电流电压反馈范文

电流电压反馈范文（精选8篇）

电流电压反馈 第1篇

在逆变电源设计中,多台逆变器并联运行是提高电源容量和增加系统可靠性的有效方法。逆变器并联运行的关键在于负载电流的分配,要使负载电流在每台逆变器之间均匀分配,就需要保证每台逆变器输出电压的幅值、相位及频率保持一致,否则将产生环流。负载电流分配不均将有可能造成个别逆变器过载,此外环流的存在将降低整个并联系统的效率及可靠性[1,2,3]。

目前,常用的逆变器并联控制策略主要有主从控制[4,5]、无互联线控制[6,7,8]及分散逻辑控制[9,10,11,12]3种,其中以采用环流功率进行均流控制的分散逻辑控制应用最为广泛。该控制思想是由建立在并机阻抗为感性基础上的电力系统同步电机并网理论演化而来,认为输出有功功率取决于相位差,输出无功功率取决于幅值差[13]。但是,为了减小装置的体积和提高系统的输出特性,一般采取减小甚至去除并机电感的并联方式,此时,逆变器的并机阻抗特性受逆变器反馈控制参数的影响较大,并联系统的均流性能不理想[14]。

本文分析了电压电流双闭环反馈控制单相逆变器并联系统中环流与逆变器基准信号幅值和相位的关系,提出了一种对逆变器输出电流进行有功、无功分解,然后对基准信号的幅值和相位进行解耦控制的并联控制策略,实验结果验证了该控制策略的可行性和有效性。

1 逆变器并联控制原理

单相逆变器由逆变桥和LC输出滤波器组成,通常采用输出电容电压瞬时值和滤波电感电流瞬时值双闭环反馈控制结构。电压外环采用比例积分(PI)调节器,控制输出电压uo跟踪基准正弦波电压uref的变化,kPu和kIu分别是PI调节器的比例和积分系数,PI调节器的输出作为电流给定iref;电感电流内环采用比例(P)调节器,kPi为比例调节系数,控制电感电流iL跟踪电流给定iref的变化,提高系统的动态响应能力。双闭环反馈控制的单相逆变器结构框图如图1所示。

双闭环反馈控制单相逆变器可以看作是理想电压源和其等效输出阻抗的串联,理想电压源的电压值为逆变器的空载输出电压。

其中,G(s)是增益系数,Z(s)为等效输出阻抗,它们都与逆变器输出滤波器参数L、C和双闭环反馈控制参数kPu、kIu、kPi有密切的关系,如式(2)和式(3)所示。

由于等效输出阻抗为复阻抗,可看作是纯电阻和纯电感串联构成,因此,可以把2台双闭环反馈控制单相逆变器构成的并联系统等效为如图2所示电路。

图2中

2台逆变器间的环流定义为[15]

在并联逆变器系统设计中,每个逆变器模块的参数都相同,因此有

其中,uref1、uref2分别为2台逆变器模块的基准正弦波信号。

环流可以分解为有功环流和无功环流,当2台逆变器基准信号相位相同而幅值变化时,基准信号电压幅值大的逆变器发出有功环流和无功环流,而基准信号电压幅值小的逆变器则吸收有功环流和无功环流。当基准信号电压幅值相同而相位变化时,基准信号相位超前的逆变器发出有功环流,吸收无功环流,而基准信号相位滞后的逆变器则吸收有功环流,发出无功环流。

2 有功电流和无功电流分解

逆变器并联控制的关键是控制每个逆变器模块的有功电流和无功电流,只要并联系统中每个逆变器模块的有功电流和无功电流完全相等,逆变器模块之间就没有电流环流,负载电流就能够在并联系统中均匀分配。

传统理论中的有功和无功都是在平均值基础上定义的,而瞬时无功理论是在瞬时值的基础上定义,不仅适用于正弦波,也适用于非正弦波和任何过渡过程。对于单相逆变器而言,要想计算有功电流和无功电流的瞬时值,都需要借助于瞬时无功理论中的方法。

由于瞬时无功理论是基于三相系统来定义的,对于单相逆变器,首先需要根据输出电流io构造三相电流[16],令

将ia延时π/(3ω)并反相得到ic,再用ia和ic构造ib得:

显然,ia、ib、ic为对称的三相电流,然后将其变换到α-β轴上得到瞬时分量iα和iβ:

再运用瞬时无功功率理论对其进行d-q变换,即可得到单相逆变器输出的有功电流和无功电流:

矩阵Cpq中sinωt是与逆变器输出电压同频的正弦波,它是由PLL电路得到的。

利用瞬时无功理论对单相逆变器输出电流进行有功和无功分解的原理框图如图3所示,分解得到的有功电流ip和无功电流iq经过低通滤波器(LPF)滤除高频分量后就得到了有功电流和无功电流的瞬时值和。

3 并联控制策略实现

在并联系统中,第i台逆变器模块输出的有功功率、无功功率与该模块输出电压的幅值和相位的关系满足:

根据式(12)可以得到根据有功环流和无功环流进行逆变器输出电压幅值、相位调节的解耦控制策略,如图4所示。通过对逆变器模块输出电压幅值和相位的调节,使每个逆变器模块输出相同大小的有功电流和无功电流,消除逆变器模块之间的电流环流,从而使各模块输出电流实现完全均流。

在逆变器模块中,对输出电压、输出电流的瞬时采样,计算输出的有功电流和无功电流,以及解耦控制策略的实现,都可以由数字信号处理器完成。

4 实验结果

基于上述分析及设计,本文使用2台2 k VA的逆变器进行并联实验。逆变电源的输出滤波电感为500μH,输出滤波电容为10μF,逆变电源的输入直流母线电压为200 V,输出交流电压为110 V/50 Hz,双闭环反馈控制参数为kPu=5,kPi=1,kIu=100。闭环控制、解耦算法和SPWM控制信号产生都由TI公司数字信号处理芯片TMS320F2812处理器完成。

