宽带信号处理范文

宽带信号处理范文（精选10篇）

宽带信号处理 第1篇

阵列信号测向技术作为参数估计的一个典型例子，近二十年来也发展出了一个以信号循环平稳特性为基础的较为独立的分支。W.Gardner首次将信号的循环平稳特征引入窄带信号的阵列测向中，提出了Cyclic类方法[2]。此类方法由于综合利用了阵列信号的时域和空域信息，因而具有信号选择特性，能够分辨空间相隔较近但循环平稳特征互不相同的辐射源。但由于这类方法是针对窄带信号提出的，对信号时域包络的变化速度具有较大的依赖性，因而无法处理宽带信号。

为了突破Cyclic类方法的上述局限，G.Xu等研究了一般信号的循环相关函数，结果表明信号经时间延迟之后的循环自相关函数是原始信号循环自相关函数的相位偏移形式，且相位偏移量与时间延迟成正比。以此结论为基础并结合阵列接收信号模型，G Xu提出了用于宽带循环平稳信号阵列测向的SC-SSF方法[3]，该方法仍然具有信号选择特性，且同时适用于窄带和宽带信号。但该方法是针对信号的单一循环频率提出的，而很多信号，如相位编码信号等，通常具有多个离散的循环频率，对其他循环频率的简单忽略可能会造成信息的损失。

针对SC-SSF方法的上述不足，Huang Zhitao等提出了基于多循环频率聚焦的宽带循环平稳信号阵列测向方法[5]，弥补了基于单循环频率的SC-SSF方法对信号循环域信息利用不充分的不足。

本文以基于信号循环平稳特性的阵列测向方法为主线，对各种典型方法的原理及其优缺点进行阐述，并通过仿真实验验证了各种方法的性能，最后给出了宽带循环平稳信号阵列测向方法中有待进一步研究的问题。

1 窄带Cyclic类方法[2]

假设K个具有循环频率a的窄带信号以角度Θ={θ1, θ2, , θk}同时入射到由M (>K) 个单位增益的全向阵元组成的阵列上，噪声与信号循环统计独立。t时刻的阵列输出为

其中A=[a (θ1) , a (θ2) , , a (θk) ]，为多个信号的阵列响应函数，φkm (m=1, 2, , M) 为第k个信号

入射到第m个阵元相对于参考点的时间延迟，n (t) =[n1 (t) , n2 (t) , , nM (t) ]T为阵列在t时刻的加性高斯白噪声。

阵列的循环相关函数为

其中 () H为共轭转置算子，〈〉t表示时域平均。

综合 (1) (2) 得到窄带阵列输出的循环相关函数的简化形式为

其中为入射信号的循环相关函数。

可见，提取了循环平稳特征之后的阵列输出模型具有与窄带阵列输出类似的形式，可以借助常规窄带阵列信号的处理方法，如MUSIC等，实现对信号源的波达方向估计。但由于 (1) 所给阵列接收模型只适用于窄带信号，因此Cyclic类方法对信号带宽具有严格的要求，带宽的增大会引入较大的角度估计偏差[6]。

2 宽带SC-SSF方法[3]

为了克服Cyclic类方法在处理宽带信号时的局限性，G.Xu从一般的信号模型出发，研究了其时间延迟形式的循环相关函数的性质。

假设循环平稳信号y0 (t) 在循环频率α、时间延迟τ处的循环自相关函数为Rαy0y0 (τ) ，该信号经过时间延迟T之后的信号为y1 (t) =y0 (t+T) ，则y1 (t) 在该处的循环自相关函数与Rαy0y0 (τ) 存在如下关系：

由于在通常考查的远场信号环境中，假设参考阵元上的接收信号为，则第m个阵元的接收信号为

其中△km为第k个信号入射到第m个阵元时相对于参考阵元的时间延迟。

阵列接收信号的循环自相关函数为

其中为循环频率a处的阵列响应函数，为信号的循环相关函数矢量。

取不同时延τ处的阵列循环自相关函数得到伪数据矩阵

可见，无论窄带或宽带信号，通过提取特定循环频率处的循环平稳特征之后，都可以得到类似窄带阵列接收信号的形式，借助各种窄带阵列测向方法就可以实现对宽带循环平稳信号的波达方向估计。但是，SC-SSF方法只利用了信号单个循环频率a处的循环平稳特征，对其它循环频率的简单忽略可能会造成信息的丢失，特别是在低信噪比条件下，基于单循环频率的SC-SSF方法可能无法得到令人满意的参数估计性能，因此有必要考虑有效的基于多循环频率的参数估计方法。

3 多循环频率聚焦的SC-SSF方法[5]

为了解决SC-SSF方法只利用了单个循环频率因而可能造成信息损失的问题，Huang Zhitao等研究了基于多循环频率聚焦的SC-SSF方法，他们通过采取有效的途径进行多循环频率信息融合达到了改善低信噪比条件下阵列测向性能的目的。

以单个信号入射的情况为例，假设基于同一组原始采样数据得到了离散循环频率a1, a2, , aI处的阵列谱相关函数矩阵Y (a1) , Y (a2) , , Y (aI) ，每组数据中都包含有关于信号波达方向θ的信息，但同时又受到有限采样所引入的误差的影响，其统一的循环谱相关表示形式为

其中为循环频率ai处阵列对入射信号的响应函数，Gsai (f) 为循环频率ai、谱频率f处信号的谱相关函数值，Nai为循环频率ai处有限采样引入的谱相关函数估计误差。

(8) 式表明不同循环频率处谱相关函数的导向矢量之间存在一种由循环频率和信号波达方向决定的线性依赖关系，即

其中Tij为相移变换矩阵，Qij为幅度变换矩阵，且

只要能够实现不同循环频率处各通道相位偏移的对齐，就能对其有用信号能量进行累积，选取参考频率为a1，其实现过程为

其中Pai为循环频率ai处信号的谱相关能量。

4 仿真

为了说明Cyclic MUSIC方法在处理宽带信号时的局限性，并比较基于单循环频率和多循环频率聚焦的宽带SC-SSF方法的性能，以下设置两组仿真实验对三种方法的性能进行验证。

假设一个载频为12MHz，码速率为0.6MHz的BPSK信号从偏离法线30°方向入射到8个各向同性且增益为1的阵元组成的均匀线阵上，阵元间距为信号载频对应波长的一半，信噪比为20dB，采样频率32MHz，采样时间0.5ms。20次蒙特卡罗仿真实验得到如图1所示的空间谱图。

从图1可以看出，当信号相对带宽仅为5%时，Cyclic MUSIC方法的角度估计结果就会出现较大的偏差。

以下两个实验以BPSK信号为例，利用其在1倍和2倍码速率处所体现出来的循环平稳特性，比较低信噪比条件下基于单循环频率和多循环频率的SC-SSF方法的性能。仿真实验中使用20阵元的均匀线阵，阵元间距取为BPSK信号载频对应波长的1/2;信号载频为20MHz，码速率对应信号带宽，采用矩形波相位调制;采样频率100MHz，采样时间0.16ms。聚焦过程中预估角度为两个循环频率处各自的角度估计结果的均值，聚焦参考频率取2倍码速率，信号入射方向偏离法线10°。下面所给参数统计结果由300次蒙特卡罗仿真得到，其中加圈的直线对应循环频率取1倍码速率时SC-SSF方法的性能，加*直线对应2倍码速率处的性能，实线对应多循环频率聚焦方法性能。

取定码速率4MHz，图2给出了两个离散循环频率各自以及聚焦后SC-SSF方法的性能随信噪比的变化情况。取定信噪比为-13dB，图3给出了两个离散循环频率各自以及聚焦后SC-SSF方法的性能随信号带宽的变化情况。从图2和图3均可以看出，对多个离散频率信息的综合利用极大地改善了低信噪比条件下的阵列测向性能。

5 结论

信号的循环平稳特性在阵列测向中的应用经历了从窄带到宽带、从理论到方法的发展过程，该领域的研究人员以已有方法的缺点和不足为出发点，在解决问题、弥补不足的过程中逐步把循环平稳信号阵列测向方法推向前进，至今已较好地解决了一些具有普遍性的问题，形成了一个较为完备的理论、方法体系。

但作为阵列信号处理的一个重要组成部分，同时也是阵列测向方法的前提，循环平稳信号的源个数估计问题一直没有得到较好的解决，基于信号循环平稳特性的测向方法的优势，如信号选择特性、增强的阵列处理能力等，能否在源个数估计问题中得以体现是一个值得研究的问题。此外，信号的循环平稳特性的提取具有较大的计算复杂度，使得这类方法很难直接用于实际系统，因此，对宽带循环平稳信号阵列测向方法的快速实现算法的研究也具有重大的现实意义。

摘要：基于信号循环平稳特性的阵列测向方法在宽带低截获概率信号的侦收和处理中具有重要意义。该文以循环平稳信号阵列测向方法的发展为主线, 介绍了现有的几种典型方法的基本原理和各自的优缺点, 理清了该研究方向的发展脉络, 并对该研究方向的进一步工作提出了展望。

关键词：阵列信号处理,宽带阵列测向,Cyclic MUSIC,SC-SSF,综述

参考文献

[1]Gardner W A, Napolitano A, Paura L.Cyclostationarity:Half a century of research[J].Signal Processing, 2006, 86:639-697.

[2]Gardner W A.Simplification of MUSIC and ESPRIT by Exploitation of Cyclostationarity[J].Proceedings of the IEEE, 1988, 76 (7) :845-847.

[3]G Xu, Kailath T.Direction-of-Arrival Estimation via Exploitation of Cyclostationarity-A Combination of Temporal and Spatial Process-ing[J].IEEE Transactions on Signal Processing, 1992, 40 (7) :1775-1785.

[4]H Yan, H Fan.Wideband cyclic MUSIC algorithms[J].Signal Processing, 2005, 85:643-649.

