基带信号范文

基带信号范文（精选6篇）

基带信号 第1篇

1.1 基带信号传输系统简介

原始模拟信号经过PCM之后, 模拟信号就变成了数字信号。数字基带信号就可以作为基带脉冲的输入, 然后经过信道信号形成器, 信道信号形成器包括信源编码和信道编码, 变成适合信道传输的信号。接着经过信道, 信道有有线信道和无线信道, 信道中会夹杂着各种各样的噪声。信道之后就是接收滤波器, 为了更好地接收信号, 这里采用同步提取方式, 并用抽样判决器还原原始的基带信号。为了研究基带信号的传输问题, 可以用如下框图表示, 如图1。

该系统主要由发送设备、接收设备以及抽样判决组成。为了保证系统可靠有序地工作, 还应有同步系统。在发送端, 基带信号还需要一个滤波器, 滤波器的作用主要是滤除信号以外的频率, 让和信号有关的频率进入信道信号形成器, 这样可以减少部分干扰, 对基带传输系统起到一个保护的作用。

1.2 数字基带信号传输中的码间串扰

数字信号在传输的过程当中容易形成码间串扰, 信号在发送的时候一般是一组一组地进行传输, 但是因为系统处理时间的延时等问题的存在, 无法避免数字信号之间的串扰问题。有可能先出的数字串由于受到影响导致慢传输, 后出的信号由于处理信息快导致快传输, 这样就形成了串扰。解决这个问题我们可以加入保护时间, 时间间隔可以让先出的信号处理完之后再传输下一帧信号。

2 数字信号传输的分析

脉冲信号为0、1的数字信号, 二进制数字信号具有判决容易的特点, 二进制数字信号的不同组合可以构成不同的信息, 加入输入信号为:

其中, nR (t) 是加性噪声n (t) 经过接收滤波器后输出的噪声。

此时, 实际抽样值不仅有本码元的值, 还有码间串扰值及噪声, 当加入判决电平后, 高于判决电平一般判为1, 低于判决电平一般判为0。当然也存在误判的情况, 如信号受到的干扰影响很大, 有可能是1的被判为0, 0信号被判为1, 则这时判决规则为:

如果对于信号受到噪声的影响很小的话, 那么信号能基本判断正确。但是如果受到的噪声很大的话, 就很难保证信号的判断争取了。研究基带信号的传输系统就是要解决误判的问题, 所以对于信号的提取要同步提取, 这样提取的信号能量最大, 也是最佳提取时间, 从而保证信号更好的接收。

根据以上对码间串扰的研究, 基带传输系统冲激响应h (t) 可以如下表示:

(1) 基带信号的抽样值应满足:

(2) h (t) 尾部衰减要快。

式2-1表明j=k为最佳接收时刻。t0为一常数, 如果假设t0=0那么无码间干扰条件则变为:

令k'=j-k, 并考虑到k'也为整数, 可用k表示, 得无码间串扰的条件为:

式 (2-2) 说明, 无码间串扰的条件就是在t=0的时候提取, 其他时间判为0, 这也是消除码间干扰的条件。

3 基带信号无码间串扰的参数设定与仿真

通过systemview提供的仿真环境对数字基带传输中的码间串扰问题加以仿真、分析, 能帮助我们进一步加深对这些抽象概念的理解, 并增强感性认识。

(1) 软件仿真。systemview软件参数设置为:码速率为100bps的伪随机信号系统, 基带信号是幅度为正负1v, 的采样速率为1k Hz。抽样器的抽样频率与数据信号的数据一致, 设为100Hz。为了比较发送端和接收端的波形, 对于发送端和接收端的两个波形在延时器上显示, 我们可以看出两个波形是一致的。

(2) 消除码间串扰的仿真结果及分析。

4 结语的解决。

由图2可知, 当抽样判决电平是同一根时, 实现无码间串扰的传输的方法之一是用升余弦滚降滤波实现, 但是如果采用LPF来接收信号时, 我们发现信号是错误的。这说明了要实现无码间串扰, 升余弦滚降系统的抽样判决能取得比较好的效果, 比用低通滤波器好。

与此同时, 理想低通滤波器要求的判决电平比较高, 而升余弦滚降滤波器对判决电平要求比较低。从仿真结果可以看出, 码间串扰是可以消除的, 只要通过设置判决电平、合理的带宽和采用合理的接收滤波器, 码间串扰问题可以得到有效

参考文献

[1]樊昌信, 曹丽娜.通信原理[M].北京:国防工业出版社, 2001

[2]丁玉美.数字信号处理[M].西安:西安电子科技大学, 2001

基带信号 第2篇

摘 要：提出了基带信号发生器中CDMA2000无线传输技术的下行链路基带处理方案，给出了其数字基带处理原理框图，并详细介绍了设计过程中涉及的各种CDMA 关键技术及其软硬件实施方案。

