复合式同步控制策略

复合式同步控制策略（精选7篇）

复合式同步控制策略 第1篇

LLC谐振电路因具有变压器原边零电压开关(ZVS)和次级整流零电流开关 (ZCS)的特性[1],越来越多地用于高效率变换器电路中。谐振电路应用较多的控制方式可分为变频VF(Variable-Frequency)控制和移相PS(Phase-Shift)控制2种,2种控制方式的驱动信号占空比都为50%,以频率或相位差来调节输出电压。早期LLC电路的控制以变频控制为主,当输入电压和负载变化较大时,要求谐振主开关的开关频率变化范围大,对变压器等磁性器件的设计不利。特别是当LLC电路工作于连续模式时[2,3,4],电路增益对频率的变化极不敏感,且效率会降低。为此,文献[5]采用定频控制,变频器低压工作于3L(即3电平 )模式 ,高压时工作于2L模式 ,然而开关数目多,结构复杂。文献[6]提出一种新颖的混合式控制策略,使变换器具有变频和移相模式,适用于宽范围输入电压应用场合。

本文以谐振开关损耗最小为依据,对文献[6]所提出的混合式LLC电路进行了最优模式转换点确定的优化,并提出一种适用于混合式LLC电路的无需增加额外传感器的数字式同步整流控制策略。该策略通过判断输出电压的变化,以最优梯度滞环比较算法实现同步整流驱动最优占空比的搜索。

1 LLC 电路混合式控制

图1所示是全桥LLC谐振变换器主电路。图中,VQ1—VQ4是谐振主 开关 ;VSR1—VSR4是同步整 流MOSFET;Cr是谐振电容;Lr是谐振电感,Lm是励磁电感,Lr、Lm以变压器的漏感和励磁电感实现。

混合式控制分为变频模式和移相模式。变频模式的主要波形如图2(a)所示,在不同的主开关频率fs下,LLC电路的直流增益可表示为:

其中,k为谐振电感与励磁电感比值;x为主开关频率fs与谐振频率fr比值;Q为电路品质因数。

根据式(1)可得到输入-输出电压增益曲线,如图3(a)所示(k=6)。从图中可以看出,变频工作模式下LLC电路输入电压变化大时,主开关频率fs的变化范围很宽,特别是在高频段,电路增益对频率变化极不敏感,这不利于控制和磁性器件的设计。

为改善LLC电路频率变化大的缺点,文献[6]提出一种在高频时采用移相模式的控制策略,其主要波形如图2(b)所示,具体工作过程详见文献[6],此处不再赘述。

移相模式下的增益表达式是关于电路参数的隐函数,由式(3)确定。

其中,带“*”的量是经标幺化处理的值。式中已知的参变量有:

其中,Ts为谐振周期。则电路增益M可表示为谐振主开关重合相位占空比Dy的隐函数,借助于数学分析软件Maple进行数值计算,可以得到不同品质因数Q条件下电路增益与Dy的关系曲线(k = 6),如图3(b)所示。

从图3(b)可以看出,在移相工作模式下,保持频率不变,随着主开关相位的移动,电路增益可以从0变化到1,改善了变频控制模式下电路增益对高频段不敏感的缺点。2种控制模式的结合,可以使LLC电路在较小的频率变化范围内得到较大的电路增益,改善了LLC电路的设计和控制难度。

但文献[6]未对控制模式转换点如何确定进行分析,文中实验也只是将其确定在谐振频率附近,并未提供依据,本文将以开关损耗最小为依据对最优转换点进行分析,以确定最优转换点选取原则。

2 模式转换最优点的选择

开关电源的损耗可分为开通损耗、关断损耗和导通损耗3个部分。LLC电路主开关管是零电压开关,可忽略其开通损耗。

2.1 导通损耗

主开关管VQ1—VQ4的开关波形如图4(a)所示,图中UGS - Q1和UDS - Q1分别是VQ1驱动电压和漏源极压降 ,Ud1是VQ1寄生二极管压降,则导通损耗分为体二极管导通损耗和MOSFET导通损耗。

a. 体二极管导通损耗。

根据图4(a)所示的主开管导通过程,可以得到其导通时间和导通电流。在近似认为导通压降usd为0.7 V条件下,这个阶段的功率损耗可近似表示为:

b. MOSFET导通损耗。

图4(a)中的t0~ t3时间内为VQ1导通阶段,根据图2,在此时间段内的电流可分为t0~ t2的谐振段和t2~ t3的恒流段。

设VQ1的导通电阻为Ron,则导通损耗可以表示为:

将不同时间段的电流代入可得:

2.2 关断损耗

关断过程的电流和电压波形如图4(b)所示,在关断过程中,电流不会瞬间降为0,而是可以看作线性降低。所以,开关管VQ1的关断损耗可表示为:

在忽略零电压开关开通损耗的条件下,LLC电路单管总损耗可以表示为:

由式(9)可知,LLC电路单管总损耗与Im成正比。

由式(4)可得:

对上式求导可得:

当x取值大于1时,因LLC电路次级整流不再是零电流开关关断,会增加额外的损耗,因此,混合控制模式转换频率应小于谐振频率fr,即x≤1。

由式(11)可知,在0< x≤1范围内(I *m)′小于0,说明I*m呈递减趋势,因此选择x=1,即fs= fr时Im值最小,主开关管损耗最小,LLC谐振变换器效率最高。

3 混合控制的 LLC 同步整流数字控制策略

LLC电路因其所具有的优良软开关特性,在越来越多的场合得到应用。但在一些低压输出应用中,若次级整流采用普通二极管整流会造成很大的整流损耗。为提高LLC电路在低压大电流输出时的效率,同步整流被应用到LLC电路[7,8,9,10,11,12,13,14,15,16]。图1为全桥同步整流LLC谐振变换器主电路。同步整流以导通电阻仅几毫欧的MOSFET管代替二极管进行整流,可极大地减小整流损耗,提高变换器效率。

从图2中可以看出混合式控制LLC电路的次级整流电流为谐振断续,这决定了一般的同步整流方案不能适用,例如电压型自驱动、变压器多绕组驱动等。而普遍适用的电流检测型又需增加额外的电流检测器或电流互感器,增加了电路的复杂度,且容易受电路电感等寄生参数的影响。

本文基于LLC电路输出电压与次级同步整流驱动占空比DSR关系提出一种无传感器同步整流控制策略。

3.1 同步整流控制策略反馈量

对于整流电流断续,同步整流驱动可分为以下3种情况。

a. 整流驱动时间Ton_SR(Ton_SR=DSRTs)等于电流持续时间,整流管的驱动信号与整流电流完全同步,无整流MOSFET体二极管导通损耗。这种情况整流损耗最小,整流管压降最低,输出电压达到最大值。

b. Ton_SR小于电流持续时间,则在驱动信号消失后整流电流将从整流MOSFET转移到体二极管,整流管的压降Ud为二极管导通压降(约0.7 V),这个压降远大于有驱动信号时MOSFET的导通压降。

在几十安 电流流过 导通电阻 为几毫欧 的MOSFET时产生的压降小于0.1 V,可近似认为:

这个压降变化经电容滤波后,表现为电路输出电压的下降。

c. Ton_SR大于电流持续时间,将形成环流,电流反向流动,电能从滤波电容反向传输到输入电源,造成输出电压的快速下降。

图5是图1所示LLC电路保持主开关频率fs不变、初始输出电压3.3 V条件下,实测的同步整流驱动占空比DSR与输出Uout关系。

如图5所示,当Ton_SR向最优驱动点改变时输出电压变化ΔUo为正,向相反方向改变时ΔUo为负。因此,同步整流管驱动优劣的变化会造成输出电压高低变化,可以将其作为同步整流驱动占空比调节的反馈量,它已经在LLC电路谐振控制中检测得到,因此无需额外传感器。系统总的控制原理图见图6。

3.2 同步整流最优梯度滞环比较寻优的算法实现

LLC混合电路的最优同步整流驱动波形如图2所示,当有整流电流时开通整流MOSFET,在电流过零时关断。

从图2中可以看出,无论是在变频或移相模式,整流电流的开通时刻总是和主开关中滞后管相同,而关断根据电流的不同而不同。结合图5,同步驱动占空比的调制可用最优搜索方法实现。综合比较目前较为常用的搜索法,滞环比较法较适合于本文控制。