[5]Huang Zhitao, Jiang Wenli, Zhou Yiyu.Focusing transform-based direction-of–arrival method exploiting multi-cycle frequencies[J].Progress in Natural Science, 2005, 15 (6) :491-495.

宽带用户常见故障的处理方法 第2篇

故障

一、宽带连不上

宽带连不上涉及到很多方面的问题，包括服务器故障、线缆故障、线缆干扰、ADSL MODEM故障（发热、质量差、兼容性不好）、网卡故障等。下面是几种常见的故障原因和处理方法：

宽带连不上出现常见的错误代码，根据错误代码去判断故障原因：

错误 678 无法连接到远程计算机，拨入方计算机没有应答,无法完成拨号网路连接。原因：

1、连接ADSL MODEM与网卡之间的连接网线出现问题，以致系统无法与ADSL MODEM连接。

2、线路问题

3、ADSL MODEM本身有问题，以致未有讯号

4、局端问题 解决方法：

检查室内的网络连接是否正常，网卡灯是否亮着。若都没有问题，则证明网络存在问题。检查网卡是否有问题，检查主干电缆、配线电缆、局端电缆是否有问题。ADSL MODEM是否好坏。

错误 691输入的用户名和密码不对，无法建立连接 原因：用户名和密码错误，ISP服务器故障 解决方法：

使用正确的用户名和密码，如忘记用户名和密码请拨打铁通客服10050更改。

错误 769 问题：网卡被禁用 解决方法：

进入设备管理器，把被禁用的以太网卡状态设置为启用，再重新连接即可。

故障二：网速慢、掉线

原因：1.ADSL MODEM性能不稳定、散热不好、受到外界强电磁干扰

2.线路不好。室内线路、主干电缆、配线电缆检查是否正常。

3.用户终端问题。用户电脑是否存在老化、病毒入侵等常见问题。解决方法：

步骤一：测试线路是否有故障，如发现有明显问题，可直接联系分公司建维部。

步骤二：是否局域网上网

局域网里所有电脑出现这种情况－－建议通过单机单网卡拨号检测，测试时关闭其它应用程序；

局域网里个别电脑出现这种情况－－如已确定局域网中有部分或个别电脑能正常上网，说明网络接入方面是没有问题的，通过上述检测均无效，建议找公司网管处理。

步骤三：建议到铁通官网测试网速（铁通网址：）找到主页左边软件点击鼠标右键—目标另存为—测试网速

测试正常（一般1M的速率测试在75kb/s左右就是正常的了，我们以申请带宽的80%来衡量，因为物理线路在传输中总有损耗），如测试不正常，联系互联网中心。

步骤四：查看网速慢的具体表现：

其他正常，只是玩游戏慢

如果只是玩游戏的时候网速慢那么可能是由于对端服务器问题导致，或者在上网的高峰时期，对端服务器访问量大，影响到玩该游 戏的速度，建议尝试与对方服务器提供商方面联系检查，或者更换其他的游戏服务器试试。

其他正常，只是访问个别网站网速慢，那么可能是由于对端服务器问题导致，建议您尝试与对方服务器提供商方面联系检查，也可能是上网高峰时期，对端服务器访问量大，影响到浏览速度。

晚上速度比白天慢

影响上网速度的原因有许多，就网络的使用而言，除了网络设置和网络传输质量外，在上网的高峰时期，由于各网站的服务器访问量大，也会影响到速度，如果您在晚上上网感觉确实有稍慢感觉，可能就是上网高峰期的原因，区别应该是临时性的，并且影响不会太大

网速问题的常用解决方法 其他正常，打开网页的速度慢

1、建议用户检测 IE ：打开 IE 浏览器点击 “ 工具 ” － > “Internet 选项 ” － >“ 删除文件 ” － >“ 删除所有脱机内容 ”（打钩）－ >“ 确定 ”。再点击 “ 连接 ” － >“ 局域网设置 ” － >“ 自动配置 ” 里都不打钩－ >“ 确定 ”。然后点击 “ 高级 ” － > 点击 “ 恢复默认设置 ” － >“ 确定 ”

2、检查互联网带宽

桌面—网上邻居—右键—属性—本地连接—右键—属性—Internet协议—双击—使用下面IP地址—IP地址：192.168.1.2—子网掩码：255.255.255.0—网关：192.168.1.1—DNS：211.98.4.1—确定。打开IE浏览器输入192.168.1.1—用户名：admin 密码：admin—检查“下行”是否与用户所要求的带宽一致(例如：带宽是1M，下行就是1024；带宽是2M，下行就是2048;以此类推。)

如数值不正常，请检查主干、配线电缆；线缆正常，请联系互联网中心。

步骤五：电脑设备故障、查杀病毒 建议先查杀病毒或检查电脑设备问题，当不会操作或不熟悉操作，可建议找身边熟悉电脑的朋友帮助处理；

步骤六：通过 PING DNS 方式判断网络状况。

开始—运行—输入CMD—输入ping 211.98.4.1 –t—回车

出现不正常（如出现 time out 的情况，以及延时值是否超过 100MS）的情况 步骤七：检测后属于网络拥塞问题：

出现此现象的情况极少，原因属于网络使用高峰期出现拥塞引起，铁通相关部门肯定会快速处理，也将会再进一步跟进。

步骤八：以上处理均无效，可联系分公司建维部处理。

故障三：能拨号上网，但不能打开网页 原因：1.用户终端问题

2.服务器问题 解决方法：

1.检查用户电脑浏览器、用户防火墙、DNS设置是否有问题；用户电脑是否存在病毒影响。

2.用户所访问的网站服务器是否被攻击，造成无法访问；或所访问的网站服务器用户访问量过大，响应用户不及时。建议用户更换一个时间段再进行访问。

3.点击开始—运行—输入CMD—输入tracert空格；将所发生的数据截图保存，以邮件形式传至网管中心邮箱（邮箱地址：ctt60511847@126.com）

故障四：上网正常，但玩游戏“卡”

原因：1.由于选择位于不同地区或同一地区不同ISP的网络游戏服务器，其游戏速度也会寻在很大差异。

2.用户终端问题

3.游戏服务器问题

4.网络问题 解决方法：

1.检查用户系统软件和在线软件的问题，是否安装并运行了一些下载和视频播放软件，挤占了用户网络带宽。

2.建议用户电脑上不安装经过验证影响ADSL用户性能的软件（如P2P、QQ直播、PPS、PPLIVE等网络软件）

3.建议用户及时更新操作系统补丁及杀毒软件并安装防火墙，做好网络安全保护。

以上均是宽带常见的故障及问题，如有其它问题，可联系分公司维护部。

郊县分公司

宽带信号处理 第3篇

Pyramid Research高级分析师Daniel Locke指出，预计固定宽带在2008年～2014年期间将以9%的年均复合增长率增长，而移动宽带计算服务的增长速度则是这一数字的3倍左右，其市场规模到2014年预计将达到690亿美元，占固定宽带的30%。他表示: “从中期看来，由于运营商已经对HSPA+、WiMAX和LTE网络进行了大量投资，北美等发达市场将会从移动计算服务中迅速获得最多的营收。在成熟市场，移动宽带网络能够对固定网络形成补充，从而确保了最佳、最普遍的连通性，但更重要的是，它们会成为填补数字鸿沟的解决方案。”

Locke指出，移动宽带网络在新兴市场普及率的提升也会带动可寻址市场的扩大，这就使移动宽带接入服务能更有效地与固定宽带服务竞争。在许多新兴市场，尤其是印度、非洲和中东，HSPA和WiMAX网络覆盖的地理范围将在可预见的未来内超过有线基础设施。固定网络的缺乏也使3G和WiMAX成为新兴市场和发达市场农村地区获得宽带服务的最佳选择。

尽管服务定价仍然是阻碍移动宽带网络普及的因素之一，但Pyramid预计，价格的下降和大量预付计划的推出将会逐步推动该服务在新兴市场的发展。此外，在发达市场，LTE和802.16m等4G技术最终也能为提供高带宽应用的能力提供支持，从而使固定宽带用户有足够的理由选择移动宽带。

宽带信号处理 第4篇

目标雷达信号可能是宽带信号,系统波段可能进一步扩展。由于馈源尺寸不能无限度地缩小,系统带宽、馈源尺寸、馈源间距将成为相互矛盾的需求,为了解决这个困难,拟在阵面左右两侧采用非等距间距,比如在右侧采用3/2波长间距,而左侧采用4/2波长的间距,利用间距的3与4互质的关系,可进行角度解模糊,获得真实的信号到达角。

1非等距间距解模糊条件证明

利用测量所得阵元间的相位差φi(θ),可根据孙子定理惟一确定无模糊信号DOA。

孙子定理基本原理:

$\text{整}\text{数}\text{的}\text{一}\text{次}\text{同}\text{余}\text{组}:\{\begin{array}{ccc}x\equiv b{}_1& & \text{m}\text{o}\text{d}(m{}_1)\\ x\equiv b{}_2& & \text{m}\text{o}\text{d}(m{}_2)\\ \cdots & & \\ x\equiv b{}_s& & \text{m}\text{o}\text{d}(m{}_s)\end{array}$

b1,b2,,bs为余数,当m1,m2,,ms为两两互质的整数时,对任意的整数b1,b2,,bs,总有整数解x,且此解在模m=m1,m2,,ms意义下惟一。其解可通过如下方法求得。

记Mi=m/mi,先求ui使:

$u{}_i{\rm M}{}_i\equiv 1\text{m}\text{o}\text{d}(m{}_i)1is$

则有:

$u{}_1{\rm M}{}_1+u{}_2{\rm M}{}_2+\cdots +u{}_s{\rm M}{}_s\equiv 1\text{m}\text{o}\text{d}(m)$

