宽带雷达信号源

宽带雷达信号源（精选6篇）

宽带雷达信号源 第1篇

关键词：宽带雷达信号源,数字频率合成,线性调频信号,基带信号源,倍频链,AD9858

0 引言

和窄带雷达相比,宽带雷达具有高的距离分辨率,可以获取更多、更详细的目标信息,从而更好的完成目标成像和识别[1,2]。宽带雷达主要应用在合成孔径或逆合成孔径雷达成像中[3],宽带雷达信号处理理论和技术还不成熟。在宽带雷达背景下,目标在径向可分为多个距离单元,表现为多散射点模型。回波经过匹配滤波处理后形成一维距离像,对于运动目标而言,窄带雷达可以采用相参积累或非相参积累来提高信噪比,而宽带雷达在积累时间内多周期回波存在跨距离单元走动,在速度很高时,甚至在相邻周期内目标的运动都会跨越一个距离单元,这大大影响了积累的效果。在宽带雷达条件下,海杂波幅度概率密度函数有较长的尾部,偏离瑞利特性,常用对数正态分布、韦布尔分布和K分布来描述。

随着现代电子技术与雷达技术的发展,特别是脉冲压缩技术的广泛应用,对雷达信号源的要求在质量、频带宽度、频率捷变速度等方面上有了极大的提高。数字直接合成技术(Direct Digital Synthesis,DDS)和锁相环技术(Phase Locked Loop,PLL)是现代雷达信号合成采用的主要技术[4]。数字直接合成技术虽然有全数字化结构、频率转换时间短、分辨率高、相位噪声低等优点,但仍存在着一些不足,主要是它的合成频率相对较低,这一点限制了其在应用上的范围。锁相环技术则具有频带宽、工作频率高、频谱质量好等优点,但是PLL在频率分辨率、建立时间等方面远不如DDS。

研究宽带雷达信号处理中存在的问题具有重要的理论和现实意义。对宽带雷达进行建模仿真,可以验证宽带雷达信号处理算法,但实测的宽带雷达回波数据更能直接体现、验证、证明其算法的正确性、有效性。由于美国AD公司(Analog Devices Inc)新推出的AD9858芯片是一款高性能DDS芯片[5],具有很宽的工作频带,输出频率范围可到400 MHz,完全满足雷达设计要求,因此在设计中采用AD9858芯片。

本文给出了产生中心频率为1 GHz,带宽为800 MHz的线性调频信号的雷达信号源的设计方案。

1 DDS性能分析

在现代电子技术的飞速发展过程中,频率合成大致经历了从直接模拟频率合成,到基于PLL的锁相式频率合成,再到DDS的三代发展。

直接模拟频率合成技术指的是通过能够实现混频、分频、倍频、差频等数学运算的模拟电路,使得一个或多个既有的参考频率合成所需要的频率。但是这项技术所需设备体积和功耗都比较大,尽管其频率转换时间快,因此在目前的电子技术发展趋势下,直接模拟频率合成已基本不被采用。

目前技术发展成熟,集成度较高,能够广泛运用于各种电路的设计中的是基于PLL的锁相式频率合成技术。该技术的优点在于具有很宽的输出频率范围,且抑制寄生输出噪声的能力很强,因而输出频谱的纯度很高,但它也存在频率切换的时间较长的缺点。

近十几年来,DDS技术得到了飞速的发展,它具有如下优点:相对带宽较宽;频率转换时间较短;频率分辨率较高;能够产生相位连续信号;可产生宽带正交信号及其他多种调制信号;可编程和全数字化、控制灵活方便;具有极高的性价比等。目前最常用的DDS实现方案有以下三种:高性能DDS芯片方案、低频正弦波DDS芯片方案、基于FPGA芯片方案。本文采用的是高性能DDS芯片AD9858方案。

2 宽带雷达信号源设计

微型宽带雷达实验系统发射1 GHz±400 MHz的线性调频信号,要求信号带外抑制不小于55 dB,杂散抑制不小于35 dBc。

本文采用DDS技术加上变频和倍频链方案产生发射信号,这样可以使倍频次数尽量减少,从而减少倍频引入的杂散。宽带信号源由基带信号源、上变频和倍频链组成,上变频采用改进型折叠吉尔伯特结构,转换增益约为8.5 dB;倍频链采用三级倍频,输出功率大于等于13 dBm。宽带信号源的结构框图如图1所示。

DDS是第三代频率合成技术,具有相对带宽宽、频率转换时间短、频率分辨率高、输出相位连续、高性价比等优点[6]。随着现代集成电路的发展,高性能DDS芯片的工作时钟越来越高,输出带宽越来越宽[7]。AD9858直接数字频率合成器的应用非常广泛灵活。它是由一个高效率的DDS核,一个32位的相位累加器,一个14位的相位偏移调整器,一个频率为109次采样的10位数/模转换器四部分组成。并且高性能DDS芯片AD9858增加了自动扫频的功能,提供了频率达2 GHz的混频器,一个相位频率检测器以及一个可编程的带有高级快锁功能的电荷泵。AD9858提供了串行和并行控制接口,通过这两个控制接口可以写数据到片内数字寄存器控制所有操作,很容易配置AD9858。四组用户频率相位控制字(profiles)能由片外的两个脚选定。这些用户可以单独选择设定频率转换字和相位偏移字。AD9858可以进行单音模式和扫频模式的切换。为了省电,还能使AD9858工作在可编程的全睡眠模式,这种模式下多数器件功率降低从而减小电流。

基带信号源产生(200±50)MHz的基带线性调频信号,以AD公司高性能AD9858芯片和Altera公司的CycloneⅡ系列FPGA芯片为核心,由AD9858芯片、FP-GA芯片、带通滤波器、射频放大器和电源组成。AD9858芯片工作时钟达到1 GHz,输出带宽达到400 MHz,内置10位的A/D,并提供1/8频率的工作时钟给FPGA芯片,FPGA部分完成AD9858控制字的加载,使其工作于扫频模式,并产生整个系统收发开关的调制信号和基带信号源的时序控制信号。基带信号源的结构框图如图2所示。

AD9858有三种工作模式:扫频模式、单音模式和休眠模式[8]。AD9858工作模式的确定由功能控制字控制,包括起始频率控制字(FTW)、步进频率控制字(DFTW)、步进频率斜率控制字(DFRRW)和工作模式控制字(CFR)。控制字FTW,DFTW和DFRRW分别由以下公式确定:

式中:SYSCLK为系统时钟;fS为起始频率;Δf为步进频率;Δt为步进时间;fF为终止频率;T为扫频时间。基带信号源产生中心频率为200 MHz、带宽为100 MHz的线性调频信号,起始频率为150 MHz,终止频率为250 MHz,脉冲宽度为4μs,参考时钟为1 GHz。

3 宽带雷达信号源的测试

宽带雷达信号源由基带信号源和倍频链组成[9],基带信号源产生(200±50)MHz的线性调频基带信号,然后经倍频链上变频和倍频,输出1 GHz±400 MHz的线性调频激励信号。宽带示波器(Agilent MSO9064A型)和频谱分析仪(Agilent E4440A型)分别测试基带信号和激励信号,检验是否达到设计要求。

3.1 信号时域测试

基带信号源产生时宽为4μs,重频为2 kHz的线性调频脉冲串。宽带示波器测试基带信号如图3,图4所示,基带信号时宽为4μs,脉冲串重复周期为500μs,达到设计要求,但是所产生的基带信号幅度上存在调制,这是因为实际电路中存在阻抗不匹配和滤波器的非理想幅度响应。

