内置式测量范文
内置式测量范文（精选8篇）
内置式测量 第1篇
1 平差的数学模型
为了加快平差解算的作业效率, 应该根据实际情况选择适当的数学模型。实际工作中, 有两种数学模型得到了较为广泛的应用, 即间接平差模型和条件平差模型;它们的应用公式分别如下所示。
1.1 间接平差
误差方程:V=Bδx+J;J=BX0+B0-L;
法方程:BTPBδx+BTPJ=0;
改正数计算:δx=- (BTPB) -1BTPJ;
PVV计算:V-1PV=JTPV+δx TBT PV;
权函数式:δΦ=Fδx;
平差值的权倒数计算:1/PΦ=FT (BTPB) -1F;
公式中各种符号的含义:L为观测向量;P为相应的权阵;B为误差方程的系数矩阵;δx为未知数的改正数;J为常数阵;B0为常数向量;X0为未知数的近似值;F为权函数的系数阵。
1.2 条件平差
条件方程式:AV+W=0;W=AL+A0;
法方程:AP-1ATK+W=0;
改正数计算:V=P-1ATK;
P V V计算:V-1 P V=-W T K;
权函数式:δΦ=Fδi;
平差值的权倒数计算:1/PΦ=FTP-1 F- (A P-1 F) T (A P-1 A T) -1 A P-1 F;
公式中各种符号的含义:L为观测向量;P为相应的权阵;A为条件方程的系数矩阵;V为条件改正数;W为条件闭合差;K为法方程联系数矩阵;F为权函数的系数阵。
2 计算方法
不难看出, 以上平差计算的数学模型, 全都是以矩阵的形式给定的。如果掌握了矩阵计算的方法, 所有的计算将迎刃而解。
由于测量计算作业过程中采用不同的数学模型, 以及图形条件的多样化, 对于误差方程或者条件方程的产生, 在本文所述的解算方案当中, 还不能自动完成;当然, 可以利用Excel中的VBA功能编程处理, 但将也给计算者增加了难度。在此仅就手工生成误差方程组或者条件方程组之后, 如何使用Excel内置函数进行矩阵计算的方案进行阐述 (如图1) 。
2.1 数据的输入
将系数矩阵的数据填入电子表格的相应区域中。
2.2 矩阵的转置
(1) 选中电子表格中系数矩阵的数据区域, 点击右键, 选击复制’菜单选项。 (2) 在电子表格中点击系数矩阵数据区域以外的任意单元格, 点击右键, 选击“选择性粘帖”菜单项。 (3) 点击“选择性粘帖”菜单项, 出现“选择性粘帖”对话框;该对话框有三部分选项, 第一部分“粘帖”, 选中“全部”选项, 第二部分“运算”, 选中“无”选项, 第三部分选中“转置”选项, 单击确定, 即可完成系数矩阵数据的转置操作。
2.3 矩阵乘运算
(1) 选中电子表格中的空白区域, 该区域的行数、列数等于矩阵相乘所得矩阵的行数、列数, 点击工具栏中的fx (函数) 工具按钮。 (2) 弹出插入函数的对话框, 在该对话框的左边的函数分类中选择“数学与三角函数”, 在右边的函数名中选中“MMULT”, 单击确定。 (3) 弹出函数参数输入的对话框, 该对话框提示输入两组参数, 第一个参数Array 1栏中输入第4步骤中转置矩阵区域的行列号, 在Array2栏中输入系数矩阵区域的行列号可以不用键盘输入, 而用Arra y*内右端的按钮, 回到表格视图中用鼠标涂选表格区域, 按一下回车键即可;在表格视图的公式栏应该有“=MMULT (转置矩阵区域’:系数矩阵区域’) ”的描述。 (4) 同时按住Shift和Ctrl两键, 按下回车键, 这时, 第1步骤选定的区域内的单元格所显示的结果即为联系方程的系数阵。
2.4 矩阵求逆运算
(1) 选中电子表格中的空白区域, 其行列数与系数矩阵相同, 点击工具栏中的fx工具按钮。 (2) 在弹出的对话框中左边的函数分类选取“数学与三角函数”, 右边选择函数名“MINVERSE”, 单击确定。 (3) 在弹出的参数选择对话框中Array1中输入系数矩阵, 在表格视图的公式栏中也应该有“=MINVERSE (系数矩阵区域) ”的描述。 (4) 同时按住Shift和Ctrl两键, 按下回车键, 第1步骤选定区域内的单元格所显示的结果即为系数矩阵的逆矩阵。熟练掌握上述矩阵计算的步骤、方法, 解决测量平差之线性方程组解算的问题就会变得简单、容易了。
3 注意事项
在计算过程中, 受Excel软件本身的约束和限制, 可能会带来不可预想的结果, 因此需要注意一下几个事项: (1) 受电子表格列数的限制, Excel最多可以计算有256列的矩阵。若要求解有更多列的矩阵, 可以利用分块矩阵的办法, 或者VBA语言编程进行解决。 (2) 改变计算结果的精度, 可作以下操作:格式’菜单单元格数字数值小数位数, 选定相应的数值即可。若需用双精度计算, 设定小数位为15位, 即可得到双精度的求解结果。 (3) 有关矩阵的计算, 还有其他的运算功能, 如相加、相减等, 均可以在Excel编辑功能的复制’与选择性粘贴’中实现。
4 结语
Exc el是Microsoft Office系列软件中工具软件, 其优秀的表格处理功能以及简便的可视化操作, 为广大用户提供了方便。本文以Excel内置函数计算功能与测量计算的原理方法相结合, 使测量数据后处理的工作变得简单容易;如果将Excel矩阵计算函数以及其他的内置应用函数巧妙应用到测量工作中的其他方面, 会给测量工作带来意想不到的便利。
参考文献
内置式测量 第2篇
摘 要：本文简要介绍了内置式溢油回收设备的工作原理及形式，并根据内置式溢油回收设备的特点探讨了其在环保作业船上的布置方案与安装方法。
关键词：环保作业船；内置式溢油回收设备；布置及安装
中图分类号：U667.9 文献标识码：A
Abstract： This paper summarizes the components and working principles of the built-in skimmer and discusses the general layout and installation of the built-in skimmer based on its characteristics.