令ei=uiMi,i=1,2,,s,则孙子方程式的解为:

$x\equiv b{}_{1}e{}_1+b{}_{2}e{}_2+\cdots +b{}_{s}e{}_s\text{m}\text{o}\text{d}(m)$

利用孙子定理解DOA模糊的基本思路是:

选择两两互质的阵元间距di(与定理中的mi对应),根据测量所得的阵元间相位差φi(θ)(与定理中的bi对应),则可利用孙子定理惟一确定无模糊DOA(与定理中的x对应)。

因为两阵元间相位差φ(θ)=2πdi/λsin θ,在无模糊测相条件下,d=λ/2,因此φ(θ)=πsin θ。式中,测量值φ在-π～π变化,sin θ从-1～1变化,结果如图1所示。φ对sin θ是一条直线,具有一一对应关系,不产生角度模糊。

假设一个3元阵列,阵元间距为$\frac{3}{2}\lambda$和$\frac{4}{2}\lambda$。3元非等距线阵示例如图2所示。

$d{}_1=\frac{3}{2}\lambda$,因此φ1(θ)=3πsin θ。

因为sin θ∈[-1,1],则φ∈[-3π,3π],但由于实际测量所得的相位差φ∈[-π,π],任何超过这一范围的角度φ′都将折算进这一范围。即:

$\{\begin{array}{l}\phi ={\phi }^{\prime }+2\text{π},{\phi }^{\prime }<-\text{π}\\ \phi ={\phi }^{\prime }-2\text{π},{\phi }^{\prime }>\text{π}\end{array}$

对于每一个φ值,都有3个相应的sin θ,即有3个角度与之对应,从而存在角度模糊。不可能通过一对阵元来确定信号的DOA。与图1相比,图3中直线的斜率要大些,因此分辨率要高些。

为了解决模糊问题,需要另外一对间距为$\frac{4}{2}\lambda$的天线,其结果如图4所示。图中对任意的信号入射角θ,将有两个特殊的φ1,φ2与之对应,因此,只需测得φ1,φ2,即可求得入射角θ。阵元间距间的两两互质,保证了图中φ1,φ2和θ间的一一对应关系。

2非等距线阵空间傅里叶变换

2.1 阵列模型

将70个阵元分为两部分,设入射角为15°。第一部分M1=30,阵元间距为$d{}_1=\frac{4}{2}\lambda$,第二部分M2=40,阵元间距$d{}_2=\frac{3}{2}\lambda$,如图5所示。由于阵元间距超过波长的1/2,所以存在角度模糊,根据非等距线阵解模糊条件可知,此时d1与d2互质,满足条件,可以进行解模糊。

将非等距线阵天线接收到的宽带信号表示成如下的矩阵:

$\left[\begin{array}{ccccc}x(0,0)& x(1,0)& x(2,0)& \cdots & x({\rm M}-1,0)\\ x(0,1)& x(1,1)& x(2,1)& \cdots & x({\rm M}-1,1)\\ x(0,2)& x(1,2)& x(2,2)& \cdots & x({\rm M}-1,2)\\ ⋮& ⋮& ⋮& \ddots & ⋮\\ x(0,{\rm N}-1)& x(1,{\rm N}-1)& x(2,{\rm N}-1)& \cdots & x({\rm M}-1,{\rm N}-1)\end{array}\right]$

矩阵的M列分别表示线阵天线的M个阵元,N行分别表示接收端信号高速采集卡以一定采样频率在信号一个脉冲周期中采集到的N个采样点。

对接收信号矩阵的每一列作N0点的FFT(NN0),得到各阵元接收宽带信号x(n)的离散频谱,可表示为:

$\left[\begin{array}{ccccccc}X(0)& X(0)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{d{}_1}{\lambda {}_1}\sin \gamma }& \cdots & X(0)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1}{\lambda {}_1}\sin \gamma }& X(0)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1+d{}_2}{\lambda {}_1}\sin \gamma }& \cdots & X(0)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1+40d{}_2}{\lambda {}_1}\sin \gamma }\\ X(1)& X(1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{d{}_1}{\lambda {}_2}\sin \gamma }& \cdots & X(1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1}{\lambda {}_2}\sin \gamma }& X(1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1+d{}_2}{\lambda {}_2}\sin \gamma }& \cdots & X(1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1+40d{}_2}{\lambda {}_2}\sin \gamma }\\ ⋮& ⋮& \ddots & ⋮& ⋮& \ddots & ⋮\\ X({\rm N}{}_0-1)& X({\rm N}{}_0-1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{d{}_1}{\lambda {}_{{\rm N}{}_0}}\sin \gamma }& \cdots & X({\rm N}{}_0-1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_2}{\lambda {}_{{\rm N}{}_0}}\sin \gamma }& X({\rm N}{}_0-1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1+d{}_2}{\lambda {}_{{\rm N}{}_0}}\sin \gamma }& \cdots & X({\rm N}{}_0-1)\text{e}{}^{\text{j}2\text{π}\frac{29d{}_1+40d{}_2}{\lambda {}_{{\rm N}{}_0}}\sin \gamma }\end{array}\right]$

2.2 插值对齐

通过观察不难发现,矩阵中每行上相邻元素,前30个阵元的相位相差为2πd1sin γ/λi,后40个阵元的相位相差为2πd2sin γ/λi,这是由于线阵天线阵元在空间等距延伸分布,使得接收信号在传播过程中形成固定路径差,从而导致相位差。这样,对于矩阵中每行元素组成的序列,可以等效地看作信号频率为sin γ成正比的单频信号,以等效采样频率λi/d1,λi/d2欠采样得到的空间频率采样点。

以第一行为例,取$\lambda {}_1=\lambda ‚d{}_1=\frac{4\lambda }{2}‚d{}_2=\frac{3\lambda }{2}$,空域向量为:

$[\begin{array}{ccccccc}X(0)& X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}4\sin \gamma }& \cdots & X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}294\sin \gamma }& X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}(294+3)\sin \gamma }& \cdots & X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}(294+403)\sin \gamma }\end{array}]$

前30个元素相当于对信号频率为sin γ成正比的单频信号进行4倍抽取,后40个元素相当于对信号频率为sin γ成正比的单频信号进行3倍抽取,

对前30个元素每个元素间内插3个0进行FFT变换,对后30个元素每个元素间内插2个0进行FFT变换。

第一部分:

$[X(0),0,0,0,X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}4\sin \gamma },0,0,0,\cdots ,X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}294\sin \gamma },0,0,0]$

第二部分:

$[X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}(294+3)\sin \gamma },0,0,X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}(294+32)\sin \gamma },0,0,\cdots ,X(0)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}(294+430)\sin \gamma },0,0]$

两部分波束后的角度模糊分别有四个和三个栅瓣,把模糊角度的栅瓣对齐后,将两部分对比,在相同位置有峰值的角度即为解模糊角。栅瓣波束方向图如图6所示。

对两部分阵列相加和相减后对齐,进行解模糊,如图7所示。

可以从图7中发现,对齐的位置相加后幅度最大,相减后在所有峰值处最接近于零,估计的角度为15°。

设接收信号矩阵各行分别对前后两部分按欠采样率补0后分别作相应点数的FFT后得到矩阵:

$\left[\begin{array}{ccccc}X{}_1(0)& X{}_1(1)& X{}_1(2)& \cdots & X{}_1({\rm M}-1)\\ X{}_2(0)& X{}_2(1)& X{}_2(2)& \cdots & X{}_2({\rm M}-1)\\ X{}_3(0)& X{}_3(1)& X{}_3(2)& \cdots & X{}_3({\rm M}-1)\\ ⋮& ⋮& ⋮& \ddots & ⋮\\ X{}_{{\rm N}{}_1}(0)& X{}_{{\rm N}{}_1}(1)& X{}_{{\rm N}{}_1}(2)& \cdots & X{}_{{\rm N}{}_1}({\rm M}-1)\end{array}\right]$

3方法总结

如果按照窄带信号的波达方向估计方法,就是在上式中矩阵每行找出模平方最大的元素,找出其对应的sin γ值,进而计算出波达方向γ。对于宽带信号,其信号能量分布在一定范围的频带上,故在上式中对应的某些行上存在信号功率分量,这样就可以把各行在γ方向上进行信号功率积累,从而提高对宽带信号波达方向检测的性能。为了将各子带作FFT后在γ方向上信号功率实现相加积累,必须保证上式中矩阵同一列元素对应γ角度要一致,即在γ域上对齐。通过空间域插值实现。把每个子带对齐的对应各点取模平方求和,达到信号功率非相参积累的效果。

由上可得非等距线阵宽带信号处理流程:

(1) 对接收信号进行时域FFT;

(2) 对第一步结果第一行前后两部分按欠采样率补0后分别进行相应点数FFT;

(3) 对第一步结果第i(i≥2)行前后两部分补0后分别进行相应点数FFT;

(4) 前后两部分对齐后分别进行功率积累;

(5) 前后两部分相加进行解模糊。

原理图如图8所示。

摘要：获得宽带信号的波达方向,提出一种基于非等距的参差线阵方法。利用孙子定理、解模糊条件、分频带相控阵等方法解释非等距线阵。构造出的参差线阵通过处理合成,保持阵列对不同频率指向的一致性,达到信号功率非相参积累的预期效果。解模糊得到信号的波达方向,通过实验仿真验证方法可行。