图5和图6为稳态时2台逆变器的输出波形,图7和图8分别为突增负载电流(负载电阻从50Ω改变为15Ω)和突减负载电流(负载电阻从15Ω改变为50Ω)时2台逆变器的输出电流波形,从实验波形可以看到,系统中2台逆变器的输出电流一致性非常好,负载电流被均匀的分配到了2台逆变器中。在稳态时,2台逆变器的环流非常小,在突增负载和突减负载时,也能很好地均流。

5 结论

电压源电流源教案 第2篇

教师：程玉景

教学目地：（1）认识电压源模型和电流源模型

（2）掌握电压源和电流源的特点及符号

（3）掌握理想电压源和电流源的特点及符号

教学重点：（1）主要是其特点及符号 教学难点：

（1）对电流源的理解 教学方法：

举例，提问，讲授 教学时间：

45分钟

教学过程：

复习导入：

电压源电气符号

电流源电气符号

电源外特性：Ｕ＝Ｅ－Ｉｒ

并联分流公式: I1=(R2/R1+R2)I 新授：

导入： 向电路提供电压或电流的装置称为独立电源

举例: 稳压电源，稳压电源由稳压电源，发电机，太阳能电池

一.电压源

1.用途：

向外电路输出稳定电压。例：干电池（1.5V）

发电机（220V）

特点：

内阻较低

分类：

直流，交流

例：干电池，直流发电机，蓄电池 2.实际电压源

电气符号

特点：（1）电动势E和内阻ｒ串联,注意电压正负极性

（2）输出形式：电压U=Ｅ－Ｉｒ

3.理想电压源（恒压源）

电气符号：

特点：(1)r=0

(2)U=E

二．电流源

１.用途： 提供稳定的电流。例如：稳流电源 特点：

内阻很大

２.实际电流源

电气符号：

特点：（1）I S 和ｒ并联，注意电流方向

（2）输出形式：电流IL=(r/RL+r)I

3.理想电流源（恒流源）

电气符号：

特点：（1）ｒ趋于无穷大

（2）Is=IL

三．小结：

（1）实际电压源和电流源符号及其特点

（２）理想电压源和理想电流源符号及其特点

四．作业：

（１）笔试：整理笔记，将重点记忆。下一节提问

（２）口头：预习实际电压源和实际电流源的等效变换

五．板书设计：

主板书设计

副板书设计

电压源与电流源

一电压源

二电流源

复习：１.电压源与电流源符号 １.用途

１.用途

２.电源外特性： ２..实际电流源

２.实际电流源

３.并联分流公式:

如何计算电动机短路反馈电流 第3篇

电动机短路反馈电流是在异步电动机定子绕组突然短路时, 短路点的电压迅速降为零, 而与电动机转子绕组合成磁链成正比的、短路前后不突变的次暂态电势约等于1, 致使异步电动机成为附加电源向短路点反馈短路的电流。

2 运用实用算法计算电动机短路的反馈电流

2.1 计算电动机转子绕组的时间常数

转子绕组的时间常数取决于转子结构。鼠笼式异步电动机按照转子结构的不同, 分为深槽式、单鼠笼和双鼠笼和三种。下面以深槽式异步电动机短路为例, 计算电动机短路反馈电流的衰减时间常数。

其等效电路如图1。

图中:R1、X1为定子绕组的电阻、电抗;

X2=Kxx1′+x2′, 其中, Kx为由集肤效应引起的电抗减小系数, Kx=x/x1′1, x1为电流在转子导体中均匀分布时的电抗, x1′为x1在归算到定子侧时的值;x2为转子绕组端接部分的电抗, x2′为x2归算到定子侧的值。

R2=Krr1′r2′, 其中Kr为由集

肤效应引起的电阻增加系数, Kr=r/r1≥1, r1为电流在转子那里体中均匀分布时的电阻, r1′为r1归算到定子侧的值;r2转子绕组端接部分的电阻, r2′为r2归算到定子侧的值。

转子绕组总的电抗和电阻分别为:

由于异步电动机在起动过程中, 转子电流的频率从50赫芝逐渐减小到1~3赫芝, 集肤效应由强变弱。因此, 电动机起动时转子绕组的电阻和电抗在不断地变化。待正常运行后, 集肤效应就可忽略不计, 则Kr, Kx≈1, 此时转子绕组的电阻R、电抗X为不再变化的恒值:

由此可见, 深槽式异步电动机在短路的暂态过程中, 把参数x′, r′看作是不变的恒值。所以, 深槽式异步电动机短路反馈电流只按一个不变的时间常数进行衰减。得出时间常数Tr= (X1+X2) /R2′。

2.2 异步电动机短路反馈电流周期分量的衰减规律

从上述分析可知, 转子上只有一个绕组, 定子绕组端点突然短路后, 在定子短路的电磁暂态过程中短路反馈电流均只按一个时间常数衰减, 而且这个时间常数在电磁暂态过程中其值不变, 因此短路电磁暂态过程只有一个“暂态时期”, 相应也只有“暂态参数”。对于小容量异步电动机, 就像经典理论所述:因为异步电动机的时间常数很小, 反馈电流在相当于同步发电机的次暂态时期就已衰减到零, 故将异步电动机的“暂态参数”以“次暂态”冠之;但如果异步电动机的容量很大, 异步电动机额定容量逐渐增大, 转子绕组的时间常数会越来越大, 使异步电动机的反馈电流在短路后较长的时间内仍然存在。

2.3 计算大容量异步电动机短路的反馈电流

短路初期由于惯性, 异步电动机的转速变化很小, 可以近似认为转速不变, 因此异步电动机可以近似看作欠激的同步发电机。当经过坐标变换, 在同一坐标系统中研究异步电动机时, 定子绕组和转子绕组间无相对运动, 其间的电磁关系犹如变压器, 由于异步电动机转子对称, 其上只有一个短接的线圈, 异步电动机定子绕组端点三相短路时的等值电路与电动机起动时的等值电路相同。