关键词：CDMA2000；基带信号发生器；FPGA；DSP

1引言

第三代移动通信系统是为满足人们对宽带移动通信的要求而产生的，他除能提供传统的电路数据业务（语音和低速数据业务）以外还能提供最高达2 Mb/s的分组数据业务。CDMA2000技术是第三代移动通信系统的主要标准之一。本文主要探讨基带信号源中CDMA2000下行基带信号模块的实现方案。

CDMA2000下行链路物理信道分为2类：一类是公共物理信道，一类是专用物理信道。其中公用物理信道包括：导频信道、同步信道、寻呼信道、广播信道、快速寻呼信道、公共功率控制信道、前向公共控制信道、公共指配信道。专用物理信道包括：前向专用辅助导频信道、专用控制信道、前向基本信道、前向补充码分信道（RC1，RC2），前向补充信道（RC3~RC9）。CDMA2000下行信道基带处理过程如图1所示。

基本信息比特进行信道编码和交织处理后进行长码加扰以区分用户，然后数据流进行符号映射即将0变为+1，1变为1，经变换后的数据流再进行串并转换，即将串行数据变为并行数据，再经WALSH码扩频（区分信道），最后数据经基带滤波形成前向基带信号。

其中的信道编码和交织进行的处理又包括加1位的保留位或标志位，加帧质量指示（CRC），加8位尾比特或保留位，卷积/Turbo编码和速率匹配等一系列操作。如图2所示。

信道编码和交织处理过程如图2所示。在信息比特流加入了帧质量指示（循环冗余校验比特）和纠错比特，实现检错。对数据进行卷积/Turbo编码是为了对抗传输信道中的随机误差，提高信道传输性能。为了适应多种速率传输，信道编码方案中还增加了速率匹配功能。速率匹配是将传输信道上的数据比特打孔或重复，以便达到信道映射时传输格式要求的比特速率。在信道编码中，采用交织技术可分散突发连续错误，减少信道编码需要校正的连续错误，使连续误码离散化成随机错误以便利用前面的信道编码手段纠正。

2CDMA2000下行链路基带处理的关键技术 2.1卷积/Turbo编码

卷积编码属于信道编码，主要用来纠正码元的随机误差，他以牺牲效率换取可靠性，利用增加监督位进行检错和纠错，这对数字移动通信十分必要。如图3所示是编码效率R=1 /2，约束长度K=9的卷积码的原理框图。

Turbo编码是近年来倍受瞩目的一项新技术，他是在卷积编码、级联码和最大后验功率译码基础上的一种推广和创新,Turbo编码后的误码率(BER)近似为10-5，接近Shannon极限的性能，他不仅在信噪比较低的高噪声环境下性能优越，而且具有很强的抗衰落、抗干扰能力。Turb o码的优良性能受到移动通信领域特别是第三代移动通信体制的重视，所有的第三代无线接口标准都采用了Turbo编码。但因为Turbo编码实现复杂，所以他主要用于高速率数据信道，而卷积编码用于低速率话音信道。如图4为Turbo编码的原理框图。

2.2交织

对输入的数据进行交织可以改善码距分布。交织就是用某种一一对应的确定性方法重新排列二进制和非二进制序列顺序的过程，以此来随机化突发错误的统计特性，使得信道无记忆。交织技术是为了抵抗无线信道的噪声以及衰落的影响而采取的时间分集技术，他在接收技术中具有重要的作用，在编码过程中采用交织算法是为了对信息流进行纠错控制。交织技术分散了随机错误和突发错误，采用交织技术使成群错误趋向更随机地分布，改善了码组的误码率性能。下面仅给出对于前向同步和寻呼信道以及业务信道在RC1和RC2配置下的交织器数据输出地址的计算公式：

其中：Ai表示被读出符号的地址，i=1,2,…，N1，N表示交织器长度；［x］表示向下取整；imod j表示i对j取模；BROm表示y的m位比特反转值；m与j为交织器参数可查表得到。

2.3扰码

扰码技术即用PN码与已扩频码相乘，实现对信号的加密。扰码之间必须有良好的正交性。上行链路物理信道加扰的作用是区分用户，下行链路加扰可以区分小区和信道。42位长PN码的特征多项式如下公式：

15位的PN短码用于QPSK调制的I，Q支路的直接序列扩频，两支路的短PN码特征多项式分别为：

2.4扩频

扩频操作又叫信道化操作，即用一个高速数字序列(扩频码)与数字信号相乘，把数据符号转换成一系列码片，从而大大提高了数字符号的速率，增加了信号带宽。由信号理论知道，脉冲信号宽度越窄，其频谱就越宽，信号的频带宽度和脉冲宽度近似成反比，因此，越窄的脉冲序列被所传信息调制，可产生频带很宽的信号。扩频码序列就是很窄的脉冲序列。通过扩频操作信号频谱被大大拓宽了。在常规通信中，为了提高频率利用率，通常都是采用大体相当带宽的信号来传输信息，即在无线电通信中射频信号的带宽和所传信息的带宽是属于同一个数量级的，但扩频通信的信号带宽与信息带宽之比则高达100～1 000，属于宽带通信，这样做是为了提高通信的抗干扰能力，这是扩频通信的基本思想和理论依据。扩频通信系统扩展的频谱越宽，处理增益越高，抗干扰能力就越强。在接收端用与发送端完全相同的扩频码序列来进行解扩。