采用滞环比较搜索最优同步驱动占空比时,选取3个间隔dstep的驱动占空比(DSRA、DSRB、DSRC),得到它们分别对应的输出电压(UoutA 、UoutB 、Uout C), 比较相邻两电压的大小,每组结果有大于、相等和小于3种情况,且2组的结果相互独立,因此会共有9种可能。定义UoutC > UoutB 、UoutB > Uout A为“+”,等于记为“0”,小于记为“-”,可得图7的9种关系。

根据图5和图7,同步驱动占空比调制过程如图8所示 , 图中 (A)、 (B)、 (C) 是当前步DSR点,A、B、C是下步DSR点。如果2次比较结果之和为“+”,则下一时刻DSR= DSRC+ dstep, 去掉 (A) 点 , 并对 (B)、 (C) 点及新DSR点重新编号A、B、C;反之如果2次的比较结果之和为“-”,则DSR= DSRA- dstep,去掉 (C)点 ,并对新DSR点及(A)、(B)点重新编号A、B、C;当2次比较结果之和为“0”时,取中间点即可得到最优DSR,对其编号A、B、C,停止搜索。

滞环比较方法搜索的快慢与步长dstep有关,dstep较小时搜索速度慢;dstep较大时搜索速度快,但可能存在较大的稳态误差。本文针对此缺点对滞环比较法进行了优化改进,得到新的最优梯度滞环比较法。

最优搜索法的数字实现时,一般以差分近似代替微分,图5中的2点梯度可近似用2点电压差表示,因此DSR的搜索步长可表示为:

其中,α是非负常数。根据图5和式(13),在远离最优DSR点时2点间的电压差大,搜索步长大,搜索速度快;接近最优点时,电压差小,搜索步长会越来越小并趋于0,并最终稳定在最优点,A、B、C 3点重合。当负载、输入电压等条件变化引起输出电压变化时,式(13)不再等于0,将会自动起动搜索过程,重新搜索到最优DSR点。

根据以上分析,同步整流驱动的系统控制流程如图9所示。通过数字控制器(ADC)模块将输出电压Uout检测值根据dstep的正值不同分别赋予Uout A或Uout C,以式 (13) 计算新的dstep值,并以它的正负来选取新的同步驱动占空比和新的A、B、C点,最后将新的占空比值和谐振控制的周期送入数字控制器的PWM模块,产生同步整流驱动PWM信号。

本文所提出的改进型最优梯度滞环比较算法可以以较快的速度搜索到最优点,并稳定在最优点消除稳态误差和振荡,还可以在最优点变化时自动启动最优搜索,动态调节性能好。

实验表明同步整流驱动控制与混合式LLC谐振数字控制之间无明显的制约关系,在2个子程序中分别执行,可根据实际情况选择两者不同的调节速度,若在同步整流要求严格的情况下应使同步整流控制调节速度快;若要求整个动态性好应使谐振控制调节速度快。

4 实验验证

为验证本文所提出的同步整流控制策略的正确性和可行性,进行了实验样机的验证。

本文搭建了输入36~72 V、额定输入电压60 V、输出3.3 V / 20 A、主开关频率范围60~100 k Hz、谐振频率fr和模式转换频率ft为100 k Hz的LLC实验样机进行实验验证,其中整流MOSFET是导通电阻4.2 mΩ英飞凌公司的IPB042N10N3G,数字控制器为TI公司的TMS320F2808,MOSFET驱动芯片为ST公司的L6375,实验实测波形如图10—14所示。

图10是同步整流MOSFET漏源极电压UDS和其驱动信号UGS波形,图10(a)是同步驱动未达到最优驱动波形,图10(b)是同步驱动达到最优驱动波形。从图中可以看出,同步整流管漏源极导通压降在有驱动和没驱动有较大的电压差(约0.6 V)。

图11(a)是为额定输入电压60 V、满负载条件下(fs= 100 k Hz),谐振电流ir、整流电流iSR和主开关驱动波形;图11(b)是整流管漏源极电压UDS和同步驱动UGS波形,展示了几者间的相位关系。

图12(a)、(b)分别为输入电压为36 V、满负载和轻载(20% 满载)时的整流电流iSR、整流管漏源极电压UDS和其驱动信号UGS波形,验证了变频模式下同步整流控制的正确性。

图13(a)、(b)分别为输入电压为72 V、满负载和轻载(20% 满载)时的整流电流iSR、整流管漏源极电压UDS和其驱动信号UGS波形,验证了移相模式下同步整流控制的正确性。

图14是fs= 100 k Hz、Dy= 0.8时的整流电流iSR、整流管驱动信号UGS和移相主开关驱动波形,得到接近于图2所示的理想驱动波形。

图15从上至下是输入电压从72 V变到36 V时的输出电压Uout、整流电流iSR和整流管驱动UGS-SR2、UGS-SR4波形。左边的放大图是变化前谐振处于移相模式,右边的放大图是变化后谐振处于变频模式。从图中可以看出,LLC变换器能稳定输出电压,在动态变化前后同步整流驱动都与整流电流有较好的同步关系,验证了本文方法有较好的动态调节性能。

从以上的实验波形可以看出,在不同的输入、不同负载和动态条件下,整流管漏源极间的压降都不会出现较大的体二极管导通压降(如图10(a)所示),说明控制策略能很好地调制同步整流驱动占空比使其与整流电流保持同步,有较好的同步整流效果,与前文分析相吻合,策略能满足实现应用要求。

图16是输入电压为36 V和72 V、模式转换点设置在85 k Hz和100 k Hz时,变换器效率与输出电流的关系,证明了转换频率设定低时会造成效率降低。

5 结论

永磁同步电机多电机同步控制策略 第2篇

关键词：永磁同步电机,同步控制,单神经元,PID,偏差耦合

永磁同步电机( PMSM) 由于转子结构采用永磁体替代了异步电机励磁绕组的机构,降低了转子的发热问题,并且由于永磁同步电机体积小、功率因数高、密度高及低速转矩大等优势逐渐被应用在需要高速运行、负载变化大和短时工作制的领域,同时使得在PMSM上采用全封闭结构和直驱控制方式成为了可能。但是由于永磁同步电机自身结构对同步性的要求,每台电机需单独配备一套牵引变流器,并且与异步电机存在转速、转差不同,PMSM对转速同步性要求较高,电机之间转速差过大会使擦轮严重,如果控制不当,会降低传动系统的性能[1~3]。因此,笔者针对以上问题提出一种多电机同步控制策略。

1永磁同步电机简介1

多电机同步控制是指系统中的电机按照相同转速运行,并且转速变化是同步的[4,5]。目前多电机同步控制策略主要有并行控制方式、主从控制方式、虚拟总轴控制方式、交叉耦合控制方式及偏差耦合控制方式[6]等。

PMSM的物理结构如图1所示。

建立数学模型之前,先做如下假设:

a. 忽略铁心饱和,不计涡流和磁滞损耗;

b. 永磁材料的电导率为零;

c. 转子上没有阻尼绕组。

相绕组中感应电动势的波形为正弦波。那么基于dq轴旋转坐标系下的PMSM的数学模型为:

式中id、iq———d、q轴初级电流;

J ———转动惯量;

Ld、Lq———d、q轴初级电感;

p ———电机极对数;

Rs———初级等效电阻;

Te、TL、T0———电磁转矩、负载转矩和空载转矩;

ud、uq———d、q轴初级电压;

ψd、ψq———d、q轴初级磁链;

ψf———永磁体有效磁链;

Ωr———转子机械角速度。

2基于单神经元偏差耦合多电机控制

2.1单神经元PID控制器设计

单神经元PID控制器( 图2) 具有自学习和自适应能力,其结构简单、环境适应能力强,并且具有较强的鲁棒性,是对传统PID控制的一种改进和优化[7],可根据被控对象参数变化进行自适应调节,在一定程度上解决了控制对象复杂和参数慢时变对系统控制上的不足。

图2中,xi( k) ( i = 1,2,3) 为神经元的3个输入量,反映的是期望输出和系统给定的偏差状态。 在此,将系统给定设为y*( k) ,实际输出为y( k) , 两者的偏差为e( k) ,x1( k) 、x2( k) 、x3( k) 是偏差e( k) 经过状态变换器,变换成神经元学习进行控制所需要的状态,性能指标为:

神经元PID的输出信号u( k) 为:

由式( 5) 可知,xi( k) ( i = 1,2,3) 分别对应常规PID的P项、I项、D项,改变式( 6) 中的 ωi( i = 1,2,3) 就相当于改变P、I、D这3个系数,从而形成具有自学习和自调整能力的神经元PID控制器,他们对应的权 值分别为 ω1( k) 、ω2( k) 和 ω3( k) 。笔者采用有监督Hebb学习算法,其神经元的学习过程为:

式中c ———常数,这里取c = 0;

ri( k) ———递进信号;

z( k) ———误差信号,z( k) = e( k) ;

η———神经元学习速率,η > 0。

因此可得:

其中K为神经元比例系数,K > 0; ηP、ηI、ηD分别为比例、积分、微分学习速率。综合考虑多种运行状况将 ηP、ηI、ηD和K分别设定为0. 5、0. 3、 0和0. 2,加权系数 ω1( 0) 、ω2( 0) 、ω3( 0) 分别设定为0. 3、0. 3、0. 3。

由于单神经元学习算法不能直接用传递函数加以描述,因此笔者采用S函数编写模型。单神经元PID控制器仿真模型如图3所示。

2.2偏差耦合控制器设计

电机同步控制方式中的并行控制方式是将各电机进行并联,每个电机接收的指令来自同一指令单元,这种控制方式适用于结构简单的系统,即系统采用同型号的电机,能保持各电机转速同步, 但缺点是相对整个系统该控制方式没有检测各电机间的转速差值,因此抗扰动能力弱[8]。

主从控制方式是设定一个主电机,其余电机转速跟随主电机转速进行变化,而主电机不跟随从电机进行变化,因此这种控制方式适用于电机有明显主从关系的系统。

交叉耦合控制方式是在并行控制方式的基础上增加了电机转速的检测和反馈。电机之间的转速跟随其他电机转速的变化而变化,但是这种方式经过验证仅适用于两台电机同步控制的场合。

偏差耦合控制方式是在交叉耦合控制方式的基础上进行了改进,将各个电机转速反馈值经MUX和DEMUX环节进行整合后,通过转速补偿对电机转速进行调节( 图4) 。笔者利用单神经元PID控制器替代传统转速补偿,使其更有效地解决被控对象之间的转速跟随、过程跟随及动态性能匹配等非线性问题,更好地实现了多电机间的同步控制。

笔者采用3台永磁同步电机进行同步控制研究,同步控制方式采用偏差耦合控制方法,并用单神经元PID控制器代替传统转速补偿模块。系统仿真模型为: 采集各个电机转速,经单神经元PID控制器,将调节后的转速误差信号与给定转速进行负反馈后送入PMSM调速系统。

3系统仿真实验

笔者利用Matlab7建立了永磁同步电机双闭环控制系统模型( 图5) ,采用有监督Hebb学习算法的单神经元PID控制器,并将其引入到传统偏差耦合多电机同步控制中,替代了转速补偿模块。

PMSM额定参数为: 额定电压UN= 300V,额定频率fN= 100Hz,定子电阻Rs= 0. 9585Ω,电感Ld= Lq= 5. 25m H,转子永磁 体磁通 ψf= 0. 1827Wb,电机极对 数p = 4,摩擦因子F = 0. 0003035N·m·s。3台电机转动惯量分别为: 0. 6329、0. 6429、0. 6529g · m2。仿真实验从以下两个方面来验证笔者提出方法的合理性。

转速突变。负载转矩TL= 2N·m,初始给定转速n1*= 300r / min,当t = 0. 1s时,转速变为n2*= 1000r / min,当t = 0. 3s时,转速降低 为n3*= 100r / min。根据实验结果分析当给定转速变化时,各个电机转速的响应性、跟随性和波动性。实验波形如图6所示。

3台电机在t = 0. 1s时的同步转速误差曲线如图7所示。

通过图6、7可以看出,由于采用具有监督Hebb学习方法的单神经元PID控制器替代传统转速补偿模块,使得基于改进的偏差耦合多电机同步控制系统具有很强的自调节能力,当转速突变时,系统超调小、鲁棒性强、电机间转速很快达到同步。

突加负载扰动。电机以n*= 1000r / min空载启动,当t = 0. 1s时,各电机突 加负载TL= 3N·m; 当t = 0. 3s时,各电机的负载减少为TL= 1N·m。仿真实验转速波形和局部放大波形如图8所示。

从图8可以看出,当电机给定转速空载启动时,各个电机转速基本无超调,跟随性好。当t为0. 1、0. 3s突然加减负载扰动时,电机间调节时间短、鲁棒性好,很快进入同步状态。

4结论

4.1由于采用有监督Hebb学习算法的单神经元PID控制器,学习速率ηP、ηI、ηD取值裕度比较大,而根据公式可知增益K取值非常重要,取值偏大会增大系统超调,偏小会增加系统响应时间。

4. 2建立了PMSM单神经元PID的偏差耦合控制数学模型,利用Matlab7搭建了系统仿真模型, 对转速突变和突加、减负载两个方面进行仿真实验分析,通过实验结果说明有监督Hebb学习算法的单神经元PID运用到偏差耦合多电机同步控制系统中,使系统具有良好的自适应能力,能够有效地减小超调甚至无超调,提高系统响应能力,增加系统的鲁棒性,充分验证了笔者提出基于单神经元PID的偏差耦合多电机同步控制方法的合理性。

参考文献

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[5]王成元,夏加宽,孙宜标.现代电机控制技术[M].北京:机械工业出版社,2008:128~129.

[6]Miroslav M,Hodder A,Perriard Y.Analysis of the Commutation Currents for a Sinusoidal BLDC Motor[C].2008 International Conference on Electrical Machines and Systems.Wuhan:IEEE,2008:3016~3019.

[7]苗新刚,汪芬,韩凌攀,等.基于偏差耦合的多电机单神经元同步控制[J].微电机,2011,44(2):44~47.

复合式同步控制策略 第3篇

随着能源和环境的矛盾日益尖锐,风能作为一种清洁可再生能源受到越来越多的重视。采用变速恒频的风力发电技术是目前的主要发展方向,采用双馈感应发电机的双馈型和采用永磁同步风力发电机的直驱型占了绝大多数市场份额。对比发现,采用永磁同步发电机虽然使用了全功率变流器,但机组系统维护少,运行成本低,且永磁同步发电机损耗低、发电效率高[1]。其中H-PMSG风电机组,其机械传动系统通过增速齿轮箱驱动永磁同步发电机,和直驱型低速永磁同步发电机相比,发电机的体积和成本大大降低。在发电机定子和电网间采用双PWM背靠背的全功率变流器,实现了发电机和电网的完全解耦,电网适用性强,易于实现低电压穿越[2]。

在H-PMSG发电系统中,为保证H-PMSG的发电功率,在低风速点实现最大发电功率控制,在高转速至极限转速时需采用最大功率输出的弱磁控制策略[3]。对永磁同步风力发电机的控制主要有矢量控制和直接转矩控制,矢量控制具有转矩脉动小,控制精度高的特点。通过矢量控制技术,可实现电机的最大转矩、最大效率、最小损耗控制。网侧变流器也采用矢量控制策略,控制直流母线电压稳定和调节网侧功率因数,实现并网和低电压穿越的要求[4]。

目前国内外对双馈型和直驱型风电机组的研究比较多,而对H-PMSG机组建模的研究较少。本文利用坐标变换理论,建立了dq坐标系下的永磁同步发电机的数学模型。机侧变流器控制发电机的定子电流,实现对发电机转矩和转速的控制,从而最大风能捕获。网侧变流器保持直流电压恒定,并稳定地为电网提供有功功率,在需要时提供无功功率。利用仿真软件MATLAB/Simulink建立了H-PMSG机组的仿真系统,对电网电压跌落时对机组的动态性能进行了仿真研究。仿真结果验证了所建模型和控制策略的有效性,为兆瓦级PMSG机组变流器的设计提供参考。

1 高速永磁同步风电机组模型

H-PMSG风电机组主结构如图1所示,主要包括风力机、增速齿轮箱、发电机、全功率变流器。

1.1 风力机模型

根据德国的贝兹(Betz)的风力机气动理论可知,风力机的有功功率输出P为:

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式中,ρ表示空气密度,单位是kg/m3;S表示空气流过风力机的截面积,单位是m2;V表示风速,单位是m/s;Cp为风能利用系数;R为风轮半径,单位是m。

1.2 永磁同步发电机模型

在建立同步发电机的模型时,为简化分析,作以下假设[5]:

(1) 气隙磁场在空间为正弦分布;

(2) 电机磁路为线性;

(3) 定子三相绕组对称;

(4) 不计温度和频率变化对电机参数的影响;

(5) 忽略空间谐波,忽略磁路饱和,不计电机的铁心损耗、涡流损耗。

永磁同步发电机在dq旋转坐标系下建立的物理模型如图2所式。取永磁同步发电机的转子磁极为d轴,q轴超前d轴90°,if为转子永磁体等效励磁电流。

在dq同步转速旋转坐标系下永磁同步发电机的等效电路如图3所示。

则其在稳态下的电压方程为:

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定子磁链方程为:

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电磁转矩方程为:

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运动平衡方程为:

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ωr=ωe/p (6)

式中:usd,usq为电机端电压dq轴分量;ψsd,ψsq为定子磁链dq分量;isd,isq为定子电流dq轴分量;Rs为发电机定子绕组每相电阻;ωe为发电机转子电气角速度,单位rad/s。Lsd和Lsq分别为定子直轴和定子交轴同步电感,φf为转子永磁体磁链(常数)。p为极对数。ωr为发电机转子机械角速度,单位rad/s,且;J为发电机的转动惯量,单位kgm2 ;F为粘滞系数;Tm为发电机转子的机械转矩,单位Nm。

从公式(4)能看出,当发电机的转子磁链和交直轴电感确定后,通过调节isd,isq就能控制发电机电磁转矩Te,从而改变发电机转速,跟从最优的转速。最终使发电机重新达到平衡稳定,驱动发电机的机械转矩等于发电机的电磁转矩。

1.3 电网和电网跌落模型

根据实际运行工况,无穷大电网由电压源、阻抗、变压器模拟构成。使用MATLAB/Simulink里面的Embedded MATLAB Function模块编写电压跌落函数。

2 变流器控制系统

2.1 机侧变流器的矢量控制设计

机侧变流器的任务是通过永磁同步发电机的控制,实现有功、无功功率的解耦控制和转速调节,根据机组主控指令,调节发电机的功率输出,实现最大风能跟踪,并将交流电整流成直流。因此采用主动整流拓扑结构,能量能双向流动,能实现发电机的高性能控制,同时使风力发电机发出的电流为正弦波,提高风机的运行效率。矢量控制是基于转子磁场定向,通过控制垂直于转子磁链的定子电流来控制电机的电磁转矩。控制电机定子电流的d轴分量可以实现恒转矩调速和恒功率弱磁调速[6]。SVPWM通过调制合成参考空间电压矢量,将调制中生成的一系列开关信号控制PWM的产生,实现转矩和磁链的准确、平滑控制。其控制结构如图4所示,采用转矩外环、电流内环双环控制方式。发电机的电气参数一定,检测发电机定子的三相电压、电流,就能计算出发电机的转矩、电压大小和转子位置[7]。转矩和电压大小与转矩参考值T*、定子电压参考值u*s相比较,通过PID控制得到电流分量参考值i*d、i*q,与检测得到的实际值相减,得到误差量,再通过PID控制得到ud、uq,经过坐标变换,得到uα、uβ,输入到SVPWM空间电压矢量调制,产生控制信号控制机侧变流器IGBT的开关状态,从而控制发电机转矩,使发电机转速跟从最优的转速,实现最大风能跟踪。

2.2 网侧变流器的PWM控制设计

网侧变流器采用三相电压型逆变器,控制直流母线电压恒定,并逆变出满足电网要求的频率、幅值、相位相同的三相交流电。主要工作在单位功率因数有源逆变状态,并根据电网的需要对电网进行无功补偿。为满足电网不平衡下,变流器能正常工作,采用图5所示的直接电流控制的基于网侧电压定向的环控制模型。直流电压为外环,并网电流为内环。控制直流电压稳定,能够使变流器稳定地向电网传送有功功率。内环采用的是电流滞环控制,具有易于实现、动态响应快、独立运行、对输出电压突变不敏感性的优点。并网电流经过坐标变换和功率因数计算,得到功率因数实际值,和给定功率因数相减,并经过PID调节后得到无功参考电流,和直流电压回路得到的有功参考电流一起,实现了有功功率和无功功率的解耦,通过控制满足电网对于无功功率的需求。

在电网电压瞬间跌落时,机侧变流器仍然响应主控转矩信号,机侧馈入的能量会抬高直流母线电压[8]。因此,为实现低电压穿越,需要机侧、网侧变流器和直流母线撬棒协同控制。当发生电网电压跌落,机侧变流器实时跟踪给定功率;直流卸荷撬棒通过Bang-Bang控制,卸载机侧馈入直流侧的多余能量,减少发电机的转矩脉动和机械传动链的应力增大;网侧变流器一边保持直流电压恒定,一边调节并网电流的有功、无功分量,保证机组的稳定运行。

3 系统仿真分析

为验证控制策略的正确性,

在MATLAB/Simulink上建立了上述模型的仿真与控制系统,发电机主要参数如表1所示。

直流电压设定值为1 000 V,t=4 s时发电机转速从额定转速开始下降,t=4.5 s时降至60%的额定转速,t=7.6 s时开始上升,t=8.3 s时恢复至额定转速。机侧变流器采用空间矢量控制,风电机组运行动态性能曲线如图6所示。

由图6(b)可知,当转速变化时,机组有功功率输出跟随变化,且能够快速地跟踪有功功率参考值。网侧变流器运行在单位功率因数状态,无功功率输出保持在零附近(图6(c))。网侧变流器有功电流iq跟随转速变化,无功电流保持在零附近(图6(d))。动态过程中,变流器直流母线电压能够保持为参考值1 000 V不变(图6(e))。

风电机组正常运行时,网侧变流器实时检测电网电压值,并网功率因数为1,也就是网侧变流器功率因数给定为1。仿真各参数以标幺值表示。转速恒定情况下,如图7(a)所示,t=9 s时机组并网电压从1对称跌落至0.2,持续了0.625 s后恢复至额定值。网侧变流器采用滞环控制,迅速调节功率因数。为保证网侧变流器的挂网运行,有功电流迅速降低,并降为0,无功电流迅速升为1,进行并网电流控制。电网电压跌落时,电流来不及突变,有功功率立即减少,为支持电网电压变流器输出无功功率。如图7(c),无功功率升高至0.2,对电网进行无功补偿。电网电压恢复时,有功功率和无功功率经过短暂的尖峰振荡后,迅速恢复到各自的额定值(图7(b))。

4 结束语

从机组模型的仿真结果可以看出,发电机转速变化,各控制量迅速响应,机组动态性能好,波形能够平稳过渡,控制系统具有良好的稳定性。在电网电压跌落至20%时,风电机组不脱网,变流器仍然能继续运行0.625 s,并对有功功率和无功功率进行独立解耦控制,证明了控制策略的正确性和有效性。机组具有满足电网要求的低电压穿越能力。

参考文献

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静止同步补偿器的解耦控制策略 第4篇

关键词：静止同步补偿器,模糊免疫PI控制,解耦控制,逆系统

现在, 随着变频调速装置、电弧炉等冲击性和不平衡性的装置被大量应用于人们的生产和生活, 使得电网中的电压质量下降。无功补偿是一种提高电能质量的有效方法, 可以保持电力系统的稳定和经济运行。一些传统的无功补偿设备, 如同步调相机、静电电容器、静止无功补偿装置 (SVC) 等, 受到补偿容量的限制;并且对其维护不方便, 同时还无法实现平滑连续的调节无功补偿[1]。

静止同步补偿器 (STATCOM) 是现在无功补偿领域的研究重点;其具有调节速度快、运行范围宽、装置成本和体积小、可以实现平滑连续进行补偿的作用[29]。但是STATCOM是一个非线性、耦合性很强的系统。针对STATCOM这一特点, 采用模糊免疫PI控制和逆系统相结合的解耦控制策略, 对STATCOM中的有功电流和无功电流进行解耦, 从而有利于控制的实现。最后给出的仿真结果表明, 运用此种控制策略, 可以让STATCOM的动、静态性能得到很大的提高。

