并联型混合有源滤波器

并联型混合有源滤波器（精选7篇）

并联型混合有源滤波器 第1篇

APF对控制系统的实时性、精度以及电磁兼容性要求很高。微电子技术、微处理器的迅速发展使APF的控制系统从模拟向全数字化发展。全数字化控制系统尤其是采用双CPU的控制系统,具有速度快和精度高、控制策略多样性等优点,但不可避免地存在软硬件设计复杂、电磁兼容性差等不足之处。本文采用基于TMS320F2812的数字模拟混合控制系统,其谐波指令运算由DSP数字控制电路实现,补偿电流生成控制由模拟电路实现。这种控制系统与全数字控制系统相比具有测量准确、响应速度快、电路设计简单、抗干扰能力强的优点。

1 并联型APF的原理、结构及控制方法

本文中的有源滤波装置将三相结构分解成3个单相滤波系统,其优势在于亦适用于三相不平衡电力系统中,另外对系统中的3次谐波也有更好的解耦滤波性能。并联型APF的结构如图1所示。主电路由n个IGBT逆变桥并联组成,各个模块的交流侧经过各自的连接电抗、高通滤波并联接入电网。APF根据控制电路计算出的电流指令,通过各自的电流跟踪控制环节产生补偿电流注入电网,达到抵消滤除电网中谐波的目的。

APF控制系统包括指令电流运算、补偿电流跟踪控制以及PWM驱动电路环节。根据APF工作原理,其控制系统应当满足以下基本要求:(1)能够快速、准确地从负载电流中检测出谐波成分,形成指令电流;(2)能够良好地控制各个滤波模块产生动态跟踪的高精度补偿电流;(3)补偿电流时始终将逆变器直流侧电压稳定在特定值400V;(4)能够让各个滤波模块合理分担补偿需求。

按照其控制系统要求,图2给出了模块化并联型APF控制系统的控制方法原理框图,其谐波电流检测及补偿电流控制方法为:

(1)对电网电压进行采样,低通滤波锁相后形成与电网电压同步的正弦、余弦信号,用于谐波电流检测运算,同时保证电流采样时刻也与该正弦、余弦信号同步。

(2)三相负载电流经基于时域的谐波运算提取到所需补偿的谐波电流,通过直流电压闭环PI控制得到用于稳定直流电压稳定的有功电流,两种电流叠加形成逆变器的指令电流,将指令电流均分后作为各模块的补偿电流给定,与各个模块的输出反馈电流作差,采用滞环控制环节生成PWM信号,经驱动电路控制逆变器产生补偿电流。

2 控制系统的硬件设计

根据控制方案的特点,设计了以TMS320F2812型DSP为核心的数模混合控制系统。负载电流的检测和运算通过DSP数字电路实现,可以保证系统的检测分析精确度和稳定性,补偿电流生成控制电路由模拟电路实现,可以保证补偿电流跟踪的快速响应以及滞环宽度的均匀控制。控制系统硬件结构如图3所示。

2.1 A/D采样及DSP运算电路

运算芯片采用TI公司的32位定点数字信号处理器TMS320F2812,该芯片带有最小转换时间80ns的12位ADC,可以完成负载电流以及直流电压的采样;最高时钟频率可达150MHz,单指令周期仅为6.67ns,可以满足有源滤波控制系统的实时要求。TMS320F2812负责对采样数据进行计算分析,提取出谐波指令信号并通过D/A转换输出指令电流波形。

2.2 补偿电流生成控制电路

补偿电流生成控制电路由模拟电路实现,将DSP运算电路计算出的谐波指令与滤波模块输出电流反馈的差值作为滞环比较器的输入,形成闭环控制的PWM驱动信号,送至驱动电路,控制各滤波模块生成所需的补偿电流。

2.3 电源及保护电路

电源电路由交流220V供电,产生控制电路元件、电流霍耳传感器及驱动所需的5V电压,DSP所需的3.3V、1.8V核心电压由专用电源芯片提供。故障保护电路监测直流电压、负载电流以及输出补偿电流,当直流过压、负载轻载、过载以及输出过流时,实施保护动作,封锁IGBT。