关键词：非等距线阵,宽带信号,解模糊,FFT

参考文献

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宽带信号处理 第5篇

关键词：宽带信号处理机超长指令字媒体加速处理器

作为消费类电子设备市场上综合宽带数字通讯和媒体处理器核心设备的主要供应商，赤道（Equator）技术公司推出了一款高速宽带数字信号处理器MAP-CABSP，在300MHz的时钟周期运行速度下，其处理能力为30GOPS（每秒300亿次整数运算），处理速度相当于PentiumIII的6.4倍，是其它解决方案的10倍以上。其核心功能是通过软件为高性能、大视频流的宽带应用而设计的。可编程序的芯片允许服务提供者展开更多的服务和功能，如time-shifting、安全媒体播放及有针对性的广告。在高性能的宽带应用产品中如机顶盒、数字电视、视频会议系统、医疗图像产品、数字视频编辑系统和办公自动化等有着广泛的应用前景。MAP-CA是Equator公司MAP系列超长指令字处理器中的一种。

1系统框图

MAP-CA宽带信号处理器（BSP）内部框图如图1所示。主要包含一个超长指令字处理器内核（TheVLIWcore）、一个可编程位流协处理器（TheVLx）、视频滤波协处理器、显示刷新控制器和丰富的数字I/O接口等。MAP-CA支持各种用软件实现的视频、图像以及信号的压缩和解压缩，这种软件实现的算法相对硬件实现有很大的优越性，升级非常方便。

2硬件接口

MAP-CA的硬件接口包括视频输入输出接口、音频输入输出接口、PCI总线接口、SDRAM接口、显示控制器接口、I2C接口、ROM控制器接口和标准的在线可编程JTAG接口等。

2.1视频输入输出接口

MAP-CA有两个视频输入口和一个视频输出口。每一个输入口都支持MPEG-2传输通道接口（TCI）或者ITU-RBT.601/656信号格式。输出口支持ITU-RBT.601/656兼容信号。更让人称奇的是，这几个视频输入输出口还可以作为通用的数据传输端口。

在TCI接口模式下，视频输入接口可以按串行或者并行方式输入MPEG-2视频数据包。默认情况下，串行数据在tci_data[0]输入，并行数据在tci_data[7:0]输入，TCI接口能智能判断输入数据包中的同步位，或者利用外部的tci_cync信号同步输入数据。一旦检测到同步信号，MAP-CA就会把数据送到片内的存储器中。

对于ITU-RBRT.601/656的输入信号，外部只需另接一个视频编码器（如Philips公司的SAA7111A芯片）就可把NTSC/PAL制式的信号转换成ITU-RBT.656信号，解码器还可以用系统自带的I2C总线来控制。视频输入输出接口支持单独的H/V同步（ITU-RBT.601）或者内嵌同步信号（ITU-RBT.656）信号，可以无缝地实现与NTSC/PAL视频编码器的接口。同样可以采用系统自带ITU-RBT.656的I2C总线来控制NTSC/PAL视频编码器。

作为通用数据传输端口（GPDP）时，可以像普通的数据端口一样，进行8位数据的并行输入输出。再加上一个时钟和一对握手信号，这个接口提供了多个MAP信号处理器连接的另一种实现方式。这个数据端口支持的最高数据传输率可以高达60Mbps。

2.2音频输入输出接口

MAP-CA支持多种音频接口格式。它有一个IEC958音频接口和一个I2S接口。其中IEC958音频接口支持索尼、飞利浦数字接口S/PDIF、AES/EBU接口、TOSLINK接口。I2S接口主要用在家庭影院中高质量的音频D/A转换器上，MAP-CA的I2S接口符合标准的串行协议，最多可以接3个立体声DAC和一个DAC，支持48kHz、44.1kHz和32kHz的音频采样频率。该接口还支持主、从两种工作模式。

2.3PCI总线接口

MAP-CA的PCI总线接口与PCI2.1规范完全兼容，最高数据传输率高达66Mbps。PCI接口中的配置寄存器在芯片上电时由ROM控制其初始化。MAP-CA的PCI接口作为PCI总线的目标设备时，通过PCI接口可以访问MAP-CA内部的SDRAM，还可以访问一些相对程序员透明的控制寄存器、PIO空间等。作为PCI主控器，PCI接口可以用超长指令字内核（VLIWcore）、协处理器来初始化PCI总线请求，还可以发起内存、I/O和配置命令。MAP-CA可以作为PCI总线上的主机。它有三对申请/应答信号线，使得在多处理器系统应用中最多可以有4个MAP-CA同时接到PCI总线上而不需要任何中间转接装置。MAP-CA是一个单一3.3V供电的器件，如果在5VPCI总线结构系统中使用，需要一个3.3V～5V的电平转换芯片即可。

2.4SDRAM接口

SDRAM接口控制单元最多允许用户外接128MB的SDRAM，而不需要任何外部逻辑。外部的PCI主设备还可以通过PCI接口单元的地址译码单元来访问SDRAM。存储控制接口还包括一个可编程硬件单元，可以实现数据

从存储器到存储器、从存储器到高速缓存的传送、排队等操作。片内的锁相环产生存储控制单元的时钟信号，并利用这个时钟实现MAP-CA与SDRAM的同步，极大地方便了CPU核与各种速度不同的存储器的匹配。

2.5显示刷新控制器接口

显示控制器接口（DisplayRefreshControl,DRC）里有很多高档的图形显示技术，复杂视频混合、2D图像混合、导航服务都在显示硬件接口里得到了很好的实现。该接口还支持色彩空间转换、图形γ校正，输出的格式有YcbCr和RGB两种。DRC支持的最大分辨率是1280×1024。当时钟频率达到108MHz时，可以支持16位象素格式。

2.6I2C接口单元

I2C总线是Philips公司开发的一种串行通信总线。它利用两根双向的（数据经SDA、时钟线SCL）实现器件与器件之间（IC与IC之间，简称I2C：integrated-circuitinterfacecircuit）的串行通信。MAP-CA既可以作为I2C总线上的主机，又可以作为从机来与外部I2C总线设备交换地址数据信息。与一般的I2C接口不同的是，MAP-CA还附加一条选择输出线iic_select，可以通过软件来控制外部的复用电路或者电平转换器，使这个接口可以选择是否作为I2C总线来使用。这条选择输出线还可以作为普通输出线来使用。

2.7ROM控制器接口

ROM控制器接口单元（ROMCON）有以下四种不同的功能：

・作为MAP-CA的配置和启动电路的接口，在系统启动时读取系统配置并启动程序。

・作为FLASHROM接口，控制片外FLASHROM的读写操作。

・作为中断控制和仲裁逻辑，控制软件和硬件产生的VLIW核及PCI总线中断的使能、设置和清除。

・作为内部可编程寄存器的访问接口，可以实现对内部可编程寄存器的访问。

2.8JTAG接口

MAP-CA支持标准的IEEE1149.1边界扫描测试端口，可以很方便地实现在线调试。当没有使用JTAG接口时，应将TCK和TRST管脚接地。

3软件开发

MAP-CA可以完全用C语言编程，不需要任何低级语言。为此，赤道技术公司提供了一套名叫iMMediaTools的软件开发包，其中包括一个优化的并行C语言编译器、FIRtree媒体本质扩展C语言、汇编器、连接器、源代码调试器、两个虚拟机仿真器和分类的库函数。为了方便视频图像的处理，Equator公司特别提供了一系列用于视频处理的媒体库参考源代码软件包，包括常用的MPEG-2编码和解码模块、MPEG-4编码和解码模块，H.268+编码和解码软件模块以及MPEG音频编解码模块。

3.1C编译器

MAP-CA开发系统包括带有FIRtree媒体本质扩展C语言的iMedialC编译器。FIRtree是专门的单指令多数据流形式的高速媒体处理扩展语言。这个C编译器运用了大量的优化和全局配置技术，把涉及硬件的操作留给编译器完成转换，从而使编程人员不需要使用费时费力的汇编语言就可以完全发挥硬件的全部性能。

使用C语言编程可以节省开发费用、加快产品开发的周期、降低系统成本、减少维护时间，而且十分方便软件的升级。整个编译器使用一系列复杂的内嵌扩展、定义和频率跟踪算法，更好地实现了代码的高效性。而相对编程人员来说，面对的还是熟悉的集成开发环境对编程人员来说，面对的`还是熟悉的集成开环境（IDE）。在这个集成开发环境中，可以进行编程、检查、测试、装配和连接源程序代码。

3.2FIRtree媒体本质语言

FIRtree媒体本质扩展C语言一次从数据存储器中读取128位字的数据。这个128位字的数据中可以包括很多32位或者64位的操作数，它只需要两个额外的寄存器来存储立即数，即可同时并行执行这些数据单元中的指令。

3.3库函数

iMMediaTools软件开发包提供了标准的C语言运行库和专门支持MAP-CA处理器内部资源（数据流容器和可变长度编码协处理器等）的函数库包。

4应用实例

在一个实际系统中，MAP-CA宽带信号处理器可以有主模式和非主模式两种。主模式中，MAP-CA作为系统PCI总线上的主机，控制外围器件，组成一个独立的系统。非主模式通常把整个应用系统作为PC机的一个通用PCI插卡，PC主机可以运行WINDOWSNT、WINDOWS或者REDHATLINUX等操作系统。为了方便应用，这里给出了个通用的接口模式，是非主模式的情况，可以满足大部分系统的需要。用MAP-CA宽带信号处理器设计一个视频信号处理卡，原理框图如图2所示。输入的模拟视频信号（S-Video或者CVBS）经过视频编码器SAA7111A进行模数转换和数据格式处理后，得到标准

宽带信号处理 第6篇

电子情报是对雷达系统发射信号进行观测的结果,目的是获得有关雷达性能的信息[1]。雷达信号分选是电子情报侦察的重要技术环节,其目的在于从复杂的电磁环境中分离不同辐射源信号,为后续辐射源识别和战场态势评估提供先验知识[2]。现代战争中,各种复杂体制的雷达和制导武器大量使用,电磁环境日益复杂多变,辐射源信号明显增多。随着雷达技术的不断发展和应用需求,宽带雷达信号已经成为雷达系统的主要选取样式,而且不同辐射源信号交织在一起,信号所设计的截获和处理频率明显加宽。

