串联混合型有源滤波器

串联混合型有源滤波器（精选7篇）

串联混合型有源滤波器 第1篇

随着电力电子器件在工业中的广泛应用, 电网的谐波污染日益严重。谐波不仅影响电气设备的正常工作, 还给电网的安全运行带来了隐患。目前消除谐波的方法主要有无源滤波器 (Passive Filter, PF) 、有源电力滤波器 (Active Power Filter, APF) 和混合型有源电力滤波器 (Hybrid Active Power Filter, HAPF) [1]。由于HAPF集中了PF和APF的优点, 有助于减少系统的初期投资, 提高性价比, 越来越受到关注。其中, 1988年由F.Z.Peng等人提出的串联型混合有源电力滤波器[2] (Series Hybrid Active Power Filter, SHAPF) 是在并联PF的基础上, 由耦合变压器将APF串联入电网, 来改善PF的滤波性能。结构中, APF相当于受控的谐波电压源, 产生与流过它的谐波电流成倍 (即为控制放大倍数) 的谐波电压, 即相当于在电网中增加了一个阻抗值为的谐波阻抗, 从而增大了电网支路的谐波阻抗, 但同时对基波呈现0阻抗, 迫使更多的谐波流入无源滤波器中, 减少了电网中谐波含量, 从而改善了滤波性能。与单独的APF相比, 由于无源滤波器承担了大部分的滤波任务, SHAPF中的有源部分的容量大为下降, 从而具有良好的性价比, 但与传统的PF相比, 技术复杂, 且此时的有源部分仍然承担基波分量, 有源部分的容量和价格都居高不下。目前对APF及HAPF的研究热点和难点都集中在如何兼顾滤波性能的同时, 降低有源部分的容量。文献[3]提出了在传统的SHAPF的基础上, 在变压器的逆变器侧增设了谐振于电网基波频率的LC支路 (称为基波旁路型) , 给电网电流中的基波成分提供一条低阻抗的通道, 减轻逆变器的负担, 但是理论分析表面它对谐波的抑制效果也相应有所下降。文献[4]在文献[3]的基础上, 将原来并联在逆变器的交流输出端的基波串联谐振电路串联在逆变器的交流输出回路中 (称为串入式) , 并证明了其滤波特性更优。本文即是在此种结构的基础上进一步分析和讨论采用不同的控制策略时, 电网参数波动、谐波放大倍数、谐波次数等对滤波性能的影响, 为在不同的工况下采用何种控制策略以及控制算法提供了有效的指导。

2 串入式串联混合有源电力滤波器结构与工作原理

系统结构如图1所示, 主要由无源滤波器组、耦合变压器、电压源型逆变器、基波串联谐振电路组成。其中有源部分可近似等效为一谐波电阻K, 同时L1、C1基波串联谐振电路的阻抗为Z1, 则此时串联在电网中的部分的阻抗为Z=K+Z1, 所以等效阻抗Z的模长一定大于K。传统SHAPF的等效阻抗为K, 基波旁路型SHAPF的等效阻抗为K//Z1, 所以比较可得, 串入式SHAPF的滤波性能最好, 且阻抗随着频率的升高, 的模长也就越大, 所以有源部分只需对电网中的低频谐波成分进行部分补偿, 从而使逆变器的容量大为下降。

假设Ush、UCh、ILh分别为电源谐波电压、电压型逆变器等效成的电压源、负载谐波电流源;ZS、Z1、ZF分别为电网阻抗、L1、C1基波串联谐振阻抗、无源滤波器阻抗, 串入式SHAPF的单相等效电路如图2所示。

由图2, 根据基尔霍夫定律, 可得:

3 控制策略原理分析

控制策略1:

根据电源谐波电流来控制, 即UCh=K·ISh。得:

采用控制策略1时, 根据电网谐波电流的公式, 可推出此控制策略下的单相等效电路, 如图3所示。这种控制策略相当于在电网上增加了一个可调的谐波阻抗, 可通过控制APF来增大电网谐波阻抗, 从而使大部分的负载谐波电流能进入无源滤波支路而不是注入电网造成谐波污染, 同时对电网侧的谐波电压引起的谐波电流也有明显的抑制作用。但是由于K值不可能无限大, 所以, 不能完全消除电网中存在的谐波电流。

控制策略2:

根据负载谐波电流来控制, 即UCh=K·ILh。得:

采用控制策略2时, 根据电网谐波电流的公式, 可推出此控制策略下的单相等效电路, 如图4所示。这种控制策略实质上是等效于通过控制APF, 在改善无源滤波器的谐波阻抗的同时, 又增大了电网谐波阻抗, 从而可极大的提高滤波效果。对于某次谐波, 选择合适的滤波器参数, 当ZF=K时, 可完全消除负载中该次谐波污染。但是, 该控制策略不能改变电网谐波电压引起的谐波电流。该控制策略适合于电网侧无谐波电压、负载电流仅某次谐波较大、其他次谐波电流均很小的情况。

控制策略3:

根据电源谐波电压来控制, 即UCh=K·USh。得:

采用控制策略3时, 根据电网谐波电流的公式, 可推出此控制策略下的单相等效电路, 如图5所示。这种控制策略可有效的减小电网谐波电压产生的谐波电流, 当满足K=1时, 可完全消除电网谐波电压的影响。但该控制策略对负载谐波电流的抑制效果较差, 不能通过调节K值来减小负载谐波电流污染。

控制策略4:

根据负载谐波电压来控制, 即

采用控制策略4时, 根据电网谐波电流的公式, 可推出此控制策略下的单相等效电路, 如图6所示。这种控制策略相当于通过控制有源电力滤波器来改善无源支路的谐波特性。理论上可以实现电网中负载谐波电流的完全消除, 但当电网谐波电压含量也较高时, 系统对上述两类谐波电流的治理无法兼顾。

4 各种控制策略下滤波性能分析

通过分析系统结构, 各种控制策略的工作原理可知, 串入式SHAPF的性能主要受到负载谐波电流ILh的波动、电源谐波电压USh的波动、电网阻抗ZS的波动、电网频率f波动的影响, 下面就这些影响因素对上面的各种控制策略进行定量分析, 研究在这些因素的影响下, 何种控制策略的性能最优, 进行定量分析。

负载谐波电流IL的波动的影响:

定义有源电力滤波器的负载谐波电流波动影响系数为:

由以上可知, η1不仅与谐波频率有关, 还与放大倍数K有关。η1关于频率和K的图像如图7所示。

上图是不同控制策略下, η1与K及频率的关系图。由图可以看出, 控制策略4的效果最差, 纵轴的数量级和其他3个相差很大, 表示稍微的波动都会使系统的性能发生巨大的影响。控制策略2的η1值随着频率的增大先减小后增大, 在ZF=n KK2时, 达到最优的效果, 可完全消除负载该次谐波污染。控制策略1和控制策略3滤波效果相似, 但是控制策略1更好, 因为控制策略1的滤波性能随着K值的增大而更好, 但是控制策略3的性能确不受K值的影响。

电源谐波电压US波动的影响:

定义有源电力滤波器的电源谐波电压波动影响系数为:

由以上可知, η2不仅与谐波频率有关, 还与放大倍数K有关。η2关于频率和K的图像如图8所示。

由图可以看出, 控制策略1对电网谐波电压的抑制作用随着K值的增加而减弱。控制策略2对电网谐波电压对电流的影响不随K值的变化而改变, 且不能完全抑制电网谐波电压。在控制策略3下, 当K=1时, 滤波特性最好, n次谐波可以完全消除。控制策略4随着K值增加先减小后增大。

电网阻抗ZS波动的影响:

电网阻抗波动会影响有源电力滤波器输出电流的大小, 也会影响由谐波源电压在电网阻抗上产生的电流大小。由于除了有源电力滤波器之外, 整个系统还包括两个电源, 即电源谐波电压源和负载谐波电流源, 因此, 电网阻抗波动对混合型有源电力滤波器工作特性的影响也可以分为两个部分, 一部分是仅仅考虑负载谐波电流存在的情况下产生的影响, 另一部分为仅仅考虑电源谐波电压存在的情况下产生的影响。将这两部分的影响系数分别定义为:

由以上可知, η3和η4不仅与谐波频率有关, 还与放大倍数K有关, 如图9。由图9所示, 控制策略2和3较好。可以消除谐波放大现象。当K较小时, 控制策略2和3适合实用。

5结论

从以上分析可知, 这些控制策略都有各自的优势。对于HAPF的作用, 滤除负载谐波, 检测电源电流特性, 检测负载电流效果较好。通过检测负载电流不能抑制电源谐波电压。且通过检测电源电流, 特性易受波动影响。通过检测负载电流可以消除波动的影响。所以, 对于不同的谐波对象, 通过比较选择合适的控制策略, 使HAPF更加有效和稳定地运行。

参考文献

[1]王兆安, 杨君, 刘进军.谐波抑制与无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[2]Peng Fangzheng, Akagi H, Nabae A.A novel harmonic power filter.Power Electronics Specialists Conference, 1988.PESC'88 Record.19thAnnual IEEE, 1988, 2:1151-1159.

