电机矢量控制方法研究

电机矢量控制方法研究（精选7篇）

电机矢量控制方法研究 第1篇

由于永磁同步电动机具有结构简单、体积小、重量轻、功率因数高等优越性能,其在工业界得到了广泛的应用[1]。永磁同步电机转速与定子电流频率的同步性使得矢量控制非常适用于永磁同步电机变频调速领域。永磁同步电机矢量控制可以采用SPWM技术的电压法和采用滞环电流控制的电流法实现。近年来,直接转矩控制技术也扩展到永磁同步电机调速领域,并受到了广泛的关注[2,3,4,5]。本文在一台表面式永磁同步电机实验平台基础上,实验对比了采用电压法和电流法实现的永磁同步矢量控制以及直接转矩控制的控制性能,分析了各自的特性,为不同应用场合具体控制策略的选择提供了参考。

1 永磁同步电机矢量控制

在转子磁链参考坐标系下,永磁同步电机数学模型如下:

$\{\begin{array}{l}\Psi {}_d=L{}_{d}i{}_d+\Psi {}_{\text{f}}\\ \Psi {}_q=L{}_{q}i{}_q\end{array}(1)$

$\{\begin{array}{l}u{}_d=R{}_{\text{s}}i{}_d+L{}_d\frac{\text{d}i{}_d}{\text{d}t}-\omega {}_{\text{e}}L{}_{q}i{}_q\\ u{}_q=R{}_{\text{s}}i{}_q+L{}_q\frac{\text{d}i{}_q}{\text{d}t}+\omega {}_{\text{e}}L{}_{d}i{}_d+\omega {}_{\text{e}}\Psi {}_{\text{f}}\end{array}(2)$

$\begin{array}{l}{\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3p}{2}(\Psi {}_{d}i{}_q-\Psi {}_{q}i{}_d)\\ =\frac{3p}{2}[\Psi {}_{\text{f}}i{}_q+(L{}_d-L{}_q)i{}_{d}i{}_q](3)\end{array}$

由转矩方程可知,当d轴电流为零,电磁转矩由q轴电流唯一确定。因此,永磁同步电机矢量控制一般设定d轴参考电流为零,q轴参考电流为转速外环的输出。

永磁同步电机矢量控制电压法和电流法分别如图1和图2所示。

图1表明永磁同步电机矢量控制电压法根据参考d-q轴电流与实际d-q轴电流的误差使用 2个PI调节器得到参考d-q轴电压,再通过旋转坐标变换得到参考三相电压,最后根据直流电压母线电压采用SPWM技术得到逆变器的三相开关信号。

图2表明永磁同步电机矢量控制电流法根据参考三相电流和实际三相电流误差,采用3个滞环电流比较器直接输出逆变器的三相开关信号。

2 永磁同步电机直接转矩控制

在定子磁链参考坐标系下,永磁同步电机转矩方程如下:

$\begin{array}{l}{\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3p\stackrel{⌢}{\Psi }{}_{\text{s}}}{4L{}_{d}L{}_q}[2\Psi {}_{\text{f}}L{}_q\sin \delta -\\ (L{}_q-L{}_d)\stackrel{⌢}{\Psi }{}_{\text{s}}\sin (2\delta )](4)\end{array}$

由转矩方程可知,保持定子磁链幅值恒定,则电磁转矩由转矩角δ(定子磁链与转子磁链之间的夹角)唯一确定。因此,通过选择适当的电压矢量改变转矩角即可实现对转矩的控制。永磁同步电机直接转矩控制如图3所示。

图3表明永磁同步电机直接转矩控制根据参考定子磁链幅值与实际定子磁链幅值的误差及参考转矩与实际转矩的误差,使用2个滞环比较器得到定子磁链幅值与转矩的控制信号。根据定子磁链幅值和转矩控制信号及定子磁链扇区信号,通过开关表选择所施加的电压矢量,即逆变器三相开关信号。因此,直接转矩控制本质上也是采用滞环控制实现的。永磁同步电机直接转矩控制开关表如表1所示,其中电压矢量以及定子磁链扇区如图4所示。

3 实验

3.1 实验平台

实验平台如图5所示。

实验所用电机为1台3相2对极表面式永磁同步电机,电机参数为:电机极对数p=2,定子电阻Rs=1.3Ω,d轴电感Ld=0.00454 H,q轴电感Lq=0.00454 H,永磁体磁链Ψf=0.146 Wb。

逆变器采用3组SEMIKRON SEMIX 202GB066HDs单相IGBT模块搭建而成,电流传感器采用LEM HCF-80,电压传感器采用AD628,转子位置传感器采用AD2S1200。程序执行芯片采用DSP F2812。执行程序由Matlab直接下载到DSP芯片。加载系统由一台感应电机驱动的直流发电机所供电的直流电动机构成。

3.2 实验结果

转速环采样周期为0.01s。矢量控制下电流环采样周期为0.00015s。矢量控制电压法PWM信号产生器的载波频率为20kHz。矢量控制电流法三相电流滞环宽度均为0.02A。直接转矩控制采用电流法估计定子磁链,电流环采样周期为0.0002s。实验设定定子磁链幅值滞环宽度为0Wb,转矩滞环宽度为0Nm。

本文使用定位法将转子位置预固定在A相位置,从而实现了永磁同步电机从静止状态顺利启动。

3.2.1 矢量控制电压法

电机空载,电机由静止状态加速至100r/min以及100r/min下稳态时,A相定子电流波形如图6所示。

当永磁同步电机转速为100r/min稳态,直流加载电机静止,此时闭合图5中的S1给永磁同步电机加载,动态和稳态下的A相定子电流波形如图7所示。

3.2.2 矢量控制电流法

电机空载,电机由静止状态加速至100r/min以及100r/min下稳态时,A相定子电流波形如图8所示。

当永磁同步电机进入100r/min稳态,直流加载电机静止,闭合S1给永磁同步电机加载,动态和稳态下的A相定子电流波形如图9所示。

3.2.3 直接转矩控制

电机空载,电机由静止状态加速至100r/min以及100r/min下稳态时,A相定子电流波形如图10所示。

当永磁同步电机进入100r/min稳态,直流加载电机静止,闭合S1给永磁同步电机加载,动态和稳态下的A相定子电流带载波形如图11所示。

4 比较分析

比较图6~图11可知,采用SPWM控制的矢量控制定子电流较为平滑,而采用滞环电流控制的矢量控制以及直接转矩控制定子电流脉动较大。这是由滞环控制特性所决定的。

当电机转速为100r/min时,永磁同步电机矢量控制电压法和电流法以及直接转矩控制下的A相定子电压分别如图12~图14所示。

比较图12~图14可知,采用SPWM控制的矢量逆变器开关频率恒定,即为PWM信号产生器的载波频率,而采用滞环电流控制的矢量控制以及直接转矩控制逆变器开关频率不恒定。

从实现角度上分析,采用SPWM控制的矢量控制需要1个位置传感器,2个电流传感器,1个直流母线电压传感器以及3个PI控制器。采用滞环电流控制的矢量控制需要1个位置传感器,2个电流传感器和1个速度外环PI调节器。而采用电流法估算定子磁链的直接转矩控制同样需要1个位置传感器,2个电流传感器和1个速度外环PI调节器,同时需要d-q轴电感和永磁体磁链参数进行磁链和转矩估算。

5 结论

本文实验实现了采用SPWM控制和滞环电流控制的永磁同步电机矢量控制及直接转矩控制,并比较了各自的特性。实验结果表明采用SPWM控制的矢量电流波形光滑,开关频率恒定,但需要直流母线电压传感器以及3个PI调节器,实现较为复杂。采用滞环比较控制的矢量控制及直接转矩控制电流脉动较大,开关频率不恒定,但无需电压传感器,仅需1个PI调节器,易于实现。由于直接转矩控制本质上也是滞环控制,因此其控制性能与采用滞环电流控制的矢量控制类似。

参考文献

[1]李钟明,刘卫国.稀土永磁电动机[M].北京:国防工业出版社,1999.

