技术方面。由于当今社会对常规化石能源的需求日益增加，能源耗尽的危机日益严重，人们开始追求对清洁、无污染的新能源的开发利用。在电力生产中，许多利用清洁无污染的可再生能源发电的发电方式，如风能发电、太阳能发电、燃料电池发电等发电方式得到了越来越广泛的应用。这些新型电源大多以非正弦、非工频的方式供电，而传统公用电网是以三相电压、电流的对称正弦要求为发电与用电的品质指标。传统公用电网为了接纳非正弦、非工频的新型电源，一般通过电力电子电能转换装置将非正弦、非工频的电源转换为正弦、工频的交流电源，从而实现不同频率的电源或电网的同步运行。比如在输送风电的过程中，一般采用变频装置将风电接入电网，在此过程中，变频装置将会向电网注入一定数量的谐波，使得电网谐波来源更加复杂。

（3）输电技术方面。为了提高电压质量和系统的稳定性以及解决大容量远距离输电等问题，柔性交流输电技术和高压直流输电技术得到极大的发展和应用。柔性交流输电技术和高压直流输电技术以电力电子技术为支撑，通过电力电子装置实现对电网运行方式的灵活控制、调节，以实现对电能的安全、高效、经济输送。这些电力电子装置主要包括：用于提供无功功率补偿以改进电网电压控制和系统稳定性的静态无功补偿器（SVC）；用于提高输电线路输电容量和改善线路运行情况的可控串联补偿装置（TCSC）；用于电网潮流控制的统一潮流控制器（UPFC）以及用于高压直流输电技术的高压直流换流器等。上述电力电子装置大多数具有一个共同特性，就是产生谐波。因此，在使用这些装置对输电技术进行改造时，对其产生的谐波不得不进行一个详细的评估。

2.谐波的危害

谐波注入电力系统将会严重恶化电网的电气运行环境，危害电力系统的安全、稳定运行，同时，还会对电网电气设备以及用户用电设备的安全造成危害。

首先，对整个电网来说，谐波的产生与输送，将在输电网中增大网损，降低电能传输的效率；谐波电流在线路中引起畸变压降，降低了电网的电压质量；新型非线性负载的间断性用电方式降低了电源电压的工作效能；谐波电流恶化交流电能传输中的电气环境，易引发系统崩溃。

其次，对电网中的电气设备而言，因为电网中的电气设备是按工频、正弦电流工作方式设计的，谐波电流流过将会影响其最佳工作状态。例如：谐波电流会对电机、变压器等电磁设备的绕组及铁芯引起额外发热，使损耗增加，降低电磁设备的使用寿命；谐波电流会影响功率处理器、互感器的测量精度，引起电力测量的误差；谐波电流有可能造成继电保护装置、自动控制装置的工作紊乱；谐波电流的存在还可能会降低断路器、熔断器等设备的开断能力。

此外，随着工业控制技术的发展，工业生产中许多精密仪器、复杂的控制系统等对电能质量的要求也越来越高。谐波电流对其造成的影响，有可能会使工业生产造成巨大的经济损失。

3.电力系统的谐波抑制技术

如前文所述，电力系统谐波造成低劣的供电电能质量，严重危害电力系统的安全稳定运行和电网电气设备、用户用电设备的安全。在现有的技术水平下，为避免谐波的危害，保障电网及用户的利益，对电力系统的谐波抑制，已经成为电气工程学科的一个热门研究领域。目前对电力系统谐波抑制的方法主要可以分为预防性电力谐波抑制技术和补救性电力谐波抑制技术两种方法。

3.1预防性电力谐波抑制技术

预防性电力谐波抑制技术是指在设计构建系统或设备的过程中，通过选取合理的线路结构及元件参数，避免产生谐波或减少谐波。常见的预防性电力谐波抑制技术有如下几种：

（1）利用设备的电气特性。该方法主要是对电气设备采用有效的接线方法或结构形式来减少或消除接入电力系统的设备所产生的谐波。比如对于变压器来说，其绕组采用三角形的接线方式能隔断3倍频谐波电流的流通。

（2）配电网重构。对多个谐波源同时接入电网的情况，可通过对配电网重构的方法，实现降低公共连接点总的谐波限值。这种方法是通过对配电网中的负荷进行再分配，限制负荷中非线性负荷的比例，控制非线性负荷产生的谐波电流在一定的范围内，使公用母线上的谐波电流限值不超过电力部门制定的标准。该方法只是达到降低谐波限值的目的，并没有达到谐波隔离的效果，谐波电流仍会注入电网中，有可能对电网及其他用户造成损害。显然，这并不是一种合理的谐波抑制的方法。