基带信号由倍频链上变频和倍频输出激励信号,其时宽亦为4μs,重频为2 kHz。宽带示波器测试激励信号如图5,图6所示,激励信号的时宽为4μs,脉冲串周期为500μs,达到设计要求。由于倍频链中包括带通滤波器使得激励信号相对于基带信号在幅度上有所改善。

3.2 信号频域测试

宽带信号源产生激励信号频谱是否达到设计的要求,一定程度上影响宽带雷达的性能。频谱分析仪分别测试基带信号源产生的线性调频基带信号和经过倍频链输出的线性调频激励信号。频谱分析仪测试所产生的线性调频基带信号的带宽和杂散抑制,分别如图7,图8所示。

频谱分析仪测试基带信号,其带宽达到100 MHz,带外抑制不小于35 dB,杂散抑制不小于65 dBc。从图7可以看出,其基带信号的频谱带内幅度存在调制,这和宽带示波器测试结果一致,都是因为电路中阻抗不匹配和滤波器非理想幅度响应曲线造成的。

基带信号经过倍频链上变频和倍频输出激励信号,频谱分析仪测试激励信号的带宽和杂散抑制分别如图9,图10所示。

频谱分析仪测试激励信号,其信号带宽为800 MHz,带外抑制不小于55 dB,杂散抑制不小于35 dBc。激励信号经过倍频后,其中心频率搬移到1 GHz,带宽为800 MHz。和宽带示波器测试激励信号一样,由于倍频链中带通滤波器存在,激励信号的幅度响应曲线相对于基带信号有所改善。

4 结语

宽带信号源产生激励信号的好坏,在一定程度上决定宽带雷达性能[10]。本文给出的宽带雷达信号源设计方案,由基带信号源和倍频链组成。基带信号源选用高性能的AD9858芯片,产生线性调频基带信号,经过倍频链的上变频和倍频,输出激励信号。所产生的基带信号和激励信号经过宽带示波器和频谱分析仪测试,达到设计要求,这对宽带雷达设计有一定意义。

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[10]王雷.基于小波变换的雷达信号降噪及其FPGA实现[D].北京:中国舰船研究院,2011.

宽带雷达信号源 第2篇

电子情报是对雷达系统发射信号进行观测的结果,目的是获得有关雷达性能的信息[1]。雷达信号分选是电子情报侦察的重要技术环节,其目的在于从复杂的电磁环境中分离不同辐射源信号,为后续辐射源识别和战场态势评估提供先验知识[2]。现代战争中,各种复杂体制的雷达和制导武器大量使用,电磁环境日益复杂多变,辐射源信号明显增多。随着雷达技术的不断发展和应用需求,宽带雷达信号已经成为雷达系统的主要选取样式,而且不同辐射源信号交织在一起,信号所设计的截获和处理频率明显加宽。

片上系统(System on Chip,SoC)设计技术为实时分选和识别复杂电磁环境中的雷达信号提供了可能。片上可编程系统(System on a Programmable Chip,SoPC)是基于现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Arrays,FPGA)的SoC,支持基于IP(Intelligent Property)复用的设计技术,其基本的实现思路是“微处理器+可编程逻辑”,将FPGA的动态配置技术与SoPC技术相结合有着广泛的应用前景[3]。Xilinx公司在其芯片中嵌入了硬核PPC(PowerPC)和软核MicroBlaze,可以实现系统的自我配置,全面提升了系统的性能[4]。本文基于SoPC可配置平台,设计实现宽带雷达侦察信号分选,相比于传统系统,该方法的硬件资源利用率更高,信号分选更具实时性[5]。

1 系统总体设计

1.1 系统功能框架设计

各个子系统可以进行模块化设计,具有较强的可移植性,采用软硬件一体化设计,减小了系统设计风险,缩短了开发周期。系统功能框架如图1所示。

1.2 系统硬件开发平台设计

该系统硬件开发平台主要包括射频前段模块、信号处理模块和主机控制显示模块。信号处理模块主要由两片FPGA、两个DDR2存储器、CF卡等组成。FPGA1用以完成宽带信号的预处理;FPGA2内嵌PPC处理器,用来进行算法的软件层面处理和不同模式的任务调度。系统硬件开发平台如图2所示。

1.3 系统总体设计

信号分选处理模块主要基于SoPC架构[6]进行设计,利用开发工具EDK完成软硬件一体化设计。它的设计实现如图3所示。

图3中FPGA1完成信号分选预处理,FPGA2完成信号分选主处理。主机通过PCI总线向微处理器PPC发出模式配置指令和参数配置指令,PPC进而控制SystemACE,将宽带信号处理bit文件分别加载到两片FPGA上。FPGA1将预处理结果通过FPGA2的片上BRAM传输到DDR2中。然后PPC调用DDR2中的缓存数据进行信号分选主处理,并将处理结果存储到结果IP核中。终端主机可以通过PCI总线向FPGA2发出请求,将最终处理结果传送到终端显示。

2 宽带雷达信号分选的实现

2.1 功能设计

宽带雷达信号分选处理主要由FPGA1和FPGA2共同完成。FPGA1主要对输入信号做宽带实时FFT处理,得到频率信息和时域信息,然后传给FPGA2进行后续处理。FPGA2主要是在PPC处理器上完成信号分选和辐射源的参数测量,最后通过PCI总线将处理结果传输到主机显示。这里,处理结果中除了包含传统的脉冲描述字(Pulse Discreption World,PDW)[7]外,还包括脉间和脉内信息,不妨称之为辐射源描述字(Emitter Source Discreption World,ESDW)。信号处理流程如图4所示。

2.2 通信接口的设计与实现

宽带雷达信号分选设计流程中一共涉及两个通信接口,分别是FPGA1和FPGA2之间,以及FPGA2和PCI之间。为了使数据传输速度加快,降低脉冲数据丢失概率,采用片上双向BRAM作为数据传输接口,由PPC处理器作数据处理和传输控制,如图5所示。

本文共设计5个片上BRAM存储器。其中,Plb_BRAM用于存放处理器程序,其余4个用于数据传输。考虑到片上BRAM的存储空间限制,设定Plb_BRAM为128 KB,4个数据传输BRAM为64 KB。采用DMA模式,传输速率可达120～150 Mb/s 。BRAM0,BRAM1,BRAM2和BRAM3的A口均由PPC处理器来控制,处理器可以通过统一编址对存储器进行读/写操作,4个BARAM的B口分别外化。BRAM0用于FPGA1向FPGA2写入宽带信号预处理数据;BRAM1用于FPGA2将处理结果传送到PCI总线;BRAM2用于将主机命令通过PCI传送到FPGA2;BRAM3用于将解析后的配置参数信息写入FPGA1,实现对FPGA1的控制。

2.3 信号分选算法预处理

信号分选的预处理主要在FPGA1中完成。经过射频采样之后,采用下变频技术,将射频信号混频到中频信号[8]。进而对中频信号进行连续FFT处理,得到无缝频域预处理结果。通过时域检测得到脉冲起始和结束时间,与对应的频率预处理帧结果一起传输到FPGA2进行后续处理。时域检测即通过将信号幅度与固定门限比较,来确定数据中是否存在信号,信号幅度可以由正交下变频后I/Q两路信号运算得到[9]。脉冲内信息的粗提取可以通过瞬时自相关、短时FFT等方法[2]来获得。处理流程如图6所示。

2.4 信号分选算法的PPC处理流程

PPC处理器主要根据FPGA1硬件的预处理结果,进行精细脉冲分选算法。由于FPGA1是对信号做连续FFT处理,所以部分背景噪声信号的频域预处理结果也会传输到软件程序中,这就需要提取出有效脉冲信号的频率信息。