[2]Zhong L,Rahman M F,Hu W Y.Analysis of Direct TorqueControl in Permanent Magnet Synchronous Motor Drives[J].IEEE Trans.on Power Electronics,1997,12(3):642-828.

[3]Zhong L,Rahman M F,Hu W Y.A Direct Torque Control-ler for Permanent Magnet Synchronous Motor Drives[J].IEEE Trans.Energy Conversion,1999,14(3):637-642.

[4]Casadei D,Profumo F,Serra G.FOC and DTC:Two Via-ble Schemes for Induction Motors Torque Control[J].IEEE Trans.Power Electron.,2002,17(5):779-787.

电机矢量控制方法研究 第2篇

传统的弱磁控制方法是在基速以上,控制电机磁链和电机转速成反比[1,2],这种方法简单易实现,但是没有输出最大转矩电流比,即没有最大限度输出转矩;文献[3]提出了一种过调制算法,用来实现永磁同步电机的弱磁调速,但是该方法实现起来较困难;文献[4-11]提出的查表修正方法目前较为流行,主要是根据电机的转速通过查表修正电机励磁电流iM和转矩电流iT,此类方法简单易实现,应用也较为广泛,但是受电机本身参数影响较大;文献[12]提出了一种通过控制电机电压轨迹的方法实现电机弱磁调速控制,该方法不受电机参数影响,但前提是要获得电机励磁电流的大小。近年来,利用M-T轴电压参考进行弱磁控制的方法受到了越来越多的关注[13,14],电压参考值和它的最大限制值之间的偏差用于确定M轴电流的大小,这种方法对参数不敏感,但如何最大限度地利用直流母线电压仍需研究。以上方法各有优缺点,但都可以实现电机弱磁调速,只是输出转矩大小、电流电压利用率及实现的难易程度不一样。本文在总结已有研究成果基础上,提出一种可以尽可能输出最大电磁转矩的弱磁调速方法。该方法基于转子磁场定向的矢量控制,在随转子磁链同步旋转的M-T坐标系下,根据电机的转速分别控制纯转矩电流轨迹和纯励磁电流轨迹,实现电机变频调速。

1 感应电机弱磁控制

在随转子磁场同步旋转M-T坐标系下,感应电机的定子电压方程和磁链方程为

其中

式中:uM,uT为定子电压在M,T轴分量;iM,iT为定子电流在M,T轴分量;ΨM,ΨT为定子磁链在M,T轴分量;Ψr为转子磁链;Rs为电机定子电阻;Lm为互感;Ls为定子自感;p为微分算子;ωe为磁场同步旋转速度。

由式(4)可以得到:

其中

式中:L's为定子瞬态电感,H。

电机在高速稳定状态运行时,考虑到电机的定子电流瞬态过程很短,与电机定子电流相关的微分项可以忽略,同时定子压降也可以忽略,则由式(1)、式(2)、式(5)可得:

感应电动机矢量控制系统由三相电压源逆变器驱动时,由于受驱动器容量的限制,驱动器可以提供的电压和电流矢量的幅值是有限的,因此电动机所承受的最大电压和最大电流分别为

式中:us_ max为电压源逆变器能够提供的最大相电压峰值,V;is_ max为电压源逆变器能够提供的最大相电流峰值,A。

将式(6)、式(7)带入式(8),则可以得到

式(9)和式(10)构成了电机电流轨迹平面上的电流限制圆和电压限制椭圆,如图1所示,电流(iM,iT) 的轨迹必须在他们的重合面积范围内。当转速逐渐增大时,电压限制椭圆的面积逐渐减小,电流限制圆保持恒定,图1中 ω1< ω2< ω3。

2 最大转矩弱磁控制算法

最大转矩弱磁控制算法是指在满足电压、电流约束条件的前提下,在全速度范围内尽量使电机输出最大转矩的一种控制方法。基于转子磁场定向的感应电机电磁转矩方程为

由式(11)可以看出,当电机定子电流的乘积iMiT取最大值时,Te也达到最大值,即电机输出转矩最大,此时iM= |iT|。根据电机转速可以将运行区间划分为恒转矩区、恒功率区及恒电压区3 个区间,如图2 所示。

2.1 恒转矩区

低速时,由于励磁电流iM不能为0,因此当|iT|过小时,可令iM等于1 个最小限制值,如图3中的I1,此时电流轨迹沿直线AB走。当纯转矩电流|iT|逐渐增大到达B点时,为使电机尽量输出最大转矩,电流轨迹沿直线BC走。在C点时,iM达到电机最大励磁电流I2,随着负载转矩的持续增大,iM恒等于I2,电流轨迹沿直线CD走。

根据式(11)可以获得此时电机的最大输出转矩为

根据式(10)可以求得电机达到的最高转速ωT_ max为

2.2 恒功率区

在B点电机的转矩达到最大值Te_ max,转速达到 ωT_ max,若要继续增加转速,只有通过减小iM才能实现,这种通过减小励磁电流增加电机转速的方法被称为弱磁调速。在电压和电流矢量的幅值均达到最大值后,由于逆变器容量的限制,电流和电压矢量的幅值不能继续增大,因此只能通过改变其相位角的方法使转速继续上升。此时,电流轨迹沿曲线DE走,根据式(9)、式(10)可得:

根据式(14)和式(15)控制iM和iT,可使电流轨迹沿着圆周DE行走到达E点,在整个控制过程中,电机电压矢量的幅值和电流矢量的幅值以及他们之间的相位基本保持不变,电机的输出功率也基本不变,故称为恒功率区。在E点电机达到恒功率区的最高转速 ωP_ max,由式(9)、式(10)可求得 ωP_ max为

2.3 恒电压区

当电机转速超过 ωP_ max,即电流轨迹到达E点以后,要想继续增加电机转速,并要充分利用逆变器的电压输出能力,电压限制椭圆的离心率就必须不断减小,即必须令电压轨迹维持在E点不变,因此该区间被称为恒电压区。在此区间,,电机输出转矩只受电压限制椭圆的限制。根据式(9)、式(10)可得

根据式(17)、式(18)控制电流轨迹沿EF到达F点,在这个变化过程中,随着转速的不断升高,电流矢量的幅值也不断减小,逆变器的输出功率也急剧下降,电机电磁转矩也急速减小。