[3]Tanaka T, Akagi H.A new combined system of series active andshunt passive filtersaiming at harmonic compensation for large capacitythyristor converters.Industrial Electronics, Control and Instrumentation, 1991.Proceedings.IECON'91, 1991 International Conference on, 1991, 1:723-728.

新型直流侧串联型有源电力滤波器 第2篇

目前,针对整流类负载产生的谐波和无功电流的治理主要采取有源功率因数校正APFC(Active Power Factor Correction)[1,2]和有源电力滤波APF(Active Power Filter)[3,4,5]2种方法。APF与负载并联,理想情况下只需提供负载所需的谐波和无功电流;但由于谐波源特性的影响,并联型APF只适合补偿电流型谐波源[5,6]。针对电压型谐波源负载,文献[7-8]提出了直流侧串联型APF拓扑,但该拓扑具有输出不可调压性,同时由于主电路的2个有源开关分别采用低频和高频信号控制,使控制电路和驱动电路过于复杂,且存在储能电容过大等不足,限制了其进一步应用。文献[9-10]在此基础上提出了改进型直流侧APF,实现了输出电压在小范围内的可调,减小了储能电容容量;但此拓扑模型存在一定的局限性,如调压范围有限,储能电容仍较大,且电源电流过零点处易出现畸变等,降低了其功率因数。

本文提出一种新型的直流侧串联型APF,与传统的直流侧APF相比,该拓扑不仅简化了电路结构,减少了有源开关的数量,降低了成本,而且在进一步增大调压范围的同时减小了储能电容容量;该拓扑的2个开关管工作在同一频率下,使控制电路和驱动电路得到简化。文中给出了主电路主要参数的设计方法。仿真实验结果证明了所提拓扑结构的正确性和可靠性。

1 新型直流侧APF电路拓扑和工作原理

图1为新型输出电压可调的直流侧串联型APF的主电路拓扑。图中S1、S2为有源开关,VD1、VD2、VD3为二极管,Cc为储能电容,CO为滤波电容,L1、L2为平波电感。工作时开关管S1、S2由同一高频信号驱动,设一个高频开关工作周期为TS,有源开关占空比为d。

为了简化分析,作如下假设:

a.在高频开关周期TS内,APF的储能电容电压uC近似恒定;

b.电网电压为理想的正弦波;

c.输入电感L1远大于滤波电感L2;

d.开关管的工作频率远高于电源电压频率。

1.1 新型直流侧APF工作原理

在00,L2两端电压uL2>0。

在d TS

从式(1)、式(2)及图3可以看出,在一个开关周期内输入电感电压正负交替变化,即电感电流是完全可控的。因此,可以控制电感电流进行谐波补偿与治理。根据电感的伏秒平衡特性,可得:

1.2 新型直流侧APF功率流向分析

新型直流侧APF能量流向主要包括储能电容吸收能量和释放能量2种状态流向,如图4所示。当APF的有源开关闭合时,能量流向如图4(a)所示,电网的能量通过有源开关S1向电感充电,此时APF的储能电容释放电能,为负荷供电;当APF的有源开关断开时,能量流向如图4(b)所示,电网及电感直接为APF的储能电容充电,储能电容吸收能量,电容电压上升,储能电容的存储能量W=Cc(U2Cmax-U2Cmin)/2,此时电网直接给负荷提供能量。由上述功率流向分析可知,新型直流侧APF增加了由ug、L1、S1、VD1组成的Boost升压回路和由uC、S2、L2、VD2、VD3组成的Buck降压回路,这2个调压回路使APF的输出调压范围更广;同时新型直流侧APF能够在每个高频周期中实现储能电容的快速充放电,故极大减小了储能电容的容量。

2 控制策略

假设直流侧APF正常工作时完全补偿了系统谐波和无功部分,则电源电流应该与电源电压同频、同相,即从整流桥往输出端看,整流桥、APF与谐波源负载可以被认为是一个等效的纯电阻Re。此时图1的等效电路如图5所示。

由图5可得:

式(4)为APF的控制目标式,可通过控制APF的2个开关S1、S2来实现。

针对新型直流侧APF,采用典型的双环控制[11,12],外环为电压环,采用PI调节器控制输出电压UO的稳定性;内环为电流环,采用平均电流控制[13,14,15,16]。此控制方式具有开关频率固定、系统对噪声不敏感、谐波畸变小、容易实现单位功率因数等特点。图6为开关管S1、S2的控制框图。由图6可知,控制S1、S2要采集的量有:APF直流侧输出电压UO、单位电源电压sin t、电源电流iS。参考电压Uref为一给定的常数,它与UO比较之后得到误差,误差通过调节PI调节器得到电源电流参考值的幅值信号ISref,参考信号iSref与iS比较,通过平均电流控制得到控制信号。

3 主电路参数设计

3.1 电感L的设计

衡量APF补偿性能的一个关键因素是APF对系统的实时跟踪性,因此电感的设计至关重要。本电路中需要设计2个电感:对于L1,可参考文献[13],根据实际电流纹波和成本进行设计;对于L2,除满足以上要求外,还必须满足VD3能够续流的要求,以实现输出电压的可调性[9]。

设输出负载为电阻R,则i=UOπ|sinωt|/(2R)在电流过零处变化率最大,有

要使得在ug半波周期内有电流流过二极管VD3,在周期中必须满足

即

3.2 储能电容

本文所采用的控制策略并不对储能电容进行直接控制,针对平均电流控制,设储能电容最大偏离值为ΔUCmax,则有

其中,|iC|max为流经储能电容的电流最大值,fPWM为PWM的脉冲频率,UCmax、ΔUCmax分别为储能电容承受最大电压、储能电容最大波动电压。

由于储能电容Cc充、放电状态与2个有源开关状态完全一致,因此,可以将电容动作频率看成PWM的脉冲频率,将式(10)代入式(9),则储能电容Cc为

通过式(11)即可得到储能电容的大小。

4 仿真实验

根据提出的新型直流侧串联型APF的电路结构,采用PSIM仿真软件进行仿真验证。仿真参数设置和条件如下:交流输入电压有效值为220 V,频率为50 Hz;电感L1为3 m H,L2为0.2 m H;储能电容Cc为150μF;负载电阻额定值为40Ω;滤波电容CO为3 000μF。

图7为输出电压210 V时补偿前、后的电源电流波形及电源电压波形。由图可知,补偿前电源电流存在很大的畸变,总谐波畸变率(THD)高达89.58%;补偿后电源电流谐波得到了有效抑制,基本为正弦波,THD下降到1.83%。可见,新型直流侧APF能有效地补偿系统谐波和无功。

图8给出了输出电压为120 V、210 V和300 V时的输入电源电流、电压波形和输出电压的波形,以及负载R=40Ω在0.85 s突变到20Ω并在0.95 s突变到10Ω时各变量的瞬时波形。从图中可知,该拓扑具有大范围的调压能力,输出电压的稳定性较好,且在负载跃变时,所提平均电流控制APF可以快速地响应,使系统仅在1~2个周期内很快地进入新的稳态,保证无论是在重载还是轻载情况下,APF都能很好地工作。

5 结语

串联混合型有源滤波器 第3篇

英文引用格式：Meng Yanjing,ZhouPeng,Wang Su′e.Design of single phase series active power filter based on FFT[J].Application of Electronic Technique,2015,41(7):136-139,143.