本文借助于FFT处理结果帧号信息,找到与时间轴相关联的在脉冲起始时间和结束时间之间的频率信息结果。例如:当N*1 024>TOA and N*1 024<TOEND,那么N和N+1帧的频率信息是有效的(简单考虑也可以只认为第N帧是有效的,FFT点数为1 024),由此,可得到有效频率预处理帧的总数目和新的帧序列。然后根据这些描述字当中的起始频率fre_start和截止频率fre_end进行频率拼接,形成单个脉冲的频域处理段[10]。按照上述方法,对后续脉冲预处理数据进行逐一处理,再将不同脉冲的时频域参数进行聚类分析,将不同辐射源分离提取。与此同时,根据脉冲串信息和脉内预处理信息,对脉间和脉内信号调制类型进行分析。当识别辐射源数量超过M个,则将处理信息归类到未处理辐射源雷达中。每次处理以P个脉冲作为1组,每组处理之后将结果信息通过PCI发送到主机,进行数据更新。PPC处理器信号分选流程如图7所示。

3 宽带雷达信号分选的实现

3.1 算法功能测试

本文所设计的信号处理系统在SoPC开发板上得到应用,下面给出相关部分测试结果,测试重点针对同时到达信号的分选和宽带雷达信号的测量。

测试信号描述:载波频率1.00 GHz,信噪比均设定为15 dB,脉间无特殊调制,信号样式包含点频、线性调频和BPSK三种。

信号1:单点频,中心频率为90 MHz,脉宽为10 μs,PRI为1 ms。

信号2:单点频,中心频率为40 MHz,脉宽为20 μs,PRI为2 ms。

信号3:线性调频,基带中心频率为20 MHz,带宽为50 MHz,脉宽为10 μs,PRI为1 ms。

信号4:线性调频,基带中心频率为30 MHz,带宽为100 MHz,脉宽为20 μs,PRI为2 ms。

信号5:二相编码,基带中心频率为10 MHz,采用7位巴克码编码方式,脉宽为15 μs,PRI为1.5 ms。

信号6:线性调频,基带中心频率为25 MHz,带宽为200 MHz,脉宽为5 μs,PRI为0.5 ms。

从表1测试结果来看,本文设计的SoPC系统将输入信号进行了正确分离,各项参数测量均超过了90%。随着信号带宽的加大,载频和带宽测量精度有所下降。PRI测量结果精度较高,只受到计算精度的固有影响,这表明信号脉冲的丢失概率很低。

注:脉间调制信息均为无特殊调制。

3.2 信号处理的实时性讨论

信号处理实时性是衡量电子侦察系统重要指标,为测试系统时间,采用如下信号进行系统测试,即单载频脉冲信号:载频1.0 GHz,脉宽10 μs,PRI=1 ms;双点频信号:载频1.0 GHz,脉宽10 μs,PRI=1 ms;线性调频信号:载频1.0 GHz,脉宽10 μs,带宽20 MHz,PRI=1 ms。

测试结果:5脉冲处理总时间为6.059 9 ms,响应时间为1.009 9 ms,平均单脉冲处理时间为202 μs。

PPC软件处理时间:

(1) 单载频5脉冲信号处理:21 748+128=21 876 ns(128为标志位读取时间);

(2) 双单载频5脉冲信号处理: 54 478+128=54 606 ns;

(3) LFM 5脉冲信号处理:20 493+128=20 621 ns。

侦察信号处理的完整过程从信号到达接收机开始,到结果数据准备显示为止。对于本系统5脉冲信号处理时间为6.059 9 ms,包括信号固有持续时间5.05 ms和处理响应时间1.009 9 ms,平均单脉冲处理时间为202 μs。其中响应时间包括FPGA1预处理时间、数据传输时间和PPC软件处理时间。经过PPC软件程序测试时间发现,随着信号复杂度的增加,PPC处理时间随之加长,但响应总时间并未有明显变化。这里就涉及到脉冲在FPGA1上的预先处理、数据传输等环节,与信号固有特性和FPGA1处理速度密切相关。5脉冲响应时间接近于1个脉冲重复周期,这意味着每处理1组脉冲数据就有可能丢掉1个脉冲数据。如果按照脉宽为10 μs计算,那么信息丢失率为10 μs/5 ms=0.2%。由此可得,当占空比小于1%时,其脉冲信息丢失率不超过0.2%;当占空比小于10%时,其脉冲信息丢失率不超过2%。

4 结 语

本文基于SoPC可配置技术,研究并实现了雷达脉冲信号的分选处理算法系统,重点阐述了宽带雷达信号分选和参数测量的软硬件协同设计思路。文中设计的实际系统将宽带侦察信号的处理分为预处理和主处理阶段,分别采用硬件并行处理和软件顺行处理来完成,具备准实时处理能力。本文研究所采用的SoPC可配置技术弥补了传统侦察信号处理系统的不足之处,系统资源利用率更高,系统功耗降低,体积减小,适合机载和星载的信号侦察处理。本文所设计的信号分选算法较为简单,后续可以研究利用嵌入式操作系统完成复杂算法的设计和多任务调度等难题。

摘要：为了在复杂电磁环境中快速准确地获取雷达辐射源信息,采用SoPC可配置技术,设计实现了宽带雷达侦察信号分选系统。基于软硬件一体化设计框架,阐述了信号分选和参数测量算法的设计流程。对250MHz带宽内的三种不同调制类型信号做了仿真实验,在15dB信噪比将6个输入信号进行了正确分选输出,各项雷达参数测量结果精度均超过90%。同时对信号的处理时间进行了讨论,该系统在雷达信号脉冲占空比小于10%时,脉冲信息丢失概率不超过2%。工程应用表明,该设计方法具备准实时处理能力,参数测量准确,资源利用率高,适用于机载或星载辐射源侦察。

关键词：SoPC,宽带雷达,信号分选,实时处理

参考文献

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X波段宽带雷达发射机的设计研究 第3篇

1 雷达发射机的概述

(1) 雷达发射机的工作原理。雷达发射机是指为雷达提供大功率射频信号的无线电装置。它所产生的射频信号经雷达馈线系统传输到天线上, 并辐射到空中, 是雷达系统中最大、最重要的组成部分。雷达发射机的主要作用是为雷达提供一定的射频信号, 从低频转成大功率的射频能量, 其发射机性能的好坏直接影响到整体的性能。

(2) 发射机的分类。对于雷达发射机的分类, 可以按调制方式分为连续波发射机和脉冲发射机两类。连续波发射机采用频率调制和相位编码等形式, 脉冲发射机采用幅度调制;按信号产生方式可分为单级振荡式和主振放大式发射机。但在新型发射机形式中, 已有越来越多地采用多级主振放大式发射机。

(3) X波段宽带雷达发射机的研究意义。X波段是指频率在8-12GHz的无线电波波段, X频段广泛应用于空间研究、广播卫星、气象系统等行业, 可由发射机进行无线电信号的发射。通过对此雷达发射机的研究, 可以进一步提高雷达勘探技术来促进航天事业、气象等行业的发展。

2 X波段宽带雷达发射机的设计研究

2.1 高频放大链的选用

在X波段宽带雷达发射机中, 雷达发射机的运作受到不同因素的影响, 主要有气候条件对雷达电波的影响, 所以发射管的设计也是非常重要的。根据X波段宽带雷达发射机的实际运行要求, 在设计过程中应注意高频放大链的选用, 主要有前级放大器和末级真空管放大器, 其中前级放大器采用固态放大器, 对于末级真空管放大器的选择, 发射机必须选用宽带器件, 一般采用X波段宽带大功率的行波管。高频放大链如下流程:输入射频信号——前级放大器 (固态放大器) ——末级放大器 (真空管放大器) ——输出。