Key words： Environmental protection vessel； Skimmer；General layout and installation
1 前言
随着近年来重特大海上溢油事故的频繁发生，市场对具有加装内置式溢油回收设备的大型专业环保作业船的需求越来越大。而内置式溢油回设备是环保作业船实现溢油回收功能的主要设备，其形式选择、布置与安装是该类船舶设计建造的关键。本文简要介绍内置式溢油回收设备的工作原理及形式，探讨其在环保作业船上的布置方案与安装方法。
2 溢油回收设备的工作原理及布置方式
2.1 工作原理及型式
溢油回收设备的基本工作原理是利用油和油水混合物的流动特性、油水的密度差及溢油回收设备材料对油/油水混合物的吸附性，将油从水面上分离出来。按照型式和工作原理，溢油回收设备可分为：堰式、盘式、刷式、带式、真空式、绳式、动态斜面式、机械式、收油网等几种。从近年来的发展趋势来看，一般采用毛刷式或动态斜面加真空式的复合型式。为考虑防爆要求，溢油回收设备的运动部件基本都采用液压动力驱动。
2.2 布置方式
对溢油回收设备的选择和配备，需综合考虑各种溢油回收设备的技术性能和使用特点，以及适用海域可能发生溢油的规模、油种及所处的环境特点等因素。
溢油回收设备在船上按安装形式可分为：外挂式（或模块式）和内置式两种。内置式具有回收溢油响应速度快、适应海况能力强、对外界环境的影响小、溢油回收效率高的特点，故大型专业环保作业船多选用这种形式；而外挂式主要适用于兼用船或改装船。
典型的内置式溢油回收设备的布置见图1所示。
3 内置式溢油回收装备的组成
内置式溢油回收装备主要由辅助系统模块和溢油回收模块组成：辅助系统模块主要包括液压泵站、液压操作台、液压舷侧门、液压工作臂等；溢油回收模块主要包括轻油回收装置、重油回收装置等。
溢油回收模块按轻、重油回收装置的布置方式，可分为独立型与复合型：独立型是指轻油回收装置和重油回收装置（一般为毛刷组件）均为单独的设备，在船上的布置也是独立分开的；复合型是指这两个部件集成在一个大的框架内，在船上布置整个框架，但其功能是单独分开的。
4 内置式溢油回收设备的布置与安装
4.1 辅助系统模块的布置与安装
在船舷侧预留一个独立的区域，专门用于存放溢油回收设备，称为溢油回收设备室。为了让海面油水混合物流进回收装置，需要在舷侧设置一道门，即液压舷侧门，其位置是根据溢油回收设备室的位置及船舶吃水综合考虑的。定好液压舷侧门位置后，根据液压工作臂的长度及工作区间就可以定下液压工作臂的安装位置。液压泵站，则一般是在船上单独划分出一个液压泵站室。
对于液压操控台的布置，考虑到溢油回收设备室内很多液压管路需要从操控台上接出，工作臂的升降、旋转、捕获浮筒等动作也需要通过操作台上的操作杆或操作按钮来实现等因素，一般把操作台布置在溢油回收设备室上方挡货栏杆与舷侧通道处，此处可使液压管路的布置比较集中、距离比较短，又因为舷侧处视野开阔，站在操作台处就可以清楚的看见工作臂在水面的工作情况。考虑到操作台布置在舷侧，为防止甲板上浪对操作台冲刷，可以为操作台做一个活动的保护盖，当不需要作业时关上保护盖即可。因为舷侧通道有限，可以把操作台纵边沿着挡货栏杆按船长方向布置，最大限度的保留通道宽度。
对于操作台的安装，考虑到操作台底部有很多液压管接口，很多液压管路是需要从溢油回收设备室穿过甲板面与操纵台底部出口相接，所以基座的安装高度会相对较高，一般留有200 mm往上比较合适，操作台的布置及安装见图2.
4.2 溢油回收模块的布置与安装
4.2.1 独立型溢油回收模块的布置与安装
如图3所示，轻油回收装置和重油回收装置独立布置在溢油回收设备室。轻油回收装置的原理就是利用轻油密度低、黏度低的特点，当需要回收轻油时，、装置保持在油水面上层但不完全浸入，启动真空泵，使轻油在压力差的作用下进入回收装置内。因为在不同的工况下液面可能不同，需要调节装置的位置，为此设计了一套提升装置，其由导轨和提升泵组成；而重油则通过毛刷组吸附回收，毛刷组在液压驱动下来回旋转，重油粘附在旋转的刷子上被挂入到集油区内，集油区和油水混合区是不能联通的，为此设计了一套斜撑及集油挡板，以保证其旋转与刮油功能及集油区和油水混合区隔绝。
4.2.1.1 轻油回收装置安装
轻油回收装置提升绞盘与设备基座用螺栓连接，基座焊接在甲板下端面。导轨由四根槽钢做成，装置的四个角处都有滑轮，滑轮能卡在槽钢里面上下滑动。提升泵由液压泵站驱动并连接到回收装置上，能输出液压动力控制装置的升降，以满足其不同的液面要求.
导轨槽钢的选择，以能卡住滑轮并留有一点间隙为准，四根导轨是根据回收装置的尺寸及上下活动范围来选择的，不能和毛刷组的距离过近，应确保有足够的空间。
4.2.1.2 重油回收装置安装
毛刷组斜撑由两个相同的滑道组成，滑道上有定位挡板用来定位毛刷组。集油挡板由角钢和面板焊接组成，并与结构焊接（见图4）。毛刷组斜撑的倾斜角度是根据收油效率、毛刷组件的尺寸及结构空间的限制综合考虑的，一般以倾斜45°比较适合。
4.2.2 复合型溢油回收模块的布置与安装
如图5所示，轻油和重油的回收装置是集中在一个大的框架内，为实现溢油回收模块在不同液面工况下实现回收溢油的功能，在整个模块装置的周边设置液压提升油缸，利用油缸的升降来调节整个装置的高度，实现溢油回收模块的上下移动 。
轻油和重油的回收是分别靠真空泵的运动和液压驱动毛刷组件来实现的。整个装置在平时是平放在溢油回收设备室内的，工作时液压油缸带动收油装置上升到工作液面回收溢油。与独立型不同，复合型对于船体结构的要求不需要做成集油区与油水混合区分割，只需在内部集成一个集油槽即可。复合型溢油回收模块的安装，根据收油时模块装置工作液面的变化范围和液压油缸的提升高度，在船壁上选择合适的地方焊接提升臂的油缸支撑即可，基座安装相对简单。
4.2.3 两种回收模块的特点
通过上述两种装置的布置方式可以看出，独立型溢油回收模块设备比较分散，需要为设备安装的基座较多且较为零散，另外还需要做一套集油挡板分割舱室成油水混合区和集油区两个区域。但是单个设备体积小，布置方便，维修和拆检也比较容易；复合型溢油回收模块全靠液压油缸来固定位置，因此安装时只需要安装这整套液压提升臂即可，没有零散的基座需要安装，而且集油槽集中在装置内，因此也不需要另外设计一套挡板分成集油区和油水混合区两个区域。不过集中型装置设备较大，对溢油回收设备室空间要求也比较大。
5 结束语
内置式永磁电机齿槽转矩合成研究 第3篇
由于永磁电机中永磁体与定子齿壁之间存在相互作用力,将会产生齿槽转矩。齿槽转矩会在电机运行中产生转矩波动、噪声等不利因素,影响到电机的精确控制。所以,在电机设计阶段,减小电机齿槽转矩就很有必要了。
文献[1]利用有限元数值分析法对一台内置式永磁电机转子进行了优化,减小了齿槽转矩;文献[2,3]以表贴式永磁电机为模型,进行了齿槽转矩的解析求解;文献[4]在能量法的基础上,对表贴式永磁电机齿槽转矩进行了求解;并分析了不同极弧系数下的齿槽转矩,优化了电机参数;文献[5,6,7]在齿壁受力的基础上,推导了表贴式永磁电机的齿槽转矩解析表达式,为研究人员优化电机参数提供了新的方法;文献[8,9,10,11]对内置式永磁电机进行了有限元分析,并相应的优化了电机参数;文献[12]从单槽电机的齿槽转矩分析出发,推导出了多槽表贴式永磁电机的齿槽转矩解析合成算式;文献[13,14]分析了永磁电机在只有一个极对数的情况下的齿槽转矩,进而推导了全部极对数存在下的电机齿槽转矩。