1 STATCOM系统的数学模型

STATCOM系统图如图1所示。C代表直流侧电容, R、L分别代表电阻和电感, 三相电网电压为Usa、Usb、Usc, 假设变流器的开关器件IGBT为理想开关器件, 三相电网电压是平衡的, 并且不考虑高次谐波。

如图1所示, ABC坐标系下的数学模型为公式 (1) 所示。

式 (1) 中sk代表的是开关函数。

在ABC坐标系下的数学模型如公式 (1) 所示, 这种数学模型虽然具有很清晰的物理意义, 但是给控制系统的设计带来了很大的困难, 因为这种数学模型的交流侧变量具有时变性。所以, 要通过PARK变换, 将ABC坐标系下的数学模型转换成以电网基波频率同步旋转的两相坐标系。利用这种变化就可以使ABC坐标系下的交流量变换为两相旋转坐标系中的直流量, 从而可以解决ABC坐标下, STAT-COM数学模型交流侧具有时变性的难题。ABC坐标系到同步旋转的两相坐标系的变换矩阵为公式 (3) 。

将其代入公式 (1) 得到最终的数学模型为公式 (4) 。

公式 (4) 中, id、iq代表两相旋转坐标系下的直流分量, sd、sq代表开关函数, 但是无功电流分量iq和有功电流分量id存在耦合的关系, 所以为了获得良好的调节和控制效果, 需要对有功电流和无功电流进行解耦控制。

2 STATCOM解耦控制策略

d-q坐标系下, STATCOM的数学模型是一个两输入两输出、强耦合的非线性系统, 为了达到独立控制的目的, 需要对其进行解耦控制, 一般采用前馈解耦控制策略来解决耦合的问题, 前馈解耦控制是建立在STATCOM同步坐标上的一种双闭环控制策略, 即电压外环和电流内环控制:电压外环的作用是控制STATCOM的直流电容电压和STATCOM接入到系统中的公共点电压;电流内环则是根据电压外环输出的电流和反馈电流的综合指令实现直接电流控制。电压外环不存在耦合的关系, 电流内环一般采用前馈解耦控制来实现电流内环的解耦。STATCOM双闭环控制的过程如图2所示。

但是采用前馈解耦控制后STATCOM的动态性能并不是很理想, 容易使系统不稳定[10]。在双闭环的控制策略中, 采用传统的PI控制是不能满足控制要求的, 因为有功电流、无功电流与其对应的直流侧电容电压和公共连接点电压之间的关系并不是一种线性的关系。此外, 固定参数的PI调节器的自适应效果也较差[11]。

3 本文提出的STATCOM解耦控制策略

针对前馈解耦控制的缺点, 本文采用模糊免疫PI控制和逆系统相结合的控制策略来进行解耦。电压外环采用模糊免疫PI控制, 使得电压外环控制器的动态性能可以得到很好的改善, 电流内环采用逆系统的控制方法来进行有功电流和无功电流的解耦, 避免了耦合作用的影响。

3.1 对直流侧电容电压的控制

对直流侧电容电压的控制采用模糊免疫PI控制, 模糊控制对于高度非线性和易受外界干扰的系统, 具有的调节效果很好, 因为模糊控制需要的数学模型可以是不精确的, 但因为其推理方式和人的思维方式很相似, 隶属度函数和模糊规则库的建立, 受操作者经验的影响很大, 所以会产生一些误差, 在设定值在小范围内产生振荡。因为免疫系统抗御抗原的能力很强, 所以把模糊控制、免疫反馈原理和PI控制结合起来, 从而可以达到对PI参数自动调整的目的[12]。

模糊免疫Pl控制器的结构如图3所示。模糊免疫PI控制器中PI参数的自动调整是找出比例、积分系数与误差和误差的变化之间的模糊关系, 在运行过程中对误差和误差的变化进行不断的检测, 对PI控制中的比例、积分系数, 根据模糊免疫控制的原理来进行在线调整, 从而可以让被控对象的动、静态性能达到一个很好的状态。

3.2 电流内环的控制策略

由于STATCOM系统的强耦合性, 利用逆系统的方法对其进行解耦, 逆系统方法是用反馈线性化方法来研究控制系统设计, 其基本思想是:首先, 利用受控对象的逆系统构成一种可用反馈方法实现的“α阶积分逆系统”, 将原受控系统补偿为具有线性化传递关系的系统, 即伪线性系统;然后再利用线性系统的理论来完成这种系统的综合[13]。基于逆系统方法线性化示意图如图4所示。

从图4可以看出, 在STATCOM控制系统的控制输入前串联一个系统, 并按照一定的控制规律构造此时的输入, 并让所串联系统的输出为STATCOM的输入。逆系统的设计方法为:由公式 (4) , 做如下假设。

系统的状态变量为:

系统的输出为:

则此时的状态方程可以表示为公式 (5) 所示。

对y1, y2求α阶导数, 直到控制输入sd, sq在表达式中出现, 并设y1 (a) , y2 (a) 分别代表u1、u2, 由隐函数存在定理可知, STATCOM的α阶逆系统可表示为公式 (6) 。

通过整理公式 (6) 可以得到公式 (7) :

将α阶逆系统串在STATCOM系统前组成的伪线性复合系统就可以看作两个一阶积分线性子系统, 从而实现了STATCOM系统的有功电流和无功电流的解耦。STATCOM逆系统控制结构如图5所示:

4 仿真与实验验证

为了验证上述理论分析的正确性和所提控制策略的有效性, 采用Matlab进行仿真。具体仿真参数如下。

系统电压:380 V;频率:50 Hz;直流侧电容:2 200μF;工作电压:800 V;PWM载波频率:12k Hz;滤波电感等效电感为:1 m H;等效电阻为0.3Ω。

如图6和图7所示, 电网中电压和电流之间的关系在投入STATCOM后得到了很大的改善, 提高了系统的功率因数, 无功得到了很好的补偿, 补偿后电网中的电压和电流几乎是同相的, 所以STAT-COM可以实时跟踪调节系统的无功, 维持系统的稳定性。

如图8所示, 传统PI控制上升时间、调整时间和超调量都很大;模糊免疫PI控制超调量小, 在很短的时间内就能达到稳定, 仿真结果表明, 模糊免疫PI控制具有的动态性能更好。

如图9所示, 本文所提解耦控制策略比常规的前馈解耦控制策略的动态性好, 本文所提解耦控制策略的超调量, 调节时间都优于常规前馈解耦控制, 尤其是当电气参数发生变化时, 其表现出的鲁棒性更强。

5 结语

复合式同步控制策略 第5篇

在大功率风力发电技术中交流励磁双馈电机发电机(简称DFIG)和直驱永磁同步风力发电机各占有一席之地 [1,2]。DFIG风力发电系统中,风力机与发电机之间的转速匹配是一个关键问题,低速运转的风力机与发电机一般需要通过升速齿轮箱连接。大容量齿轮箱价格昂贵、故障率高和维护困难,它的存在已成为风力发电系统进一步发展的瓶颈。因此,研究直驱永磁同步风力发电系统是提高效率和可靠性的有效途径之一。

直驱永磁同步风力发电系统具有变速运行,变桨距调解,低转速,高效率,高功率因数等特点[3]。该发电系统的控制系统主要包括:最大功率跟踪控制系统(MPPT)[4],用于跟踪风机的最大功率,提高风能利用率;网侧逆变器的功率解耦控制系统,用于完成有功功率和无功功率的分别调整[5];变桨距控制系统,用于完成在高风速下的恒功率控制。本文建立了直驱永磁同步风力发电系统中并网逆变器的数学模型,在此基础上采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)方式和电网电压合成矢量定向的控制策略,实现有功功率和无功功率的解耦控制[6,7,8,9];用经典PI调解器控制Boost电路的占空比,从而实现了MPPT控制;同样在高风速下用经典PI调解器控制桨距角[10],实现了变桨距恒功率控制。通过MATIAB仿真证明了方案的可行性和正确性。

1 驱永磁同步风力发电机系统

直驱永磁同步风力发电机主系统由风机、直驱永磁发电机、不控整流、Boost电路、直流侧储能电容、PWM逆变器、交流侧滤波电抗器等组成。

不控整流电路具有结构简单、功率因数高等特点,因此被广泛用于PMG发电机机端整流系统中;Boost电路(图3所示)用于发电机MPPT控制;PWM逆变器实现发电机并网控制和功率解耦控制;交流侧滤波电抗器用于抑制变流器输出谐波。在本论文中,PWM逆变器主电路采用三电平逆变电路(图2所示),该电路具有:网侧电流畸变率低,开关频率较二电平变流器低,开关损耗小,交流侧滤波电控器容量小等特点[11,12]。

