BPSK信号范文

BPSK信号范文（精选3篇）

BPSK信号 第1篇

在通信系统中,需要将基带通信信号通过中频混频器调制为中频信号,之后通过射频混频、滤波以及放大等工作将信号调制为射频信号,并通过天线以电磁波的形式发射出去。在采用软件无线电技术处理通信信号时,常用数字混频加DAC来实现基带信号到中频信号的调制。中频信号的频率约为70 MHz,信号带宽一般<10 MHz,根据采样定理,DAC时钟至少设置在150 MHz。在软件设计时,需要考虑高速数字上变频的实现,采用中、低档次的数字器件将数字信号的工作时钟调到150 MHz以上也存在一定难度;在硬件设计时,在电路PCB上设计150 MHz数据传输线,需要考虑数据线的信号差分特性、微波衰减特性以及电磁兼容特性,并当DAC的位数较高时,数据线的走线问题相当复杂。

由于通信系统中采用的数据调制方式多为FSK,BPSK,AM等方式,而ADI公司的DDS芯片AD9854能够对基带信号直接进行常用调制,因此与数字混频加DAC的传统解决方案相比,采用AD9854处理中频信号混频的问题具有优势。

1 AD9854简介及其应用

直接数字式频率合成技术(Direct Digital Synthesis,DDS)采用全数字技术,基于相位的线性性质以及相位与幅度的对应关系实现频率合成,是一种新的频率合成方法[2]。AD9854是ADI公司推出的一款高性能DDS芯片[3,4],系统时钟频率最高为300 MHz,可以工作于FSK,BPSK,AM等常用的调制方式,包含两个集成12位DAC,一个超高速比较器、4～20倍可编程参考时钟倍频器、两个48位可编程频率寄存器、两个14位可编程相位偏置寄存器,并具有12位幅度调制和可编程功能。它采用0.35 μmCMOS工艺,可以产生输出频率高达150 MHz的同步正交信号,每秒能够产生百万新频率。输出的正弦信号经过滤波后,可以再通过内部比较器转化为方波。其内部的幅度、频率、相位寄存器,可以对输出信号的幅度、频率和相位进行控制。

由于AD9854支持BPSK方式,因此可以用它作为BPSK信号的混频器使用。当配置成BPSK工作方式时,只需要给AD9854输入基带BPSK信号,就可以输出所需频点的中频调制信号。由于控制信号和输入的基带信号均为低频信号,其硬件设计比采用DAC大为简化,而软件设计部分也因为绕开了高速的数字上变频工作而得到相应的简化。

2 用FPGA控制AD9854产生BPSK信号

对AD9854进行控制,首先搭建硬件电路。将AD9854的S/P Select管脚拉高,则AD9854工作于并行配置方式,它与FPGA的硬件连接示意图如图1所示。图中管脚的解释如下:A[5∶0]是6位并行编程地址总线输入;D[7∶0]是8位并行编程数据总线输入;WRB是将并行数据写入寄存器的控制信号输入;I/O UD是双向频率更新信号,如果设置为输入,那么AD9854将在I/O UD上升沿时刻刷新,并按寄存器中的设置工作;BPSK为相位选择信号输入,也就是BPSK基带信号输入,输入‘0’时芯片输出选择1号相位,输入‘1’时芯片输出选择2号相位;REFCLK是外部参考时钟输入,从软件无线电的角度考虑,选择用FPGA控制输出该时钟信号,以达到中频频率软件可调的要求。

硬件电路搭建完毕之后,需要考虑AD9854中寄存器的配置问题。当AD9854工作于BPSK方式时,需要配置的寄存器如表1所示。

相位寄存器配置值的计算公式为(φ/2π)×214,其中φ为需要配置的相位值,对于BPSK信号,一般1号相位寄存器表示的相位值与2号相位寄存器表示的相位值相差π。频率寄存器配置值的计算公式为(f/fs)×248,其中,f是需要输出的BPSK载频,即中频频率;fs为系统时钟频率,它由从REFCLK得到的外部参考时钟频率经可编程参考时钟倍频器倍频后得到。需要考虑的控制寄存器各比特定义和配置值如表2所示。