2.5基带滤波

基带部分滤波器就是脉冲成形滤波器(LPF)。由于输出信号是带宽受限的，所以扩频调制器的输出码片流要利用脉冲成形滤波器进行滤波。

2.6QPSK调制

QSPK正交调制器方框图如图5所示，他可以被看成是由2个BSPK 调制器构成。输入的串行二进制信息序列经串/并变换，分成两路速率减半的序列，电平发生器分别产生双极性二电平信号I(t)和Q(t)，然后用载波分别进行调制，相加后即得到QPSK信号。QPSK调制效率高，要求传送途径的信噪比低，非常适用于CDMA移动通信系统。其原理框图如图5所示。

3CDMA2000下行链路处理模块的实现

第一步在实现基带模块之前，首先必须根据应用系统的目标确定系统的性能指标、协议要求。

第二步是根据系统的要求进行芯片的选择，可供选择的芯片包括DSP，FPGA 和单片机。其中，DSP 芯片可单独完成整个基带部分的处理，典型的以DSP为核心的基带模块的主要特点 是方便的可测量性、单个信道的低耗费以及简便的软硬件升级性。也可选择DSP与FPGA 搭配使用，FPGA+DSP结构最大的特点是结构灵活，有较强的通用性，适于模块化设计，从而能够提高算法效率，同时其开发周期较短，系统易于维护和扩展，适合于实时信号处理。采用不同的芯片进行处理，会导致不同的系统性能，要得到最佳的系统性能，就必须在这一步确定最佳的芯片选择搭配。

在完成第二步之后，就是总体设计确定软硬件分工。基带模块的设计包括硬件设计和软件设计2个方面。硬件设计首先要根据系统运算量的大小、对运算精度的要求、系统成 本限制以及体积、功耗等要求选择合适芯片。然后设计芯片的外围电路及其他电路。软件设计和编程主要根据系统要求和所选的芯片编写相应的汇编程序，若系统运算量不大且有高级语言编译器支持，也可用高级语言（如C语言）编程。由于现有的高级语言编译器的效率还比不上手工编写汇编语言的效率，因此在实际应用系统中常采用高级语言和汇编语言的混合编程方法，即在算法运算量大的地方，用手工编写的方法编写汇编语言，而运算量不大的地方则采用高级语言。

硬件和软件设计完成后，需进行硬件和软件的调试。软件的调试一般借助于芯片开发工具，如软件模拟器、开发系统或仿真器等。硬件调试一般采用硬件仿真器进行调试，如果没有相应的硬件仿真器，且硬件系统不是十分复杂，也可以借助于一般的工具进行调试。系统的软件和硬件分别调试完成后，对软硬件进行系统集成。最后，完成系统调试。实现框图如图6所示。

4结语

本设计的基带信号发生器CDMA2000下行链路基带模块设计将移动通信中的各种关键技术融为一体，形成具有整体性的CDMA数字基带处理技术。在CDMA2000基带设计过程中融入了软件无线电的思想，提出了无线信号发生源CDMA2000无线传输技术的基带处理方案，设计出信号源数字基带处理的软硬件实施方案，实现时运用了FPGA+DSP这样一种灵活的现代电子技术方案。参考文献

基带信号 第3篇

关键词：Gardner算法,位同步,内插,误差检测

同步指收发双方在时间上步调一致,在数字通信系统中,位同步是一项重要的技术。由于信号在传输过程中所产生的延时一般未知,再加上噪声、多径效应等影响,导致接收端收到的信号与本地时钟信号不一致。而位同步作用就是跟踪每个码元的最佳采样点以进行判决。当输入信号偏移时,会根据本地时钟和接收信号间存在的定时误差调整NCO,使其输出的采样时钟跟踪最佳采样点。按照处理方式的不同,可分为模拟方式、半数字方式和数字方式。

传统的数字接收机通过提取接收信号中的时钟信息再调整采样时钟,即同步时钟恢复。在全数字接收机中,一般采用独立于发送端的时钟对接收信号直接采样,再通过插值运算得到信号在最佳判决取样时刻的近似值,这种方法称为异步时钟恢复。其中一种典型的处理算法就是Gardner算法。该算法优点在于不需要改变本地采样时钟,可适应较宽速率范围的基带信号,因而具有传统方法不可替代的优势。

1 Gardner算法实现

在当今高速宽带数字通信中,通常采用异步时钟恢复来适应较宽速率范围的基带信号位同步。其中比较典型的就是Gardner算法,其原理如图1所示。结构主要由内插滤波器、定时误差检测器、环路滤波器和控制器构成,通过内差调整在不改变本地时钟频率条件下实现位定时同步。根据对输入的非同步采样信号采用内插公式计算得出正确的采样值输出,该采样值即本地时钟频率与接收信号频率同步情况下的采样值。