3 控制算法的实现策略

在分析了感应电机工作原理的基础上,提出基于转子磁场定向下的最大转矩弱磁控制算法。如果控制系统的最大允许电压us_ max和最大允许电流is_ max已知,根据式(13)和式(16)可以将电机的转速区间划分成恒转矩区、恒功率区、恒电压区3 个区间,如图4 所示。当转速满足0 < ωr< ωT_ max时,iT*由速度PI调节器输出,iM*根据转速的不同分别取I1,iT*和I2;当转速满足 ωT_ max≤ωr< ωP_ max时,iT*,iM*可分别由式(14)、式(15)获得;当转速 ωr≥ ωP_ max时,iT*,iM*可分别由式(17)、式(18)获得。弱磁控制算法在感应电机矢量控制中的实现方法如图5所示。

4 实验研究

4.1 实验设计

实验控制平台以TMS320F2812 为核心构成一个全数字化控制系统,其硬件结构如图6 所示。实验所用的三相感应电机参数如下:额定功率PN=7.5 k W,额定电流IN=139 A,额定电压UN=72 V,额定转速nN=2 000 r/min,最高转速nmax=4 800 r/min,额定转矩30 N·m,极对数Np= 2 。所采用的逆变器最大输出电流is_ max为400 A,最大输出电压us_ max为100 V。在图5 所示的感应电机矢量控制系统中,实现本文提出的最大转矩控制弱磁算法,励磁电流iM和转矩电流iT的变化轨迹如图7所示。

4.2 实验结果分析

根据图5所示的感应电机矢量控制原理对电机实现变频调速控制,图8 和图9 分别是采用传统弱磁控制方法和最大转矩弱磁控制方法时电机性能曲线。观察图8 和图9 可以看出,根据电机转矩的变化,都将电机的转速分为3个区间,即为恒转矩区、恒功率区、恒电压区,与本文提出的理论相一致,不同的是图8 从转速2 000 r/min开始进入弱磁,而图9在2 200 r/min才进入弱磁;另一个显著的区别就是输出转矩的变化,图8 所示控制策略的最大输出转矩为54 N·m,而图9的最大输出转矩为60 N·m,并且在全速范围内,图9输出的转矩都大于图8;更重要的是图8 的转矩曲线和电流曲线出现波动,而图9在全速范围内,电流曲线和转矩曲线的变化都很平缓和光滑,说明最大转矩控制策略下的电机运行更平稳,波动较小,而传统弱磁控制方法可能会出现较强烈的波动和振荡。

图10 为传统弱磁控制方法下转速为2 600r/min时的电机相电流曲线,根据图8 可知此时已进入弱磁调速,相电流整体仍为正弦电流,但出现了较强的谐波成分,说明电机内部的磁场出现动荡,电机的转速和转矩输出存在波动,与图8所分析的结果一致。图11 为采用最大转矩弱磁控制方法下电机转速为3 500 r/min时的相电流曲线,根据图9 可得此时电机已进入恒功率区的高速部分,此时的电机相电流仍是理想的正弦电流,只有微弱的毛刺,说明电机内部的磁场更稳定,与图9分析的结果一致。

由图8~图11的分析结果看出,采用最大转矩法弱磁控制方法不仅可以在全速范围内提升电机的转矩输出,更能优化电机的输出性能,转速和转矩输出更稳定,波动更小,从而系统性能更优。

5 结论

电机矢量控制方法研究 第3篇

船舶电力推进系统虽有近百年历史,却因为各种制约因素,发展缓慢,大多数只应用在特种船舶上。随着供电系统、推进电机和微电子及信息技术的迅猛发展,船舶电力推进也得到了大力的发展。同传统的机械推进方式相比,采用电力推进系统的船舶在经济性、船舶操纵性、降低振动噪声、灵活空间配置和安全可靠性等方面具有明显的优势[1]。

推进电动机在船舶电力推进系统设计中处于核心位置,推进电机按种类可分为直流电机和交流电机,而交流电机又可分为同步电机和异步( 感应) 电机。同步电机可以通过励磁灵活调节功率因数,异步电机的功率因数不可调。因为同步电机有励磁绕组和滑环,所以需要操作者有较高的水平来控制励磁,此外,和异步电机的免维护相比,同步电机维护工作量较大,而且异步电机可以通过改变输入交流电的频率改变电动机转速,所以,作为电动机时,大多选择异步电机。

电动机的转速控制是由变频器来实现的。变频器由结构不同可分为交 - 直 - 交变频器和交 - 交变频器。在交 - 直 - 交变频器中,按中间储能环节所用的是电容还是电感,又分为电压型和电流型变频器[2]。由于交 - 直 - 交变频器的结构简单、且具有频率调节范围宽、功率因素高、电动机匹配无要求等优点,目前,在船舶电力推进系统中,普遍采用的是电压型的交 - 直 - 交变频器。采用的控制方法主要有PWM( 脉宽调制) 方式和多电平控制方式[3]。其中,正弦脉宽调制( SPWM) 变压变频控制方式在技术上日益成熟,在各种船舶电力推进系统中也得到广泛应用。基于上述内容,分析了螺旋桨负载的工作特性,建立了船舶电力推进感应电机矢量控制仿真模型,并对仿真结果进行了深入研究。

1 船舶电力推进系统

船舶电力推进就是采用电动机驱动螺旋桨来推进船舶运行的一种推进方式。而采用电力推进装置的船舶称为电力推进船舶或电动船。常用船舶电力推进装置一般由以下几部分组成: ( 1) 螺旋桨J: 船舶推进器一般都采用螺旋桨,因为其效率高,尺寸较小。( 2) 电动机M: 可以采用直流他励电动机或交流同步电动机、异步电动机、同步异步电动机等。( 3) 电动发电机D: 同时具有发电机和电动机两种功能,而仅对于发电机,可以采用直流他励、差复励发电机或交同步发电机。( 4) 原动机Y: 可以采用柴油机、汽轮机或燃气轮机。目前多采用高速或中速柴油机,大功率时多用汽轮机或燃气轮机。( 5) 控制调节设备K。其结构如图1所示。

2 异步电机矢量控制及螺旋桨模型

2. 1 异步电机数学模型

交流异步电动机是由定子、转子和它们之间的气隙构成的一种能够将电能转化为机械能的电力拖动装置。

对异步电机的数学模型进行研究时,可以忽略一些微小影响的参数,假设把空间谐波、磁路饱和和铁芯的损耗省略,把各个绕组相互间的互感及自感也认为是恒定不变的,而且不考虑频率以及温度的变化对绕组阻值的影响[4]。

交流电机的数学模型与直流电机的数学模型作比较,更为复杂。如果能把交流电机模型等效变成类似直流电机的形式,就可以简化对电机的分析及控制,由此得到坐标变换,其中不同电机模型的等效需遵守磁动势在不同坐标条件下不变的原则。

异步电机在旋转坐标系( dq坐标系) 下的数学模型。

电压方程:

式( 1) 中: Lm为同轴的定子和转子等效绕组之间产生的互感; Ls,Lr分别为定子及转子等效两相绕组各自的自感; ωdqr,ωdqs为电机的同步角速度以及转差角速度。

磁链方程:

转矩方程:

2. 2 电压空间矢量控制系统

异步电机通过坐标变换能够等效地看作成直流电机,于是,利用直流电机的控制方式方法,获得直流电机的控制变量,再经过坐标变换,就能够控制异步电机。电压空间矢量控制系统的原理图[5],如图2所示。