2.2 发射机的可靠性设计

在X波段宽带雷达系统中, 发射机的可靠性计算主要由发射机工作环境、各单元共同决定, 承担着频率发射的重要职能, 发射机的可靠性直接对雷达的监控能力有直接的影响, X波段宽带雷达信号的幅度、频率等多项参数都有不同的标准, 其中一项参数的不合格就会影响到雷达整体性能。因此在设计发射机时应综合考虑各方面的参数, 从而保证发射机的可靠性。另外在具体设计过程中, 首先应尽量采用较为成熟、先进的技术, 各个部位的元件应选用较为常用的类型, 同时做好元件的防老化等工作。最后, 为了增强电路的可靠性, 要合理进行散热设计, 确保各发热元器件的工作承受能力, 比如行波管可以采用一次液冷二次风冷的方式进行散热。

2.3 电源、电路设计

电源对X波段宽带雷达发射机的安全运行有着非常重要的作用。如今雷达对发射机的要求非常严格, 主要由于X波段宽带雷达发射机通过的电压、电流非常大, 是影响行波管放大器相位稳定性的主要因素。所以, 雷达系统的电源应该选择高压电源, 即阴极高压电源和收集极电源。这样电源才能具有高稳定度、低纹波的特点。在设计过程中主要有串馈和并馈两种方式。其中串馈方式供电使输出的电压比较低, 但行波管阴极电压的纹波由于受到叠加影响, 在输出高频时比并馈方式稍差, 两种方式都有其不同的优缺点。在X波段宽带雷达发射机中一般选择串馈的方式。另外在发电机的电源电路设计方面, 为了避免电源启动时对电网的冲击, 一般选择软启动方式, 从而可以减少启动时的电流量。软启动电路图如下 (图一) 。

2.4 控制保护系统

在X波段宽带雷达系统中, 由于容易受环境、磁场等因素的干扰, 雷达系统的性能指标受到影响。为了保障雷达系统的安全与稳定性, 应对控制保护系统进行合理设计, 做好X波段宽带发射机的核心设计工作。发射机的控制系统主要由硬件和软件两部分、平板显示器等组成, 其中硬件部分主要包括控制主板、隔离型数字量输入接口、隔离型数字输出接口、模拟量输入检测通道、定时接口等。其中, 控制主板是发射机的控制核心部分, 采用PC104中央处理器技术;隔离型数字量输入接口主要对发射机的故障进行采集, 输出接口采用光电隔离后经驱动系统输送到每个控制单元;检测通道主要检测发射机各种电压电力信号。平板显示器采用液晶一体化技术, 装载Win CE5.0系统, 利用高级语言编写控制程序运行, 其程序采用EVC进行编写。控制系统的软件部分采用Vx Works嵌入式操作程序来提高CPU的运行效率。

3 结语

通过不断探索设计技术、综合考虑雷达发射机各项的参数, 保证雷达发射机的高质量与安全性更加可靠。

参考文献

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宽带雷达信号源 第4篇

1 宽带波形

宽带波形是近年来逐渐发展起来的距离高分辨波形,在雷达型制导系统中得到了广泛的应用。其发射脉宽可以设计得较宽,很好地解决了雷达系统距离分辨率和作用距离之间的矛盾,可以推广应用到雷达型导引头中。宽带波形要从提高雷达导引头距离分辨率入手,使导引头具有测距功能,实现对地目标的探测与跟踪,以扩展空空导弹的用途和功能。 常见的宽带波形有线性调频波形、步进频波形和调频步进频波形。下面针对其在雷达导引头中的应用分别做以分析介绍。

1.1 线性调频波形

线性调频波形[1]是一种常见的脉冲压缩信号,它通过脉内线性调频或线性相位调制的方法获得较大的带宽,然后通过脉冲压缩将脉冲宽度压窄,因而具有较大的时宽带宽积,解决了导引头距离分辨率和作用距离之间的矛盾。它的主要特点是对目标的多普勒频移不敏感,即使目标的多普勒频移较大,脉冲压缩系统也能起作用,但由于其瞬时带宽较大,对后续信号A/D采样处理要求较高。

线性调频信号的时域数学表达式为:

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式中:τ为发射脉宽;K=Δf/τ为调频斜率,Δf为频率变化量;φi为第i个脉冲的起始相位;Tr为脉冲重复周期;f0为载频。

对式(1)进行傅里叶变换可得到线性调频信号的频谱,在满足大的时宽带宽积条件下,其幅度谱在频域上近似于一个矩形,其相位谱是频率的二次函数。如果通过一个匹配滤波器,将其相位谱校正为频率的一次函数,再对其进行傅里叶逆变换,就可以得到很窄的sinc包络,这一过程即为脉冲压缩过程。脉压示意图如图1所示。

从图1可以看出,脉冲压缩技术将脉宽较宽的脉冲信号压缩成了窄脉冲信号,压缩后的脉冲宽度近似为信号带宽的倒数,即τ′=1/Δf,因此压缩后的信号具有较高的距离分辨率,其距离分辨率为ΔR=c/(2Δf)。

对脉压后的窄脉冲信号处理分析流程与单一载频脉冲信号是相同的,即通过相参或非相参处理提取目标信息。

设目标和导弹间的距离为R,弹目速度为零,则第i个发射脉冲的回波可表示为:

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式中c为光速。

对上式回波脉冲混频解调后进行匹配压缩处理,得到第i个压缩脉冲的表达式为:

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式中t′=t-iTr-2R/c。

可见,对于相对静止目标回波而言,其相位为一恒定值,只有包络受到了sinc函数的加权调制,如果在各脉冲回波的相同时刻t′处采样,0的采样序列为一相参序列,通过直接相加就能实现相参积累。

如果弹目速度较高,且脉冲积累数较多,就会存在速度距离耦合。假设点目标以相对径向速度v靠近导弹时,第i个脉冲的回波延时可近似表示为:

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考虑目标运动速度对回波包络和相位的影响,得到第i个压缩脉冲的幅度表达式为:

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相位表达式为:

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由式(5),式(6)可知,与静止目标相比,运动目标的回波信号经过脉压处理后其相位输出增加了一次相位项,该项不会影响后面的相参积累效果。窄脉冲包络仍为sinc函数,并且sinc脉冲的宽度基本不变,但是目标运动使得包络的峰值位置发生走动。各脉冲出现峰值的时刻可以表示为:

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式中fd为运动目标的多普勒频率。

由式(7)可知,相对于第0个脉冲,各脉冲包络的峰值时移为:

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由式(8)可知,包络的峰值时移大小和速度成正比关系,并随着积累脉冲数的增加而增加。

图2给出了在弹目速度v=3 000 m/s时包络峰值的走动情况。

从图2中可以看到,与第1个回波脉冲的包络相比,第60个脉冲的包络位置移动了近8个采样间隔,而且随着脉冲数的增加,回波包络移动加大,这将会降低积累检测的性能。如果能够得到弹目速度的估计信息,则在对脉压后的信号进行相参积累之前可对其进行速度补偿,以保证不同脉冲重复周期内同一采样单元的信号包络对齐。设弹目速度估计误差为Δv,相参积累脉冲数为N,为了保证N个回波脉冲之间的最大时移不超过距离分辨单元的1/2,则要求速度估计误差值满足下式:

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经对线性调频脉冲信号的脉压和相参进行处理后,可同时得到目标的速度和距离信息,但受所选择重频大小的限制,所得到的速度和距离值都存在一定的模糊,需要通过解模糊算法得到目标正确的速度和距离信息。

线性调频信号的主要设计参数有频率变化量Δf,脉冲宽度τ和重频fr。

(1) Δf的值是由距离分辨率决定的,有Δf=c/(2ΔR)。

(2) 由于线性调频信号是靠脉冲压缩获得距离高分辨的,因此脉宽τ的值可以选得较宽,有利于提高导引头的作用距离。

(3) 采用线性调频信号主要是为了获得目标的距离信息,因此fr的选取应尽可能保证目标测距的无模糊性,即frc/(2R),但这会使得导引头作用距离较近,在实际应用中一般折中考虑选取中重频作为线性调频信号的重频,并通过解模糊算法解距离模糊。