AD9854工作于并行配置方式下的写时序,如图2所示,图中最大时延TWRHIGH为7 ns,在编写程序时需要注意时延量。

最后的控制步骤就是编写软件,用FPGA对AD9854进行控制可以通过状态机的方式实现。

(1)采用Verilog HDL语言定义FPGA的管脚如下

(2)给出refclk的频率为10 MHz

assign refclk=clk10MHz;

(3)用状态机的方式配置AD9854内部的寄存器,使之工作于需要的BPSK参数方式,配置流程如图3所示。

图3中,“*”表示对AD9854进行写入操作,就是将wrb脚置低,再置高。这时AD9854的系统时钟设置为140 MHz,而波形频率设置为系统时钟的1/2,也就是70 MHz。从BPSK管脚输出一个码速率设置为9.6 MHz的0、1码流,即得到需要的载波频率70 MHz的BPSK信号。

3 实验结果

用示波器和频谱仪分别观测AD9854芯片的输出,如图4和图5所示。

由于BPSK信号的相位差为π,因此其码元‘0’和‘1’所对应的信号相位完全取反,从图3所示的示波器 观测图可以看出,AD9854的输出波形由相位完全相反的两组正弦波在时域相互叠加,形成了眼图的效果,眼图匀称,说明BPSK信号的输出稳定,无抖动。从图4所示的频谱仪观测图可以看出,AD9854的输出信号载频为70 MHz,观测带宽(Span)设为96 MHz,因此可以看出信号的主瓣宽度为19.2 MHz,副瓣宽度为9.6 MHz,说明BPSK信号的码速率为9.6 MHz,这与软件设计中的参数完全一致。

4 结束语

文中利用FPGA对AD9854进行控制,产生了BPSK信号,并给出了软、硬件设计方法,实验结果证明了设计的正确性,为通信系统中的中频处理提供了一个有效的方法。

摘要：利用FPGA控制AD9854,实现了BPSK信号的调制,包括外部电路构建、各个寄存器设置、对幅度、相位、频率控制字的计算等。最后给出了产生BPSK信号的实例,并验证文中给出的设计方法的正确性。

关键词：通信系统,AD9854,现场可编程门阵列,二项移相键控

参考文献

[1]粟欣,许希斌.软件无线电原理与技术[M].北京:人民邮电出版社,2010.

[2]徐丹燕,甘志银,梁观平,等.16位单片机对AD9854控制的实现[J].计算机与数字工程,2007,35(3):182-184,189.

[3]张玉梅,陈健,傅丰林.用DSP控制AD9854实现跳频通信[J].世界电子元器件,2003(9):64-65.

BPSK信号 第2篇

BPSK载频估计的典型方法大致可分为两类:第一类是通过现代谱估计的方法进行谱估计及测频,这类方法算法复杂,计算量大,且需要较高的信噪比;第二类是通过对信号进行平方运算,将BPSK信号载频估计问题转化为点频信号频率估计问题[5]。该方法在工程中较为常用,其载频估计精度取决于点频信号的估计精度。

对于点频信号的估计,常用的有时域法、频域法、最大似然法和特征子空间法。时域法主要包括过零检测法[6]和相位法[7],适合在信噪比比较高的情况下使用,在信噪比较低时性能急剧下降;频域法主要包括直接法(周期图法)、Rife算法[8]、Quinn算法[9,10]及其他基于DFT的各种改进算法;这些方法可以用快速傅里叶算法(FFT)快速实现,在工程上应用广泛。直接采用DFT法估计频率时,存在很严重的栏栅效应[11],估计精度取决于频率分辨率。而频谱分辨率取决于采样频率和采样点数(FFT点数),当采样频率一定时,想要获得高精度的估计就必须不断提高采样点数,这会造成运算时间过长。