本文针对内置式永磁电机,采用了由单槽电机齿槽转矩推导出多槽电机齿槽转矩的解析合成算式,分析了单槽电机齿槽转矩的各次谐波在多槽电机齿槽转矩的作用,并用有限元分析法进行了验证。
1 齿槽转矩的解析合成
多槽内置式永磁电机的齿槽转矩可以由单槽内置式永磁电机的齿槽转矩合成,单槽内置式永磁电机的齿槽转矩可以展开为傅里叶级数[12]:
式(1)中,Tsc为单槽电机的齿槽转矩,Tsci为Tsc第i次谐波的幅值,Np为电机极数,θ为转子位置角。这里所说的单槽电机与多槽电机,它们的齿槽参数一致,即单槽电机只是保留了多槽电机中的一个齿槽进行齿槽转矩的解析计算,或者有限元计算。多槽电机的齿槽转矩,不论是在数值上还是解析算式上,都可以由单槽电机的齿槽转矩合成;但数值分析上不能直观地看出单槽与多槽电机齿槽转矩的联系,下面从解析算式上详细的推导出它们的关系[12]:
式(2)中,Tcog为多槽电机齿槽转矩,Ns为电机槽N数。由于sin Npπi总为0,那么只有当也为才不为0。下面分别对为整数和分数时加以讨论。
当为分数时:
Nc为Ns、Np的最小公倍数。
那么,由式(2)就可以建立起单槽电机齿槽转矩与多槽电机齿槽转矩的联系。其中,根据的比值,又可以针对不同槽极数配合的电机进行齿槽转矩的解析合成。
2 内置式永磁电机解析合成与有限元验证
选用了两台单层“一”型内置式永磁电机与一台单层“V”型内置式永磁电机来验证多槽电机齿槽转矩可以由相应的单槽电机齿槽转矩解析合成的正确性。基于有限元仿真软件Ansoft/Maxwell创建了内置式永磁电机有限元模型,对电机磁力线分布与齿槽转矩进行了分析与计算,并且由有限元得到的单槽电机齿槽转矩解析合成了多槽电机齿槽转矩。图1为电机模型,电机参数如表1所示。
利用式(4)得到该电机的齿槽转矩解析合成算式为:
式(5)中,Tsc3n是4极6槽内置式永磁电机相应单槽电机齿槽转矩的谐波幅值。
图2、图3分别为内置式永磁电机的齿槽转矩与谐波次数。由于单槽电机的齿槽转矩是由有限元仿真计算得到的,那么,可以考虑电机模型的实际几何形状与电机出现的磁路饱和问题;在做齿槽转矩解析合成的过程中,所做的假设为一个槽的齿槽转矩在进行合成的过程中,单槽的磁场分布不受相邻槽的影响。另外,通过图1电机磁力线分布发现,虽然单槽电机与六槽电机磁场分布不同,但是在定子轭部出现的饱和程度是趋于一致的,所以,在由单槽电机的齿槽转矩合成多槽电机的齿槽转矩时,有限元仿真得出的结果与解析合成算式结果一致。
接下来,对一台8极12槽的内置式永磁电机进行齿槽转矩的解析合成。图4为电机模型,电机参数如表2。利用式(4)得到该电机的齿槽转矩解析合成算式为:
式(6)中,Tsc3n是8极12槽内置式永磁电机相应单槽电机齿槽转矩的谐波幅值。由图4、图6可以发现,单槽电机的各次谐波不会全部参与到相应多槽电机齿槽转矩的解析合成中;由于4极6槽电机与8极12槽电机的Ns、Np的最小公倍数Nc均为24,所以它们的全槽电机齿槽转矩周期一致,并且齿槽转矩中的各次谐波次数一致。
利用式(6)进行齿槽转矩的解析合成,并将解析结果与有限元仿真进行了对比,两者所得到结果一致。
由有限元仿真所得到的结果可以看出,4极6槽电机与8极12槽电机的Ns、Np的最小公倍数Nc均为24,所以它们的全槽电机齿槽转矩的各次谐波只由其单槽电机齿槽转矩的3n次谐波参与合成。
图7为单层”V”型内置式永磁电机模型,表3为电机参数。
利用式(4)得到该电机的齿槽转矩解析合成算式为:
式(7)中,Tsc6j是6极36槽内置式永磁电机相应单槽电机齿槽转矩的谐波幅值。
另外,由式(5)~式(7)可以得出,6槽与12槽电机的全槽内置式永磁电机齿槽转矩各次谐波幅值为相应单槽电机齿槽转矩谐波幅值的6倍与12倍;36槽电机的全槽内置式永磁电机齿槽转矩各次谐波幅值为相应单槽电机齿槽转矩谐波幅值的36倍。可以通过它们的谐波次数柱状图直观的看出各次谐波间的关系,验证了解析合成法的正确性。
6极36槽单层“V”型内置式永磁电机的Ns、Np的最小公倍数Nc为36;其单槽电机齿槽转矩合成的全槽齿槽转矩中,只有单槽电机齿槽转矩的6n次谐波出现在全槽电机的齿槽转矩合成中。
当Ns、Np的最小公倍数Nc与Np之比越大,即比值越大时,相应的电机齿槽转矩出现的谐波次数越少。内置式永磁电机的槽极数共同决定了齿槽转矩解析合成算式各项系数,即算式中出现的各次谐波的幅值大小与各次谐波次数。
3 结论
针对内置式永磁电机采用了一种齿槽转矩解析合成的算法,多槽电机的齿槽转矩可以由相应的单槽电机的齿槽转矩解析合成。单槽电机的齿槽转矩经过傅里叶分解可以表示为傅里叶级数,进而通过对其单槽电机的傅里叶级数变换与整理可以得出多槽电机的齿槽转矩。并通过有限元仿真验证了结论的正确性。
内置式测量 第4篇
一、建造时期
一般在9月上旬至12月下旬, 根据不同作物移栽定植时间和茬口, 在作物移栽前7～30天建好。以保证定植后有足够肥力。秋季和初冬, 反应堆建成时距定植时可短些, 晚冬和早春季节最好提前20～30天建好, 并尽早覆盖棚膜, 以提高低温, 使其及时释放肥力。秸秆主要利用往年或当年新产的玉米秸、谷草、杂草等。用整株秸秆或整碎结合的秸秆均可。
二、建造方法
内置式反应堆操作:主要有开沟、铺放秸秆、撒播菌种、覆土、浇水、定植、盖膜、打孔等程序。
1. 开沟
采用大小行种植, 一般一堆双行。大行宽90～110厘米, 小行宽60～80厘米。在小行位置开沟深20～30厘米, 宽50厘米或70厘米。
2. 铺秸秆
向沟内铺放干秸秆 (如玉米秸、麦秸、棉柴、稻草等) 铺放在底部, 散碎秸秆铺放在上部, 秸秆要铺放均匀, 厚度一致。铺完踏实后, 厚度25～30厘米, 沟两头多铺出地面约15厘米。每亩秸秆用量3000～5000千克。
3. 撒菌种、饼肥
将菌种均匀撒在秸秆上, 亩用菌种8～10千克、麦麸160～200千克、饼肥80～100千克, 也可以用秸秆腐熟剂10～20千克加沼液浇灌。
4. 覆土
秸秆上覆土厚度20～25厘米, 然后将土整平成畦。两头留10厘米秸秆露出地面, 以便通气。
5. 浇水
第一次水要交足, 浇大水湿透秸秆。在不影响定植时间情况下, 隔10天左右, 浇第2次水, 水要浇匀, 定植后与常规浇水相同。
6. 定植
浇水7～10天后定植作物。作物最好定植在沟两边, 确保不烧根。
7. 打孔
浇水后4～5天, 反应堆开始启动, 这时要及时打孔, 以通气散热, 保证秸秆正常转化。在反应堆上用打孔器 (用一根长80～100厘米的12#钢筋, 在顶端用钢管焊一个T形把) , 打2行孔, 行距20～25厘米, 孔距20厘米, 孔深以已穿透秸秆层为准。一般每次浇水后要及时打孔, 打孔不及时, 二氧化碳释放受限, 并有可能产生氨气等有害气体, 影响作物生长和产量。
三、反应堆建造注意事项
内置式测量 第5篇