（3）多脉波整流技术和高功率因数PWM整流技术。多脉波整流技术是将两个或更多个相同结构的整流电路按一定的规律组合，将整流电路进行移相多重联结，利用各整流负载的谐波电流相位差，使其相互叠加后可削弱或抵消电源输入端的部分谐波电流。例如12脉波整流技术可以有效削弱5次和7次谐波，24脉波整流技术可以有效消除11次和13次谐波。随着技术的发展，多脉波整流技术的脉波数可以达到一个很高的值，但同时也使系统结构更为复杂，需要对其可靠性、经济性等因素进行全面衡量。

3.2补救性电力谐波抑制技术

补救性电力谐波抑制技术是指为了解决已经存在的谐波问题而采取的技术手段，主要是在电网谐波源处加装滤波装置。常见的滤波装置有如下几种：

（1）无源滤波器。无源滤波器也称为LC调谐滤波器，是由滤波电容器、电抗器和电阻器适当组合而成的无源滤波装置。无源滤波器的基本工作原理为：由电感，电容和电阻组成的无源电路网络，通过将电容和电感调谐到对某一次谐波电流频率发生谐振，对该次谐波电流形成低阻抗支路以分流该谐波电流，从而达到在电网中滤除谐波电流的目的。无源滤波器结构简单、易于实现、设备投资较少、运行费用较低，是迄今为止应用范围最广的一种滤波手段。然而，由于无源滤波器只工作于特定频率，所以实际应用中通常用几组单调谐滤波器和一组高通滤波器相互配合组成滤波装置，以达到滤除主要的各次谐波分量的目的，但是这样容易造成各组调谐滤波器之间的相互影响，使调谐变得困难；而且无源滤波器受其电容电气特性的影响，容易和系统阻抗发生谐振，损害电容器件，严重时，甚至会使系统崩溃。

（2）有源滤波器。如图1所示，有源滤波器是通过检测补偿对象的谐波电流，然后通过控制电路注入一个与谐波电流相位相反的补偿电流，抵消谐波电流的影响，实现电源电流波形的正弦化。随着材料科学的发展以及大功率电力电子器件的开发应用，有源滤波器在耐压以及容量等问题上还有很大的发展空间。

（3）混合型有源滤波器。混合型有源滤波器是由有源滤波器和无源滤波器相结合组成的混合型滤波装置。装置的有源滤波器可以快速地补偿谐波，而无源滤波器可以同时进行谐波过滤和无功补偿，提高了滤波补偿的效率。当前混合型有源滤波器主要有串联式混合型有源滤波器和并联式混合型有源滤波器，其中并联式混合型有源滤波器的应用空间更广，已在多个直流输电工程中得到应用。

4.结语

综上所述，电力谐波给电网带来的危害是明显的，因此，我们有必要针对电力系统的谐波问题，采取科学的技术进行抑制，这不仅可以提高供电设备工作的稳定性与效率，而且能在保证供电质量的前提下降低供电的成本，对电能高效使用有着重要的指导意义。 [科]

【参考文献】

[1]张铁柱等.海油平台电力系统谐波分析及抑制技术研究[J].2009年度海洋工程学术会议论文集（下册）.

电力谐波检测 第12篇

近年来大量变流型负荷的广泛应用造成了电网谐波污染,对用户设备的安全运行构成威胁。有源电力滤波器APF(Active Power Filter)是一种能有效抑制谐波污染的主动式补偿装置[1]。其性能的好坏很大程度上取决于对谐波电流实时、精确的检测,因此它所采用的谐波电流检测方法具有重要的意义。现有的谐波电流检测方法主要有快速傅里叶变换法[2]、瞬时无功功率理论[3]、小波变换和自适应[4]等,但是各自的缺陷限制了这些方法的进一步应用。

在APF的谐波检测中,基于自适应噪声对消技术的定步长算法跟踪精度较高,但算法收敛速度太慢[5],不能满足实时跟踪的要求。为了提高定步长最小均方(LMS)算法的收敛速度,一些文献提出了变步长最小均方VSSLMS(Variable Step Size Leas Mean Square)算法[6,7,8,9,10]及动量项最小均方MLMS(Momentum Least Mean Square)算法[11],使得算法的收敛速度有了很大的提高,但在低信噪比的情况下其跟踪的基波会产生一定的稳态失调,而且当负载突变情况下,会造成跟踪精度的降低。

