多频段天线范文

多频段天线范文（精选7篇）

多频段天线 第1篇

随着移动通信的发展, 许多大型建筑、地下建筑、电梯等对室内覆盖天线的要求日益增加[1], 扩展带宽、实现多频段和提高天线的增益等已成为当今许多研究人员关注的焦点。非对称结构和非对称馈电方式[2]因易于实现多频特性而常被采用, 但辐射方向性的稳定和宽频特性不佳, 目前相关改善技术有:增加辐射贴片高度、减小介质介电常数、给贴片刻槽、增加寄生贴片等技术[2,3,4,5,6,7,8], 却同样存在天线剖面高, 结构过于复杂, 增益偏低, 频段不能满足应用要求等不足之处。

为改善这些不足, 在非对称振子的条形馈线上加了2个调节片, 使天线达到比较理想的阻抗匹配。在天线的辐射方向上放置一个贴有5个寄生贴片的矩形介质板, 使其具有多频段特性和稳定的方向性。加入4个L形调节片并对其长度和相对距离进行调节, 使天线在不影响低频段的情况下产生了WLAN频段, 并提高了低频和超宽带频段的增益。

1 天线的设计

天线共分为3个部分如图1 (a) 所示:非对称振子和条形馈线、背向反射板和连接在其上面的4个L形调节片、介质板及其上的5个寄生贴片, 调节各部分之间的高度, 可以提高频带宽度, 降低回波损耗, 当H0-H5=1/2*H2时频带宽度和增益会得到比较理想的效果。经仿真优化调整, 各参数的大小设定为:H0=29.4 mm, H1=20 mm, H2=8.8 mm, H3=10 mm, H4=7.6 mm, H5=25 mm。

为减少天线的副瓣, 提高天线的辐射效率, 在天线的一侧引入了长P0=180 mm, 宽P4为144 mm的背向反射板, 同时也起到屏蔽天线对背向的电磁辐射效果, 如图1 (a) 所示。考虑到4个L形调节片的稳定性, 以关于背向反射面的重心成中心对称的方式, 将其固定在背向反射板上, 调节片宽度W1=12 mm, 设置对称后, 对相对位置参数仿真优化得:L形调节片距离背向反射板短边的距离L0=25 mm、离长边的距离P4=34.5 mm, L形调节片在背向反射板的宽度方向上的长P5=33 mm。

考虑到馈线对非对称振子的影响, 将其放在距非对称振子高为H3=10 mm处, 由2个等腰梯形片连接到2个振子和条形馈线。采用50 Ω铜轴电缆做传输线, 2条条形馈线相距1.2 mm, 宽7 mm, 长P3=90 mm为了提高馈线阻抗匹配效果, 在距馈电端口22 mm和79 mm处各放一个矩形调节片。

针对于天线的多频特性, 采用了非对称振子结构, 如图1 (b) 所示, 由一个矩形和一个十字形金属片组成, 两振子间隔为1 mm。方形振片的长L2=81 mm, 宽W2=50 mm, 为了使2个振片馈电端不至于离的太近, 在馈线端切掉一个长W3=26 mm宽L3=4 mm的矩形槽;十字形振片用以产生AMPS和GSM频段, 设计其长L5=78 mm和宽W5=120 mm, 由两对相等的矩形剪切而成, 其宽长分别为:W4=28 mm, L4=24 mm; W6=35 mm, L6=34 mm, 对4个剪切掉的矩形的调节可以产生和优化GSM频段。

天线辐射方向的稳定性控制, 是采用了添加介质板和多寄生贴片技术, 如图1 (c) 所示, 5个片寄生贴片对称贴在与背向反射板长宽相同介电常数εr=3.38的介质板上, 其中一个位于介质板正中央, 其长D1=92 mm, 宽S1=46 mm, 其余的分别位于4个边的中间, 为了使频带得到天线在高频段的宽频特性, 3个位于介质板中间的矩形贴片采用不相等尺寸, 在两边的2个全等贴片取长D0=98 mm, 宽P1=49 mm, 在仿真过程中发现, 其对中心超宽频带影响较大;而对低频点 (AMPS和GSM频段) 的带宽调整, 是通过在两边2个条形贴片来实现, 设定其长S0=120 mm, 宽D2=6 mm。

2仿真结果及分析

对以上模型进行仿真优化, 结果表明如图2中的W1、D2、P4对结果影响较小, W2、P1可以减少回波损耗 (S11参数) , 但对低频段的影响较小。各部分之间的相对高度以及S0、S1、D0、D1和P5对仿真结果影响较大。

为了便于调整各部分高度对仿真结果的改善, 根据各参数对天线特性影响的特点, 利用各参数相关的方法设定新的参数进行仿真优化, 如图2 (a) 所示, 设定H=1/2*H3=H5-H1, 可看出H对回波损耗的影响比较大, 但是会使天线的剖面增大, 综合考虑, 采用H=5 mm的结果。

对寄生贴片的设计, 采用的是添加和去除的方法来了解各个贴片对天线主要参数的影响, 然后对各个寄生贴片的尺寸相互关联, 并进行调整, 如图2 (b) 是在介质板中间的3个寄生贴片中采用全等贴片时得到的仿真结果 (设定S1=P1、D0=D1即可) , 可知天线不能再获得PCS和UMTS频段, 如果在介质板中间的3个矩形寄生贴片设计为不全等时, 通过仿真优化可以得到仿真结果, 如图2 (c) 所示, 满足了室内覆盖天线的频段要求。由图2 (c) 还反映出, S0对低频段 (AMPS、GSM频段) 频带展宽影响较大, 而对高频段则主要影响回波损耗, 对高频段频带展宽贡献较小。由仿真结果可以看出, 如图2 (d) 所示, P5对高频段的回波损耗和频带展宽均有较大影响, 而对低频段主要影响到回波损耗、频带宽度影响较小。