因为起动初瞬电动机刚接入电网, 转子尚未开始转动, 转子绕组是短接的, 起动电流就是短路电流, 起动电抗就是转子绕组短接时定子侧的等值电抗, 即XD。

3 运用IEC算法计算异步电动机对称短路反馈电流

IEC算法计算异步电动机初始短路电流时, 考虑到短路前电动机端电压可能高于额定电压, 而非一定等于额定电压。因此在计算对称短路电流初始值时, 采用等值电压源CUn/计算。同时在IEC算法中, 用q2和μ个函数的乘积来表达反馈电流的衰减特性。q与每对极传递的机械功率有关, μ与启动倍数有关, 是由磁场能量衰减特性决定的系数;可理解为由电动机及其驱动的机械机构储存能量的衰减特性决定的系数。这样, 较符合电动机的实际衰减特性, 而且限定在 (0.05~0.25) s时域内应用, 从而精度得到提高。

对1台电动机:

式中:q, μ为遮断电流衰减系数, 异步电动机反馈对称短路, (q>1时, 取q=1) ;

I″kM/IrM为电动机反馈电流初始值与额定电流的比值 (因I″kM等于启动电流, 故该值即为启动倍数Kq) ;

I″kM为异步电动机对称短路反馈电流初始值;

C为电压因数 (算最大短路电流时C取1.1, 最小时C取1)

m为电动机每对极的有功功率, MW;

Un为异步电动机机端标称电压;

ZM为电动机短路阻抗;

ILR/IrM为电动机制动堵转电流与电动机额定电流比 (即启动倍数Kq) ;

UrM为电动机额定电压。

4 结语

运用实用算法计算电动机短路反馈电流, 是在电动机反馈电流初始值等于启动值的情况下, 通过计算电动机转子绕组的时间常数, 进而分析反馈电流周期分量, 计算出反馈电流随短路时间的变化;IEC算法是对在电动机反馈电流初始值不等于启动值的情况下, 不同容量、不同极数、相同启动倍数的的异步电动机对称短路反馈电流的计算。

参考文献

[1]李晓明, 李晓霞.异步电动机短路反馈电流衰减时间常数分析[J].自动化技术与应用, 2001 (2) .

[2]曹炜, 张美霞.短路电流计算曲线法及其改进[J].上海电力学院学报, 2006 (4) .

电流电压反馈 第4篇

关键词：死区效应,谐波和无功补偿,死区补偿

1 新型电流反馈死区补偿电路的设计方案

新型电流反馈死区补偿电路的设计方案如图1所示。整个APF硬件系统分为指令电流运算电路、控制电路、主电路和谐波源负载电路等。

2 谐波域死区新型电流反馈补偿法MATLAB仿真

■2.1新型电流反馈死区补偿电路仿真模型的分析与建立

图中Trigger-Pulses模块为逆变器驱动信号产生模块,IGBT-Inverter为逆变器模块,Asynchronous Machine为交流电动机模块,COM为死区补偿模块。

■2.2新型电流反馈死区补偿电路仿真结果与分析

未加入死区补偿时的逆变器输出补偿电流波形图如图2所示,加入新型电流反馈补偿后的逆变器输出补偿电流波形图如图3所示。由图可以看出电流波形有了一定的改善。

3 新型电流反馈死区补偿部分硬件电路设计

■3.1交流侧电压检测电路分析与设计

电压互感器选用型号为HPT205NB的电压型互感器,它是为有效值为3.3V的AD转换模块而设计的互感器。

其中,R1的作用是起到起限流左右。使电流维持在2m A。有效值380V的电压输入时,R1取值为190K。R2的作用是将电流信号转化为电压信号Ua输出。当输入电流为2m A时,输出电流也是2m A,设计中电压的最大值不会超过3.3V,R2的取值为1.5k。输出电压的计算公式为(1-1)

其中内阻为150欧。

互感器输出的信号时模拟信号,此信号与电网电压成比例,其幅值为 -3V到 +3V,但是还要通过调理电路把双极性的信号转换成0-3V的单极性信号。

调理电路的传递函数如式(1-2)所示

F2812可以处理0~3V单极性信 号,调理电路可以把发送来的双极性信号转化为单极性信号。二极管可以起到电压钳位作用,对芯片起到保护作用。三端稳压器AMS1117-3.3可以提供3.3V的电压,电流罪的输出为1A。输出电压精度高达±1%。

■3.2 IGBT驱动电路分析与设计

Avago的HCPL-316J 2.5Amp门驱动光电耦合器,有集成去饱和 (VCE) 检测和错误状态反馈系统,使IGBTVCW故障保护系统更加小巧、经济且易于实现。共阳极驱动电路如图4所示。因此需要在DSP与驱动芯片之间加入PWM信号转换电路,进行信号的反向。

4 结论

实验主要研究了新型电流反馈死区补偿电路设计与验证。

(1)设计电压并联型有源电力滤波器控制系统,包括DSP控制电路模块、检指令电流运算模块、谐波源负载模块、驱动电路模块。

(2)采用C语言编程,程序模块化,可读性强,针对DSP特点进行查表、移位等算法优化,充分发挥新型电流反馈控制方法的优势。

电流电压反馈 第5篇

相对于主网,10k V中压配电网线路故障频发,其中造成配电线路停电相当一部分原因(可能高达30%)是分支用户侧发生故障[1]。各用户出口处一般安装负荷开关、熔断器等简易设备用于正常分、合线路负荷电流并隔离电源,不具备自动隔离用户侧故障的功能。而考虑到投资成本,配电自动化系统一般不安装在分支干线,因此一旦发生故障则可能波及到主干线,造成馈线停电,影响非故障用户正常供电,甚至造成供电公司和非故障用户之间的法律纠纷[2,3]。

近年来,安装在用户和供电企业责任分界点处(T接)的分界开关(俗称“看门狗”)已大量应用,当事故产生时及时进行封锁,从而最大限度降低事故影响,将供电损失降低到最低限度。但当发生小电流接地故障时实际效果有待提高,信号微弱、噪声大、干扰强、消弧线圈补偿作用破坏故障特征信息等因素在一定程度上降低了分界可靠性[4,5]。