永磁同步电机无位置传感器控制主要分为两类: 基于电机基波模型[1,2]和基于转子凸极或者饱和凸极性[3,4]。其中,基于凸极的高频信号注入法通过在电机中注入特定的高频电压( 电流) 信号,检测其对应的电流( 电压) 信号以确定转子的凸极位置。因而,这种凸极跟踪方法能够解决低速甚至零速下转子位置的估算问题。然而,这种方法会使用较多滤波器,使得观测信号存在严重滞后,并且,注入高频信号会使得电机的转矩脉动增加。对此,文献[5]将信号提取过程中的低通滤波器变换位置,对转子位置观测精度稍有改善; 文献[6]提出了一种纯延时的高频信号提取方法,但没有考虑其带来的相位偏移问题,同时该方法不能去除由调制带来的高次谐波,多次延时过后对信号相位影响较为严重,不易进行位置误差补偿; 文献[7]提出了一种低频信号注入法,然而其信号的提取需要较为精确的电机模型,正因如此,这种方法对于电机参数依赖性大。
本文首先分析了传统高频注入法信号处理的不足,针对其存在的问题提出将延时与滤波相结合的方法来提取高频信号; 同时,对由延时环节和滤波器带来的转子位置观测误差作了详细的分析,并研究相应的补偿策略对转子位置进行实时补偿,从而使转子位置估算更加准确; 通过延时增强了系统对高频信号观测的灵敏度,降低了所需要注入的高频电压信号幅值,这样可适当降低由高频注入信号带来的转矩脉动。
2 高频注入法的转子位置自检测原理
2. 1 高频激励下的永磁同步电机数学模型
高频信号注入法的基本思想为: 在电机端注入一个三相平衡的高频电压信号,利用电机内部磁路不对称产生的凸极效应,检测对应的高频电流响应来获取转子位置和速度信息。假设高频注入信号在静止 α-β 坐标系下可表示为:
式中,ωh为高频注入信号的角频率; uh为高频注入电压幅值; uαh、uβh分别为高频注入电压的 α、β 轴分量。在d-q同步旋转坐标系中磁链方程为:
式中,ψr为转子永磁体磁链; Ld、Lq分别为定子绕组的直轴、交轴电感。式( 2) 变换到 α-β 坐标系下为:
式中,L1= ( Ld+ Lq) /2; L2= ( Ld- Lq) /2; θr为转子位置角( d轴与 α 轴的夹角) 。
由于高频信号的频率一般要远高于基波频率,感应电势项在电压降中占主导地位,可以忽略定子电阻和旋转电压的影响,因而电压方程简化为:
将式( 3) 和式( 4) 代入式( 5) 可得:
式中
由式( 6) 可知,高频电流中包含以角速度 ωh正向旋转的正序电流矢量,和以角速度- ωh+ 2ωr反向旋转的负序电流矢量,转子位置信息包含在负序电流矢量的相位中,可由此得到转子位置信息。
2. 2 高频注入法转子位置观测中存在的问题
为了提取负相序高频电流响应中的转子位置信息,需要去除定子电流中的基频电流、低次谐波电流、PWM开关谐波电流以及正相序高频电流。高频信号注入法原理图如图1 所示。
在高频信号提取部分,传统的提取思路为直接使用滤波器将高频信号从定子电流中提取出来,而这个过程必然引入信号相位偏移。也有人提出纯延时思路对信号进行提取,其思路为对定子电流延时半个高频信号周期,与没有延时的定子电流相减,细微的延时对基波作用不大,因而会使基波削弱,高频信号增强,多次延时之后,即得到高频电流信号。这种方法会带来新的问题,一方面它没有对延时带来的相位变化进行补偿,另一方面,高次谐波无法消除,并且过多延时容易引起较大的杂波干扰。此外,高频注入信号产生的高频旋转磁场与基波磁场相互作用,会引入较为明显的转矩脉动。因而,改进转子位置观测方法和减小高频信号对系统的影响具有十分重要的意义。
3 改进的高频信号提取方法及其转子位置补偿策略研究
针对2. 2 节中提到的高频注入法会带来较大的转矩脉动,并且滤波器的使用导致高频信号相移等问题,本文提出将延时与滤波相结合的方法来提取高频信号,并针对该方法带来的相位偏移进行实时的补偿。图2 为改进的信号处理流程。在信号提取部分,采用先延时后滤波。一方面,延时部分使高频信号增强,基波频率削弱,再经过滤波之后,进一步滤除除高频频率以外的电流分量,能够较好地提取出高频信号; 另一方面,由于延时可增强高频信号,因而系统对于高频信号的灵敏度增强,可适当降低高频注入电压幅值,从而高频旋转磁场减小,由高频旋转磁场带来的转矩脉动也相应降低。
对于由延时引入的相位滞后可由下文推导的式( 13) 对其进行精确的相位补偿,为了对由滤波器引入的相位变化进行补偿,本文利用二阶带通滤波器级联进行滤波,利用其中心频率附近的近似线性相位特性进行补偿。在此,本文给出中心频率为1500Hz的二阶带通滤波器( BPF) 补偿曲线,如图3所示,该曲线由离线仿真测试得到。其中,横坐标为PMSM的基波频率,纵坐标为转子位置信号所需要补偿的角度。由图3 可知,所需要补偿的角度可近似线性化。因而,根据所需要的转速对转子位置观测加入相应的补偿,可实现对转子位置的最小误差跟踪。
在静止 α-β 坐标系下,高频电流 α 轴分量与 β轴分量的相位与幅值变化分析方法相同,其最终结果是保持一致的,此处给出 β 轴分量的分析过程。令注入高频电压信号为:
式中,uc为基波电压幅值; δ 为高频注入电压与基波电压幅值比。
此时,根据式( 6) 的推导思路,可得到输入观测器的电流信号为:
式中,Ip、In分别为正序高频电流和负序高频电流的幅值; ωr为电机转子同步旋转角速度。设延时前高频信号为:
式中,φ1、φ2分别为正序高频电流和负序高频电流的初相位。将高频信号延时半个高频信号周期后可得:
延时前后的信号相减之后,其高频负序电流可表示为:
式中,Δihβ_n为相减后的高频信号; k为与转速相关的系数。由式( 13) 可知,延时部分的相位滞后,与输入信号的初始相位无关,只与高频注入信号的频率以及电机基波频率相关,φ'即为延时部分所需要的补偿角度。
将静止 α-β 坐标系下的高频电流转换到d'-q'坐标系,d'-q' 是以高频注入频率反向旋转的坐标系,则有:
误差信号经过低通滤波器可得:
由式( 15) 可知,输入到观测器的误差信号的大小与高频信号的幅值及转子转速相关。为了消除高频信号幅值与转速变化对观测结果的影响,只需要保证观测器的传递函数的系数保持不变即可,观测器采用的结构如图4 所示。其中,K( ωr*) 的表达式为:
式中,ωr*为给定转速; k( ωr*) 根据式( 12) 得到。
4 仿真与实验结果
4. 1 仿真结果分析
为验证第3 节提出策略的正确性,本文先给出了一台内置式永磁同步电机的无位置矢量控制的仿真测试结果。本文所采用的永磁同步电机参数如表1 所示。
高频注入的频率为1600Hz,注入高频电压幅值的大小取为基波电压幅值的0. 2 倍,BPF参数为:BPF中心频率1500Hz,阻尼系数为0. 707,带宽BW= 1060. 5Hz,电机运行频率为0 ~ 100Hz。SPWM载波频率为17k Hz。
注入相同高频电压信号分别采用传统滤波法和延时滤波法所得到的高频电流波形如图5 所示,给定转速为600r/min。由图5( a) 与图5( b) 的波形对比可以明显看出,采用延时滤波可以使高频电流有效信号更加明显。由第3 节的推导可知,采用延时滤波后,其有效的高频信号会增加将近1 倍,而基波则会被削弱。该仿真结果与式( 12) 理论推导所得到结论是一致的,该方法提高了观测器对高频电流检测的灵敏度,因而可以适当降低高频注入信号的幅值。
