宽电压范围范文

宽电压范围范文（精选7篇）

宽电压范围 第1篇

ADI公司的ADP1043A副边电源控制与管理器件为电源设计工程师提供了高度集成的电路架构和灵活性, 利用直观的GUI软件 (图形用户界面) 监控并快速调整电源功能, 如频率、时序、电压设置与保护限制。可帮助系统集成人员优化电源能量效率, 实现最低元件数量, 缩短电源设计周期, 最大灵活性, 实现智能电源管理系统。

1 基于ADP1043A宽电压范围输出的数字电源的工作原理[1,2,3]

本文以推挽式拓扑型结构作为主功率部分, 采用的单片机MPS430F1611与ADP1043A之间通过I2C协议进行通讯, 可以实现设定电压值, 控制电源的输出以及保护上限等功能。通过读取ADP1043A内置电压、电流、功率的寄存器的值, 并在这些参数在液晶屏上实时显示。其工作原理如图1所示。

2 基于ADP1043A宽电压范围输出的数字电源的设计实例[1,2,3,4]

下面以150W推挽式开关电源为实例, 来介绍如何进行基于ADP1043A数字电源的设计。本实例采用推挽式拓扑结构, 开关频率为60.1KHz, 占空比最大为0.85, 直流输入48V±6V (48V蓄电池的范围) , 输出7.2~30V直流电压, 最大电流为5A。

2.1 ADP1043A功能介绍

ADP1043A一款专门设计的数字电源控制器, 电源设计工程师可将其用于高可靠性服务器、存储器与通信基础设施设备中的交流-直流, 以及隔离的直流-直流电源设计。

其主要包括:7个输出PWM;用于编程和数据存储的片上存储器;传统的模拟或开放标准数字电流共享方案, 用于并联电源操作;MOSFET “OR-ing”控制, 用于冗余电源操作;差分电压检测与微调——这些特性都可以通过I2C接口进行设置与调整。

ADP1043A使用专用的单芯片数字控制引擎, 可以通过直观的GUI (图形用户界面) 以及工业标准I2C接口快速的配置系统电源参数。这款新的电源控制与管理器件采用高集成度电路设计, 与竞争的模拟与数字电源控制器相比, 大大减少了元件数量。适合隔离的电源转换、内部电源管理与监控, 从而实现更高效率的电源设计。

2.2 主要电路设计

2.2.1 开关管的选择

由于采用的拓扑结构为推挽式, 选用的开关管的工作电压应为输入电压的2倍以上。由于直流输入电压最高为55V, 故选用150V的N沟道的场效应管IRF640。

2.2.2 主功率高频变压器的设计

(1) 原副边变比已知副边的最大占空比为Dmax=0.85, 故副边电压最小值为:VsVOUTVDVLDmax, 式中VOUT为输出电压最大值, VD为输出整流二极管的通态压降, VL为滤波电感上的直流压降。

原副线圈匝数比为:K=VPVS (Vp为初级线圈的最小电压)

(2) 确定原边和副边的匝数。

原边匝数为:NP=VP/KffsBwAe, 式中:Vp为初级线圈的最小电压;Kf为方波的波形系数;fs为工作频率;Bw为磁芯工作磁通密度, 一般取1/3饱和磁通密度。

本例采用的磁芯为P Q 35 ( 材质P C4 0 ) , 查其参数表可知:Ae=161.0 mm2;Bw=0.13T;根据计算得:Np=8.94, Ns=7.64 根据实际试验情况取Np=9匝, Ns=7匝。

(3) 确定绕组的导线线径。

考虑趋肤效应, 在60.1KHz在70℃下穿透深度为:, 其中km=7.21, 为与材料和温度有关的系数。根据计算得出应选择直径不超过0.589mm的漆包线。实际中选取了0.55mm的高强度漆包线。取电流密度J=4.5A/mm2, 则单根0.55mm线径漆包线可通过电流可根据:I=JπD24, 计算得IP≈1.06A, 初级可用4根并联, 次级用4根并联。

2.2.3 PWM及同步整流信号的设计

已知:拓扑结构为推挽式, 开关频率为60.1KHz, 占空比最大为0.85, 最小占空比为0.15。周期。

根据计算结果, 通过设置GUI软件可以简单直观的设置PWM及同步整流信号的各个参数 (如图2所示) 。

2.2.4 数字补偿环路的设计

电源的环路响应可以通过调整ADP1043A内部数字滤波器来实现, 其采用的是一个Ⅲ型的滤波器结构。通过设置低频增益、零点位置、极点位置及高频增益可以改变环路响应。其内部数字滤波器的采样方式如图3所示:

(1) 积分器 (低频通道) 。

此通道为ADC1采样输入。离散时间传递函数为:

(2) 高通滤波器 (高频通道) 。

此通道为ADC2采样输入。离散时间传递函数为:

(3) 滤波器输出。

Filter (n ) =lf (n ) +hfn

其中:a=滤波器极点寄存器的数值/256;b=滤波器零点寄存器的数值/256;

c=高频增益寄存器的数值;d=低频增益寄存器的数值。

m=1, 当48.8KHz≤fsw<97.7KHz;m=2, 当97.7KHz≤fsw<195.3KHz;

m=4, 当195.3KHz≤fsw<390.6KHz;m=8, 当390.6KHz≤fsw。

(fsw为开关频率) 。把代入H (z) 就转换为s域。

数字滤波器插入相位延迟到控制环中, 数字滤波器电路将占空比信息送到PWM电路, 然后开始每个新的开关周期。因此, 附加的相位延迟到每个相位区间。, 式中fC为穿越频率, fsw为开关频率。在1/10开关频率处, 相位延迟为18°。通过使用G U I软件可以简单直观的设置ADP1043A数字滤波器的各个参数。

2.2.5 电压的设定和输出控制

通过设定寄存器0x31的值 (设定电压/标称电压) 来改变输出电压值从标称电压的0%~155%, 达到数字控制电压输出值的功能。通过设定寄存器0x2C的值可以软件控制电源输出和关断。

2.2.6 电压、电流、功率的读取

输出VS3电压值寄存器0x17, 是个12位数据。读取的0x17寄存器里的值ADCCodeVread 。

VS3是通过R1、R2分压网络把输出电压分压到0~1.55V的范围内反馈到ADC, ADC再把输出的信号送给数字滤波器, 如图4所示。根据以下公式可以得到输出电压的读数。

输出CS2电流值寄存器0x18, 是个12位数据。读取的0x18寄存器里的值ADCCodeIread 。

在应用中, 用取样电阻网络提供在检测端, 如图5所示。用户设置完整比例的电压降FS可选为37.5m V、75m V、或者150m V, 它是代表流过电阻的压降, 即CS2的满量程值, 在寄存器0x23中设置。

在本实例中采用的10mΩ的取样电阻Rsense, 最大电流为5A, 故选取CS2的ADC有75m V的输入范围。由于CS2的寄存器为12位, 故LSB大小为FS/4096.根据公式ADCCodeIread可由下面公式得出:

本实例取FS=75m V, Rsense=10mΩ。

故:CS2的值读出实际电流为。

输出功率值寄存器0x19, 是一个16位寄存器, 它是由2个12位VS3电压和CS2电流寄存器相乘后去掉后8位得来的, 以瓦为单位。

2.2.7 过压、过流保护设定

VS3过压上限在寄存器0x33中设定, 范围为标称电压的107.7%~145.3%, 本例采用120%, 对应的值为:01010, 过压认定次数为80次, 对应值为01。CS2精确过流门限在寄存器0x26中设定, 为8位数据, CS2 OCP阈值可以从0~254。

当VS3或者CS2的ADC读数超过相应的门限设定值时, 过压或者过流的标志会出现, 电源将作出相应的保护动作。

2.2.8 PCB布板注意事项

为了确保A D P 1 0 4 3 A的最优性能, 通常所有元件都以ADP1043A为核心来紧靠放置。ADP1043A的端子都很敏感, 应尽量保持引线最短。CS2+、CS2-以及VS3+、VS3-之间应相互平行并紧靠在一起;VDD的去耦电容应尽可能靠近IC;IC的AGND接地应与功率地PGND单点连接。

3 测试与结论

经测试, 电源的输出范围可达7.2~30V, 在最大负载输出 (30V@5A) 时电源的效率高达90.5%, 数据如表1所示。

以上测试结果表明, 该电源输出范围宽, 效率较高, 纹波较小。

4 结语

本文介绍了一个基于ADP1043A的数字电源的设计实例, 电路主拓扑采用推挽变换器, 后级采用同步整流, 效率较高;输出电压范围宽, 使用元件数量少, 电源设计周期短。

摘要：ADP1043A是一款副边电源控制器IC, 可用于提供AC-DC或隔离DC-DC控制应用通常所需的所有功能。文章介绍了基于ADP1043A的数字电源的主要硬件电路的设计以及如何通过外部MCU和ADI公司的GUI软件 (图形的用户界面) 对ADP1043A内置EEPROM进行配置和读取, 从而实现在较宽电压范围内数字控制的输出和重要参数的实时显示功能。

关键词：数字电源,ADP1043A,电源控制器IC,宽电压范围输出

参考文献

[1]Abraham I.Pressman, Keith Billings, Taylor Morey.Switching Power Supply Design[M].Third Edition, New York:Mc Graw-Hill Company, 2009.

