电参数变化范文
电参数变化范文（精选7篇）
电参数变化 第1篇
1 实验条件
选取了D油田H油层7口井的22块粉砂岩岩样作为实验岩心, 其中用于考察温压变化实验的岩样有12块, 用于考察矿化度变化实验的岩样有10块。岩心均打磨为直径2.5 cm, 高度2.5 cm的圆柱体, 进行洗油、洗盐, 以除去样品中的残余油和盐分。孔隙度分布范围为4.2%~30.8%, 渗透率分布范围为 (0.01~333.09) ×10-3μm2, 如图1所示, 岩样既有特低孔特低渗岩样, 也有中高孔渗岩样, 尽可能的包含了不同物性的岩样。
温压变化实验中, 分别选取常温常压和高温高压 (65℃, 有效围压65 MPa) 两种条件进行岩电测量, 地层水均选用9 000 mg/L的Na HCO3溶液, 以排除矿化度变化带来的影响。
地层水矿化度变化实验中, 分别配制了6 000 mg/L、9 000 mg/L、12 000 mg/L的Na HCO3溶液作为地层水, 三种矿化度条件下均选用常温常压, 以排除由于温度和压力不同对岩电参数带来的影响。
2 温压及矿化度变化对岩电参数的影响
对于不同温压下的岩电实验, 根据阿尔奇公式 (1) 和式 (2) 。
式中:F为地层因素;I为电阻增大系数;Rt为岩样不同含水饱和度时的电阻率值, Ω·m;R0为岩样完全含水时的电阻率值, Ω·m;Rw为地层水电阻率值, Ω·m;为孔隙度, %;Sw为含水饱和度, %;a、b为与岩性有关的比例系数。
令a=1.0, 求取每块岩样的胶结指数m, 并回归每一块岩样的饱和度指数n和系数b, 从而研究每块岩样岩电参数变化规律。图2、图3、图4分别给出了不同温压下的胶结指数m、饱和度指数n以及岩性系数b与孔隙度的交会图。从图中可以看出, 高温高压下的胶结指数m均高于常温常压下的m值。而对于饱和度指数n, 当孔隙度大于14%时, 高温高压下的饱和度指数n高于常温常压下的n值;当孔隙度小于14%时, 则呈现相反的规律。岩石系数b值基本不随温压变化而变化, 没有明显规律。这是由于随着温度的升高, 岩石中导电离子运动加快, 导电性能变好, 电阻率降低, 但Ro和Rw变化率不一致, 导致m发生变化, 另一方面温度升高导致岩石孔隙度变大, 孔隙喉道膨胀, 引起岩石导电能力增强, 导致饱和度指数变小。随着压力的升高, 导致岩石内导电路径变得更加复杂, 迂曲度增大, 导致岩样电阻率Ro和Rt增大, 但压力的增大并不能改变地层水电阻率Rw;因此导致m和n增大。当温度和压力同时升高时, 压力变化带来的影响要大于温度变化带来的影响, 因此导致m和n值增大, 但在低孔渗岩样中, n值出现了相反的规律, 这可能是由于温度变化对低孔渗岩样的影响要大于压力变化带来的影响造成的。
对于地层水多矿化度实验, 同样根据阿尔奇公式分别求取了每块岩样在地层水6 000 mg/L、9 000mg/L、12 000 mg/L条件下的岩电参数值, 如表1所示, 随着矿化度的升高, 每块岩样的胶结指数m均出现增大的规律。对于饱和度指数n, 无论是中高孔渗岩样, 还是低孔渗岩样, 均随着矿化度的增大而增大, 两者是一致的。岩性系数b则没有统一的变化规律, 且变化范围较小。
3 温压及地层水矿化度变化对饱和度定量解释的影响
在实际测井解释中, 一方面受传统理论的影响, 测井解释人员忽视了温压变化对岩电参数的影响, 另一方面由于高温高压实验较复杂且成本较高, 测井解释人员常用常温常压岩电实验得到的岩电参数m、n等值来计算含油气饱和度, 这样的方法求得的饱和度显然是不准确的, 并引出了一系列的问题:温压变化引起的饱和度计算误差究竟有多大;如果从成本角度考虑, 用常温常压实验数据得到的岩电参数来求取含油气饱和度, 精度是否已经满足测井解释的要求, 而无需成本较高的高温高压实验。笔者针对这一系列问题进行了如下研究。
实际测井处理过程中的电阻率曲线是在高温高压的地层环境中测量得到的, 本次高温高压实验的所选用的温度、压力以及矿化度均模拟了实际地层环境, 因此认为高温高压实验所测得的不同含水饱和度时的岩石电阻率值接近实际测井中得到的电阻率值, 并分别利用常温常压岩电实验和高温高压实验得到的岩电参数值, 根据阿尔奇公式 (1) 与式 (2) 求得岩样的含水饱和度Sw常与Sw高, 公式如下:
式中:a常、b常、a高、b高为常温常压和高温高压条件下的岩性系数;m常、m高为常温常压和高温高压条件下胶结指数;n常、n高为常温常压和高温高压条件下饱和度指数;Rw常、Rw高为常温常压和高温高压条件下的地层水电阻率值, Ω·m;Sw常、Sw高为常温常压岩电参数和高温高压参数求得的含水饱和度, 小数。
利用式 (3) 和式 (4) 分别求出两种条件下每块岩样含水饱和度的平均绝对误差ΔSw常和ΔSw高, 如图5所示, ΔSw常要明显高于ΔSw高, 且两者与孔隙度均没有明显的相关性, ΔSw常平均值为4.8%, ΔSw高平均值约为1.0%, 两者相差3.8%, 对于含水饱和度的计算, 这个误差显然是不能忽略的。这说明在利用阿尔奇公式求取泥质砂岩储层含水饱和度时, 应模拟实际地层温度和压力进行岩电实验求取地层的岩电参数, 从而避免温度和压力变化对求取含水饱和度的影响。
为考察地层水矿化度变化对岩电参数影响, 进而引起求取含水饱和度不准确的问题。假设12 000mg/L为真实地层水矿化度, 该条件下测得的岩样电阻率值为地层的真实值, 分别利用地层水矿化度为12 000 mg/L、9 000 mg/L、6 000 mg/L条件下的岩电参数和矿化度为12 000 mg/L时的岩样电阻率值, 根据阿尔奇公式, 分别求取含水饱和度并与岩心分析含水饱和度对比, 可得到含水饱和度平均绝对误差分别为ΔSw1、ΔSw2、ΔSw3。从图6和图7可以看出, 利用低矿化度条件下的岩电参数计算含水饱和度时, 由于地层水矿化度降低对岩电参数的影响, 使得计算出的含水饱和度低于岩心含水饱和度, 且随着矿化度偏离真实矿化度程度增大, 误差也逐渐增大, 其中ΔSw1的平均值为1.6%, ΔSw2的平均值为6.4%, ΔSw3的平均值为11.2%, 显然矿化度变化对求取含水饱和度的影响是十分显著的, 是不可忽略的, 而且从图7中还可以看出, 随着孔隙度的增大, ΔSw2、ΔSw3有逐渐减小的趋势。
上述研究说明在利用阿尔奇公式求取泥质砂岩储层含水饱和度时, 如果实验室条件下的地层水矿化度值低于真实地层矿化度, 会造成含油饱和度偏高, 因此在应尽可能使用实际地层水矿化度进行岩电实验来求取地层的岩电参数, 从而避免地层水矿化度变化引起岩电参数变化, 进而影响求取含水饱和度。
4 结论
(1) 高温高压下的胶结指数m要比常温常压下的值大, 对于中高孔渗岩样, 高温高压下的饱和度指数n要比常温常压下的值大, 对于低孔渗岩样则规律相反, 岩性系数b基本不随温压变化而变化。