3 控制系统的软件设计

DSP的程序由主程序、谐波电流检测及计算、直流环节PI调节、D/A转换子程序组成。

控制电路软件程序流程如图4所示,主程序完成系统初始化后开中断等待,中断的作用是使正弦数组与电源电压同步,A/D转换根据电网电压的同步信号启动,一个周波采样1024个点,采样周期约为20μs。为保证采样点数的一致性,对电网同步信号进行了锁相。谐波计算采用了基于鉴相原理的瞬时谐波电流检测方法,利用三角函数的正交性提取滤波装置需要的最关键的两个变量负载基波电流的幅值和相位。该方法计算简单,容易理解,便于编程,程序中采用队列操作,循环计算,多为加、减和乘法运算,运算速度快,有利于提高滤波器的补偿效果。

TMS320F2812对上一周期的负载电流和直流电压采样数据进行计算,通过负载电流检测出谐波,并对直流电压进行PI调节,生成控制直流电压保持稳定的基波有功电流,再将谐波与基波有功电流叠加生成电流指令,通过D/A转换输出至补偿电流跟踪电路。D/A转换输出与电网电压同步,每周期采样1024点。

4 实验结果

对采用该控制系统的有源电力滤波装置进行了补偿实验。实验条件:380V三相四线制系统,负载为二极管整流桥带电阻性负载。

图5给出了补偿前的负载电流波形和频谱。采用FLUKE 43B谐波测试分析仪。补偿前电流THD为22.4%。主要特征谐波为3次、5次、7次谐波。

谐波补偿后的电源电流波形及频谱如图6所示。补偿后电流THD为2%。

图7为直流电压和补偿电流波形。从图中可以看出,直流电压始终稳定在400V,从而保证了滤波效果。

本文设计的有源滤波数模混合控制系统结构简单,抗干扰能力强。采用高度集成的单数字处理器在保证信号检测、运算精度的基础上,简化了电路,缩小了控制器的体积;采用模拟电路的补偿电流控制电路,克服了数字电路跟踪补偿电流电磁兼容性差的缺点。

采用的谐波检测算法计算简单,便于编程,也适合于三相不平衡系统的补偿,应用范围广。滤波模块单相化可以将三相共补与三相分补相统一,不需改变硬件和软件结构,根据实际需要对各相滤波模块参数设定即可。

采用本文设计的控制系统的有源电力滤波装置,具有滤除380V及以下配电系统2～41次谐波的功能,可达到降低线路损耗、改善电能质量的重要作用,具有良好的工程应用价值。

摘要：根据并联型电力有源滤波装置的原理、主电路结构特点以及对控制系统的要求,提出了基于TMS320F2812型DSP的数模混合控制系统设计方案,详细阐述了控制系统的硬件电路及软件设计。实验结果证明,该控制系统能够满足有源滤波装置对谐波的动态跟踪和快速补偿的要求,具有良好的工作特性。

关键词：有源滤波装置,数模混合控制,谐波,数字信号处理器

参考文献

[1] AKAGI H.New trends in active filters for power conditioning.IEEE Transaction on Industry Application,1996,32(6) :1312-1322．

[2] 卓放,王跃,何益宏,等.全数字化控制实现的三相四线制有源电力滤波器.电工电能新技术,2001,20(3) :1-4．

并联型混合有源滤波器 第2篇

随着电网中各种各样的非线性设备, 如工业用电弧炉, 变压器, 旋转电机, 现代电力电子设备等的大量使用, 谐波问题日益突出。大量的谐波会使电网中电气设备产生附加的谐波损耗, 影响设备的正常工作, 甚至损坏电气设备造成事故。随着电力电子技术的飞速发展, 利用有源电力滤波器解决电力系统中的谐波问题已经成为一种重要手段。有源电力滤波器受电网阻抗的影响比较小, 不容易和电网阻抗发生谐振, 可以实现对电网谐波和无功的实时动态补偿, 将网侧电流补偿成为正弦波。本文利用MATLAB中的Simulink对并联混合型有源电力滤波器进行建模与仿真, 通过仿真结果来说明并联混合型有源电力滤波器的补偿效果。