传统滤波法和延时滤波法进行转子位置观测时电磁转矩波形如图6 所示,给定转速为600r/min。对比电磁转矩脉动可知,在获得相同高频电流效果情况下,采用直接滤波方法时电磁转矩脉动明显要大。从理论上分析,对于延时滤波而言,由于所需要的注入高频信号相比传统滤波法要小,因而其高频旋转磁场相应减小,由于高频旋转磁场与基波磁场的转速均不变,其高频旋转磁场强度降低,使得其与基波磁场相互作用带来的电磁转矩脉动也会相应减小,理论分析的结果也与电磁转矩仿真波形反映的结果与相符合。根据式( 12) 的推断,负序高频电流分量的幅值将增加接近一倍,因而,在理想情况下高频注入的高频信号幅值可降低约50% ,考虑到实际中其他各种非理想因素的影响,需要对其留有适当的裕量。
采用延时带通法,并按照本文给出的补偿策略加以补偿之后观测的转子位置波形如图7 所示。对于延时部分造成的信号相位滞后可由式( 13) 进行补偿,而由带通滤波器带来的相位变化由图3 给出。图7中达到稳定后的最大转子位置误差为0. 098rad( 折合成机械角度1. 40°) ,由图7 的结果可以看出,在使用延时滤波法,适当降低注入的高频信号幅值后,依然能够较好地满足无位置传感器矢量控制要求。
图8 和图9 分别为采用本文提出的补偿策略补偿前后转子实际位置和估算位置对比波形与转子位置误差波形,初始转速均为300r/min,在1s时突变为750r/min。图8 中,在转子转速变化后,其达到稳态时,转子位置观测结果出现了较为明显的误差,而在加入补偿后,当转速发生变化后,其达到稳态时转子位置误差不会发生太大跳变,最大转子位置估算误差为 ± 0. 11rad( 折合成机械角度 ± 1. 72°) 。对比图8 与图9 中的转子位置误差图可以看出,该补偿策略能有效解决转速变化过程中带来的转子位置估算误差。转子位置估算误差精度一方面受到高频信号附近的谐波影响,另一方面与补偿策略本身采用的近似线性相位特性相关。图8 与图9 中的位置观测误差出现细微的波动,这主要是由于调制带来的高频频率附近杂波会给观测结果带来细微的影响。
4. 2 实验结果分析
为了进一步验证本文提出的高频旋转电压注入转子位置检测方法及其补偿策略的可行性,在d SPACE DS1103 的平台下搭建了实验系统,鉴于本文的重点在于永磁同步电机转子位置的检测研究,所提出的方法不会受到永磁同步电机控制方式的影响,而矢量控制下的高频注入算法会受到d SPACE计算速度的影响,因而本文采用变压变频调速的控制方式在一台10k W内置式永磁同步电机上对高频注入无速度算法进行实验验证。实验所采用的电机极对数p = 3,高频注入信号频率为1600Hz,高频注入信号电压的幅值为基波幅值的0. 2 倍,逆变器开关频率为17k Hz,直流侧电压为150V。
图10 为转速300r/min时的观测波形,从上到下依次为电机转速、转子位置以及转子位置误差波形。图10 中的实际转速与估算转速误差大约在± 6. 67% 误差范围内变化,转子位置的最大误差在± 11. 46°左右( 折合成机械角度 ± 3. 82°) ,一方面在低速时受逆变桥的死区影响较为严重,另一方面,测量仪器与算法本身会给精度带来影响。
图11 为转速600r/min时的观测波形。图10与图11 显示的转子位置实际位置与估算位置对比结果表明,将传统滤波器法与传统纯延时法结合起来,既能较好地观测出转子位置信息,同时利用延时增强高频信号的灵敏度,从而降低高频注入信号幅值,使得由高频旋转磁场带来的转矩脉动减低。而由图10 和图11 中转子位置误差波形可以看出,在不同的转速下,该补偿策略依然能对转子位置进行实时的补偿。同时,由于受到带通滤波器带宽以及所采用的数学模型的限制,该方法只能在一定的范围实现对转子位子观测实时补偿,对于更宽转速范围内的位置观测,仍需要深入的研究。
5 结论
本文分析了永磁同步电机转子位置检测的传统纯延时方法与传统滤波器方法的不足,提出将延时与滤波结合的提取思路,推导其需要补偿的角度进行实时补偿,从理论、仿真和实验三个方面做了分析与研究。结论如下:
( 1) 试验和仿真结果表明,加入对由延时和带通滤波器带来的相位偏移的补偿后,能够对中低速范围内高频信号的相位偏移进行实时补偿,从而改善转子位置估算的相位滞后问题。
( 2) 同时,该方法在一定程度上提高了系统对高频注入信号的灵敏度,降低了所需注入的高频电压信号幅值,因而减小了由高频注入信号带来的电磁转矩脉动。
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内置式测量 第6篇
谐振是电网安全稳定运行的主要威胁之一,会产生众多危害,其中谐振过电压会导致高压保险管的熔断或破裂[1,2,3],如不及时处理,将会危及人身、电网和设备安全。
内置式户外高压保险装置广泛应用于35 kV及以下电网,主要用于保护户外电压互感器,为电网主设备的测量、保护和监控装置提供二次电压[4]。目前,徐州电网普遍使用的RXWO-35型内置式户外高压保险装置为螺栓紧固结构[5],长期户外运行,受电化反应及环境污染等因素影响,整体组成部件普遍锈蚀严重,当发生一次高压保险单相或多相熔断事故时[6,7],经常遇到螺丝锈蚀难以拧开、碎片清理困难、作业面狭窄、高空作业困难等问题,更换过程费时费力。
随着“运维一体化”的深入推进,更换高压保险工作将由运维人员完成,给班组带来了极大的工作压力及劳动强度,同时严重影响供电质量,已成为电力工作者亟待解决的重大课题。
1使用现状
1.1 RXWO-35型高压保险装置结构
目前,国网徐州供电公司变电运维室所辖刘湾、大吴、大黄山等21座变电站安装了RXWO-35型高压保险装置,其结构主要由压盖、水平瓷套、安装板、支柱绝缘子和套管内部弹簧等部件组成(如图1所示)[5]。
压盖用连接螺栓固定在瓷套两端(每端4个螺丝),通过挤压瓷套内部弹簧实现与保险管的良好接触。瓷套水平放置,用安装板固定在支柱绝缘子上。
1.2安装位置及更换流程
RXWO-35型高压保险装置一般位于35 kVⅠ,Ⅱ段母线侧,然后连接电压互感器,通常安装于3～4 m高的构架上。当保险管熔断时,运维人员需做好停电、验电、挂接地线等其它安全措施后,1人扶梯1人爬上构架,使用工器具拆除硬连接、打开压盖、更换保险管;当保险管爆裂时,需打开两端压盖清理碎片、更换保险管;必要时需拆下安装板,在地面进行更换处理,如图2所示。
1.3耗时调查及分析
本文对2014年5～8月份徐州电网所辖变电站发生的高压保险熔断事故进行耗时统计,平均更换耗时为59 min,如表1所示。
对更换耗时进行统计并对更换过程进行研究分析发现,更换耗时耗力的主要原因有以下几点。
(1)装置部件拆装困难。1)高压保险装置结构各部件采用螺栓紧固连接:压盖通过4颗螺栓固定在瓷套上,瓷套和支柱绝缘子间的安装板使用4颗螺栓固定连接,拆装压盖或瓷套繁琐;2)安装压盖时,由于压盖与保险本体间装有弹簧,其弹力作用增加了压盖安装难度,单人高空组装困难;3)受作业面限制,2人同时在高空组装作业难度较大。
(2)连接螺丝锈蚀严重。1)保险装置长期户外运行,受电化反应及环境污染等因素影响,其连接螺栓普遍锈蚀严重,拆卸较为困难;2)压盖螺栓锈蚀损坏无法拆除时,需拆除设备连接线和安装板,将瓷套放至地面进行拆装;3)如安装板螺栓同时锈蚀损坏,需整体更换保险装置。
(3)保险碎片清理困难。受电网谐振、管体接触不良、制造质量等因素影响,保险管在熔断过程中可能发生爆裂、形成碎片。保险管爆裂后,因瓷套为水平固定,打开一端压盖时,水平瓷套无法倾斜,清理碎片需打开两端压盖,必要时还需拆卸安装板,整体取下瓷套进行清理,难度较大、耗时较长。
2新型装置结构设计方案
2.1整体结构