1.2 步进频波形

步进频[2]信号是一种合成宽带信号,它将宽带信号分解成多个窄带信号,通过多个窄带信号的收发来获取合成的宽带信息。步进频信号具有很多优点,如提高跟踪精度,减少杂波影响等,在雷达制导系统中得到了广泛的应用[3]。由于步进频信号的瞬时带宽小,数据率低,降低了信号处理的难度,但它需要一个脉冲串的收发处理才能得到所需的结果,这使其对目标多普勒频移较敏感,因此该波形不适合检测空中高速运动目标,而适合用于探测地面低速目标。步进频信号分为顺序步进频、随机步进频和正负步进频,这里仅以顺序步进频为例加以说明。

顺序步进频信号是通过脉冲综合的方法来获得距离高分辨的。其基本思想是:发射1帧(设共有N个脉冲)载频均匀步进的脉冲信号,对这帧脉冲的回波信号用与之载频相对应的本振信号进行混频、采样,得到固定中频的脉冲信号。然后对这帧脉冲信号中不同脉冲重复周期的同一采样点做IFFT变换,获得目标的距离高分辨信息。

顺序步进频信号的时域表达式为:

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式中:Tr为脉冲重复周期;τ为发射脉冲宽度;f0为载频起始频率;Δf为频率步进量;N为一帧内脉冲个数。

由于步进频信号是通过N个脉冲的相参积累实现距离高分辨的,与线性调频信号类似,当目标静止时,各个回波脉冲具有完全相同的相位分布,通过IFFT相参积累可得到目标的高分辨距离信息。但当弹目之间存在相对运动时,弹目之间的相对速度使得各回波脉冲的相位产生附加项,影响距离高分辨效果。

假设弹目距离为R,弹目径向速度为v,则目标回波信号延迟为:

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目标回波信号为:

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本振信号为:

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目标回波经混频处理后其相位表达式为:

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式中:第一项为常数项;第二项包含了目标距离信息;第三项为目标速度引起的多普勒频移;最后一项为目标运动产生的附加相位信息。由式(14)可知,当弹目速度为零时,不同脉冲重复周期的目标回波信号是相参的,经过IFFT相参积累可以得到目标的距离信息。若弹目速度不为零,则目标运动会引起速度距离耦合[4]。速度距离耦合不仅会使合成距离像的位置发生偏移,影响运动目标的测距精度;同时也会使距离像的主瓣展宽,降低信号的相参处理增益,进而降低信号检测概率。

定义L=f02NvTr/c为距离像偏移因子,P=2ΔfNvTr/c为距离像主瓣展宽因子。图3给出了偏移因子对合成距离像的影响。

通常,为了保证合成高分辨像的位置不发生偏移,要求偏移量小于高分辨距离单元[5]的1/2,即L<1/2,从而有:

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图4给出了展宽因子对合成距离像的影响。

由图4可知,由目标运动产生的展宽因子P既可引起像的偏移又可引起像的发散。若仅考虑主瓣展宽和降低的影响[5],一般要求P<2。若保证合成高分辨像的位置不偏移,则要求偏移量小于高分辨距离单元的1/2,即PN<1/2,进而可得到:

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设步进频发射信号的频率步进量Δf=10 MHz,频率步进数N=30,脉冲重复周期Tr=25 μs,则根据式(15)、式(16),为了减小偏移因子和展宽因子对合成距离像的影响,则要求弹目运动速度分别满足v<104 m/s和v<333 m/s。因此当弹目速度较大时,它对合成距离像的影响不可忽略,应该采取一定的补偿措施。常用的方法是在对一帧回波信号综合处理前对其进行速度补偿,把目标的多普勒频率在相位中减去。图5和图6为不进行速度补偿和速度补偿后距离高分辨的波形。由图可知,只有通过速度补偿才能得到距离高分辨结果。

步进频信号有如下几个主要设计参数:

(1) 发射脉宽τ:决定了单个脉冲的距离分辨率,ΔR′=cτ/2。

(2) 频率步进量Δf:决定了合成高分辨距离像单点不模糊距离,r=c/(2Δf)。

(3) 频率步进数N:当Δf确定后,N决定了步进频信号的合成总带宽B=NΔf和距离分辨率ΔR′=c/2B。增加N的个数可以增加合成带宽,从而提高距离分辨率,但N的增加同时也加大了相参处理的时间,对于静止目标而言,只是增加了信号处理的计算量,但对于运动目标,则会带来距离速度耦合,因此N值不能选得过大。

(4) 采样间隔ts:决定了采样距离分辨率,即单个采样点包含的距离信息的长度。

以上参数之间又是相互关联的,为了更好地检测目标,脉冲宽度必须包含单个目标的所有信息。因此要求[6]1/Δf>τ,同时为了满足各组采样点的距离细化结果覆盖所有的距离范围,则又要求[6]1/Δf≥ts,因此在进行参数设计时应综合考虑各种因素,以取得最佳的设计结果。

在对步进频信号进行合成距离高分辨处理时,由于各种参数之间的相互影响会产生距离模糊或冗余[7],必须通过目标抽取算法,去除距离冗余,纠正模糊信息,并按照一定的顺序拼接出完整的一维距离像。关于目标抽取算法可以参考相关的文献资料,这里不再对其进行叙述。

1.3 调频步进频波形

由上节分析可知,步进频信号是一种合成宽带信号,具有较高的距离分辨率,但因其频率步进量与发射脉宽之间要满足τΔf<1的关系,在提高距离分辨率的同时限制了脉冲宽度的增加。调频步进频信号以线性调频信号作为子脉冲,一方面在保证导引头距离分辨率不变的情况下,增大了跳频间隔,减小了合成脉冲数,有利于减小信息处理量,且容易实现运动补偿;另一方面发射脉宽较步进频信号可以加宽,提高了导引头的作用距离。

调频步进频发射信号的时域表达式为[8]:

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该发射信号遇到弹目距离为R,径向速度为v的目标,得到的回波信号为:

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通过与相参本振信号(见式(13))混频,得到混频后的信号为:

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由式(19)可知,混频后的信号保留了原信号的调频信息,因此可以参照线性调频信号的处理方法首先对每个脉冲信号进行脉冲压缩处理,然后再对压缩后的窄脉冲信号按照步进频信号的处理方法进行合成距离高分辨处理,进而得到目标的距离信息。与步进频信号相同,当弹目速度值较大时,调频步进频信号的处理也会存在速度距离耦合现象,影响距离高分辨的效果,因此在完成脉冲压缩后需要对其进行速度补偿。综上所述,调频步进频信号的处理流程图如图7所示。

2 多工作波形体制

传统的主动雷达导引头采用的是单一的工作波形,但随着现代战场环境日趋复杂,要求导引头能够获得更多的关于目标的信息,并具有较强的抗干扰能力。单一工作波形体制的雷达导引头已无法满足这种需要,应该考虑多种工作波形同时在导引头上的应用,并研究各波形间最优组合,以使导引头达到最大的检测、跟踪性能,具有较强的灵活性和抗干扰性能,可以说多工作波形体制[9]是今后雷达波形体制实用化的方向。