1 并联混合型有源电力滤波器的原理

并联混合型有源电力滤波器的单相拓扑结构如图1所示。

混合型有源电力滤波器包括无源滤波器和有源滤波器两部分, 有源电力滤波器系统主要由指令电流运算电路和补偿电流发生电路组成。谐波和无功主要由无源滤波器补偿, 有源部分承受电压很低, 因而有源滤波器容量可以做得很小。图1中以单相系统为例 (可推广到三相系统) , 无源滤波器设置了3次和5次纯调谐支路, 根据需要还可设置7次, 9次或者高通滤波器。有源滤波器 (APF) 可以改善无源滤波器的补偿效果, 防止电网和无源滤波器之间可能发生的谐振。耦合变压器起到隔离、匹配变流器电压与电流容量的作用。

2 谐波电流的实时检测

谐波电流的实时检测是有源电力滤波器正常工作中的一个重要环节, 谐波电流实时检测的精度将直接影响到有源滤波器的补偿性能。目前广泛采用基于瞬时无功理论的ip和iq运算方式, 电路原理框图如图2所示, 设三相电路的电压和电流瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。

图2中将三相电流瞬时值ia、ib、ic变换到α-β两相正交坐标系上得到iα、iβ, 根据定义计算出三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq, 经过低通滤波器LPF得出ip、iq的直流分量 即可算出被检测电流ia、ib、ic的基波分量iaf、ibf、icf, 进而计算出谐波分量iah、ibh、ich。图2中,

C-1为C的逆矩阵。该谐波电流检测方法中由锁相环 (PLL) 和正、余弦发生电路产生与a相电压ea同相位的正、余弦信号sinωt和-cosωt。

本文中用MATLAB所搭建的仿真模型中的谐波实时检测模块是同时检测电网侧的电流与负载侧的电流, 这种控制方式中, 指令电流信号主要来自负载电流, 在其作用下, 可对负载电流中的谐波电流进行很好的补偿。而检测电源电流的作用主要是抑制有源滤波器和电网阻抗之间的谐振, 是一种比较理想的控制方式。

3 电流跟踪控制电路

在有源滤波器中, 由谐波检测环节得到补偿电流的指令信号, 补偿电流发生电路根据此指令信号产生补偿电流。电流跟踪控制电路根据实际补偿电流与指令信号之间的关系得到控制主电路各个开关器件通断的PWM信号。

目前电流跟踪控制方法主要有周期采样控制、滞环比较控制、三角波比较控制。本文对并联混合型有源电力滤波器的仿真中采用电流滞环比较的控制方式。

将实际补偿电流信号ic与产生补偿电流的指令信号ic*的差值Δic作为滞环比较器的输入, 从而产生控制有源滤波器主电路中开关器件通断的PWM信号, 控制补偿电流ic的变化。

4 仿真模型

利用MATLAB中的Simulink模块、Sim PowerSystems工具箱等建立并联混合型有源电力滤波器的仿真模型。电网电压为35k V, 非线性负载采用三相桥式不可控整流器。各部分如下:

4.1 无源滤波器

无源滤波器采用LC串联调谐滤波器, 由电容器和电抗器串联而成。本文仿真模型中设置了调谐于5次、7次谐波及高通滤波器三个部分, 具体参数如表1所示。

4.2 有源滤波器

主电路采用3个“H桥”共用1个电容的形式, 在每相的“H桥”前端设置了耦合变压器, 使有源部分的电压电流等级与无源部分相匹配。

直流侧电容电压Uc按照公式 (4) 设计

式 (4) 中, Em为交流电源相电压的峰值。

本文仿真模型中选取Uc为100k V。

4.3 谐波检测

谐波检测仿真模型如图3所示, 主要由零序电流运算模块、三相锁相环 (3-Phase PLL) 、三相/两相变换模块、低通滤波器 (LPF) 以及有源滤波器直流侧电容电压PI调节模块构成。本文仿真中对并联混合型有源滤波器采取的是复合控制方式, 即同时检测电源谐波电流和负载谐波电流, 对各次谐波的滤除作用比较明显。