针对装置部件拆装困难、连接螺栓锈蚀严重、保险碎片清理困难等症结,研制了一种压盖可快速拆装、瓷套可倾斜结构(如图3所示)[8,9,10,11],且可对旧设备直接升级的“新型内置式户外高压保险装置”。
2.2新型装置单元组成
新型内置式户外高压保险装置由安装板单元、压盖单元、弹簧单元和连接单元4个方面组成[8,9],如图4所示。
3各部件设计及制作
3.1设计图纸
根据高压保险装置整体设计思路和各单元部件方案,结合现场生产实际尺寸,绘制出CAD图纸,如图5所示。
3.2各单元制作
采购各部件材料及GTY-40336型卡扣,并根据图纸加工制作其他部件,如图6所示。
对加工后的实物进行效果检查:
(1)安装板完全满足设计要求,适合现场应用,而且能够完成约45°角的倾斜,满足碎片清理的要求。
(2)压盖单元与弹簧连接可靠,接触良好,符合设计要求,满足现场使用要求。
3.3整体组装
对各部件进行整体组装,得到的新型内置式户外高压保险装置实物效果图,如图7所示。
3.4整体调试
整体组装后,对新型内置式户外高压保险装置进行了调试,检验合格,结果如下:
(1)压盖单元、安装版单元能够通过卡扣单元实现快速拆装。
(2)压盖与保险管接触良好,两侧接触电阻之和仅为0.45Ω(20℃室内常温下测量),满足导电性能要求。
(3)连接卡扣经测试抗拉强度为4 000 N,满足连接强度要求。
(4)承担瓷套倾斜的安装板轴承可承受5 000 N扭力,满足使用强度要求。
(5)整体装置经受横向300 Hz、纵向200 Hz的振动试验(振幅范围±10%),保险管及瓷套均无破损,可满足实际使用复杂工况。
(6)新型户外内置式高压保险装置的爬电距离为650 mm,完全满足国标GB4943.1—2011对35 kV电力系统爬电距离的要求。
(7)由于新型户外内置式高压保险装置有金属凸起部分,对其进行35 kV工频电压加压试验,不会产生尖端放电,完全符合工作要求。
(8)新型安装单元能够使水平瓷套完成45°左右的倾斜角度,完全满足碎片清理要求。4应用效果
(9)在实验室内,模拟了保险更换过程,并进行耗时统计约5 min,满足快速更换的要求。
4应用效果
将研发的新型内置式户外高压保险装置在刘湾、大吴、大黄山、大庙等4座保险熔断故障频发的变电站进行试用。新型内置式户外高压保险装置成功克服了传统高压保险装置部件拆卸困难、连接螺栓锈蚀、碎片清理困难等不利因素,经现场试验安装和持续改进,取得了显著效果。
(1)缩短更换耗时
新型装置在试运行期间,共发生了8次高压保险熔断事故,对其耗时进行了统计分析,发现新型高压保险装置更换平均耗时5 min,大大缩短了耗时,减少了人力资本的投入,保证了供电质量,提高了电网的应急响应速度。
(2)班组减负
新型内置式户外高压保险装置在变电站内的推广使用,不仅使高压保险装置更换和检修周期得到了延长,而且有效降低了班组工作压力、劳动强度,同时也提升了生产一线员工发现问题、不断创新以及解决问题的积极性。
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内置式测量 第7篇
内置式永磁同步电动机,具有转速快,结实、可靠等特点,所以功率密度大,效率很高。但是,由于其转子中嵌入了永久磁铁,一定程度上会引起较大的谐波含量,同时电动机电路其它部分也有谐波产生。这些谐波含量带来的影响是:电动机出现了谐波反电压,dq轴电流及电压都产生波动,使得电动机的电磁转矩也产生了波动,同时电动机铁损增大,引起电动机温度上升,电动机的振动和噪音也随着增大等一系列问题。这些问题的后果是,电动机性能下降,甚至引发电气事故。由此可见,谐波的抑制不可或缺[1,2,3,4,5]。因此,治理内置式永磁同步电动机的谐波,是一项非常重要的工作或课题。
1 内置式永磁同步电动机的谐波问题
对永磁同步电动机谐波进行分析与研究后,归纳出其谐波的来源主要有以下几个方面。
1.1 电动机自身产生的谐波
1.1.1 齿槽效应引起的d轴谐波
由于电动机结构的原因,引起了齿槽效应,使得电动机的一些参数随转子机械角度而变化。这样,电动机中产生了以3、7、9、11次为主的谐波,这些谐波与转子的机械角度有关联。
1.1.2 转子磁通变化引发的谐波
因为内置式永磁同步电动机转子中嵌入了永久磁体,使电动机的直轴同步电感比交轴同步电感要小,产生了额外的磁阻转矩,电动机的弱磁区域增大。这样一来,电动机转子的磁通量发生变化,磁通的变化,使磁通中出现了谐波成份,可以写为:Φ(φ)=Φ1cos(φ)+Φ3cos(3φ)+Φ5cos(5φ)+Φ7cos(7φ)+。磁通的变化,使得定子磁场及电磁转矩都发生相应的变化,它们都产生了以5、7次谐波为主要含量的谐波。
1.2 其它关联部分产生的谐波
1.2.1 直流母线电压变化引起的谐波
当电动机线路中的直流母线采用三相桥式整流方式进行整流时,会产生频率为电源频率N倍的谐波。这类谐波由于其含量少,脉动不很强,因此用谐波电容器及相应的措施对其加以抑制,就可以达到很好的治理效果。
1.2.2 逆变器中的谐波
当电动机控制系统中的逆变器的电流,电压出现变化时,也会导致一些谐波出现。因为这一类谐波主要为开关频率,脉动也较弱,所以电动机本身的大电感就可以消除它们所造成的影响,只要能够对其良好屏蔽就可以了。
1.2.3 电流反馈环节中的谐波
当电动机电路的电流反馈环节中,出现直流偏置时,也会产生一定的谐波含量。一般地,这类谐波脉动是比较弱的。对于这类谐波,可以离线方式对其加以抑制,使它们的脉动变得很小。
以上提到的两种来源中,以1.1中的谐波含量最多,且治理难度也比较大,所以这是本文重点要讨论的内容。
2 内置式永磁同步电动机的谐波表现形式
2.1 电动机电压的理想模型
在理想情况下,永磁同步电动机dq轴的电压为:
在式(1)中,Ud,Uq,Id,Iq分别为d轴及q轴的电压和电流,φr为电动机转子的机械角度,Ud1=PLd(φr)Id,Ud2=-ωLq(φr)Iq,Uq1=PLq(φr)Iq,Uq2=ωφq(φr)-ωLd(φr)id,p=d/dt为微分算子,Ld及Lq分别为d轴及q轴的电感。
式(1)中理想化得关系式,在实际情况中,电动机中会出现谐波反电压,导致电动机的一些参数随转子位置变化而变化。
2.2 电机谐波的表达式
对永磁同步电动机采用的矢量控制系统如图1所示。
在图1中,i*d和i*q分别为d,q轴电流的给定值;u*d和u*q分别是d,q轴电压的给定值。当电动机转速达到450 r/min时,调节控制系统,此时,i*d=0 A,i*q=1.5 A,利用导波仪等设备记下电机运行中的电流信息。通过对电流进行频谱分析,可知,电机相电流中除了基频外,还含有以5、7、11次为主要成分的谐波,而dq轴电流中含有6、12次为主要成分的谐波。在去掉基波成分的情况下,相电流谐波成分如图2所示,dq轴电流谐波成分如图3所示。
(b) q轴
在图2中,永磁同步电动机相电流中的谐波成分主要以3、5、7、9、11次为主,但3、9次反电压谐波在电路三相对称情况下,互相抵消掉了。所以,实际上影响电动机的谐波为5、7、11次。a-b-c 坐标下的5、7、11次反电压谐波使d-q轴电感参数发生变化。这样,d-q轴中的电流如图3所示出现6、12次为主的谐波。
相电流中的谐波反电压为