(2) 随着地层水矿化度的增大, 胶结指数m和饱和度指数n均增大, 岩性系数b无明显变化。
(3) 温压和矿化度变化会引起岩电参数的变化, 进而引起含水饱和度饱和度计算误差, 这个误差值较大, 不能忽略, 因此在实际测井解释过程中, 求取岩电参数时, 应当模拟实际地层条件下的温度、压力以及地层水矿化度, 提高测井解释精度。
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现场智能电参数采集模块设计 第2篇
许多工业设备在现场运行过程中, 需要对相关参数进行实时在线检测, 随时了解其电流、温度、功率等参数。众多用户迫切需要一种安全可靠、实施快速的交流电量检测仪器, 有效地对参数进行测试。
2 系统设计
智能现场电参数采集系统的整体设计共包括七大模块:控制处理芯片STC12C5A60S2, 电参数采样电路模块, 4-20m A信号输出模块, 485通信模块, 掉电保护模块和辅助输出及调试模块, 供电电源。STC12C5A60S2单片机是本系统的核心单元, 它负责整个程序的运行, 将从CS5463测量电路中采集到的电参数读出, 然后根据通信协议将处理后的数据通过485通讯电路上传到上位机处理并显示。在此系统中采用RS485主从式结构:从机不主动发送命令或数据, 一切都由主机控制。并且在一个多机通信系统中, 只有一台单机作为主机, 各台从机之间不能相互通讯, 即使有信息交换也必须通过主机转发。
本模块系统的结构示意图如下图1:
系统整个程序共分为三大部分:系统上电初始化, 主循环程序设计, 通信程序设计。每一部分完成特定的功能, 首先, 由电量采集系统通过电压互感器和电流互感器采样模块获取交流电的模拟信号, 信号经过CS5463进行数据计算处理, 这时单片机等待CS5463处理完毕的信号, 一旦接到信号, 单片机马上读取CS5463获取各种电参数, 同时, 单片机等待上位机发来的命令, 来执行相应的中断服务程序, 在中断服务程序中, 上位机可以请求读取各种电参数, 可以修改模块地址, 可以控制指示灯和继电器, 可以进行电参数的校准, 可以设置 (4-20) m A信号的输出等。
2.1 模拟信号输入电路的设计
CS5463内部具有两个△-∑调制器对模拟量采样处理, 因此我们可以直接将模拟信号输入芯片, CS5463就可以自动采样计算, 但在输入模拟信号之前, 必须将市电转换为毫伏毫安级的模拟信号才能直接接入CS5463, 否则会烧坏芯片, 且非常危险。因此要考虑模拟信号的输入电路的设计, 在这里采用了电压互感器和电流互感器将交流电压, 交流电流转换为毫伏级的交流电, 采用这种方式既可以满足要求, 又做到了强弱电的安全隔离, 同时隔离了干扰。
如图2所示取交流电压的一侧, 首先根据测量范围确定电压互感器的型号, 通过查阅CS5463的技术资料, 其加在VIN+和VIN-之间的采样电压在150m A左右为最佳采样信号, 选用常用的2m A/2m A电流互感器, 在互感器输出侧串入100Ω的电压变换电阻R3, 在交流电压中串入一个250K的大电阻R1, 这样输入侧的交流电压就变为100m V左右的采样电压。同理, 将交流电流的输入电路通过10A/10m A电流的电流互感器LH1, 从而实现了强弱电的隔离转换, 再在电流互感器的输出侧串入一个10Ω的电阻R2, 10Ω×10m A=100m V, 也可以得出满意的采样电流信号。
2.2 测量电路的接口电路设计
CS5463由2个可编程增益放大器、2个△-∑调制器、配套的高速滤波器、功率计算引擎、偏置和增益校正、功率监测、串行接口及相应功能寄存器等组成。2个可编程放大器采集电压和电流数据, △-∑调制器对模拟量采样处理, 高速数字低通或可选的高通滤波器滤取可用电压电流数字信号, 功率计算引擎计算各类型的功率, 电压、电流, 并将计算的功率值通过串行接口对外输出, 既可以接EEPROM, 也可以接微控制器。该电路还有能量脉冲信号输出模块, 可以直接外接计数器或步进电机, 省去微控制器直接外送用电量, 降低电表类产品的成本。
2.3 (4-20) mA信号输出电路设计
在工业现场, 用一个仪表放大器来完成信号的调理并进行长线传输, 会产生以下问题:第一, 由于传输的信号是电压信号, 传输线会受到噪声的干扰;第二, 传输线的分布电阻会产生电压降;第三, 在现场如何提供仪表放大器的工作电压。为了解决上述问题和避开相关噪声的影响, 采用电流来传输信号, 因为电流对噪声并不敏感。4m A~20m A的电流环便是用4m A表示零信号, 用20m A表示信号的满刻度, 而低于4m A高于20m A的信号用于各种故障的报警。
2.4 串行通讯485接口电路设计
RS-485串行总线接口标准以差分平衡方式传输信号, 具有很强的抗共模干扰的能力, 允许一对双绞线上一个发送器驱动多个负载设备, 工业现场控制系统中一般都采用该总线标准进行数据传输。由于RS-485通讯是一种半双工通讯, 发送和接收需要共用同一物理信道。在任意时刻只允许一台单机处于发送状态。半双工通讯对主机和从机的发送和接收时序有严格的要求。如果在时序上配合不好, 就会发生总线冲突, 使整个系统的通讯瘫痪, 所以总线上的设备在时序上的严格配合。单片机通过485与上位机通信主要宗旨是, 实时性要强。即上位机对模块要随叫随到。因此我们采用串口中断方式, 且模块在没有进入中断时, 时刻处在等待接收数据状态。一旦上位机有数据到来, 模块便进入接收中断, 执行相应命令。针对模块的485通信软件设计, 用VB编写了一个上位机通信调试软件, 软件界面如图3所示。
此软件是根据下位机制定的通信协议编写, 能够读取模块的所有电参数, 并进行模块地址的设置、电参数校准, 控制数字量的输出, 搜索模块的地址, 查看模块的好坏, 进而达到通过传输错误次数来检测通信质量的目的。
2.5 电参数校准程序设计
CS5463可以精确测量电参数的前提是进行校准设置, 校准是通过软件设置写入CS5463的相应寄存器来实现的。为了方便模块及时校准精度, 设计了通过上位机来校准模块的通信程序。CS5463的校准主要有三部分:电压增益校准, 电流增益校准, 功率偏移校准。增益校准与模块测量最大值密切相关, 一个测量范围对应一个增益值。在进行增益校准时, 将模块的最大输入量加在模块上 (如电压250V, 电流10A) , 然后读取增益值, 写入EEPROM, 等待看门狗复位, 复位后重新读取EEPROM, 并重新设置CS5463的增益值。功率偏移校准类似, 只是其偏移值没有规律, 需要进行尝试, 多次设置校准实现。
结语