4.4 滞环比较

滞环比较仿真模型如图4所示。将实际补偿电流与产生补偿电流的指令信号通过滞环比较器从而产生控制有源滤波器主电路开关器件通断的PWM信号。仿真中滞环比较器的环宽设置为10。

5 仿真结果

通过MATLAB搭建并联混合型有源电力滤波器的仿真模型进行仿真, 得到未经过混合型有源电力滤波器补偿的负载电流波形及频谱和补偿后的电源电流, 分别如图5-6所示。

从图5中可以看出负载电流中存在大量的5次、7次谐波。谐波的总畸变THD=110%。

从图6中可以看出经过混合型有源电力滤波器补偿后的电流中已经基本不含有谐波成分, 谐波的总畸变THD=1.25%。

通过对并联混合型有源电力滤波器的仿真研究, 仿真结果验证了并联混合型有源电力滤波器在电力系统中治理谐波的良好性能, 为以后并联混合型有源电力滤波器的广泛生产和应用提供了理论基础。

摘要：并联混合型有源电力滤波器能很好地补偿谐波源产生的谐波。文中有源滤波器主电路采用3“H桥”共用一个电容的形式。利用MATLAB中的Simulink模块对并联混合型有源电力滤波器进行建模仿真, 并对仿真结果进行分析。

关键词：有源电力滤波器,并联混合型,3“H桥”,谐波,MATLAB仿真

参考文献

[1]王兆安, 杨君, 刘进军, 等.谐波抑制和无功功率补偿[M].2版.北京:机械工业出版社, 2005:220-347.

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[3]王跃.并联混合型有源电力滤波器及其应用研究[D].西安:西安交通大学, 2003.

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[5]王群, 姚为正, 王兆安.低通滤波器对谐波检测电路的影响[J].西安交通大学学报.1999, 33 (4) :5-12.

[6]宋新新.并联型有源滤波器仿真研究[J].机电设备, 2005, 22 (2) :4-7.

并联型混合有源滤波器 第3篇

随着电力电子装置应用日益广泛,电网中的谐波污染也日趋严重,且大多数电力电子装置的功率因数较低,给电网带来额外负担,并影响供电质量[1]。并联型有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)既可以单独补偿非线性负载的谐波电流,也可以同时补偿负载谐波电流和无功功率,能够很好地解决上述问题。但同时补偿负载谐波电流和无功功率要求SAPF的容量较大,相应的造价也会增加。SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统,由并联电容器补偿大部分无功功率,SAPF补偿谐波电流和少部分无功功率,可以显著降低SAPF的容量和成本[2]。

由于并联电容器和电网阻抗之间存在谐振,在一定条件下,谐振频率及其附近频率对应的谐波会被放大。因此,SAPF的稳定问题一直是影响其工程应用效果的技术难题。对此,国内外学者亦进行了大量卓有成效的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。

本文首先分析了SAPF的2种典型结构,并对其建立相应的数学模型,在此基础上分析了不同结构系统的稳定性。对于Ⅰ型系统,需要改变控制策略以消除“补偿盲区”,改善系统的补偿效果;对于Ⅱ型系统,需要引入阻尼消除正反馈,提高系统稳定性,以获得期望的补偿效果。最后,通过仿真实验进行了理论验证。

1 混合补偿系统结构

SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统有2种结构。Ⅰ型系统的SAPF安装在负载侧,并联补偿电容器安装在电网侧;Ⅱ型系统的SAPF在电网侧,并联电容器在负载侧,如图1所示。

从图1(a)可以看出:Ⅰ型系统首先由SAPF补偿负载的谐波电流,再由并联电容器补偿负载的无功功率。普通控制方式下,SAPF检测负载电流iL作为补偿对象[3]。

从图1(b)可以看出:Ⅱ型系统是先由并联电容器补偿负载的无功功率,再由SAPF补偿负载的谐波电流。对于Ⅱ型系统的SAPF,由于补偿电容器与SAPF的安装位置不同,检测真实的负载电流iL比较困难,此时SAPF检测负载电流与电容器的电流之和iCL作为补偿对象。