1.1 内插滤波器

接收机接收到射频信号经下变频到中频,中频再解调(载波解调)得到基带信号,即为输入信号x(t),设其码元时间间隔Tb,且x(t)频带有限。接收机对再经过本地固定时钟频率采样,得到数字信号x(m Ts)。令本地独立时钟采样时间间隔为Ts,内插滤波器h1(t),假定Tb/Ts为无理数。当采样信号x(m Ts)输入h1(t),计算k Ti时刻的内插值y(k Ti)=y(k)。其中,Ti与Tb同步,Ti=TbK,K是一个小的整数。

采样信号x(m Ts)=x(m)通过内插滤波器h1(t)后,输出信号

在时刻t=k Ti对输出信号y(t)进行重采样,可得

对序号重排序,定义:

式中,uk为误差间隔,决定内插滤波器冲激响应系数,其范围有uk∈[0,1];mk为插值基点,决定输入序列中参与运算的采样点,由插值时刻k Ti决定;重采样后输出采样点是(mk+uk)Ti,int[z]表示不大于z的最大整数,k Ti和uk的信息由内部控制器反馈得到。

最后得到:

即为数字内插滤波器基本方程,mk和uk表示了Ts和Ti之间的关系,如图2所示。

插值点位置k Ti与与第m个采样点位置差ukTs,即为所需要的小数偏差。

进一步可利用拉格朗日插值算法计算出内插值。典型的基于N点样本集的拉格朗日插值公式为:

当N=4时,插值滤波器可采用立方插值滤波器,具体系数为:

从而推导出:

1.2 定时误差检测

Gardner算法的定时误差检测结构(TED)如图3所示,在对基带数据采样后,进行串并转换和I/O分路运算,并对得到的I(k)和Q(k)信号进行一个样点的延时从而得到I(k-1)和Q(k-1),利用两码元交界处的采样点I(k-1/2)和Q(k-1/2)送入误差计算单元,I(k-1/2)表示判断误差。

在理想情况下,I(k)-I(k-1)=0(前后码元相同)与I(k-1/2)=0(前后码元不同)这两种情况必定有一种出现。但是如果抽样不理想,则两式均不为0。同时,Q路的误差方向和I路的相同,从而形成了定时误差公式:

定时误差信号e(n)经过环路滤波器到达数控振荡器NCO,控制NCO使采样前移或后退一个脉冲,以趋于理想的采样点。

1.3 环路滤波器

环路滤波器在该系统中作用旨在滤除定时误差信号的高频分量,平滑信号以及将e(n)转换成数控振荡器NCO需要的附加相移值。

该滤波器是模拟一阶有源比例积分滤波器的数字化实现,传递函数为:

其中,G0为NCO增益;Gd为TED增益;BL是滤波器噪声带宽;阻尼因子ξ=0.707。给定BL就可以针对不同码速率1/Tb设计环路参数。环路滤波器中乘法运算采用移位方式实现以减少资源占用,处理后的误差信息传送给控制器部分。

1.4 控制器

控制器的作用是根据TED信号,调整插值频率1/Ti和误差间隔uk,并输出同步信。控制器包含NCO(数控振荡器)和)1误C差2间(u隔)x计(m算k两2个)部分。

NCO的作用是给插值滤波器提供控制信号以及生成重采样时钟信号。由于NCO用于对重采样时钟信号和输入信号采样时钟为Ts的输入信号采样,所以NCO的工作时钟与本地独立时钟间隔Ts一致,生成的重采样周期与输入信号同步为Ti。当NCO寄存器溢出一次表示执行一次重采样。每次NCO寄存器过零点的时刻(mk+1)Ts为内插滤波器进行一次运算。NCO寄存器深度为1,设当前mkTs时刻NCO寄存器值为η(mk),NCO控制字W(mk)。W(mk)是一个正值小数,由环路滤波器输出值确定。则得到NCO差分方程:

同时对于控制器中误差间隔uk有:

从而得到插值位置为:

由此,通过NCO提取出了内插滤波器的控制参数。

2 算法仿真

利用MATLAB编程对系统算法进行验证。

系统稳定后得到采样频率误差估计值是PPM=399.9533,而实际PPM=400,可以看出二者十分接近。

3 结语

由于在高速宽带数字通信中,本地时钟频率和实际接收信号频率难免存在偏差,会导致接收信号解码混乱。因而信号的位同步将采用异步同步方式,在内插器对信号进行插值时,利用Gardner算法计算正确的插值位置,即最佳观测点,并且最终确认最佳值的大小。

Gardner算法在进行位同步提取时对载波相位不敏感,实现结构简单,需要样点少,广泛应用于位同步技术。

参考文献

[1]Gardner F M.A BPSK/QPSK timing—error detector for sampled receivers[J].IEEE Transactions on Communications,1986,34:423-429.

[2]Ahmadi S.An overview of next-generation mobile Wi MAX technology[J].IEEE Communications Magazine,2009,47(6):84-98.

