IGBT逆变电源

IGBT逆变电源（精选7篇）

IGBT逆变电源 第1篇

中频电源是一种静止变频装置,它将三相工频电源变换成单相中频交流电。中频电源对各种负载适应能力强、应用范围广,主要用于金属的透热、熔炼、焊接、淬火、回火、热处理等。近年来,随着电力电子技术的高速发展,由单极型MOS管和双极型GTR管复合成的IGBT(绝缘栅双极型晶体管)新型功率器件,因其具有输入阻抗高、工作速度快、开关频率高、压降低、载流量大、驱动电路简单等优点而广泛用于各类固态电源中。

1 原理

IGBT中频电源加热机的核心是IGBT中频电源,其电路原理如图1所示。

三相工频交流电经主交流接触器KM接通后输送到整流电路,通过由VT1～VT6晶闸管组成的三相桥式全控整流电路整流,变为电压可调的脉动直流电,再经平波电抗器LD滤波成平滑的直流电供给逆变电路。逆变电路由2个结构完全相同的IGBT逆变器并联组成,这种结构形式能使中频电源负载能力增大1倍。每个逆变器由4只IGBT(VT7～VT10或VT11～VT14)及相随的4个整流二极管(D1～D4或D5～D8)组成,它与负载中的加热头(感应线圈)L1～L4、电热电容C一起,组成单相LC并联谐振式逆变器。从逆变电路输出的中频交流电大电流通过加热头,在垂直于感应线圈轴线表面内产生强烈的感应电流(又称涡流),使紧贴加热头的金属制品快速发热。

IGBT中频电源功率的调整,是通过调节功率电位器来改变整流触发脉冲控制角,从而改变整流电路输出直流电压来实现的。输出中频频率由负载LC并联振荡器的谐振频率决定,这是因为逆变触发脉冲控制信号取自负载回路,当负载LC参数发生变化时,逆变器输出频率也相应发生变化,起到自动调整频率的作用。

当电压、电流检测取样信号超过预先设定的过压、过流整定值时,主控制板内的保护电路工作,控制三相全控整流桥从整流区快速拉到逆变区,将电抗器中的能量反馈回电网,同时使主交流接触器KM线圈失电切断主电源,从而保护了主电路,避免事故的发生。

2 检修

IGBT中频电源故障检修,是在普通电气故障检修流程、方法和经验基础上,根据IGBT中频电源工作原理和结构特点,应用控制电源检测法、假负载替代检修法、关键点波形判断法等,快速、高效、彻底地排除故障。下面介绍IGBT中频电源故障检修流程。

(1)断电状态系统检查。在主机总电源开关QF断开的情况下,检查各部分是否有脱落、烧焦、打火等现象,同时按电流流通方向用数字万用表对IGBT中频电源装置作系统全面检查,以避免贸然通电后进一步扩大故障和烧坏元器件。先检查保险管和主交流接触器是否正常,检查保险管时不能只以红色指示器弹出来判断开路,最好通过测量来确认。接着用万用表X 200档在路检测整流晶闸管,除控制极G与阴极K间的阻值约为33Ω(受驱动变压器线圈影响)外,阳极A、阴极K和控制极G间的阻值均应为无穷大,否则整流晶闸管已损坏。同样用万用表2k档在路检测IGBT各引脚间的电阻,除集电极C到发射极E间的阻值约为1.6kΩ外,栅极G、集电极C和发射极E间的阻值均应为无穷大,否则IGBT已损坏。值得注意的是,有些IGBT异常时用万用表测量不出来,需应用控制电源检测法通过测量波形才能断定。最后,断开安装电热电容组铜排的前后连接,检测电热电容组两极间的阻值是否为无穷大,若不是则表明电容漏电或击穿短路。将连接电容与母铜排的软铜线逐个断开进行测量检查,直到找出漏电或短路的电容,通常,在电热电容组中有预留电容,因此只需断开损坏电容另接预留电容即可。

(2)控制电源检测IGBT逆变器。在IGBT中频电源装置中,控制电源与主电源的接通是分开控制的。在只接通控制电源的情况下,先用示波器测量逆变驱动板输出波形,同一角线桥臂逆变驱动板输出波形大小、形状应一致。若某块逆变驱动板输出波形异常,则可通过更换正常驱动板来检测该块驱动板是否损坏。若输出波形正常,则该驱动板损坏,否则IGBT损坏。其次用双踪示波器的2个探头同时进行测量检查,探头CH1逐个测量VT7、VT9、VT11、VT13的驱动板输出波形。探头CH2逐个测量VT8、VT10、VT12、VT14的驱动板输出波形。在二条角线桥臂波形的全部交汇点一致的情况下,才可以判断全部IGBT工作基本正常。用示波器测得的逆变驱动板正常输出波形如图2所示。

(3)假负载检查整流电路。在电抗器LD和分流器RS后断开逆变主回路,接上由3只100W/220V白炽灯串联而成的假负载。接通控制电源和主电源,启动电源后调节功率电位器,观察整流输出的直流电压能否达到额定最大电压(约500V),整流输出的波形是否稳定正确,移相范围及线性是否良好。若不正常,则测量整流触发脉冲波形,以判断是否为整流触发电路或晶闸管故障。

(4)通电工作测量关键点波形。重新连接好逆变主回路,启动并使IGBT中频电源运行在小功率状态。用示波器测量逆变输出主波形,波形应稳定正确、整齐一致,若波形异常,则应用控制电源检测法重点检查逆变电路。再使IGBT中频电源运行在较大功率状态,除测量逆变输出主波形外,还要测量整流输出主波形、电抗器平波后的主波形,这些主波形都必须稳定正确、整齐一致。用示波器测得的IGBT中频电源空载时的整流输出主波形、电抗器平波后主波形和逆变输出主波形如图3所示。

(5)报警保护的检修。保护电路的检修主要按照IGBT中频电源上的报警指示,有针对性地对相关电路和器件进行检查。过压保护主要检查逆变驱动电路、IGBT、电热电容、感应线圈等;过流保护检查晶闸管和IGBT及其驱动电路、二极管、电热电容、感应线圈等;循环冷却水保护检查外部冷却水、热交换器、增压水泵、内部冷却水管路等。

3 结束语

在使用IGBT中频电源前,需充分了解IGBT中频电源的工作原理及主要性能参数。在使用IGBT中频电源过程中,需注重日常保养和定期维护,定期清理机内的灰尘杂物,紧固导电连接部位,保持循环冷却水的水温和流量等,使IGBT中频电源一直处于正常工作状态。在IGBT中频电源出现异常时,需按照IGBT中频电源工作原理,分析故障原因,并运用示波器检测关键点波形等方法,按检修流程快速彻底排除故障。通过上述措施,可使IGBT中频电源长期正常稳定运行,服务于生产并创造最大的效益。

摘要：以不锈钢、铝制品压接复合锅底加工用IGBT中频电源加热机为例,介绍IGBT中频电源的原理和检修方法。这些检修方法也适用于其它中频电源设备。

关键词：中频电源,IGBT,原理,检修

参考文献

基于IGBT的逆变器驱动电路设计 第2篇

绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 是由BJT (双极型三极管) 和MOS (绝缘栅型场效应管) 组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 具有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点, 易于驱动、峰值电流容量大、自关断、开关频率高 (10-40kHz) , 因此在电力电子领域得到了普及, 并被应用于许多领域, 如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动、电子驱动器等领域。

变频器是利用电力半导体器件的通断作用将工频电源变换成另一频率电源的电能控制装置。本设计中变频器逆变主电路部分是由Infineon公司的H25T120型IGBT组成的三相桥式逆变电路, 该型IGBT具有较高的反向电压 (高达6.5kV) , 开关电流最大可达3k A, 除功率模块自身外, 电力电子系统中的一个关键组件是IGBT驱动器, 它是功率晶体管和控制器之间重要的接口。驱动器的作用是将控制电路输出的PWM信号进行功率放大, 满足驱动IGBT的要求, 驱动器功率不足或选择错误可能会导致模块和驱动器故障。所以本文针对IGBT的驱动特性进行了分析, 并提出一种驱动电路的设计方法。