式(2)中,Ak(k=5,7,11,)为不同次数反电压谐波的幅值;φk为它们的初相位。这些谐波通过坐标变换,可以得到旋转的d-q轴谐波表达式。各项电压与旋转dq轴电压Ud及Uq的关系为:
式(3)结合α-β坐标转换,可以得到α-β坐标系中及d-q坐标系中反电压谐波表达式如下:
在式(4)及式(5)中,Ufa,Ufb,Ufd,Ufq分别为α-β坐标系中及d-q坐标系中的反电压谐波。
对式(5)做整理后,可以得到:
从式(6)中可以得知,在d-q轴坐标系中,谐波演化为6、12次谐波。这正是a-b-c坐标下的5、7、11次反电压谐波引发的,从而印证了图2和图3中的谐波成分。
3 内置式永磁同步电机谐波治理方案
前面分析和研究了谐波的来源和表现形式,下面对内置式永磁同步电机谐波用以下方案治理,即采用综合方案对谐波加以治理,不同来源用不同治理方法。
3.1 补偿式的抑制治理
前面1.1中提到的谐波,在永磁同步电机电路中占的比重最大。因此,将其作为重点治理对象。其治理思路为:对d-q轴电流信号和电压信号施加前馈补偿量,同时对磁通及电磁转矩也加以补偿,在控制系统中,采取自动搜索算法,并且采用自适应神经网络。
3.1.1 对d-q轴电压及电流的前馈补偿
前馈补偿矢量控制图如图4所示。
在图4中,对d-q轴电流及电压的前馈补偿做法为:将d-q轴的电流近似控制为直流电流,同时对其施加前馈补偿量i′d及i′q,这样,PI控制器的输入和输出量都近似为直流量;第二,对PI控制器后面施加电压信号前馈补偿量u′d和u′q,当补偿量近似等于式(1)中的Ud2和Uq2时,系统达到稳定状态,Ud1=0,Ud2=0,谐波成分就被有效的消除了。
3.1.2 对磁通及电磁转矩的补偿
对于磁通变化引起的谐波,利用磁通补偿器来抑制它[6]。因为永磁同步电动机交轴磁通很小,近似为零,所以直轴磁通为磁场谐波的主要来源。磁通补偿控制器结构图如图5所示。
在图5中,u
式(7)中,Φd6(φ)为d轴对应相位磁通的6次谐波幅值,Φq6(φ)为q轴对应相位磁通的6次谐波幅值,Φd6和Φq6都与转子的机械角度φ有关。kψ由d轴电流控制环的增益决定,KT由q轴电流控制环的增益决定。
3.1.3 控制系统的算法
要治理6次谐波和12次谐波,首先要计算出6次谐波的补偿量,然后用自动搜索算法,对12次谐波也进行自动搜索,找到相似的补偿量,故采用自适应神经网络进行控制。
对于电量来说,相位和幅值是重要的参数,因此利用自适应神经网络,在固定了一个较小的幅值后,对相位进行搜索,在确定了最优相位后,反过来又可以对幅值进行寻优。同时,因为d轴与q轴之间存在一些耦合,所以,在自动搜索过程中,还需要进行交叉搜索,才能达到最优结果,具体做法为:先对d轴谐波进行优化,然后再对q轴谐波进行优化,这两个过程交替进行,直到得出最佳效果为止。
自动搜索算法流程如图6所示。
为了使搜索过程自动化,采用自适应神经网络系统,其结构如图7所示。
在图7中,τ1,τ2,,τn为网络的输入量,及相应的电流相位及谐波幅值的初始值,w1,w2,,wn为权值,b为阈值,τm为网络输出,τm即图6中的判断结果,传递函数为线性函数。所用自适应神经网络的训练算法为LMS算法,训练误差为实际输出与期望输出的方差。
3.1.4 仿真及仿真效果
由图1、图4、图5,将本文建议的控制系统在matlab/simulink中建立永磁同步电动机控制系统的模型[7,8,9],电动机参数如表1所示。
将表1的参数输入仿真模型,同时设定电动机的角速度ω=500 rad/s,负载的转矩TL=40 Nm,也输入仿真模型中。经过一段时间后,开始对电动机进行各次谐波补偿治理。仿真效果如图8图11所示。图8图9为未补偿前的d轴谐波含量及电磁转矩谐波分量仿真结果,图10图11为补偿后的d轴谐波含量及电磁转矩谐波分量仿真结果。
由图10图11,与图8图9做对比可知,d轴的6次谐波含量由补偿前的23%左右减少到补偿后的11%左右,12次谐波含量由补偿前的18%左右减少到补偿后的7%左右;电磁转矩的6次谐波含量由补偿前的2.6%左右下降到补偿后的1.5%左右,12次谐波含量由补偿前的2%左右下降到补偿后的0.8%左右。谐波含量减少,电磁转矩波动也会减弱,电动机振动和噪音,定子铁损等也必然会随着减小,电动机的运行性能也会提高。
5 结论
为了治理内置式永磁同步电动机的谐波,提出了一套综合治理方案,即对不同来源的谐波,采用不同的治理方法。其中占比重最大的是电动机本身产生的谐波,利用前馈补偿方式,分别对d-q轴电流及电压信号进行补偿,同时对磁通及电磁转矩也进行了补偿。为提高控制系统的性能,采用自适应神经网络,利用自动搜索算法,对神经网络进行LMS训练后,可以快速有效地获取补偿参数,从而提高了控制系统对d-q轴电流的控制精度。
为检验提出的方案,在matlab/simulink建立仿真模型,利用本文的算法对内置式永磁同步电动机进行仿真。仿真结果显示,d轴谐波及电磁转矩谐波都得到了有效的抑制。谐波含量的下降,表明该方案在一定程度上,可以适时有效地治理内置式永磁同步电动机的谐波。
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内置式测量 第8篇
由于环境污染、能源紧缺等问题日益突出,在工农业生产中新能源电动汽车成为各国研究的热点。内置式永磁同步电机(interior permanent magnet synchronous motor,IPMSM)具有高功率密度、高转矩惯量比、恒功率宽调速等优点成为理想的车用电机。一次充电续行里程是制约电动汽车发展的关键技术之一,因此提高车用IPMSM的运行效率越来越受到关注[1,2]。从目前研究情况看,文献[3,4,5]采用最大转矩比电流(maximum torque per ampere,MTPA)策略控制IPMSM,即在电机输出力矩满足要求的条件下定子电流最小,该方式减小了电机铜耗,有利于逆变器开关器件的工作,但这种控制策略是在忽略电机铁损耗的情况下进行的,因此并不是使IPMSM系统效率最高的控制方式;文献[6,7,8]针对IPMSM,提出了一种基于在线输入功率最小的黄金分割搜索算法,该方法能够实现包括逆变器和IPMSM电机在内的传动系统的全局效率最优,而且不涉及电机的损耗模型和参数,但它需要检测输入功率,同时由于存在寻优过程,实时性难以保证。文献[9,10]针对PMSM,建立了考虑铁损时PMSM电机的动态数学模型,推导了在同步旋转坐标系下变速、变转矩时使电机功率损耗最小的方法,该方法能够降低PMSM的损耗,但该文献为了研究问题的简单,只研究表贴式永磁同步电机(SPM)的损耗最小控制,尚未对IPMSM的损耗最小控制进行深入研究。因此,本文针对IPMSM电机的损耗问题,在分析电机损耗模型的基础上,结合IPMSM电机的矢量控制方案,依据考虑铁损耗的IPMSM数学模型,推导出损耗最小控制条件,考虑到实时性控制要求,得到最小损耗时的最优励磁电流和转矩电流,实现对IPMSM的损耗最小控制。仿真和实验结果表明,与传统的MTPA控制相比,该控制方案可以有效减小电机损耗、提高电机的运行效率,从而达到节约能源,提高电动汽车续行里程的目的。
2 IPMSM状态反馈线性化结构