2网侧变流器控制策略

图1中,设三相电网电压为:

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式中Em为相电压峰值;ω为电网角频率。

设网侧线路总电阻为R,可得:

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式中ik,uk分别为并网逆变器输出电流和输出电压。

经两相静止变换和两相旋转变换后得到在两相旋转坐标系下数学模型为[13]:

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(3)式中ud,uq为逆变器输出电压在旋转坐标系下的d轴和q轴电压;id,iq为逆变器输出电流在旋转坐标系下的d轴和q轴电流;ed,eq为网侧电压在旋转坐标系下的d轴和q轴电压。

在以上动态数学模型的基础上,采用以电网电压合成矢量为定向的控制策略,即:ed=Es,eq=0。

将ed=Es,eq=0代入式(3),同时忽略平波电抗器电阻,整理得[14]:

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为了实现 d,q 轴电流分量的解耦控制,达到有功功率和无功功率的解耦控制,令:

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则有:

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从而实现了电流有功分量id和电流无功分量iq的解耦控制。

网侧变换器的主要控制目标为: ① 维持直流母线电压恒定,并稳定地向电网传输有功功率;② 通过无功电流环控制网侧变换器输出无功功率,从而满足电网对无功功率的要求[15]。

由上述理论推导可见,经典的基于 d,q 坐标系下的解耦控制, 配合简化的SVPWM 矢量控制可很好地实现上述要求。将检测到的电流进行 3/2 变换和旋转变换,得到按电网电压合成矢量定向下的电流分量id,iq采用电流 PI 调节器实现闭环控制,电流调节器的输出为逆变侧输出电压的给定值 u*d,u*q,再经过SVPWM控制逆变器输出三相电压。控制框图如图4。

在图4中,电流分量id,iq反应了发电机输出有功功率和无功功率的大小,故id,iq的整定值i*d和i*q由发电机功率控制系统来确定[16,17]。i*d采用直流侧电压Udc经PI 调节器实现闭环控制;i*q由发电机无功功率给定值Q*以及网侧电压的偏差经PI调节器调节后确定,用于控制变换器与系统间的无功功率交换及变流器网侧电压的稳定;同时应当考虑发电机最大电流Imax对i*d和i*q的约束;从而得到i*d和i*q控制算法框图如图5。

3Boost电路控制及变桨距控制

根据空气动力学的原理可以得出,风轮机输出功率的表达式为:

P=CpρAυ3/2 (6)

公式(6)中P为风轮机输出功率,ρ为空气密度,A为转轮旋转截面面积(扫掠面积),υ为风速,Cp=f(λ,α)为风轮功率系数,λ=ωR/υ为风轮叶尖速比,α为风机桨矩角。该公式说明在相同风速下,风力机的不同转速会使其输出的功率不同,要捕获最大风能必须在风速变化时及时调整转速ω,并保持最佳叶尖速比。为实现最大风能捕获,根据风力机的3种典型运行状态可以做出相应调整:① 低风速段实行变速运行,可保持一个恒定的Cp值。调节发电机转速并保持λ不变,直到转速达到极限。根据最佳功率曲线,使风力发电机组具有最高的转换效率;② 风机在额定转速附近运行时,随着风速的变化,调整转速,改变Cp的值,控制风力机运行直到输出最大功率;③ 在高于额定风速时,主要通过改变变桨距系统的桨叶节距来限制风力机获取能量,使风力发电机组输出功率达到极限并趋于稳定。

由于直流侧电压Udc采用恒压控制,所以续流电感电流il的大小反应了发电机输出用功功率的大小。因此Boost电路占空比调节可采用如下控制策略:

采用双闭环控制系统(速度外环和电流内环),在情况①下用最大功率曲线查出当前功率点的最优转速ω*作为转速整定值,调节发电机转速;用PI调节器计算出续流电感电流i*l,由i*l与il的差值调节Boost电路的占空比Duty-cycle,进而调节续流电感电流il,从而控制发电机输出有功功率PG。控制流图如图6所示。

在情况②和情况③下用发电机额定功率PGN查出转速ω*作为转速整定值,通过图3调节Boost电路的占空比Duty-cycle,使发电机输出有功功率稳定在额定功率PGN;同时根据转速调节发电机桨距角Pitch,实现变桨距调节,变桨距控制流图如图7所示。

4 基于MATIAB的仿真

本文在MATIAB中设计了仿真系统,系统的参数:风场有5台2 MW发电机,端电压为597 V、频率f=60 Hz;额定的直流侧电压1 150 V,直流侧电容(DC bus capacitor)=0.075 F,额定风速=12 m/s。

第一种情况:在仿真时要求网侧逆变器运行在单位功率因数状态,因此设定Q*=0;初始风速为8 m/s,在t=10 s时风速上升到10 m/s,在t=20 s时风速上升到13 m/s;仿真时间为30 s。以下仿真图形均根据风速的变化而变化。

由仿真图8和图9可以看出,在低风速段(风速在8 m/s和10 m/s时),当风速发生变化时,发电机转速会随风速的变化而及时调整(图9左),实行了变速运行,有功功率会随发电机转速的变化而快速调整(图8左),实现了最大风能捕捉;当风速接近额定风速或超过额定风速时(风速在13 m/s时),发电机采用变桨距调节(图9右),桨距角随风速的变化而及时调整,有功功率会稳定在发电机额定功率附近(图8左),实现了恒功率控制;由于采用了单位功率因数控制,发电机输出无功功率始终在0附近变化(图8右)。

第二种情况:在仿真时要求网侧逆变器运行Q*=1 MVar,其他仿真条件不变,仿真结果如下:

由仿真图10和图11可以看出,在低风速运行时,有功功率会随发电机转速的变化而快速调整(图10左,图11左),实现了最大风能捕捉;在高风速运行时,有功功率基本稳定在额定功率附近,而桨距角随风速快速调整(图10左,图11右),实现了恒功率控制;发电机输出无功功率稳定后始终在1 MVar附近变化,可见无功功率不会随风速的变化而调整,从而很好地实现了功率解耦控制(图10右)。

5 结束语

本文通过对直驱永磁同步风力发电机控制方法的研究。建立了基于电网电压合成矢量为定向的直驱永磁同步风力发电机功率解耦控制模型,并对网侧逆变器在低风速下采用基于最大功率跟踪控制策略,在高风速下采用恒功率变桨距控制策略。经仿真得出功率、风机转速及桨距角的变化曲线,并分析比较,可以得出:

(1) 基于电网电压合成矢量为定向的直驱永磁同步风力发电机功率解耦控制方法具有较快的调解特性,能适应风速的快速变化。

(2) 在低风速下能完成最大功率捕获控制,能提高风机的能源转化效率。

(3) 在高风速下能完成恒功率变桨距控制,能很好地保护风力发电机组,使之不产生过负荷。

(4) 具有较好的有功、无功解耦控制效果。

复合式同步控制策略 第6篇

随着电力系统规模的不断扩大,电力系统的系统结构和运行方式越来越复杂多变,对系统的稳定性提出了更高的要求。国内外的运行经验表明,电力系统运行稳定性的破坏是事故扩大、系统瓦解的重要原因之一。而发电机励磁控制系统对同步发电机乃至整个电力系统的可靠和稳定运行都有着重要的作用[1,2]。

在励磁控制系统中,控制算法是决定控制性能优劣的重要因素。PID算法由于设计简单,并且具有良好的电压控制精度,至今在工程上仍有广泛的应用。但PID算法不能有效改善系统的动态品质和提高系统的稳定水平[3,4,5]。尤其是快速励磁方式的采用会使电力系统特性恶化,致使出现负阻尼情况,使电力系统发生低频振荡。随着现代控制理论和实践的发展,出现了基于线性最优控制理论的线性最优励磁控制器(LOEC),由于考虑了电力系统多个控制目标的综合,并采用最优化设计,因而具有更好的动态性能和阻尼特性。然而LOEC也有不足之处,即当系统偏离运行点时,其不能保证良好的控制性能[6,7]。