本文提出一种动态因子最小均方DFLMS(Dynamic Factor Least Mean Square)谐波检测算法。该算法以误差信号的自相关估计作为权值调整的依据,通过引入动态因子用以降低对瞬时误差自相关值的敏感性,从而减小了低信噪比情况下的稳态失调,增强了算法对噪声的抗干扰性。该算法对均方误差的时间平均进行限幅以及通过动态因子对步长进行微调,加快了动态响应速度,减少了稳态失调。通过仿真给出算法的性能分析。实验结果表明该方法不但加快了算法的跟踪速度,而且提高了跟踪精度,减小了稳态误差,具有较好的自适应能力。

1 自适应谐波检测

1.1 自适应噪声对消法原理

自适应噪声对消技术是Widrow在信号处理中提出的一种信号处理方法,该方法具有自适应和自学习能力,可以把一个期望信号s从加性噪声n0中分离出来,使检测系统始终工作在最优状态,其工作原理如图1所示。检测系统有2个输入:原始输入s+n0和参考输入n1。其中s和n0、n1都是不相关的,而n1和n0是相关的。自适应滤波器通过所采用的算法自动调整自身参数,使得滤波器输出n0*无限接近噪声信号n0,从而使误差信号e逼近期望信号s,达到抵消噪声n0的作用。可以证明当自适应滤波器调节完成后,其输出信号n0*是噪声信号n0的最小方差估计。该方法无需信号和噪声的先验知识,通过对消技术减去噪声,可获得更好的期望信号s[12,13]。

1.2 APF工作原理

APF工作原理如图2所示。

APF通过谐波检测电路检测非线性负载电流iL(t),并计算出应补偿的电流期望值ic*(t)。然后采用适当的控制方法通过功率逆变器产生相应的补偿分量ic(t)并注入电网中,以达到消除谐波的目的。对流过非线性负载的周期性非正弦电流iL(t)进行傅里叶分解:

其中,i1(t)为基波电流;ih(t)为谐波电流总量。这里,谐波检测电路无需检测出各次谐波分量,只需检测除基波电流、基波有功电流之外的谐波电流总量ih(t)即可。

1.3 APF的自适应谐波检测

将自适应噪声对消技术用于APF谐波检测,结构如图3所示。

其中,滤波器输入信号iL(n)表示非线性负载电流的采样值,参考输入x1(n)、x2(n)分别表示系统电压经锁相环后得到的正、余弦信号,w1(n)、w2(n)分别表示参考输入x1(n)、x2(n)的权值,权值大小根据算法进行在线调节,y(n)为自适应滤波器的输出,e(n)为用于权值调节的误差反馈信号。

在APF自适应谐波检测中,将iL(n)中的基波分量i1(n)视为期望信号,所有谐波电流总量ih(n)视为噪声信号。根据误差反馈信号e(n)控制权值W(n)的迭代,使得权值W(n)逼近最佳权系数Wopt。当W(n)达到最佳权系数时,输出y(n)即逼近基波分量i1(n),从而得到谐波电流总量ih(n)。根据LMS算法原理,记W(n)=[w1(n)w2(n)]T,X(n)=[x1(n)x2(n)]T,则迭代公式为

2 动态因子LMS算法

当采用式(2)定步长LMS算法求取加权系数W(n)时,由于步长选取一定,因此在权值迭代过程中,为了保证跟踪精度,势必影响权值W(n)的收敛速度。为此,本文提出动态因子LMS算法,在保持跟踪精度的基础上,极大加快权值的收敛速度,并提高了其稳定性。具体算法如下:

其中,k为动量系数(0

其中,βmax限定了最大收敛速度,其选取应保证算法的稳定性,通常为一较大的正数;βmin保证了算法收敛阶段较小的稳态误差,其选取应兼顾稳态失调和收敛速度的要求,通常为一接近于零的较小正数;而μmax、μmin步长选取与βmax、βmin类似,一般情况下μmax可选取为接近定步长LMS算法的临界稳定步长值[14]。

3 DFLMS算法性能分析

DFLMS的性能包括动态因子和步长的稳定性、算法的收敛性。

3.1 动态因子和步长的稳定性

由式(3)可知:

将权系数矢量及动态因子迭代式(3)写成另一种形式:

其中,V(n)=W(n)-Wopt为权误差矢量。因此式(7)(8)的均值可写为

其中,R=E[X(n)XT(n)]为输入信号矢量X(n)的自相关矩阵,ξ(k)=E[e2(k)]为均方误差。

设均方误差ξ(k)<ξmax,则动态因子均值的稳定条件为E[β(∞)]=λξmax/(1-η)。

若步长和权矢量及输入信号矢量是统计独立的,则步长均值的稳定性条件为E[μ(∞)]<2(1-k)÷λmax。式中,λmax为输入信号矢量自相关矩阵R的最大特征值。

3.2 算法收敛性

在稳定性条件下,很明显E[V(∞)]=0。则由滤波器输出及误差反馈量,均方误差可表示为

其中,符号tr()表示矩阵的迹,为矩阵主对角线元素代数和。因此分析均方误差即分析权矢量矩阵V(n)的收敛性,则

考虑到矩阵R为Toplize阵,且R=QΛQ-1,式中Λ=diag{λ1,,λN}为对角矩阵,λi为自相关矩阵R的第i个特征值。则式(10)可写为

其中,。

由上可得,最小均方误差ξMSE收敛即表示矩阵V(n)收敛,即对角线的总和收敛。而

其中,G=[λ1,,λN]T。由上可知:

所以ξMSE收敛条件是G中特征值全部在单位圆内。

4 仿真分析

初始收敛速度及稳态iL=i1+ih失调是衡量自适应滤波算法性能优劣的重要技术指标,本文从这两方面对定步长算法及DFLMS算法进行仿真分析。图4为仿真电路,非线性负载为单项桥式全控晶闸管整流电路后带RL负载,触发角为30°。负载电感L1=100 mH,负载电阻R1=15Ω。交流电压源电压us=220 V/50 Hz,电源内电感LS=0.5 mH。

在0 s投入谐波检测系统,权系数w1、w2初值均为0,检测系统在一个基波周期的迭代次数N=2 000。首先对传统定步长LMS算法仿真。图5(a)所示为非线性负载电流iL的仿真波形。图5(b)(c)所示为在相同的非线性负载电流条件下步长μ=0.001和μ=0.006时检出的基波电流的仿真波形。

由图5可见定步长LMS算法的内在固有缺陷带来性能上的矛盾:选取小的μ值,可以确保稳态时具有小的失调,但算法收敛速度偏慢。选取大的μ值,可以使收敛速度加快,跟踪能力更强,但是具有更大的稳态误差。

针对图4所示的电路,采用定步长算法(LMS)、变步长算法(VSSLMS)、动量项变步长算法(MLMS)及动态因子LMS算法(DFLMS)进行仿真研究。在0 s投入谐波检测系统,在0.1 s时晶闸管整流桥投入新的RL负载,负载电流幅值由10 A突变到20 A,用以进行突变负载情况下的仿真研究。对于LMS算法,步长μ取为0.005。其余算法中,步长选取μmin=0.005,μmax=0.01,步长初值为μmin。对于DFLMS算法,动态因子选取βmin=0.005,βmax=0.01,动态因子初值为βmin。其余参数选取如下:α=0.97,k=0.6,η=0.97,γ=0.510-3。由图6所示(图中,曲线1、2、3分别为VSSLMS、MLMS、DFLMS算法波形)仿真波形可知,与LMS算法相比,DFLMS算法具有很快的响应速度,收敛时间比定步长算法缩短约一个基波周期。与VSSLMS算法相比保持了MLMS算法的动量项又加速了算法的收敛速度。与MLMS算法相比在相近的响应速度下具有更小的稳态失调,提高了跟踪后的精度。

5 实验分析

本文实验装置采用晶闸管整流桥作为系统非线性负载,对相电流进行A/D转换及检测分析。主控制板以2块TI公司的TMS320F2812DSP芯片作核心运算及采样控制,以Altera公司的Cyclone EP1C12Q24017NFPGA芯片作为双口RAM并行处理数据,电流采样采用霍尔传感器(LEM)LA25-NP。在电流检测过程中,通过查表方式获得参考输入所需正余弦数据,对A相电压过零同步信号进行检测,在每一个电网周期起始处产生中断信号使处理器定位过零点。图7(a)所示为负载侧三相电流及a相电压波形,图7(b)为采用改进谐波检测算法,三相三线制APF投运后电网侧三相电流和a相电压波形。APF投运前后系统侧电流基波和各次谐波电流峰值对比表如表1所示。从中可以看出,APF投运后各次谐波电流均显著降低,谐波电流的总畸变率THDI分别从38.5%、34.1%、36.4%下降到3.82%、3.3%、3.9%。基波电流略有增加,基本满足了在较低信噪比情况下动态响应速度和检测精度,具有较强的抗干扰能力。

6 结论