片上系统(System on Chip,SoC)设计技术为实时分选和识别复杂电磁环境中的雷达信号提供了可能。片上可编程系统(System on a Programmable Chip,SoPC)是基于现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Arrays,FPGA)的SoC,支持基于IP(Intelligent Property)复用的设计技术,其基本的实现思路是“微处理器+可编程逻辑”,将FPGA的动态配置技术与SoPC技术相结合有着广泛的应用前景[3]。Xilinx公司在其芯片中嵌入了硬核PPC(PowerPC)和软核MicroBlaze,可以实现系统的自我配置,全面提升了系统的性能[4]。本文基于SoPC可配置平台,设计实现宽带雷达侦察信号分选,相比于传统系统,该方法的硬件资源利用率更高,信号分选更具实时性[5]。

1 系统总体设计

1.1 系统功能框架设计

各个子系统可以进行模块化设计,具有较强的可移植性,采用软硬件一体化设计,减小了系统设计风险,缩短了开发周期。系统功能框架如图1所示。

1.2 系统硬件开发平台设计

该系统硬件开发平台主要包括射频前段模块、信号处理模块和主机控制显示模块。信号处理模块主要由两片FPGA、两个DDR2存储器、CF卡等组成。FPGA1用以完成宽带信号的预处理;FPGA2内嵌PPC处理器,用来进行算法的软件层面处理和不同模式的任务调度。系统硬件开发平台如图2所示。

1.3 系统总体设计

信号分选处理模块主要基于SoPC架构[6]进行设计,利用开发工具EDK完成软硬件一体化设计。它的设计实现如图3所示。

图3中FPGA1完成信号分选预处理,FPGA2完成信号分选主处理。主机通过PCI总线向微处理器PPC发出模式配置指令和参数配置指令,PPC进而控制SystemACE,将宽带信号处理bit文件分别加载到两片FPGA上。FPGA1将预处理结果通过FPGA2的片上BRAM传输到DDR2中。然后PPC调用DDR2中的缓存数据进行信号分选主处理,并将处理结果存储到结果IP核中。终端主机可以通过PCI总线向FPGA2发出请求,将最终处理结果传送到终端显示。

2 宽带雷达信号分选的实现

2.1 功能设计

宽带雷达信号分选处理主要由FPGA1和FPGA2共同完成。FPGA1主要对输入信号做宽带实时FFT处理,得到频率信息和时域信息,然后传给FPGA2进行后续处理。FPGA2主要是在PPC处理器上完成信号分选和辐射源的参数测量,最后通过PCI总线将处理结果传输到主机显示。这里,处理结果中除了包含传统的脉冲描述字(Pulse Discreption World,PDW)[7]外,还包括脉间和脉内信息,不妨称之为辐射源描述字(Emitter Source Discreption World,ESDW)。信号处理流程如图4所示。

2.2 通信接口的设计与实现

宽带雷达信号分选设计流程中一共涉及两个通信接口,分别是FPGA1和FPGA2之间,以及FPGA2和PCI之间。为了使数据传输速度加快,降低脉冲数据丢失概率,采用片上双向BRAM作为数据传输接口,由PPC处理器作数据处理和传输控制,如图5所示。

本文共设计5个片上BRAM存储器。其中,Plb_BRAM用于存放处理器程序,其余4个用于数据传输。考虑到片上BRAM的存储空间限制,设定Plb_BRAM为128 KB,4个数据传输BRAM为64 KB。采用DMA模式,传输速率可达120～150 Mb/s 。BRAM0,BRAM1,BRAM2和BRAM3的A口均由PPC处理器来控制,处理器可以通过统一编址对存储器进行读/写操作,4个BARAM的B口分别外化。BRAM0用于FPGA1向FPGA2写入宽带信号预处理数据;BRAM1用于FPGA2将处理结果传送到PCI总线;BRAM2用于将主机命令通过PCI传送到FPGA2;BRAM3用于将解析后的配置参数信息写入FPGA1,实现对FPGA1的控制。

2.3 信号分选算法预处理

信号分选的预处理主要在FPGA1中完成。经过射频采样之后,采用下变频技术,将射频信号混频到中频信号[8]。进而对中频信号进行连续FFT处理,得到无缝频域预处理结果。通过时域检测得到脉冲起始和结束时间,与对应的频率预处理帧结果一起传输到FPGA2进行后续处理。时域检测即通过将信号幅度与固定门限比较,来确定数据中是否存在信号,信号幅度可以由正交下变频后I/Q两路信号运算得到[9]。脉冲内信息的粗提取可以通过瞬时自相关、短时FFT等方法[2]来获得。处理流程如图6所示。

2.4 信号分选算法的PPC处理流程

PPC处理器主要根据FPGA1硬件的预处理结果,进行精细脉冲分选算法。由于FPGA1是对信号做连续FFT处理,所以部分背景噪声信号的频域预处理结果也会传输到软件程序中,这就需要提取出有效脉冲信号的频率信息。

本文借助于FFT处理结果帧号信息,找到与时间轴相关联的在脉冲起始时间和结束时间之间的频率信息结果。例如:当N*1 024>TOA and N*1 024<TOEND,那么N和N+1帧的频率信息是有效的(简单考虑也可以只认为第N帧是有效的,FFT点数为1 024),由此,可得到有效频率预处理帧的总数目和新的帧序列。然后根据这些描述字当中的起始频率fre_start和截止频率fre_end进行频率拼接,形成单个脉冲的频域处理段[10]。按照上述方法,对后续脉冲预处理数据进行逐一处理,再将不同脉冲的时频域参数进行聚类分析,将不同辐射源分离提取。与此同时,根据脉冲串信息和脉内预处理信息,对脉间和脉内信号调制类型进行分析。当识别辐射源数量超过M个,则将处理信息归类到未处理辐射源雷达中。每次处理以P个脉冲作为1组,每组处理之后将结果信息通过PCI发送到主机,进行数据更新。PPC处理器信号分选流程如图7所示。

3 宽带雷达信号分选的实现

3.1 算法功能测试

本文所设计的信号处理系统在SoPC开发板上得到应用,下面给出相关部分测试结果,测试重点针对同时到达信号的分选和宽带雷达信号的测量。

测试信号描述:载波频率1.00 GHz,信噪比均设定为15 dB,脉间无特殊调制,信号样式包含点频、线性调频和BPSK三种。

信号1:单点频,中心频率为90 MHz,脉宽为10 μs,PRI为1 ms。

信号2:单点频,中心频率为40 MHz,脉宽为20 μs,PRI为2 ms。

信号3:线性调频,基带中心频率为20 MHz,带宽为50 MHz,脉宽为10 μs,PRI为1 ms。

信号4:线性调频,基带中心频率为30 MHz,带宽为100 MHz,脉宽为20 μs,PRI为2 ms。

信号5:二相编码,基带中心频率为10 MHz,采用7位巴克码编码方式,脉宽为15 μs,PRI为1.5 ms。

信号6:线性调频,基带中心频率为25 MHz,带宽为200 MHz,脉宽为5 μs,PRI为0.5 ms。

从表1测试结果来看,本文设计的SoPC系统将输入信号进行了正确分离,各项参数测量均超过了90%。随着信号带宽的加大,载频和带宽测量精度有所下降。PRI测量结果精度较高,只受到计算精度的固有影响,这表明信号脉冲的丢失概率很低。

注:脉间调制信息均为无特殊调制。

3.2 信号处理的实时性讨论

信号处理实时性是衡量电子侦察系统重要指标,为测试系统时间,采用如下信号进行系统测试,即单载频脉冲信号:载频1.0 GHz,脉宽10 μs,PRI=1 ms;双点频信号:载频1.0 GHz,脉宽10 μs,PRI=1 ms;线性调频信号:载频1.0 GHz,脉宽10 μs,带宽20 MHz,PRI=1 ms。

测试结果:5脉冲处理总时间为6.059 9 ms,响应时间为1.009 9 ms,平均单脉冲处理时间为202 μs。

PPC软件处理时间:

(1) 单载频5脉冲信号处理:21 748+128=21 876 ns(128为标志位读取时间);

(2) 双单载频5脉冲信号处理: 54 478+128=54 606 ns;

(3) LFM 5脉冲信号处理:20 493+128=20 621 ns。

侦察信号处理的完整过程从信号到达接收机开始,到结果数据准备显示为止。对于本系统5脉冲信号处理时间为6.059 9 ms,包括信号固有持续时间5.05 ms和处理响应时间1.009 9 ms,平均单脉冲处理时间为202 μs。其中响应时间包括FPGA1预处理时间、数据传输时间和PPC软件处理时间。经过PPC软件程序测试时间发现,随着信号复杂度的增加,PPC处理时间随之加长,但响应总时间并未有明显变化。这里就涉及到脉冲在FPGA1上的预先处理、数据传输等环节,与信号固有特性和FPGA1处理速度密切相关。5脉冲响应时间接近于1个脉冲重复周期,这意味着每处理1组脉冲数据就有可能丢掉1个脉冲数据。如果按照脉宽为10 μs计算,那么信息丢失率为10 μs/5 ms=0.2%。由此可得,当占空比小于1%时,其脉冲信息丢失率不超过0.2%;当占空比小于10%时,其脉冲信息丢失率不超过2%。

4 结 语

本文基于SoPC可配置技术,研究并实现了雷达脉冲信号的分选处理算法系统,重点阐述了宽带雷达信号分选和参数测量的软硬件协同设计思路。文中设计的实际系统将宽带侦察信号的处理分为预处理和主处理阶段,分别采用硬件并行处理和软件顺行处理来完成,具备准实时处理能力。本文研究所采用的SoPC可配置技术弥补了传统侦察信号处理系统的不足之处,系统资源利用率更高,系统功耗降低,体积减小,适合机载和星载的信号侦察处理。本文所设计的信号分选算法较为简单,后续可以研究利用嵌入式操作系统完成复杂算法的设计和多任务调度等难题。