高重频PD是雷达导引头经常采用的工作波形,它通过多普勒效应检测目标的速度信息,具有较高的速度分辨率,但通常为了保证导引头的作用距离其发射脉宽不能设计得很窄,因此该波形不具备距离高分辨的能力。当导引头遇到时域转发式干扰时,单独采用高重频PD波形无法在速度上区分干扰和目标;若导引头具备距离分辨能力,则可在距离维区分目标和干扰,极大地提高了导引头的抗干扰能力。通过第1节的分析可知,宽带波形具有较高的距离分辨能力,因此可以考虑在导引头的实现中将高重频PD波形与宽带工作波形结合起来,使导引头的工作体制由原来的单一工作波形扩展为多工作波形。

采用多工作波形体制的导引头具有速度和距离高分辨的能力,能同时获得目标的速度、距离和角度三维信息,提高了导引头抗干扰能力和使用的灵活性。此外由于导引头工作带宽较宽,工作频率难以被敌方探测到,增加了导引头工作的隐蔽性。

在具体应用中,考虑到系统的可实现性及复杂性,多工作波形体制雷达导引头经常采用的工作方式为:

(1) 当弹目距离较远时,采用高重频PD波形,保证导引头的作用距离;近距时根据需要切换到宽带波形,获得目标的无模糊、高精度距离信息,预测、回避遮挡区。

(2) 在迎头攻击时,使用高重频PD波形具有较好的探测性能;在低空尾追攻击目标时,采用重频较低的宽带工作波形,降低旁瓣杂波电平,提高导引头在旁瓣杂波区对目标的检测性能。

(3) 对空作战时采用高重频PD波形,在频域对目标进行无杂波区检测[10];对地攻击时采用宽带工作波形,利用距离高分辨能力检测复杂地物背景中运用的目标,提高信杂比。

(4) 在导引头识别出受到敌方干扰,或可能受到干扰在作用距离满足需要的前提下,根据作战环境信息切换工作波形,以提供最佳的抗干扰能力及复杂环境下的作战能力。

综上所述,采用多工作波形体制的导引头在满足基本需求的前提下,具有很好的抗干扰特性和战场环境适应性,可以在高、低空对迎头、尾追目标进行有效攻击,满足了空空导弹多用途攻击的需求。但是工作体制的复杂性势必增加信号处理的难度,使整个导引系统变得更加复杂,因而对系统软硬件设计提出了更高的要求。

3 结 语

本文采用宽带波形提高了导引头的距离分辨率,增加了导引头对低空低速运动目标的检测概率,使导引头具备对抗转发式干扰的能力。在实际波形设计中,任意一种波形都不可能使所有的指标达到最佳并适用于不同的用途。多工作波形体制的应用使得导引头的功能更加完善,抗干扰性能进一步增强,能够适应不同的作战环境,是导引头工作波形设计发展的方向。但由于工作体制复杂,可借鉴的经验较少,需要进一步深入研究。

参考文献

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宽带雷达信号源 第5篇

在雷达故障定位与诊断时, 需要向待检测的雷达或其分机部件提供特定的激励信号, 以检测雷达或其分机部件在该激励下的回波信号等, 以确定故障情况。在电路板级的故障诊断时, 激励信号除了回波信号外, 还可能包括上一级电路输出的在时序上相关的众多波门信号, 如距离波门、杂波门、闭塞波门[1]等。传统雷达信号源一般侧重于回波信号的产生, 输出通道数量较少, 不具备同时输出众多波门信号的能力, 难以满足电路板级故障诊断的需要。在故障诊断的实际工作中, 往往需要若干个信号源连接成复杂的同步、触发关系, 它们之间协同工作, 才能产生特定的信号组合用于诊断, 系统较为复杂, 成本较高。

本文提出了一种用于雷达故障诊断的综合信号源的设计实现方法, 可产生雷达电路板级故障诊断所需时序关系复杂的众多信号, 产生的信号形式既可以是连续信号, 又可以是连续个数和中断个数可设定的断续信号, 满足雷达故障诊断的实际需求。

1 设计原理

信号是信息的物理表现形式。作为传递信息的载体, 具有各种属性特征 (如不同的频率、幅值、极性) [2]。采用信号分解的方法, 将这些属性特征进行适当分类处理, 分解为一系列具有单一属性特征的分量之和, 设计若干基本电路模块与这些单一特征对应, 通过模块内部参数的调整以及模块之间的组合关系的变化可实现信号复合特征的模拟与生成。

这种特征分解与模块级联的信号产生方法化繁为简, 将雷达故障诊断所需信号的特征分解到各个模块, 降低了设计难度, 使雷达故障诊断所需信号可以按照统一的模式来生成。

2 基本功能模块设计

根据故障诊断的实际需要, 基本功能模块可划分为振源、缓冲、延时、调宽和输出模块五种。下面分别介绍振源模块、缓冲模块等五大模块的设计实现方法。

2.1 振源模块设计

振源模块的功能是产生一定频率的基准方波信号, 具有同步关系的脉冲信号可共用一个振源模块。振源电路由时基电路I C 1、反相器I C 2、电阻R 1、电容C 1、电容C 2、电位器R P 1组成。时基电路IC1可采用NE555芯片。振源模块振荡频率T1如公式 (1) [3,4]所示:

通过选定电容C 1的容值、电阻R 1的阻值, 以及调节电位器RP1的滑动端位置可精确调节基准方波信号的周期T1, 电路原理如图1所示。

2.2 缓冲模块设计

缓冲模块的功能是提高振源模块输出的基准方波信号的驱动能力。缓冲模块电路由与门IC3和电阻R 2组成, 与门I C 3的1 Y为输出端, 输出驱动后的基准方波信号, 电路原理如图2所示。

2.3 延时模块设计

延时模块的功能是对缓冲后的基准方波信号进行延时, 用以调节各脉冲信号之间的时序关系。延时电路由单稳触发器IC4、电位器RP2、电容C3组成, 单稳触发器IC4可采用74121芯片实现, 电路原理如图3所示。

延时电路产生的延时时间T2由公式 (2) 所示, 通过选定电容C 3和调节电位器P R 2滑动端的位置可精确调节延时时间。

式中T 2单位为秒;R P 2单位为欧姆;C 3单位为p F。

2.4 调宽模块设计

调宽模块的功能是调节以输入触发信号为起点的输出信号的脉宽。调宽模块从电路形式上与延时模块基本相同, 由单稳触发器IC4’、电位器RP2’、电容C3’组成。单稳触发器IC4’的正触发输入端 (5脚) 为该电路的输入端。该电路的输出端有两个, 单稳触发器IC4’的负脉冲输出端Q (1脚) 为该电路的负脉冲输出端;单稳触发器IC4’的正脉冲输出端Q (6脚) 为该电路的正脉冲输出端。调节电位器PR2’滑动端的位置可精确调宽时间。调宽模块电路原理如图4所示。

2.5 输出模块设计

输出模块分正脉冲输出和负脉冲输出两类, 根据输出脉冲的极性来进行选择。例如对于同步脉冲, 则选用正脉冲输出的输出电路, 对于杂波门、闭塞波门等, 选用负脉冲输出的输出电路。输出模块电路原理如图5所示。

3 基本模块的变换扩展

基本功能模块具有扩展性, 经适当变化就可产生新的功能模块, 适应性较宽。在调宽模块上增加调宽范围分段选择功能后, 可变成多档位调宽模块;缓冲模块增加对输入信号的选择开关后, 可变成状态选择模块[5]。

3.1 多档位调宽模块

多档位调宽模块是在调宽电路的基础上经适当变化而成。其变化主要有:将电位器RP2替换成由波段开关W 1和多个电位器R P 5~R P 1 5组成的多档调宽电路, 调节电位器R P 5~R P 1 5各滑动端的位置, 可精确设定各档位输出信号的宽度。不同电位器可以决定不同级别的脉宽, 从而实现更大范围的脉宽调节。多档位调宽模块电路原理如图6所示。