模糊控制(Fuzzy Control)是以模糊集合论、模糊语言变量和模糊逻辑推理为基础的一种智能控制方法,它不需要精确的数学模型,而且能够很好地应用于动态或高度非线性系统,对过程和参数的变化有较强的适应能力[8,9,10]。本文设计的模糊控制器可以根据系统状态的变化适时协调PID和LOEC输出,从而提高励磁系统的控制性能。

1 模糊协调控制励磁系统的设计

模糊协调控制(Fuzzy Coordinated Control,FCC)励磁系统框图如图1所示。

本文所设计的励磁系统的控制律为

1.1 PID控制器

PID控制器是根据给定值Ur与输出值Uf构成偏差ΔUf=Ur-Uf,再通过对偏差的比例(P)、积分(I)和微分(D)进行线性组合构成控制量,其控制规律为

式中:ΔUf为机端电压偏差量;KP为比例系数;TI为积分时间常数;TD为微分时间常数。

本文中PID参数按照经验和实验的方法整定。

在Simulink中建立模型如图2示。

1.2 线性最优励磁控制器(LOEC)

对于一个线性系统X=AX+BU,和二次型性能指标

式中:X为n维状态向量;U为r维控制向量;A为nn阶系统矩阵;B为nr阶控制矩阵;Q为nn阶正定或正半定权矩阵;R为rr阶正定权矩阵。理论上已经证明只要[A,B]能控,[A,C]能观,则一定能找到一个反馈矩阵K,使二次型性能指标达到最小值。由最优控制理论可知,满足使二次型性能指标J为最小值的控制向量(最优控制向量)为

其中,K=R-1BT PX=[kp,kω,ku]。根据发电机的励磁系统数学模型,可以计算出励磁系统的最优控制律:

式中:Pe为发电机电磁功率;ω为发电机转速;Uf为机端电压。

在Simulink中建立的LOEC子模块如图3所示。

然而,由于发电机输入机械功率的改变,输入机械功率就变成励磁控制系统的一个扰动量,其结果是造成机端电压偏差。即当发电机输入的机械功率增加时,端电压下降,反之则升高。为此,有学者在原有常规状态调节器中增设发电机端电压偏差的积分反馈,设计出了一种抗扰的最优励磁控制律,从而消除了静差[11],其控制律如式(6)所示。

1.3 模糊控制器的设计

模糊控制器是模糊协调控制励磁系统的核心部分,其基本结构由模糊化接口,模糊推理规则表,反模糊化接口组成。同步发电机的电压偏差量ΔUf和电压偏差速率dΔUf,经模糊化处理变成模糊量E、EC,并作为模糊控制器的输入量,E、EC经模糊推理规则进行模糊决策,得到模糊控制量,经反模糊化转变成实际控制输出量ΔK1、ΔK2,最终,LOEC的加权系数为K1=K10+ΔK1,PID的加权系数K2=K20+ΔK2。模糊控制器的原理如图4所示。

1.3.1 变量的隶属度函数和量化因子

在模糊化过程中,基本论域中的精确量先经量化因子转化成模糊集的论域中的某个相应的值,然后根据隶属度函数确定其相应的语言变量。因此,正确构造隶属度函数是能否用好模糊集合的关键。本文采用三角分布的隶属度函数,电压偏差量ΔUf和电压偏差率dΔUf的基本论域分别为{-.0,2.02}和{-150,150},模糊输入量E、EC的论域为{-,6-,5-,4-,3-,2-,1,0,13,2,,4,56},输出量ΔK1、ΔK2的论域为{-,3-,2-,1,1,0,23}。对应的语言变量值分别定义为NB(负大)、NM(负中)、NS(负小)、ZO(零)、PS(正小)、PM(正中)、PB(正大)。电压偏差量ΔUf和电压偏差速率dΔUf的量化因子分别为

变量的隶属度函数如图5、图6所示。

1.3.2 模糊规则的制定

模糊规则是模糊控制器的核心,本文的模糊规则是根据专家知识和实践中的控制经验加以总结而制定的,其制定原则是保证系统具有最佳的动静态性能。模糊规则表1、表2所示。

1.3.3 反模糊化

通过模糊推理得出的控制量是一个模糊量,必须把它转变成精确量才能去控制被控对象,反模糊化就是一个把模糊量转变成精确量的过程,常用的反模糊化方法有若干种,本文采用的是加权平均法,即取隶属度的加权平均值作为输出的精确值。

2 仿真结果及分析

2.1 仿真系统简介

模糊协调控制励磁系统的仿真如图7所示。仿真采用的是单机无穷大系统,系统模型参数为:

xd=xq=2.12 pu,x'd=0.2 5 7 p u,xe=0.240 4 pu,xT=0.080 4 pu,D=2,T'd0=5.8 s, TJ=4.06,x∑l=xl/2=0.16 pu。系统的工作点为Pf0=1.0673。

在此单机无穷大系统上,本文将模糊协调控制(FCC)和PID、抗扰LOEC做了对比分析,以便考查FCC的性能。

2.2 调功扰动

调功扰动主要是考查当发电机给定的机械功率值发生变化后,系统各状态量及输出量如Pe、Uf、δ的动、静态性能能否满足系统的运行要求,重点考查发电机的有功功率eP的跟踪特性和机端电压Uf的静态精度。在0.5 s时,发电机有功功率给定值阶跃上升10%。

图8(a)表明,机端电压在FCC作用下,能够更迅速地跟踪电压给定值,并且动态过程十分平滑,虽然超调量比PID略大,但在超调量不能高于阶跃值50%的允许范围内。抗扰LOEC虽然在调功扰动时消除了电压静差,但跟踪速度非常缓慢。图8(b)表明,FCC和LOEC都有很好的有功功率跟踪特性。从图8(c)、(d)可以看出,FCC使发电机具有更好的动态稳定性,当有功功率提高时,功角δ被拉大,这也符合发电机的功率调节特性。

2.3 调压扰动

为了考查发电机机端电压的调节跟踪性能,以及检查电压调节是否会引起发电机其他状态量的偏移,在0.5 s时将发电机的机端电压给定值上调5%。系统的有关状态量ΔUf、ΔPe、Δδ、Δω在调压扰动下的响应曲线如图9所示。

由图9(a)可见,FCC不但具有精确的静态电压控制精度,而且在电压给定值上调5%时,能够更加迅速和精确地跟踪电压给定值,PID超调量稍大而且在电压给定值附近有轻微振荡,抗扰LOEC虽然消除了振荡,但是跟踪速度稍慢。图9(b)~图9(d)表明FCC能更好地平息发电机电磁物理量和机械物理量的振荡。

2.4 三相短路扰动

在发电机出口变压器高压侧发生三相短路,0.15 s后被切除并重合闸成功的情况下,系统的有关状态量ΔUf、ΔPe、Δδ、Δω的响应曲线如图10所示。

由图10(a)、(b)可以看出,FCC和抗扰LOEC均能较快地平息系统在暂态时的机械振荡,FCC具有更好的阻尼特性,其振幅比起抗扰LOEC要小很多。图10(c)、(d)表明,FCC和LOEC都能很好地平息系统在暂态过程中的机械振荡,使系统的输出能迅速返回到初始运行点。

3 结论

本文利用模糊控制理论,根据励磁系统的控制要求和特点,结合传统的PID和LOEC,构建了一种模糊协调控制励磁系统。因为模糊控制不需要有精确的系统数学模型,所以基于模糊理论构建的励磁调节器具有更广泛的调节范围。仿真结果表明:FCC励磁系统在调功、调压和大扰动时具有更好的控制精度、反应速度和抗干扰能力,能够有效改善系统各状态量及输出量的动、静态性能,提高系统的稳定运行能力。

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复合式同步控制策略 第7篇

机械式自动变速器(AMT)是在手动变速器结构的基础上装上变速器控制单元(TCU)以及选换档执行机构,并通过选换挡电机来代替驾驶员完成选换档过程的操作。

同步器是机械式自动变速器(以下简称AMT)换档性能的关键部件,采用同步器不仅可以使换档轻便、减少冲击和噪声,而且还能使换档迅速、减轻驾驶员的劳动强度[1]。因此,在AMT自动换档中,合理控制好同步器的动作是直接影响汽车换档性能优劣的关键。传统的同步器换档性能评价方法主要是采用与整车平顺性相关的评价指标,即冲击度、换档时间和滑磨功[2,3]来评价的。本文借助于PID控制方法,并根据冲击度和换档时间,研究和制定同步过程的最佳控制策略。