摘要：为了在复杂电磁环境中快速准确地获取雷达辐射源信息,采用SoPC可配置技术,设计实现了宽带雷达侦察信号分选系统。基于软硬件一体化设计框架,阐述了信号分选和参数测量算法的设计流程。对250MHz带宽内的三种不同调制类型信号做了仿真实验,在15dB信噪比将6个输入信号进行了正确分选输出,各项雷达参数测量结果精度均超过90%。同时对信号的处理时间进行了讨论,该系统在雷达信号脉冲占空比小于10%时,脉冲信息丢失概率不超过2%。工程应用表明,该设计方法具备准实时处理能力,参数测量准确,资源利用率高,适用于机载或星载辐射源侦察。

关键词：SoPC,宽带雷达,信号分选,实时处理

参考文献

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宽带信号DOA估计自回归迭代算法 第7篇

关键词：自回归迭代,MMSE准则,稀疏表示,DOA估计

宽带信号DOA估计是阵列信号处理的一个重要分支,在目标跟踪、智能天线系统等方面有重要的应用。目前宽带信号DOA估计算法主要有两大类:一类是非相干信号子空间法(ISM)[1],这类算法计算量大,分辨率低,且不能分辨相干信号源;另一类是相干信号子空间法(CSM)[2],这类算法分辨率高且能分辨相干信号源,但需要根据已知的预估计角度求解聚焦矩阵。

近几年提出的通过稀疏信号表示[3,4]进行DOA估计的算法(FOCUSS[5],l1-SVD[6]等)不必求信号的自相关矩阵并对其进行特征值分解,也不必预先估计信号源个数,且不需要对相关信号进行解相关预处理。本文基于MMSE准则提出宽带信号DOA估计自回归迭代算法,通过恢复信号的稀疏表示实现超分辨率宽带信号DOA估计。

1 信号模型

宽带信号的标准处理方法是将接收信号通过窄带滤波器组得到不同频率点的窄带信号[3,4,5],再对其进行后续处理。设有N个阵元的均匀直线阵列,相邻阵元间距是入射信号最高频率的半波长,远场宽带信号从K(KN)个方向θ=[θ1,,θK]到达阵列,通过D个中心频率在宽带信号频率范围内的窄带滤波器,得到D个不同频率点的窄带信号,频率点fd(1dD)处阵列单次快拍接收信号的表达式为:

V(fd)∈RN1、S(fd)∈RK1和A(fd,θ)∈RNK分别是加性噪声、信号向量和阵列流形。

其中,是导向向量,其中c是信号传播速度。将空间角度观察范围离散为M(M>>N)个点,并用窄带信号Yd的稀疏表示近似Yd:

Bd∈RNM是空间角度离散化阵列流形。Xd∈RM1是与Bd中列向量对应的系数构成的系数向量,即信号的幅度构成的振幅向量。所有频点接收信号:

θ△=Ω/M是空间角度离散间隔,其中Ω是空间角度观察范围,M是空间采样点数。若θ△足够小,Xd中只有与K个信号源方向对应的元素xdm非零,且近似或等于信号幅度,其余元素都为零,则DOA估计问题就转化为求解Xd中的非零元素。

2 算法描述

本文基于最小均方误差(MMSE)准则提出宽带信号DOA估计自回归迭代算法。用自适应滤波器W∈RNDMD作用于由宽带信号转化来的窄带信号Y,最小化目标函数为:

其中X=[X1HXDH]H是D个频点的振幅向量构成的信号振幅矩阵,{}H是共轭转置运算,根据(7)可以得:

假设不同阵元之间噪声相互独立且均值为零,信号与噪声统计独立。噪声协方差矩阵,δ2是噪声平均功率。用替代Y,将(6)代入(8),得

强制不同频率点窄带信号不相关,定义空间能量分布矩阵:

其中,⊙是Hadamard乘积,IDMDM∈RDMDM和IMM∈RMM是单位阵,P对角线上的元素构成了信号的能量分布。把式(10)代入式(9),得:

设X的初始估计,根据式(10)空间能量分布矩阵的初始估计为:

用更新滤波器系数

接着更新:

根据式(10),第i次空间能量分布估计为:

式(13)、式(14)、式(15)构成了自回归迭代宽带信号DOA估计算法第i次迭代的基本步骤,当时迭代停止,ε是允许的最大误差。最后一次迭代完成后,得到接收信号的空间振幅分布,通过可估计出信号源个数和波达方向。

当得到多次快拍窄带信号Y=[Y1TYDT]T时,信号振幅矩阵:

,其中的元素xdm(l)是频点fd处第l次快拍在波达方向(m-1)θ△(1mM))处的振幅,,其中是频点fd处的第l次快拍。空间能量分布矩阵为:

用代替式(13)中的更新滤波器。

3 仿真结果

为方便分析算法性能,把所有频点得到的结果进行平均,以估计DOA个数和均方根误差。利用本文算法进行50次Monte-Carlo统计试验。式(18)表示DOA估计均方根误差RMS。

θk是第k个信号源的真实波达方向,θ赞k是第k个信号源的波达方向估计。

3个线性调频信号s1、s2和s3的波达方向分别是θ1=-20°、θ2=0°和θ3=20°,s1与s2相干,s3与s1和s2独立。信号源频率范围是100 MHz~120 MHz,接收信号的采样频率是400 MHz,将整个频带均匀离散为D=10个频点,空间角度观察范围是-40°θ40°,每个频点fd空间角度观察范围采样点数M=81,误差上限ε=0.1。

3.1 信噪比和快拍数对算法性能的影响

信噪比0 d BSNR20 d B,阵元数N=10,快拍数L分别取2、8、16。由图1和图2可知随信噪比的增加,快拍数越大,DOA个数估计越快到达真实值,DOA估计均方根误差越快收敛于零。

3.2 信噪比、阵元数对算法性能的影响

信噪比0 d BSNR20d B,快拍数L=16,阵元数N分别取8、14、16。由图3和图4可知,随着信噪比的增加,阵元数越大,DOA个数估计越快收敛于真实值,DOA估计误差越快收敛到零。

3.3 DOA间隔对算法性能的影响

两个信号s1、s2,s1的波达方向θ1=-20°,s2的波达方向以1°为单位从θ2=-20°递增到20°。SNR=15d B,快拍数L=8,阵元个数N=15。由图5和图6可知,随着DOA间隔的增加,DOA个数估计在DOA间隔大于4°后收敛于真实值,DOA估计偏差在DOA间隔超过10°后为零。

本文基于MMSE准则提出一种宽带信号DOA估计算法,采用自回归迭代方法恢复信号的稀疏表示,估计出波达方向的信号幅度,由此同时得到信号源个数和波达方向估计,省去了对信号自相关矩阵的特征值分解和对相干信号的去相关预处理,具有超分辨率能力。仿真验证了新算法的有效性,对实际工程中宽带信号DOA估计的算法设计提供了有益的参考。

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[4]CHUNMEI Z,ZHONGKE Y,XIANGDONG C,et al.Signalovercomplete representation and sparse decomposition basedon redundant dictionaries[J].Chinese Sci.Bull,2005,50(23):2672-2677.

[5]GORODNITSKY I,RAO B.Sparse signal reconstructionfrom limited data using focuss:A re-weighted minimumnorm algorithm[J].IEEE Trans.Signal Process,1997,45(3):600-616.

宽带信号处理 第8篇

目前正处于前所未有的复杂电磁环境中, 特别是在航天航空和国防领域中的电磁环境尤为复杂。在每个实际作战环境中, 除了各种商用民用信号外, 还会同时存在各种多功能雷达, 多部新型通信设备, 以及相对应的电子对抗设备等, 这同时也给雷达及电子设备研制单位提出了更高、更新的挑战。

2 系统组成及技术指标

为了应对这些挑战, 这就要雷达及电子设备研制单位在原型样机研制阶段就应该对各种数字化发射机和接收机进行半实物仿真和验证, 并能成功地模拟再现出这个复杂的电磁环境, 来对原型样机进行研制和测试, 特别是能重现外场特征, 对可能出现的复杂信号进行捕获和重放。本系统采用高性能的软硬件一体化平台, 可用于宽带信号的仿真和分析, 真正做到了“所见即所得”。

2.1 主要组成

该系统主要有硬件平台和波形编辑软件两大部分组成 (如图1所示) 。其中硬件平台主要由N5193A型UXG捷变信号发生器、M1890A 12GSa/s (AWG) 型任意波形发生器及N9040B型UXA X型信号分析仪所组成。软件系统主要有系统级设计仿真软件System Vue和89600B矢量信号分析软件所组成。

2.2 技术指标

频率范围:3Hz~44GHz (外部混频可扩展到1.1THz) ;分析带宽:最高510MHz动态无杂散范围:510MHz范围上-75d Bc;相位噪声:10GHz时, 126d Bc/Hz;幅度精度:±0.19d B。

3 信号生产与分析

利用System Vue专用的雷达模型库仿真基于模型的雷达系统级构架, 产生线性调频信号, 并加载干扰信号和杂波信号。N9040B型实时信号分析仪具有实时频谱分析功能, 并结合89600VSA软件分析出除过线性调频雷达信号, 信号中还干扰信号和杂波信号, 并能捕捉偶发干扰信号, 对雷达系统短时间的信号稳定性进行全面分析。如图2所示。

4 结束语

采用该平台生成雷达基带, 中频及射频信号, 可以对雷达发射、接收、信号处理等系统进行验证, 同时可加入干扰和杂波信号, 产生目标回波信号 (含目标距离, 速度信息) 从而形成了全动态的雷达场景仿真, 避免了雷达系统测试验证需要耗费大量人力, 物力, 特别是需要实飞测试, 耗资巨大, 缩短了研制实验周期, 节约了大量研制经费。

摘要：为了实现对复杂的超宽带雷达系统进行测试, 提出一种软硬件结合一体化的测试平台。采用System Vue软件进行该雷达自底而上的验证试验, 用PSG E8267E信号最高可以产生44GHz雷达信号, 并采用N9040B型UXA X型信号分析仪测量信号的时域和频率特征。经试验验证, 测试系统能模拟仿真出该雷达各种基本信号, 并能精确分析信号时域和频域特征。

关键词：毫米波,太赫兹,超宽带,智能仪器,抗干扰

参考文献

[1]张敏, 张麟兮, 刘宁.通用雷达仿真系统模型的研究与探索[J].计算机仿真, 2006, 23 (2) :23-26.