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[4]Umberto Mengali and Aide N.D’Andrea,“Synchronization Techniques for Digital Receivers”[M].A Division of Plenum Publishing Corporation.

[5]丁丹,许斌,郝建华.软件无线电中多模式载波同步技术的研究[J].无线通信技术,2008(1):29-33.

[6]赵金明,龚金忠,陈秋良.基于软件无线电的GMSK调制解调位同步算法[J].电视技术,2013,37(9):146-148.

[7]杜勇,刘帝英,罗宇智.基于FPGA的改进积分型位同步环设计[J].信息技术,2013(5):129-136.

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[9]李世强,禹卫东.分布式卫星SAR相位同步的实现方案及实验验证[J].电子与信息学报,2012,34(2):356-360.

[10]江海清,陆志宏,高梅国,等.一种数字信道化接收机参数编码方法[J].北京理工大学学报,2011,31(6):713-716.

[11]赵彬广,高文军,李坤龙,等.基于数字相关法的多通道DAC同步算法[J].中国科学院研究生院学报,2012,29(2):234-239.

基带信号 第4篇

LTE项目是3G的演进,始于2004年3GPP的多伦多会议。LTE不同于3G的码分多址传输技术,采用频谱效率更高的OFDM/FDMA技术,主要从降低每比特成本,扩展业务提供能力,灵活使用现有的和新的频段,简化架构,开放接口,实现合理的终端消耗等方面考虑。LTE系统的主要需求指标包括:在20 MHz系统带宽下,提供下行100 Mb/s和上行50 Mb/s的瞬时峰值速率;用户面延迟小于5 ms;控制面延迟小于100 ms;有更好的移动性,针对低速移动(小于15 km/h)优化,高速移动(低于120 km/h)下实现高性能,在大于120 km/h时可以保持蜂窝网络的移动性;支持最大100 km的小区覆盖;灵活的频谱分配,支持最小1.4 MHz,最大20 MHz系统带宽[1]。

在移动通信系统中随机接入是用户终端和网络建立稳定连接,进行正常通信的首要步骤。随机接入可以分为同步随机接入和非同步随机接入,同步随机接入是在用户终端已经与系统取得上行同步时的接入过程,相反,非同步随机接入是用户终端尚未和系统取得或丢失了上行同步时的接入过程,因此非同步随机接入区别于同步随机接入的一个特点就是要估计、调整用户终端上行发送时钟,将同步误差控制在循环前缀(CP)长度之内。LTE系统通过物理随机接入信道(PRACH)完成非同步随机接入过程中随机接入前导(Preamble)的发送。3GPP物理层协议规范中针对不同的小区覆盖半径需求,设计了多种PRACH Preamble格式,其中Preamble Format 0,1,2,3对FDD LTE和TD-LTE是通用的,Preamble Format 4是针对TD-LTE特殊帧结构设计的,用于小区半径较小时的热点覆盖场景[2]。

要获得LTE较高的技术需求指标,对基带信号的处理芯片提出了更高的要求。飞思卡尔半导体公司的MSC8156AMC是一种高密度、Advanced Mezzanine Card(AMC)DSP平台,构建于3个MSC8156 DSP(18个SC3850 DSP内核)基础之上,可插入紧凑型MicroTCA底板。这种18 GHz的处理能力与无线基础架构应用的高度优化架构相结合,使其成为开发基于下一代无线标准解决方案的理想平台。

MSC8156AMC基带处理器卡的特性包括:

(1)处理器:多达3个MSC8156 6核StarCore DSP,高达1.0 GHz的主频;

(2)内存:每个MSC8156有2512 MB的64 b DDR3内存;

(3)4个串行Rapid I/O(SRIO)接口以及2个1000Base-X背板接口。

另外,飞思卡尔针对3GPP标准中定义的物理基带信道处理和无线传输信道功能,提供了LTE物理层支持软件库,包括一个定制的操作系统SmartDSP、驱动和主要的信号处理功能模块(包括:调制、信道编码、传输方案、MIMO/分集、信道估计、信道均衡等),这些信号处理模块基本覆盖了物理层上下行链路共享信道,它们以SmartDSP实时操作系统为参考实时运行。

1 PRACH信道处理

在LTE系统中,用户终端通过发送Preamble获取上行链路定时同步,完成与网络非同步随机接入。LTE系统中PRACH Preamble采用Zadoff-Chu(ZC)序列,包括序列(Sequence)和CP两部分。CP的作用是抗多径时延扩展,最大限度地消除载波间和符号间的干扰。PRACH信道在LTE系统中是非常重要的信道,使用非常频繁,合理的PRACH信道可以提高整个网络的覆盖性能。因此,为了适应不同的小区覆盖场景,尽可能降低PRACH信道的资源开销,设计了5种Preamble Format,它们具有不同的CP长度和Sequence长度。