系统设计过程中, 最难的部分是电参数的读取和通信协议的编写。对电参数的读取也就是对CS5463的操作, 因为CS5463遵循严格的SPI通信时序, 因此在用单片机普通IO口模拟SPI通信时, 必须严格按照读写CS5463的时序来对芯片进行操作, 否则会造成读写数据错误, 导致系统崩溃。作为工业应用级产品, 强大的通信功能是系统不可或缺的部分, 通信协议的制定尤其重要。开始没有充分注意到通信协议的重要性, 只编写了一些未加校验的简单通信协议, 结果在现场应用时, 系统参数被改写, 导致系统很快瘫痪。在应用国际标准的CRC16系统数据冗余校验算法进行数据的校验, 重新改写了通信协议后, 通信良好, 保证了数据通信的精确无误。通过将上述硬件、软件部分进行有效的融合, 进行充分的实验、测试和标定后, 整个系统具有一个相对良好的测量精度和通信性能, 现已投入实际使用当中, 经测量和现场验证, 模块的测量和输出精度可以达到千分之五以内, 电流可以控制在千分之二以内完全满足大多数工业生产的要求。
参考文献
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电参数变化 第3篇
光电开关, 是光电传感器中的一种类型. 通常它由一光电发射器与一个光电接收器组成, 也可由一光电发射器与两个光电接收器组成. 光电开关根据光的传递方式, 可分为传输型光电开关 (Transmissive Optical Switch) 和反射型光电开关 (Reflective Optical Switch) 两种. 传输型光电开关通常将发射器和接收器面对面放置, 光线通过外壳上宽度0.5～2 mm左右的缝隙由发射器传至接收器. 当有物体在发射器和接收器之间时, 光线被阻挡, 光电开关处于“关”的状态; 反之, 光电开关处于“开”的状态. 反射型光电开关中的发射器和接收器则成一定角度, 在有较高反射率的反射物存在时, 光电开关处于“开”的状态; 否则光电开关处于“关”的状态. 光电开关中的发射器一般采用红外发射器 (IRED) , 但也可采用可见光发射器, 即LED. 红外发射器所用半导体材料一般有两种, GaAs和AlGaAs. 前者的发光峰值波长为940 nm, 后者为880 nm[1]. 接收器则可采用光电二极管或光电三极管[2].
光电开关在汽车工业、工业自动化设备、办公设备、医疗设备以及光控玩具等行业有着广泛的应用[3,4,5].在不同应用场合, 对光电开关的要求也各不相同. 一般而言, 光电开关都需要满足发射器在一定驱动电流下, 接收器在一定工作电压下集电极电流在要求范围内. 外壳结构参数对投射到接收器的辐射强度, 进而对接收器集电极输出电流的大小有很大影响.如何选取这些参数是光电开关设计中的一个关键。文中对不同外壳结构参数下光电开关中发射器投射到目标区的辐射强度进行了数值计算, 以便进一步了解这些参数对光电开关输出的影响.
1 光电开关结构
设计的光电开关由一个发射器、一个接收器和一个塑料外壳组成. 红外发射器和接收器之间的距离为10 mm, 如图1所示. 塑料外壳用于固定发射器和接收器, 在发射器和接收器侧的塑料外壳分别有一0.5 mm宽的狭长间隙, 用于红外线的传输. 见图2.
2 射线追踪法及辐射强度计算
射线追踪法是一种基于随机方法Monte Carlo法的数值模拟方法. 光的能量可以认为是由许多光束所携带能量的总和. 对红外半导体晶片, 光子在PN结区产生, 通过晶片中的透明部分向四周辐射[6].通过在晶片表面随机发射相当数量光束, 可以模拟红外光或可见光的强度在空间的分布状况, 以及在不同情况下目标区域所接收到的光的能量.
以晶片顶部表面为例, 首先用两个随机数 (ξ1, ξ2) 确定随机点在顶部表面的位置为
光束由随机点在晶片顶部发出, 其空间方向则由另外2个随机数确定
φ角与β角的定义见图3. 设表面辐射满足兰贝特定律 (Lambert’s Cosine Law) , 平行于z轴方向光束的能量为1, 则与z轴方向成φ角的光束能量为cosφ; 由式 (2) 计算得到的随机角度φ只能保证在
其中方向余弦为
光束与透镜相交后, 在入射平面内以与透镜曲面法线方向成θ2角度的方向射出, 见图4, 然后再判断是否与目标区平面相交在目标区内. 折射角与入射角之间的关系满足折射定律, 又称Snell定律[7]
式中, n1, n2分别为入射光和折射光所在介质的折射率;θ1, θ2分别为入射角和折射角.
光束在透镜曲面的透射比按式 (5) 计算[8]
另外, 由于光束是从光密介质进入光疏的空气介质中, 如果光束的入射角θ1大于临界角θc, 则会产生全反射, 光束到达透镜曲面后不能射出, 而被反射回发射器内. 被反射回发射器内的光束有可能被吸收, 也可能通过一次或多次反射由透镜曲面射出. 由于这部分能量所占比例较小, 为简化计算而予以忽略.
计算过程中在{O′;
则坐标变换关系式为[9]
3 算例及计算结果与分析
文中用上述射线追踪法计算了一光电开关中外壳结构参数对红外发射器辐射强度的影响.首先计算了没有塑料外壳, 即红外发射器与接收器前均没有遮挡物的情况, 见图5. 透镜为半球形, 半径为0.82 mm, 材料为环氧树脂, 折射率为1.5, 临界角41.81°.空气折射率取1.0. 晶片尺寸0.250.250.23 mm, 目标区宽0.5 mm, 长1.65 mm, 也即接收器前外壳槽道缝隙的尺寸. 晶片底部通过银胶 (Silver Epoxy) 被固定于支架的杯体内. 杯体呈圆锥形, 内部反射率取0.92. 晶片顶部及杯体内部在打完金线 (Wire Bonding) 后, 填充并覆盖有硅胶 (Silicone Gel) , 其折射率与环氧树脂十分接近, 故也取为1.5. 计算表面包括晶片顶部和4个侧面的上半部分, 晶片的下半部分材料对光子具有吸收性.4个侧面的计算考虑了杯体内表面对光束的反射.
计算结果如图6所示.横坐标为目标区到透镜顶部的距离, 纵坐标为不同距离下投射到目标区的能量与距离为3 mm时投射到目标区能量的比值.随着目标区至透镜顶部距离的逐渐增加, 离开红外发射器到达目标区的能量逐渐减小, 即辐射强度逐渐减小.当距离比较小时, 投射到目标区能量的减小值相对较大.
发射器前有槽道缝隙时 (如图7所示) , 槽道缝隙宽度对投射到目标区的能量有影响.图7为在目标区与红外发射器间距离为10 mm时槽道缝隙宽度对投射到目标区的能量的影响.纵坐标为不同槽道缝隙宽度与0.5 mm槽道缝隙宽度时投射到目标区能量的比值.结果显示增加槽道缝隙的宽度可增加目标区的辐射强度, 尤其是当槽道缝隙比较窄的时候, 辐射强度的增加比较明显. 随着缝隙宽度的增加, 辐射强度的增加值逐渐减小.