2 系统稳定性分析

2.1 普通控制方式I型系统

为了简化分析,假设电网电压纯正弦,不含谐波分量,此时的单相谐波等效电路图如图2所示。

SAPF等效为一受控电流源[4],其中ILh为负载电流谐波分量,IA为SAPF输出补偿电流,ICh为流过电容器谐波电流,IGh为电网电流谐波分量,ZG=RG+jωLG为电网阻抗,ZC=RC+1/(jωC)为并联电容器阻抗,且RC为电容器的等效电阻。由等效电路可得:

图3是由式(1)得到的系统方框图,其中GAPF(s)为SAPF的传递函数。根据文献[5]建立了SAPF的模型,如图4所示。

SAPF由谐波电流检测环节和电流跟踪控制环节组成[6],图4中的GCD(s)为谐波电流检测环节的传递函数,考虑计算延时,该环节近似等效为一阶惯性环节[5]:

其中,Ts为采样周期;Kid为补偿系数,是为了分析SAPF的工作过程而特意引入的,根据SAPF补偿原理可知0Kid1,其中Kid=0表示SAPF没有投入工作,Kid=1表示SAPF全补偿,而0

图4中虚线框所包围的部分表示电流跟踪控制环节,易求得该环节的传递函数如式(3)所示:

其中,Ki为电流跟踪控制环节放大系数;KPWM为PWM变换器增益,且KPWM=Ud/Uc,Ud为直流母线电压,Uc为三角载波电压幅值[7];L为SAPF并网电抗器。综合式(2)(3)可以得到SAPF的传递函数如下:

由式(4)和图3得出普通控制方式I型系统的传递函数如下:

混合补偿系统参数如下:Ts=0.1 ms,LG=0.13 m H,RG=0.05Ω,C=650μF,RC=0.08Ω,Ki=5,Kid[0,1],KPWM=500。由式(5)画出系统bode图,如图5所示,实线和虚线分别表示SAPF投入前、后补偿系统的工作特性。实际上,由于此时系统是开环的,系统无条件稳定。可以看到,SAPF投入以前,系统表现出典型的无源LC低通滤波特性,此时系统对谐波有一定的抑制能力,但是也会因谐振有谐波放大的危险。而在SAPF投入以后,系统幅频特性下移,说明系统对谐波的衰减作用加强,并且可以较好地抑制电容器和电网阻抗之间的谐振。

由图5可见,在SAPF投入以后,虽然加强了对谐波的抑制作用,但存在“补偿盲区”,如图5中的矩形框所示,系统对该频带的谐波抑制能力较弱,导致系统的补偿效果不佳,因此需要改变控制策略来消除“补偿盲区”,进一步提高系统对谐波的抑制能力。

2.2 普通控制方式Ⅱ型系统

Ⅱ型系统的单相谐波等效电路如图6所示,其中ICL为负载电流与电容器电流之和。考虑到实际应用中,由于SAPF和电容器安装位置不同,测量实际的负载电流IL比较困难,而测量ICL则要容易得多,因此采用检测ICL作为SAPF补偿对象。

从图6可以得到式(6),其中运用了叠加定理。

由式(6)可以得到此时系统的方框图见图7。

相应的系统传递函数为

此时,在不同补偿系数下的系统bode图见图8。

从图8可以看出,当Kid0.5时,随着Kid的增加,谐振作用加强,并在Kid=0.5时谐振达到最强;Kid>0.5后,虽然谐振的强度减弱,但通过观察相频特性不难发现,实际上此时系统已经变成了正反馈,与期望的工作情况相悖,系统是不稳定的。

3 稳定性控制策略

上述分析表明:如果采用普通控制方式,即检测负载电流的控制方法,Ⅰ型系统是稳定的,并且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不理想;而Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,SAPF也会因过电流而无法正常工作。

为消除Ⅰ型系统存在的“补偿盲区”,采用复合控制增强系统对谐波的抑制能力;为消除Ⅱ型系统的正反馈,引入有源阻尼以提高系统的稳定性。

3.1 复合控制方式Ⅰ型系统

假设能把并联电容器也包含在混合补偿系统的控制闭环中,利用控制器的调节作用,可以更好地抑制其与电网阻抗之间的谐振,这正是复合控制的特点。普通控制方式是通过检测负载电流谐波分量,控制SAPF产生相应的补偿电流抵消负载谐波电流,是一种开环控制,而复合控制同时检测负载电流和电网电流,是一种闭环控制[3],并且可以将电容器包含在控制闭环内,达到抑制谐振、改善补偿效果的目的,其系统框图如图9所示。