2. 3 螺旋桨负载的工作特性

由于螺旋桨的特殊结构和较高的工作效率,其作为船舶推进器已经得到广泛的应用。在船舶航行过程中,螺旋桨在水中回转会产生推力t,推动船舶运行时,推力与船舶运行方向一致,船舶后退时,就产生负推力。在水中回转时,螺旋桨还会产生扭矩q,其方向和螺旋桨的回转方向相反[6]。

螺旋桨推力t可以表示为:

螺旋桨扭矩q可以表示为:

式( 4) 和( 5) 中Kt,Kq为螺旋桨推力与螺旋桨扭矩系数,二者都是进速比J的函数; ρ 为海水密度,单位kg/m3; n为螺旋桨的速度,单位r/s; D为螺旋桨的直径,单位m。

在现实应用中螺旋桨是与船体相连接的,船舶在水中运行时,船舶对螺旋桨产生的伴流通常有三种: 摩擦,位差以及波浪伴流。

令伴流速度为:

伴流系数为:

相对于水螺旋桨的速度为:

螺旋桨的进速比为:

螺旋桨的实际有效推力就可表示为:

式( 6) 到( 10) 中V为流过螺旋桨水的速度,Vp为螺旋桨向前的速度。

在实际船舶航行中,除了需要考虑船体和螺旋桨间的相互作用外,还要考虑船舶的阻力特性,通过阻力曲线随着船航速的变化,可以得出水对船体的阻力与船航速的平方成正比[7],即:

式( 11) 中R为水对船体的阻力,KR阻力系数。

3 仿真系统构建

3. 1 坐标变换模型

坐标变换包括3 /2变换、2s/2r变换及2r/2s变换,变换结构模型如图3 ~ 5所示[8]。

3. 2 PI 调节器模型

转速、转矩、磁链PI调节器的模型结构基本相似,不同点在于设置的参数,其模型结构主要包括比例部分、限幅环节和积分部分,转速PI调节器的模型如图6所示。

3. 3 转子磁链观测模型

磁链观测模型如图7所示,由于矢量控制过程中存在坐标变换,所以必须要获得静止与旋转坐标间的夹角[9]。

3. 4 SVPWM 模型

SVPWM总仿真模型如图8所示,由扇区判断模型,电压矢量的作用时间模型,逆变器开关时间模型,PWM波形的生成模型这几部分组成。

3. 5 电压空间矢量控制系统仿真结果

把矢量控制系统模型与螺旋桨模型结合起来,组成船舶电力推进电压空间矢量控制系统仿真模型,其中选择一台37 k W异步电机作为电机,其参数如下: 转子电阻Rr= 0. 050 3 Ω; 定子电阻Rs= 0. 082 33 Ω; 互感Lm= 0. 027 11 H; 电压UN= 400 V; 频率f =50 Hz; 转动惯量J = 0. 37 kg·m2; 极对数pn= 2。给定转速为175r / min,仿真结果如下:

图9是电压空间矢量控制感应电机的相电流仿真波形,电流基本保持正弦波,在刚启动时,电机电流峰值大约达到420 A,电流脉动较大,经过0. 3 s后基本稳定在100 A,所以当电机达到稳定状态后,电流幅值和频率都可以保持稳定,电流对电网也不存在较大的冲击。

图10是电压空间矢量控制感应电机的转速仿真波形,系统的响应速度较快,电机转速从0上升到给定值175 r/min所花的时间约为0. 18 s,之后转速保持稳定,上升曲线较为平滑。

图11是电压空间矢量控制感应电机的转矩仿真波形,因为带有负载,电机在刚启动时,最大扭矩接近245 N·m,随着系统运行,转矩趋于稳定,约为225 N·m。电机转矩在启动到稳定间跳变幅度较小。

图12是电压空间矢量控制感应电机的负载,螺旋桨的扭矩仿真波形,当电机的转速逐渐趋于稳定状态时,螺旋桨的扭矩也达到稳定,结合图11和图12可得,稳定状态时电机转矩值和螺旋桨的扭矩值接近相等。

4 结束语

电机矢量控制方法研究 第4篇

混合励磁同步电机 (HESM) 内同时存在两个磁势源, 很容易实现气隙磁场的直接调节与控制, 因而其概念从一提出就受到了国内外学者的普遍关注[1,2,3]。从电机内永磁磁势和电励磁磁势的相互作用关系来看, 混合励磁同步电机可分为串联磁路式和并联磁路式两大类。串联磁路式HESM结构简单, 实现方便, 但是存在电励磁效率低和永磁体退磁风险高的缺点[4]。针对这一问题, 通过合理设计永磁片左右两端的铁芯尺寸, 改变电励磁磁势的磁路, 形成了一种磁通并联但又具有串联磁路式HESM优点的新型结构, 从而提高了电励磁的效果, 降低了永磁体的退磁风险。

论文首先简单介绍了这种新型HESM的基本结构和调磁原理, 然后根据其调速特性曲线将电机的运行状态分为四个区域, 并提出了基于分区控制的矢量控制策略, 深入研究了每个区域的电流分配机制, 最后通过样机实验验证了该电机及其控制策略的可行性与有效性。

1 调磁原理分析

图1为电机定转子径向截面示意图。其定子绕组与普通交流电机绕组类似, 电励磁绕组嵌绕在转子永磁体下面的磁极上。

图中1 (实线部分) 显示了通入箭头所示方向的电流时的电励磁磁通路径:电励磁N极→励磁铁芯→定转子气隙→定子铁芯→定转子气隙→励磁铁芯→电励磁S极→转子轭→电励磁N极;2 (虚线部分) 所示为永磁体磁通路径:永磁N极→定转子气隙→定子铁芯→定转子气隙→永磁S极→转子轭→永磁N极。由于电机中的气隙磁通由永磁体磁通和电励磁磁通合成, 所以混合励磁电机可工作于永磁、增磁、弱磁三种状态。当电机励磁绕组中无励磁电流时, 电机工作于永磁状态;通入正向励磁电流时, 电机工作于增磁状态;通入反向励磁电流时, 电机工作于弱磁状态。由此可见, 改变电励磁绕组中励磁电流的大小和方向, 就可以得到所需的气隙磁场。

1.电励磁磁通路径2.永磁磁通路径3.定子4.永磁体5.电励磁绕组6.转子

2 HESM矢量控制策略

2.1 调速特性

混合励磁电机工作时需要协调分配永磁磁势和电励磁磁势的比例, 使其能够根据负载状态自动实现增磁、弱磁、永磁三种状态间的切换。图2为HESM的转速-力矩调节曲线, 根据图中的标示将电机的工作范围分成四个区:额定转速以下的低速标准区 (BGOH) 和低速增磁区 (ABHJ) ;额定转速以上的高速标准区 (BCFG) 和高速弱磁区 (CDEF) 。其中nN为励磁电流为零时电机额定转速, nf N为电机弱磁基速, 即HESM开始弱磁升速点, nd为HESM低速增磁区恒转矩与恒功率分割点, nmax为弱磁状态下电机最大转速。

2.2 控制策略

2.2.1 低速标准区 (BGOH)

该区电励磁不起作用, 负载转矩小于额定转矩, 所以电励磁电流给定为零。与常规的永磁电机驱动控制相似, 通过电枢电压控制器调节电枢电压即可满足。

2.2.2 低速增磁区 (ABHJ)