1 锁环式同步器的工作原理

锁环式同步器的结构如图1所示,其主要由同步环2、接合套3、滑块5和弹簧6等组件组成。其作用是使接合套3与待啮合的齿圈1迅速同步,以缩短换档时间,并防止待啮合的齿轮达到同步之前产生轮齿冲击[4]。

本研究采用五个前进档和一个倒档的变速箱,五个前进档的输出轴均装有锁环式同步器,以二档换一档为例,如图2所示,同步器的工作过程可以分为三个阶段。

(1)消除空行程

摘档后同步器处于中间位置,即空档位置,在到达位置1之前,同步环和一档的接合齿圈不接触,因此不产生摩擦力矩。

(2)锁止同步阶段

如图2中的位置1和2之间,在换档力F1的作用下,换档杆通过拨叉、接合套带动由弹簧压紧的滑块推动同步环压向接合齿圈,使它们接触并产生摩擦力矩,在摩擦力矩的作用下使同步环和接合齿圈的转速迅速接近。由于驾驶员始终对接合套施加一个轴向换档力F1,于是在同步环的锁止角斜面上便产生法向作用力FN,即由换档力F1和切向力F2产生的合作用力(如图3所示)。此时,切向力F2产生拨环力矩,由于换档力F1产生的摩擦力矩始终大于拨环力矩,因此,接合齿圈和同步环在锁止面上便处于锁止同步阶段。[5-6]

摩擦力矩可表示为[5,6]:

其中:F1换档力;f两工作锥面间的摩擦系数;R同步器摩擦锥面的平均半径;α同步器摩擦锥面锥顶半角。

同步器同步时间为:

式(2)中:I同步器输入端的当量转动惯量;ω1、ω2为输入、输出端的初始角速度。

冲击度j是评价换档品质的重要指标之一,定义为:

式(3)中:u实时车速,i变速箱输出轴到车轮的传动比。

由(1)、(2)、(3)式可知,增大换档力可以缩短同步时间,但同时会使加速度的变化率增大,冲击度变大,影响换档的平稳性,且同步环与齿圈摩擦产生的热量急剧增加,加快了同步环的磨损;然而,减小换档力又会使换档时间延长,增加动力中断时间,影响换档的舒适性。因此,在同步过程中应综合考虑冲击度和换档时间等因素,从而选择合适的换档力以保证换档品质。

根据乘客或驾驶员的主观感觉,每个国家对冲击度选用的标准都各有不同。德国推荐标准为10m/s3,而前苏联则推荐标准为3.2g/s,即31.36 m/s3[7]。

(3)挂入目标档

如图2中的位置2和3之间。摩擦作用使得接合齿圈的转速迅速上升到与同步环的转速相同,在切向力F2形成的拨环力矩作用下,同步环连同齿圈及与之相连的所有零件一起相对于接合套逆转一个角度,使接合套能顺利地与同步环接合。如果此时接合齿圈和接合套间的花键齿仍发生抵触,则重复上述过程,直至最终完成挂档过程。

2 变速器同步过程的控制策略

由于同步器在换档同步过程中有上述三个阶段,因此,应分别制定各阶段的控制策略。由于从空档位置到具体档位之间的行程很短,为了确保换档的平顺性,同时又要避免同步环和接合齿圈接触后产生大的冲击,必须严格控制换档时间和换档力。以二档换一档为例,分别制定以下控制策略。

(1)空行程阶段控制策略

由于空行程阶段同步环和一档的接合齿圈不接触,可采用较大的换档力以缩短同步时间,但由于变速箱空行程范围较短,为了避免产生较大的冲击和噪音,本文采取逐渐增大换档力的控制策略。

(2)锁止同步阶段控制策略

在同步环和接合齿圈接触之前,同步环的速度nsr大于接合齿圈的速度ngr,在锁止同步阶段,为使nsr升速并迅速与ngr相接近时避免产生较大的冲击,可采用如图4所示的控制策略。可设定一个逐渐增大的目标转速n3,其初始值n0为摘挡刚完成时的输入轴转速:

PID控制器输入端的值为:

式(5)中k为循环次数,σ为增大的速率。式(6)中的n4为输入轴实时转速,通过传感器实时采集传给变速箱控制器(TCU)。由于同步时ngr=nsr,又:

因此,同步的判断条件为:

式(7)中,i1为变速箱一档的传动比,n5为变速箱输出轴的实时转速。

每次循环后都会先判断同步条件是否成立,如果成立就进入阶段(3),否则就将e(t)输入PID控制器,TCU根据PID控制器输出的值给出占空比来控制换档电机输出相应的力矩,从而实现换档电机以一定的换档力移动拨叉及接合套,最后通过位移传感器测出拨叉的移动位置,从而判断同步环处于哪个阶段,此外,输入轴转速传感器会同时将输入轴转速实时反馈给PID控制器,从而实现对整个同步过程的闭环控制,其控制过程如图5所示,直到nsr=ngr结束。

(3)挂入目标档控制策略

如前所述,换档时间和冲击度是影响换档品质的两个重要因素,而两者又与换档力密切相关,因此,应设定换档力的界限,即最大换档力不应超过允许的最大冲击度,而最小换档力应满足允许的最大换档时间值。当齿圈转速和同步环转速同步后,可用大的换档力实现快速换档,以缩短换档时间。整个同步过程的控制策略及流程如图5所示。

3 同步过程的台架试验及结果分析

本试验台架采用飞思卡尔十六位芯片MC9S12DJ64,首先需将各个位置量进行A/D转化,并对位置、转速及加速度等传感器进行标定及实时的数据采集,然后通过Codewarrior软件固化上述的控制策略,最后通过PC机进行在线监控。

通过PID可以调整占空比,进而控制电机端子的输入电流,最终实现控制换档力的大小,因此可以通过实验先得出占空比与换档力的正比关系,以便更精确地控制换档力。

图6、图7为两次台架试验的数据分析,试验要求最大换档时间不超过1 500ms,最大冲击度为(-30,30)m/s3。图中依次为挂档行程、输入轴转速、输出轴转速、换档力、

加速度、冲击度的变化过程,OA阶段为空行程阶段,AB为锁止同步阶段,BC为挂入目标档阶段。试验(Ⅰ)和试验(Ⅱ)的不同之处是在OB阶段设置不同的换档力及其变化频率。

试验(Ⅰ)的换档力变化快,变速箱输入、输出轴转速及换档行程变化均很快,加速度的幅值较大,由于OB阶段的时间较短,整个同步过程仅用了700ms,换档时间为1 300ms,但最大换档力高达1 440N,使其冲击度及其波动频率较大,最大冲击度达到了-37 m/s3,并超出了最大范围,造成了同步器磨损加剧。Ⅱ

试验(Ⅱ)采用如前所述的控制策略,即在OB阶段设置换档力逐渐增大,虽然在整个同步过程中用了725ms,换档时间为1 350ms,但是最大换档力只有1 340N,换档力明显比试验(Ⅰ)减小了,冲击度及其波动频率也相应下降了,最大冲击度仅为-25.9 m/s3,满足试验要求,并在一定程度上保护了同步器。

4 结论

(1)阐述了锁环式同步器的工作原理,详细分析了机械式自动变速器换档过程中的同步过程及动力学关系。

(2)根据PID控制原理,结合同步过程的三个阶段,分别提出了相应阶段的三种不同控制策略。

(3)通过同步过程的台架试验,验证了此控制策略的可行性。试验结果表明,该控制策略可以在允许的最大冲击度范围内满足所要求的同步时间,提高换档品质,延长同步器的使用寿命。

摘要：详细阐述锁环式同步器的工作原理,并分析机械式自动变速器同步过程的各个阶段的工作过程,基于离散化PID控制原理,提出同步过程三个阶段的相应控制策略,并采用冲击度作为评价标准。最后,通过台架试验验证提出的控制策略的可行性。试验数据表明,该控制策略可以在保证冲击度要求的前提下,满足所限定的同步时间,改善换档的平稳性与舒适性,减少同步环的磨损,增加同步器的使用寿命。

关键词：同步过程,AMT,锁环式同步器,离散PID,台架试验

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