[2]廖建国, 李永, 李继杰.线性调频脉冲压缩雷达仿真研究[J].空间电子技术, 2010, 2:59-62.

[3]吴昊, 肖振宇, 孔红伟, 等.基于System Vue的单载波超宽带系统仿真[J].传感器与微系统, 2012, 31 (4) :7-13.

宽带信号处理 第9篇

关键词：ADSL,宽带,故障处理

随着3G时代的到来, 数字化, 网络化和信息化正日益融入人们的生活当中, 在现今上网的多种技术中, ADSL宽带接入技术占有重要地位, 应用也最为广泛。

1、ADSL

1.1 ADSL系统

现在网络接入的方法有电话拨号接入, ISDN, 专线接入, ADSL接入, 光纤接入。ADSL系统就是一种比较理想的双绞线铜缆宽带接入技术, 这是一种采用离散多音频 (DMT) 线路码的数字用户线系统.ADSL所支持的主要业务是因特网和电话。

1.2 ADSL现状与发展

ADSL技术能充分利用现有铜缆资源, 并且为用户提供较高的接入速率, 在我国的宽带用户中, 绝大部分是ADSL用户。

目前各运营商网络中采用的都是第一代ADSL技术, 采用DMT (离散多音频) 调制、ATM传送模式, 可以提供最大下行8Mb/s, 最大上行640Kb/s的传输速率。经验表明, ADSL技术在0.4mm线径的电话铜缆上, 3Km距离内使用, 能够保证较好的传输性能。虽然ADSL在使用的时候会有很多方便的地方, 但随着用户数量的增多和用户对新的业务的需求, 第一代ADSL技术也存在一些缺陷。

1.3 ADSL的缺点

(1) 开通距离短, 用户到机房的距离不得超过3公里。

(2) 随着VOD在线游戏等交互业务的开展, 下行最大640K/s的速率较低。

(3) ADSL在向企业提供更高速率的宽带接入时显得无能为力。

(4) 所支持的线路诊断能力较弱, 随着用户的增多, 在线路开通前如何快速确定线路质量成为运营商十分头疼的问题, 同时维护问题也成为制约宽带用户发展、影响服务质量的主要问题。

(5) 随着用户的增多, 设备的耗电和散热问题也日益突出。

(6) 目前ADSL的抗干扰能力尚不能让人满意。

2、ADSL常见故障处理

2.1 ADSL故障定位

(1) ADSL的故障定位一般原则是:以MODEM指示灯为分界点, 先线路后硬件再软件, 逐段排查。

(2) MODEM指示灯。各个设备生产厂家生产的MODEM的指示灯各不相同, 但至少都有三个指示灯:1) 电源指示灯 (PWR或POWER) :该指示灯在MODEM接通电源后即被点亮, 如果MO-DEM在接通电源的情况下发现POWER指示灯不亮, 可以判定设备电源出了问题, 或是ADSL电源转换器故障。2) 内线指示灯 (各厂家标示有:PC、LAN、LLK等) :该指示灯一般可以显示当前与计算机连接的网络设备与计算机之间连接是否正常, 正常情况下该指示灯处于常量状态, 若此指示灯不亮表明故障点应该在MODEM与计算机之间的连接或计算机硬件上。3) 外线链路指示灯 (各厂家标示有:DSL、WAN、WLK、LINK等) :该指示灯一般可以显示MODEM是否已与外线建立好物理链路, 它是ADSL MODEM正常工作的标志, 如果物理链路没有建立的话, 是决对不可能拨号上网的。检查时要看MODEM的链路灯是否长亮。MODEM接通电源后, 等2分钟左右让状态稳定下来, 如果链路灯常亮, 表示MODEM已建立好物理链路, 一直闪烁则表示线路上部分有问题。

2.2 常见故障原因分析

2.2.1 频繁掉线故障的原因

(1) MODEM问题:MODEM的性能不稳, 电源接触不良或电压不稳;外界强电磁干扰等。

(2) 用户终端问题:用户私接路由器;用户电脑感染病毒或软件冲突;网卡故障;宽带猫前安装电话防盗器。

(3) 室内用户线问题:在分离器前接电话机、传真机或计费器等设备;电话线插头或网线插头由于经常插拔, 容易造成虚接;各种那个连接线街头松动;室内布线经过容易产生电磁干扰的家用电器。

(4) 引入线问题:用户室内布线老化, 造成短路;引入线使用过长距离的皮线或平行铁芯线。

(5) 分支及配线电缆或主干电缆问题:用户线为鸳鸯对;电缆线路接头多, 或绝缘不良, 造成线路衰耗大;线间不平衡或有地气;线缆受到外界电磁干扰。

(6) DSLAM设备问题:DSLAM上联端口的协商模式不匹配 (半双工/全双工) , 会造成此局点下的大批量用户频繁掉线;速率模板中的通道工作方式 (线路质量好为快速、反之为交织) , 如果线路质量不好工作方式为快速, 就会频繁掉线。

2.2.2 网速慢故障的原因有哪些

(1) MODEM问题:MODEM过热和质量问题。

(2) 用户终端问题:用户电脑配件性能差, 对大流量数据包处理缓慢;用户浏览器设置问题;网卡故障;用户电脑配置过低;防火墙设置错误。

(3) 引入线问题:引入线老化, 造成线路性能下降;引入线受到外界电磁干扰;引入线使用过长距离的皮线或平行铁芯线。

(4) DSLAM设备问题:DSLAM端口使用的模板与用户申请的宽带不匹配;DSLAM上联端口的协商模式不匹配 (半双工/全双工) , 会造成此局点下的大批量用户网速慢。

(5) IP城域网问题:IP城域网内链路拥塞;IP城域网设备性能下降:如光猫、设备互联端口、设备受到网络攻击。

(6) 出口问题, 骨干网络问题。

2.2.3 用户能拨上号, 但不能打开网页的原因有哪些

(1) 用户终端问题:用户浏览器设置问题;用户防火墙设置问题;电脑病毒影响。

(2) 网内内容服务器或他网内容服务器问题:对方把用户的IP地址封锁, 出现互联互通问题;某网站服务器用户访问量过大, 响应用户不及时;某网站服务器受到网络攻击, 造成无法访问;个别网站限制了用户最大访问量, 以防止其网站瘫痪。

(3) 骨干网络问题:部分网络出现故障.例如:2006年12月, 由于地震, 中美之间海底光缆意外中断, 以至于内地访问国外的网站特别慢, 甚至出现打不开的情况;网站域名不能正常解析。

3、ADSL故障处理实例

ADSL出现故障, 一般都会提示相关的错误代码, 根据错误代码可以迅速对故障点和故障的原因进行判断, 依据本人多年的维护经验, 整理一些典型故障处理的实例, 以供大家参考。

例一.故障现象:某ADSL用户反映不能上网, 显示错误代码769, 电话正常, MODEM激活指示灯亮正常。处理步骤:从用户反映的现象来看ADSL层正常, 问题处在其它部分, 在测量台对该用户端口进行ADSL线路参数、链路性能、PPPOE仿真登录等项测试结果正常, 说明该用户端口各项指标正常, 在用户端重复以上测试, 各指标正常, 而用交叉网线连接PING用户PC, 不能PING通。检查用户计算机, 网卡属性设置为“禁用”, 解除禁用后恢复正常。如果用户计算机的网卡驱动不正常, 或损坏, 均会出现相同的故障现象。

例二.故障现象:ADSL用户不能上网, MODEM激活指示灯闪烁。处理步骤:在测量台对该用户端口进行ADSL线路参数、链路性能、PPPOE仿真登录等项测试结果正常, 说明该用户端口各项指标正常, 测试线路环阻, 远大于900欧姆, 而ADSL开通指标要求线路环阻小于等于900欧姆, 由此必须进行分段检查, 根据测试到的环阻指标估算的线路长度与通过电容、TDR测试得到的线路长度偏差较大, 说明用户线路上存在着接触不良和接头氧化的故障现象。更换不好的电缆或引入线, 故障恢复。如果线路超过3.5公里, 线路衰减较大, 也会出现相同的故障现象。对线路超过3.5公里的用户, 不适宜开通ADSL业务。

例三.故障现象:用户上网掉线, 网速不稳定, 掉线时MODEM的外线灯闪烁。处理步骤:在DSLAM侧查看用户端口参数, 发现该端口最大可达速率远低于指标, 下行噪声容限远大于指标, 初步判断为线路问题。通过分段测试可以判断故障点位, 一般来说, 引入线接头过多且多为扭绞连接或引入线为平行引入线, 较长或有干扰均会出现用户掉线故障。线路的接头应当利用接线盒连接, 或者将接头焊接在一起, 或者使用接触牢靠的接线端子连接, 不能直接将线路拧在一起, 避免经过一段时间后出现接触不良, 并且尽量减少接头。用户双绞线的对称性能越好, 抗干扰能力越强, 反之则越差, 所以应尽量采用双绞引入线接入, 电缆中的“混对”, 单一芯线故障均会导致用户抗干扰能力差, 电缆线路、用户引入线的铺设应尽量远离干扰物, 如高压线路等。另外如果测试指标正常, 排除线路可能带来的问题后, 用户仍然掉线, 必须进行电压测量, 用户端电压低或者电压不稳, 均会导致MODEM工作不正常, 使用户频繁掉线, 用户电脑端可能会提示“本地连接网络电缆没有插好”, 遇此类现象, 可采用稳压电源, 或用直流MODEM, 检测处理类似得疑难问题。

以上只是本人在实际工作中总结的典型故障, 在实际工作中还有大量的个案, 需要我们不断地发现解决问题, 为用户提供更好的上网服务。

4、结语

ADSL技术已经广泛应用, 为了给用户提供更好的宽带体验, 光纤的接入到户也会在不久的将来实现, 而对实际网络应用中出现的各式各样的问题进行解决, 为用户提供流畅的网络服务是我们维护者的目标。

参考文献

[1]李勇, 陶志勇.《宽带城域网使用手册》.北京邮电大学出版社, 2004.03.