1基于频率校正的BPSK载频估计算法

为了克服栏栅效应,同时兼顾运算速度,本文提出一种基于频率校正的BPSK信号高精度载频估计算法。离散频谱相位差校正法[12],利用DFT变换后谱线的相位信息对离散谱线进行校正,可对点频信号的频率进行高精度估计。本文将离散频谱相位差校正法应用到BPSK信号的载频估计中,通过对BPSK采样信号进行平方运算,得到二倍载波的单频分量2f0,对得到的信号进行DFT运算,并对频谱进行最大值搜索便可获得BPSK信号二倍载频的粗估计。在此基础上,利用相位差校正法对离散频谱进行校正,便可得到二倍载频2f0的高精度估计。为了避免在平方运算后的频率模糊,需要在平方运算前进行二倍内插并滤除镜像。算法的处理框图如图1所示。

2频率校正法估计原理

在BPSK调制中,已调制信号波形s(t) 的相位有两种状态,0或者π(180°)。BPSK信号的数学公式可以表示为:

式中:i = 1,2,⋯,M ;,ci为消息序列,ϕi是对应的相位变化值;ϕ0是信号的初始相位;f0是载波频率;T是码元周期;E是码元能量。

以fs对接收信号进行采样,得到接收信号为:

式中:ω0为归一化频率,ω0= 2πf0Δt = 2π f0fs;r(n) 为加性噪声。

取N 2个采样点,进行二倍内插和低通滤波滤除镜像。此过程相当于将采样速率提高至2fs,同时,采样点数变为原来的2倍,即N个点。

由于BPSK信号的相位是随消息序列随机变化的, 将接收信号进行平方可以消除相位的随机性。因为:

所以,将接收信号x(n) 进行平方运算可得:

式中:第1项便是需要估计的二倍载波;第2项为直流分量,在DFT变换后直接将零频置零即可;第3项信号和噪声相乘得到的仍是噪声;第4项也是噪声。忽略直流分量,令:

则可将式(4)写为:

下面的工作就变成了对点频信号的估计。

此时,再对作DFT谱分析,可较为精确地估计出两倍的载频2ω0。但是由于DFT谱分析只能在有限区间内进行,这就不可避免地存在由于时域截断产生能量泄漏和栏栅效应,频率估计仍存在较大误差,为进一步提高估计精度,采用相位差校正法对DFT法估计到的频率进行校正。

对于单点频信号:

时域上的截断相当于给xs(n) 信号加上了一个矩形窗。工程上常用的窗wN(n)(包括矩形窗)都是对称的, 可以看成是偶函数wN0(i) 在时间轴上向右平移(N - 1) 2点得到的,即wN(n) = wN0[n - (N - 1) 2] ,故其频谱。由于wN0(n) 是偶函数,故WN0(ejω) 是实数。加窗信号xs N(n) 的频谱为:

由式(8)可以得出:

(1)频谱的相位与窗函数类型无关,只与窗的长度和初始相位有关;

(2)由于wN(n) 是有限长的,那么其频谱WN(ejω) 在频域上是无限长的,这就会不可避免地造成Xs N(ejω) 的正、负频谱相互叠加,将给频率估计带来误差。但是,通过加窗抑制旁瓣可以减小频谱叠加带来的影响。

对平方后的序列做N点DFT,DFT谱分析得到的离散谱实质上是连续谱Xs N(ejω) 在区间[0,2π] 以等间隔 Δω = 2π N抽样的结果,即:

由于正负频谱是对称的,下面仅分析正频率分量。 假设实际信号的频率值为:

式中k0为整数。以k0Δω 作为2ω0的近似值,那么第k0根谱线的相位为:

同理,再取同一段N点序列,将前N-m点做加窗处理,后m点置零,对此新序列xs N - m(n) 做N点DFT,可得第k0根谱线的相位:

两式相减便可得出频率校正值:

由此,便可得到频率估计值:

3频率校正法性能分析

本文先对BPSK进行平方运算,将BPSK信号载频估计转换成电频信号频率估计。用DFT变换对点频信号进行粗略估计,在DFT估计的基础上,用相位差校正法对粗估结果进行频率校正。