[3]Sanjaya Maniktala.Switching Power Supplies A to Z[M].USA:Newnes, 2006.

宽电压范围 第2篇

设计要点丁11 1门具有4V至150V宽输入电压范围的高效率100m A同步降压型转换器设计要点532Charlie Zhao引言LTC®3639_压型DC/DC转换器的4V至150V宽输入电压范围使得汽车、航空电子设备和分布式电源系统能够:满足大量的瞬态要求实现多种宽范围输入电源和低电压后备电池例如:高电压DC总线设计一种能适应多种输入电源的通用型电源减少库存量并降低设计和制造的成本从而LTC3639利用内部上下功率MOSFET执行高效率转换。该器件能支持高达100m A的输出电流并具有一个可编程的峰值电流限制。而且其输出电压范围也很宽广, 从0.8V至输入电压。针对低压差操作, 集成的上管MOSFET能在100%的占空比条件下工作“在很宽的输入和输出电压范围内实现了高效率。该同步降压型转换器还包栝突发模式�Burst Mode®) 操作和低静态电流的特点。由于控制架构的迟滞特性, 因此环路具备固有的稳定性而不需进行补偿, 从而造就了一款简单易用的应用电路。4V-150V输入至3.3V输出、100m A降压型转换器图1示出了一款3.3V输出、100m A最大负载电流同步降压型转换器, 其具有4V至150V的宽输入范围。LTC3639具有三种可编程的固定输出电压, 即1.8V、3.3V和5V。这些固定输出采用一个内部反馈电阻分压器, 并可简单地使用VPR (5I和VPRCJ2引脚来选择。对于3.3V输出, 只需把VPRC3I连接至地并将VPRG2连接至SS引脚即可。VFB引脚则直接连接至输出, 并不需要使用一个外部电阻分压器。采用不同输入电压时的效率曲线示于图2。36V-72V输入至24V输出、100m A降压型转换器LTC3639具有一个非常宽的输出电压范围, 从0.8V至输入电压。除了可选的三种固定输出电压以外, 还可以利用一个外部电阻分压器来设定一个可调的输出电压。图3给出了一款24V输出、100m A同步降压型转换器的应用示例。输入电压范围利用LTC3639的过i ZT、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linear标识和Burst Mode是凌力尔特公司的注册商标。所有其他商标均为其各自拥有者的产权。VIN4V T0150V T 1p F""200V:TDKSLF12555T-102MR34V|N SWLTC3639RUNVFB0VL0 SSVp RG1 VPRG2GMD1000口Hztr 10p F 100m A图1:4V~150V输入至3.3V输出、100m A同步降压型转换器

L1220p H-rw^r200k]49.9kVim4VT0135V~T-^丁1卟丄200V[v0UT24V100m A:10UF.v OUT图4:4V-135V输入至-15V输出正至负稳压器结论LTC3639具有一个非常宽的输入电压范围、非常宽的输出电压范围、集成型功率MOSFET、低静态电流 (在停机模式时为1.4n A, 而在睡眠模式则为12p A) 和高效率 (在很宽的负载电流范围) 。该器件拥有丰富的功能, 包括可编程或可调输出、可调电流限值、无需补偿、内部或外部软起动、可编程过压和欠压闭锁。此外, 耐热性能增强型小外形MSE封装和简单的应用电路还提供了一款高性能、小巧和成本效益型DC/DC转换器解决方案, 其适用于汽车系统、航空电子设备、分布式电源系统、医疗设备和工业控制电源。V|N36V TO 72VV|N=12V~~Vim=36VV|n=72VV|N=150V0.1 1 10LOAD CURRENT (m A) 图2:图1所示转换器的效率曲线V|N SWLTC3639RUNVfbSSFB0VpR61'setVPRG2OVLOGND图3:具输入过压和欠压闭锁功能的36V-72V输入至24V-100m A降压型转换器压闭锁和欠压闭锁功能控制在36V至72V。输入工作范围可以容易地借助连接在与RUN引脚和OVLO引脚之间的电阻分压器来设定, 如图3所示。负输出电压应用LTC3639另一个有用的应用是从一个正电压产生负电压。该器件的宽电压范围使得可实现更大的负输出电产品手册下戥www.linear.com.cn/LTC3639效率与负载电流的关系�VOUT=3.3V) nn ISET OPEN压。图4示出了采用一个4V至135V输入产生一个-15V输出的稳压器实现方案。由于输出连接至接地引脚, 因此最大输入电压被限制在150V与-15V稳定输出之和 (即135V) 。在这种正至负配置中, LTC3639的最大输出电流约为100m A.Vr N/CVnst+l You Tl) 。如要获得更多资料或技术支持, 请与我们或当地分销商联系, 也可浏览我们的网址:www.linear.com.cn或电邮到info@linear.com.cn凌力尔特Linear Technology www.linear.coi Ti.cn香港电话: (852) 242WM (H深堝电话: (86) 7SS-23«M866上海电话: (86) 21-6375-9478京电迗: (86) 10^801-1080艾电子Arrow Electronics www.arrow.coi»港电话深謅电话上»电话北京电话;om12) (852) 2484-24 (86) 755-8836-7918 (86) 21-2215-2000 (86) IO-56OWOOO科通集团Comtech Group www.comtech.com.cn香港丨H8: (852) 273 (M054深堝电话: (86) 755-2698*8221 (86) 21-5169-6680北京电话: (86) 丨 (《丨72«6678X科按Cytech Technology www.cytech.com香港电话: (852) 2375^866深蜩电话:�86) 7SS«2693-5811上#电活:�86) 21"644 (M373北京电话: (86) 1M260-7990dn532f 1214 146.2KPRINTED IN CHINArrun^AB TECHNOLOGY©LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2014!Op H187k参u o o o o o n J87654o. (%) Ao l e l

一种宽范围测速系统的设计 第3篇

某宽范围数字测速系统的目标为0.5 r/min～5 000 r/min, 以解决高性能电机拖动实验的测速要求。光电编码器体积小、反应快、精度高, 广泛应用于电机测速[1], 本研究首选光电编码器为测速元件。如测速周期为0.1 s, 为了在测速周期内测出转速, 光电编码器的每转槽数最少为:

${\rm P}=\frac{60}{n{}_{\min }\cdot {\rm T}{}_c}=\frac{60}{0.5\cdot 0.1}=1200$ (1)

式中 P编码器每转槽数;nmin最低转速, r/min;Tc测速周期, s。

选用P=2 000的光电编码器, 则最高转速时编码器输出脉冲的周期将达到:

${\rm T}{}_p=\frac{60}{n{}_{\max }\cdot {\rm P}}=\frac{60}{5000\cdot 2000}=6\text{μ}\text{s}$ (2)

式中 Tp编码器输出脉冲的周期;nmax最高转速, r/min;P编码器每转槽数。

假设拖动系统平稳运行, 无任何扭振, 如编码器每转槽数为P, 则在测速周期内脉冲数和转速之间的关系为:

$m{}_p=\frac{{\rm T}{}_c{\rm P}{}_n}{60}$ (3)

式中 Tc测速周期, s;n转速, r/min。

当n=5 000 r/min, Tc=0.1 s, P=2 000时mp达16 666次, 数量巨大, 引起测速系统中断的次数也较大。

由式 (2) 可看出, 在不采用硬件处理的前提下, 测速中断程序的执行时间最长不能超过6 μs, 否则测速无法进行。如果考虑到测速系统的其他功能 (如解算、滤波、通讯、显示等) , 对测速程序的时间要求将更加严格, 给程序设计带来很大的困难。因此, 采用光电编码器测量高速时存在的主要问题是光电编码器输出脉冲频率较高, 测速周期内引起系统中断次数过大, 要求测速程序的运行时间短, 增加程序设计的难度, 同时由于中断次数巨大使测速程序总的运行时间较长, 系统大部分机时消耗于测速, 无法顾及其他功能, 不利于保证系统的实时性。

由于测速系统要求测量的转速低至0.5 r/min, 电动机在低速运行时极易造成转轴扭振或蠕动, 光电编码器输出信号的正交性受到破坏[2], 给准确测速带来很大的困难, 如果不采取措施, 测速系统将在较高的转速时受到限制[3], 使系统无法到达测速指标的下限要求。对于低速时编码器输出信号的干扰, 可采用硬件、软件[4]或软硬件结合的方式消除。光电编码器在不同情况下的输出波形如图1所示。可见为了在电动机低速时仍然准确地测量转速, 必须处理转轴扭振带来的问题。

综合上述, 在宽范围测速系统中需要解决低速时转轴扭振引起编码器输出信号受干扰造成测速不准的问题, 同时需要处理“高速时编码器输出脉冲频率较高, 测速系统中断次数过多、测速程序执行时间长”的问题, 本研究采用结合硬件分频器的抗振动M/T测速方法可较好解决这个问题。

1 宽范围测速原理

1.1 干扰脉冲识别

光电编码器在工业测速有较为广泛的应用, 光电编码器的应用技术不断产生, 有文献采用恒基准脉冲法提高光电编码器测速的精度[5], 采用锁相环技术提高低速响应速度[6], 但这些方法都以光电编码器输出正交无干扰信号为前提, 当测速系统处于较大振动的情况下是无能为力的。在转轴扭转较大的情况下, 必须识别干扰脉冲, 才能对光电编码器输出脉冲信号进行准确计时计数, 达到准确测速的目的。本研究采用以下的方法识别干扰脉冲:由图1 (b) 可看出当A相信号的上升沿时刻测得B相信号的电位与A相信号的下降沿时刻测得B相信号的电位不同时, 可判定此次脉冲为真实脉冲, 反之脉冲为干扰脉冲。具体步骤如下:在A相信号的上升沿时刻测量B相信号的电位Vu, 下降沿时刻测量B相信号的电位Vd, 则:

当Vu≠Vd时, 判定本次脉冲为真实脉冲;

当Vu=Vd时, 判定本次脉冲为干扰脉冲。

这种识别编码器干扰脉冲的方法优点是简单、易于实现、实时性好。

1.2 抗振动M/T测速方法

设定测速周期为Tc, 系统接收到脉冲之后, 识别出A相的干扰脉冲, 从而决定是否对脉冲进行计数或作为计时开始/结束时刻。测速系统从A相信号真实脉冲的下降沿开始计时, 在Tc期间对A相信号不断判定输入脉冲的真实性, 如果输入为真实脉冲, 则测速计数器mp加1, 如果输入为干扰脉冲, 则测速计数器保持原值不变, 直到计时时间到, 记录测速计数器的脉冲数mp、Tc到达前一个真实脉冲下降沿来临时刻的实际计时脉冲数Tn, 由此计算出转速n[7]。假设计时时钟频率为fc (单位:MHz) , 则:

$n=\frac{60\cdot 10{}^{6}f{}_{c}m{}_p}{{\rm P}{\rm T}{}_n}=C{}_{rmp}\frac{m{}_p}{{\rm T}{}_n}$ (单位:r/min) (4)

式中 n转速;mp测速计数器的值;P编码器每转脉冲数。

当电动机转速较高且编码器输出信号干扰脉冲的数量小于允许范围时, 可采用分频器对编码器输出信号进行分频, 设分频器的次数为N, 则分频之后转速的计算式应为:

$n={\rm N}\cdot C{}_{rmp}\frac{m{}_p}{{\rm T}{}_n}$ (单位:r/min) (5)

式中 n转速;mp测速计数器的值;N分频次数;Crmp常数。

1.3 分频处理

电动机在低速时运行不平稳, 造成编码器输出信号含有干扰脉冲, 为了保全真实脉冲, 达到准确测速的目的, 对编码器输出信号不能进行分频处理, 因此系统应确定允许分频的最低转速。当电动机的转速高于该转速时, 编码器输出脉冲极少受到干扰, A、B相信号保持正交关系, 对这样的信号进行分频处理不会对测速精度带来负面影响, 因此允许对编码器的信号进行分频处理, 而低于该转速时不可作分频处理, 否则可能将真实脉冲清除掉, 致使测速不准。可根据测速精度要求和拖动系统的扭振特性确定允许分频的最低转速, 如测速系统的运算速度快、处理能力强可适当提高允许分频的最低转速。本研究使用分频处理之后转速和测速程序执行次数之间的关系图如图2所示。图中N为分频次数, m为测速周期内中断程序中断次数即执行次数, 1为有干扰脉冲时的曲线, 2为假设转轴无扭振情况下的曲线。

(1) 在测速范围内采用3段分频, 第1段转速范围0.5 r/min～300 r/min, 分频次数N=1;第2段转速范围300 r/min～2 400 r/min, N=8;第3段转速范围2 400 r/min～5 000 r/min, N=64。

(2) 本研究设置的允许分频最低转速为270 r/min, 在该转速以下由于干扰脉冲的随机性使得中断次数与转速之间不再是线性关系, 而是随机概率关系, 但其下限不能低于虚线2所示的次数, 因为转轴扭振只可能在平稳运行输出脉冲的数量的基础上增加干扰脉冲, 不可能减少平稳运行时输出脉冲的数量。

(3) 为了避免转速在分频切换点附近时分频次数来回跳动, 采用滞后切换的方法。本例转速超过300 r/min时, N取8, 之后转速必须低于270 r/min, N才能重新取1。当转速达到300 r/min, 取Tc=0.1 s, 不进行分频处理, 采用抗振动M/T测速方法时, 中断次数 (等于测速周期内编码器输出脉冲数的两倍) 为:

$m=2m{}_p=\frac{2{\rm T}{}_c{\rm P}{}_n}{60}=\frac{20.12000300}{60}=2000$次

如果采用8分频, 则编码器的脉冲频率降至原来的八分之一, 相当于转速降到37.5 r/min, 所以采用分频之后中断次数为:

$m^{\prime }=\frac{m}{8}=250$次

同样道理, 转速为270 r/min时, 未分频处理, 则微处理器的中断次数为1 800次, 8分频处理后, 中断次数为225次。

采用8分频且转速达到2 400 r/min时, 微处理器的中断次数为:

$m=2m{}_p=\frac{2{\rm T}{}_c{\rm P}{}_n}{60{\rm N}}=\frac{20.120002400}{608}=2000$次

在微处理器运行效率相等的前提下选择2 400 r/min为切换转速是合适的。如采用64分频处理, 则中断次数降为:

$m=\frac{2{\rm T}{}_c{\rm P}{}_n}{60{\rm N}}=\frac{20.120002400}{6064}=250$次

同样, 64分频的滞后切换的转速应设为2 160 r/min (m=225次) 。

(4) 一个测速周期内最高中断次数为2 000次。经过测算, 在CPU (LPC2114) 频率为44.236 8 MHz的情况下, 定时器中断程序在一个测速周期内的平均执行时间不超过3 μs, 则一个测速周期内中断程序执行的时间所占比例为:

$\gamma =\frac{20003}{100000}=6\%$

可见, 使用分频处理之后, 测速系统的效率和实时性大为提高, 特别是转速较高时。

2 硬件设计

宽范围测速系统的硬件电路如图3所示, 由信号输入电路、可预置N分频器电路、译码器、LED显示电路、复位和电源 (图中省略) 等部分组成。

(1) 可预置N分频器。

可预置N分频器由两片MC14522B组成, 分别是IC1和IC2, 它的功能是将编码器A相信号N分频, 降低信号的频率, 而后输入到微处理器PLC2114的P0.10端。由于在抗振动测速程序中需要在A相信号的边沿检测B相信号的电位, 无需将B相信号N分频, 而直接输入到P0.11端[8]。可预置N分频器输出和输入频率之间的关系为:

$f{}_o=\frac{f{}_i}{{\rm N}}$ (6)

式中 fi输入信号的频率;fo输出信号的频率;N分频次数。

N值由N7～N0组成的两位BCD码决定。由于测速系统仅需N=1、N=8和N=64等3个分频次数, 为了节省微处理器的I/O口线, 根据表1可见N1、N4、N7恒为低电位, 可将它们连接在一起并接地, N2、N5、N6的电位相同, 可将它们连接在一起为A端, N3为B端, N0为C端。这样仅需3个输入信号A、B、C, 即可决定可预置N分频器的3个分频次数。

注:0=低电位, 1=高电位。

(2) 译码器。

可预置N分频器工作时, 复位信号R和设置N的信号A、B、C, 共4个输入信号, 微处理器需要输出I0、I1两个信号, 经译码可满足分频器的要求, 译码器的真值表如表2所示。

注:0=低电位, 1=高电位, x=任意电位。

根据真值表可得如下的逻辑关系:$A=\overline{{\rm I}}{}_1‚B=\overline{{\rm I}}{}_0‚C={\rm I}{}_1\cdot {\rm I}{}_0‚R=\overline{{\rm I}}{}_1\cdot \overline{{\rm I}}{}_0$。

3 软件设计

3.1 端口配置

LPC2114内部具有两个32位定时器-定时器0和定时器1, 使用一个定时器可完成测速周期定时和测速的要求, 本研究选用定时器1[9]。编码器A相脉冲信号从P0.10端口输入, 测速系统需要在A相信号下降沿和上升沿时刻能够产生中断并且捕获该时刻的定时值, 因此P0.10设置为CAP1.0。B相脉冲信号从P0.11端口输入, 因B相信号需要检测电位, P0.11设置为GPIO, 方向设置为I。定时器C语言初始化程序如下:

测速系统通过I2C接口与ZLG7290连接, P0.2设置为SCL, P0.3设置为SDA。分频器预置和复位由P0.12、P0.13决定, P0.12、P0.13设置为GPIO, 方向为O。

3.2 测速程序设计

抗振动测速主要由定时器1的中断程序完成。测速周期0.1 s定时由定时器1产生, MR0配置为匹配时中断并且复位, 因此, 定时器TC的值在0～110 591之间循环, 每次循环产生一次中断。中断时记录编码器A相信号真实脉冲计数器mp值、mp个真实脉冲的计时长度Tn, 由这些数据和分频器N值可计算出转速。如果在中断程序中计算转速和滤波会导致中断程序执行时间过长, 为了避免这种情况, 使用联络标志位bPro。当测速周期结束时bPro=“1”, 主程序检测到bPro为“1”则由mp、Tn和N值计算转速并进行滤波处理, 求出平滑后的转速, 处理完毕bPro清零。这样将计算转速和滤波的工作交给主程序完成, 降低中断程序的负担。为了重新测速, 记录A相脉冲数计数器mp的值之后mp应清零。采用标志位bST识别是否需要记录脉冲的初值, 当测速周期开始时, bST=“1”, 在此条件下检测到A相真实脉冲下降沿则记录CAP1.0捕获的计时值 (用寄存器Tn0保存) , 作为测速脉冲开始时刻, 同时bST复位, 进入正常脉冲计数过程。在正常脉冲计数过程中, CAP1.0不断捕获A相信号边缘的计时值, 但只有真实脉冲的下降沿所捕获的计时值才用寄存器Tn保存下来, 同时对A相信号的真实脉冲个数进行计数, 保存于计数器mp中。到测速周期结束时, Tn保存的值就是真实脉冲计时的终值, 此值减去初值Tn0, 得到mp的真实脉冲的计时长度Tn (即Tn←Tn-Tn0) 。中断程序的流程图分别如图4所示。