2 IGBT的工作特性

IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件, 其驱动与MOSFET驱动相似, 是电压控制器件, 驱动功率小。但IGBT的栅极与发射极之间、栅极与集电极之间存在着结电容, 在它的发射极回路中存在着漏电感, 由于这些分布参数的影响, 使得IGBT的驱动波形与理想驱动波形产生较大的变化, 并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。

IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当在栅极加正向电压时, MOSFET内形成沟道, 并为PNP晶体管提供基极电流, 进而使IGBT导通。当在栅极上施加反向电压时MOSFET的沟道消除, PNP晶体管和基极电流被切断, IGBT即被关断[1]。

IGBT和其它电力电子器件一样, 其应用还依赖于电路条件和开关环境, 它所需要的驱动电流与驱动功率非常小, 可直接与模拟或数字功能块相接而不须加任何附加接口电路。

3 驱动电路设计

3.1 IGBT驱动特性

IGBT栅极正向驱动电压的大小对电路性能有重要影响, 当正向驱动电压增大时, IGBT的导通电阻下降, 使开通损耗减小;但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流IC随UGE增大而增大, 可能使IGBT出现擎住效应, 导致门控失效, 从而造成IGBT的损坏;若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域, 使IGBT过热损坏, 故一般选取12VUGE15V。栅极负偏置电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通, 一般负偏置电压选-5V。

一般情况下, IGBT的开通与关断速度由栅极电阻GR来决定和调整, 当GR增大时, 有利于抑制IGBT的电流上升率及电压上升率, IGBT的开通和关断时间增加, 从而使导通和关断损耗增加;当GR减小时, 则会导致dt/di增加, 从而引起IGBT的误导通[2], 但GR的存在会使输出脉冲对栅极电压的嵌位作用降低, 当IGBT集电极电压发生突变时, 将会有电流通过弥勒电容耦合到栅极, 使栅极电压随之变化, 影响IGBT的正常工作, 改变IGBT输出电流的波形。然而若将栅极电阻GR去掉又会使IGBT开通和关断速度不可控, 造成过大的dt/dv和dt/di。所以GR值应根据IGBT的电流和电压额定值及开关频率来选取, 取值范围一般为十几Ω到几百Ω之间[2]。

3.2 IGBT驱动电路分析

在桥式逆变器中的IGBT的工作电位差别很大, 不允许控制电路与其直接耦合, 为了保证驱动电路和主电路之间信号传输的畅通无阻, 当需要驱动电路的输入端与输出端电气隔离时, 一般采用光电耦合器的隔离驱动器或是利用脉冲变压器来提供电气隔离。

隔离驱动产品绝大部分是使用光电耦合器来隔离输入的驱动信号和被驱动的绝缘栅器件, 采用厚膜工艺制成HIC电路, 部分阻容元件也由引脚接入。一般数字信号处理器构成的控制系统, IGBT驱动信号由处理器集成的PWM模块产生的。而PWM接口驱动能力及其与IGBT的接口电路的设计直接影响到系统工作的可靠性。由于IGBT是高速器件, 所选用的光耦必须是小延时的高速型光耦, 故本文选用Agilent公司的HCPL-314J高速光电耦合器来达到光电隔离的目的。

HCPL-314J的主要特征:16引脚双列直插封装;驱动电路的最小输出电流峰值为0.4A;最小共模抑制比为10k V/μs;最大低电平为0.5V, 无需栅极负压;最大供电电流为3mA;电源电压范围为10V-30V;最大开关速度为0.7μs。HCPL-314J的内部结构框图如图1所示[3]。

HCPL-314J输出电路具有宽限工作电压范围, 易于提供门控器件所需的驱动电压。它适于额定容量为1200V/100A的IGBT。

3.3 IGBT驱动电路设计

逆变电路原理图如图2所示, 快速恢复二极管VD1-VD6与Q1-Q6并联, 承受负载产生的反向电流以保护IGBT。IGBT1和IGBT6为一组, IGBT2和IGBT3为一组, IGBT4和IGBT5为一组, 每组IGBT同时导通与关断。

在实际使用中, 如果IGBT栅极回路不适合或者栅极回路完全不工作时, 若在主回路上加上电压, 则IGBT就会损坏, 为防止这种情况, 一般在栅极和发射极之间接一个1 0K电阻R0, 用来泄放IGBT结电容的电压。PWM为ARM微处理器芯片输出的驱动信号源, R1为驱动电路内阻;光耦HCPL-314J的作用是实现控制电路与主电路之间的隔离, 传递PWM信号;电阻R2作用是限制光耦输入电流;电容C1用以提高抗干扰能力;为了起到抗干扰作用, 集成芯片的Vcc引脚和地线之间安装一个0.1μF的陶瓷电容C2;栅极与发射极间的二极管D1的用来钳制栅极与发射极之间的电压, 确保IGBT安全可靠的工作。

驱动电路是将主控电路中产生的六个PWM信号, 经光电隔离和放大后, 作为逆变电路的换流器件 (逆变模块) 提供驱动信号。逆变电路的三个上桥臂驱动电路是三个独立驱动电源电路, 三个下桥臂驱动电路是一个公共的驱动电源电路。上图中, 虚线部分为逆变电路的三个上桥臂中一个IGBT的驱动电路原理图 (其余两个相同) , 该驱动电路的作用相当于一个光耦隔离放大电路。它是将控制器LM3S38962产生PWM信号输出给光电耦合器HCPL-314J。当HCPL-314J输出端VO输出为高电平时, IGBT Q1的VCE为15V, Q1导通。当HCPL-316J输出端VO输出为低电平时, Q1的VCE为-5V, Q1关断。

脉冲输出部分包括脉冲整定部分和功率放大部分, 在IGBT接收到光耦传送的信号后, 由脉冲整定部分对脉冲信号进行处理。当控制电路输出的PWM脉冲信号经驱动电路功率放大后, 满足驱动IGBT的要求, 进而驱动IGBT, 产生的驱动波形如图3所示, 其中CHl为输入控制信号波形, CH2为输出驱动信号波形。当控制信号为低电平0时, 驱动电路产生1 5V左右的电压信号, 可以有效地驱动IGBT的栅极使其开通;当驱动信号为高电平1时, 驱动电路产生-5V左右的负电压, 可以使IGBT有效关断。

4 结束语

IGBT对驱动电路有较为严格的要求, 驱动电路性能的优劣是其能否可靠工作、正常运行的关键所在本文根据IGBT栅极驱动电路的特性及逆变电路的要求, 设计了一个采用高速光耦HCPL-314J为核心的逆变电路IGBT驱动电路.本电路采用15V单电源供电可产生+15V和-5V的驱动电压, 从而实现IGBT快速地开通和关断, 采用HCPL-314J进行信号隔离、放大以适合高频场合应用。经分析和实验, 表明该电路具有简单、实用、可靠性高等优点, 是一种较好的IGBT驱动电路。

参考文献

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[2]李振民, 刘事明, 张锐.IGBT驱动及保护电路研究[J].电测与仪表, 2002, (6) :20-21.