3.2 状态选择模块

状态选择模块是在缓冲电路的基础上经适当变化而成。其改变主要是输入关系上的变化如图7所示。在与门IC3’的1A输入端接入一个单刀双掷开关K1, 开关K1的一个静触点接电阻R2’的第一端, 开关K1的另一个静触点接上一级模块的输出信号, 与门IC3’的1B输入端接调宽模块。

通过开关K 1可选择上一级模块信号的输出方式, 当开关K1置电阻R2’的第二端时, 来自V C C 1的电压使与门I C 3’的1 A输入端始终处于高电位, 接到1B输入端的信号不受限制, 那么输出连续脉冲;当开关K1置于另外一个触点时, 只有1A输入端有高电平到来时, 与门IC3’才能将1B输入端的信号输出, 否则与门IC3’只能输出低电平。

4 基本模块的组合应用

将调宽模块和多档位调宽模块相互串联, 使前级调宽模块产生的波门比后级多档位调宽模块产生的波门宽, 且用前级产生波门的前沿作为后级的触发信号, 则可形成信号周期由前级调宽模块控制、占空比由后级多档位调宽模块控制的不同步信号调宽模块, 该调宽模块通过与脉冲的相与, 从而可以实现高电平窗口内输出脉冲, 低电平窗口内不输出脉冲, 即实现了连续个数和中断个数可设定的断续脉冲信号的输出, 称为组脉冲。

5 雷达故障诊断信号的生成

在雷达故障诊断中可能需要连续脉冲和组脉冲两种不同状态的回波脉冲信号, 在连续脉冲状态下, 产生的回波是不间断的, 属于同步信号, 每一个同步周期内都有一个回波脉冲产生;在组脉冲状态下, 产生的回波是有规律的断续信号, 且脉冲连续和间断的个数可设定, 属于有特定规律的非同步信号。

为此, 可采用不同步调宽模块实现该功能, 将连续回波脉冲信号输入不同步调宽模块后, 通过该模块的前级调节输出信号的周期, 后级调节输出信号的占空比。该模块的输出信号及连续回波脉冲信号分别接到状态选择电路上, 通过控制状态选择模块是否对两个输入信号进行“与”运算, 来确定状态选择模块是输出连续回波脉冲信号还是输出组脉冲回波信号。当连续回波脉冲信号和不同步调宽电路组的输出信号进行“与”运算时, 状态选择模块输出的是组脉冲回波信号, 组脉冲信号的宽度由不同步调宽电路组的前级进行设置, 组脉冲宽度内连续回波脉冲的个数由不同步调宽模块的后级进行设置, 故具有连续脉冲和组脉冲两种状态的回波信号可由振源、缓冲、延时、调宽、状态选择、输出模块组合产生。

同步脉冲可由振源、缓冲、调宽、输出四级模块级联产生;距离波门、杂波门、闭塞波门、鉴别波门、分裂波门等具有同步关系但时延和宽度信号各不相同的信号均可由振源、缓冲、延时、调宽、输出五级模块级联产生。具有组脉冲关系的回波信号振源、缓冲、延时、不同步调宽、状态选择、输出六级模块级联产生。综合信号源的组成结构如图8所示, 信号波形如图9所示。

6 结束语

采用模块化思想, 设计中采用了结构简单、功能独立、使用灵活的基本功能模块, 通过模块内部参数的调整、模块之间的组合, 就可实现时序关系复杂的众多信号的产生, 在雷达故障诊断中发挥了重要作用。

参考文献

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宽带雷达信号源 第6篇

超宽带(Ultra Wideband),也叫作数据脉冲,指相对其中心频率有高比例的带宽。一般来说任何波形,只要带宽大于中心频率的25%,就可认为是“超宽带”。超宽带使用脉宽很窄的基带脉冲,典型为纳秒级,其频谱分布覆盖从低频至几万兆赫的极宽的频率范围。相比传统的通过对载波进行各种调制实现的“窄带”通信技术而言,超宽带技术使用纳秒甚至是皮秒级的电磁能量脉冲来作为信息的传输载体,因此也称为“无载波”(Carrier-free)、“基带”(Baseband)技术。由于脉冲持续时间极短,导致信号带宽很大,通常具有GHz量级的带宽。超宽带技术具有很多突出的优点,首先它开辟了一个千兆赫兹容量的新无线信道;其发射信号的功率谱密度极低,对现有的传统无线通信系统影响很小;它还强抗截获和多径免疫力强,通信抗干扰和保密能力强。另外超宽带信号有极好的穿透障碍物能力,定位精度高。因此,超宽带技术广泛应用于超宽带通信、穿墙探地雷达、高速数据通信、加速器技术等领域。

从本质上看,UWB技术就是发射和接收超短电磁脉冲的技术,因此,在UWB技术所有应用中如何产生用于信息传输的纳秒级窄脉冲成为关键。一般高压窄脉冲的产生电路主要包括以下几个部分:直流高压电源、触发系统、高压主开关、储能元件或系统以及脉冲成形系统,系统框图如图1所示。

直流高压电源为储能元件或系统提供充电电源,使其能够达到一定能量;触发系统的作用是产生合适触发脉冲使主开关开启;高压主开关在未被触发时保持关闭状态,使储能元件能够储能,当被触发后则开启,储能元件通过此开关对负载放电形成脉冲输出。

要产生高压极窄脉冲的技术核心是要做到高压快速开关,这也是本文研究的重点。目前通常用的高压电子开关有2类:

(1) 电真空器件以二次电子发射管、放电间隙开关、触发管、氢闸管等为代表;

(2) 固体器件,以阶越恢复二极管、雪崩三极管、高压MOSFET管、高频BJT晶体管为代表。虽然电真空器件脉冲源,就技术指标而言能够满足实际应用的要求,但是其体积庞大,装置复杂,需要许多外围驱动装置。其可靠性较低,抖动较大,限制了其应用范围,特别是在无线超宽带通讯和穿墙探测雷达等要求精度较高、体积较小的场合,这种缺点显得尤为突出。而以高频BJT晶体管和雪崩三极管为代表固体电路方案在脉冲重频稳定度、波形一致性及重频上限上表现突出,能满足人们希望实现高压快脉冲电路的精确化、小型化和固体化的要求,已成为纳秒级脉冲发生器的首选元件。

2 雪崩三极管窄脉冲的产生原理

雪崩管机理是基于载流子倍增效应。在强电场的加速作用下,阻挡层中的电子获得了较大的能量,当它与附近的原子撞击时可能产生新的电子空穴对,这种连锁反应即是载流子倍增效应。一般来说雪崩三极管的输出特性有4个区域:线性区、饱和区、截止区与雪崩区。对NPN型晶体管,雪崩区是当基极注入为负值(IB<0)时,基射结处于反向偏置,集电极电流IC随集电极电压UCE和-IB急剧变化的区域。图2中BVCEO到BVCBO之间的区域就是雪崩区。图中BVCEO是基极开路时,集电极与射极之间的击穿电压;BVCBO是射极开路时,集电极与基极之间的击穿电压。

当雪崩过程发生时,集电极电流IC与发射极电流IE之间的关系是:

${\rm I}{}_C=\alpha {}^{*}=\alpha {\rm M}{\rm I}{}_E$

式中α为共基低电压的电流放大系数;α*为共基雪崩区的电流放大系数;M为倍增系数,它表征在雪崩区域内电流倍增的程度。

${\rm M}=\frac{1}{1-(U{}_{\text{C}\text{E}}/BV{}_{\text{C}\text{E}\text{Ο}}){}^m}$