3.3 主程序设计

主程序的主要任务是系统初始化、转速解算和滤波、设置分频器N值和显示输出等[10], 主程序流程图如图5所示。

(1) 初始化:

初始化需要处理的内容有端口配置;定时器初始化;I2C接口初始化;中断配置;P0.12、P0.13都置低电位, 分频器复位, 延时500 μs之后P0.12、P0.13都置高电位, 开始测速。

(2) 转速解算和滤波:

检测到联络标志位bPro=1, 表示测速中断程序传来待处理数据, 启动转速解算程序。解算转速时首先读取分频器当前的N值, 然后根据式 (5) 求出当前的转速nor, 经滤波之后得到较为平滑和准确的转速n。

(3) 设置分频器N值:

解算和滤波后得到新的转速n, 根据图2给出的数据和当前分频器的N值决定是否重设分频次数N值。

(4) 转速显示输出:

转速处理完毕, 联络标志位bPro清零, 而后将转速n的数据译码, 由数码管显示出来。

4 结束语

本研究以32位嵌入式处理器 (LPC2114) 为控制器, 虽然LPC2114以ARM7TDMI-S为内核和流水线设计, 程序运行迅速, 但面对巨量的中断次数还是有些无能为力, 本研究采用两片MC14522B组成的可预置N分频器, 低频时采用脉冲电平逻辑滤波, 清除干扰, 保证测速的准确性, 高频时采用分频计数, 降低处理器中断处理的次数, 从而提高测速系统运行的效率, 较好地解决了基于光电编码器的宽范围测速的问题, 即低速振动测速不准和高速巨量中断导致实时性欠佳的问题。

摘要：针对光电编码器的宽范围测速系统存在低速振动测速不准和高速巨量中断导致实时性欠佳的问题, 采用抗振动M/T测速方法结合可预置N分频器, 低频时采用脉冲电平逻辑滤波, 清除干扰, 保证测速的准确性, 高频时采用分频计数, 降低处理器中断处理的次数, 提高测速系统运行的效率, 从硬件和软件两个方面较好地解决了这个问题, 并据此研制以32位嵌入式处理器 (LPC2114) 为控制器的宽范围测速系统, 同时给出系统的硬件和软件设计方案。研究结果表明该设计方法是有效的。

关键词：光电编码器,宽范围测速,分频器

参考文献

[1]常春, 胡瑜, 董彬.光电旋转编码器的研究与应用[J].仪表技术与传感器, 2001, 13 (12) :32-35.

[2]崔晓红, 陈红利.光电编码器抗干扰防振动电路的设计[J].交通与计算机, 2005, 23 (1) :110-112.

[3]HAGL R, BIESKI S.Rotary encoders make digital drivesdynamic[J].Machine Design, 1994, 54 (8) :52-58.

[4]姜庆明, 杨旭, 甘永梅, 等.一种基于光电编码器的高精度测速和测加速度方法[J].微计算机信息, 2004, 20 (6) :48-50.

[5]宋刚, 秦月霞, 张凯, 等.基于普通编码器的高精度测速方法[J].上海交通大学学报, 2002, 36 (8) :1169-1172.

[6]汪涛, 黄声华, 万山明.一种基于DSP的伺服电动机转速检测方法[J].微电机, 2006, 39 (3) :86-88.

[7]李汉.一种光电编码器抗振动测速的方法[J].电气传动, 2010, 40 (6) :78-80.

[8]吕汀, 石红梅.变频技术原理与应用[M].1版.北京:机械工业出版社, 2003.

[9]周立功.ARM微控制器基础与实践[M].2版.北京:北京航空航天大学出版社, 2005.

矿用宽范围直流输入电源模块设计 第4篇

关键词：矿用电源,Buck拓扑,隔离反激拓扑,限流电路,启动电路,宽范围直流输入

0 引言

目前,本质安全型[1,2]矿用传感器电源输入范围一般为DC9~25V,而井下直流供电系统中有高达DC320V输出,输出类型既有本质安全型,也有非本质安全型[1,2],所以,传感器不能直接接入供电系统,需串接一个电源转换模块,将电压变换至传感器的输入范围,对电源进行本质安全处理后方能给传感器供电。针对传感器与直流供电系统电源电压等级不一致、电源类型不相符的问题,本文提出了一种新型矿用宽范围输入的本质安全型电源模块设计和实现方案。该电源模块基于Buck[3,4]和隔离反激[5,6]拓扑设计,具有输入防反接、DC9~350V范围直流输入、本质安全电源输出、易于集成的优点。

1 电源模块的拓扑选择

电源设计常用的拓扑有Buck拓扑、Boost拓扑、反激拓扑[7,8]、正激拓扑、推挽拓扑等,每种拓扑结构的特点见表1。

表1 电源拓扑结构及其特点

电源拓扑的选择主要从以下方面进行考虑。

(1)升压或降压。设计电源拓扑时常常需要考虑的问题就是输入电压与输出电压的关系,如果输入电压高于输出电压,可以选择Buck拓扑或反激拓扑,但若输入电压低于输出电压,则Buck拓扑电路就不能满足设计要求。

(2)占空比的限制。电源拓扑结构有的可以工作在0~100%占空比下,如Buck拓扑,有的拓扑则不能工作于100%占空比下,如反激拓扑一般工作于50%占空比以下。

(3)输出电源组数及电气隔离。输出电源组数与电源拓扑结构相关,比如确定了电源输出组数大于1组,那么Buck拓扑、Boost拓扑将不能满足设计要求。如果有明确的输入输出电气隔离要求,那也可以排除一些不满足设计要求的电源拓扑,如Buck拓扑、Boost拓扑、非隔离的反激拓扑等。

(4)连续或断续。主要是指电感或变压器中流过的电流有没有中断,设计中常常需要找到一个临界值,使得电路工作于一种模式,避免由于电源变换器在2种工作模式来回切换带来的不稳定问题。

(5)电压控制或电流控制。电源拓扑中的反馈部分取于输出电压则为电压反馈,取于电流则为电流反馈。目前市场上大多PWM控制集成芯片都同时有电压和电流反馈,使得电源变换器响应更加快速,且更加稳定。

本文结合实际情况选用了Buck拓扑和反激拓扑相结合的设计,前端采用Buck电路,避免了直接采用反激拓扑而导致开关管承受高耐压所带来的风险,后端采用隔离反激拓扑则满足了非本安端和本安端2U+1 500V的电气隔离要求(U为最高输入电压)。电源模块的原理如图1所示,9~320V直流输入经过Buck电路后电压降至7~12V(输入端串接二极管有2V压降),接着经过反激电路隔离后输出DC16V,最后经过本安处理后输出DC15V本安直流电源。本文主要介绍Buck电路的设计。

图1 电源模块原理

2 电源模块的低压启动

电源模块的最低输入电压为9V[9],如果电路前端加上熔丝、共模电感、防反接二极管后,输入的电压就会低于8V。低压启动电路如图2所示,驱动端高电平为8 V,则经过开关管VT1后电压为8-Vgs=4V(假设开关管VT1开启电压为4V),那么最高输出电压Vo也为4V,而且设计中Buck电路控制芯片的最低工作电压为7.4V,所以,若按照常规的方法设计,电源模块在9V输入时无法工作。为使得在输入电压为8V时输出电压Vo大于7.4V,在VT1驱动端增加了升压电路。

若升压电路采用专用的电源芯片则增加了成本,因为驱动开关管VT1的电流需求很小,所以,选择用运放、二极管、阻容器件设计升压电路,升压电路包含2个部分:第1部分是由运放构成的方波发生电路,如图3所示;第2部分为由三极管和电阻、电容构成的升压滤波电路,如图4所示。

图2 低压启动电路

图3 方波发生电路

图4 升压滤波电路

理论情况下,经过滤波后的输出直流电压幅值将达到2倍输入电压幅值,实际上由于三极管、二极管导通时有压降,而且实际升高的电压值还与后端负载有关,所以实际测得升压输出要比2VCC低,实际测得方波发生电路的输出波形(660 Hz方波)和升压滤波电路输出波形如图5、图6所示。测试结果表明,该电路可将6.72V输入电压提升到12.4V。

3 Buck电路参数设计

Buck电路已经确定的参数:输入电压为DC 9~320V;输出电压为DC 7~12 V;输出电流为1A;开关频率为50kHz。下面主要介绍电感和电容参数的计算。

图5 方波发生电路的实测输出波形

图6 升压滤波电路的实测输出波形

3.1 电感参数计算

电感参数计算步骤:

(1)由于电路工作于临界模式,输出电流I0=1A,则Imax=2Iavg=2I0=2A,其中Imax为输入电流最大峰值,Iavg为平均电流。

(2)由电感两端电压与电流的关系Vo=Ldi/dt可得L=(Vodt)/di,其中Vo为输出电压,L为储能电感,dt为电感续流时间,di为对应dt时间内的电流纹波变化。