IGBT逆变电源 第3篇

IGBT是功率系统的核心器件,其损耗主要由两部分组成,即通态损耗(包括IGBT及其反并联二极管)和开关损耗(包括IGBT开通损耗、关断损耗及其反并联二极管的反向恢复损耗)。目前已有一些文献介绍IGBT损耗计算的方法,一般均以经验公式计算为主,没有考虑IGBT实际工作实时变化的电流、电压等强相关参数,没有将IGBT开关损耗及通态损耗、反并联二极管通态损耗及反向恢复损耗的强影响因素引入计算中,因此存在较大的误差。

本文针对应用IGBT的光伏逆变器,提出了一种IGBT损耗精确计算的实用方法,利用MathCAD可视化的工程计算工具,准确做出IG-BT及反并联二极管实际工作的电流波形,综合考虑电流的实时变化对IGBT及二极管的通态损耗、开关损耗带来的影响,利用MathCAD计算工具编辑一系列相关函数,求取精准的损耗,用于指导热设计。

1 光伏逆变器功率系统

系统结构如图1所示,光伏组件阵列通过直流端母线电容Cdc接入,由IGBT组成的三相半桥逆变器将直流量变换为脉冲式的交流量,系统输出的LCL滤波器将脉冲的交流量变换为工频正弦量并入电网。整个系统中的核心,功率半导体器件IGBT起着能量变换的作用,其损耗特性直接影响功率系统的效率、性能及可靠性。

2 基于MathCAD的损耗分析

MathCAD是美国PTC公司旗下的一款工程计算软件,设计者可利用详尽的应用数学函数和动态、可感知单位的计算来同时设计和记录工程计算。独特的可视化格式和便笺式界面将直观、标准的数学符号、文本和图形均集成到一个工作表中,通过底层计算引擎返回结果并显示。

本文以MathCAD为载体,首先基于SPWM控制,做出光伏逆变器IGBT的工作电流与时间的函数,并以该电流函数为核心,引入IGBT及反并联二极管损耗模型。然后建立IGBT通态压降、反并联二极管通态压降与电流函数的复合函数,根据光伏逆变器的工作特点,利用定积分的方式计算出通态损耗;IGBT的开关损耗及反并联二极管的反向恢复损耗与工作电流的关系一般在器件数据手册中以曲线形式给出,在此利用MathCAD中线性插值函数linterp将图形化的曲线拟合为函数,建立开关损耗与反向恢复损耗与电流函数的复合函数,引入开关损耗与反向恢复损耗的计算中,采用离散累加求和的方式计算出损耗。

3 IGBT损耗计算

根据IGTB的等效模型、工作特点及损耗主要组成,IGBT及其反并联二极管的通态损耗可由工作电流与通态压降积分计算获得。而二者的通态压降又与工作电流相关,因此在积分计算的同时引入通态压降与工作电流的关系即可获得精准的损耗。IGBT的开通、关断损耗与反并联二极管的反向恢复损耗均与工作电流强相关,二者的开关损耗可通过与工作电流相关的函数累加求和获得,而损耗与电流的关系可通过厂家数据手册获得。因此,为精确计算IGBT损耗,取得IGBT的工作电流函数至关重要。

3.1 SVPWM矢量调制

在图1所示的功率变换系统中,半桥桥臂中IGBT的瞬时平均工作电流为输出“LCL”滤波器的前端电感电流与SVPWM开关函数乘积,呈正弦包络且具开关频率纹波的状态,因此,可通过IGBT的SVPWM开关动作情况,做出电感电流与时间的关系函数。

光伏逆变器的控制大多采用先进的SVPWM矢量控制技术。而在工程上,SVPWM矢量控制可等效于传统的基波叠加1/6倍的3次谐波调制而成的SPWM矢量控制。因此,本文采用该方法,利用MathCAD计算工具,采用自然采样法的SP-WM调制技术,编辑出三角载波与基波叠加1/6倍3次谐波调制而成的SVPWM波,如图2和图3所示。

3.2 IGBT及反并联二极管通态损耗

3.2.1 IGBT通态损耗

IGBT的通态损耗可通过工作电流与其饱和压降积分得到。根据IGBT的特性,不同的工作电流对应不同的饱和压降,因此在正弦周期中随着电流的变化,饱和压降也在变化。IGBT的饱和压降与工作电流的曲线关系生产厂家一般会通过实验测试的手段获得。本文通过查询IG-BT的产品手册,利用MathCAD中linterp插值函数工具拟合出该曲线。linterp函数不仅包含真实数据点,在2个真实数据点之间的数据以直线插进函数。

因此,该函数在获取足够多的真实数据点的同时,以微观线性化思想取得数据库,并以函数的形式呈现出,如下式所示:

线性插值函数曲线与真实数据点对比如图4所示。该函数满足工程的计算精度。因此,IGBT通态损耗可写为

式中:Vce为IGBT饱和压降;ia＿C为IGBT的工作电流;T为工频周期。

IGBT损耗按照半桥的工作时序,在1个工频周期T中,单个IGBT仅工作半个周期,因此损耗中积分的上限为T/2。

3.2.2 反并联二极管通态损耗

二极管的通态损耗与IGBT类似,可通过相同的方法得到,不同之处在于二极管的工作电流即正向导通电流为逆变器输出电流与IGBT的工作电流之差。图5为IGBT与二极管正向导通瞬时平均电流与时间的函数关系对应的曲线。

而二极管的通态压降并非定值,与其工作电流也是呈非线性的关系。通态压降与电流的关系同样也可采用linterp函数获得。IGBT反并联二极管的损耗仅在另外半周配合其他两相续流,因此其通态损耗积分时间为T/2到T。

3.3 IGBT及反并联二极管开关损耗

3.3.1 IGBT的开关损耗计算

IGBT的开关损耗与其开通关断时的工作电流、开通关断特性相关。开通关断时的工作电流即为前面所述的工作电流,而开通关断特性与IGBT的工作电压、驱动电阻等相关,不同的驱动电阻或工作电压会直接影响IGBT的开关速度,进而影响损耗。在IGBT的产品手册中可得到生产厂家通过实验手段测试得到的开关损耗与工作电流、驱动电阻及工作电压关系。本文采用同样方法,通过linterp函数拟合出损耗与工作电流及工作电压的函数,驱动电阻选取厂家推荐的典型值,从而精确计算开关损耗。

式中:ET＿on为IGBT单次开通损耗焦耳量;ET＿off为单次关断损耗焦耳量;TS为开关周期;Utest为IGBT数据手册中所给损耗的工作电压;Ureal为逆变器的实际工作电压。

IGBT开关损耗的求和区域与其工作时间相符,仅在工频的半周,因此开关损耗求和区域为从第1次到第T/2TS次,即半个工频周期中所有的开关动作个数。

3.3.2 二极管的反向恢复损耗计算

IGBT反并联二极管的反向恢复损耗与二极管从正向导通到反向截止时刻的反向恢复电流、IGBT的驱动电阻及工作电压相关。同样,该损耗可在IGBT产品手册中得到,并且利用linterp函数得出反向恢复损耗与反向恢复电流、IGBT驱动电阻及工作电压的函数为

式中:ED＿rr为IGBT反并联二极管单次反向恢复损耗焦耳量。

IGBT反并联二极管反向恢复损耗的求和区域与其工作时间相符,仅工作在与IGBT相对另半周,因此反向恢复损耗求和区域为从第(T/2TS)+1次到第T/TS次。

3.4 损耗计算总结

通过以上计算,IGBT的总体损耗为

IGBT反并联二极管的总体损耗为

IGBT及反并联二极管结到散热器的温升为

4 计算结果与实测结果分析

4.1 热路模型

IGBT的散热器温度(一般为基板上距IGBT芯片位置2 mm左右散热器温度)或壳温,容易通过测试手段得到,而结温难以实测得到。因此,结温需要根据损耗及热路模型,结合测试数据计算得到,热路模型如图6所示。其中,将功率损耗等效成电流源,热阻等效为电阻,热阻产生的温差即为电压。

4.2 逆变器参数

本文中整机的散热系统采用强制风冷的方式。光伏逆变器的关键参数见表1。

4.3 计算结果与测试结果

表2为采用传统的经验公式和本文的计算方法计算所得损耗对比。在热仿真中,通过IGBT的损耗模型、结到壳的热阻、壳到散热器的热阻等详细参数,结合风道及整个散热系统的设计,最终会得到IGBT的散热器温度。该型号IGBT的结温最高为175℃,按照75%可靠性工作的降额要求,最高结温不高于131℃。

在温升实验中,按照热仿真结果实际设计风道及散热系统。表3为实际温升测试结果,值得一提的是反并联二极管损耗远小于IGBT,而IGBT与反并联二极管的芯片是集成封装在一起,安装在散热器上,因此由于IGBT损耗占了绝大多数,二极管的损耗影响微乎其微,因此最终测试的散热器温度即可认为是IGBT散热器温度。