通过对天线整体的仿真和优化, 得到结果如图3所示, S11-10 dB时, 该天线覆盖了800～960 MHz频段, 1 230～2 230 MHz超宽频段 (频带宽度为:58.2%;) 和2 350～2 520 MHz频带。包含了室内覆盖天线在AMPS、GSM、DCS、PCS、UMTS 和 WLAN频段的要求。再由图4 (a) 和图4 (b) 得知天线辐射方向非常稳定, 半功率辐射宽度为80°～140°之间, 符合做室内覆盖天线需要固定安放的要求, 在900 MHz处的最大增益为5.43 dB, 在1 830 MHz处的最大增益为10.2 dB, 在2 450 MHz处的最大增益为10.8 dB, 天线具有很高的增益。

3结束语

设计了一种适用于室内覆盖的多频段定向天线, 利用添加多寄生贴片和多对称调节片的方法, 通过仿真优化, 产生了3个频段:分别是800～960 MHz频段, 在900 MHz处的最大增益是5.43 dB;1 230～2 230 MHz超宽频段, 在1 830 MHz处的最大增益是10.2 dB;2 350～2 520 MHz频段, 在2 450 MHz处的最大增益是10.8 dB, 满足了室内覆盖天线在AMPS、GSM、DCS、PCS、UMTS和WLAN等频段的要求。

随着无线通信的发展 , 实现天线结构简单化和小型化, 同时保证足够的工作带宽、增益和稳定的方向性, 天线设计中还可采用高介电常数材料, 调整寄生贴片的数量等方法, 但是, 由于室内覆盖天线的带宽、增益和方向性之间关系是矛盾的 , 因此只有合理设计、兼顾多个指标, 才能得到性能最佳的天线。

摘要：为满足室内覆盖天线在无线通讯系统多个频段的要求, 采用了背馈式非对称振子结构, 利用添加多寄生贴片和调节片的方法, 设计了一种带有寄生贴片的多频段定向天线。通过HFSS10.0软件仿真优化, 该天线覆盖了800MHz～960MHz频段 (最大增益在900MHz为5.43dB) , 1230MHz～2230MHz超宽频段 (频带宽度为:57.8%, 最大增益在1830MHz为10.2dB) 和2350MHz～2520MHz频带 (最大增益在2450MHz为10.8dB) , 满足了AMPS、GSM、DCS、PCS、UMTS和WLAN频段的要求, 且具有稳定的方向性。

关键词：室内覆盖,非对称结构,寄生贴片,多频段

参考文献

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多频段天线 第2篇

关键词：驻波比降低,宽频带,多频段,WiFi,偶极天线

0 引言

随着移动互联网数据通信飞速发展,宽带无线接入技术得到快速发展及应用,如WiFi、蓝牙技术(Bluetooth)等,高速率的宽带接入技术不断发展提速,一方面广泛利用现有频率资源(如2.4 GHz,5.8 GHz工作频段)来实现高的数据接入速率,目前随着个人数据通信的发展,对无线网络通信的需求不断提高,作为极有应用前景的通信技术,设计工作在IEEE 802.11b协议标准移动终端天线频段范围为2.4~2.482 5 GHz,中心频率为2.44 GHz;在IEEE 802.11a协议标准移动终端天线工作频段范围为5.15~5.825 GHz,中心频率约为5.49 GHz。

近年来,半波偶极子天线得到广泛应用,基于半波偶极子天线的原理,本文设计一种基于平面型微带结构的偶极天线,微带结构的长度约为1/2个工作波长,加载偶极天线中间的两个相邻端口上激励起等幅反向的电压信号。从中心馈电的非对称微带偶极天线,其两端为开路,故电流为零。由于天线辐射贴片结构正下方有耦合贴片加载,可以大大减少天线的尺寸及增加天线的带宽,偶极天线还有结构容易加工,制作简单,成本低的优势。因此,在目前的移动通信终端系统里,尤其是移动终端的广泛使用,按照IEEE 802.11a及IEEE 802.11b协议WiFi移动终端天线的指标要求,创新地设计性能优越的微带偶极结构天线,采用高频电磁仿真软件(HFSS)对天线结构尺寸仿真优化,并加工实物实测天线的性能与仿真分析的结果相当吻合。

1 WiFi天线设计

WiFi天线设计采用基于偶极天线辐射原理,用半波长非对称微带线结构来实现,为了进一步缩小天线的尺寸,可以采用非对称的微带线结构和间隙电磁耦合加载,以满足移动终端天线的空间结构。

图1为设计的微带偶极天线的结构模型,整个WiFi天线结构模型大致分为以下几个部分,即介质层(FR4_epoxy)、低频(2.44 GHz)偶极子天线、高频(5.49 GHz)偶极子天线、微带馈线、耦合微带贴片。根据偶极天线原理理论分析,其谐振频率大约估算为:

式中:c为光速;l为偶极天线臂长;ε为填充介质介电常数。

文中创新地采用了耦合贴片加载的方法拓宽天线高频段的带宽,为便于后续的天线参数化分析,即分析天线的各个参数对天线性能的影响,采用HFSS设计建模时首先定义天线的结构变量,使用参数扫描分析优化天线的结构尺寸,以满足设计要求的天线参数。最终优化天线几何参数如表1所示,天线采用50Ω微带馈电网络。文中在微带贴片天线的基础上设计适用于WiFi终端的宽频带天线,采用介电常数为ε=4.4,厚度为h=1 mm的PCB。

2 天线仿真分析结果

采用Ansoft HFSS软件进行建模仿真分析,从图2仿真曲线来看,去掉耦合贴片时,低频段的带宽及谐振效果变化不明显,高频段谐振深度大大增加,谐振效果变好,但高频段带宽不能满足天线的设计要求,天线正下方加载耦合贴片时,利用电磁耦合方法来实现天线辐射源与寄生贴片之间耦合,实现改变天线的谐振回路,能够形成多个谐振回路,因而具有多个谐振频率,从而展宽高频段天线的带宽,适当优化调节天线各项参数能够得到多个比较接近的谐振频率,以形成频带拓宽的多峰谐振网络。有利于增加天线的高频段带宽。

工程上通常以天线的-10 dB为天线的工作带宽,工作频段为2.31~2.57 GHz,4.66~10 GHz,相对带宽分别为10.65%,97%。从图2,图3可知:天线谐振频率点在2.44 GHz,仿真分析回波损耗值为-23.06 dB,实测回波损耗值为-38 dB,由于仿真模型与实际天线结构有差异,对比可知,实测性能相比于仿真性能更好。

由图2可知,天线的谐振点在5.49 GHz,此时的回波损耗值为-16.58 dB,图2明显可以看出,加了耦合贴片加载,低频段的工作带宽基本没影响,大大增加了天线高频段的工作带宽,并且大大降低了回波损耗值。由图4,图5可知,2.44 GHz谐振点的增益达到2.17 dB,5.49 GHz谐振点的增益达到4.15 dB,可知满足WiFi天线设计的指标要求。天线加工实物图如图6所示。

3 结语

本文设计一款新型的WiFi终端天线,基于传统偶极微带结构天线的分析与改进,设计一款非对称偶极天线微带结构。利用电磁耦合加载方法,实现加载耦合贴片不仅拓宽天线的高频段带宽,而且减少了天线的物理尺寸,使天线在高频段频带内有很好的匹配效果,还可以增强天线的前向辐射。并对天线的性能做仿真实测分析,结果表明,该天线的各项性能指标完全满足协议中对WiFi终端天线的要求,同时该天线结构简单,加工容易并且成本低廉,具有很好的应用前景。

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一种新型三频段内置天线的设计 第3篇

关键词：平面倒F型天线,低剖面,多频段天线,HFSS

0 引言

近年来,随着移动终端的尺寸变得越来越小,对其所用天线的要求也变得日趋突出。因此,小型化、多频段的内置天线的研究设计引起了更多的重视。PIFA(Planar InvertedˉF Antennas)天线具有体积小、剖面低、成本低等特点被广泛地应用在移动终端中。PIFA是从ILA(Inverted L Antenna)天线发展而来[4,6];由于ILA的输入阻抗低,很难和后级的电路进行阻抗匹配,因此研究出了Γ匹配的方法发展出了IFA(Inverted F Antenna),为了增加频宽又将IFA的线性辐射单元改成了面状单元,从而构成了PIFA。另外,典型的矩形微带天线在基模工作时,其中心面上的电场为零[1,2],故若要在该面上接上一个短路板将不会影响天线的谐振特性,因此只要用原来一半尺寸的微带天线就可以实现原来的谐振频率,从而实现了小型化[1,2];而且,若把此短路板的宽度进一步变窄,则天线的谐振频率会下降,可以进一步缩小天线的尺寸。故可以说PIFA天线是传输线天线与微带天线的中间产物[1,2,3,5];因此PIFA在用于内置天线时,如何提高带宽和增益成为这类终端天线的设计难点。

1 PIFA天线的原理与多频段技术

1.1 PIFA天线的基本原理

PIFA天线的基本结构是采用一个平面辐射单元作为辐射体,并以一个较大的地平面作为反射面,辐射体上有馈电点和接地点。

PIFA天线的近似谐振频率为:

$f{}_r=\frac{\text{c}}{4(L+W)}$。 (1)

式中,c为光速;L为天线长边;W为天线短边。

式(1)[3,5]是根据PIFA天线作为一个半波长环形缝隙天线这一假定而得出的求解谐振频率的近似公式。另外,辐射体和接地面之间的高度对天线的带宽有着非常关键的影响。

1.2 多频段PIFA天线技术

PIFA天线实现多频段的方法通常为:

① 采用多馈点,但调谐频率和调谐范围受到一定的限制,通常不采用;

② 在辐射体上采用开槽技术,实际应用中的多频段技术多采用开槽的方式实现。

本文提出一种新型的单馈点、双短路点的三频段内置的PIFA天线,具有尺寸小、低剖面、三频段、加工简单易于调整、成本低等特点。工作频段在VSWR<3内实现GSM900(880～960 MHz)、DCS(1 710～1 880 MHz)、PCS(1 850～1 990 MHz)3个频段的工作。