电机运行与该区时, 负载转矩大于额定转矩。由混合励磁电机转矩方程[5]

在id=0控制方式下, 保持iq=Iq N不变, 电机的永磁转矩为一个恒定值, 设为Tpm N, 则:

可求得:

其中为一常数。速度调节器输出参考转矩Tref, 首先计算在永磁 (If=0) 状态下系统输出参考转矩Tref所需的电流iq, 由公式从而可求出iq。首先可以肯定, 负载转矩大于额定转矩, 即iq>iq N。再求出iq=iq N时的电磁转矩即额定转矩TN, 那么可求出励磁电流所要提供的转矩大小, 从而可求得电励磁绕组通入的励磁电流为:

由HESM的数学模型[5]可知:

当电枢电流为额定值时, 励磁电流的变化将引起电枢电压的变化, 电枢电压最大为电机额定电压, 从而可以求出电枢电流给定值与励磁电流给定值的取值范围。iq=iq N时, 电枢电压交轴分量uq须满足:

即

则可求出电机在低速增磁区某一转速n下最大的励磁电流:

所以励磁电流的幅值就由其额定励磁电流If N+和Ifmax1共同决定, 即Ifmax=min (If N, Ifmax1) 。图3为电枢电流给定iq*与励磁电流给定If*取值范围。

当ifmax=if N时, 电机此时运行的转速为nd, 即电机恒转矩运行与恒功率运行的分割点。将Ifmax1=If N代入式 (8) 可得:

可以看出当电机转速n≤nd时, 电机电励磁电流最大值为If N+, 当电机转速n>nd时, 电机电励磁电流为Ifmax1, 且随着转速的升高而减小, 直到到达额定转速nN时, 其值减小为零。该区调速曲线如图4所示。

2.2.3 高速标准区 (BCFG)

电机运行于该区时, 其运行转速n小于弱磁基速nf N。该区的调速特性与永磁同步电机恒功率区调速特性一致。即通过调压调速就能满足电机恒功率运行。但为确保在该区电机恒功率运行, 转速提高会导致电机最大输出转矩降低, 因此在此工作区必须对电机不同转速下的转矩电流加以限制。由电机恒功率调速定义[6,7,8]及HESM的数学模型可知:

化简可得:

式 (10) 、 (11) 中, PN为电机额定功率 (W) ;Tmax为电机最大输出转矩 (N·m) ;Iqmax为电机最大允许转矩电流有效值 (A) 。

2.2.4 高速弱磁区 (CDEF)

电机运行于该区时, 系统进入弱磁调速控制。电机稳态运行时, 其电励磁电流稳定不变。混合励磁电机的反电动势为永磁感应势和电励磁感应电势之和:

保持电机反电动势ef等于电机转速为弱磁基速nf N时的永磁反电动势, 即:

式 (13) 中, ωf N是混合励磁电机弱磁基速nf N对应的角速度。从而可解出

从式 (14) 可看出, 混合励磁电机工作在弱磁升速区时, 电励磁电流与电机的运行转速成反比。电机在该区同样是运行在恒功率模式, 由式 (10) 可解出在该区所允许的最大电枢电流iqmax,

由式 (15) 计算出电机在该速度下励磁电流If的大小后与反向额定电励磁电流比较, 然后再根据转速调节器计算出的参考力矩并按照混合励磁电机转矩方程计算出电机电枢电流iq, 将iq与iqmax进行比较, 高速电流分配器最终给定电枢电流iq*=min (iq, iqmax) 。HESM在弱磁升速区的调速曲线如图5所示。

3 HESM控制系统结构

HESM控制系统原理图如图6所示。本控制系统采用id=0的矢量控制策略, 系统主要包括坐标变换模块、SVPWM生成模块、逆变电路模块、转速处理模块、励磁驱动模块、电流分配模块和电机本体等。

与传统的永磁同步电机驱动系统相比, 混合励磁电机驱动系统增加了电流分配、励磁电流控制及励磁驱动电路三个模块。励磁电流驱动模块为一个单相全桥逆变电路, 可以实现励磁电流大小及方向的改变, 使励磁电流满足控制要求。励磁电流控制模块主要是根据电流分配器给定的励磁电流大小及方向对励磁电流部分进行控制, 通过电流闭环使得单相全桥逆变电路输出的励磁电流与给定一致。

4 实验与结论

以一台三相八极、额定功率为6 k W的HESM样机为控制对象, 来验证所提出的基于分区控制的矢量控制策略的可行性与有效性。

图7为电机工作于不同转速下, 维持电枢电流为额定电流, 调节电励磁电流时, 单位输出电流对应输出转矩的变化。当电机电枢电流不变时, 随着电励磁电流不断增加, 电机的输出转矩也线性增加。

图8显示了混合励磁电机空载反电势的有效值在增磁时随增磁电流的增大趋于线性增加, 随弱磁电流的增大趋于线性减小, 电励磁效果非常明显。

实验表明, 采用基于分区控制的矢量控制策略, 一方面可以通过增磁提高电机的功率密度, 使HESM获得更好的低速带载性能;另一方面可以更容易地实现弱磁升速, 拓宽其调速范围, 使得混合励磁驱动系统的应用前景更加广阔。

摘要：通过永磁与电励磁磁路的特殊设计, 研发了一种新型混合励磁同步电机, 在分析了其基本结构与调磁原理的基础上, 提出了基于分区控制的矢量控制策略, 深入研究了各区域的电流分配机制, 最后通过样机实验验证了该电机及其控制策略的可行性与有效性。

关键词：混合励磁,矢量控制,分区控制,电流分配

参考文献

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电机矢量控制方法研究 第5篇

电机拖动系统作为工农业生产发展的主要动力载体也是一个能源消耗大户, 具有相当大的节能减耗潜力。目前, 我国电机总装机容量已高达4亿k W, 平均年耗电量达6 000亿k Wh, 大约占整个工业耗电量的80%左右。0.55～220 k W范围内的三相交流异步电机在我国各类工程应用中居主导地位, 大约占在用电机总量的80%以上。由于受当时建设技术水平和投资资金制约, 电机拖动控制系统普遍存在基础自动条件简陋、运行效率较低等问题, 大约相当于发达国家20世纪六七十年代的控制水平。因此, 我国在三相交流异步电机控制系统节能减耗方面存在着非常大的发展空间。

1 三相交流异步电机矢量控制常用方案

在异步电动机控制领域, 交流变频调速矢量控制以其优异的调速和起、制动性能提高了异步电动机运行效率, 同时通过方案自优化使整个系统具有较高的功率因数, 达到了节能减耗的功能效果, 被国内外公认为电机最有前途的调速控制模式, 已成为当今电机拖动领域节能减耗、优化生产工艺流程、提高产品生产效率等的一种有效技术手段。