宽带信号处理 第10篇

由于传统的电缆对高频信号的衰减很大, 一般不能作为远距离传输的介质, 而光缆传输损耗小 (0.2 dB/km) 、成本低, 所以将电信号调制成光信号在光纤中传输是远距离RF信号传输的一种很好的解决方案。传统的模拟信号一般数字化后在光纤上传输, 而宽带RF信号由于受A/D、D/A转换技术的限制, 还是需要用模拟方法来传输。宽带RF信号光传输设备具有传输频带宽、信号动态范围大、传输可靠、抗电磁干扰、体积小等优点, 可应用在需要传输微波信号而又不方便安装金属波导管的场所、光纤延时线的发射/接收组件、雷达信号、卫星地面站信号的远距离传输等各个领域, 具有广阔的应用前景。

1 直接光强调制发射机工作原理

直接光强调制方式是将RF信号直接叠加到激光器的偏置电流上, 激光器的光功率变化能够响应注入电流信号的高速变化, 从而完成对激光器光强的调制。直接光强调制发射机的工作原理如图1所示。输入的RF信号经过低噪声放大器 (LNA) 、电调衰减网络、预失真补偿电路对激光器进行调制, 被调制的光信号经过光隔离器和光耦合器输出。为了改善光发射机的非线性失真, 在RF信号进入激光器之前, 先经过一个预失真补偿电路, 使其预先产生一个与激光器失真特性相反的失真信号, 与激光器产生的失真信号相互抵消。由于半导体激光器对温度变化很敏感, 温度的变化使半导体激光器的阈值电流成指数规律发生变化, 并随器件的老化而增加, 使激光器的输出光功率发生变化。自动功率控制 (APC) 与自动温度控制 (ATC) 是通过激光器的光功率反馈与温度反馈来自动调整激光器的偏置电流, 使激光器始终工作在线性区域, 处于最佳的偏置状态, 消除温度变化和器件老化的影响, 确保激光器输出光功率稳定。RS232控制电路提供遥控操作, 可以实现光发射机调制度与增益的遥控处理。

2 光接收机工作原理

光接收机的工作原理如图2所示, 检测器将接收到的RF信号调制的光信号转换成电信号, 然后依次通过前置放大、电调衰减网络以及功率放大, 最终输出RF信号。检测器是光接收机的关键部件, 其性能将直接影响整个传输系统的性能。一般应采用暗电流小 (1 nA) 、响应度高的光电检测器, 并对检测器的S参数进行测试, 根据S参数进行阻抗匹配, 将高阻抗的检测器匹配为50 Ω, 从而得到高的光/电转换效率以及较低的反射损耗, 使射频信号被高效地解调, 并减小RF信号的非线性失真。

为了便于整个传输链路的增益调整, 发射机、接收机都有电调衰减网络。CPU数控电路提供RS232串行接口, 可以通过RS232控制电路进行遥控操作。面板指示电路提供接收光功率、RF输出功率的监测显示。

3 重要指标分析

3.1光传输系统载噪比

光传输系统的载噪比RC/N为:

$R{}_{\text{C}/\text{Ν}}=\frac{\frac{1}{2}(mR{}_{\text{s}}{\rm P}){}^2}{{\rm N}{}_{\text{R}\text{Ι}}B(R{}_{\text{s}}{\rm P}){}^2+2eR{}_{\text{s}}{\rm P}B+4{\rm T}FkB/R}‚$

其中P为光接收机输入光功率的平均值;m为调制度, 一般取0.035～0.050;Rs为光接收机器件的灵敏度, 一般可取0.85 A/W;e为电子电荷, 对于1 310 nm波长e=1.610-19C, 对于1 550 nm波长e=1.2810-19C;B为信号带宽, 单位为Hz;k为玻尔兹曼常数, k=1.3810-23 J/K;R为光接收机器件等效电阻, 一般取R=1 kΩ;F为预放大器的噪声系数;T为热噪声温度, T=290 K;NRI为激光器相对强度噪声, 一般取NRI=-155 dB/Hz。

可见, 决定载噪比的关键因素有以下两种参数是可以人为控制的:光调制度m和光接收机输入光功率P。光调制度越大, 载噪比越高, 但调制度越大, 光纤传输设备的线性指标必然劣化。实践表明, 光纤传输系统的调制度一般取0.04。光接收机输入光功率P越大, 载噪比越高, 但光接收器件的线性度变差, 系统线性指标劣化, 影响系统的传输特性, 光接收机输入光功率一般取-3 ～+5 dBm较为适宜。在调制度一定的条件下, 载噪比还与链路光衰减有关。当接收光功率较小时, 载噪比将随接收光功率的减少而迅速下降。光接收机的接收光功率不能太小, 也不能太大, 更不能超过饱和功率, 以免光接收器件产生过大的非线性失真和损坏PIN管。

3.2非线性指标

通常非线性指标主要考虑两种情况:a.光传输设备输入端只有一路信号输入;b.输入端有多路信号输入。对于宽带RF信号光传输设备我们更关注多路信号输入时, 激光器非线性引起的多输入信号之间的互相调制, 常用三阶截取点 (IP3) 来描述。IP3定义为当输入功率增加到某一值时, 基频输出信号与三阶互调信号输出功率相等, 该输入功率为输入三阶截取点 (IIP3) , 对应的输出功率为输出三阶截取点 (OIP3) 。为减少三阶互调失真, 本设备设计了预失真电路, 在有源器件非线性区人为产生与激光器非线性区相反失真特性的信号。图3为三阶预失真信号的产生原理图, 通过合理的偏置使放大器工作在非线性状态, 所以其输出不仅有基波分量, 而且有奇次分量。由于两个放大器的输入信号相位相反, 故它们产生的偶次分量相位相同, 奇次和基波分量相位相反, 放大器B的输出信号再次倒相, 这样两路信号并联输出的相位差180°, 偶次分量因反相叠加而抵消, 奇次和基波分量因同相而增加, 所以三阶预失真电路输出主要为奇次分量。RF信号先进入预失真电路, 得到RF失真的信号, 预失真的RF信号再对DFB激光器进行调制, 这样DFB激光器输出的光信号和输入的电信号 (RF信号) 便成线性关系。经过预失真电路的调整, 三阶互调指标得到很大的改善。

在实际测量时, 输入等幅的双路信号, 在20～3 000 MHz光纤传输设备输入频点为1 900 MHz、1 901 MHz两个等幅信号时, 测得的三阶互调测试数据如图4所示。由图可见, 三阶互调为-65.41 dBm, 三阶互调频率为1 899 MHz和1 902 MHz。

3.3动态范围

在实际应用中, 光传输设备的动态范围的下限即灵敏度是一定的, 它受基底噪声的制约。动态范围的上限由最大可允许的信号失真指标决定, 当信号太大时, 光传输系统由于非线性而产生失真, 输出信噪比反而会下降。因此为了实现95 dB以上的动态范围, 在光发射机处设计了图5所示的大信号处理部分。当信号幅度大于-10 dBm时, 切换开关将信号通路切换到15 dB的衰减器线路中。当信号幅度小于-10 dBm时, 微波切换开关切换到无衰减器线路中。通过这种方式大信号处理能力提高了15 dB, 而分路器、微波切换开关、衰减器带来3 dB左右插入损耗造成接收机灵敏度恶化3 dB左右, 但从整个系统指标来看这种处理方式还是合算的。

3.4噪声系数

噪声系数是表征光纤传输设备内部噪声的物理量。用RSi/Ni表示光纤传输设备输入端的信噪比, RSo/No表示光纤传输设备输出端的信噪比, 它们的比值即为光纤传输设备的噪声系数F′, 即F′=RSi/Ni/RSo/No。光纤传输系统的噪声主要产生于电/光转换、光/电转换和放大器部分。为实现光纤传输系统的低噪声系数, 除了需要选择合适的低噪声放大器外, 还应在电/光转换侧测试激光器的S参数, 对激光器进行50 Ω的宽带阻抗匹配设计。在光/电转换侧对检测器和前置放大器进行阻抗匹配设计, 使检测器的内阻等于放大器的最佳源电阻, 使噪声系数最优。表1为带宽20～3 000 MHz光纤传输设备在1.485～2.7 GHz频带范围内的传输系统噪声系数测试数据。可见其传输系统噪声系数小于13 dB, 对于光纤传输系统而言, 应该是十分优异了。

4 结束语

随着光电子技术的快速发展和RF器件性能指标的提高, 宽带RF信号光传输近几年来受到越来越多的关注。其传输频段涵盖了超短波、短波、L、C、X、Ku等波段, 应用的场合及范围也越来越广泛, 使模拟光传输技术焕发出新的活力, 对光传输技术的发展产生深远的影响。

参考文献

[1]周承刚, 朱百生.宽带城域光纤网络技术[M].北京:科学出版社, 2004.