本文研究 基于广域 测控系统(WAMCS)下的单相接地分界方法,综合分析不同接地情况下故障暂态分布特征,研究其获取方法。该方法只需利用分界开关的线电压幅值与零序电流相位关系,在原有硬件装置上引入零序电压测量模块,有效利用现有硬件条件,为新方法采用提供了可能。当线路故障不对称时,设定线路线电压故障阀值即可实现故障的快速判断,依据改进的流入分界开关的零序电流和电压相位判据实现分界[6,7]。该方法检测灵敏度显著提高,检测点精确同步,具有实际应用价值。最后通过仿真验证了该方法的正确性和可行性。

1 分界开关处小电流接地故障特性

1.1 中性点不接地方式

接地故障发生在分界开关下游负荷侧时,电路原理图如图1所示。ΣCu为系统侧包含架空和电缆的相对电容值总和。Cf为负荷侧相对电容值总和。则分界开关检测的零序电流为:

式中:U0为系统零序电压,ω为工频频率。

接地故障发生在分界开关上游系统侧时,电路原理图如图2所示。

则分界开关检测到的零序电流为下游线路对地分布电容电流总和,即:

1.2 中性点经消弧线圈接地方式

由于过补偿流过接入点的电流为电感电流,熄弧后故障相电压恢复速度减缓,接地电弧不易重燃,因此系统广泛采用中性点经消弧线圈接地运行在过补偿方式下。即当ωL>1/3ωC,IC-IL<0(IC为电容电流,IL为电感电流)时,电感电流大于电容电流。

接地故障发生在分界开关下游负荷侧时,电路原理图如图3所示。则分界开关检测到的零序电流为分界开关上游所有线路对地分布电容电流和消弧线圈补偿电流之和。

接地故障发生在分界开关上游系统侧时,分界开关检测到的零序电流与不接地方式检测到的零序电流一致。

根据上述工频稳态故障特征,负荷侧故障时,中性点不接地(NUG)系统比中 性点经消 弧线圈接 地(NEG)系统分界开关检测到的零序电流大。而无论何种接地方式,接地故障在用户界内时检出的零序电流很大,而接地故障在用户界外检出的零序电流很小,综上所述,流过分界开关的零序电流相位与系统中性点接地方式有关。如图4所示:NUG系统中,分界开关上游系统侧故障时检测到零序电流考虑有功分量超前零序电压略小于90°,下游负荷侧故障时检测到零序电流滞后零序 电压略大 于90°;NEG系统中,分界开关上游系统侧故障时零序电流仍超前零序电压略小于90°,而分界开关下游负荷侧故障时由于消弧线圈的阻感作用,含有一定有功分量 , 并且考虑补偿方式脱谐度关系,则相位介于超前大于90°与滞后大于90°间。

2 广域测控系统原理

基于配电网广域测控技术,采集模拟信号如相电流、线电压、零序分量经滤波和信号调理后经故障判据处理。配电网WAMCS由智能终端、对等通信网络与主站组成,能够基于本站点就地控制的测量信息和相互站点交互对等实时数据控制,将所有站点设计在同一个网段内,传输延迟不大于10ms,保护控制操作100ms, 为智能电网分界开关供电可靠性提供支持。

近年来分界开关已经实现遥控分合闸和就地手动分合闸功能,可主动上传主站信号,采用广域测控系统技术实现小电流接地故障自愈控制技术[8,9,10],为分界开关小电流接地分界技术提供技术支持。通过GPRS组网实现信息传输,通过GPS定位卫星确保各测点数据的同步性,实时采集各分界开关的线电压突变量阀值,超过界限则启动暂态零序相位判据,通过三角函数算法处理,实现故障的界定。

在该测控系统中,选择处理各分界开关之间接地故障时测量的工频信号,实现责任分界点分界功能,如图5所示。当然 由于故障 分界速度响应时间完全来的及,也可由WAMCS主站集中采集处理分界开关送上来的故障信号,最大限度优化配电网设备系统结构,避免资源重复建设,实现故障分界。同时随着分布式电源大量接入,基于WAMCS平台也为提高有源配电网的分界提供可靠技术支持。

3 单相接地故障分界方法

3.1 线电压启动判据

分界开关大多配套线电压互感器,提供电压测量信号的同时为该设备供电,因此线电压信号方便获取,无需增加设备,为本文判据提供硬件条件。配电网发生小电流接地故障时,线电压由于暂态电容电感充放电作用发生突变,通过监测突变量作为故障启动判据,与传统的监测较小零序电流幅值导致误判相比,准确率有一定的提升。

线电压突变量为:

式中:uxy(t) 为零序电压监测值;λ为时间间隔;ξ为故障阀值,一般取15%,当监测到超过阀值时,确定发生单相故障,若没有超过界限,则认为是系统扰动。

3.2 零序电流相位判据

设I0和U0的夹角为θ,通过三角函数关系,NUG系统,用户界内故障时sinθ<0;对于NEG系统,用户界内故障时cosθ<0。

工程上一般对于小电流接地系统,采用零序电流幅值作为判据,但其最大幅值也可能小于1A,导致误判概率增大,所以本方法不采用零序电流幅值法作为判据。

3.3 故障分界过程

如图6所示,本分界方法采用基于WAMCS远方主站控制,具体步骤如下:

1)各分界开关采样,数据实时采用,判断线电压是否超过临界阀值,作为故障发生前提判据。

2)若超过阀值,判断三角函数值是否符合要求,即中性点不接地系统sinθ<0,经消弧线圈接地系统cosθ<0;若符合则进入第(3)步,若不符合,则为系统扰动影响。

3)超过阀值,且满足三角函数关系时,则界定为用户侧故障,否则判别为用户分界外故障。

4 仿真验证

用Matlab的simulink工具箱对配电网进行仿真验证,仿真含有5条出线的缆线混合接地系统,如图7所示。

其中 :Q为架空线路长度;C为电缆线路长度;Rf为接地电阻;5%过补偿;线路参数如表1、2所示。

通过仿真分析不同接地系统负荷侧和系统侧故障时的特征,验证本文所提算法适应于不同接地系统。同时,针对故障分界受零序电流幅值影响较大,本文考虑故障合闸角、接地电阻等因素对算法影响加以仿真,从而验证分界算法准确性,具体方案如下:

1) 方案1为不接地 方式负荷侧故障,不同接地电阻与合闸角情况下,故障点位于分界开关5下游1km;

2) 方案2为谐振接地方式系统侧故障,不同故障条件下,故障点位于分界开关5上游1.5km;

3) 方案3为谐振接地方式负荷侧故障,不同故障条件下,故障点位于分界开关2电缆线路下游4km。

经过仿真,负荷侧和系统侧故障时分界开关5检测的零序电流如图8所示。

负荷侧故 障时分界 开关检测到的零序电流比系统侧故障检测到的 零序电流 大, 且由于电 感分量的影 响, 扰动幅度 也较大。通 过MATLAB中labview调用函数 求得负荷侧故障时零序电流超前零序电压相角100°以上,而系统侧故障时超前零序电压相位接近90°,以上仿真结果验证了理论的正确性。

不同接地电阻条件对零序电流的影响如图9所示。

当系统处于不同接地电阻影响时,分界开关上零序电流变化的幅度也相当大。接地电阻越大,零序电流越小,甚至小于1A,此时幅值可能低于电流互感器检测极限,在实际应用中使检测效果受到较大的影响。因此,本文采用相位法进行比较,很好地保证了检测的准确性,提高了分界效率。目前,我国现场小电流接地故障实验时接地电阻一般选择1250Ω以下,再增大则相对较困难。

不同故障合闸角对零序电流的影响如图10所示。

当故障合闸角为0°时,感性电流具备较大的直流分量,时间常数小,衰减速度快;反之,当过了相电压峰值时刻合闸时感性电流具有较大交流分量,时间常数大,衰减速度慢。

方案1、2、3对应不同故障条件及影响因素下的分界结果如表3所示。

通过仿真不同接地电阻、不同合闸角情况下,负荷侧故障和系统侧故障时分界开关两端电气量均有明显差异,均能够实现分界开关准确定位,只有当零序电流小于1A时,分界开关两端电气量差异明显,导致分界错误发生。因此基于新故障判据的仿真试验分界正确率较高,使分界开关具备了准确分界小电流故障的技术。充分利用现有分界开关上携带的TV进行故障判据,可以很好地分配资源,其突变量实时存在且容易得到,具有比判断零序电流幅值明显的优势。

5 结语

本文提出了一种基于线电压与零序电流相位的小电流接地分界新方法。该方法基于现有分界开关硬件进行分界,不受中性点运行方式、接地电阻、过渡电阻及线路复杂度影响,与传统零序电流幅值法相比,检测准确率高,并且该方法运用故障后短周期数据作为判据,利用了故障暂态量最丰富的特征频段,又避开了饱和间断角,此外通信系统使用广域测控实现配电网实时准同步,该方法对提高小电流接地故障分界技术具有较好的应用价值。

此外,本文仅限于仿真研究,大量数据都是仿真得来,可能与现场实验有一定差异,还需要日后进行更进一步的研究。

摘要：针对用户内部小电流接地故障波及公共电网事故频发,现有分界开关单相接地分界可靠性不高的情况,提出了基于广域测控系统的线电压和零序电流相位的分界新方法。综合分析比较故障时不同接地系统工频分量幅值与相位特征,加入对不同故障合闸角、不同接地电阻影响因素的判别。该方法不受接地系统类型、合闸角、接地电阻等因素影响,解决了小电流接地故障分界遇到的判别困难问题,实现了责任分界点的准确定位。

电流电压反馈 第6篇

凭借其高效率的特点, D类放大器开始逐渐取代AB类放大器进入便携式产品、专业影音等多个领域。而比较器作为整个电路的核心部分之一, D类放大器的特性也对比较器的设计指标提出了高要求。

D类音频功放最常用的调制机制是脉冲编码调制即PWM (Pulse Width Modulation) 技术, 其原理是把经前置放大器放大的音频信号Vin, 与三角波发生器参数的三角波Vm进行比较。当Vin> Vm时, 比较器输出高电平, 反之, 输出低电平。这样把输入信号的大小转变为输出脉冲的宽度, 相当于用输入信号Vin去调制载波Vm, 从而形成占空比随输入信号幅度变化的输出调制波Vd[1], 如图1 所示。

1 比较器设计

出于协调效率和成本的考虑, 载波Vm的频率一般选定250 k Hz, 而人耳可接收的音频频率范围为20 Hz~20 k Hz, 因此一个良好的PWM比较器应该具有以下特性[2,3]:

(1) 大带宽以实现信号的快速翻转, 从而降低调制带来的非线性失真;

(2) 高增益以获得高精度;

(3) 低失调以获得高灵敏度;

(4) 具有抗噪能力;

(5) 传输延迟小, 不会对后续逻辑电路产生逻辑错误。

一般来说, 一个比较器可以被划分为3 部分, 分别是预放大级、比较级和缓冲级。

1.1 预放大级

预放大级实质上就是一个放大器。由于放大器的增益带宽积通常是个常数, 因此, 为了达到宽带宽的目的, 一个单级放大器的放大能力通常是有限的。而如果数个低增益、宽带宽的放大器级联, 那么就可以在保证带宽的前提下, 增大增益, 同时, 此时的总时延也可被最小化[4]。

电路中的单级放大器采用的是PMOS二极管连接做负载的差分放大级。这是因为二极管PMOS做负载, 增益为:, 只与宽长比有关, 而这可以使增益更为精确, 如图2 所示。

1.2 比较级

在噪声环境中, 如果比较器足够快且噪声的幅度足够大的话, 其输出端也会存在噪声[4], 如图3 所示。因此为了降低噪声影响, 防止输出包含噪声成分, 通常在比较器内引入迟滞, 迟滞比较器的传输曲线如图4 所示, 可以看出, 在迟滞比较器中, 失调电压会大于理想的比较器, 这在另一方面就会降低电路的灵敏度。