2 三频段PIFA天线的设计

2.1 天线的尺寸结构

本文的内置天线采用厚度0.4 mm的铜箔,天线辐射体到接地面的距离为8 mm,支撑物采用泡沫塑料,接地面大小为45 mm90 mm(PCB板的尺寸)。尺寸如图1所示,分支1用于谐振出GSM900 MHz频段、分支2用来谐振出DCS频段、分支3用来谐振出PCS频段。

天线辐射体的尺寸为:39 mm18 mm,通过在天线的辐射体上进行开槽的方法实现3频段的操作。为了达到3个频段的操作,需要对每个谐振频率进行相关联的调节。

谐振频率调节通常的方法如下:

① 调节缝隙的长度和宽度。首先确定低频段的谐振频率点,原则是缝隙不能弯折,避免切割电流路径太多而影响带宽和效率,然后调节高频段的缝隙和长度;

② 馈电柱和短路柱是起着变换天线阻抗的作用,即它们的感抗与辐射体和接地面形成的容抗之间构成谐振回路,它们越长则变化的效果越明显(实际中表现为天线高度的变化)。当改变它们的粗细时(横截面尺寸)也会改变天线的阻抗。所以,改变馈电柱和短路柱的位置、长度与横截面尺寸时,可以调节天线的匹配程度。

2.2 天线的仿真分析与验证

本文利用Ansoft公司的HFSS(High Frequency Structure Simulator)仿真分析工具对天线的性能进行仿真分析。HFSS是一种高性能的全波电磁仿真环境,基于有限元的数值计算方法,支持3D建模和仿真。在HFSS环境中按照天线结构建立仿真模型,并设置辐射边界和扫频范围。

2.2.1 回波损耗

在利用天线来做电磁能量的发送和接收的过程中不可避免地会产生能量的损失,回波损耗就是描述天线的输入端由于阻抗不匹配而造成的能量反射损失,定义为10 log|S11|2。在移动终端的天线设计中,定义-6 dB以下表示可以接受的范围,并将其定义为带宽。从图2看出,在VSWR<3.0内(即S11-6 dB),谐振出3个频段,其中高频部分2个谐振频段部分重叠扩展了带宽,涵盖了DCS/PCS的工作频段。仿真结果满足目前GSM移动终端所需的3频段的操作频率。

2.2.2 天线上的谐振电流分布

天线的辐射方向图、增益等参数是由天线上谐振电流分布的振幅与相位决定的。通过对天线3个工作频段的谐振电流分布情况进行分析来确认不同频率的电磁波主要的激发方式和位置。

通过仿真获得每个频段所激励出的表面电流为:在谐振频率900 MHz时,谐振电流路径从分支1的开路端沿着缝隙流回到馈电点,路径长度大约为80 mm,即大约为GSM900频段的1/4λ,所以分支1作为1/4λ谐振天线臂,能够谐振出GSM900的操作频段。

增加带有短路柱的寄生分支3后,在分支2谐振时,通过电磁耦合使寄生分支3上亦产生谐振,同时,由于这2个模式的谐振频率比较接近,故而形成了双峰结构,扩展DCS频段到PCS频段,达到了DCS/PCS两个频段的目的。

2.2.3 辐射场型

由辐射场型图可以得知由天线所辐射出来的电磁波在空间中每一个位置的相对强度或绝对强度。仿真得到的频点在1860 MHz时的辐射方向图如图3所示。同时,得到相应频段下的最大增益为: 2.76 dBi@900 MHz、7.48 dBi@1 800 MHz、6.95 dBi@1 900 MHz满足3频终端天线的应用需求。

3 结束语

本文根据PIFA天线的基本原理,通过在双分支PIFA天线上增加带有短路柱的寄生分支3,设计实现了能够应用于GSM、DCS、PCS三个频段操作的移动终端内置天线。利用Ansoft公司的HFSS电磁仿真软件对天线进行建模与仿真分析验证,最终得到的天线能够达到性能要求,并且具有剖面低、体积小、成本低、加工简单适用于大批量的生产等特点。

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多频段天线 第4篇

RFID技术在国外比国内起步早发展也较快。尤其是在美国、英国、德国、瑞典、瑞士、日本、南非目前均研制出较为成熟且先进的RFID系统,并且广泛得到应用。 其中,低频近距离RFID系统主要集中在125kHz、13.56MHz系统;高频远距离RFID系统主要集中在UHF频段(902MHz～928MHz)915MHz、2.45GHz、5.8GHz。UHF频段的远距离RFID系统在北美得到了很好的发展;欧洲的应用则以有源2.45GHz系统得到了较多的应用。5.8GHz系统在日本和欧洲均有较为成熟的有源RFID系统。因此RFID系统对天线提出较高要求,满足其多频特性同时也要求天线的系统稳定性。工作在UHF频段和微波频段的RFID系统主要在海关进出车辆自动识别管理系统上得到了具体应用。

本文将分型几何中的方形Sierpinski毯结构引入天线设计中。目前文献中,对Sierpinski 毯结构的研究主要集中在对其多频特性上的研究与分析。本文针对分型天线难以克服的谐振频率成1:3:9特性,对天线结构进行改进,实现天线的小型化。

1 分型天线结构设计

1973年,曼德勃罗(B.B.Mandelbrot)在法兰西学院讲课首次提出了分维和分形几何的设计思想。分形(Fractal)一词,是曼德勃罗创造出来的,原意是具有不规则特性、支离破碎的意义,分形几何学是一门以非规则几何形态为研究对象的几何学。由于不规则现象在自然界普遍存在,因此分形几何又被称为描述大自然的几何学。分形几何建立以后,很快就引起了许多学科的关注,这是由于它不仅在理论上,而且在实用上都具有重要价值。