0 引言

目前电网污染问题越来越严重，谐波也逐渐增多。谐波污染源大体分为两类：电压型谐波源和电流型谐波源。近年来随着变频器开关电源不间断电源和电子镇流器等电力电子装置应用的日益增多，电网中电压型谐波源不断增多，成为一种主要的谐波源。研究结论表明，并联型APF适合补偿电流型谐波源，串联型APF适合补偿电压型谐波源，但交换补偿时效果都不好[1]。

现在已有大量文献资料论述过APF的原理及其设计，但大多都是针对三相系统或并联型APF[2,3]。文献[1]设计了综合补偿的串联混合型APF，针对三相系统中的电压、电流型谐波源有较好的补偿效果；文献[2]、[3]均采用dq变换实现了谐波电流的检测，并使用DSP作为核心控制芯片实现了APF功能；文献[4]提出新型串联APF，但其仍然是针对电流型谐波源，通过补偿使电源电流为正弦波；文献[5]虽提出单相串联型直流侧有源电力滤波器，但同文献[4]一样依然是针对电流型谐波源进行补偿；文献[6]同样是针对单相系统电流型谐波源进行了控制策略的研究。

综上所述，大部分文献针对三相电流型谐波源系统采用dq变换获得谐波信息，而单相电压型谐波源的文献很少。本文则针对单相电压型谐波源设计了一个基于FFT的单相串联型APF，用于补偿电压谐波；详细叙述了FFT算法原理及在DSP上的实现，并优化了硬件检测电路及同步过零检测电路。

1 总体结构设计

1.1 串联型APF组成

单相串联型APF的系统框图如图1所示，主要由主控、检测、驱动及逆变电路四大部分组成。核心处理器选用TI公司的TMS320F28335，可以满足串联型APF所需的大量运算及实时性要求。检测电路采集电压信号处理后送到DSP,DSP对信号FFT处理得到电压谐波信息，运算产生补偿电压的给定值，控制逆变器产生补偿电压。

1.2 系统工作原理

当电网电压含有谐波时，APF检测电网电压，对电压进行FFT分析得到谐波频率、幅值和相位信息，并控制逆变器输出与电网电压谐波频率、幅值相同，相位相差180°的电压；通过变压器叠加到电网，补偿原有谐波电压，使得负载侧电压不含谐波，从而达到滤波目的。当负载是一个电压型谐波源时，APF可以补偿负载产生的电压谐波，使电网电压不受负载影响，仍为标准正弦波。

2 系统硬件设计

系统硬件主要由主电路、驱动电路、信号检测电路、信号同步电路、核心控制电路五大部分组成。本文对信号检测电路和同步电路进行了优化设计，以下进行分别叙述。

2.1 交流电压检测电路

为了精确获得电网电压谐波信息，交流侧电压检测电路的设计至关重要。因此本文选用精度高、响应快的霍尔电压传感器作为测量元件。霍尔电压传感器输出经过LC滤除高次谐波及干扰信号，为了能检测出25次以内的电压谐波，LC滤波电路的截止频率fs应大于1.25 kHz；同时为了准确检测谐波电压的相位信息，则应该尽可能减小检测电路对被测信号的相移。RC、LC是两种最简单常用的滤波电路，根据电路容易得到RC及LC滤波器的传递函数如下：

其中，Grc(s)、Glc(s)分别为RC、LC的传递函数，将s=jw分别带入式(1)、(2)可以得到RC及LC网络的幅频响应如下：

从式(3)、(4)可以看出，RC组成的滤波电路幅频特性中含有虚部，说明会对原信号产生相移；而LC的幅频特性中不含有虚部，说明不影响原信号的相位。因此采用LC滤波可以有效地避免滤波带来的相移问题。

将滤波后的信号经过运放放大，并且抬升1.5 V，使最终电压在0～3 V，通过DSP的AD口采集，如图2所示。

2.2 信号同步电路

补偿谐波电压需要逆变器产生与谐波电压相位相反的补偿电压，FFT可以得到的谐波与基波的相对相位，因此同步电路必须得到基波电压的准确过零点。电压含有大量谐波，普通的过零检测电路在零点附近会产生多个同步信号；滞回比较器会因谐波存在而不能准确得到基波的同步信号。针对上述问题，本文采用二阶压控型低通滤波器滤除高频及干扰信号，全通滤波器滤波调整信号相位，再过零比较得到同步信号。如图3所示，可以求出其输入、输出频率响应：

其中：为低通滤波器截至角频率，令R4=R3，将ω=2π×50代入式(6)，使φ(ω)=0，即输出相对输入无相移，可以求出ω1，从而得到电路所有参数。按此参数设计的同步电路不会因谐波存在而产生多个错误同步信号，同时输入、输出相位差为零，则可以准确获得同步信号。

2.3 主逆变电路设计

主电路选用全桥逆变结构如图4所示，功率器件采用APT5010,为了防止上下管直通损坏器件，经过实验表明加入1.5μs的死区可以有效消除直通现象。逆变桥输出为方波，需要经过LC滤除高频信号，并且截止频率要大于需要补偿的谐波频率。

3 软件设计

系统软件主要包含两大部分：主程序、中断服务程序。主程序主要完成系统信息的显示、键盘输入等人机交互功能；中断服务程序是系统的核心，主要完成交直流电压的采样和运算、FFT分析、PWM占空比计算等工作。中断服务程序流程如图5所示。

准确检测电压谐波的频率、幅值、相位信息是本系统的关键，dq变换需要虚拟另外两相电压，会增加系统复杂度，因此本文采用FFT获得谐波信息。其具有精度高、稳定性好、可以选择拟抵消的谐波次数、适用于单相系统等优点。

对于有限长离散数字信号{x[n]}，其中0≤n≤N-1，其离散谱{x[k]}可以由离散傅氏变换(DFT)求得。DFT定义为[7]:

可以将上式改写为如下形式：

WN是周期性的，且周期为N，由DFT的定义可以看出，在x[n]为复数序列的情况下，完全直接运算N点DFT需要大约N2次复数乘法和N(N-1)次加法。FFT将原有的N点序列分成两个较短的序列，这些序列的DFT可以很简单地组合起来得到原序列的DFT，可以极大地减小运算量。以N=8为例，FFT运算按照这种方法来计算，如图6所示[7]。

本文中N=256，利用TI公司的FFT库运算一次仅用时2.1 ms，优于手写代码的4.3 ms，所能分辨到频率为FS/N，采样频率FS为12.8 kHz，采样点数为256点，因此第0个点代表直流分量信息，第1个点代表50 Hz的信息，第2个点表示100 Hz的信息，之后以此类推。经DSP对电压信号FFT变换后，其变换结果存在结构体数组中，分别得到其实部和虚部，若记X(n)=A+j B，则各次谐波的幅值和相位满足以下关系：

根据式(10)、式(11)可以得到电压信号中直流分量和谐波的幅值及谐波的相位信息，为补偿系统电压谐波提供了参考值。

4 测试结果

为了便于测试串联型APF的性能参数，设计了一个模拟电网谐波装置，可以产生任意幅度、相位的基波与谐波的合成电压。考虑安全因素，模拟电网的电压为30 V。图7(a)、(b)、(c)分别是3、5、3+5次谐波补偿测试波形，图中曲线1为模拟电网电压，曲线2为补偿电压，曲线3为补偿后电压。从图中可以看出补偿前电压中含有大量谐波，经APF补偿后电压成为标准地正弦波。