(3)di一般取输出电流的20%,dt由输入电压、输出电压以及开关频率共同决定:

式中:Vin为输入电压;f为开关频率。

(4)将Vin=320V,Vo=12V,f=50kHz代入步骤(2)、步骤(3)可求得L=1.12mH。

(5)考虑到电感自身的20%误差和10%~35%的降额,所以,取L=1.12/(0.8×0.65)=2.15mH。

3.2 电容参数计算

电容参数计算公式:

式中:C为电容容量;ΔIL为流过电感的电流变化量;Ts为开关周期;ΔUc为电容两端电压的变化量。

电感电流的变化为

将式(3)代入式(2),可得最小滤波电容Cmin:

选取电源输出纹波不超过输出电压的20%,可得Cmin=3μF,考虑到电容的自身误差以及降额,实际应用中选取滤波电容C21为470μF,电感L2为18mH(选用PQ2620磁芯绕制)。实测Buck电路输出电压纹波在空载情况下最大不超过25mV,满载情况下最大不超过100 mV,Buck电路原理如图7所示。

图7 Buck电路原理

4 电源本安处理

由于该电源模块是用于煤矿环境,所以,必须给电源输出增加能量限制电路[10],电源的本安处理主要为过流保护和防反接保护。

设计中,过流保护并非采用传统的恒流保护,而是采用了截流式与恒流式相结合的方式,当输出过流时,电路会保持最大额定电流输出一段时间,然后关闭电流输出,经过一段时间后接着再恒流输出,电路的防反接保护由2个串联的二极管构成。本安处理电路如图8所示。

本安处理电路控制原理:(1)正常运行时,流过检测电阻R44的电流较小,在R44上产生的压降不足以开启三极管VT15,PMOS管VT7的开启电压UGS值约为-VCC,沟道完全导通,Uds约等于0;(2)负载增大,流过R44上的电流增加到166mA时,PNP三极管VT13开始导通,使得PMOS管VT7进入可变电阻区,从而保持线路上的电流恒定;(3)C41两端电压上升到门限电压后,比较器D6的端口输出低电平,三极管VT13导通,PMOS管VT7的UGS约等于0,VT7截流;(4)电容C36两端电压升高,三极管VT13截止,VT15导通,电路进入恒流模式,如此反复,恒流截流交替进行,可实现过流保护。通过调整C36和C41的值,可以调整恒流截流时间,实际电路测试电流波形如图9所示,恒流时间约为100 ms,截流时间约为500ms。在外部发生短路故障时,本安处理电路能有效地限制电源模块能量的输出。

图8 本安处理电路原理

图9 本安处理电路的过流输出波形

5 试验验证

对设计的原理样机进行试验,电源模块输入电压、输入功率、输出电压等数据见表2,从表2可看出,设计的电源模块满足了宽范围输入电压的要求,输出功率也满足了矿用传感器的要求。

表2 电源模块试验数据

6 结语

针对井下9~320 V不同等级的直流电源输入,提出了基于Buck拓扑的电源模块设计方案。该电源模块输入电压范围可达DC9~350V,满足了宽范围输入的设计要求,适用于井下直流输出电源波动范围较大且需要安装低功耗传感器的场合。

参考文献

[1]ABRAHAM I P.开关电源设计[M].2版.王志强,译.北京:电子工业出版社,2005:21-34.

[2]BILLLINGS K.开关电源手册[M].2版.张占松,汪仁煌,谢丽萍,译.北京:人民邮电出版社,2006:115-126.

[3]GB 3836.1—2010爆炸性环境第1部分:设备通用要求[S].

[4]GB 3836.4—2010爆炸性环境第4部分:由本质安全型“i”保护的设备[S].

[5]杨立杰.多路输出单端反激式开关电源设计[J].现代电子技术,2007(6):23-24.

[6]薛蒙.反激型多路开关稳压电源的设计[D].青岛:青岛理工大学,2011:29-32.

[7]沈跃.反激式开关电源的能量分析[J].通信电源技术,2008,25(1):58-59.

[8]王牧之,王君艳.反激式高频变压器的分析与设计[J].现代电子技术,2011,34(8):157-159.

[9]薛明岐,沈雷明.超宽范围输入的开关电源电路设计[J].电源技术应用,2009,12(10):26-28.

一种高速、宽动态范围检波器的研制 第5篇

微波检波器是射频微波领域的常用器件之一, 广泛应用于矢量网络分析仪、接收机和功率探头等系统中。随着技术的进步和应用需求, 微波设备产生的脉冲信号, 正朝着上升沿时间越来越短、功率范围越来越大的方向发展。因此, 研究响应速度快、灵敏度动态范围宽的检波器具有重要意义。

Robert V.Garver[1]等采用腔体形式在X波段, 实现了上升沿时间300 ps的检波器。Zhirun Hu[2]等用GaAs为衬底的平面势垒二极管实现了35 GHz下正切灵敏度达-55 dBm的检波器。国内, Ka波段动态范围大于29 dB的检波器[3], W波段响应时间小于3 ns的高速脉冲检波器[4]已有相关报道。这里采用了宽带带通滤波器和宽阻带低通滤波器作为输入输出电路, 利用肖特基低势垒二极管, 研制了同时具有响应时间小于3～4 ns、灵敏度动态范围约25 dB特点的检波器。

1检波器基本原理

传统检波器主要可以分为前端匹配滤波电路、检波二极管和后端匹配滤波电路3个部分。脉冲调制信号通过检波器后, 得到调制信号的包络。

检波二极管在数学上服从二极管方程[5], 即

I=IS (eαV-1) 。

式中, I为二极管电流;V为跨在二极管上的净电压;IS为饱和电流, 在给定温度下是常数;α=q/nkt, k为波尔兹曼常数;t为绝对温度;q为电子电荷;n为适应实验数据的修正常数。

令二极管电压为:

V=V0+v。

式中, V0为直流偏置电压;v为小的交流信号电压。这样可对V0做泰勒级数展开:

${\rm I}(V)={\rm I}{}_0+v\frac{\text{d}{\rm I}}{\text{d}V}|{}_{V{}_0}+\frac{1}{2}v{}^2\frac{\text{d}{}^2{\rm I}}{\text{d}V{}^2}|{}_{V{}_0}+\cdots {}_{}^{}$。

式中, I0=I (V0) 为直流偏置电流。

二极管结电阻Rj, 动态电导Gd用函数的一阶导数表示为:

$\frac{\text{d}{\rm I}}{\text{d}V}|{}_{V{}_0}=\alpha {\rm I}{}_{\text{S}}\text{e}{}^{\alpha V{}_0}=\alpha ({\rm I}{}_0+{\rm I}{}_{\text{S}})=G{}_{\text{d}}=\frac{1}{R{}_{\text{j}}}$,

则I (V) 可进一步表示为直流偏置电流I0和交流电流i之和, 即

I (V) =I0+i=I0+vGd+v2G′d+。

式中前3项近似称为小信号近似。若二极管电压由直流偏置电压和小信号射频电压组成:

V=V0+v0cosω0t,

则二极管电流为:

$\begin{array}{l}{\rm I}={\rm I}{}_0+v{}_{0}G{}_{\text{d}}\cos \omega {}_{0}t+\frac{v{}_0^2}{2}G{}_{\text{d}}^{´}\cos {}^2\omega {}_{0}t=\\ {\rm I}{}_0+\frac{v{}_0{}^2}{4}G{}_{\text{d}}^{´}+v{}_{0}G{}_{\text{d}}\cos \omega {}_{0}t+\frac{v{}_0^2}{4}G{}_{\text{d}}^{´}\cos 2\omega {}_{0}t。\end{array}$

式中, I0为偏置电流;v${}_0^2$G′d/4为直流整流电流。该级数的2次及其他偶次项提供了整流作用。输出还包含有频率为ω0和2ω0 (及更高次谐频) 的交流信号, 这些信号通常用低通滤波器滤掉。

2检波器电路设计

检波器主要可以分为前端匹配滤波电路、检波二极管和后端匹配滤波电路3个部分。整个检波电路制作在FR4介质基片 (Er=2.55) 上, 基片厚度0.8 mm。

2.1前端匹配滤波电路

检波器前端匹配滤波电路要求驻波小、传输损耗低、带宽较宽, 对于低频信号有一定的抑制作用, 并且易于安装。综合考虑上述要求后, 采用了一种基于三线结构的多模谐振的宽带带通滤波器来实现检波器前端的匹配与滤波功能。三线耦合微带结构相对于平行耦合双线, 在增加耦合度的同时降低了对线间距的要求。

如果将三线耦合结构视为一个六端口网络, 则该结构可以等效为一个导纳变换器。三线结构存在着3个类TEM模式。利用谱域法可以获得单位长度上的电感矩阵[L]和电容矩阵[C]。由于结构的对称性, 主模的特征电压矩阵可表示为:

$[\mathit{{\rm M}}{}_V]=\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ m{}_1& 0& 1\\ 1& -1& 1\end{array}\right]$