其中:m为与材料有关的系数。对于p型硅材料m=2;n型硅材料m=4。上式表明,在雪崩区域内,集电极电流随集电极电压的变化比较急剧,比低电压集电极电流增大M倍。

利用BJT的雪崩特性产生窄脉冲的基本电路如图3所示。

没有触发脉冲输入时,雪崩三极管基极处于反向偏置,高压直流电源VCC经过大阻值限流电阻RC加到三极管的集电极,并经过RC,RL给C充电。此时,雪崩三极管处于截止状态和临界雪崩状态。储能电容C进入稳态后两端电压为UCE约为VCC。随着正极性触发脉冲的上升沿输入,三极管发生雪崩效应,三极管迅速进入导通状态,储能电容C通过雪崩三极管和负载电阻RL迅速放电。C两端电压很快降低,当C的放电电流不足以维持雪崩效应时,由于基极输入触发脉冲的宽度比较宽,上升时间长,所以三极管进入饱和状态。当输入触发脉冲结束以后,基极重新处于反偏,三极管进入截止状态,VCC通过限流电阻RC和负载电阻RL向C充电,经过大约(3～5)(RC+RL)C的恢复时间,储能电容C进入稳态,两端电压近似为VCC,为下一次触发作好准备。由上面可以看出,由于三极管雪崩效应,储能电容C的放电过程非常快。C放电时,在负载电阻RL上形成一个很窄的负极性脉冲输出。由于RC≫RL,所以C充电时,RL上的电压很小,可以忽略。

雪崩脉冲电路的工作频率,主要取决于电源电压对RC,RL,C的充电时间常数τ=(RC + RL)C。RL通常为50 Ω,RC通常选为几千欧姆到几十千欧姆,所以充电时间常数τ⧋RCC。要使脉冲重复频率(PRF)提高,必须使RC尽量小,即减小电路RCC恢复时间,使得雪崩电路能够较快的恢复,要保证触发脉冲来到时,C已充电完毕,电源电压经RC对C的充电时间常数必须小于触发脉冲的周期T,即(3～5)τ<T=1/f。但RC过小,又会造成雪崩三极管功耗过大而损坏。储能电容C的容量主要根据雪崩输出的脉冲幅度、宽度以及上升沿的快慢来选取。C增大时,脉冲幅度会增大,但同时放电时间RLC会增长,下降时间相应较长,从而导致脉冲过宽;C太小,则储存的能量有限,使得输出脉冲的幅度偏低。

总之,雪崩脉冲产生电路中的元件的选取并不完全是由某一因素所决定的,必须合理地考虑各个参数之间的相互关系,基本的原则就是要求保证电路能够稳定可靠地工作,同时满足相应的指标要求。

3 多级并联改善脉冲特性

多级并联,就是多个雪崩管由电源并联充电,然后串联向负载放电。它具有突出优点:可以以较低的电源电压得到较高的输出脉冲,幅度远高于电源电压。图4是一个5级雪崩管并联的脉冲源发生电路。

下面分析一下其脉冲发生机理。触发脉冲加入前,各雪崩管截止,但已处于临界雪崩状态。C1～C5各电容均充有直流偏置电源电压EC。触发脉冲加入后,首先引起T1雪崩击穿,于是C2左端电势等于C1右端电势,即等于EC,记作:UC2-LEFT=UC1-RHGT≅EC,而且,电容充电后,其上面所充电荷,不会瞬间放电完毕,因而两端电势差几乎维持不变,即有UC2-LEFT=UC2-RHGT+EC≅EC+EC=2EC,此时,在C2右端,可得到两倍EC的瞬间电势。以此类推,在C5右端,将得到几乎5倍EC的瞬间电势。当然,由于电容 C1～C5此时相当于串联,并由C1左端对地、C5右端对地放电,所以此电势将迅速凋落,从而形成脉冲波形。电路两端均接入负载可以有效防止反射,以获得较好波形,在RL1上获得正脉冲,RL2上获得负脉冲。缺点是输出脉冲幅度减半。

多级并联时,有几点特别需要注意:

(1) 触发脉冲和产生的脉冲之间的共地问题成了多级并联触发电路需要解决的首要问题。在单级脉冲产生电路中(如图3),触发脉冲Vi的接地端和产生的脉冲接地端是共地的,不存在任何问题,而在多级并联电路中(如图4),触发脉冲的接地端和产生脉冲的接地端无法直接连在一起。将触发脉冲的地和产生脉冲的地通过一个变压器耦合隔离后可以有效隔离解决这个问题,另外要合适选择触发脉冲的微分电路来调节触发脉冲的占空比,防止占空比过大使雪崩管功率过大发热而烧毁。

(2) 仪器电源、开关电源、示波器、脉冲源电路板,触发源电路板都需用粗电线接到一个板上,再统一接到大地上。由于产生的高压脉冲很窄(高频),如果接地不够好,将使系统的地是“浮地”,从而使得到的波形是虚假的。

4 试验结果

(1) 采用雪崩三极管ZTX415

该雪崩管瞬时雪崩电流达60 A,VCEO和VCBO值分别为100 V和260 V。实验时逐渐增加雪崩管的并联级数。随着级数的增加,脉冲的幅度和宽度都有改善,当级连4级时得到了脉冲宽度2.78 ns,幅度超过300 V,重复频率为10 kHz的波形。级连到6级,最终脉冲宽度为2.7 ns。继续级连更多雪崩管已经无法再改善脉冲宽度,波形的拖尾却变得更长了。脉冲的上升时间一直是2 ns左右,没有随级数的增加而减小。

这是因为随着级数的增加,回路的等效电感增加,直接影响电流的变化速度;级连使电路的等效电阻增加,因此负载上获得的波形幅度不会一直增大,分布参数使得波形变差。

(2) 采用射频三极管MMBT3904

MMBT3904的VCBO和VCEO分别为60 V和40 V,经过实验测得,MMBT3904的雪崩电压实际接近80 V左右。经过单级雪崩实验的得知,MMBT3904的雪崩电流远没有ZTX415雪崩管大,但上升时间比ZTX415雪崩管短,实验测得两级MMBT3904级连电路产生的脉冲上升时间为0.9 ns。当把MMBT3904级连到4～5级后,得到最理想的脉冲,其幅度为114 V,脉宽2.42 ns,上升时间为0.73 ns,下降时间为2.80 ns。

5 改善脉冲波形的方法

(1) 在末端负载前串联一个三极管可以有效防止波形反射和减少放电时间。这是因为当末端电容在放电后电量减少到一定程度后三极管便截止,从而减少放电时间使脉宽变小。

(2) 末端电容锐化法,即在末端负载前串接一适当电容。当脉冲变化速度快时,电容等效为短路,当脉冲拖尾时,输出便自行截止。

当采用上述方法后,对MMBT3904级联电路取锐化电容4.7 pF,最终得到幅度28 V,0.95 ns的窄脉冲。

本文分析了雪崩三极管产生窄脉冲的机理,采用雪崩管多级并联的方法产生了幅度超过300 V,脉宽2.78 ns的窄脉冲;采用高频晶体管多级并联电路产生114 V,脉宽2.42 ns的窄脉冲。采用电容锐化法,最终得到幅度28 V,0.95 ns的脉冲。本文设计与制作的电路结构简单,成本低廉,性能稳定。该窄脉冲可以应用于超宽带无线通讯和穿墙探地雷达。

摘要：介绍了一种可用于超宽带(UWB)穿墙雷达的脉冲发生电路,讨论并分析了UWB中几种常用窄脉冲产生方法的特点及其局限性。基于雪崩三极管和射频双极性晶体管的雪崩特性,设计并制作了UWB脉冲电路发生器,指出电路中需要注意的事项及改进脉冲性能的方法,并获得亚纳秒级的超短、快速前沿的单极性UWB脉冲,幅度为28 V,宽度为0.95 ns。

关键词：超宽带,纳秒,脉冲发生器,雪崩特性,穿墙雷达,射频三极管

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