最后计算了目标区前也存在槽道缝隙时的情况, 此时目标区的宽度与槽道缝隙宽度相同, 并随缝隙宽度的变化而变化, 如图9所示.这种情况与光电开关中投射到接收器前的红外辐射状况比较接近.计算结果见图10, 其中纵坐标为不同宽度与0.5 mm宽度时投射到目标区能量的比值.结果显示, 槽道缝隙及目标区宽度增加时, 投射到目标区的能量的增加十分明显.
4 结 论
文中采用基于Monte Carlo法的射线追踪技术, 对不同外壳结构参数下光电开关中发射器投射到目标区的辐射强度进行了计算. 随着目标区与发射器之间距离的增加, 辐射强度逐渐减小. 计算结果还显示了外壳槽道缝隙宽度对目标区辐射强度的影响. 随着槽道缝隙宽度的增加, 目标区的辐射强度也逐渐增大. 当槽道缝隙宽度增加到一定值后, 目标区辐射强度的增加逐渐趋缓. 计算结果有助于了解关电开关中的光学特性; 而且, 在此基础上有助于对光电开关设计过程中的一些结构参数如槽道缝隙的宽度及其厚度等进行合理选取.
摘要：采用射线追踪法, 计算了发射器与目标区不同距离时投射到目标区能量的变化, 随着距离的增加, 投射到目标区的能量逐渐减少;同时, 还计算了光电开关外壳上的槽道缝隙宽度以及目标区宽度变化时, 投射到目标区能量的变化.计算结果有助于了解关电开关中的光学特性;而且, 在此基础上也可为光电开关设计过程中的一些外壳设计参数的合理选取提供参考.
关键词：红外光电开关,光电开关设计,射线追踪法
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一种实现光耦电参数测试的方法研究 第4篇
随着光电技术在科技领域的广泛应用,光电耦合器已经成为目前广泛使用的一种元器件。它是一种把红外光发射部件、红外光接收部件以及信号处理电路等封装在同一载体内的器件,其中光起到传输媒介作用,通常用于电气隔离和信号放大。
光耦的应用非常广泛,它在出厂检测时需测试的电参数较多,部分生产厂家和大多的用户单位使用单一参数测试法,逐一进行电测试、然后手工记录测试结果,工作效率相对较低,为了改变这种测试现状,我们设计了一个新的综合测试系统,结合可编程的程控示波器自动采集测试数据,实现光耦全参数自动测试。
2 测试系统总体设计
通常在测试光耦电参数的时候有两种模式,第一种模式为:完全利用分离的电源、数字表和示波器,搭建测试台测试,不仅线路较为麻烦,加压和测流采用不同的的仪器进行,测试速率较慢。第二种模式为设计简易测试仪进行多参数(包括时间参数)测试,这种模式下在时间参数测试时,由于无法达到高性能示波器无失真实时波形采集的能力,容易带来测试的不准确,现在我们在结合两种模式的优缺点,采用独立设计高性能测试系统,设计测试程控恒压源、程控恒流源对光耦输入输出直流参数进行测试,设计高性能PCI卡,结合GBIP接口程控高精度示波器相的方法对时间参数进行测试,有效的解决了测试的便捷性和准确性问题。
我们设计的光耦集成测试系统框图如图1,系统硬件主要由主控计算机、测试机柜、测试适配器三部份组成,主控计算机通过计算机PCI插槽,连接测试机柜内部总线控制器,而总线控制器则通过系统总线对测试机柜内部的各种资源板卡实现有效的控制以及传输数据,测试主机柜中还包含设计光耦测试时需要的可调节恒流源、恒压源、电压测量单元及微弱电流检测单元等硬件资源。
当测试系统需要对内部的各个测试板卡资源进行自检、计量的时候,可以通过总线控制器提供的IEEE_488接口,程控高精度数字表,实时采集输出电压并进行判断,而这以往通常需要手工逐点记录和计算。另外,系统总线控制器还提供测试系统与计算机接口卡的连接、与打印机、测试控制盒、测试仪工作状态指示灯等的连接。
测试适配器位于测试机柜上,适配器包含器件装夹接口插座、测试继电器矩阵、各种通用负载电阻、器件滤波电容网络以及各种外挂测试仪器接口。它是连接被测试器件和本光耦测试系统的纽带。当进行测试的时候,来自测试适配器的信号通过信号转接板和测试机柜、主控计算机进行数据交换,如图2所示。
3 测试系统软硬件设计
3.1 系统硬件设计
我们设计的测量单元板卡,测试主芯片由一块高性能的测量芯片AD5522,配合使用几个16位ADC电路AD7685组成。AD5522是一枚可以设置16位DAC电平的高集成度、高性能比的参数测量芯片,它由四个独立的PMU通道共同组成。我们能够对每个通道独立编程,而它需要的电压源基准我们选取类似ADR435这样的超低噪声5V参考。AD5522可以为被测器件提供独立的函数,但在PMU外部首先应进行必要的数字化的处理。这可以通过下述方法实现:
可以给每个PMU通道单独提供一个专用的ADC芯片,从而可提供最快数据处理的吞吐速率和测试结果。
多个PMU通道共用一个ADC。如图2所示,采用四个PMU通道分配AD7685模数转换器。利用器件各MEASOUTx引脚的内部使能/禁用功能,可以实现多个通道共用一个ADC。这就时我们可以对PMU包含的寄存器用写入的命令,从而打开器件的使能/禁用开关。而如果选择一旦选用这种方法,则每次选择一个MEASOUTx通道。在实际应用中,也可以采取更多的通道来共用一个ADC变换器。
一旦我们需要使用超出20 V的输出电压范围,则AD5522要求升压控制,这时需要采用一个5V的基准电压源,而这个基准电压源我们选择ADR435,原因在于它具有较低的温度系数、噪声系数,以及能够对多个PMU通道同时驱动的特性。
AD5522可工作于多种模式:施加电压测电流模式(FVMI)、施加电流测电压模式(FIMV)、施加电压测试电压模式(FVMV)等,如图3所示。
在系统测试板卡设计时,测试单元必须构建在多层电路板上,且应具有较大面积的接地层,为了实现性能最佳,必须采用适当的布局、去耦、接地等技巧。所以我们在设计安装AD5522的印刷电路PCB板时,注意将模拟部分与数字部分进行隔离设计,让它们处于电路板的不同区域。如果AD5522所在系统中有多个器件要求它们的模拟地端AGND至数字地端DGND连接,则只能设计成星型连接,星形接地点尽可能靠近该器件本身。我们避免在器件下方走数字信号线路,否则线路中的噪声将可能耦合进器件。在设计AD5522的电源部分的线路时,应将走线布得较宽以降低阻抗,同时减小电源线路上的干扰效应。快速开关的数字信号不能靠近输入端,可以采用数字地进行屏蔽,避免对电路板上的其它器件干扰,产生辐射噪声。
3.2 系统软件程序设计
测试软件设计时,先根据需测试参数和测试条件确定电路测试结构,以便针对不同的测试参数控制继电器矩阵,形成不同的测试电路图。计算机使用Borland C++builder编写可视化界面,编写各测试资源调用库文件,同时根据测试流程和器件功能响应逻辑图,调用相应的测试资源,根据不同的测试参数赋予测试条件,使用总线控制协议控制本测试系统,使用IEEE-488(GPIB)通信协议与外挂可编程程控示波器、可编程程控数字表等进行通讯和数据传输,并及时将测试数据按照数据库测试表进行存储,便于进行测试数据的筛选、统计、生成测试报表。