式中每一个矢量[MV]是矩阵乘积[L][C]的特征向量。

$\left[\begin{array}{c}\mathit{V}{}_a\hfill \\ \mathit{V}{}_b\hfill \end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathit{{\rm Z}}{}_a\mathit{{\rm Z}}{}_b\hfill \\ \mathit{{\rm Z}}{}_b\mathit{{\rm Z}}{}_a\hfill \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathit{{\rm I}}{}_a\hfill \\ \mathit{{\rm I}}{}_b\hfill \end{array}\right]$

式中, $\left[\mathit{V}{}_a\right]=\left[V{}_{1}V{}_{2}V{}_3\right]{}^{\text{Τ}}$;$\left[\mathit{V}{}_b\right]=\left[V{}_{4}V{}_{5}V{}_6\right]{}^{\text{Τ}}$;$\left[\mathit{{\rm I}}{}_a\right]=\left[{\rm I}{}_1{\rm I}{}_2{\rm I}{}_3\right]{}^{\text{Τ}}$;$\left[\mathit{{\rm I}}{}_b\right]=\left[{\rm I}{}_4{\rm I}{}_5{\rm I}{}_6\right]{}^{\text{Τ}}$。阻抗矩阵$\left[\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{a}}\right]$和$\left[\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{b}}\right]$可表示为:

$\left[\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{a}}\right]=\left[\mathit{{\rm M}}{}_{\text{V}}\right]\text{d}\text{i}\text{a}\text{g}\left[-\text{j}{\rm Z}{}_{\text{m}\text{i}}\cot \text{θ}{}_{\text{i}}\right]\left[\mathit{{\rm M}}{}_{\text{V}}\right]{}^{\text{Τ}}$;

$\left[\mathit{{\rm Z}}{}_{\text{b}}\right]=\left[\mathit{{\rm M}}{}_{\text{V}}\right]\text{d}\text{i}\text{a}\text{g}\left[-\text{j}{\rm Z}{}_{\text{m}\text{i}}\csc \text{θ}{}_{\text{i}}\right]\left[\mathit{{\rm M}}{}_{\text{V}}\right]{}^{\text{Τ}}$。

式中, θi=βil, βi为i次模的相位常数, l为耦合支节长度;Zmi设为:

${\rm Z}{}_{m1}=\frac{{\rm Z}{}_{o1}}{m{}_1^2+2}$;${\rm Z}{}_{m3}=\frac{{\rm Z}{}_{o3}}{m{}_3^2+2}$。

Zoi为模式i的特征阻抗。

三线结构将六端口网络中的某些端口连接到一起, 利用电压和电流的终端条件可以将网络变成双端口网络, 则可以进一步求出每个耦合支节在不同模式下的特性阻抗。

基于三线结构的多模谐振滤波器仿真结果如图1所示。

该滤波器由1个多模谐振器 (阶梯阻抗谐振器) 和2个交指状的馈线电路构成。当交指耦合线长度较短时, 耦合系数较小, 此时插损曲线中有多个传输极点, 这些极点正是阶梯阻抗谐振器谐振频率位置;当耦合长度增加时, 随着耦合系数增大, 通带内传输极点也会增加, 从而实现了多极点的超宽带滤波性能。仿真与实测结果显示, 该滤波器3 dB带宽为5.6～13.8 GHz, 9.7 GHz时的插损约为1 dB, 比仿真结果略偏大, 其原因可能是微带板的介质损耗和色散效应。

2.2后端匹配滤波电路

检波器后端匹配滤波电路要求能对检波二极管产生的基波和谐波进行抑制, 使直流信号无损输出。常见低通滤波器会在中心频率几倍频处产生寄生通带, 这对于所需信号检波是不利的。据此设计了基于谐振加载的宽阻带低通滤波器。

短路谐振加载的耦合线可以获得多个传输零点, 可以视为一种频率选择的耦合结构。将1/4波长的开路谐振单元与1/4波长的频率选择耦合单元组合就可以在阻带包含3个传输零点。1/4波长的开路谐振单元可视作是半波长短路谐振器的等效。实际上, 电长度等效为1/4波长的任意开路支节都可以用作串联谐振单元。由于传输零点的增多, 低阶的带阻滤波器在尺寸小, 损耗小的优势之外, 也实现了宽阻带特性。

根据短路谐振加载低通滤波器模型所制作的低通滤波器在10 MHz～2 GHz通带内插损小于0.5 dB, 3 GHz以上频带抑制基本达到10 dB, 在8 GHz左右抑制效果只能达到8 dB左右。为了提高阻带的抑制效果, 在滤波器传输线上对称地添加了2个加载单元, 其作用是提高滤波器的阶次, 模型和仿真结果如图2所示。

增加阶数后的宽阻带低通滤波测试结果与仿真结果基本一致, 10 MHz～1.6 GHz通带内, 插损小于0.5 dB。3.5 GHz以上, 除了8.5 GHz处有一小段S21约为12 dB抑制外, 其余频点均有大于25 dB的抑制。

2.3检波器设计与测试

检波二极管的选择需要综合考虑频率和灵敏度的要求, 本设计的电路采用了MSS20-141-B10D肖特基低势垒二极管。将设计的带通滤波器、低通滤波器与检波二极管模型在ADS中进行了仿真优化, 仿真中脉冲调制信号源功率为0 dBm, 脉宽20 ns, 脉冲周期40 ns, 上升时间1 ns, 仿真的响应时间小于4 ns。根据仿真设计的电路结构进行实物制作, 在50 Ω微带线和匹配电路之间留有0.1 mm缝隙用于焊接检波二极管, 检波二极管采用正向安装以获得正向检波输出。

典型检波波形如图3 (a) 所示, 响应时间约3.4 ns。按照上升沿时间与带宽的关系, 500 MHz示波器会引入约0.7 ns的上升沿时间变缓。实际的检波器响应时间应该小于3.4 ns。

当信号功率从-8～16 dBm逐渐增大, 检波器输出电压从10 mV增大到300 mV, 灵敏度曲线如图3所示, 检波灵敏度动态范围约25 dB。

3结束语

上述仿真制作了基于三线结构的多模谐振宽带带通滤波器作为检波器的输入电路, 在谐振加载的宽阻带低通滤波器基础上进行了改进, 设计了一种阻带抑制更大的宽阻带低通滤波器结构作为检波器输出电路。

在输入输出电路基础上, 设计了可应用于6～12 GHz的具有高速、宽动态范围特点的脉冲检波器, 并对检波器中的滤波器部件和整体检波器性能进行了实验测试。在5～13 GHz频率范围内, 检波器输出脉冲上升沿时间在3～4 ns以内。在6～12 GHz范围内, 检波器灵敏度动态范围可达约25 dB。

该检波器结构简单, 检波波形完整稳定, 失真较小, 具有一定的实用价值。该检波器的设计是以易于加工和结构稳定性为主, 若选择高介电常数和低损耗材料, 则检波器的还可以在小型化, 高灵敏度方面有所提高。

摘要：微波检波器具有结构简单、使用方便的特点, 是射频微波领域的一种常用器件。基于微带混合电路技术, 研制了一种高速、宽灵敏度动态范围的脉冲检波器。仿真设计了带宽为5.613.8 GHz的宽带带通滤波器和3 GHz的宽阻带低通滤波器作为检波器的输入输出电路。该检波器可以对612 GHz频段内、功率为-816 dBm的脉冲调制信号进行检波, 灵敏度动态范围约25 dB, 响应时间小于34 ns。

关键词：高速,宽动态,微带滤波器,微波检波器

参考文献

[1]GARVER R V, MAK T H.Filters for High-speed DiodeModulators and Demodulators[J].IEEE Transactions onMicrowave Theory and Techniques, 1967, 15 (15) :390-397.

[2]ZHIRUN Hu, VAN T V, REZAZADEH A A.HighTangential Signal Sensitivity GaAs Planar Doped Barrier Diodefor Microwave/millimeter-wave Power Detector Applications[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2005, 15 (3) :150-152.

[3]方勇, 黄建, 甘体国.Ka波段宽带、大动态平方律检波器的研制[J].微波学报, 2009, 25 (4) :78-81.

[4]姚常飞, 王玲, 唐小宏, 等.W波段混合集成高速脉冲检波器[J].微波学报, 2008, 24 (3) :53-56.