1.1 转差频率矢量控制方案

该控制方案主要利用相应传感器技术, 将控制对象的转矩偏差信号实时转换成电机的频率差值, 直接作用在电机电源上, 通过动态调节电机电源频率使其输入输出间保持转矩平衡。在电机正常运行过程中, 如果其外部负载等因素发生变化, 就会在电机内部形成对应的暂态电流, 破坏电机转矩平衡, 导致转矩偏差。转差频率矢量控制方案通常以电机电流幅值、相位以及频率三者作为被控对象, 利用相应频率调节机构, 保持电机内部旋转磁场大小始终不变, 通过改变电机内部旋转磁场旋转速度和对速度转差率的动态控制, 保证无延时转矩实时响应, 最终达到维持系统平衡的目的。

1.2 气隙 (定子) 磁场定向矢量控制方案

三相交流异步电动机内部是一个复杂的电磁交融环境, 气隙磁场是其环境中的一个特征量。气隙磁场定向矢量控制方案实际就是将矢量控制对象旋转坐标系的d轴定向为电动机内部气隙磁场的方向, 此时可以认为气隙磁场的q轴分量值为零。如果电机在运行过程中气隙磁通的d轴分量始终恒定不变, 这时电机拖动系统的转矩就与旋转坐标系q轴中的电流值成正比。定子磁场定向的矢量控制方案与气隙磁场定向矢量控制方案相似, 就是将旋转坐标系的d轴定位在电动机定子磁场方向上, 其余原理相同。因此, 在定子磁场定向矢量控制方案中, 利用相应控制手段, 通过控制电机旋转坐标系q轴的电流, 就可以实现对电机拖动系统转矩的动态控制, 达到实时控制电机调速的目的。

1.3 转子磁场定向矢量控制方案

该类控制方案就是将d、q旋转坐标系定向在电动机同步旋转磁场上, 将所检测到的定子电流的d轴分量作为系统控制的励磁分量, 同时将定子电流的q轴分量作为系统控制的转矩分量。

2 转子磁场定向矢量控制变频器

变频调速控制是我国三相异步电动机节能减耗技术改造的主要方向, 西门子公司自主研发的6SE70变频器是一种典型的转子磁场定向矢量控制变频器, 是电力电子技术结合多变量、非线性控制技术的优良产品, 是一种可视化智能全数字式交-直-交电压直接控制型三相交流异步电动机变频调速控制产品, 主要由IGBT逆变器主开关完成对电机拖动系统的电气调速直接控制, 同时还具有非常好的拖动系统快速稳定驱动调速控制性能。西门子6SE70转子磁场定向矢量控制变频器的矢量动态稳定调速控制功能, 可以对不同异步电动机实现高精度、实时的矢量调速控制。尤其是6SE70变频器自带的PG自动矢量控制调节方案优化模式, 不仅使整个电机控制系统具有较高的速度控制精度 (其控制精度可以达到0.01%) , 同时还具有非常大的启动转矩, 通常可以使电机拖动系统启动瞬间达到额定负载的150%, 从而大大提高三相异步电机拖动系统的启动、制动等控制性能水平。

3 矢量控制变频器在节能改造工程中的应用效果分析

3.1 变频调速系统改造逻辑方案

本方案对某卷场电机控制系统进行了变频调速系统改造, 主要采用西门子6SE7032-1EG60变频器和PLC共同组成主卷场机变频调速控制系统, 其具体改造逻辑方案如图1所示。

从图1可知, 主卷场电机是整个系统主要动力载体, 由6SE70变频器直接控制, 然后通过SIMATIC CPU412型PLC作为整个系统的上位机控制系统, 直接与中控室相应编码器PC机实时通讯。

3.2 变频调速控制系统改造效果分析

通过对卷场电机控制系统进行变频调速节能技术改造后, 整个系统自投运以来取得了非常良好的运行效果, 不仅提高了控制系统的运行可靠性, 保证了供水系统高效稳定运行, 同时还有效降低了三相交流异步电动机的运行综合能耗, 降低了单位产品的生产成本, 实现了低碳、节能减耗等控制系统改造的目的。整个系统在实际运行过程中所取得的主要改造效果如下:

(1) 提高控制系统运行可靠性。由6SE70变频器与可编程控制器PLC相互结合组成的三相异步电动机变频调速控制系统, 具有控制逻辑简洁、运行安全可靠、操作及检修维护方便等优点。在操作系统运行各环节中, PLC和变频器实时与相应的联锁和保护功能单元进行系统通讯, 从而大大提高了系统运行的安全可靠性能。同时系统还具备故障自检测、可视化人机互通等功能特性, 不仅可以在运行过程中为运行人员提供详细的运行数据信息, 便于其及时掌握系统综合运行工况, 制定合理的调度运行计划, 而且整个系统具备数据信息自动分析判断功能, 大大减轻了运行人员的工作量, 提高了系统运行的综合经济效益。

(2) 具有直流调速性能水平。基于6SE70矢量控制变频器的交流调速控制系统, 具备与直流控制系统相媲美的调速控制性能, 从而有效解决了传统交流调速控制系统中大功率异步电动机启动、停止、加减速等多参量、非线性复杂控制难题, 保证了整个异步电机拖动系统高效节能地稳定运行。

(3) 降低了系统综合能耗。三相交流异步电机拖动系统在采用基于6SE70变频器的变频调速系统改造后, 可以利用调速系统内部优化分析功能模块获得最优控制策略, 使电动机长期在最优工况条件下运行, 避免了传统控制系统中电机长期在“空载、轻载”等低效工况区运行的情况, 保证了异步电机拖动系统高效稳定运行。据实际运行数据分析可知, 改造后光节约电能费用就达到38%, 再加上节省日常维护和运行费用, 节约总费用可达55%, 其具体数据如表1所示。

从表1可知, 采用矢量变频调速控制后, 整个卷场电机的工作电流值由传统控制模式的170 A降低到108 A;功率值由98 k W降低到了70 k W, 减少28 k W;年耗电量减少了235 200 k Wh, 即年电费节约逾14万元。卷场电机在采用基于转子磁场定向矢量控制变频器的变频调速技术更新升级改造后, 整个系统的功率因素可以达到0.90左右, 其有效节能率高达40%以上, 大大减小了系统电能损耗, 保证了整个电机拖动系统的安全稳定运行, 从而推动了节能经济的高效发展。

参考文献

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电机矢量控制方法研究 第6篇

内馈电机是近年来出现的一种新型的绕线式电动机,与传统的串级调速电机相比,具有很大的优越性,尤其是在大功率风机、水泵类负载中的使用,能节约设备的投入成本[1],延长机组的使用寿命,降低泵站的能耗,是一种比较理想的主电机形式。

内馈电机的能量回馈主要是通过对内馈串级调速系统的逆变器进行控制,来调节逆变器能量回馈的大小,进而将转子的部分能量反馈到电机的定子侧。采用SPWM对逆变控制系统进行的设计,逆变器的触发角是固定的,这样的系统无功功率较大[2],功率因数不是很理想,而且晶闸管逆变容易产生逆变颠覆等问题。本文采用空间矢量脉宽调制(SVPWM),相比于SPWM,SVPWM具有更低的高次谐波和更高的电压利用率。此外对于逆变控制器的设计,目前国内工业控制的内馈电机的逆变器常采用开环控制,这种控制方法存在母线电流不可控,容易发生母线过流等故障,而且对负载的扰动较大,考虑以上存在的问题,有必要对内馈电机双环控制结构完成系统的闭环控制。