从图1 可以知道, Vd的波形要正确, 则Vd从高电平跳变到低电平只能发生在三角波Vm处于上升沿, 而Vd从低电平跳变到高电平只能发生在三角波Vm处于下降沿。

因此, 可以在传统的迟滞比较器内部引入两路电流反馈[2], 一旦在上述2 种情况中发生跳变, 则抑制比较器再发生跳变。

1.2.1 传统迟滞比较器

传统的迟滞比较器 (见图5) 通过把M6和M7管的栅极交叉互联, 实现正反馈, 以提高判断电路的增益并产生一定的滞迟效果来抵抗噪声[5]。

设 β5= β8= βA, β6= β7= βB, 假定刚开始是io +远大于io -, 则M5和M7导通, M6和M8截止, 随着io +减小, io -增大, 当M7的漏源电压等于M6的VTHN时, 电路的输出状态发生改变, 此时, 这个临界电流值为:

同理, 如果对于随着io -减小, io +增大, 可以得到电路的转换点为:

从式 (1) , 式 (2) 可以得出如果 βA和 βB不相等, 那就会在比较器中引入迟滞, 由式 (1) , 式 (2) 可以推出发生转换时的输入电压差为, VSPL= -VSPH (当 βB≥ βA时, ISS、gm为预放大级的尾电流和跨导值) , 则抗噪范围VH为2 (VSPH- VDD2) , 很明显, 在器件参数确定的情况下, VH过小, 则在Vm与Vd幅值相差不多的情况下, 噪声的存在会使得输出在Vm的上升沿发生由低向高的翻转, 但另一方面, 若是VH过大, 则降低电路的灵敏度, 失真度较大。

1.2.2 电流反馈迟滞比较器

针对上述传统迟滞比较器的缺点, 本文在比较级引入2 路电流反馈, 利用这2 路电流反馈抑制电平的错误跳变。

从传统比较器发生转变时的电流公式, 可以知道, 如果, 那么转换所需要满足的电流公式永远不会满足, 亦即不会发生电压转换, 即输出维持同一电平, 这也就是文中即将提到的比较器——电流反馈迟滞比较器的原理。

在图6 比较级中, 开关K1、K2控制如下:Vosc处于上升沿时, K1指向a;Vosc处于下降沿时, K1指向b。

输出Vo为低电平时, K2指向c;Vo为高电平时, K2指向d。

以下逐一分析, 开关处于各个情况下的电路迟滞情况:

(1) 当Vosc处于上升沿, 输出Vo为高电平时, 开关a、d打开, 这时若发生电平转换, 只可能是由高电平跳转低电平。此时iD3、iD4∈[I]1, ISS+I1, 当, 发生电压转换。

(2) 当Vosc处于上升沿, 输出Vo为低电平时, 开关a、c打开, 这时有可能发生由低电平向高电平转换, 而很明显, 这是错误的, 需要抑制。此时, iD4∈[2I]1, ISS+2I1、iD3∈[0, I]SS, 若是依照上面所讲, 让, 则电平将会一直维持在低电平。

(3) 当Vosc处于下降沿, 输出Vo为低电平时, 开关b、c打开, 这时若发生电平转换, 只可能是由高电平跳转低电平。此时iD3, iD4∈[I1, ISS+I1], 当, 发生电压转换。

(4) 当Vosc处于下降沿, 输出Vo为高电平时, 开关b、d打开, 这时有可能发生由低电平向高电平转换, 此时, iD3∈[2I]1, ISS+2I1、iD4∈[0, I]SS, 如同 (2) , 这也是需要纠正的, 同理满足, 则电平将会一直维持在高电平。

最终的迟滞效果图如图7所示, 因此可以利用这2路反馈电流, 提高电路的抗噪声能力, 从而相应地提高电路的分辨率。

1.3 输出缓冲级

缓冲级的主要作用是把比较级的输出信号转变成逻辑信号, 因为在Class D中, 比较级输出接的是功率放大驱动级, 因此输出缓冲级最好是满摆幅输出, 而没有电压摆率的限制。本文采用的是自偏置的差分放大器作为输出缓冲级, 如图8 所示。

它具有以下优点[6]:

(1) 由于M3、M4工作于线性区, VH、VL靠近电源轨电压, 因此输出摆幅可接近于VDD, 可用于驱动功率管。

(2) 它可提供超过静态电流的驱动电流, 从而提高驱动能力, 减小转换时间。

在自偏置差分放大器后还接有一级反相器, 用作附加的增益级, 同时隔离负载电容和自偏置差分放大器。

2 比较器整体电路仿真结果

本文是基于HHNEC BCD035 工艺设计电路的, 所有仿真均是在Cadence下得到。图9 即为整体电路图, 本电路在VDD=4 V下工作。

图10 为在不同状态下, 比较器的迟滞效果图。

此时, Vosc接0~4 V DC扫描源, Vsin接2 V的直流源。可以看到, 正常情况下, VH= 4m V, 比正常的迟滞比较器小, 可是由于2路电流反馈, 转换后的迟滞效应实际上是大大增强了, 而同时很好地提高了迟滞比较器的分辨率, 可以看到失调电压只有2 m V。

图11为前置运放的AC仿真图, 可以看到, 其增益为38.42 d B, 3 d B带宽为20 MHz, 满足高速率的要求。

图12 为瞬态图, Vsin接幅度为1 V、频率为10 k Hz的正弦信号, Vosc接幅值为1~3 V的三角波, 比较器在输出信号占空比接近或等于100%时可以稳定工作。把其中的一周期波形放大, 如图13 所示, 可以看到, 比较器接近于满摆幅输出, 输出幅度达到3.39 n V~4 V。

3 结论

Class D音频功放因为其高效率而被广泛使用, 本文采用D类功放最常用的PWM调制方式, 引入了2 路电流反馈支路, 抑制了输出的错误跳变, 从另一方面变相地扩大了抗噪电压范围, 从而降低了传统迟滞比较器对失调电压的限制, 提高了电路的分辨率。当输出占空比接近或等于100%, 比较器可以满摆幅输出稳定工作。

注:本文通讯作者为李开航。

参考文献

[1]樊斌.Class D音频功率放大器研究与设计[D].西安:西安电子科技大学, 2009.