每个小区中存在64个可用的前导信号序列。64个序列中有两个子集,其中每个子集中的一系列序列将被作为系统信息信令的一部分。在执行基于竞争的随机接入时,用户终端随机选择一个序列随机接入尝试,只要其他的UE没有采用相同的序列,就不会发生冲突并且该尝试在很大概率上可以被eNodeB检测到。如果用户终端请求自由竞争的随机接入,需要选择自由竞争的前导信号。前导信号序子集的选择是由用户终端在上行共享信道(UL-SCH)发送的数据量定的。

时间连续的随机接入信号s(t)定义如下:

式中:0t

从式(1)中可以看到,基带信号生成过程如图1所示。

由图1可知,时间复杂度比较高的运算是DFT和IDFT运算,下面重点分析这两个过程的优化处理以及在MSC8156AMC平台的具体实现方式。

2 基带信号生成

2.1 ZC序列的DFT

LTE系统中Preamble序列是由ZC根序列经过循环偏移生成的。循环偏移的ZC序列具有很好的特性:幅度恒定,可以有效地进行功率控制,并且可以维护上行链路的低峰均比特性;具有理想的自相关性和互不相关性,易于eNodeB获得准确的定时估计,并且相同ZC根序列生成的Preamble序列构成的多个随机接入尝试之间不存在小区间干扰。

在时域上生成的ZC序列循环偏移之后,需要经过DFT处理变换到频域。DFT处理有很高的时间复杂度,以Preamble Format 0为例,ZC序列的长度是839,839点的DFT需要839839次复数乘和838839次复数加运算。ZC序列的定义如下:

其DFT可表示为:

加循环偏移Cv可以在上式中直接产生:

在MSC8156 DSP上实现时,可以采用查表的方式,这样计算频域上每个点,只需要NZC-1次复数加,大大降低了DSP负荷。

2.2 资源映射

FDD的一个上行子帧最多可以传输一个随机接入资源;而对于TDD的帧结构,一个子帧可以传输多于一个随机接入资源,不同的随机接入资源采用频分的方式。PRACH信道的时域结构由RA(Random Access)时隙的长度和周期两个变量定义,3GPP标准确定RA时隙长度为子帧长度,RA时隙所占用的子帧取决PRACH的具体配置。RA时隙发送周期取决于网络负载大小,小负载网络采用较长的发送周期,大负载网络采用较短的发送周期。为了使PRACH信道的发送在时域上尽可能的均匀,每个RA时隙发送一个随机接入资源。RA时隙的频域位置,是有两个可选择的。为了保证PUCCH的正交性和用户带宽的最大化,PUCCH被分配到用户频带的上下两端,PRACH放置在紧邻PUCCH的位置上(二选一)。

在频域内,PRACH占用6个物理资源块(PRB),1.08 MHz小区带宽,正好匹配LTE中可以操作的最小上行链路小区带宽。子载波映射时就是按照其时域频域资源位置来进行映射的,前导序列本身的长度为839或139,根据时域宽度(1 ms,2 ms及3 ms)进行重复匹配,然后按先频域后时域的顺序进行映射。

20 MHz带宽对应系统采样频率是30.72 MHz,以Preamble Format 0为例,序列部分长度是24 576Ts,PRACH映射时,上述得到的频域上的ZC序列按照从高层得到的配置参数进行映射[4,5]。

2.3 IFFT处理

以Preamble Format 0为例,PRACH映射之后,根据3GPP物理层协议的规定,生成基带信号需要做24 576点的IDFT。MSC8156的MAPLE-B提供了硬件FFT/IFFT处理单元FFTPE和硬件DFT/IDFT处理单元DFTPE,使用FFTPE或DFTPE可以最大限度地提高运算速度,然而FFTPE一次最多只能做2 048点的FFT/IFFT,DFTPE一次最多提供1 536点DFT/IDFT,因此不能利用MSC8156的MAPLE直接做24 576点的IDFT。出于降低DSP负荷的考虑,软件实现方案也不可行,因为计算量非常大,这里只能采用其他方案。

Cooley-Turkey算法是一种最常用的FFT算法,这一方法以分治法为策略递归地将长度为N=N1*N2的DFT分解为长度分别为N1和N2的两个较短序列的DFT以及与旋转因子的复数乘法。它可以用于序列长度N为任意因数分解形式的DFT,这种算法称为混合基FFT[6]。

Cooley-Turkey算法把N点的DFT分解为任意两个长度为N1,N2短序列的DFT,其中N=N1*N2。长度为N的序列x(n)的离散傅里叶变换可表示为:

式中:。

将输入时域信号索引n表示为:

式中:0n1N1-1;0n2N2-1。

将输出频域序列索引k表示为:

式中:0k1N1-1;0k2N2-1。

得到基于Cooley-Turkey算法的DFT公式如下[7,8]:

式中:0k1N1-1;0k2N2-1。

假若要把N点长序列分为三段较短序列的DFT,只需把上述第二级FFT再以相同的方式分为两级,得到DFT表达式如下:

注意,第一级和第二级之间有旋转因子WN1N2n2k1,第二级和第三极之间有旋转因子WNn3(k1+k2N1)。上式可化简为三级FFT运算的形式,即:

由数字信号处理知识可知,IDFT可以通过DFT来实现。N点DFT和IDFT的关系可表示为[9]:

所以,PRACH发射端Preamble处理用到的24 576点IDFT可以利用上述混合基FFT算法实现。具体实现方式如下:

(1)对输入信号取共轭;

(2)混合基FFT实现;

(3)运算结果取共轭,并除以序列长度N。

混合基FFT实现:N=24 576,分为N1=2 048,N2=4,N3=3,分为三级实现。第一级是对输入数据每隔12点抽取一次,共得到12个长度为2 048点的序列,对其分别做DFT;第二级是在第一级输出序列乘以旋转因子WN1N2n2k1的基础上,每隔6 144点抽取一次,共得到6 144个4点的序列,然后进行4点的DFT运算;第三级是在第二级输出序列乘以旋转因子WNn3(k1+k2N1)的基础上每隔点抽取一次得到个点的序列,然后进行3点的DFT运算。

MSC8156提供了FFT硬件处理单元FFTPE,上述混合基FFT实现的第一级利用FFTPE做,第二级采用基4 FFT算法用汇编语言实现,第三级采用基3 FFT算法用汇编语言实现。FFT处理流程如图2所示。

2.4 插入CP

LTE上行系统在DFT-S-OFDM符号之间插入CP,如果用户之间的同步误差控制在CP长度之内,可以实现小区内用户之间的正交性。但是,在发起非同步随机接入时,UE只取得了下行时钟同步,尚未对不同UE由于与eNodeB间距离不同造成的上行时钟差异进行调整,不同UE的PRACH信号并不是同时到达eNodeB,这样就会造成小区内多用户之间的干扰。因此,随机接入突发前后需要额外的保护间隙,以消除用户之间的干扰。UE上行发送时是功率受限的,在大覆盖下需要较长的PRACH发送,以获得所需的能量积累,因而设计了多种随机接入前导格式,不同的格式有不同的CP长度,以适应不同的小区半径覆盖场景[10]。

为了满足非同步接入的抗干扰性能,Preamble只占用随机接入时隙的中间一段,前后分别填充CP和GP(保护间隔)。DSP实现时把对应Preamble格式CP长度的Preamble序列的结尾部分填充到随机接入资源的开头,Preamble序列后面补零。

3 结语

对LTE物理随机接入信道的处理过程进行了详细的阐述,重点分析了基带信号生成过程中的时间复杂度较高的DFT和IDFT的处理方式。LTE RA时隙长度为子帧长度,即要在1 ms内,完成一个随机接入资源的发送。MSC8156AMC平台是理想的LTE解决方案实现平台,提供了较为丰富的硬件加速器和优化的Intrinsic Instruction。实验表明,在MSC8156AMC平台上按上述信号处理方案生成PRACH基带信号,完全满足了系统的时序要求是一种可行的处理方案

摘要：MSC8156AMC具有很强大的处理能力,是LTE解决方案的理想平台,系统基于此平台实现。LTE系统中采用PRACH信道实现物理随机接入,PRACH基带信号生成包含有DFT和长序列的IFFT过程,具有很高的时间复杂度,为满足LTE系统的实时性要求,要选择低运算量的信号处理方案。根据PRACH前导序列的特点,DFT运算可以通过适当的变形采用查表方式实现,避免了大量的复数乘运算。长序列IFFT运算通过Cooley-Turkey算法分解为多级短序列IFFT,减少了运算量。上述方案满足了系统的实时性要求。

关键词：LTE,PRACH,物理随机接入,Cooley-Turkey算法,MSC8156AMC

参考文献

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[2]ERIK Dahl man,PARKWALL Stefan.3G演进:HSPA与LTE[M].堵久辉,缪庆育,徐斌,译.2版.北京:人民邮电出版社,2010.

[3]侯清莲.3G LTE中随机接入过程分析与仿真[J].中国新通信,2009(9):35-39.

[4]3 Generation Partnership Project.Physical channel andmodulation[S].[S.l.]:3GPP,2009.

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[7]张大炜.机载SAR实时处理技术和FMCW-SAR成像的研究[D].北京:中国科学院研究生院(电子学研究所),2007.

[8]陈沐.LTE随机接入的研究[D].北京:北京邮电大学,2007.

[9]陈后金.数字信号处理[M].北京:高等教育出版社,2004.