1 内馈电机工作原理

内馈电机是在绕线转子异步电机的定子中增加一套附加绕组[3],该绕组主要是用来接收从转子侧反馈的能量,其控制原理如图1所示。内馈电机的转子电压经整流器整流后进入斩波器,SVPWM控制器采样斩波电压,并根据定子侧电压、电流信号的相位和大小,产生SVPWM驱动的信号,控制逆变器中的6个绝缘栅双极晶体管(IGBT)的开、关,从而将内馈电机转子侧的回馈能量输送到定子的附加绕组上,实现能量的二次利用。

2 内馈电机双闭环控制系统的设计

在SVPWM逆变器控制系统设计中,主要采用电压外环和电流内环的双闭环控制策略[4,5]。电压外环的作用主要是稳定直流侧的母线电压,根据直流侧的电压大小来决定变换器输出的功率大小和方向,输出电流环给定信号。电流内环的作用是实时跟踪电压外环输出的电流给定,实现单位功率因数控制。

2.1 逆变器d-q轴解耦控制

在逆变器的控制方法上,假如采用传统的三相静止坐标系的数学模型,由于其电流环的给定信号为正弦波[6],所以系统的控制结果做不到无静差,而且其电压之间与电流之间存在着耦合,不方便控制器的设计[7]。若通过Park变换后得到两相旋转坐标系下的数学模型,则电流和电压被分解为两个直流量:d轴电流为系统输入的有功电流,q轴为系统输入的无功电流,则可以实现逆变器的网侧有功无功的单独控制。

假设定子侧的输入电压为:

式中Um、ω为电压峰值和电网角频率。

通过给定系统有功功率P*和无功功率Q*,可以得到其所对应的电流给定:

式中id*、iq*为给定的d轴、q轴电流。

为了实现逆变器的单位功率因数控制[8],将无功功率的给定设为0,并采用前馈解耦策略可得三相电压型逆变器在dq轴下的电压控制指令为:

式中Kpi为电流环的比例系数;Kii为电流环的积分系数;Ud*、Uq*为给定三相电压dq轴下控制量。

上式中将q轴电流的给定值设为0,即无功功率为0,可实现系统的单位功率因数控制。

2.2 电流内环参数设计

由于逆变器的触发逆变环节是一个纯滞后环节,因此在低频范围内可以用一个小惯性环节来代替[9],其传递函数为:

式中K0为触发逆变环节的放大系数,即为PWM的等效增益;T0为三相全控桥的滞后时间。

为了滤掉电流反馈中的谐波分量和防止干扰信号的侵入,则应在电流反馈回路中加入电流反馈滤波器,其传递函数为:

式中KI是电流反馈系数;TI为电流滤波器的时间常数。

逆变器的交流侧回路主要由电感和电阻组成,其传递函数为:

电流环的逆变框图如图2所示。

对上图的电流环再运用控制原理中的框图变换法则,经过一系列的等效和变换,并按照典型I型系统的参数整定原则,采用PI调节的零极点形式,并取该系统的阻尼系数ξ=0.707,则电流内环的传递函数为:

式中Ti为惯性时间常数,则电流内环可近似为惯性环节。

2.3 电压外环参数设计

逆变器的直流侧主要由电阻及电容两部分组成,因此其传递函数为:

为滤除电压环内谐波分量及干扰信号,在电压反馈通道内加入电压反馈滤波器,其传递函数为:

式中KV为电压反馈系数;TV为电压反馈滤波器时间常数,则电压外环调节器的传递函数见图3。

电压外环的主要作用是稳定直流侧电压。因此,在控制系统设计时,应着重考虑电压外环的抗干扰性能。利用自动控制原理的框图变换原则,其最后的传递函数为:

2.4 内馈电机双闭环系统仿真模型

其控制系统的仿真框图如图4所示。

假设IGBT斩波器的占空比为D[10],那么整流器输出电压Ud0与电容电压Udc的关系为:

式(11)的左面为整流器的输出电压;Rd为电抗L1的电阻;s为内反馈调速电机转差率;E2D为转子不转时的额定相电势;Id为整流回路电流;RD、XD为折算到转子侧的电动机每相电阻和每相漏抗。

将转差率代入式(11)可得内馈电机的转速表达式为:

由公式(12)可知,可以通过改变占空比来实现内馈电机的调速。当D较小时对应斩波器的触发脉冲的触发角较小,流过IGBT电流较少,大部分电流被逆变到电机定子的附加绕组上,电机的转速就较低;反之,则电机转速较高。这样,通过改变触发器的占空比可以对内馈电机实现平滑调速。

3 仿真结果与波形分析

在建立的矢量控制系统仿真模型上进行仿真研究。仿真参数为:三相供电电压为U1=6 k V,额定电流为I1=60 A;转子额定电压U2=900 V,额定电流为I2=340 A;反馈绕组额定电压U3=610 V,额定电流I3=110 A;额定功率为500 k W,额定频率为50 Hz,采样时间Ts=0.000 1 s。图5为内馈电机转子侧的整流波形,可看出整流后的波形为脉动的直流电。图6是内馈电机在不同占空比下的调速波形。

图7为SVPWM逆变器产生的6股触发信号中的一股,图8为逆变后的电压波形,由图可知,载波频率fc越高,调制后的电压波形越接近正弦波。

图9a)为有功电流id跟踪给定电流idref,图9b)为无功电流iq跟踪无功电流iq r e f的仿真波形,图中均采用标幺值。为实现单位功率因数控制,无功电流的给定值设为0。如图9 b)所示,无功电流很好的跟踪了给定值,控制系统表现出良好的跟踪性。

图10为逆变器交流侧a相相电流和相电压的仿真波形,因逆变器工作在逆变状态,且功率因数为-1,因此网侧相电流与相电压相位相差180°,直流侧电压通过逆变器向电机定子侧输送电能。

4 结语

本文设计了运用于内馈电机的电压外环电流内环的双闭环控制系统,采用dq轴前馈解耦控制策略对内馈电机的电流内环进行解耦控制,实现了内馈电机的单位功率因数控制。通过MATLAB仿真软件对采用SVPWM双闭环控制的内馈电机进行仿真测试,仿真结果表明,内馈电机具有优越的调速性能和较高的功率因数,同时SVPWM算法调制简单,电力电子器件可靠性高,对内馈电机运用于生产实践具有重要的实际意义。

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电机矢量控制方法研究 第7篇

常用的电机变频调速控制方法有电压频率协调控制(即V/F比为常数)、转差频率控制、矢量控制以及直接转矩控制等。其中,矢量控制是目前交流电动机较先进的一种控制方式。它又有基于转差频率控制的、无速度传感器和有速度传感器等多种矢量控制方式。其中基于转差频率控制的矢量控制方式是在进行U/f恒定控制的基础上,通过检测异步电动机的实际速度n,并得到对应的控制频率f,然后根据希望得到的转矩,分别控制定子电流矢量及两个分量间的相位,对输出频率f进行控制的[1]。采用这种控制方法可以使调速系统消除动态过程中转矩电流的波动,从而在一定程度上改善了系统的静态和动态性能,同时它又具有比其它矢量控制方法简便、结构简单、控制精度高等特点。

Simulink仿真系统是Matlab最重要的组件之一,系统提供了标准的模型库,能够帮助用户在此基础上创建新的模型库,描述、模拟、评价和细化系统,从而达到系统分析的目的。在此利用Matlab/Simulink软件构建了转差频率矢量控制的异步电机调速系统仿真模型,并对此仿真模型进行了实验分析。