测试系统测试流程为开机后先选择是否进入自检模式,对测试设备自检,自检程序为是可对所有资源的初始状态进行检测的测试程序。随后可进入编程调试模式或测试模式,如果需要对测试条件、测试资源调用进行修改,可以进入调试模式,否则直接进入测试模式,选取测试型号,同时提示是否已加载连接好所有的测试仪器和测试器件、测试PCB板,如果确认连接好,输入器件编号,按压测试按键一次,测试系统按指定顺序自动进行该器件所有参数的测试,测试结束后,测试机和测试软件同时用指示灯提醒用户测试是否通过,此时可根据需要重新测试或更换光耦,再次按测试键进行新一轮测试。
4 光耦的测试应用
对于所有光耦电参数输入和输出参数的测试,从本质来说都涉及到加压测流(FVMI)、加流测压(FIMV)和加压测压(FVMV)这三种方式,所以包含恒压恒流源的测控板PMU(Precise Measure Unit)是本次设计的核心。
加压测流是在芯片的某一个引脚上施加一个恒定电压,同时在相应的输出引脚测试响应电流;加流测压是在芯片的引脚施加一个恒定的电流,然后测试其输出引脚相应的电压;加压测压方式是在芯片的引脚预设一个恒定的电压,通过差分方式采样回读出真实的电压值。
光耦的电参数主要由:输入端参数、输出端参数和交流参数三类组成。光耦的基本测试图原理如图4所示。
4.1 输入参数测试
正向压降VF、正向电流IF、反向漏电流IR、反向击穿电压VR作为光耦的输入参数,反映的是输入端发光二极管的物理性能。正向压降VF测试方法:采用加压测流的方式给二极管施加一个恒定的正向电流IF,再通过测量其两端导通压降获得。正向电流和正向压降可以互为测试条件和被测试参数。
反向击穿电压VR、反向漏电流IR,这两个参数是表征发光二级管端的PN结的反向特性,测试的时候互为测试条件和测试参数,但测试方法有所不同,对于反向漏电流采用的是加压测流的方法,是通过给发光二级管端施加规定的反向测试电压VR,从而得到相对应的电流值;测试二极管的反向击穿电压采用加流测压的方法,即给二极管端反向施加一个已知条件的恒定电流IR,通过采样测试仪读取测试出的电压,从而得到测试结果。
4.2 输出参数测试
光耦的输出部分可由单一的光敏晶体管或集成电路组成。很多指标来测量输出特性:如反向击穿电压VBRCEO、反向截止电流ICEO、输出饱和电压VCE(sat)、输出高电平电压VOH、输出低电平VOL、高电平电源电流ICCH、低电平电源电流ICCL、电流传输比CTR及三级管直流放大倍数hFE等;
测试饱和压降VCE(sat)时,我们通过给发光二极管端施加正向的激励电流IF,同时在集电极端施加已知电流IC,然后采用测试系统的加流测压源表,采用加流测压的方式测试集电极到发射极之间的电压差;检测高电平电源电流ICCH,以及低电平电源电流ICCL也需要采用加压测流法,这时我们将不同的额定电流激励在发光二极管输入端,使光耦输出部份工作于相应的导通和截止状态,通过测试仪的加压测流源表,施加在光耦的输出集电极上,其在给器件提供工作电流的时候可以同时通过内部设计的采样电阻采样测试出电压,再通过I=U/R计算出实时的电流;测试输出高电平电压VOH是采用测试机柜提供的精密测量单元通过加压测压的方式测量得出,输出低电平电压VOL也是如此,可以通过测试仪器的测试通道,将仪器的测试单元通过测试通道连接到输出三极管的集电极和发射极,从而直接测试出输出高、低电平电压。反向击穿电压V(BR)CEO和反向截止电流ICEO,都是为表征光敏三级管的截止特性,是指当发光二极管端开路时,给器件的光敏三级管端施加上规定的测试条件,用加压测流的方式测试反向截止电流,用加流测压的方式测试反向击穿电压。图5是我们测试的一种光耦的集电极电压和集电极电流的曲线图。
用测试仪对电流传输比CTR和hFE进行测试,传输比通过集电极输出电流和光耦发光二极管正向激励电流的比值来确定,hFE主要用于表征光耦内带基极的光敏三极管的直流电流放大倍数。测试时是在发光二极管和光敏三级管的集电极和发射极两端施加规定的IF和VCE,测量出IC,并由公式CTR=IC/IF×100%计算出。通常光耦功率小,Ic测试规范值是毫安级,且测量精度要求高,这对程控恒流源提出了较高的要求。可以使用双极性恒流电路的方法,同时采用高性能的运算放大器及电流取样精密电阻实现。通过切换取样电阻,达到同一套电路输出多档可调恒流电流的目的。
4.3 时间参数(交流参数)测试
时间参数是指当光耦在规定的工作条件下,给发光二极管输入规定宽度的脉冲波电流,输出端产生相应的脉冲输出波形。衡量时间参数的指标:脉冲上升时间tr、脉冲下降时间tf、开启延迟时间t PHL、关断延迟时间t PLH;光耦的时间参数反映器件的开关特性,部分高速光耦器件的响应时间可以达到ns级。
光耦时间参数的关系定义如图6所表示,测试时由测试系统提供的脉冲信号源产生驱动电流脉冲波,在输出端产生响应,同时通过IEEE-488通讯协议对外挂示波器进行程控,用示波器进行单次波形触发获取输入输出波形,从而读出相应的时间参数,再回传给主控计算机进行数据处理和性能判断。
5 测试结果和分析
本系统可以对大部分的光耦进行高效、快速的测试,测试时以本光耦集成测试系统为核心,针对每个参数需要的外围电路,制作通用型测试板,实现了按照光耦型号,自动加载光耦各参数测试条件,通过控制外围继电器矩阵,完成电参数测试。
当不同型号的光耦测试时,若测试引脚相同,测试参数相同,则测试外围电路相同,则需编程调节具体加载的测试条件,而当待测光耦的规格型号不同,引脚封装各异时,为使用同一参数的测试电路,需将光耦引脚通过测试适配器上的继电器矩阵转接至相关电路进行测试。
为了对测试结果的有效性和测试系统的测试准确性进行分析,我们选取了一种有代表性的光耦GH0611,按厂家测试参数时的测试条件进行了测试,表1中给出了厂家规范值,以及用传统分离仪表测试和本测试系统测试得到的测试数据和测试误差。
如表1所示,测试结果可通过该测试系统一次性读出来,传统的手工测试的方法,需要几分钟甚至十几分钟才能完成单只光耦全参数的测试,通过本测试系统仅需3、4秒时间就完成全部测试,大大的提高了测试效率。另外测试数据通过计算机回采生成数据库,数据库经过处理生成测试记录可作为比对不同品种不同批次产品差异的原始数据,为质量控制提供了有利的数据支撑。测试结果的准确性和精度由计量单位定期进行计量保证,从每年的计量测试结果来看,这种测试系统性能非常稳定。
6 结论
本测试系统在光耦电参数测试原理的基础上,针对测试系统的测试硬件和测试软件结构进行了分析,从测试系统使用人员上来看,只需要通过主控计算机根据不同的测试型号编写相应测试程序,通过控制各种板卡改变基极电流和集电极测试条件,同时通过矩阵变换测试线路和外挂程控示波器的方式,实现多参数同时快速测试。同时该系统还可以用于光开关、光MOS固体继电器等器件的测试,为光耦等器件的测试寻找了一种更便捷有效的测试实现方法。
参考文献
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[4]胡瑾,杜磊,庄奕琪等.光电耦合器电流传输比的噪声表[J].半导体学报,2007,28(04):597-603.