相对于直接DFT估计,频率校正法只增加了频率校正过程,并不会增加太多运算量。由于增加了频率校正过程,DFT粗估计的精度要求不需要太高,前期做DFT的点数也可以相对降低。假设采样点数为N 2点,经过内插滤波后变为N点,平方运算需要进行N次实数乘法运算,DFT用FFT实现需要(N 2)log2N次复数乘法运算,到此便是使用直接DFT估计的运算量;增加频率校正过程,第二段信号可以只做第k0点的DFT而不必做N点的FFT, 这里需要N-m次复数乘法运算,增加的运算量主要来自这N-m次复数乘法,这相对于(N 2)log2N来说非常的小。由于本文是在DFT估计的基础上做频率校正,对DFT的频率分辨率要求不用太高,所用的采样点不必太长,这可以减小DFT的运算量。直接DFT估计的精度取决于DFT的频率分辨率,即由采样频率和采样点数决定, 估计精度为频率分辨率的一半。而相位差校正法理论上的误差是极小的,不存在分辨率的问题。因此,在相同运算量的情况下,相位差校正法载频估计的精度将远远高于直接DFT估计法。

关于N和m的取值问题,N作为DFT的点数,N越大,时间越长,频谱越窄,旁瓣效应就越小,但N过大会导致运算时间过长,所以,N的选取要在精度和运算速度上做一折中。为了使第二次N-m点做DFT的点数尽量长(频谱尽量窄),m应取较小的整数值[12]。

4仿真结果及分析

下面对上述算法进行仿真实现。仿真条件:待估计BPSK信号的载频为59 k Hz,采样频率300 k Hz,取N=1 024的个采样点。信噪比从-5~5 d B以0.25 d B的间隔变化,对每个信噪比做1 000次蒙特卡洛仿真。这里所说的信噪比是调制后信号的功率比噪声功率。

二倍内插并滤波后,信号点数将变为2 048个点, 采样率变为600 k Hz。如果只用FFT估计载频的话,此时频谱的频率分辨率为 Δf = 0.293 k Hz ,估计的精度为频率分辨率的一半,即0.146 k Hz 。若在FFT估计后, 再做频率校正,估计精度将大大提高。1 000次蒙特卡洛仿真结果如图2,图3所示。

图2所示为载波频率估计值与真实值对比图。从图2中可以看出,当信噪比低于1 d B的时候,载频估计值在真实值附近上下大幅度波动。这是由于噪声过大, 影响了相位差的计算结果,导致校正后,估计频率呈现出随机波动的现象。当信噪比高于1 d B时,估计频率逐渐稳定并趋近于真实值,在2 d B附近达到稳定状态。当信噪比高于2 d B时,载频估计值基本等于真实值。

图3所示为载频估计值减去真实值后得到的误差。 从图3中可以看出,当信噪比低于1 d B时,估计误差较大且波动较为剧烈,但仍然远小于DFT的频率分辨率,估计误差在1 Hz以内。可以算出相对误差可达到10-5数量级。当信噪比高于2 d B时,估计误差在0.001 Hz以内,相对误差可达10-8数量级。

从图3中的放大图中还可以看出,当信噪比大于2.5 d B以后,频率估计的误差并没有再减小,而是一个稳定的值,这正是由于前面所分析的Xs N(ejω) 正、负频谱相互叠加所造成的。

5结语

本文将相位差校正法应用到BPSK信号的载频估计中,对算法原理进行推导并分析了算法的性能,通过仿真分析验证了算法的估计精度和有效性。基于频率校正的BPSK信号载频估计算法是针对DFT的频率估计的校正算法,具有速度快、实时性好的优点,有利于硬件实现。同时,该算法运算简单,估计精度高,可以有效克服栏栅效应,适用飞行器测控。

摘要：为了实现BPSK信号载频的高精度估计,提出一种基于频率校正的高精度BPSK信号载频估计算法。算法通过非线性变换将BPSK信号的载频估计问题转化为对点频信号的估计,再用DFT对点频信号进行粗估计,针对DFT估计频率分辨率差的问题,采用相位差校正法对DFT估计频率进行校正,从而实现BPSK信号载频的高精度估计。最后,通过性能分析和计算机仿真验证了算法的有效性,其结果表明:该算法在低信噪比情况下能获得较好的估计精度,在高信噪比情况下,估计精度大幅提高。