1.1 Sierpinski分形结构

方形Sierpinski毯(Sierpinski carpet)的结构比较复杂,如图1所示。首先画出一个正方形,1阶时把正方形均分成9个小的正方形,挖去中心的正方形;2阶时,对其余的8个小正方形按上述方法处理;其它阶数按同样的方法对上一阶剩下的正方形依次处理,就可以得到相应阶数的Sierpinski毯。

1.2 二次迭代型Sierpinski分形天线结构设计

在理论上,方形Sierpinski毯分形结构是将一正方形九等分,去掉中间的一个保留剩下的八个,每一次迭代都是对这八个小正方形进行重复操作。但实际中的Sierpinski毯分形天线却恰恰相反,是将前面所“挖去”的部分作为天线,对其馈电常采用的是微带耦合馈电或者同轴馈电,本文主要讨论同轴线馈电的情况。

Ansoft HFSS(高频结构仿真器 High Frequency Structure Simulator)是美国Ansoft公司开发的一款三维结构电磁场仿真软件。通过仿真计算能直接得到特征阻抗、传播常数、s参数及电磁场、辐射场、天线方向图等结果。

图1中的天线印刷在Rogers RT/duroid 5880板材上,其设计宽度为255255mm,厚度为1.6mm,相对介电常数εr=2.2。Sierpinski毯分形天线需具有几何形状的对称性,采用的标度因子为1/3,即二次迭代时取一阶尺寸上的1/3,迭代次数n=2。此天线微带线的宽度设计成具有50Ω的特征阻抗。天线的具体尺寸如表1所示。天线的仿真采用软件Ansoft HFSS v10。

图2为HFSS v10中Sierpinski毯分形天线仿真模型图。

2 仿真与分析

HFSS是基于有限元法,仿真的时候需要对模型进行网格剖分。对上图的方形Sierpinski毯模型,采取系统的自适应网格剖分。但在高频时波长很短,网格需要剖分的很细,如果进行扫频仿真,会使得计算量大大增加。因此在仿真时采取折中的方法,只在文献中提到的两个频点附近进行仿真,低频部分的扫频间隔小一些,高频部分的间隔大一些。仿真得到的两个频点的S11如图3所示。

观察方形Sierpinski毯分形天线的S11图和阻抗图,可以得到:天线在两个频段内有谐振点,其中心谐振频率分别为f1=0.915GHz,f2=2.69GHz,基本呈现1∶3的关系;在两个频带的10dB回损带宽分别达到18MHz,195MHz。

通过仿真,证明方形Sierpinski毯分形天线确实具有多频的特性。一般认为,这种多频特性与其结构上的自相似性密不可分,简单的从数据上看,天线的构成采取的标度因子为1/3,而三个谐振频率呈1∶3的比例关系,是标度因子的倒数。但如果抛开这些数据,换一种思路去分析方形Sierpinski毯天线,会发现它的谐振频率跟边长为84.51mm、28.17mm的方形贴片密切相关。

3 Sierpinski毯的开槽优化及分析

3.1 Sierpinski毯的开槽优化

微带天线设计中进行开槽有助于提高天线性能。缝隙天线的优点是结构简单,没有凸出部分,接地板开槽可以改变微带天线的辐射特性及阻抗特性,在微带贴片天线的频带展宽中已有广泛应用。

在图1结构的二阶分形贴片上开“十字”分形槽,如图5所示。图中L为二阶分形缝隙的长度,W为缝隙宽度。

由表2和表3可知W不变情况下随着L的增大二阶微带贴片生成的高阶频率逐渐降低,而L不变情况下改变W可以看出随着W增大高阶频率缓慢升高。根据表2和表3结果取L=22mm,W=0.6mm。

经过仿真,可以得出2.45GHz时的回波损耗。如图7所示,可以看出高频区域得到了有效地降频,同时保证了有效的回波损耗宽度。

3.2 天线性能

选取915MHz与2.45GHz两个频率对其天线远场方向图进行仿真,图8-9是仿真结果。谐振频率为915MHz时H面3dB波瓣宽度为61deg E面3dB波瓣宽度为63deg。谐振频率为2.45GHz时H面3dB波瓣宽度为33deg E面3dB波瓣宽度为21deg。低频915MHz区域天线H面辐射状态良好,基本满足主贴片要求,而在高频区域2.45GHz天线性能有所下降,出现不规则凹凸和不规则方向性。可知天线性能随谐振频率提高而下降。

电压驻波比VSWR如图10所示。一阶分形贴片天线中心频率在915MHz,VSWR小于2的工作带宽为10.7%。二阶分形贴片天线中心频率在2.45GHz,VSWR的工作带宽为16.4%。从图中可以看出满足UHF及微波段通信设备的要求。

4 结束语

本文在UHF和2.45GHz范围内的UCODE集成电路RFID系统设计了能够工作在915MHz和2.45GHz的Sierpinski毯型分形天线。所设计天线不仅在谐振频率上满足了915MHz和2.45GHz的设计要求,同时保证了理想的回损带宽。此天线利用开槽思想解决了分型天线难以克服的谐振频率1∶3∶9特性,使得更容易实现小型化的分型天线应用于RFID系统成为可能。

参考文献

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[5]周永明,赖晓铮,赖声礼.基于非对称缝隙的射频标签天线设计[J].暨南大学学报:自然科学版,2008(5).