用电能质量分析仪分别测得滤波前和滤波后的THD记录于表1中，表中记录了3次、5次、3+5次谐波滤波前后的THD，并且将谐波相对基波的相位从0°～360°变化观察滤波效果。

5 结论

FFT可以准确检测出各次谐波信息，利用TI公司提供的FFT优化库函数仅需2.1 ms就可以完成一次256点FFT运算；信号同步电路很好地解决了普通过零检测电路的缺点，可以精确得到同步信号，同时拥有较强的抗干扰性和精确性。从表1中的数据可以看出，基于FFT的串联型APF可以很好地补偿电网中的低次电压谐波，并且既可以补偿单个指定次数谐波，也可以补偿多个混合频次的谐波，使滤波后电压THD<3%。串联型APF主要用于补偿低次谐波，通常与无源滤波器共同使用形成补偿频率上的高低互补，可以达到更好的滤波效果。

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参考文献

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串联混合型有源滤波器 第4篇

随着电力电子技术的迅猛发展,电力系统的谐波污染越来越严重。谐波抑制成为近年来人们普遍关注的问题。有源电力滤波器(active power filter,APF)作为一种新型电力电子装置,被认为是最有效和最有前途的谐波治理技术,但由于其成本高昂而影响了推广和应用。为此,人们提出将无源电力滤波器(passive power filter,PPF)和APF结合在一起的混合型滤波器,以降低有源滤波器的容量,从而降低成本,有利于有源滤波技术的推广应用[1,2,3,4,5]。

文献[6,7]提出一种基于基波磁通补偿(fundamental magnetic flux compensation,FMFC)原理的串联混合型有源电力滤波器(series hybrid active power filter,SHAPF),它将变压器一次侧绕组串联在电网与谐波源之间,检测电源电流的基波分量,并通过脉宽调制(PWM)逆变器产生反相基波电流注入串联变压器的二次绕组。满足FMFC条件时,串联变压器铁芯中的基波主磁通被补偿为0,串联变压器对基波电流呈低阻抗,对谐波电流呈高阻抗,从而迫使谐波流入无源滤波器,实现电网与谐波的隔离。通过合理选择逆变器输出电感值和串联变压器变比[8],可获得更加良好的滤波效果。

但是,目前关于基于FMFC原理的SHAPF的研究仍不充分。迄今为止,在实验室中的研究电压低(400 V)、容量小、负载稳定。实验工况与工业实际相距甚远,指导意义不强。本文结合广东某厂实际电力负载情况,将基于FMFC原理的SHAPF应用于10 kV电力系统中,取得了良好的滤波效果,且SHAPF对负载用电影响极小。该工程样机的实验结果为基于FMFC原理的SHAPF应用于电压更高、容量更大电力系统的谐波治理打下了良好的基础。

1 主电路结构与原理

1.1 主电路结构

广东某厂的电气主接线图如图1所示。系统进线电压Us为10 kV。主变压器额定容量为1 MVA,额定变比为10 kV/0.4 kV,连接组号为Dyn11。电力负载的情况较为复杂。主要的谐波源为三相晶闸管整流桥。除此之外,该主变压器还带有一些电炉、生产线和风机等,图1中将其全部以线性负载代替。

实际的无源滤波器为并联在400 V侧的5次单调谐无源滤波支路,共2组。电抗器电感值L5=292 μH,电容器电容值C5=346 μF。电容器每相两并,接成三角形。无源滤波器可根据系统的功率因数自动投切,也可手动投切。投切开关在图1中未画出。

有源滤波器串联接在高压10 kV侧。每相逆变器的直流母线电压UdA,UdB,UdC互相独立。L1为逆变器输出电感;K为控制有源滤波器投入与切除的开关,当K断开时,逆变器生成的基波电流注入串联变压器的二次绕组,APF投入工作;Ut为串联变压器上的电压降;Vs为负载端电压。

1.2 滤波原理

SHAPF的核心是基于FMFC原理的变压器。图2(a)为考虑变比后的单相变压器T形等效电路。图中:k=N1∶N2为变压器的变比,表征实际变压器的绕组折算;L1σ和L2σ分别为变压器一、二次线圈的漏电感;Lm为励磁支路电感;i1和i2分别为变压器一、二次绕组中的电流,i*2为经过绕组折算后的二次绕组电流;C为逆变器直流母线电容。

忽略实际变压器中的电阻分量,逆变器输出电流跟踪串联变压器一次侧电流中的基波,逆变器工作为受控基波电流源,满足基波磁通补偿条件,即

N1i1+N2i2=0 (1)

那么,从串联变压器一次侧端口看进去,串联变压器对基波呈现为很小的一次侧漏电感(L1σ)。

理想状况下,i2中无谐波,因而从串联变压器一次侧端口看进去,串联变压器对谐波呈现为很大的励磁电感(L1σ+Lm)。

变压器初级线圈串接于系统进线,则图1的单相等效电路如图2(b)所示。图中:Zs为系统内阻抗;nXL和XC/n分别为无源滤波器中电抗器和电容器的阻抗,二者之和为无源滤波器阻抗ZPPF;串联变压器相当于在系统侧串接了额外的谐波阻抗Zt;In为n次谐波源电流;IPPFn为流入无源滤波器的n次谐波电流。投入APF后,流入系统的n次谐波电流Isn为:

${\rm I}{}_{\text{s}n}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{Ρ}\text{Ρ}\text{F}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}}+{\rm Z}{}_{\text{Ρ}\text{Ρ}\text{F}}+{\rm Z}{}_{\text{t}}}{\rm I}{}_n(2)$

相比Zs和ZPPF,Zt可设计得非常大。因此,串联变压器能够极大地增加系统的谐波阻抗,迫使谐波流入无源滤波支路,从而改善滤波效果。显然,若Zt趋向于无穷大,则Isn将会趋向于0。在这种方式中,有源滤波器由于不承受交流电源的基波电压,容量很小。因此,该有源滤波技术很适用于高压大容量谐波抑制场合。

文献[9,10]进一步提出串联变压器采用二次侧多绕组结构,其好处是可由多个逆变器来共同补偿一次侧的基波电流,从而减小单个逆变器的容量,实现了用小容量的逆变器构成大容量SHAPF,降低了成本。考虑到变压器二次绕组较多时难以保证每个二次绕组参数的一致性,因此本项目的串联变压器采用二次侧双绕组结构,每个二次绕组分别接一个单相H桥逆变器,如图1所示。

2 总体设计

2.1 串联变压器的参数设计

将工厂10 kV进线等效为无穷大系统,则工厂主变压器的内阻抗等于系统阻抗Zs。根据主变压器的铭牌参数,可求出10 kV系统的系统额定电流Ie=57.7 A,经过三角形/星形等效变换后10 kV系统内阻抗Zs=4.5 Ω,内阻抗的等值电感Ls=14.3 mH。以APF投入以后系统对基波的阻抗基本不变,对谐波的阻抗增大10倍为目标,则有:

Ls+L1σ+Lm≥10(Ls+L1σ) (3)

化简式(3),可得:

Lm≥9(Ls+L1σ) (4)

根据式(3)和式(4),实际设计的串联变压器励磁电感Lm=158 mH,串联变压器短路电感为4 mH。一、二次绕组各占一半,L1σ=L2σ=2 mH。系统对基波的内电感为系统主变压器短路电感与串联变压器短路电感之和,即Ls+L1σ=16.3 mH,增大极为有限。

而对于谐波,系统等效内电感是主变压器的短路电感、串联变压器一次侧漏感与励磁电感的三者之和,即Ls+L1σ+Lm=174.3 mH,约等于12Ls。

容量是串联变压器的另一重要参数。考虑到基波检测误差和逆变器的滞后效应,实际中串联变压器铁芯中一般有2%～4%的基波磁通没有得到补偿,变压器对基波呈现的电感为(1-α)Lm,其中α为基波磁通补偿系数。同时,串联变压器的一次绕组流过系统的全部电流,这与基于磁通补偿的可控电抗器[11]的工况类似。可得单相串联变压器的基波容量为:

St=I2eω1(1-α)Lm (5)

式中:ω1为系统基波角频率。

假设实际基波磁通补偿系数为α=0.96,将Lm=158 mH代入式(5),可得单相串联变压器的基波容量为6.69 kVA。由于APF投入以后,系统电流的畸变率一般低于5%,流过串联变压器的谐波电流很小,串联变压器的谐波容量相对于基波容量而言可以忽略。工程中留有一定的裕量,实际取St=10 kVA。

为尽量减少串联变压器励磁支路上的谐波电压对逆变器的影响,串联变压器变比取为10∶1∶1。

根据以上设计,串联变压器的实际参数为:励磁电感Lm=158 mH;变比为10∶1∶1;容量St=10 kVA;铁芯截面积Az=66.88 cm2;一次绕组匝数N1=320。

APF在实际运行中,如遇故障,应将串联变压器二次侧短路并封锁逆变器的驱动信号。在最不利的情况下,只封锁了逆变器的驱动信号而没有将串联变压器的二次侧短路,串联变压器二次侧端口电压会通过逆变器的反并联二极管给直流母线充电。为保证装置的可靠性,在这种情况下母线电压也不应超过逆变器绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的耐压。

在上述情况下,变压器二次侧绕组开路,所有的系统电流都将流过变压器的励磁支路,变压器铁芯进入磁饱和。铁芯饱和时电路磁路数值计算十分复杂,目前尚无简便有效的计算方法,仅依赖于仿真[12,13]。且目前对变压器铁芯饱和问题的研究主要集中在高压直流输电领域中的直流偏磁问题,而对于交流大励磁电流饱和效应的研究较少。关于考虑饱和效应以后串联变压器端口电压对APF安全性的影响在后续文章中将给予详细的仿真论证,在此仅以2种极端情况,给出变压器端口电压的范围。

在正弦交流励磁电流很大的情况下,铁芯中的磁通将呈现为平顶波,含有大量谐波磁通。根据武汉钢铁(集团)公司提供的变压器硅钢片的技术资料,铁芯的最大磁通密度Bm不会超过2.5 T。取Bm=2.5 T,并忽略其中的谐波磁通,则根据电磁场理论,串联变压器二次侧端口基波电压的有效值下限为:

$U{}_{\min }=\frac{4.44f{\rm N}{}_1\Phi {}_{\text{m}}}{k}=\frac{4.44f{\rm N}{}_{1}B{}_{\text{m}}A{}_{\text{z}}}{k}=118.8\text{V}(6)$

式中:f为电网基波频率;Φm为铁芯中的磁通。

完全不考虑铁芯饱和效应,串联变压器对外呈现为Lm=158 mH的电感,则可求出串联变压器二次侧端口基波电压的有效值上限为:

$U{}_{\max }=\frac{{\rm I}{}_{\text{e}}\omega {}_{1}L{}_{\text{m}}}{k}=289.8\text{V}(7)$

式(6)和式(7)表明,在逆变器驱动信号被封锁,串联变压器的二次侧绕组未被短路的情况下,变压器二次侧端口电压不大,逆变器的安全能够保证。

2.2 逆变器设计以及基波电流检测

由于串联变压器采用二次侧双绕组结构,变比为10∶1∶1。因此,单个逆变器输出电流为系统电流的5倍。功率器件选用英飞凌FF300R12ME3型半桥IGBT模块。逆变器开关频率为8 kHz,采用单级倍频的工作方式,等效开关频率为16 kHz。

与传统的并联型APF不同,基于FMFC原理的SHAPF只需检测系统中的基波电流分量。相对于谐波,基波电流信号大、频率低、更稳定,检测电路和控制程序中各种误差对基波的影响更小,从而降低了对检测和控制电路精度的要求。

实际采用的基波电流检测方法如图3所示,文献[14]对其原理作了详细的说明。图中:i1为变压器一次侧电流,包括基波和各次谐波;$\sqrt{2}\sin \omega t$和$\sqrt{2}\cos \omega t$分别为正交的50 Hz正弦和余弦信号,通过信号检测及低通滤波器(LPF)后,得到i1中的基波分量i1(1)。再根据串联变压器的变比和二次绕组数,乘以补偿系数γ,即得到逆变器的输出电流指令iref。有源柜体实物照片见附录A图A1至图A3。

3 实验结果

3.1 不同工况下APF滤波效果

3.1.1 工况Ⅰ:负载较大

工况Ⅰ的实验结果如图4所示。i1′为未投入任何滤波器时10 kV系统电流,其有效值为30.50 A,总谐波畸变率(total harmonic distortion,THD)为11.67%。i2′为投入PPF后的10 kV系统电流,其有效值为30.05 A,THD为11.46%。可见PPF的滤波效果极为有限。在其余工况下,为重点讨论APF的滤波效果,不再给出未投入任何滤波器时的系统电流波形。i3′和i4′分别为APF与PPF一起投入后,10 kV系统电流和逆变器的输出电流。10 kV系统电流i3′的有效值为30.30 A,THD为2.85%;逆变器输出电流i4′的有效值为151.35 A,THD为1.57%。

工况Ⅰ主要谐波含量如表1所示。表1中电流编号的含义与图4相同。

3.1.2 工况Ⅱ:负载较小

工况Ⅱ的实验结果如图5所示。i1″为投入PPF后的10 kV系统电流,其有效值为22.56 A,THD为8.55%。i2″和i3″分别为APF与PPF一起投入后,10 kV系统电流和逆变器的输出电流。10 kV系统电流i2″的有效值为22.66 A,THD为2.48%;逆变器输出电流i3″的有效值为117.71 A,THD为1.44%。在图5中逆变器输出电流i3″被缩小5倍显示。

工况Ⅱ滤波前后主要谐波含量如表2所示。

以上2种典型工况下的实验结果表明,基于FMFC原理的SHAPF能够很好地治理谐波。

3.2 负载端电压

由于串联变压器对谐波呈现为很大的励磁电感,因此谐波流过串联变压器时,会在其端口上激起谐波电压Ut,如图1所示。Ut会影响负载端电压Vs。APF投入以后,Vs会变坏到什么程度也是决定基于FMFC原理的SHAPF应用前景的重要因素。

图6(a)为串联变压器二次线圈的端电压波形。该波形说明串联变压器的基波磁通被完全补偿。图6(b)为APF投入以后,低压400 V系统的线电压波形。负载端的电压波形几乎没有畸变。图6表明串联变压器的谐波电压对负载用电影响很小。

3.3 不投无源滤波器的工况(工况Ⅲ)

为了进一步验证SHAPF装置的滤波效果和SHAPF对负载端电压波形的影响,还进行了一组极端情况下的试验,即在不投入PPF的情况下,投入APF,检测此时的滤波效果和负载端电压的情况。

实验结果如图7所示。i1为投入PPF后的10 kV系统电流,其有效值为20.35 A,THD为10.65%。i2和i3分别为APF与PPF一起投入后,10 kV系统电流和逆变器的输出电流,系统电流i2的有效值为21.61 A,THD为3.83%;逆变器输出电流i3的有效值为111.71 A,THD为2.11%。在图7中逆变器输出电流i3同样被缩小5倍显示。

工况Ⅲ滤波前后主要谐波含量如表3所示。

图8给出了不投入PPF的情况下,投入APF后400 V系统的负载端线电压Vs的波形。与图6相比,Vs电压波形的畸变率要严重一些。这说明在工况Ⅲ中,投入APF以后,虽然流入系统的谐波电流减少了,但由于没有无源滤波器为谐波提供低阻抗通路,因而这部分谐波流入线性负载,造成400 V侧的负载端电压波形畸变。这种情况虽然能够滤除谐波,有利于电网其他用户,但不利于电力用户本身的用电质量。在今后的实际应用中,关于APF和PPF的配合问题要加以注意。