卫星数传通信BPSK调制分析 第3篇

在数据传输系统中, 数字调相方式PSK (Phase Shift Keying) 具有恒包络、频带利用率高、抗干扰能力强等优点, 在同样信噪比条件下具有极低的误码率, 因此卫星数传通信中大多采用PSK调制方式。随着编码方式的进步、数据传输容量的扩大以及需求的增加, 卫星数传系统中PSK调制方式已由二相BPSK发展为四相QPSK、O-QPSK、UQPSK以及更多元调相方式。本文将以BPSK调制为例, 对卫星数传系统中数字调相原理、特性、关键指标测试方法进行详细分析。

2 BPSK调制原理

在BPSK数字调相过程中, 键控的载波相位是由调制信号码元控制的, 以载波相位是否发生相对变化来表示码元“1” (或“-1”) 。

BPSK信号的一般时域数学表达式为[1]:

3 BPSK调制指标定义

根据卫星数传通信定义[2], BPSK调制特性包括静态和动态特性。静态特性指的是相位不平衡度和幅度不平衡度, 相位不平衡度要求优于±3°, 幅度不平衡度要求小于0.5d B。动态特性指的是载波抑制度和频谱不对称性 (在主瓣和第一旁瓣范围内) , 载波抑制度要求大于20d B, 频谱不对称性要求小于1d B。

BPSK调制静态特性测试方法如图1所示。

相位不平衡度计算公式为:

其中Φ (1) 为基带信号码元为“1”时被测信号相对于参考信号的相位偏移;Φ (-1) 为基带信号码元为“-1”时被测信号相对于参考信号的相位偏移, Φ为“1”与“-1”两种状态之间理论翻转相位 (BPSK调制为180°) , 单位为°。

幅度不平衡度计算公式为:

其中A (1) 为基带信号码元为“1”时被测信号功率, A (1) 为基带信号码元为“-1”时被测信号功率, 单位为d B。

BPSK调制动态特性测试方法如图2所示。

对于星载BPSK调制动态特性测试, 基带信号PCM码流一般选择使用伪随机PN码。调制结果可以使用频谱分析仪进行测量读取, 其中载波抑制度为无调制载波功率与调制载波功率的差值, 频谱不对称性为主瓣和旁瓣范围内调制信号频谱不对称程度[3] (一般仅测量主瓣范围) 。

4 BPSK调制指标分析

实际卫星数传通信中基带信号波形与式 (1) 是有所差别的, 如“1”与“-1”信号幅度和宽度 (出现概率) 可能有所不同, 考虑此种情况, 矩形脉冲周期信号可以由下面公式表示[4]:

式 (4) 中, E表示矩形脉冲的幅度, t0为中心位置, τ为脉冲宽度。

5 结语

在卫星工程中, 数据传输一般采用BPSK、QPSK、UQPSK等几种调制方式, 本文以最简单的BPSK调制为例对卫星数传通信中BPSK调制特性进行详细分析, 介绍了卫星数传通信系统中BPSK各项指标的定义及测试方法, 说明了BPSK各调制指标是相互影响的, 并进行定量分析计算, 对卫星工程应用具有一定的参考作用。

摘要：简述了BPSK调制原理, 针对卫星数传系统中BPSK调制关键技术指标进行介绍, 叙述了星载工程中BPSK调制技术指标的定义和测试方法, 通过公式推导对BPSK调制关键指标进行定量分析, 说明影响各指标的主要参数, 最后对星载BPSK调制的实现方法进行讨论, 为工程实现提供参考作用。

关键词：卫星数传,BPSK调制,载波抑制度,相位不平衡度,幅度不平衡度

参考文献

[1]孟杲杲.BPSK宽带调制解调技术研究.南京理工大学, 2009 (7) :30-P40.

[2]GJB2207-94.卫星数据传输系统通用规范[S].

[3]QJ2810-96.星载PSK调制器通用规范[S].

[4]李俊松.引信微波调相源设计[M].电子科技大学, 2008 (10) :P36-P38.