多频段天线 第5篇

在RFID系统中,天线性能直接影响整个系统性能,包括读取距离、成本、抗干扰性、鲁棒性等。目前在低频和高频段的RFID天线技术已较为成熟,随着超高频(UHF)和微波(MW)频段RFID技术的应用需求不断扩大,对天线的设计要求在不断提高,涉及天线的方向图特性、带宽特性、极化特性、尺寸大小、结构形状、体积重量、实现方式等因素。

目前多数的UHF频段RFID标签天线都是偶极子结构天线及其变形[2,3,4],但在某些场合并不适用,比如,在金属物体表面会发生反射,导致偶极子天线的阻抗、方向性、增益等各项性能都会发生较大的变化,因此天线阻抗与芯片阻抗无法达到最优匹配,标签就不能正常工作。为避免这种情况,通常会增加标签与金属物体的距离,但这样需要增加天线的通信距离,标签性能也不稳定,同时增加了加工和安装的难度。因此抗金属[5,6]UHF RFID标签天线设计一直是RFID标签天线研究的热点和难点。

微带贴片天线[7]本身具有抗金属特性,且成本低,适合用作标签天线。考虑到标签天线的恶劣的工作环境,可使用陶瓷材料作为基板。相比传统FR-4等衬底材料,Al2O3陶瓷原材料来源丰富、成本低、机械强度和硬度高、电绝缘、抗热震性好、耐化学腐蚀、尺寸精度高,与金属有良好的附着力,是整体性能更好的衬底材料[8,9]。根据UHF RFID天线的新要求,本文设计并研究了一款性能良好的抗金属标签天线。

1 RFID标签天线设计

1.1 标签天线的设计特点

标签天线的首要任务是传输功率给标签芯片以激励其工作[3]。在此过程中,标签天线与标签芯片之间的阻抗匹配设计至关重要,标签芯片的输入阻抗通常为复阻抗,已不是常见的50Ω和75Ω。应设计特殊结构的标签天线使其输入阻抗与标签芯片实现一定程度的共扼匹配,且这两者之间的匹配情况能直接影响到标签电路能否正常运转和芯片能否得到足够的能量进行反向散射通讯,从而影响识别距离远近。如果芯片的最低开启功率为Pth,读写距离R可表示为

其中,λ为自由空间波长;Pt为阅读器天线发射功率;Gt、Gr分别为阅读器天线和标签天线的增益;τ为功率传输系数,若芯片的阻抗为Zc=Rc+j Xc;标签天线的阻抗为Za=Ra+j Xa,则τ可表示为

1.2 抗金属标签天线的设计过程

设计工具为HFSSv13,使用Alien公司的Higgs-3芯片[10],在中心频率915 MHz处,芯片的阻抗约为27-j201Ω。介质基板采用氧化铝陶瓷,相对介电常数εr=9.8,损耗角正切tan D=0,厚度h=1.0 mm。

天线的拓扑结构如图1所示。橙色部分为金属,实际制作时为铝箔;黑色方块为H-3芯片。天线实物如图2所示。

对工作频率为f的矩形微带天线,可根据式(3)来确定天线宽度W1

天线长度一般取值为λe/2,即波导波长的1/2

考虑到边缘短路效应,L1实际取值应为

其中,εe为等效介电常数;ΔL为等效辐射缝隙长度,取值分别由如下公式确定

通过改变天线宽度W1来调节谐振频率,改变凹槽的深度L3,馈线长度L2和L4来调节天线阻抗的实部和虚部以达到共轭匹配。最终确定的各尺寸如表1所示。

2 仿真与测试结果

天线的仿真结果如图2和图3所示。图2为天线的实部和虚部随频率变化的曲线,图3为天线在915MHz处的方向图。可以看出,天线具有良好的全向性辐射特性,最大增益约为0.7 d B,中心频率915 MHz处的阻抗为37.7+j193.5Ω,此时功率传输系数τ=0.96。

标签天线的阻抗与功率传输系数密切相关,采取的测试方法为等效二端口网络法[11]。测试使用Agilent公司的矢量网络分析仪N5230C,一个自制同轴巴伦。由于抗金属标签天线自身带有地平面,天线的性能对测试环境不敏感,为方便起见,测试场景如图5所示。

测试时,将巴伦的两端分别焊接在芯片两端,读取二端口S参数,然后在ADS2009中转化为单端口S参数。将测试得到的数据与仿真对比,测试结果与仿真结果具有良好的一致性,如图6所示。

3 结束语

共面波导馈电三频段全向天线 第6篇

目前,信息网的无线链接已进入迅速发展时期,移动通信的频段[1]为806-960MHz和1710-2200 MHz,而蓝牙的频段为2300-2500 MHz。为了降低组网成本,三频共用一付接入基站天线十分必要。但是,现有的移动通信和蓝牙基站天线多为单频段或者双频段的,或者就是非对称双锥宽频带天线,锥体呈渐粗结构,体积较大。因此作为室内吸顶天线,在美观方面显得不足,而且为了在较宽的频带内得到较好的匹配,需要附加一些附件,从而导致高频增益起伏比较大。同时现有覆盖三个频段的非对称双锥天线,也具有超宽带特性[2],从806MHz到2500MHz全频覆盖。因此可能存在与其他无线电系统的相互干扰,比如与工作在1575MHz的GPS系统的干扰。