IPMSM状态反馈精确线性化的基本原理就是根据微分几何理论、利用非线性状态反馈和解耦控制,将励磁电流和转速进行动态解耦,从而达到对转速和电流独立控制的目的。状态反馈线性化解耦原理框图如图1所示。它包括解耦器、解耦矩阵、PARK变换和逆变换、Clarke变换、SVPWM单元和MTPA控制等。控制系统检测电机两相电流和逆变器直流侧母线电压,进行Clarke、Park变换及逆变换,通过速度和位置检测经非线性状态反馈线性化解耦和SVPWM控制逆变器,进而驱动车用内置式永磁同步电机。
3 IPMSM损耗模型
图2为包含铁损耗在内的IPMSM等效电路。电枢电流id和iq分别为等效在同步旋转坐标系中的d-q轴的2个直流分量,它们可分别等效分解为铁损耗电流icd和icq、力矩电流iod和ioq。
图2中,Rs为定子绕组电阻;Rc为等效铁损电阻;ω为电角速度,ω=npωr,np为电机极对数,ωr为转子机械角速度;Ψmag为永磁磁链;Vd,Vq为d,q轴上的定子电压分量。
4 PMSM最小损耗控制原理
由图2可得d-q轴坐标系下的电压方程为
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其中
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ρ=Lq/Ldiod=id-icdioq=iq-icq (3)
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式中:ρ为凸极率。
在稳定状态时,undefined和undefined为零,式(1)简化为
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电枢电流为
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端电压为
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由式(7)知,忽略定子电阻压降,则电压极限椭圆方程为
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电磁转矩方程为
Te=1.5np[Ψmag+(1-ρ)Ldiod]ioq (9)
铜耗为
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铁损耗为
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机械损耗为
PM=Tmecωrωr=ω/np (12)
电损耗为
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总损耗为
Ptol=PE+PM (14)
输出功率为
Po=Teωr (15)
效率为
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车用电机系统运行时,机械损耗不可控,而电损耗是可以控制的,式(13)表明电损耗为iod,ioq与速度ω的函数。由式(9)有
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代入式(13)有
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式(17)表明,电损耗PE是电磁转矩Te、电角速度ω和力矩电流iod的函数,当给定转速和转矩时,可以求得电损耗最小的力矩电流iod。即令
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则有
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其中 a=[1.5npΨmag+1.5np(1-ρ)Ldiod]
由式(18)可以求得iod,然后将求得的iod代入式(9),则得ioq为
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再由式(6)求得icd,icq,由式(5)求得id,iq,这样就可以求得损耗最小控制策略下的最优电流(id,iq)。
问题是,式(18)是一个复杂的高阶非线性方程,不能得到最优的力矩电流iod解析解。同时在实时控制中,实时获得的最优力矩电流iod成为损耗最小控制的关键。
为满足实时控制的需要,采用以下策略:
1)在给定的转速和转矩下,由式(18)采用非线性龙倍格高阶迭代法,求得满足电压极限椭圆式(8)和电流极限圆式(6)要求下最优的iod;
2)由式(19)、式(6)、式(5)求得实时控制最优的励磁电流(id,iq);
3)重复1),2)求得不同给定转速和转矩下的(id,iq)。据此可以绘制得到损耗最小控制策略下最优的(id,iq)轨迹,如图3所示。
图3损耗最小控制LMC最优(id,iq)轨迹表明,在转矩恒定时,随着速度增加,LMC曲线从 右向左移动,如在转矩为T5时,电流轨迹运行在AEFG上;在速度恒定时,随着转矩增加,电流轨迹由下向上移动,在速度为ω1时,随着转矩增加,电流轨迹运行在DCBA上。
5 仿真结果及分析
根据上述原理,在Matlab仿真环境下建立基于损耗控制最小的车用内置式永磁同步电机FOC系统的仿真模型,并进行了仿真。图4为系统仿真原理图。
仿真中内置式永磁同步电机参数为:极对数4,定子电阻0.006 5 Ω,铜损电阻8 Ω,永磁体磁链0.048 Wb,d轴电感0.102 mH,q轴电感0.245 mH,转动惯量0.003 1 kgm2,摩擦系数0.004 89,直流母线电压150 V。
图5～图11为给定指令转速n*=2 300 r/min,正负2倍、正负1倍额定负载以及空载情况下,基于状态反馈精确线性化解耦时LMC与MTPA控制策略下的速度、id,iq、转矩、损耗及效率曲线。
图5速度响应曲线表明, 与MTPA控制相比,非线性状态反馈线性化LMC控制,有较快的速度响应,启动无震荡。
图6的转矩响应曲线表明,LMC控制比MTPA控制转矩脉动小。图7的励磁电流和转矩电流响应曲线表明,LMC控制与MTPA 控制相比,电流响应无震荡,电流脉动小。
图8的铜耗曲线表明,MTPA控制比LMC控制小,但图9铁损曲线表明,LMC控制比MTPA控制小,图10总电损耗曲线表明,总电损耗LMC控制比MTPA控制小,图11的效率曲线表明,LMC控制比MTPA控制效率有较大的提高,这有利于节省电能,提高车用内置式永磁同步电机的一次充电续行里程。
6 结论
本文首先简述了车用内置式永磁同步电机状态反馈精确线性化解耦控制,在分析永磁同步电机损耗模型的基础上,给出IPMSM损耗最小控制下的最优电流控制轨迹(id,iq)。该控制方法同时考虑了电机的铜损耗和铁损耗,与状态反馈精确线性化解耦控制相结合,控制时动态地改变电机最优电流(id,iq),以使电机损耗最小,同时在Matlab仿真环境下建立了该系统的仿真模型。仿真结果表明,与传统的MTPA控制系统相比,该种控制方法在保持线性化解耦控制快响应优点的同时,明显减小了电机的总损耗,提高了运行效率,达到了节能、提高电动汽车一次充电续行里程的目的,因而具有较好的实用价值和广阔的应用前景。
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