热测试结果显示,IGBT散热器实测温度及结到散热器的温升与采用本文方法计算出的损耗仿真得到温升结果一致,与采用传统经验公式计算的损耗仿真结果有7℃的差异。

5 结论

本文以MathCAD为载体,详细计算了光伏逆变器的IGBT损耗。其中涉及的电路中电流、电压及驱动电阻等参数是基于IGBT实际工作的实时数据;IGBT的损耗模型是基于厂家实际的测试结果;IGBT饱和压降与电流的关系、二极管压降与电流的关系、IGBT开关损耗与电流的关系以及二极管反向恢复损耗与电流的关系等的数据利用MathCAD中linterp函数拟合,进而利用积分或累加求和的方式获得损耗。最后利用测试手段对比验证了传统经验公式与该计算方法的差异性,结果表明该方法与实际测试数据一致。该方法已应用在光伏逆变器、UPS等产品的开发中,可精确计算IGBT及反并联二极管的损耗,并将计算结果应用于系统热仿真,精准指导

参考文献

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IGBT逆变电源 第4篇

1 逆变器缓冲电路拓扑结构

传统IGBT逆变器常采用的缓冲电路有3种, 如图1所示。其共同特点是缓冲电容Cs的电压等于电源电压。在下次关断前, 电容上电压过冲部分的能量一部分回馈电源, 另一部分消耗在电阻上。

图1a) 缓冲电路适用于小功率等级的IGBT, 对瞬变电压非常有效且成本较低。但这种缓冲电路随着功率等级的增大, 会与直流母线寄生电感产生振荡。图1b) 缓冲电路则可以避免这种情况, 由于快恢复二极管可以箝位瞬变电压, 从而抑制谐振产生。在功率等级进一步增大时, 此种缓冲电路的回路寄生电感会变得很大, 导致不能有效控制瞬变电压。因此在大功率场合可用图1c) 缓冲电路, 该缓冲电路既可有效抑制振荡还具有回路寄生电感较小的优点[2,3]。

2 逆变器缓冲电路工作原理及设计

在图1的3种缓冲电路中, a) 型缓冲电路结构简单, b) 型和c) 型电路应用较多, 二者工作原理基本相同, 本文现对c) 型缓冲电路进行分析。图2为使用c) 型缓冲电路的单相IGBT逆变器等效电路图。图3为IGBT使用c) 型缓冲电路的典型关断波形。

以开关管T1关断时刻为起点来分析缓冲电路的工作原理, 其工作过程可分为:线性化换流、母线寄生电感Lp谐振转移能量和缓冲电容Cs放电共3个阶段[4,5]。

2.1 线性化换流过程

此阶段从开关管T1接收关断信号开始到开关管T1完全截止结束。流过母线寄生电感Lp的母线电流Io经T1和缓冲电路2条支路分流。由于这个过程时间极短, 一般为纳秒级, 故此过程中的电流、电压变化可线性化处理。由于实际的换流并非完全线性, 因此在这个过程中会出现第一个电压尖峰 (图3中ΔUp1) 。这个尖峰是由缓冲电路的寄生电感和缓冲二极管的正向恢复联合引起的。如果缓冲二极管采用与IGBT匹配的快恢复二极管, 则该电压尖峰主要取决于缓冲电路寄生电感Ls, 可估计出ΔUp1为:

式中:Ls为缓冲电路的等效寄生电感;di/dt为关断瞬间或二极管恢复瞬间的电流变化率。

2.2 母线寄生电感Lp谐振转移能量过程及缓冲电容Cs的参数计算

在线性化换流阶段结束后, 开关管T1完全截止。此时, 主回路寄生电感Lp与缓冲电容Cs产生谐振, Lp中储存的能量向Cs转移。当缓冲电容上电压UC s达到最大值UCspk, 即谐振峰值时, 谐振电流i为零, 缓冲电路二极管Ds截止, 箝位UC s防止有振荡。在这个过程中将出现第二个电压尖峰 (图3中ΔUp2) 。此尖峰主要是由母线寄生电感Lp引起, 可以用能量守恒定律来确定ΔUp2:

式中:Lp为母线寄生电感;i为工作电流;Cs为缓冲电容值;ΔUp2为缓冲电压峰值。

如果已经确定了ΔUp2的限定值, 则可用式 (2) 确定缓冲电容Cs的值:

2.3 缓冲电容Cs放电阶段及缓冲电阻Rs的参数计算

在第二阶段结束之后, 缓冲电容Cs上过冲能量通过缓冲电阻Rs、电源和负载放电。在放电过程中, 近似认为负载是恒流源。因为负载的存在, 可不考虑Ls、Lp对放电的影响。其等效电路图如图4所示。

电路方程:

初始条件为:

在Cs放电阶段:

可得:

对于不同拓扑结构的缓冲电路, 允许Cs放电的最大时间也各不一样。为保证开关管T1再次关断前, 能将储存在Cs中的过电压能量90%放电, 求取

缓冲电阻Rs的方法如下, f为交换频率。

缓冲电阻值Rs如果设定过低, 由于缓冲电路的电流振荡, IGBT开通时的集电极电流峰值也会相应增加。因此, 应在满足式 (9) 的范围内尽量将Rs设定为高值, 参数可按下式校验:

2.4 缓冲二极管Ds的选择

首先, 缓冲二极管电压容量应与IGBT额定电压容量相当。其次, 缓冲二极管的瞬态正向电压下降是关断时发生尖峰电压的原因之一。此外, 一旦缓冲二极管的反向恢复时间加长, 高频交换动作时缓冲二极管产生的损耗就变大, 反向恢复急剧, 并且缓冲二极管的反向恢复动作时IGBT的C-E间电压急剧地大幅度振荡。综上所述, 缓冲二极管应选择电压容量合适, 瞬态正向电压低, 反向恢复时间短, 反向恢复平顺的二极管[6]。

3 高频条件下对逆变器缓冲电路的改进

3.1 高频应用场合对IGBT逆变器缓冲电路的要求

IGBT逆变器缓冲电路要保证在开关器件关断时, 吸收主回路寄生电感所引起的关断浪涌电压能量, 并将所吸收的过电压能量在开关器件下一次关断动作前放电完毕。逆变器工作频率越高, 缓冲电路完成上述工作过程的时间就越短, 这对IGBT逆变器的缓冲电路提出了很高的要求。

3.2 传统IGBT缓冲电路的局限性

由上文分析可知, 缓冲电容Cs上过电压能量的放电过程可等效为一个RC电路的零输入响应过程。其等效电路如图5所示。

图中ΔUCs=UCspk-Vd。由式 (6) 及电路知识可知, 缓冲电容Cs上过电压ΔUCs按指数规律衰减, 其衰减的快慢取决于指数1/RC, 即取决于RC电路的时间常数τ (τ=RC) 。工程上一般认为经过 (3~5) τ时间, 过电压ΔUCs衰减为接近零值。因此, 要保证在IGBT逆变器一个工作周期时间内, 缓冲电容Cs上吸收过电压能量放电完毕, RC时间常数τ通常取一个工作周期的1/3~1/5即可。在高频应用场合中, IGBT逆变器一个工作周期时间很短, 为了确保缓冲电容上过电压能量完全放电, RC时间常数τ要取得尽量小。由于τ=RC, 这就要求在设计缓冲电路时, 缓冲电容Cs或缓冲电阻Rs的取值要尽量小。

由式 (3) 可知, 在主回路寄生电感Lp确定的情况下, 若缓冲电容Cs的值变小, 会使ΔUp2相应变大, 减弱了缓冲电路对关断浪涌电压的抑制效果。由式 (8) 可知, 若缓冲电阻Rs的值变小, 缓冲电容Cs的放电电流iCs相应增加, 会造成缓冲电路的电流振荡, 使得IGBT导通时的集电极电流峰值相应增加, 导致IGBT的导通变得不稳定。

在分析传统IGBT逆变器缓冲电路工作原理的基础上, 本文设计提出了一种改进型IGBT逆变器缓冲电路, 其单相等效电路图如图6所示。

改进型IGBT逆变器缓冲电路可满足在高频率应用场合条件下对IGBT逆变器缓冲电路吸收关断浪涌电压和完全放电时间的要求。其中的关键是通过在传统缓冲电路的放电回路中加入电容C1, 改变缓冲电路放电电容, 减小了放电时RC时间常数, 从而达到缩短完全放电时间的目的[7,8]。