4 结语

本文详细介绍了基于FMFC的SHAPF的基本工作原理,结合广东某厂的实际工况,阐述了基于FMFC的SHAPF的主电路参数设计方法,将基于FMFC原理的SHAPF应用于10 kV,1 MVA的实际电力负荷,取得了良好的滤波效果。实践表明,基于FMFC原理的SHAPF具有以下鲜明的优势。

1)样机中带逆变器的串联变压器对基波呈现的等效电感为2 mH,对基波电流基本无影响;对谐波呈现为160 mH的大电感,迫使谐波流入无源滤波器,滤波效果良好。即使没有无源滤波器,串联变压器对谐波而言仍然相当于在系统侧串联了160 mH的大电感,也有明显的滤波效果。

2)由于串联变压器将系统高压与逆变器完全隔离,因此这种基于FMFC原理的SHAPF完全适用于10 kV及以上的中、高压电力系统。

3)FMFC原理只需要检测基波。实际负载中,基波电流信号大、频率低、幅值变化较小。相对于谐波而言,基波的检测更为容易。

4)逆变器只跟踪一次侧基波电流,因而不需要在宽频带上研究逆变器的幅值误差和相位误差,对逆变器的要求较低。逆变器输出环节采用一阶电感滤波,不存在谐振失稳问题。

5)采用变压器二次侧多绕组结构,可以有效地降低单个逆变器容量,利用多个小容量逆变器实现SHAPF的大容量化。本文研制的样机没有功率器件的串联、并联或者级联,装置可靠性强。

6)基于FMFC原理的SHAPF,其有源部分与无源滤波支路没有直接的电气连接,能够在不改动无源滤波器的情况下,对谐波负荷进行有源改造。

本文中有源滤波器工程样机的研制和实验数据的测量记录工作得到了伊戈尔电气股份有限公司的大力支持,在此表示衷心感谢。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：提出了将基于基波磁通补偿(FMFC)原理的串联混合型有源电力滤波器(SHAPF)应用于中高压系统。介绍了有源电力滤波器的滤波原理、串联变压器的设计,以及逆变器的设计和控制。样机实验结果表明:该有源滤波装置的滤波效果良好、可靠性高,同时该SHAPF的谐波压降对负载供电的影响很小;只投入有源滤波器,而没有投入无源滤波器时,仍然有较好的滤波效果。该技术可应用于电压更高、容量更大的电力系统。

串联混合型有源滤波器 第5篇

随着电网中各种各样的非线性设备, 如工业用电弧炉, 变压器, 旋转电机, 现代电力电子设备等的大量使用, 谐波问题日益突出。大量的谐波会使电网中电气设备产生附加的谐波损耗, 影响设备的正常工作, 甚至损坏电气设备造成事故。随着电力电子技术的飞速发展, 利用有源电力滤波器解决电力系统中的谐波问题已经成为一种重要手段。有源电力滤波器受电网阻抗的影响比较小, 不容易和电网阻抗发生谐振, 可以实现对电网谐波和无功的实时动态补偿, 将网侧电流补偿成为正弦波。本文利用MATLAB中的Simulink对并联混合型有源电力滤波器进行建模与仿真, 通过仿真结果来说明并联混合型有源电力滤波器的补偿效果。

1 并联混合型有源电力滤波器的原理

并联混合型有源电力滤波器的单相拓扑结构如图1所示。

混合型有源电力滤波器包括无源滤波器和有源滤波器两部分, 有源电力滤波器系统主要由指令电流运算电路和补偿电流发生电路组成。谐波和无功主要由无源滤波器补偿, 有源部分承受电压很低, 因而有源滤波器容量可以做得很小。图1中以单相系统为例 (可推广到三相系统) , 无源滤波器设置了3次和5次纯调谐支路, 根据需要还可设置7次, 9次或者高通滤波器。有源滤波器 (APF) 可以改善无源滤波器的补偿效果, 防止电网和无源滤波器之间可能发生的谐振。耦合变压器起到隔离、匹配变流器电压与电流容量的作用。

2 谐波电流的实时检测

谐波电流的实时检测是有源电力滤波器正常工作中的一个重要环节, 谐波电流实时检测的精度将直接影响到有源滤波器的补偿性能。目前广泛采用基于瞬时无功理论的ip和iq运算方式, 电路原理框图如图2所示, 设三相电路的电压和电流瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。

图2中将三相电流瞬时值ia、ib、ic变换到α-β两相正交坐标系上得到iα、iβ, 根据定义计算出三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq, 经过低通滤波器LPF得出ip、iq的直流分量 即可算出被检测电流ia、ib、ic的基波分量iaf、ibf、icf, 进而计算出谐波分量iah、ibh、ich。图2中,

C-1为C的逆矩阵。该谐波电流检测方法中由锁相环 (PLL) 和正、余弦发生电路产生与a相电压ea同相位的正、余弦信号sinωt和-cosωt。

本文中用MATLAB所搭建的仿真模型中的谐波实时检测模块是同时检测电网侧的电流与负载侧的电流, 这种控制方式中, 指令电流信号主要来自负载电流, 在其作用下, 可对负载电流中的谐波电流进行很好的补偿。而检测电源电流的作用主要是抑制有源滤波器和电网阻抗之间的谐振, 是一种比较理想的控制方式。

3 电流跟踪控制电路

在有源滤波器中, 由谐波检测环节得到补偿电流的指令信号, 补偿电流发生电路根据此指令信号产生补偿电流。电流跟踪控制电路根据实际补偿电流与指令信号之间的关系得到控制主电路各个开关器件通断的PWM信号。

目前电流跟踪控制方法主要有周期采样控制、滞环比较控制、三角波比较控制。本文对并联混合型有源电力滤波器的仿真中采用电流滞环比较的控制方式。

将实际补偿电流信号ic与产生补偿电流的指令信号ic*的差值Δic作为滞环比较器的输入, 从而产生控制有源滤波器主电路中开关器件通断的PWM信号, 控制补偿电流ic的变化。

4 仿真模型

利用MATLAB中的Simulink模块、Sim PowerSystems工具箱等建立并联混合型有源电力滤波器的仿真模型。电网电压为35k V, 非线性负载采用三相桥式不可控整流器。各部分如下:

4.1 无源滤波器

无源滤波器采用LC串联调谐滤波器, 由电容器和电抗器串联而成。本文仿真模型中设置了调谐于5次、7次谐波及高通滤波器三个部分, 具体参数如表1所示。

4.2 有源滤波器

主电路采用3个“H桥”共用1个电容的形式, 在每相的“H桥”前端设置了耦合变压器, 使有源部分的电压电流等级与无源部分相匹配。

直流侧电容电压Uc按照公式 (4) 设计

式 (4) 中, Em为交流电源相电压的峰值。

本文仿真模型中选取Uc为100k V。

4.3 谐波检测

谐波检测仿真模型如图3所示, 主要由零序电流运算模块、三相锁相环 (3-Phase PLL) 、三相/两相变换模块、低通滤波器 (LPF) 以及有源滤波器直流侧电容电压PI调节模块构成。本文仿真中对并联混合型有源滤波器采取的是复合控制方式, 即同时检测电源谐波电流和负载谐波电流, 对各次谐波的滤除作用比较明显。

4.4 滞环比较

滞环比较仿真模型如图4所示。将实际补偿电流与产生补偿电流的指令信号通过滞环比较器从而产生控制有源滤波器主电路开关器件通断的PWM信号。仿真中滞环比较器的环宽设置为10。

5 仿真结果

通过MATLAB搭建并联混合型有源电力滤波器的仿真模型进行仿真, 得到未经过混合型有源电力滤波器补偿的负载电流波形及频谱和补偿后的电源电流, 分别如图5-6所示。

从图5中可以看出负载电流中存在大量的5次、7次谐波。谐波的总畸变THD=110%。

从图6中可以看出经过混合型有源电力滤波器补偿后的电流中已经基本不含有谐波成分, 谐波的总畸变THD=1.25%。

通过对并联混合型有源电力滤波器的仿真研究, 仿真结果验证了并联混合型有源电力滤波器在电力系统中治理谐波的良好性能, 为以后并联混合型有源电力滤波器的广泛生产和应用提供了理论基础。