基于DSP的新型电参数测量仪设计 第5篇
在电机的生产、运行与实验研究过程中,需要对电机的参数、性能等进行必要的测试,以检验电机是否满足有关技术要求,或是寻求改进生产工艺的方法与途径[1,2]。近年来,电机工业飞速发展,同时带动了电机测试技术的发展。电机电参数的测量是电机测试中的必要部分。随着数字信号处理技术与计算机技术的发展应用,电参数测试系统的智能化程度与数据处理能力大幅提高,在测量精度、功能等方面远远超过传统的测试方法,电参数测试步入了一个新的时代。
目前市场上电参数测量仪种类繁多,其中国产测量仪大多精度不高,测试误差较大[3];而国外生产的专用数字测量仪价格昂贵,不适合一般的工业应用单位[4];此外,大多数参数测试仪对交流和直流参数需分开测试,不能将对各种电机的测试集中于一台仪器上[5,6],使用不便。因此,设计一种集成性好、精度高、经济实用的电参数测量仪,具有重要意义。
本研究设计一种新型电参数测试仪,以DSP芯片TMS320F2182为核心实现运算和控制,采用高精度A/D转换器ADS8364Y高速采样信号,以实现量程的自动切换与交直流的通用测试,提高测试精度与速度;通过与上位机的通信及LCD液晶显示,提供友好的人机交互界面。
1 系统结构
电参数测量仪的系统结构如图1所示,主要包括以下模块:信号采集及变换调理、A/D转换、DSP数据处理、LCD数据显示等。本研究着重于信号采集与量程切换电路的设计,从硬件与软件两方面对测试系统进行改进,自动完成测试数据的采集、分析、存储与显示,同时提高系统的通用性与可靠性。
2 硬件设计
系统的硬件部分以TI公司的DSP芯片TMS320F2812为控制核心,该芯片具有快速的数字信号处理能力、强大的事件管理能力和嵌入式控制功能,外围接口丰富[7,8]。硬件电路包括信号采集、信号调理、模数转换、LCD显示、串口通信电路等。电压和电流信号采集完毕后,经过信号调理电路进行数据处理,送至ADS8364进行模数转换,DSP对采样数据进行分析,分析结果送至上位机及LCD显示。
2.1 信号采集与调理
2.1.1 信号的采集
信号采集包括对电机电压、电流和转速的采集。开辟6路信号采集通道,分别采样电机的三相电压和三相电流信号,当被测电机为直流电机或单相交流电机时,由于电压和电流信号采集通道并未被完全占用,且两者互不相关,可以同时进行直流电机与单相交流电机信号的采集,从而实现交直流通用;本研究通过计数器对标准时钟脉冲计数,并做模数变换,用除法电路求其倒数可得电机的转速[9]。
与传统方法中采用电压、电流传感器对电压与电流信号进行采集不同,本研究直接测量电机输入端的电源参数,采用电阻分压代替传统的电压互感器进行信号的采集,用600 kΩ/100Ω的分压电阻进行信号的降压处理,被测信号输入范围降至0～83.32 mV,保证了系统的安全性;对于电流信号,利用不同规格的分流器,测试不同大小的电流,将分流器串接在电机输入电源的两端,以完成信号的引入与采样。当流过分流器的最大电流为50 A时,可转换为75 mV的电压值。
2.1.2 信号的调理
采集得到的输入电压、电流信号通常都含有开关次谐波。为不影响频率测量并保证测量结果准确,先将输入信号滤波,通过3阶巴特沃斯滤波器[10,11],设置截止频率为10 kHz,以消除开关次谐波分量的影响。
滤波之后的信号送入放大电路进行一级放大,本研究采用仪表放大器AD620,其具有如下特征:
(1)精度高,最大非线性度为40 ppm;
(2)失调电压低,最大为50μV;
(3)失调漂移低,最大0.6μV/℃;
(4)功耗、噪声与输入偏置电流较低,适用于传感器接口等精密数据采集系统。
2.2 量程切换
电压与电流值变化范围较大时,量程的切换能将测量误差均匀控制在一定范围内,以实现精确测量。部分电参数测试仪在进行量程的选择时,通过按键切换来实现,无法做到真正的自动切换;该系统通过CD4051来实现量程切换。CD4051是单8通道的数字控制模拟电子开关,通过3个二进制控制输入端A、B、C和INH输入电平选通相应的输出引脚,量程切换电路如图2所示。
被采集的信号通过信号调理电路之后,经过模数转换送至DSP主控芯片,并判断信号所处的量级,控制CD4051A端口与B端口的电平,从而选通输出通道。各输出通道串有不同大小的反馈电阻,通过不同的串接阻值来改变自校准运算放大器TLC4501的放大倍数(如图3所示),从而实现量程的自动切换以及整个测量电压范围内的精确测量。电压划分为4个量程:0～16 V,16 V～45 V,45 V～150 V,150 V～500 V;电流的量程规格为:0～1.6 A,1.6 A～6 A,6 A～16 A,16 A～50 A。
2.3 模数转换
模数转换芯片采用采用ADS8364Y。ADS8364Y为6通道同步采样,高速、高精度、低功耗,适合同时采集多路信号;16位并行输出接口,内带2.5 V高精度基准电压源,外部时钟为5 MHz时[12],其采样速度高达4μs。
经过采样电路后的信号为具有正负半波的正弦信号,而ADS8364对采样信号电压的要求是AGND-0.3 V～AVDD+0.3 V,即“-0.3+5.3 V”,因此需要在A/D前端加入调理电路,才能使输入的模拟信号与模数转换所需的信号电压匹配。ADS8364的前端信号调理电路如图4所示。
2.4 LCD显示
LCD显示电路由PCF85134驱动,采用4组4位共阳极数码管,分别显示电压、电流、功率、功率因数、频率、转速等。功率、功率因数、频率、转速共用一个数码管,通过按键切换显示,小数位数随着量程的不同而不同。指示灯采用发光二极管显示,包括“A/mA”指示灯、“W/kW”指示灯和“PF/Hz/rmin-1”指示灯等。其中,“A/mA”与“W/kW”能自动识别,“PF/Hz/rmin-1”指示灯通过按键切换指示。
3 系统软件实现
该系统采用C语言进行编程,通过对实时数据的处理实现电机的参数检测。系统的程序流程如图5所示。
软件部分由以下模块组成:系统主程序、数据采集、频率捕获中断处理、数据处理和数据输出显示等。系统上电复位之后进入主程序,初始化DSP芯片、GPIO,进行I/O口的配置;初始化事件管理器(EV),设置CAP3时基T3的周期以及输入时钟分频数,并启动T3;初始化外设扩展中断(PIE),使能捕获中断、外部中断,开中断;初始化ADS8364Y,通过低电平触发其复位引脚,将读指针指向第1个读数位置;启动A/D后,通过对采样数据的计算判断,选择合适的测试量程,自动切换量程之后重采样,记录所得数据,依据相应的算法得到被测值,并完成后续的输出显示。下面本研究对功率、频率、转速以及谐波等关键电参数的测试算法进行介绍。