[2]金杰, 武传欣, 徐自有.适用于D类音频功放的动态迟滞PWM比较器[J].中国集成电路, 2008 (10) :37-42.

[3]彭卓.D类音频功率放大器的设计[D].成都:电子科技大学, 2008.

[4]ALLEN P E, HOLBERG D R.CMOS模拟集成电路设计[M].冯军, 李志群, 译.北京:电子工业出版社, 2005.

[5]BAKER R J, LI H W, BOYCE D E.CMOS电路设计·布局与仿真[M].陈中建, 译.北京:机械工业出版社, 2006.

[6]ME1 Bazes.Two novel fully complementary self-biased CMOS differential amplifiers[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1991, 26 (2) :165-168.

[7]Behzad Razavi.模拟CMOS集成电路设计[M].陈贵灿, 译.西安:西安交通大学出版社, 2002.

喷油器电磁阀电流反馈驱动控制研究 第7篇

电控喷油器结构复杂, 涉及到电、磁、液力和机械等多个学科, 其中控制燃油喷射开始和结束的控制电磁阀, 对喷油器的运动特性具有重大影响[1]。电磁阀可靠的动作是保证灵活、精确控制喷油的关键, 其工作需要阀体、线圈和驱动电路的完整配合。因此, 性能优异的驱动电路是电磁阀正常工作的前提。

目前设计喷油器电磁阀驱动电路时, 多采用开环控制技术, 通过微控制器直接发出PWM (脉冲宽度调制) 信号控制电磁阀的开闭。由于电磁阀的电磁力与驱动电流直接相关, 若采用开环控制, 驱动电流易受驱动电压影响。此外, 电磁阀电参数的偏差, 也会导致喷油量不一致[2]。因此, 有必要在电磁阀的驱动回路中引入电流反馈, 提高驱动电流的一致性, 增强驱动电路的可靠性。

我们首先分析喷油器电磁阀的原理并建立数学模型, 然后针对电流反馈控制的思路, 通过Stateflow建立状态图模型。在此基础上, 设计基于电流反馈控制的高低压分时驱动电路, 最后通过实验测试驱动电路的性能。

1 喷油器电磁阀的数学模型

我们按照电磁阀内在的特点, 将其划分为电路子系统、磁路子系统、机械运动子系统和液力子系统, 各子系统的相互联系见图1。电路子系统通过dφ /dt决定着磁路子系统的变化, 磁路子系统的变化又影响电路子系统电流i的变化;机械子系统决定于磁路子系统的电磁力Fmag和液压子系统的液压力Fh, 液压子系统和磁路子系统又与电磁阀衔铁的位移x 、速度dx/dt、加速度d2x/d2t有关。

当外界对截面积为Sa的电磁阀线圈励磁时, 在线圈上施加电压Uc与线圈电阻上的压降与磁通φ和线圈匝数N变化引起的感应电压之和应相等:

考虑到线圈与衔铁之间的气隙 δ、真空磁导率0和线圈中电流i, 线圈通电后产生的电磁力Fmag为:

电磁阀所受的液压力是控制腔和电磁阀腔燃油对阀芯的液压力。由于电磁阀采用球阀密封, 当球阀运行时, 出油阀的有截面积A会发生变化。截面积A和液压力Fh为:

式中, Pcon为控制腔压力;Psol为电磁阀腔内压力;x为小球位移;db为小球直径;dout为出油孔直径; α为球阀座锥面半锥角。

考虑到电磁阀弹簧的预紧力Fpre和阻尼系数λx, 电磁阀的运动方程为:

综上所述, 使用Simulink建立电磁阀的数学模型, 见图2。

由式 (2) 和图2 可知, 其在运动过程中的电磁力与加载在线圈的激励电压、线圈截面积和阀芯的位移有关。对于确定的电磁阀, 线圈中电流极大影响电磁力的大小。

2 电流反馈驱动控制模型

分析电磁阀的数学模型可知, 对于确定的电磁阀, 控制电磁阀工作的关键在于保证线圈产生足够的电流。初始状态时, 需要较大的电流确保线圈产生足够大的电磁力, 快速将衔铁吸合;当衔铁吸合后, 可以适当减小电流以降低对电源的消耗。为达到上述目标, 设计驱动电路采用高低压分时驱动电路, 其核心在于给线圈在不同阶段提供不同的激励电压, 从而获得“峰值-维持”电流, 典型的驱动电路见图3。

为达到自动控制电流大小产生“峰值-维持”电流的目的, 考虑将线圈中电流实时反馈给驱动电路。图4 是利用Simulink设计的驱动电路模型与电磁阀数学模型连接后的效果图, 图5 是控制信号和线圈电流以及球阀升程的仿真结果。

由图5 仿真结果可知, 基于Stateflow设计的电磁阀驱动电路状态转换模型是可行的, 为后续设计驱动电路指明了技术方向。

3 电流反馈控制电路设计

为实现电磁阀的高低压分时驱动, 在一次喷油持续期内分时提供高电压 (通常为80~110 V) 和低电压 (通常为24 V) , 因此需要首先解决驱动电路中高压电源。BOOST升压式DC-DC变换器可将较低的直流电压转换为较高的直流电压, 并且输出稳定, 响应快速, 节能效果明显[3], 我们设计了可控的BOOST升压电路, 图6 是其原理图。该升压电路的特点是可在驱动电磁阀工作期间不工作以降低电磁干扰[4], 驱动结束后快速恢复到目标电压, 从而保证多次喷射的驱动需求。

喷油器工作时, 由于电磁阀维持电流是通过一定频率控制开关管的通断实现, 考虑使用比较器控制开关管工作。为降低开关管工作频率和电路功耗, 采用了双门限比较器控制开关管的通断。

图是基于电流反馈控制的高低压分时驱动电7路。两个高位开关管Q2和Q3选用了MOSFET, 采用了自举电路浮动驱动技术。是电磁阀驱动电Vs流的采样电压, 输送给两个比较器U1A和 U1B。U1A及 R10, R12组成了控制峰值电流的双限比较器。初始状态时, Vs为零, 当控制信号, CON为高电平时, U1A输出高电平VHO, 开关管Q2 导通, 电磁阀接通高压VH, 电流快速上升。当驱动电流超过预设的峰值电流后, 输出翻U1A转为低电平, 开关Q2关闭, 电磁阀断电。U1B及 R14~R18组成了控制维持电流的迟滞比较器。