本文提出的新型全向天线是一种三频段且各个频段具有较宽频带的H面全向天线,具有成本低、体积小、馈电方便、外形美观等优点。该共面波导馈电天线包括共面波导以及地板、十字型分布单极子和同轴线至共面波导的馈电叉等,其中十字型共面波导的四个末端呈细筋短接,单极子从里往外渐变成钟形剖面状分布(这是为了和天线罩吻合)。

本文介绍的新型共面波导馈电天线通过电缆在中央处对十字型共面波导馈电,既保证了H面方向图的全向性,又可以兼顾在三个频段内均衡匹配馈电。本文还对单极子的高度和位置对频率以及回波损耗的影响进行了分析和仿真,通过调整共面波导上单极子高度以及其位置,实现了频率选择的目的。

二、共面波导设计及其结构

一般共面波导馈电的天线通常都存在天线对馈线的影响问题[3],如典型的共面波导馈电的环天线贴片天线。天线的影响使得天线附近的馈线不能只看作是存在传输模式的普通传输线[4]。由于本文提出的天线不与共面波导处于同一平面,天线是直立于共面波导上面。因此其对于共面波导的阻抗的影响很小。这样的结构就避免了天线对附近馈线的影响。而为了实现阻抗与外接电缆相匹配,只要保证共面波导在中心处的阻抗为50Ω[5]。

该天线结构是4组共面波导在中心馈电位置的并联结构。因此,为了在馈电位置获得50Ω阻抗,每组的共面波导特性阻抗应该为200Ω。考虑到工程制作以及结构稳定问题,结合Agilent Technologies的AppCAD无线半导体仿真软件,得到如图1所示的共面波导结构。

三、单极子设计及其结构

单极子天线的谐振频率由下式确定[6]

式中fr为单极子天线的谐振频率,c为自由空间的光速度,h为天线高度。h的理论值为四分之一谐振波长,即当fr=880MHz的时候,h880=85.2mm。以此类推,h1900=39.4mm,h2400=31.3mm。

由于本文提出的天线是天线阵,单极子之间存在耦合。因此,单极子的实际高度比理论值略低。同时要注意的是,在移动通信系统的高频,也就是从1710MHz到2200MHz,这个频段比较宽,如果采用一种高度,那么将在1710MHz或者2200MHz附近得不到理想的匹配。因此,中间的单极子采用类似鱼鳍的形状,使得天线在这个频段能得到良好的匹配。给出的天线原型结构尺寸如图2所示。

由于空间问题,低频单极子的位置不好再进行调整,同时移动通信系统高频的单极子和篮牙的单极子相对位置也将固定。因此,下面将分析移动通信系统高频的单极子和篮牙的单极子位置对于天线回波损耗的影响。令移动通信系统高频的单极子到中心的距离为25.8+k(变量),图3给出了几组不同值时的回波损耗曲线。

从上图可以看出,当k小于0.8mm时,k越大,回波损耗曲线越理想。而当K超过0.8mm时,回波损耗曲线开始恶化,特别是在低频端(806MHz附近),回波损耗大于-10dB。因此,最后确定k的值为0.8mm。

四、仿真和测试分析

经过优化仿真,得到如图4所示的最终天线模型。其仿真以及实际做出的天线(加天线罩)回波损耗曲线如图5所示。

由图5可以看到,天线很好覆盖了我们所需要的频段。为了使天线具有比较好的匹配,同时避开GPS频段,因此该天线设计为覆盖1610MHz1710MHz以及2200MHz-2300MHz。实测曲线由于加了天线罩,因此在高频处比仿真结果要偏低。

(a)仿真结果图(b)测试结果图

分别取880MHz、1900 MHz、2400 MHz三个频点来分析天线的增益以及其E面和H面方向图。结果分别由图6-图14所示。

由于空间问题,天线地整体比较小,相对于波长较长的低频端来说,存在较严重的绕射问题。因此在低频端其最大增益较小,为1.59dB。而在高频,特别是篮牙频段,增益都很好,甚至超过了5dB。该天线满足作为室内吸顶天线的基本使用要求。

下面分析天线的方向性。从三张E面的方向图可以看出,其方向性符合单极子天线方向性特点,而且由于地的关系,其还有一定的前向性。三张H面的方向图显示,即使是相对较差的2400MHz的方向性,其最大增益起伏也不到1dB,优于目前其他类型吸顶天线的1.5dB增益起伏。

五、结论

本文提出一种新型的H面全向吸顶天线,采用基于共面波导的结构进行馈电。通过调整共面波导上单极子天线组的高度和位置,使天线带宽完全覆盖了移动通信频段和蓝牙频段,同时又有效避开了GPS频段的相互干扰。下一步的研究方向就是进一步提高天线在低频时的增益,从而实现高增益、全向辐射。

摘要：本文提出了一种工作在三个频段的H面全向天线,通过共面波导馈电,使十字型的共面波导上分布的三组单极天线阵分别工作在不同频段,带宽范围完全覆盖现有的移动通信频段和篮牙频段。通过调整各组辐射片的高度以及位置,很容易得到特定的工作频段,同时避开GPS等其他系统频段的干扰。采用电缆在中央处对十字型共面波导馈电方式,保证了H面方向图的全向性,特别在篮牙频段(2300MHz―2500MHz),其增益起伏小于1dB。