3.1 功率计算
对于单相电机,在一个周期内采样信号,得到的电压和电流有效值分别为:
离散化后可得:
式中:um第m个时间间隔采样的电压信号瞬时值,im第m个时间间隔采样的电压信号瞬时值,DTm相邻两次采样的采样间隔,N一个周期内的采样点数。
进而可得有功功率:
视在功率为S=UI,功率因数为λ=cosφ=P/S。
对于三相电机,其每一相电参数的计算可参照单相电机的计算原理进行计算[13,14]。
三相有功功率:
三相无功功率:
三相视在功率:
测试表的接法不同,计算得到的三相功率也不同。常见的3种接法有:Y型、Y0型与D型。Y0型接法的计算公式如下:
Y型接法与Y0型接法的计算公式相同。
D型接法计算公式:
三相功率因数为:
3.2 频率与转速计算
对于待测信号的频率检测,本研究将电压信号转换成方波信号后接至计数器(增量计数),计数器的初始数值为N1。高电平时进行计数,低电平则不计数;一周之后计数值变为N2,此时复位计数器,为下一周波做准备[15]。计数器的标准计数脉冲周期为Ts,由此可得电机的频率f0为:
式中:f0待测频率,N检测到的方波的个数,Ts标准计数脉冲周期。
对于直流有刷电机,本研究通过无传感器法测算其转速n,可由以下公式求得:
式中:N计数器测定的脉冲数,p电机极对数,t给定时间。
3.3 谐波分析
基于以上硬件系统,本研究可以实现严格的同步采样,并且依据香农定理,满足采样频率ωs>2ωk(ωk是被测信号最高次谐波的频率上限),因此可以准确检测出各次谐波、复现原始波形。
对于周期函数f(t),若其满足狄里赫利条件[16],则可分解为:
利用同步采样,在区间[T1T1+T]均匀采样N次,可计算:
可得各个频率成分的振幅与初始相位:
第m次谐波的畸变率为:
式中:A1基波幅值。
总信号畸变率为:
4 性能检测
本研究设计以下实验对该测量系统进行性能检测:
(1)利用标准信号源模拟来进行电流和电压的测量,得到不同电流电压输入值下的测试结果。直流与交流信号的电压、电流测试结果分别如表1～2所示。
(2)利用该测量系统对某三相无刷直流电机进行测试,结果如表3所示。测试结果表明:量程可随信号的大小而进行自动切换,测试结果误差小,满足精度要求。
5 结束语
本研究从硬件和软件两方面对电机参数测量系统进行了设计,利用分压电阻代替互感器,通过6路测试通道同时采集数据,实现了单相测量、多相测量及直流测量的无缝集成与量程的自动切换,避免了按键切换等带来的不便,使型式试验中各种电机的测试更具有通用性和灵活性;本研究使用TMS320C2812作为主控芯片,结合16位A/D转换器,系统精度得以提高,为后续电机试验中的其他测试(冷态直流电阻、匝间绝缘、温升试验、空载试验等)打下坚实的基础。
实际测试数据表明测量精度在0.2以内。系统工作稳定,能连续可靠地运行,有效减少了电磁干扰,提高了测量的稳定性与准确性,有助于提高电机行业的产量与质量,进一步推动电机行业的发展。
摘要：针对电机型式试验中的电参数测试,设计了一种基于DSP的新型电参数测量仪。详细论述了整个系统的硬件构架与软件算法,该系统通过采用高精度A/D转换器、DSP芯片以及上位机来完成电压、电流、功率、功率因数及频率的测量与数据的输出显示。对于中小型电机,测量仪既可测三相交流电参数,又可同时测量单相交流与直流电参数;当被测对象为直流有刷电机时,还能测量其转速;测试量程根据输入电流、电压的大小自动进行切换。测试结果表明该系统精度高,运行稳定可靠,能够满足实际需求。
电火花线切割电参数的优化研究 第6篇
电火花线切割是利用电极丝与工件之间的火花放电产生局部高温蚀除材料以实现切割加工, 其具有控制方式较为简单、加工精度高等特点, 广泛应用于复杂型面或超硬材料加工等领域。由于高速走丝电火花线切割加工是一个复杂不稳定且受多种因素影响的过程[1], 与低速走丝线切割相比, 在加工的可靠性、稳定性方面存在较大差距, 故合理选择电参数对保证加工质量、提高加工效率具有重要作用。因此, 如何合理选择加工电参数, 以提高加工精度和效率, 成为高速走丝电火花线切割加工中亟待解决的问题[2]。
在对电火花线切割电参数的分析研究中, 国外J.Larkiola等专家曾提出应用神经网络方法优化工艺参数[3], 但是若试验的影响因子较多, 则试验次数很多且计算过程复杂, 而且神经网络算法也存在收敛速度较慢等问题。由于高速走丝线切割工艺本身属于较复杂的多输入、多输出的非线性系统, 本文将采用非线性多目标规划方法建立其工艺模型, 实现加工电参数的优选。
1 电参数对线切割加工的影响
对工艺指标影响较大的参数有脉宽ON、脉间OFF、峰值电流IP、伺服电压SV。实践证明, 脉冲电源的电参数对切削速度和表面粗糙度影响可近似用公式 (1) 表示:
式中, K为切割速度工艺常数;K′为粗糙度工艺常数;Tk为脉冲宽度 (μs) ;IP为脉冲峰值电流 (A) ;f为放电频率 (Hz/s) 。
由此可以看出, 脉冲宽度、脉冲间隔和峰值电流等电参数对加工工艺指标影响较大。
在对高速走丝线切割加工电参数的优选中, 首先建立加工参数与工艺指标之间的工艺模型;然后在此基础上构造目标函数, 并根据加工要求确定参数的约束条件;最后采用优化工具对目标函数求解, 以获得电参数优化及组合。线切割加工电参数各变量可分别用xi (i=1, 2, 3, 4) 表示, 而将切割速度Vm和表面粗糙度Ra作为因变量, 分别用μ (x) 和v (x) 表示, 故工艺参数与目标函数之间的非线性关系可用公式 (2) 来表示:
式中, P、Qi、Rj、Sij为非线性方程的系数。
在电参数优化时, 为了确定各自的目标函数, 可得切割速度μ (x) 与表面粗糙度v (x) 目标函数分别为:
在对该问题进行优化时, 是通过给定自变量的初始值进行迭代求解。可利用Matlab中约束非线性最优化问题的fmincon函数, 其调用方法为:[x, fval]=fmincon (fun, x0, A, b, Aeq, beq, lb, ub, nonlcon) 。工艺模型约束条件是Aeq·x=beq和A·x≤b, 定义设计变量xi的上下界为lb和ub, 使得ub≥xi≥lb, 在nonlcon参数中提供了非线性不等式c (x) ≤0或等式约束条件ceq (x) =0。将公式 (3) 和公式 (4) 编制转化成M文件, 作为非线性最小值优化的目标函数, 给定向量xi作为问题迭代的初值, 利用fmincon函数进行求解。