在图7 中, 通过R15可调整维持电流的大小, 通过R17可调整U1B翻转的电压范围, 从而控制维持电流的波动的上下限 (其意义在可保证维持电流的条件下, 适当降低Q3 的开关频率, 有利于降低Q3 的功耗, 提升驱动电路的可靠性) 。

图8 是使用Multisim对高低压分时驱动电路进行的仿真。由图8 可知, 设计的升压电路和高低压分时驱动电路在仿真中能够达到预期目的, 升压电路效果明显, 电磁阀获得了“峰值-维持”电流波形。

使用该电路时, ECU只需要发出一个喷油器电磁阀的控制信号, 通过调整R12, R15 和R17, 驱动电路即可自动产生需要的“峰值-维持”电流, 提高了驱动电路的抗干扰性。

4 驱动电路实验研究

借助测试仪器Tektronix TDS 2024C, 针对某型喷油器开展了驱动电路性能测试。通过调整图6中的可变电阻R8, 将BOOST转换电压设定为85V;通过调整图7 中电位器R12和R15, 将电磁阀峰值电流设定为23 A, 维持电流设定为9 A。驱动测试结果见图9。

图9 中, CH2 表示BOOST升压电路的电压变化 (目标电压为85 V) ;CH1是驱动回路中0.1 Ω采样电阻上的电压, 100 m V代表1 A驱动电流。测试结果表明:电磁阀通电后, 驱动电流达到23A时, BOOST电压下降了5 V左右;当电磁阀断电后, 电压0.6 ms后即恢复到86 V;电磁阀上电流达到预期目标。

5 结论

通过分析喷油器电磁阀数学模型, 开展了以电流为目标的驱动控制理论研究。借助仿真软件设计了采用电流反馈控制的高低压分时驱动电路, 获得了满足要求的驱动电流, 实验结果表明设计的驱动电路达到了预期目标。

摘要：为稳定可靠地控制共轨喷油器工作, 通过Simulink建立了喷油器电磁阀的数学模型, 采用电流反馈控制的思路研究喷油器的驱动控制技术。设计了电流反馈控制型高低压分时驱动电路, 并采用Multisim对驱动电路进行了仿真, 该电路可通过峰值电流、维持电流反馈回路自动控制驱动电流的大小。针对某型喷油器进行了驱动实验, 结果表明, 喷油器电磁阀模型准确, 电流反馈控制驱动电路性能优良。

关键词：共轨喷油器,电磁阀,驱动控制,电流反馈

参考文献

[1]安士杰, 欧阳光耀.电控喷油器控制电磁阀理论与试验研究[J].内燃机学报, 2003, 21 (5) :356-360.

[2]李克, 苏万华, 郭树满.高速电磁阀分时驱动电路可靠性与一致性研究[J].内燃机工程, 2011, 32 (2) :33-38.

[3]刘仁喜.高压共轨电控系统喷油器驱动电路优化[D].天津:天津大学出版社, 2011.

电流电压反馈 第8篇

此类题目的特点往往是:题目给出电路图, 电路中一般含有一个或两个电阻 (或灯泡) , 滑动变阻器一个, 电压表、电流表若干。当滑动变阻器滑片移动时, 让学生去判断电流表、电压表的示数如何改变。

根据电路元器件连接方式, 把此类问题归为简单电路和复合电路两类进行分析。

一、简单电路 (用电器与滑动变阻器纯串联或纯并联)

1. 纯串联

如图, 当滑动变阻器滑片向左滑动时, 各表示数如何变化?

[分析]:在此题中, 电阻、滑动变阻器三者串联, I=I1=I2, R=R1+R2。。当滑片向左移动时, R2变大, R1不变, ∴R变大, 根据欧姆定律电源电压U不变, ∴I应减小, ∴I1、I2均减小, 再根据欧姆定律U1=I1R1可知U1减小, 最后根据U=U1+U2知道U2增大。

[结果]:安培表示数减小, 伏特表1示数减小, 伏特表2示数增大。

2. 纯并联

如图, 当滑动变阻器滑片向左滑动时, 各表示数如何变化?

[分析]:由于电阻和滑动变阻器并联, 故U=U1=U2, 伏特表示数为电源电压保持不变, 当滑片向左移动时, R2变大, R1不变, 根据则R变大, 根据欧姆定律知I应减小。而R1电阻、电压均不变, 故I1不变。再根据I=I1+I2知I2应减小。

[结果]:安培表示数减小, 伏特表示数不变, 安培表1示数不变, 安培表2示数减小。

二、复合电路 (滑动变阻器与用电器串并联混联)

1. 滑动变阻器在干路中, 两电阻并联

如图, 当滑动变阻器滑片向左滑动时, 各表示数如何变化?

[分析]:此种情况由于R1、R2电阻都不变, 可将两电阻并视为一个电阻, 它们两端的电压相同, 故它们电流变化方向是相同的。这样此题思路就同纯串联电路一样。

[结果]:安培表示数减小, 伏特表1示数减小, 伏特表2示数增大, 安培表1示数减小, 安培表2示数减小。

2. 滑动变阻器在支路中

如图, 当滑动变阻器滑片向左滑动时, 各表示数如何变化?

[分析]:此种情况较为复杂。由于R1、R2并联, 所以它们两端电压相等为U1, 且U=U1+U3, I=I1+I2。当滑片向左移动时, R2变大, 导致电路总电阻R增大, 根据欧姆定律电源电压U不变, ∴I应减小, 对于R3, 再根据欧姆定律U3=IR3可知U3减小, 再根据U=U1+U3知道U1增大, 从而得到I1增大, 最后根据I=I1+I2知道I2减小。

[结果]:安培表示数减小, 伏特表1示数增大, 伏特表3示数减小, 安培表1示数增大, 安培表2示数减小。