图中,G(s)为引入的校正环节,用来提高系统稳定裕度,根据文献[3,6]选取G(s)=0.01/(Tss+1),由图9得到此时系统的传递函数如下:

采用2种控制方式Ⅰ型系统的bode图如图10所示,实线和虚线分别表示采用普通控制方式和复合控制方式系统的工作特性。从图中可以看出,与普通控制方式相比,复合控制方式不存在“补偿盲区”,整个频率带上的谐波抑制能力都很强,有效改善了系统的补偿效果。

3.2 有源阻尼控制方式Ⅱ型系统

如图11所示,假设在谐波频段上存在一个阻尼电阻,系统会因为具有这个正实部的阻尼电阻而对补偿电容与电网阻抗之间的谐振产生抑制作用,进而可以提高系统稳定性[8,9,10,11,12,13,14]。

图中,UGh为电网电压谐波分量,Rd为阻尼电阻,通过调节Rd的阻值就可以改变阻尼的强度。从图11可以看出,ICLd=ICL+Id,因此只需通过在普通控制方式控制电流ICL的基础上加上Id分量,就可以实现有源阻尼控制,而流过阻尼电阻的电流可以由电网电压的谐波分量UGh获得,写成表达式如下:

由式(9)得到的系统框图如图12所示。

将图11中的Rd和C并联等效,并用ZCd表示:

将式(7)中的ZC用ZCd代替,可以求得加入阻尼后系统的传递函数如下:

图13表示阻尼电阻对系统特性的影响,其中SAPF工作在全补偿状态下,即补偿系数Kid=1,可以看到当Rd=0.2时,系统虽然是负反馈,但谐振依然存在,并且谐振的强度很大;而随着Rd的减小(由图12知道,由于需要求Rd的倒数,相应的1/Rd增大),谐振抑制能力增强,在Rd=0.02Ω时幅频特性均处于-10 d B以下,对谐波的抑制能力较强,仿真当中取Rd=0.02Ω。此时,在不同补偿系数下的系统bode图如图14所示。

通过观察幅频特性发现加入有源阻尼后,当Kid0.5时不存在谐振。观察相频特性发现在Kid>0.5后系统也没有出现正反馈,补偿系统是稳定的。

4 仿真与分析

为验证前面的分析,在Matlab/Simulink下搭建了SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统,负载采用的是带阻感负载的三相二极管桥式不控整流电路,系统参数与2.1节中所列参数相同,Simulink仿真参数如下:仿真类型为离散仿真,离散周期为10-6 s,采用odd23tb(stiff/TR-BDF2)算法,IGBT开关频率为10 kHz。

4.1 Ⅰ型系统

由前面的分析得出,普通控制方式Ⅰ型系统是稳定的,但是由于存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不佳。图15为普通控制方式Ⅰ型系统的仿真波形,从上到下依次是负载电流、电网电流、电容器电流和SAPF的补偿电流。可以看到,在SAPF投入之前,并联电容器与电网阻抗构成低通滤波器,一方面可以滤除一部分的谐波电流,但另一方面也会因为谐振导致谐波放大。在t=0.2 s投入SAPF后,补偿系统对谐波的抑制作用增强,并且较好地抑制了谐振,电网电流的谐波含量减少。

图16为复合控制方式Ⅰ型系统仿真波形,在SAPF投入之前,系统与普通控制方式的工作情况相同,在t=0.2 s投入SAPF后,由于复合控制方式可以消除“补偿盲区”,对谐波的抑制能力比普通控制方式更强,相较于普通控制方式电网电流波形的正弦度更好,谐波含量进一步减少。

4.2 Ⅱ型系统

图17为普通控制方式Ⅱ型系统仿真波形,普通控制方式下Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,从图17可以看到,在投入SAPF以后,SAPF产生的补偿电流越来越大,相应的电网电流也不断增大,这符合正反馈的特点,很明显系统是不稳定的,在实际的补偿系统中,SAPF会因为过流保护而停机。