宽电压范围 第6篇

数据采集模块是智能仪器必有的信号通道,也就是说任何仪器都必须有数据采集环节,因而,数据采集卡必须具有一定的通用性,才能减少硬件的重复性开发,降低研发成本,提高产品设计的效率。在很多情况下,模拟信号的动态范围很大,一般在几m V至几十V范围内,对这样的信号进行采集,为了保证精度,就需要信号调理电路对输出的宽动态模拟信号的动态范围进1行压缩调理,从而改变系统的分辨率,以获得满足DSP处理要求的信号;同时随着科技的发展,信号的工作频率越来越高,尽管对ADC来说,其采样率增长速度较快且能满足对高速信号的采样要求,但对DSP来说,其处理速率仍然是现代信号处理的瓶颈,因此我们更加注重ADC的频率变换的功能。针对上述状况,提出了一种利用CPLD、PGA202/203、AD7864并基于DSP(TMS320VC33)等的数据采集处理系统,详细地讨论了系统硬件设计中的主要问题,同时给出了解决的办法及软件设计方法[1]。实践表明,本设计实时性好,占用系统资源少,接口电路简单,因此有极高的实用价值。

2 采集系统总体设计

该系统主要包括数子信号处理器DSP、信号调理电路部分(包括衰减,放大和滤波)、A/D转换部分、CPLD控制部分、存储器、D/A转换电路等部分构成,其中信号调理部分包括程控衰减、放大,程控滤波两部分。DSP芯片选用TMS320VC33型号,是完成整个系统功能核心部分。信号经前端信号调理电路后,送入A/D进行模数转换,DSP对转换后的信号进行分析,计算出信号的频率范围,根据信号的频率范围实时调整A/D时钟及选择抗混叠滤波电路,从而调整系统的采样率,具体实现见后面介绍;同时,DSP还将对信号分析,确定信号在AD采样范围之内,如果信号范围不合适AD采样,DSP控制CPLD调整衰减、放大电路部分,使得模拟信号调理到适合A/D采样的范围。可以通过D/A芯片转换成模拟信号观察转换结果。由于系统中需要控制的芯片较多,因此通过CPLD可以方便的实现对存储器、A/D、D/A、信号调理部分的控制逻辑,在本系统中以信号调理部分、A/D转换部分、和DSP算法实现部分为本系统的核心。系统总体方案框如图1。

3 信号调理模块设计

信号调理电路的具体实现综合考虑了数据采集的要求、控制系统的实时性要求及算法设计等各种因素审慎为之。因此设计信号调理部分主要工作有两部分:程控衰减、放大部分;程控滤波器设计部分。下面分别给于介绍。

3.1 程控衰减、放大电路设计

本文采用精密运放和精密电阻网络的方案,如图2。程控衰减电路由精密电阻网络(精度为0.1%)和程控继电器组成。其衰减系数分别为l、1/2、1/4调理士5V~士20V的输入信号。程控放大电路由两级单片集成PGA电路构成。第一级增益分别为1、10、100和1000,第二级增益为l、2、4和8,两级组合可将增益分为1、2、4、800,共16档。这部分电路主要用于调理士5m V~士4.999V的信号。本系统的动态范围为90d B,整个信号调理电路的频率响应带宽主要由两级程控放大电路的PGA芯片决定。这里PGA芯片选用BB公司的PGA202和PGA203,其带宽分别为1000k Hz(G<1000)和250k Hz(G=1000)。该线路较为简单,它们具有低漂移、低非线性、高共模抑制比和宽频带等优点。理论分析和实验研究表明,宽动态PGA电路是对宽动态模拟信号的动态范围进行压缩的一种行之有效的技术方案,它可以保证检测系统的精度和提高整个检测系统的性价比[2]。

3.2 程控滤波器设计

在数据采集系统中,根据奈奎斯特抽样定理,为了防止频域混叠,采样频率必须高于其最高频率的2倍,在工程实际中通常取3~5倍,因此在采样前向通道中要加入抗混叠滤波单元。经过此滤波单元后,模拟量中的高频分量被滤去,可直接进入A/D转换器中转换为数字信号。

抗混叠低通滤波器一般为有源低通滤波器,普通高阶有源滤波器由放大器和RC网络组成,原件多,参数调节复杂,并且杂散电容会大大影响滤波器特性。MAXIM公司推出的有源滤波器MAX274是单片集成有源滤波器,无需外接电容,因此受杂散电容的影响很小,可以有效减少电路体积,提高电路性能。MAX274是8阶连续时间有源滤波器,由四个独立的二阶滤波器组成,可通过改变外接电阻方法实现Butterworth、Bessel、Chebyshev和Elliptic的10Hz~150k Hz范围内的任意频率带通或低通滤波器,满足本设计系统的要求。MAXIM公司网站提供免费的专用设计软件,帮助辅助设计和仿真,配合模拟开关CD4051,设计出30k Hz巴特沃斯型低通滤波器filter1,60k Hz巴特沃斯型低通滤波器filter2,80k Hz巴特沃斯型低通滤波器filter3,100k Hz巴特沃斯型低通滤波器filter4四个抗混叠滤波器。实现对不同的采样信号进行不同的抗混叠滤波[3]。详细框图如图3所示。

4 A/D自适应变采样率部分设计

控制A/D部分实现系统自适应调整采样率是系统的核心部分,基于对转换时间和转换精度的考虑,本系统采用AD7864作为模数转换芯片。设计对0~100k Hz信号进行采集,实时判断信号的频率范围,调整系统的采样率[4]。

4.1 AD7864芯片及应用介绍

AD7864是美国ADI公司生产的一款高精度、高采样频率、低功耗的信号采集芯片,分辨率为12位,可实现4通道同时采样,AD7846的转换时间为1.65ms/CH,采样保持时间为0.35ms,单通道最高采样频率为500 k SPS。信号输出采用12位高速并行数据输出接口。通道选择可以通过硬件或软件实现。由CONVERT启动A/D转换,单个通道转换完成后产生转换结束信号EOC,所有通道转换完成后,BUSY信号变为低电平。参考电源为+2.5V,其内部带有参考电源,也允许外部输入。可通过引脚/INT/EXT CLK来选择工作在内部时钟模式还是外部时钟模式。内部时钟模式可最优化AD7864的特性,转换时间为1.65ms,采样频率可达到最高。而外部时钟模式的最高时钟频率是5 MHz,转换时间为2.6ms。当/INT/EXT CLK为低电平时,芯片时钟由片内时钟振荡电路产生;当/INT/EXT CLK为高电平时,芯片时钟由CLKIN端的外部时钟提供。本系统需要调整AD时钟实现采样率变化,因此/INT/EXT CLK引脚为高点平,通过DSP控制CPLD产生不同时钟,对AD7864的CLKIN端输入不同时钟进行转换,如此实现自适应采样率的变化[5]。见表1。

4.2 自适应变采样率软件设计

自适应变采样率部分软件主要包括AD初始化部分、数据采集开始及存储控制部分、FFT频谱分析部分、确定信号频率范围部分及调整AD时钟部分几部分组成。软件流程框图如图4。其中主要部分是FFT确定采样信号频率,根据频率确定采样率,AD时钟及选择对应的抗混叠低通滤波器。A D时钟控制通过CPLD软件编程产生五个时钟信号,通过AD7864的CLKIN端口外部输入时钟,达到对输入信号的频率自适应判断,自适应实现采样率的变化。

5 结束语

通过上述方案设计了动态范围达到90d B的采样率自适应变化的数据采集系统,可以对0~100k Hz信号进行采集,详细地讨论了系统硬件设计中的主要问题,同时说明了主要部分软件设计方法.经使用验证,系统满足设计指标功能要求,很好地实现了对模拟信号的采集和处理。保证了系统的实时性,而且构成合理,实现方法简单,具有一定实用价值和工程意义。

摘要：本文介绍了一种宽动态范围,采样率自适应变化的具有通用性的数据采集系统的硬件组成及实现原理。设计了程控衰减、放大电路及程控滤波电路,完成前端的信号调理工作,采用TMS320VC33这款DSP作为核心芯片,完成主要控制和自适应数字信号处理部分,实现了对信号的实时处理和分析。

关键词：数据采集,DSP,动态范围,自适应方式,变采样率

参考文献

[1]王念旭.DSP基础与应用系统设计[M].北京:北京航空航天大学出版社,2000.

[2]翁东山,危峻,冯旗.宽动态范围信号检测系统的信号调理技术分析[J].红外月刊,2005,3(4):26-31.

[3]张涛.MAX274/275有源滤波器的应用研究[J].微计算机信息,2005,21(7):145-146.

[4]周林,殷侠.数据采集与分析技术[M].西安:西安电子科技大学出版社,2005.

宽电压范围 第7篇

1 永磁同步电机的矢量控制方法

矢量控制是上世纪70年代前西德Blaschke等人首先提出来的,它是对交流电动机提出的一种新的控制思想和控制技术,是交流电动机的一种理想调速方法。矢量控制也同样适用于永磁同步电机,它是在普通三相交流电动机上设法模拟直流电动机转矩控制的规律,在磁场定向坐标上,将电流矢量分解成产生磁通的励磁电流分量和产生转矩的转矩电流分量,并使两分量互相垂直,彼此独立,然后分别进行调节,这样交流电机的转矩控制在原理和特性上就和直流电动机相似了。由于既需要控制定子电流空间矢量的相位,又需要控制其幅值,所以称为矢量控制[1]。

电机动态特性的调节和控制完全取决于动态中能否简便而精确的控制电机的电磁转矩输出。永磁同步电机的电磁转矩基本上取决于交轴电流和直轴电流,对力矩的控制最终可归结为对交轴电流和直轴电流的控制。当输出力矩为某一值时,对交轴电流和直轴电流的不同组合的选择,将影响电机和逆变器的输出能力以及系统的效率、功率因数等。如何根据给定力矩确定交轴电流和直轴电流,使其满足力矩方程构成了永磁同步电机电流的控制方法问题。

永磁同步电机的电流控制方法主要有:id=0控制、cosφ=1控制、恒磁链控制、最大转矩/电流控制、弱磁控制、最大输出功率控制等[2,3]。

1)id=0控制是一种最简单的电流控制方法,该方法由于电枢反应没有直轴去磁分量而不会产生去磁效应,不会出现永磁电机退磁而使电机性能变坏的现象,能保证电机的电磁转矩和电枢电流成正比。其主要的缺点是功角和电动机端电压均随负载而增大,功率因数低,要求逆变器的输出电压高,容量比较大。另外,该方法输出转矩中磁阻反应转矩为0,未能充分利用永磁同步电机的力矩输出能力,电机的性能指标不够理想。