3.3 改进型IGBT逆变器缓冲电路的工作原理

以图6中开关管T1关断时刻为起点来分析改进型IGBT逆变器缓冲电路的工作原理。与传统IGBT逆变器缓冲电路一致, 改进型IGBT逆变器缓冲电路的工作过程也分为线性化换流、母线寄生电感Lp谐振转移能量和缓冲电容Cs放电共3个阶段。在前两个阶段中, 改进型IGBT逆变器缓冲电路和传统IGBT逆变器缓冲电路的工作原理没有区别, IGBT的关断电压波形中也会出现两个电压尖峰, 分别主要由缓冲电路的寄生电感Ls和主回路的寄生电感Lp所引起。在第二阶段结束, 母线寄生电感Lp中能量全部转移到缓冲电容Cs后, 缓冲电路进入第三个工作阶段, 即缓冲电容Cs放电阶段。其等效电路如图7所示。

对比于图4, 可见图7中的放电回路增加了放电电容C1, C1和缓冲电容Cs串联构成放电等效电容。等效电容:

显然等效电容C的值小于缓冲电容Cs的值。因此, 在缓冲电阻Rs值不变的情况下, 图7的RC时间常数τ要比图5中小, 这意味着在不改变缓冲电容Cs和缓冲电阻Rs值的情况下, 改进型IGBT逆变器缓冲电路缩短了缓冲电容Cs的放电时间, 满足了IGBT逆变器在高频应用场合下的要求。

4 对改进型IGBT缓冲电路的仿真

采用Pspice 10.5软件对图2、图6两种缓冲电路结构进行仿真分析, 验证改进型缓冲电路结构的优越性。图8是改进型缓冲电路的仿真电路图, 图中Vg1、Vg2、Vg3、Vg4是4个脉冲电压源, 分别控制4个开关管T1、T2、T3、T4的开通与关断。Lp1、Lp2是两个主回路寄生电感, Ls1、Ls2、Ls3、Ls4是4个缓冲电路中的寄生电感。

条件如下:母线电压Vd=300V, Lp=200n H, Ls=20n H, i=50A, 工作频率为10k Hz。若限定ΔUp2=45V, 则根据式 (3) 、 (9) 计算可得:Cs=0.25μF, Rs130Ω, 取Rs=60Ω, 改进型缓冲电路中C1取0.15μF。

两种缓冲电路中, 开关管T1关断时的电流电压波形如图9所示, 图9a) 、b) 分别对应图2、图6。

从中可以看到两种关断过程中的电压、电流波形基本相同, 关断浪涌电压被控制在350 V以内。在图中还可看到都有一个振荡区, 这是由于缓冲二极管Ds的反向恢复引起的。两种缓冲电路缓冲电容Cs上的过电压放电波形如图10所示, 图10a) 、b) 采用同样的坐标以便于分析, 两图分别对应图2、图6。

从图中可见:由于改进型缓冲电路通过二极管D1比传统缓冲电路在放电时多串联一个放电电容C1, 缓冲电容Cs上过电压能量在70μs时刻就能放电完毕;而传统缓冲电路在90μs时刻才能放电完毕。因此, 改进型缓冲电路缩短了过电压能量的放电时间, 提高了开关器件IGBT的开关频率, 满足了在高频率应用场合中对IGBT逆变器缓冲电路的要求。

5 结语

理论分析和电路仿真证明改进型缓冲电路不仅能够保证浪涌电压的吸收效果, 而且通过在放电回路中添加放电电容, 缩短了缓冲电路缓冲电容的放电时间, 满足了IGBT逆变器在高频应用下的要求。

改进型缓冲电路可用在很多场合, 如开关电源、变频器、分布式发电系统等, 有很高的实用价值。

摘要：绝缘栅双极晶体管 (IGBT) 逆变器多应用在变频器、开关电源和分布式发电系统等工作频率较高的场合。逆变器工作频率越高, 缓冲电路吸收的过电压能量在开关器件下一次关断动作前放电完毕的时间就越短。提出了一种改进型IGBT逆变器缓冲电路, 通过改变放电回路的放电电容, 可以满足IGBT逆变器在高频应用下的要求。通过理论分析和电路仿真, 证明了该改进型缓冲电路的有效性和适用性。

关键词：高频,浪涌电压,绝缘栅双极晶体管,逆变器,缓冲电路

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IGBT逆变电源 第5篇

大功率电力电子器件的快速发展,使得逆变器的容量以及器件开关频率在迅速提高,开关管的损耗也在不断上升。在开关频率较低的时候,逆变器中IGBT的通态损耗还占总损耗的主要部分,当开关频率迅速提高,开关损耗占总损耗比例快速上升。IGBT损耗的上升,若没有很好的散热措施,则管芯的温度将可能达到或超过结温,器件将受到损坏。因此,逆变器散热系统设计的好坏是其能否安全可靠工作的主要条件。

本文主要对使用IGBT模块的逆变器,提出一种在工程上比较实用的计算方法,此方法通过器件已给参数,可大概计算出IGBT功率损耗,精度满足要求;此外,还利用热阻等效电路,计算出散热系统各点的温度,设计出一套强迫风冷散热系统,并通过ICEPAK建模进行仿真分析,将仿真结果与设计结果相比较,系统满足散热要求。

2 逆变器功率模块的损耗计算

逆变器的损耗计算对散热系统的设计及散热器的选择非常重要。逆变器中功率模块工作时产生损耗会极大地影响设备的工作状况,其损耗主要是由IGBT和并联Diode两个部分产生,包括通态损耗和开关损耗。

目前对于IGBT损耗精确的计算比较困难,工程上一般采用厂家给定的相关参数,采取线性近似的方法来计算PWM逆变器中IGBT的损耗,计算方便、准确,适合工程应用。

在理论计算IGBT模块损耗计算前,先假设电路工作在如下条件:(1)逆变器拓扑结构为三相桥式;(2)输出电流为正弦ip=Ipsinωt;(3)调制方式为SPWM双极性调制。

由此可得损耗计算公式如下[1]:

IGBT的通态损耗:

Diode的通态损耗:

IGBT的开关损耗:

Diode的开关损耗:

Pcond_IGBT为IGBT的通态损耗;Pcond_Diode为Diode的通态损耗;PSW_IGBT为IGBT的开关损耗;PSW_Diode为Diode的开关损耗;M为幅值调制比;fSW为器件开关频率;IP为逆变器正弦波输出电流峰值;VCEO为IGBT通态压降;rce为IGBT通态等效电阻;VFO为二极管门槛电压;rd二极管通态等效电阻;Eon、Eoff分别为IGBT额定条件下的导通、关断损耗;Erec为Diode额定条件下的关断损耗;Vref、Iref分别为IGBT模块参考电压、参考电流;Vdc为桥臂电压。

3 理论计算与实验对比

通过查阅FF200R12KT3模块技术文档,可得相关参数结果如表1所示。

需要验证损耗理论计算的正确性,本文以FF200R12KT3型IGBT为例,进行理论计算并与该厂家提供的IPOSIM6软件计算结果(如表2所示)相比较。计算与实验结果比较如表3所示。

单个IGBT模块的损耗为150W,由于逆变器拓扑结构为三相桥式。一共有三桥臂,6个IGBT模块,故系统总损耗为900W。

公式的计算结果与厂家所给软件结算结果相比较,可知误差在5%以内。按照计算的IGBT损耗,可为后面IGBT模块的散热设计提供依据。为保证设备运行的可靠性,对损耗功率取一定裕量,使得散热系统可靠性加强。

4 逆变器散热系统设计

4.1 散热系统等效电路

采用热阻等效电路形式分析散热器,将损耗功率等效为电流源,各点温度等效为节点电压,热阻等效为电阻[2]。如图1所示为散热系统热阻上的等效电路。

由散热器等效电路可推导出系统各点温度:

查阅FF200R12KT3相关文献,可知其最大结温Tj=125℃,取环境温度为TA=35℃。表4所示为FF200R12KT3模块热阻。

由等效电路建立两个不等式:

由已知参数联立不等式方程组求解,即可得Rth HA0.054K/W,故所选散热器最大热阻必须小于0.054 K/W才能满足散热要求。

根据热阻选择散热器为[3],表5所示的散热器结构参数。

4.2 散热系统设计

假设IGBT模块均匀分布在基板上,并不考虑IGBT模块内IGBT和Diode各自的发热情况。在风道的选择上,本文采用如图2所示的方案[4]。

采用此方案,空气流直接冲击散热器表面,给流场中造成很大的扰动,在散热器表面形成广泛的紊流区域;另外,将散热器垂直放置,可以利用相对较轻的气流形成烟囱效应。因此采用此种方案设计出来的热阻最小,散热效果最好。

4.3 散热器的热阻计算

当散热器采用如上强迫风冷散热时,散热器热片的热阻可以被估算[5]:

K为散热器热导率;表面发黑的铝制散热器2.08W/(cm.K)。散热器表面黑处理,热阻比光亮的散热器热阻可减少10%-15%;

d为散热器基板厚度;

A为散热器有效散热面积;

C1为安装状态系数,散热器垂直安装取C1=0.5;

C2为强迫风冷散热条件下,散热器相对热阻系数,冷却风扇采用风速为4m/s,取C2=0.4;

C3为空气换热系数,空气流场层流为主,C3=0.15;空气流场紊流为主,C3=0.1。

可得:

由此可计算出设计的散热系统各点温度,如表6所示。

由表6可知,所选散热器能够满足IGBT模块正常工作条件,散热满足要求。

5 散热系统仿真

本文采用ICEPAK软件对散热器进行仿真分析。该软件能够对电子产品的传热,流动进行模拟,从而提高产品的质量,大量缩短产品的上市时间。它采用的是FLUENT计算流体力学(CFD)求解器。该求解器能够完成灵活的网格划分,能够利用非结构化网格求解复杂几何问题。

5.1 散热系统仿真建模

本文只针对散热器进行建模,这是为了验证使用此规格的散热器是否能够满足散热要求。建模方法是直接将功率源贴在散热器基板上[6],只要观察散热器切面温度云图,即可知散热是否满足要求。如表7所示为散热器建模参数。

IGBT建模:本文只对IGBT贴面建模,将IGBT等效为一功率源,直接贴在散热器基板上。如图3所示为散热系统仿真结构。表8所示为风扇相关参数。

5.2 仿真分析

如图4所示为残差曲线,由图可知残差曲线收敛,说明系统的散热稳定,可知在任意时间功率模块产生的热量都可以迅速地传递到系统外。

图5所示为肋片切面温度,可以看出,散热器肋片最高温度大约为75℃,这与所设计的74.6℃相一致。另外,在风扇正下方可知气温明显偏低,这是由于气流直接吹在散热器上,形成较大的紊流。

如图6所示为散热器基板温度云图。由基板温度分布可知,最高温度出现在IGBT与散热器接触表面。中心处的IGBT模块温度较高,靠近开孔两侧的模块温度较低,这是因为开孔处能够进行很好的散热。由于烟囱效应最上面的模块比最下面模块温度稍微高。

如图7所示为气流分布图。可知,气流分布最大的区域为风扇周围速度约为4m/s,这与给定的一致。其他区域则风速较低。

如图8所示为散热器切面压力云图,结合散热器气流分布图可以看出在风扇正下方,风速最高,

风压直接垂在施加在散热器上,形成最大压力。

6 结论

本文给出了SPWM下IGBT模块的损耗计算,将其与制造商给定的损耗计算软件相比较,验证了理论计算的精确性。此外,还对逆变器的散热系统进行了设计,并通过仿真对散热系统进行了分析,由仿真结果可知,散热器肋片切面最高温度为约75℃。这与理论计算时散热器温度74.6℃相接近。由此可知,散热系统满足设计要求。

ICEPAK作为市场上的主流散热分析软件,对系统散热只能做定性分析,结果一般用做散热系统的设计参考。在确定一个散热系统是否可靠运行,还应该进行相关实验。

参考文献

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IGBT逆变电源 第6篇

三电平中点箝位式 (Neutral-Point Clamped, NPC) 逆变器目前已广泛应用于国内外中高压变频器产品, 一般要求逆变器具有较高的可靠性和尽量短的维护周期。逆变器主电路的功率开关器件易出现故障, 因此, 简单快速定位故障功率开关器件具有重要的意义。变频器可以根据驱动电路中的过流检测电路准确判断短路IGBT, 但若存在开路IGBT, 则不易判别具体开路IGBT。参考文献[1]提出了通过实时检测计算各相电流和功率来判断逆变器开路IGBT的方法, 参考文献[2]提出了通过实时检测计算各相平均电流来判断逆变器开路IGBT的方法, 这2种方法计算量较大, 若扩展至三电平逆变器, 则计算更为复杂。参考文献[3]提出了一种准确判断三电平NPC逆变器开路IGBT的方法, 但需检测输入给定电压、输出电流的极性, 而且需实时检测各相PWM输出电压的极性, 对检测电路要求很高, 而且计算量较大。本文提出了一种简单、快速判断三电平NPC逆变器IGBT开路的方法, 该方法不需要复杂的数学计算及附加硬件电路, 而只要检测稳态下一段时间内逆变器母线中点电压的平均值。仿真结果验证了该方法的有效性。

1 三电平NPC逆变器原理及负载等效电路

1.1 三电平NPC逆变器原理

三电平NPC逆变器原理如图1所示。其中V1V3为三相交流输入电源;D1D6为整流电路二极管;C1, C2为直流母线均压电容;R1, R2为电容均压电阻;Sx1Sx4为x相IGBT (其中x可为a, b或c) ;VD1VD6为逆变器三相箝位二极管;Z1Z3为逆变器三相负载阻抗。设O点为直流母线的中点, O点与负母线间直流电压为UO, 正负直流母线间直流电压为Ud, 其中UO易产生波动, 当C1, C2的端电压UC1, UC2未发生稳态偏移时, UO=UC1=UC2=Ud/2。若有IGBT开路, 会使UO偏离Ud/2。

1.2 三电平NPC逆变器等效负载电路

三电平NPC逆变器正常工作时, 中点电流iO的大小、方向随时间改变 (设iO流出为正) , 使UO存在波动, 但在每个正弦波周期内, iO平均值IO为零, 故iO虽然会引起UO波动, 但不会引起UO稳态偏移[4]。当逆变器有IGBT开路时, IO不再为零, 则会使UO偏离Ud/2。设母线电容容量为C, 在时间Δt内引起的母线中点电压偏移量为ΔU, 由于ΔU=iΔt/C, 故若一个正弦波周期内, IO数值越大, 持续的时间越长, 引起UO的偏移越大。为方便分析, 设一个周期内iO>0时的平均值为IO+, iO<0时的平均值为IO-, 则当IO+=-IO-时, IO=0, UO=Ud/2, 若IO+或IO-发生改变, 则UO偏离Ud/2, 改变越大, 偏离越大[5]。

逆变器负载等效电路如图2所示。

电路A:iO<0, 若Z1开路, 则单周期内C1放电时间缩短, IO-减小, 使C1端电压升高, UO降低。

电路B:iO<0, 若Z1开路, 则C1负载变小, IO-减小, C1端电压升高, UO降低。

电路C:iO>0, 若Z1开路, 则C2放电时间缩短, IO+减小, C2端电压升高, UO升高。

电路D:iO>0, 若Z1开路, 则C2负载变小, IO+减小, C2端电压升高, UO升高。

电路E:设三相负载阻抗相同, 即Z1=Z2=Z3=Z, 由基尔霍夫电压规律KVL可得方程:2 ZiL1-ZiL2=UC1, -ZiL1+2 ZiL2=UC2 (其中iL1, iL2为图2 (e) 电路E中上、下网孔电流) 。

由以上分析可得iL1= (2UC1+UC2) /3Z, iL2= (UC1+2UC2) /3Z, iO=iL2-iL1= (UC2-UC1) /3Z, 所以有以下结论:

(1) 当UC1=UC2时, iL1=iL2, iO=0, 此时电路E对UO没有影响。

(2) 当UC1≠UC2时, iO≠0, 此时电路E对UO偏移有影响:若UC2>UC1, 则iO>0, UC2下降, UC1上升, 使UO波动减小;若UC2

可见, 电路E不会使UO发生偏移, 若UO存在偏移, 则负载处于电路E状态可以减小UO偏移。若Z1开路, 则电路变为C2单独放电, C2单独放电时间变长, IO+增大, C2端电压下降, UO下降。

2 a相IGBT开路对UO的影响

仿真模型:输入为三相工频交流电, 直流母线均压电容C1, C2为4 700μF/450V;C1, C2并联均压电阻为10kΩ;逆变器三相负载采用5Ω电阻。各相IGBT与箝位二极管均采用理想元件, 为便于分析, 设调制波频率为100 Hz, 载波频率为3kHz, 调制度为0.8, Ud=526 V, 若UO没有偏移, 则约为263V。仿真分析以a相的各IGBT为例。

(1) Sa1开路时三相PWM输出电压VR1, VR2, VR3和iO波形 (10ms) 如图3所示。iO受Sa1开路影响可分成3段 (设ua, ub, uc为逆变器PWM控制三相正弦调制电压, 其依次对应逆变器PWM输出电压VR1, VR2, VR3) : (1) 当ua>0, 且ub>0, uc<0时, Sa1开路, 缺少电路A, 电路B变为Z1开路 (当Z1为a相负载阻抗Za时) , 使IO-减小, 电路E变为Z1开路, 使IO+增大。所以, 整段时间内IO-减小, IO+增大, 故IO>0, 这会引起UO降低, 偏离Ud/2。 (2) 当ua>0, 且ub<0, uc<0时, Sa1开路, iO不可能为负值, 即IO-=0, 而Sa1开路使电路E变为Z1开路, 使IO+增大, 同时电路E抑制UO波动的作用也消失。此时Sa1开路使得iO恒为正值, 且iO值增大, 此种状况是UO发生偏移的主要原因, 持续时间越长, UO偏移越大。 (3) 当ua>0, 且ub<0, uc>0时, 对UO偏移的影响与第1段完全相同。

Sa1及Sa4开路时的UO波形 (560 ms) 如图4、图5所示。图4表明, 经过几十个调制波周期后, UO基本达到稳态值, UO下降约55V。由于三电平NPC逆变器每相的IGBT具有对称性, Sa4开路与Sa1开路对UO的影响相反。图5表明, Sa4开路达到稳态时UO上升约55V。

(2) Sa2开路时仿真波形与Sa1开路时相似。iO受Sa2开路影响可分成3段: (1) 当ua>0, 且ub>0, uc<0时, Sa2开路, 缺少电路A, 电路B变为Z1开路, 使IO-减小;缺少电路C, 电路D变为Z1开路, 使IO+减小 (对UO影响近似与电路A, B变形的影响相抵消) ;电路E变为Z1开路, 使IO-增大。此种状况会使IO为正值, 引起UO降低, 偏离Ud/2。 (2) 当ua>0, 且ub<0, uc<0时, Sa2开路, iO不可能为负值, 即IO-=0。同时电路E变为Z1开路, 使IO+增大, 电路E (Z1=Za) 抑制UO波动的作用也消失。缺少电路C, 电路D变为Z1开路, 使IO+减小。这也是Sa2开路区别于Sa1开路的地方, IO+减小使得该段时间内IO为正值, 但IO较Sa1开路时小, 使得Sa2开路引起的UO偏移较Sa1开路小。 (3) 当ua>0, 且ub<0, uc>0时, 对UO偏移的影响与第1段完全相同。

从等效电路上考虑, Sa2开路在电路上与Sa1, VD1同时开路等效, Sa1开路使UO下降, VD1开路使UO上升 (后面分析会说明) , 但Sa1开路对UO偏移的影响较VD1开路大得多。仿真结果表明, UO基本达到稳态后, Sa2开路使UO下降约35V, Sa3开路时UO上升约35V。

(3) VD2开路时的仿真波形与Sa1开路时相似。iO受VD2开路影响可分成3段: (1) 当ua<0, 且ub<0, uc>0时, VD2开路, 缺少电路B (当Z3=Za时) , 电路A变为Z3开路, 使IO-减小。所以, 此种状况会使IO为正值, 引起UO降低, 偏离Ud/2。 (2) 当ua<0, 且ub>0, uc>0时, iO仍可为负值, 但持续的时间较短, 这也是VD2开路区别于Sa2开路、Sa1开路的地方。由于中点电流iO仍然存在负值, 所以IO虽为正值, 但IO较Sa1开路、Sa2开路时小, 从而UO偏移相对Sa1开路、Sa2开路时小得多。 (3) 当ua<0, 且ub>0, uc<0时, 对UO偏移的影响与第1段完全相同。

仿真结果表明, UO基本达到稳态后, VD2开路时UO下降约20V, VD1开路时UO上升约20V。

(4) Sa1与VD2同时开路时的仿真波形与Sa1开路时相似。前面的仿真分析说明, Sa1开路与VD2开路对UO的影响都是使UO下降, 而且分别出现在逆变器a相输出的正半波和负半波, 故二者共同作用对UO的影响在效果上得到累加。如果二者同时开路, 则会使UO的下降值更大。仿真结果表明, UO基本达到稳态后, Sa1与VD2同时开路时, UO大约下降100V, Sa4与VD1同时开路时母线中点电压UO上升约100V。

所述, Sa1与VD2同时开路、Sa1开路、Sa2开路、VD2开路都会引起UO下降, 但不同的IGBT开路对UO偏移的影响机理不同, 造成的UO偏移结果具有明显的不同。这4种情形对UO偏移的影响依次降低, 分别使UO下降100, 55, 35, 20V, 几种情况下, UO偏移的区分度很高, 故可据此判断不同的开路IGBT。

同理, 由于三电平逆变器单相IGBT的对称性, Sa4与VD1同时开路、Sa4开路、Sa3开路、VD1开路都会引起UO上升, 由仿真结果可知, 这4种情形对UO偏移的影响依次降低, 分别使UO上升100, 55, 35, 20V。

3 IGBT开路判别方法

若逆变器其中一相的IGBT开路 (以a相为例) , 可以按照如下的方法判断:

(1) 对现有的逆变器输出侧各相电流进行实时监测, 根据电流异常可以判断出具体哪一相出现了IGBT开路。

(2) 若逆变器只有一个IGBT开路, 则只需监测直流母线中点电压UO, 便可以实现对开路IGBT的准确定位。从仿真结果可知, Sa1开路、Sa2开路、VD2开路都会引起UO下降, 但UO下降的值依次降低;Sa4开路、Sa3开路、VD1开路都会引起UO上升, 但UO上升的值依次降低。因此, 可通过预存的UO偏移值定位具体开路的IGBT。

(3) 若a相的Sa1, VD2同时开路或Sa4, VD1同时开路, 对UO偏移影响更大, 也可实现准确定位。

(4) Sa2开路在电路上与Sa1, VD1同时开路等效, 所以若判断出Sa2开路, 则可能伴随有Sa1或VD1开路;同理, 若判断出Sa3开路, 则可能伴随有Sa4或VD2开路。

(5) Sa1与Sa4, Sa2与Sa3, VD1与VD2具有对称性, 其开路对UO的影响相反, 若对称的2个功率开关同时开路, 则对UO影响相抵消, 此时若检测到逆变器该相输出侧电流异常, 而UO不存在偏移, 说明该相的具有对称性的IGBT同时开路。

4 结语

提出了一种简单、快速判断三电平NPC逆变器IGBT开路的方法。该方法对于逆变器的快速故障修复具有重要的意义, 应用时只需建立专门的数据库, 保存不同工作条件下各IGBT开路的UO偏移值, 即可实现准确判断, 无需任何附加硬件电路, 算法简单, 实现方便, 成本低。

参考文献

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[4]杜熠, 李璠, 曾照洋, 等.IGBT性能退化模型构建方法研究[J].电力电子技术, 2013, 47 (1) :104-106.