关键词：频段选择,十字型共面波导,单极子天线阵,全向

参考文献

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[2]Warren L.Stutzman,Gary A Thiele.Antenna Theory and Design,2nd ed.,Wiley,New York,1998

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[5]R.C.Johnson,Ed.Antenna Engineering Handbook,3rd ed.,McGraw-Hill,New York,1993

多频段天线 第7篇

随着科学技术和社会的不断发展, 对天线的性能要求也越来越高, 在现代的无线应用系统, 普通的线极化天线已很难满足人们的需求, 圆极化天线[1,2,3,4]的应用越来越广泛, 其主要的特点体现在以下几个方面:

(1) 圆极化天线可接收任意极化的来波, 且其辐射波也可由任意极化天线收到;

(2) 圆极化天线具有旋向正交性;

(3) 极化波入射到对称目标时旋向逆转, 不同旋向的电磁波具有较大数值的极化隔离。

由于圆极化天线具有以上特点, 因此, 被广泛使用在通信、雷达、电子侦察与电子干扰等各个方面。

圆极化微带天线体积小、重量轻、剖面低, 并且能与载体共形, 除了在馈电点处要开出引线孔外, 不破坏载体的机械结构, 这对于高速飞行器特别有利。

圆极化天线的基本电参数是最大增益方向上的轴比[5,6], 轴比不大于3 dB的带宽定义为天线的圆极化带宽。轴比决定天线的极化效率, 同时表征天线极化纯度的交叉极化鉴别率也可由轴比得出。因此如何表现出好的轴比特性, 是圆极化天线设计的难点。

本文提出一种L频段圆极化贴片天线的设计方案, 仿真结果表明, 该天线的轴比特性优异, 显示了天线具有良好的性能。

1 设计方案

1.1 设计思想

为了改善辐射圆极化的性能[7,8], 一般采用两点式馈电方式, 两个馈电点在空间上呈90°角, 使用相位差90°的同幅信号馈电。可是这种馈电方式所需的功分电路占用了额外空间, 增加了插入损耗, 从而降低了天线性能。采用单点馈电方式可以避免两点馈电形式带来的复杂电路要求和额外的插损。

本文提出一种单点馈电天线形式[9,10], 该天线包含一个方形贴片, 采用与贴片对角线平行的一条斜线馈电。在天线接地面上蚀刻十字交叉缝隙, 通过调整两缝隙的长度及长度差, 可以使方形贴片出现两个邻近的正交模式频率, 并且两频率的中心频点上两种模式相位差为90°, 这样就能在中心频率点上激励圆极化场分布。

加缝隙可以实现圆极化、改善天线的耦合度和带宽, 但缝隙的双向辐射同时也会增加反向散射, 因此设计天线时缝隙的大小相当关键。为了进行阻抗匹配, 缝隙就不能太小;而由于缝隙在接地面上会产生反向辐射, 为了减少反向辐射, 缝隙又不能太大。

1.2 设计参数

复合开槽贴片天线构造如图1和图2所示。该天线包含两个介质基层, 上层称为天线层, 下层称为馈电层, 两层之间以空气分割。两个介质层的介电系数分别为ε1=3.3, ε2=2.17, 高度h1=1.6 mm, h2 = 2.4 mm, 两层中间的空气隔层高度h3=2.6 mm。设计馈电层上面的微带馈电线使特征阻抗为50 Ω, 微带线与贴片对角线平行, 伸过贴片中心的长度Ls=16 mm。馈电层底面是中心蚀刻十字槽的金属地, 十字槽的长度Lx1=32.6 mm, Lx2 =20 mm, 槽宽2.5 mm。天线层含有金属贴片, 贴片的长度和宽度相同, 即L=W = 98 mm。

2 设计仿真结果

天线轴比、天线回波损耗、天线输入阻抗及天线增益随频率变化曲线如图3～图6所示。

从图3可以看出, 1.023～1.060 GHz轴比低于3 dB, 即在中心频率点1.04 GHz的3 dB轴比带宽达到3.5%, 中心频率点轴比为1.16 dB, 离中心频率越远, 轴比性能越差。从图4可以看出, 天线有两个谐振点:1.03 GHz和1.05 GHz。谐振频率与两个方向上缝隙尺寸相关, 彼此正交, 因此, 通过调整缝隙尺寸可以调整谐振频率。在有效轴比带宽的范围内, 天线有高于18 dB的回波损耗。

从图5可以看出, 在有效带宽范围内天线有较好的阻抗特性。图6显示天线增益在有效带宽范围内介于5.68～6.24 dBi之间。如果需要获得更大的天线增益, 可以尝试在贴片上覆盖一个介质层。

图7和图8显示了天线的辐射方向图, 两个辐射模式互相正交, 垂直于天线面。φ=0°表示的是沿贴片宽度W方向及其侧向的的辐射面, 同样φ=90°表示的是顺贴片长度L方向及其侧向的的辐射面。

图9是中心频点上天线左旋圆极化增益方向图, 可以计算得出天线在中心频率点上的前后瓣比大于20 dB。

3 结 论

本文叙述的是一种仿真结果很好的单馈电圆极化天线。该天线的轴比带宽达到3.5%, 前后瓣比大于20 dB, 具有很好的阻抗匹配特性 (回波损耗大于18 dB) 和增益特性 (大于5.68 dBi) 。为了获得更高的天线增益, 还可以在贴片上方覆盖一个介质层。仿真结果表明, 该天线的尺寸不大, 如在贴片表面开槽或细缝, 可使天线更加小型化。

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