摘要：并联混合型有源电力滤波器能很好地补偿谐波源产生的谐波。文中有源滤波器主电路采用3“H桥”共用一个电容的形式。利用MATLAB中的Simulink模块对并联混合型有源电力滤波器进行建模仿真, 并对仿真结果进行分析。

关键词：有源电力滤波器,并联混合型,3“H桥”,谐波,MATLAB仿真

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串联混合型有源滤波器 第6篇

电流跟踪控制方法的最终目的是要使APF输出来的补偿电流必须精确地跟踪其检测装置检测出来的谐波电流, 但是, 谐波电流的变化是实时的、动态的, 因此, 电流跟踪控制方法的好坏主要取决于该系统的3个方面, 即动态性、实时性和控制精度。到目前为止, APF的电流跟踪控制方法主要分为2大类:一种是滞环电流控制, 另一种是线性电流控制[2]。滞环电流控制的主要缺点是:开关频率、开关损耗和控制精度跟滞环宽度有很大的关系, 即滞环宽度整定的越小, 整个控制系统的精度就越高, 但是, 带来的问题是开关频率变得很大, 由此增加了开关损耗;线性电流控制的主要缺点是:电流响应速度比滞环控制要慢。另外, 还有其他的一些电流跟踪控制方法, 比如:神经网络控制、自适应控制和预测控制等, 这些控制方法都有各自的优缺点。

1 混合型有源电力滤波器的结构及工作原理

混合型有源电力滤波器的结构原理图如图1所示, 由原理图可以看出, 该结构由有源和无源2部分组成, 其中有源部分采用的是三相电压型逆变器装置, 无源部分采用了2组无源滤波器装置, 这2条无源支路的作用是用来抑制非线性负载产生的5次和7次谐波。另外电感L1、电容C1和CG组成了系统的注入支路, 其中电感L1、电容C1组成了基波频率串联谐振电路, 同时L1、C1和CG还可以作为单调谐滤波器使用, 其整体又组成了1条无源滤波支路。

2 电流跟踪控制算法分析

一般的PI控制算法针对的是变化缓慢的量或者是直流量, 对上述被控量可以达到无差控制, 但是如果被控量变为速度变化很快的周期量时, 会产生比较大的稳态误差[3], 因此不能再采用传统的PI控制算法。

递推积分PI算法的原理是分别对每个周期内的误差e (t) 各个采样点进行积分, 也就相当于有N个PI控制器同时工作[4][假定误差量e (t) 在每个周期有N个采样点]。

通过文献[5]可知递推积分PI控制算法可以保证随着时间的推移, 闭环控制系统的输出电流可以零误差的跟踪参考电流。并且递推积分PI控制算法不但可以使系统取得稳态无静差的理想效果, 而且还能够实现无差控制, 但是它还有和传统PI控制同样的缺点, 即响应速度比较慢。

为了解决系统响应速度慢的问题, 本文采用了一种模糊控制算法在线调整递推积分PI的系数[6], 图2为基于递推积分模糊PI控制系统结构原理图。

该控制算法的原理是:当系统电流跟踪误差比较大时, 主要采用比例控制, 此时, 误差有较快的减小速度, 当误差减小到一定范围内时, 改为积分控制, 以此来实现稳态无静差的效果, 所以该算法具有较快的响应速度和较高的控制精度。

3 仿真结果分析

根据以上对基于递推积分模糊PI控制器的研究, 通过Matlab软件里的模糊工具箱对模糊PI控制器进行设计, 并且在simulink下创建出整个基于递推积分模糊PI控制器仿真模型, 仿真结果如下:

图3和图4分别是基于递推积分PI控制器和基于递推积分模糊PI控制器APF补偿后三相系统电流波形。

通过Matlab软件测得图3和图4中系统动态响应时间分别为0.03s和0.015s, 即后者的动态响应比前者快了3/4个周波时间, 另外, 通过波形对比可以看出, 补偿后的系统电流波形图4比图3的正弦度要好, 说明模糊控制器提高了系统的稳态性能。

4 结论

以上仿真分析, 表明采用模糊算法在线调整递推积分PI的系数, 可以提高系统的响应速度, 验证了基于递推积分模糊PI控制器能有效改善系统的动态性能和稳态性能。

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串联混合型有源滤波器 第7篇

随着电力电子装置应用日益广泛,电网中的谐波污染也日趋严重,且大多数电力电子装置的功率因数较低,给电网带来额外负担,并影响供电质量[1]。并联型有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)既可以单独补偿非线性负载的谐波电流,也可以同时补偿负载谐波电流和无功功率,能够很好地解决上述问题。但同时补偿负载谐波电流和无功功率要求SAPF的容量较大,相应的造价也会增加。SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统,由并联电容器补偿大部分无功功率,SAPF补偿谐波电流和少部分无功功率,可以显著降低SAPF的容量和成本[2]。

由于并联电容器和电网阻抗之间存在谐振,在一定条件下,谐振频率及其附近频率对应的谐波会被放大。因此,SAPF的稳定问题一直是影响其工程应用效果的技术难题。对此,国内外学者亦进行了大量卓有成效的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。

本文首先分析了SAPF的2种典型结构,并对其建立相应的数学模型,在此基础上分析了不同结构系统的稳定性。对于Ⅰ型系统,需要改变控制策略以消除“补偿盲区”,改善系统的补偿效果;对于Ⅱ型系统,需要引入阻尼消除正反馈,提高系统稳定性,以获得期望的补偿效果。最后,通过仿真实验进行了理论验证。

1 混合补偿系统结构

SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统有2种结构。Ⅰ型系统的SAPF安装在负载侧,并联补偿电容器安装在电网侧;Ⅱ型系统的SAPF在电网侧,并联电容器在负载侧,如图1所示。

从图1(a)可以看出:Ⅰ型系统首先由SAPF补偿负载的谐波电流,再由并联电容器补偿负载的无功功率。普通控制方式下,SAPF检测负载电流iL作为补偿对象[3]。

从图1(b)可以看出:Ⅱ型系统是先由并联电容器补偿负载的无功功率,再由SAPF补偿负载的谐波电流。对于Ⅱ型系统的SAPF,由于补偿电容器与SAPF的安装位置不同,检测真实的负载电流iL比较困难,此时SAPF检测负载电流与电容器的电流之和iCL作为补偿对象。

2 系统稳定性分析

2.1 普通控制方式I型系统

为了简化分析,假设电网电压纯正弦,不含谐波分量,此时的单相谐波等效电路图如图2所示。

SAPF等效为一受控电流源[4],其中ILh为负载电流谐波分量,IA为SAPF输出补偿电流,ICh为流过电容器谐波电流,IGh为电网电流谐波分量,ZG=RG+jωLG为电网阻抗,ZC=RC+1/(jωC)为并联电容器阻抗,且RC为电容器的等效电阻。由等效电路可得:

图3是由式(1)得到的系统方框图,其中GAPF(s)为SAPF的传递函数。根据文献[5]建立了SAPF的模型,如图4所示。

SAPF由谐波电流检测环节和电流跟踪控制环节组成[6],图4中的GCD(s)为谐波电流检测环节的传递函数,考虑计算延时,该环节近似等效为一阶惯性环节[5]:

其中,Ts为采样周期;Kid为补偿系数,是为了分析SAPF的工作过程而特意引入的,根据SAPF补偿原理可知0Kid1,其中Kid=0表示SAPF没有投入工作,Kid=1表示SAPF全补偿,而0

图4中虚线框所包围的部分表示电流跟踪控制环节,易求得该环节的传递函数如式(3)所示:

其中,Ki为电流跟踪控制环节放大系数;KPWM为PWM变换器增益,且KPWM=Ud/Uc,Ud为直流母线电压,Uc为三角载波电压幅值[7];L为SAPF并网电抗器。综合式(2)(3)可以得到SAPF的传递函数如下:

由式(4)和图3得出普通控制方式I型系统的传递函数如下:

混合补偿系统参数如下:Ts=0.1 ms,LG=0.13 m H,RG=0.05Ω,C=650μF,RC=0.08Ω,Ki=5,Kid[0,1],KPWM=500。由式(5)画出系统bode图,如图5所示,实线和虚线分别表示SAPF投入前、后补偿系统的工作特性。实际上,由于此时系统是开环的,系统无条件稳定。可以看到,SAPF投入以前,系统表现出典型的无源LC低通滤波特性,此时系统对谐波有一定的抑制能力,但是也会因谐振有谐波放大的危险。而在SAPF投入以后,系统幅频特性下移,说明系统对谐波的衰减作用加强,并且可以较好地抑制电容器和电网阻抗之间的谐振。

由图5可见,在SAPF投入以后,虽然加强了对谐波的抑制作用,但存在“补偿盲区”,如图5中的矩形框所示,系统对该频带的谐波抑制能力较弱,导致系统的补偿效果不佳,因此需要改变控制策略来消除“补偿盲区”,进一步提高系统对谐波的抑制能力。

2.2 普通控制方式Ⅱ型系统

Ⅱ型系统的单相谐波等效电路如图6所示,其中ICL为负载电流与电容器电流之和。考虑到实际应用中,由于SAPF和电容器安装位置不同,测量实际的负载电流IL比较困难,而测量ICL则要容易得多,因此采用检测ICL作为SAPF补偿对象。

从图6可以得到式(6),其中运用了叠加定理。

由式(6)可以得到此时系统的方框图见图7。

相应的系统传递函数为

此时,在不同补偿系数下的系统bode图见图8。

从图8可以看出,当Kid0.5时,随着Kid的增加,谐振作用加强,并在Kid=0.5时谐振达到最强;Kid>0.5后,虽然谐振的强度减弱,但通过观察相频特性不难发现,实际上此时系统已经变成了正反馈,与期望的工作情况相悖,系统是不稳定的。

3 稳定性控制策略

上述分析表明:如果采用普通控制方式,即检测负载电流的控制方法,Ⅰ型系统是稳定的,并且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不理想;而Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,SAPF也会因过电流而无法正常工作。

为消除Ⅰ型系统存在的“补偿盲区”,采用复合控制增强系统对谐波的抑制能力;为消除Ⅱ型系统的正反馈,引入有源阻尼以提高系统的稳定性。

3.1 复合控制方式Ⅰ型系统

假设能把并联电容器也包含在混合补偿系统的控制闭环中,利用控制器的调节作用,可以更好地抑制其与电网阻抗之间的谐振,这正是复合控制的特点。普通控制方式是通过检测负载电流谐波分量,控制SAPF产生相应的补偿电流抵消负载谐波电流,是一种开环控制,而复合控制同时检测负载电流和电网电流,是一种闭环控制[3],并且可以将电容器包含在控制闭环内,达到抑制谐振、改善补偿效果的目的,其系统框图如图9所示。

图中,G(s)为引入的校正环节,用来提高系统稳定裕度,根据文献[3,6]选取G(s)=0.01/(Tss+1),由图9得到此时系统的传递函数如下:

采用2种控制方式Ⅰ型系统的bode图如图10所示,实线和虚线分别表示采用普通控制方式和复合控制方式系统的工作特性。从图中可以看出,与普通控制方式相比,复合控制方式不存在“补偿盲区”,整个频率带上的谐波抑制能力都很强,有效改善了系统的补偿效果。

3.2 有源阻尼控制方式Ⅱ型系统

如图11所示,假设在谐波频段上存在一个阻尼电阻,系统会因为具有这个正实部的阻尼电阻而对补偿电容与电网阻抗之间的谐振产生抑制作用,进而可以提高系统稳定性[8,9,10,11,12,13,14]。

图中,UGh为电网电压谐波分量,Rd为阻尼电阻,通过调节Rd的阻值就可以改变阻尼的强度。从图11可以看出,ICLd=ICL+Id,因此只需通过在普通控制方式控制电流ICL的基础上加上Id分量,就可以实现有源阻尼控制,而流过阻尼电阻的电流可以由电网电压的谐波分量UGh获得,写成表达式如下:

由式(9)得到的系统框图如图12所示。

将图11中的Rd和C并联等效,并用ZCd表示:

将式(7)中的ZC用ZCd代替,可以求得加入阻尼后系统的传递函数如下:

图13表示阻尼电阻对系统特性的影响,其中SAPF工作在全补偿状态下,即补偿系数Kid=1,可以看到当Rd=0.2时,系统虽然是负反馈,但谐振依然存在,并且谐振的强度很大;而随着Rd的减小(由图12知道,由于需要求Rd的倒数,相应的1/Rd增大),谐振抑制能力增强,在Rd=0.02Ω时幅频特性均处于-10 d B以下,对谐波的抑制能力较强,仿真当中取Rd=0.02Ω。此时,在不同补偿系数下的系统bode图如图14所示。

通过观察幅频特性发现加入有源阻尼后,当Kid0.5时不存在谐振。观察相频特性发现在Kid>0.5后系统也没有出现正反馈,补偿系统是稳定的。

4 仿真与分析

为验证前面的分析,在Matlab/Simulink下搭建了SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统,负载采用的是带阻感负载的三相二极管桥式不控整流电路,系统参数与2.1节中所列参数相同,Simulink仿真参数如下:仿真类型为离散仿真,离散周期为10-6 s,采用odd23tb(stiff/TR-BDF2)算法,IGBT开关频率为10 kHz。

4.1 Ⅰ型系统

由前面的分析得出,普通控制方式Ⅰ型系统是稳定的,但是由于存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不佳。图15为普通控制方式Ⅰ型系统的仿真波形,从上到下依次是负载电流、电网电流、电容器电流和SAPF的补偿电流。可以看到,在SAPF投入之前,并联电容器与电网阻抗构成低通滤波器,一方面可以滤除一部分的谐波电流,但另一方面也会因为谐振导致谐波放大。在t=0.2 s投入SAPF后,补偿系统对谐波的抑制作用增强,并且较好地抑制了谐振,电网电流的谐波含量减少。

图16为复合控制方式Ⅰ型系统仿真波形,在SAPF投入之前,系统与普通控制方式的工作情况相同,在t=0.2 s投入SAPF后,由于复合控制方式可以消除“补偿盲区”,对谐波的抑制能力比普通控制方式更强,相较于普通控制方式电网电流波形的正弦度更好,谐波含量进一步减少。

4.2 Ⅱ型系统

图17为普通控制方式Ⅱ型系统仿真波形,普通控制方式下Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,从图17可以看到,在投入SAPF以后,SAPF产生的补偿电流越来越大,相应的电网电流也不断增大,这符合正反馈的特点,很明显系统是不稳定的,在实际的补偿系统中,SAPF会因为过流保护而停机。

图18为有源阻尼控制Ⅱ型系统仿真波形,在t=0.2 s投入SAPF以后,由于有源阻尼控制不存在谐振和正反馈,系统是稳定的,电网电流的正弦度较好,获得了满意的补偿效果。

5 结论

本文分析了SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统2种结构的系统稳定性,针对Ⅰ型系统指出采用复合控制的方法可以改善补偿效果,针对Ⅱ型系统指出加入谐波频段有源阻尼可以提高系统稳定性,并且可以获得满意的补偿效果。最后通过仿真验证了理论分析的正确性。

摘要：通过建立由并联型有源电力滤波器(SAPF)和并联电容器所组成的2种不同结构混合补偿系统的模型,分析了2种系统的稳定性。在此基础上,指出普通控制方式下的Ⅰ型系统是稳定的,且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,通过复合控制消除该“补偿盲区”,改善Ⅰ型系统的补偿效果。而如果在Ⅱ型系统中采用普通控制方式,系统会因为正反馈而不稳定,通过引入谐波频段有源阻尼的方法提高系统的稳定性,获得期望的补偿效果。Matlab/Simulink下的仿真结果证明了上述理论分析的正确性和所提方法的有效性。