IGBT逆变电源 第7篇

随着电力电子学科和电力元件的发展,大功率电机转子侧变频调速技术有了进一步的发展,在传统转子变频调速系统中,逆变器产生电压的大小随着晶闸管触发角大小变化而变化,转子侧附加电动势变化改变转子电流,以此改变电机转速。斩波式调速系统是在整流与逆变回路之间中加入IGBT斩波器使晶闸管的触发角固定在30°,但由于最小触发角的存在,想要进一步提高功率因数有一定的困难,还会使系统发生逆变颠覆的问题。

针对这些问题,从系统拓扑结构加以改进,用IGBT有源逆变器代替晶闸管逆变器,采用SVP-WM技术,使逆变器网侧电流波形接近正弦波,减小谐波“污染”,并且可以提供容性无功来补偿系统产生的感性无功[1],那么整个系统的功率因数便会提高,同时克服了逆变颠覆的缺点。

1 传统斩波式变频调速系统工作原理

传统斩波式变频调速系统主电路如图1所示。

图中CH为IGBT组成的BOOST直流斩波器,其工作在开关状态。UR为二极管组成的三相不可控整流器,UI为可控硅组成的三相逆变器,TAW为网侧变压器。调节电机转速实际上是通过调节转子电流的大小,也即是要调整转子附加电动势的大小,而附加电动势的大小会随直流斩波器两端电压的变化而变,因此改变斩波器开通和关断的时间便可调节电机转速。二极管D主要起到隔离整流和逆变回路的作用,电抗器L1起滤波和储能作用,直流斩波器的缓冲网络由电容C、电抗器L2和二极管组成,直流侧大电容C主要起到能量缓冲作用,电抗器L2的作用是防止有源逆变器UI电流断流。

有源逆变器TI的触发角β固定在最小触发角βmin,其大小不跟随电机转速的变化而变化,因此可有效地减少系统对无功的吸收以便提高系统功率因数,因此UI为固定电压:

其中:U2T为逆变器交流侧电压。

设IGBT直流斩波器的开关周期为T,斩波器开通时间为τ,当其开通时,三相整流桥UR和IGBT逆变器产生的附加电动势都被短路,此时二极管D将整流和逆变电压隔离开,主回路电流Id上升;斩波器关断时间为T-τ,当其断开时,电动机工作在转子变频调速状态下,此时二极管D导通将整流和逆变接通,电抗器L1释放电能并向电容充电,主回路电流Id下降[2]。根据CH直流斩波器前后电压相等可得出:

从式(2)可以看出,UD的大小由CH直流斩波器开通时间τ决定。

UD为:UD=2.34s E20(3)

其中:E20为电机转子开路电压;s为电机转差率。

由式(1)、(2)、(3)得:

因此,电机的转速n与直流斩波器的开通时间τ的关系为:

其中,n为理想空载转速;n0为异步电动机的同步转速。

在转子侧变频调速时,理想空载转速n小于异步电动机的同步转速。逆变器UI的触发角变化时,电机转速n和转差率s会随其变化,触发角β变大时,转速n变大,转差率s变小。从式(5)还可看出,电机转速还会随着斩波器的占空比的变化而改变。在系统中,一般把触发角β取为30°。

2 IGBT有源逆变器在转子侧变频调速系统中的应用

由于传统调速系统采用晶闸管组成有源逆变器,那么系统的功率因数会因晶闸管的最小触发角的存在得不到进一步的提高,还会产生谐波“污染”和逆变颠覆故障等问题。

为了解决这些问题,从系统拓扑结构加以改进,用IGBT有源逆变器代替晶闸管逆变器,采用SVPWM技术,使逆变器网侧电流波形接近正弦波,减小谐波“污染”,并且可以提供容性无功来补偿系统产生的感性无功[3],那么整个系统的功率因数便会提高,同时克服了逆变颠覆的缺点。

2.1 三相电压型IGBT有源逆变器的工作原理

电压型IGBT逆变电路拓扑结构如图2所示。

usk(k=a,b,c)为网侧电压,Lk(k=a,b,c)为外接电感及电机漏感之和,Rk(k=a,b,c)为等效电阻,el为直流侧电压,urk(k=a,b,c)为逆变器产生的基波电压。IGBT有源逆变器的控制原理为:保证直流侧电压Udc为恒定值,尽可能使网侧电流与电压同相位并近似正弦波,以此提高系统功率因数并减小谐波。

从图2可以看出,网侧电压usk(k=a,b,c)和基波电压urk(k=a,b,c)均为静止坐标系上的三相正弦量,利用PARK变换原理将网侧电压和基波电压变换为按正弦角频率旋转的空间矢量[4]。通过PARK变换,电网侧电压矢量US表示为:

电网侧电流矢量表示为:

逆变器产生的基波电压矢量表示为:

逆变器网侧的矢量方程表示为:

用图3所示的空间矢量图表示矢量方程(9),可以看出,空间各向量以工频角速度w作逆时针旋转且保持相对位置不变[5]。如果可以很好地控制电网侧电流的相位,便可以有效控制IGBT有源逆变器的运行象限。

2.2 IGBT有源逆变器的静态解耦模型

为建立简单的数学模型以方便控制系统的设计,只考虑逆变器的低频分量[6],根据图2可得IGBT逆变器的低频方程为:

从(10)可看出,三相IGBT逆变器网侧各物理量是随时间变化的交流量,这种物理量会对控制系统的设计造成不便。为此,把它转换成dq坐标系下的方程,在dq坐标系下各物理量以电网基波频率同步旋转[7],可得:

从式(11)可看出,控制器的设计会因d、q轴电流耦合而变得困难。网侧电流相位的控制可以通过采用前馈解耦控制算法来实现[8],可得ud,uq的控制方程:

其中,ud*、uq*为网侧逆变指令电压,id*、iq*为网侧逆变指令电流。从式(12)可以看出,采用电流前馈解耦控制原理可以解决id、iq的耦合问题,将式(12)代入式(11)可得:

由此可见,通过前馈解耦控制实现了id、iq相互独立。基于前馈解耦原理的IGBT有源逆变器控制系统框图如图4所示。

3 采用SVPWM算法的IGBT逆变器仿真实验及结论

根据三相电压型IGBT有源逆变器的拓扑结构,采用SVPWM控制算法,采用静态解耦直接电流控制策略对其进行仿真。仿真中所用到的参数为:直流电压为幅值650V的直流电压源,交流电网电压峰值311V,频率50Hz,交流侧电感30m H,电感的等效电阻和功率开关损耗等效电阻的合并值取0.02Ω,直流侧电容1 000μF,开关频率为10 kH。

从图6~9可看出,采用静态电流解耦控制策略,可很好地控制网侧电流相位,使其近似为正弦波,IGBT逆变器处于整流工作状态时,电网侧电流波形接近正弦波并于电压相位同相,系统功率因数为1,当其处于逆变工作状态时,网侧电压电流相位相反,系统功率因数为-1,采用IGBT有源逆变还可有效减小谐波电流,其THD为0.46%。

本文将传统高压电机转子变频调速系统中的晶闸管逆变器替换为IGBT有源逆变器,改善电网侧电流波形质量,降低网侧电流的谐波,提高功率因数,彻底解决了电网故障导致逆变颠覆而损坏设备的问题。

参考文献

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[3]张崇巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京:机械工业出版社,2004.

[4]刘观起,孙会水,万军.基于IGBT斩波控制的内反馈串级调速系统的研究[J].电力科学与工程,2008(1):37-40.

[5]庞科旺,袁文华,刘丽丽.三相电压型PWM整流器在内反馈斩波串级调速中的应用研究[J].电气自动化,2008(5):16-18.

[6]殷海蒙,高艳霞,江友华.大功率交流电动机转子变频调速系统的分析[J].电机与控制应用,2006,33(6):51-54.

[7]孔鹏.PWM逆变技术在内反馈串级调速系统中的应用[D].保定:华北电力大学,2008.