基带信号 第5篇

基带信号传输系统在目前的通信系统中占有较大的比重,如计算机通信、PSTN网络通信等。为了保证信号传输的质量和传输效率,不但要有一个理想的基带传输系统,同时还需要最佳的传输信号。

主要从两个方面进行讨论:一个是针对非理想信道即实际信道进行优化使之达到理想、最佳状态;另一个是在改进的传输系统基础上设计出一种能消除码间干扰的发送信号。

1 理想信道最佳基带传输系统

最佳基带传输系统为消除码间干扰且差错概率最小的传输系统。理想信道最佳基带传输系统应满足如下条件,即

undefined

式中,H(ω)为消除码间干扰的总传输特性。GT(ω)和GR(ω)分别为发送滤波器和接收滤波器传输函数;C(ω)为信道传输特性,理想信道C(ω)=1。

而实际信道其特性不可能是完善的、理想的,即C(ω)不是常数。但是如果能够测量C(ω)特性,且假设GT(ω)已给定,同样能够设计一个理想的、最佳基带传输系统。

2 实际系统最佳化、理想化设计

设H(ω)=GT(ω)GR(ω)C(ω)且发送信号功率一定。噪声为高斯白噪声。 为了获得最佳接收,即抗噪性能好,根据最大输出信噪比准则,要求

则有:

为使系统接近理想低通特性,同时还能消除码间干扰,需要在识别器前加一个特性网络,其传输特性为:

设信道总的传输特性为H′(ω),系统带宽为WHz,低通型。则有

式中,C为常数。(5)式说明此时系统已达到理想状态。同时H′(ω)也一定能满足奈奎斯特第一准则即

该系统模型如图1所示。通过分析得到,系统无码间干扰最高传输速率应为2WBaud;频带利用率2Baud/Hz。

3 最佳发送信号设计

图2是图1的简化系统,设系统H′(ω)输入为X(t),输出为Y(t)

不考虑噪声的影响,已知H′(ω)为理想低通形式,研究发送脉冲的设计。

设发送的基带信号为:undefined,当X(t)经过H′(ω)后输出为Y(t),则Y(f)=H′(f)X(f)=X(f),fW,W为系统带宽。则有

undefined

当t=nTS时,抽样时刻应有:

undefined

若无码间干扰应有:

undefined

下面讨论X(f)具备什么条件能满足(9)式。将(8)式积分区间按1/TS划分得到

undefined

对式(10)做变量带换后应有

undefined

显然undefined是周期为1/TS的周期函数,因此可用傅里叶级数系数{bn}展开成

undefined

其中系数

undefined

比较(11)和(13)两式得到bn=TSX(-nTS)。若无码间干扰应有

undefined

把bn代入(12)式得到

undefined

则式(14)说明了发送信号频谱应具备undefined才能消除码间干扰。

下面讨论X(f)具有什么样的频谱结构能满足(13)式。

讨论:①当TS<1/2W或RB>2W时undefined的频谱示意图如3(a)所示

信号频谱不重叠,无法实现undefined。

②当TS=1/2W或RB=2W时,undefined的频谱示意图如图3(b)所示。

由图4可见,只要信号的频谱为方波,undefined就能为常数,即叠加成一条直线,就能够消除码间干扰。但是方波频谱是理想的,实际中无法实现。

(3)当TS>1/2W或RB<2W时undefined的频谱示意图如图3(c)所示。

由图3(c)可见频谱发生重叠,若满足undefined,则要对发送信号的频谱进行严格的考究设计。经过分析得到,具有滚降的升余弦频谱能满足要求。其频谱表示式为:

式中,滚降因子0β1,则发送信号波形为:

undefined

4 结束语

通过上述对系统及信号的设计和分析可知:

①由于系统的改进是在最佳接收的理论基础上进行的,因此系统抗噪性能好。

②在识别电路前加一个特性网络使总的传输系统达到理想状态,当然该系统能够消除码间干扰,所以该系统为理想的最佳基带传输系统。系统无码间?干扰最高传输速率应为2WBaud,频带利用率2Baud/Hz。

③发送信号的设计是在系统达到理想状态条件下进行的,通过较详细的理论分析,得到具有滚降的升余弦频谱特性信号能消除码间干扰。另外在选择此类信号时,还需要选择合适的传输码型。

总之,通过分别对系统和信号的设计,可保证通信过程中完全能消除码间干扰,而且抑制噪声,可使通信质量大大提高。

摘要：码间干扰和噪声是影响通信质量的两个主要因素。针对实际信道进行了最佳化、理想化设计;并且在此基础上寻找到了能够消除码间干扰具有升余弦频谱特性的发送信号。利用该系统传输所设计的信号可大大提高通信质量。

关键词：码间干扰,基带传输系统,发送信号,频带利用率

参考文献

[1]樊昌信,曹丽娜.通信原理[M].北京:国防工业出版社,2007.

[2]曹志刚,钱亚生.现代通信系统原理[M].北京:清华大学出版社,1992.

基带信号 第6篇

St rategy A naly t ics手机元器件技术 (HCT) 服务研究报告《2014年基带市场份额追踪:高通、联发科和展讯攫取80%市场收益份额》结果显示, 2014年, 全球蜂窝基带处理器市场表现抢眼, 比去年同期增长14.1%, 市场规模达221亿美元。

St rategy A naly tics研究结果显示, 高通、联发科、展讯、美满科技和英特尔攫取2014年基带收益份额前五名, 高通公司以66%的收益份额位居第一;联发科和展讯凭借17%和5%的市场份额尾随其后。