2 电参数的求解优选
优选求解电参数目的是在保证高速走丝线切割加工质量的条件下, 尽可能提高加工效率, 即在满足工艺要求表面粗糙度的前提下使切割速度最大化。根据以上分析可知, 电参数的优选属于有约束的非线性最优化问题。
课题的试验平台是北京阿奇夏米尔公司的ACTSPARK FW型高速走丝线切割机床, 试验采用的电极丝为0.20 mm钼丝, 选取YG6硬质合金钢作为试验材料, 得到如表1所示的9组试验数据, 将其作为建立多项式模型的样本数据。
若目标工艺要求为Ra≤3.2μm、Vm≤25 mm2/min, 对上述4个电参数进行优化计算, 所得目标函数曲线如图1、2所示。
因此, 根据试验数据和优化模型结果进行线切割工艺参数的优化, 表3为所得到的工艺参数优化方案。
用优化得到的电参数进行实际电火花线切割试验, 设置切割速度为25.0mm2/min, 测得工件表面粗糙度为2.5μm, 实际结果与本模型研究结果基本一致。
3 结语
在高速走丝电火花线切割中, 为改善加工精度并提高效率, 本文首先建立了工艺电参数与工艺指标之间的非线性模型, 然后通过试验方法获取迭代数据, 其次利用Matlab工具对多目标函数进行求解, 最后实现工艺电参数的优化和选择。本文研究结果为合理选择电火花线切割的电参数提供了参考和指导。
参考文献
[1]张学仁, 王笑香, 高云峰.数控电火花线切割加工技术[M].沈阳:辽宁科学技术出版社, 2013.
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电参数变化 第7篇
关键词：LPC2210,电参数,快速傅里叶变换
随着现代科学技术的发展, 电网负荷的急剧加大, 电能质量问题日益引起人们的重视。为了了解电网运行的状况, 从而保证电网的安全运行, 需要对电网的各种运行参数进行实时监测。已有的电能质量监测仪表品种较多, 其中有传统的测量电压和电流有效值的安装式电压表、电流表;测量功率损耗的有功表、无功表、视在功率表和功率因数表;测量供电频率的频率表等。传统的监测仪表和监测手段存在着明显的缺陷:实时性不强, 监测指标少, 缺少决策判断的依据, 工作量大, 效率低。采用微机交流采样来测量电流、电压、有功、无功等电量既经济又可靠。但在实际应用中, 由于监控仪表大多采用单片微机和时域的计算方法, 数据处理能力差, 运算速度慢。为了使电力系统监测仪表有一个较高的性价比, 本文介绍一种基于LPC2210的低成本多功能的三相电参数测量技术。
本测量技术是利用LPC2210的I/O口扩展电路来实现对电网上三相电压、电流信号的实时采集, 并由软件算法计算出电压、电流、有功功率、无功功率、功率因数和各次谐波失真度, 通过12864液晶屏显示出相应的数据, 并与上位机通信进行在线设定显参数和显示运行状态。
1 硬件系统设计
系统的总体结构框图见图1。它包括多路转换电路、信号调理电路、采样保持电路、LPC2210处理器和外围电路, 12864液晶屏显示电路, GSM无线通信模块。其中, 信号调理电路由加法器电路、稳压电路和滤波器电路组成。处理器采用LPC2210, 其指令系统提供的具有较高运算速度的32位乘法运算和内积运算指令, 可方便地用于复杂的数字信号处理。
将三相电参数的相关信号送入对应的传感器, 经过传感器的检测再将输出信号送往分压电路然后给信号调理电路。带有很大的谐波成分是电网上交流信号的特点, 由于本文所要解决的测量技术是对64次以下谐波进行FFT分析, 所以需要滤除高次谐波。本文采用一个一阶有源RC低通滤波器。另外, 由于LPC2210A/D转换的输入电压范围在1.25V～3.75V之间, 而传感器输出的信号有正负极性, 解决AD的匹配问题是通过一个加法器电路加上一个直流偏置以抬高电位, 使输入电压为单一的正信号。为了防止突变的电网电压对器件造成损害, 设计了一个硅稳压二极管进行限压。从信号调理电路输出的信号通过采样保持器进行采样保持, 由于本测量技术要求实现对功率的测量, 所以, 每一路都要有采样保持电路, 再通过一个多路开关选择其中的一路参数进行A/D转换。
矩阵键盘接在LPC2210的通用GPIO口, 分别作为三相的电压、电流、有功功率、无功功率、功率因数的监测和控制键。GSM模块的任务是通过使用GSM模块向管理中心发送本机信息, 在出现故障的情况下发送紧急信息同时接受管理中心的信息。USB移动存储控制器选用SL811HS, 它主要用来存储电网运行参数记录, 用户只需将U盘从USB口插入, 选择存储功能即可。即插即用, 操作简单, 使用方便, 传输速率快, 存储容量不受限制。
2 软件系统设计
利用交流采样技术对三相电参数进行测量, 通过LPC2210对输入电压、电流等相关信号的离散采样, 通过算法运算后获得的电压、电流、有功功率、功率因数等电力参有着较好的精确度和稳定性。
2.1 电参数测量的基本算法
若将电压有效值公式离散化, 以一个周期内有限个采样电压数字量来代替一周期内连续变化的电压函数值则, 式中, ∆Tm为相邻二次采样的时间间隔;um为第m-1个时间间隔的电压采样瞬时值;N为第一个周期的采样点数。若相邻二次采样的时间间隔相等, 即∆Tm为常数∆T, 考虑到则有,
上式就是根据一个周期内各采样瞬时值及每周期采样点数计算电压信号有效值的公式。
同理, 电流有效值计算公式为:
计算一相有功功率的公式为:
离散后为:
式中, um, im为同一时刻电压, 电流的采样值。功率因数可由公式cosθ=P/UI求得。
2.2 测量算法软件流程图
测量算法的总体软件流程图如图2所示。
3 结语
基于嵌入式的电参数测量装置, 通过硬件配置、接口设计以及软件算法简便而又有效的实现了电参数的检测, 在实际应用中取得了很好的效果, 它的研制与推广应用, 将对于改善电能质量、提高电网的传输能力和保障电力系统的安全性、可靠性和稳定性等具有一定意义。
参考文献
[1]李建林, 张仲超.关于电能质量及无功电流检测方法的综述[J].电力系统及其自动化学报, 2003, 15 (4) :89～93.
[2]李承, 邹云平.单相电路谐波及无功电流检测研究[J].电力系统自动化设备, 2004, 24 (4) :33～35.
电参数变化范文
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