2)cosφ=1控制方法使电机的功率因数恒为1,逆变器的容量得到充分的利用。但是在永磁电机中,由于转子励磁不能调节,在负载变化时,转矩绕组的总磁链无法保持恒定,所以电枢电流和转矩之间不能保持线性关系。而且最大输出力矩小,退磁系数较大,永磁材料可能被去磁,造成电机电磁转矩、功率因数和效率的下降。

3)恒磁链控制方法就是控制电机定子电流,使气隙磁链与定子交链磁链的幅值相等。这种方法在功率因数较高的条件下,一定程度上提高了电机的最大输出力矩,但仍存在最大输出力矩的限制。

4)最大转矩/电流控制是在电机输出力矩满足要求的条件下使定子电流最小,减小了电机的铜耗,有利于逆变器开关器件的工作,逆变器损耗也最小。同时,运用该控制方法由于逆变器需要的输出电流小,可以选用较小运行电流的逆变器,使系统运行成本下降。在该方法的基础上,采用适当的弱磁控制方法,可以改善电机高速时的性能。因此该方法是一种较适合于永磁同步电机的电流控制方法。缺点是功率因数随着输出力矩的增大下降较快。

5)弱磁控制起源于他励直流电动机的调磁控制。当他励直流电动机端电压达到极限电压时,为使电动机能恒功率运行于更高的转速,应降低电动机的励磁电流,以保证电压的平衡。永磁同步电机的励磁磁动势因由永磁体产生而无法调节,只有通过调节定子电流,即增加定子直轴去磁电流分量来维持高速运行时电压的平衡,达到弱磁扩速的目的。

6)最大输出功率控制,当电动机超过转折速度后,对定子电流矢量的控制转为弱磁控制。此时定子电流矢量沿着电压极限椭圆轨迹取值。电动机超过某一转速后,在任一给定转速下,在电动机电压极限椭圆轨迹上存在着一点,该点所表示的定子电流矢量使电动机输入的功率最大,相应的输出功率也最大。

id=0控制方法相对于其他控制方法而言最简单易行,而且该控制方法对面装式永磁同步电机来说也就是最大转矩/电流控制,具有相应的优良特性,因此使得电机的调速更容易实现。同时电磁转矩只与定子电流的幅值成正比,通过控制电机定子电流即可获得与此成线性比例关系的电磁转矩,这样就实现了对直流电机的严格模拟,这就是永磁同步电机转子磁场定向矢量控制的基本思想。

2 电压空间矢量脉宽调制

当今对永磁同步电机的交流调速一般采用矢量控制策略,为了最终在空间产生圆形旋转磁场,进而产生恒定的电磁转矩,人们提出了电压空间矢量控制的思想,即空间矢量脉宽调制(SVPWM)。SVPWM技术具有谐波含量少、开关损耗小、直流电压利用率高等优点,从而降低了永磁同步电机的转矩脉动,提高了它的交流调速性能[4]。

2.1 三相电压表达式

在标准三相系统中,三相互差120°的正弦电压被输入到电机相绕组中用来产生正弦电流,从图1中我们可以得到如下的表达式:

为了从输入电压源(Voa,Vob,Voc)中计算相电压(Van,Vbn,Vcn),必须假设系统是对称的,从而得到:

因为i1+i2+i3=0,从上式可以进一步得到:

各相的相电压表达式为:

2.2 静态功率桥的应用

静态功率桥省去了正弦波电压源,采用6个功率晶体管通过开关状态来逆变直流电源,从而在线圈绕组中重新生成正弦波电流来产生旋转磁场。由于相绕组是感性的,通过调制功率桥的占空比得到的是一个近似正弦波的电流。

当静态功率桥采用双极性调制时,其基本控制原则是每相在任何时候都只有一个晶体管导通,而另一个晶体管关断。若定义导通为1,关断为0,那么如图2所示的晶体管共有8种组合状态来构成对应的电压空间矢量:V1(001)、V2(010)、V3(011)、V4(100)、V5(101)、V6(110)、V0(000)和V7(111)。从功率桥的正常工作状态看,前6种工作状态是有效的,而后两种工作状态是三相绕组短接在一起的情况,这时的电压空间矢量幅值为零,称为零矢量。功率桥相对于直流电源虚拟中点的输出电压,以及根据式(4)求得电机每一相的相电压如表1所示。

2.3 三相电压在αβ坐标系下的表达式

三相电压(Van、Vbn、Vcn)在αβ坐标系下的表达式可以通过以下表达式(Clarke变换)求得:

在功率桥的8种组合状态下,Vα和Vβ的值在αβ坐标系下也只有8种组合,如表2所示。

从表2中可以看出,6个电压有效矢量的幅值都为2VDC/3,并把它们在αβ平面内表示出来可以得到如下电压空间矢量如图3所示。

2.4 参考电压空间矢量的合成

从图3中可以看出,功率桥的8种组合状态,只能形成8种固定值的电压空间矢量,而且在电机中只能形成正六边形的旋转磁场。要想获得任意形式的参考电压,就必须有更多的逆变器开关状态,这里我们采用两个相邻电压空间矢量的组合和调制它们各自的导通时间来获得更多的电压空间矢量,从而在电机定子绕组中形成圆形的旋转磁场。

如图4所示,假设任意参考电压空间矢量Vsref位于第Ⅲ扇区,设定PWM波的周期为T,相邻两个电压矢量V4、V6以及零矢量的调制时间分别为T4、T6和T0,从而得到如下表达式:

因为6个电压有效矢量的幅值都为2VDC/3,根据以上两式可以求得相邻两电压矢量以及零矢量的调制时间分别为:

根据同样的原理,可以求得任意参考电压空间矢量在其它扇区的调制时间,如表3所示。设X=

2.5 扇区的判断

为了合理地使用相邻两电压空间矢量的调制时间,首先必须判断出参考电压空间矢量Vsref位于哪个扇区内。通常的判断方法是:根据Vsαref和Vsβref计算出电压矢量的幅值,再结合Vsαref和Vsβref的正负进行判断,这种方法比较直观,但因为计算中含有非线性函数,而且计算复杂,在实际应用中不易实现,因此我们寻求一种简单有效的判断方法。

假设参考电压空间矢量位于第Ⅲ扇区内,从图4可以看出其等价条件为:

上式可以进一步等价为:

同理可以得到参考电压空间矢量位于其它扇区的等价条件如表4所示。

使用上述方法判断扇区完全避免了计算复杂的非线性函数,只需经过简单的加减和逻辑运算就可以确定所在扇区。综合分析上表可以看出Vsref所在的扇区完全由三式与0的关系决定。为了简化表达式,我们再定义3个变量:

2.6 空间矢量脉宽调制的实现

经过以上一系列的理论铺垫,可以得到实现电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)的基本步骤如下[5,6]:

(1)首先要确定由Vsαref和Vsβref决定的参考电压空间矢量位于哪个扇区。如果Va>0,那么A=1,否则A=0;如果Vb>0,那么B=1,否则B=0;如果Vc>0,那么C=1,否则C=0。则电压空间矢量所在的扇区可表示为:S=A+2B+4C。

(2)由表3可知各扇区内相邻两个电压空间矢量和零矢量在一个PWM周期内的调制时间。零矢量的调制时间为T0=T-T1'-T2'。若出现饱和状况T<(T1'+T2'),则:T1'=(T1'T)/(T1'+T2'),T2'=(T2'T)/(T1'+T2')。其中,变量T1'、T2'分别为相邻两个电压空间矢量在一个PWM周期内的调制时间。

(3)由于PWM波是以中心对称方式产生的,从而可以求得3路PWM波的占空比(Ta、Tb、Tc),即3个比较1寄存器的值如1下所示:

(4)最后,根据参考电压矢量所在的扇区把对应的占空比设置到电机对应的每一相中,也就是正确地设置3个比较寄存器(CMPR1、CMPR2、CMPR3)的值,如表5所示。

3 试验分析

综上所述,在每一个PWM周期中,根据永磁同步电机控制系统速度环、电流环以及相关变换获得的电压参考分量Vsαref和Vsβref,通过执行以上步骤就可以得到对称的空间矢量脉宽调制输出波形。图5为参考电压矢量位于第Ⅲ扇区时的占空比和SVPWM输出波形图。

4 结语

永磁同步电机是多变量、非线性、强耦合的被控对象,要实现对永磁同步电机电磁转矩的线性化控制,必须获得与直流电机相同的控制性能。本文详细介绍了永磁同步电机的多种矢量控制方法,并着重介绍了电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术,以SVPWM技术来实现永磁同步电机的矢量控制,在试验中取得了良好的效果。另外,还可以将自适应反步控制技术应用到永磁同步电机的速度控制中,以进一步提高系统的动态特性和控制性能。

参考文献

[1]傅培众,郭艳兵,徐伟光,许海涛.交-直-交同步电动机矢量控制系统的工程应用[J].电气传动,2008,38(12):53-57.

[2]唐任远.现代永磁电机理论与设计[M].北京:机械工业出版社,1997:252-263.

[3]巨永锋,张兴莲,王智慧.交流伺服系统综述[J].电气时代,2006(11):54-56.

[4]李宁,陈桂.运动控制系统[M].北京:高等教育出版社,2004:111-121.

[5]Erwan Simon.Implementation of a speed field oriented control of3-phase PMSM motor using TMS320F240[C]//Application Report SPRA588,2001:24-32.