1 转差频率矢量控制系统

1.1 数学模型[2]

转差频率矢量控制是按转子磁链定向的间接矢量控制系统,不需要进行复杂的磁通检测和繁琐的坐标变换,只要在保证转子磁链大小不变的前提下,通过检测定子电流和旋转磁场角速度,通过两相同步旋转坐标系(M-T坐标系)上的数学模型运算就可以实现间接的磁场定向控制。其控制的基本方程式如下:

电压方程:

式中:usm,ust,urm,urt为定、转子在M-T轴上的电压分量;Ls为定子自感;Lr为转子自感;Lm为定、转子互感;ω1为定子角频率、ωs为转差角频率;P为微分算子;Rs,Rr为定、转子电阻。

磁链方程为:

式中:ψsm,ψrm为定、转子磁链励磁分量;ψst,ψrt为定、转子磁链转矩分量;

M-T坐标上的电磁转矩方程:

式中:np为转子极对数;Te为电磁转矩。

当按转子磁链定向时,应有ψrm=ψr,ψrt=0,代入以上3个方程中,即得:

式中:M为定、转子互感系数;ψr为转子总磁链;Tr为转子电磁时间常数,Tr=Lr/Rr。异步电动机转矩为:

当电机稳态运行时,S很小,因此很小,转矩的近似表达式为:

式中:为电机结构常数;

R2为转子电阻,R'2为折算到定子边的转子电阻;φm为气隙磁通。

由式(9)可见,只要能保证φm不变,控制ωs即可控制Te,从而间接地控制电机的转速。

1.2 转差频率矢量控制系统结构[3,4]

基于转差频率控制的异步电动机矢量控制调速系统原理如图1所示。主电路采用SPWM电压型逆变器,转速采取转差频率控制,即异步电动机定子角频率ω1由转子角频率ω和转差角频率ωs组成(ω1=ω+ωs)。

图1中:ω、-ω分别为转子角频率给定和转子角频率负反馈;i1m、i1t分别为定子电流的转矩分量和励磁分量;ω1、+ω分别为定子角频率和转子角频率正反馈;u1m、u1t分别为定子电压的转矩分量和励磁分量;

根据基本方程,以及图1可以看出,在保持转子磁链ψr不变的情况下,电动机转矩直接受定子电流的转矩分量ist控制,并且转差角频率ωs可以通过定子电流的转矩分量ist计算,转子磁链ψr也可以通过定子电流的励磁分量ism来计算。在系统中,转速通过转速调节器ASR调节,输出定子电流的转矩分量ist,然后计算得到转差ωs。如果采用磁通不变的控制,则Pψr=0,由式(7)可得ψrm=Lmirm,代入式(6),得ωs=ist/(Trism)。

由于矢量控制方程得到的是定子电流的励磁分量和转矩分量,而本系统采用电压型逆变器,需要将电流的控制方式转换为电压控制。由于ψrm=Lmirm,ψrt=0,而变频调速时电动机转子短路即urm=urt=0,将其代入式(1),并展开可得定子电压的励磁分量usm和转矩分量ust,其变换关系为:

式中:σ为漏磁系数。

2 转差频率矢量控制调速系统仿真与研究

2.1 仿真模型的建立[5,6,7,8,9,10]

根据转差频率矢量控制系统的原理框图,采用Matlab/Simulink软件构建转差频率矢量控制调速系统模型如图2所示。图中控制部分由给定、PI转速调节器、函数运算、两相/三相坐标变换、PWM脉冲发生器等环节组成。

2.2 仿真与结果分析

2.2.1 模型参数

模型参数主要有电机模型参数、控制系统放大器参数、给定值模块参数、限幅模块参数等,其中电机参数设定为:额定电压UN=380 V;频率fN=50 Hz;极对数P=2;定子电阻Rs=0.435Ω;额定功率PN=25 kW;转子电阻Rr=0.435Ω;定、转子互感Lm=0.069 H;转动惯量J=0.19 kgm2;转矩给定值;逆变器直流电压510 V;定子绕组自感Ls=0.071 H;转子绕组自感Lr=0.071 H;漏磁系数;转子时间常数Tr=Lr/Rr=0.087。其它参数:励磁电流给定值;额定转速n*=1 400 r/min。仿真时间设定为0.6 s。

将参数代入式(6),式(10),式(11)中可得Usm,Ust和ωs函数表达式为:

式中:u(1)、u(2)、u(3)为模块参数变量,分别代表ism,ist,ω1。

2.2.2 仿真结果分析

在此采用ODE5算法对系统进行仿真。在启动0.5 s时加载TL=65 Nm,其仿真波形如图3所示。

从仿真结果中可以得到电机在起动和加载过程中,转速、电流、电压和转矩的变化过程。图3(a)中可以看到,转速随时间的变化逐渐增大。当t=0.361 s时,转速达到额定转速1 400 r/min左右,而当t=0.5 s时,由于此时电动机开始加载,所以使得转速有所波动,随后趋于稳定。图3(b)显示,电机空载起动达到稳定转速时,电流值下降为起动电流20 A。而电动机加载后,电流迅速上升,随后维持在左右。同样,图3(c)中,在加载后电动机转矩也随之增加,达到给定值Te=80 Nm。图3(d)反应了系统坐标变换模块和函数运算模块变换后输出信号波形,经2r/3s变换后的三相调制信号的幅值在调节过程是逐步增加的,信号幅值的提高,保证了电动机电流在起动过程中保持不变。图3(e)与图3(f)分别反映了电动机在起动过程中定子绕组产生的旋转磁场和电动机的转矩转速特性,图3(e)可以看出,定子磁链的轨迹一开始并不规则,而且在不断变化,但是随着时间的变化,磁链轨迹开始呈现规则图形,保持稳定,这是因为电动机在零状态起动时,电动机磁场有一个建立过程,在建立过程中磁场变化是不规则的,随着时间的推移,磁场逐渐规则如图3(e)所示。而磁场的变化则会影响转矩的变化,图3(f)所示转矩在一开始即电动机零状态起动时,大幅度变化,当磁场变化逐渐规则时,转矩变化也开始在小范围内波动,几乎保持稳定。电动机的转矩转速特性反映了通过矢量控制能使电动机保持恒转矩起动,并且调节ASR的输出限幅可以改变最大输出转矩。

3 结语

针对直接转子磁场定向矢量控制系统的缺点,在分析转差频率矢量控制系统方法原理的基础上,构建了转差频率矢量控制的异步电机调速系统仿真模型,并对这种模型进行了仿真研究与分析。在仿真实验过程中,为了获得较好的仿真波形,作者进行了大量的参数优化设计。实验中发现:系统中PI调节器的比例系数K1、积分系数K2与坐标变换模块输出信号的放大系数需要配合调节,当偏差较大时,调节K1,以快速减少偏差;当偏差达到要求后,调节K2,以消除稳态误差。同时要配合调节坐标变换模块输出信号的放大系数,这样才能保证PWM发生器输出正确的三相调制信号波形。仿真与实验结果验证了转差频率矢量控制的异步电机调速系统具有良好的动、静态控制性能。

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