图18为有源阻尼控制Ⅱ型系统仿真波形,在t=0.2 s投入SAPF以后,由于有源阻尼控制不存在谐振和正反馈,系统是稳定的,电网电流的正弦度较好,获得了满意的补偿效果。

5 结论

本文分析了SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统2种结构的系统稳定性,针对Ⅰ型系统指出采用复合控制的方法可以改善补偿效果,针对Ⅱ型系统指出加入谐波频段有源阻尼可以提高系统稳定性,并且可以获得满意的补偿效果。最后通过仿真验证了理论分析的正确性。

摘要：通过建立由并联型有源电力滤波器(SAPF)和并联电容器所组成的2种不同结构混合补偿系统的模型,分析了2种系统的稳定性。在此基础上,指出普通控制方式下的Ⅰ型系统是稳定的,且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,通过复合控制消除该“补偿盲区”,改善Ⅰ型系统的补偿效果。而如果在Ⅱ型系统中采用普通控制方式,系统会因为正反馈而不稳定,通过引入谐波频段有源阻尼的方法提高系统的稳定性,获得期望的补偿效果。Matlab/Simulink下的仿真结果证明了上述理论分析的正确性和所提方法的有效性。

并联型混合有源滤波器 第4篇

在科学技术与工业生产飞速发展的今天，社会生产力高度集中，电能已经成为了无可替代的主力能源，无论是在工业生产还是日常生活中，人类都根本无法离开电能的使用。然而正是因为电能所应用的范围越来越广泛，电网中出现的问题也越来越多样化，各种线性负载出现在电网中，电力污染愈发严重。为了提高电能质量，促进电力能源的使用效率，滤波装置的研究逐步引起了人们的重视。有源电力滤波器因为各种强大的补偿功能、能适应各类情况的组合方式使其成为了现今应用最为广泛的滤波装置和研究对象。

1 有源电力滤波器的研究与发展现状

有源滤波器是相对LC这些无源滤波装置来说的，它实质上是一种大功率信号发生器。有源滤波器把谐波经过采样、180°移相后,再完整的复制出来,送到谐波源的入网点;复制出来的谐波与原谐波幅值相等,方向相反,并且实时跟随原谐波的变化而变化,因此,原谐波就被抵消了。同时，有源滤波器还可以根据客户的实际需要补偿无功功率，提高功率因数。

有源滤波器的理论雏形最早出现于上世纪的六十年代末期，1969年B.M.Bird和J.F.Marsh在论文中提出向电网中注入三次谐波电流来减少电网中的谐波，这一描述被认为是有源滤波器思想的萌芽;1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了APF的基本原理;1976年美国西屋电气公司的LGyugyi和E.e.stryeula提出利用大功率晶体管组成的PWM逆变器来构成APF，确定了主电路的基本拓扑结构和控制方法，奠定了APF的基础。在70年代初期，因为电力电子技术发展水平的相对落后，大部分电力滤波器的研究都只是在实验室里进行。

2 串联并联混合型有源电力滤波器(UPQC)的工作原理

在实际应用中，我们既要补偿电网电压，又要抑制负载的电流谐波。统一电能质量调节器就是这样一种能够同时满足二者要求的混合型有源电力滤波器，图一为UPQC的结构拓扑图。

统一电能质量调节器(UPQC)由串联APF和并联APF以及一些必要的无源滤波元件组成，其研究思路与混合型APF是一致的。串联侧和并联侧的变流器都是双向的，既可以整流又可以逆变，当变流器处于整流状态时就是对直流侧电容充电，逆变状态时就是对电网进行谐波和无功电流补偿。

从图一我们可以看到UPQC主电路主要由串联侧、并联侧、直流侧、LC滤网组成。串联侧主要由PWM变流器和变压器组成。串联有源滤波器通过耦合变压器连接在电网与负载之间,按受控电压源方式工作,主要用来调节负载电压幅值和补偿电源电压谐波，给负载提供稳定的电能。并联有源滤波器并联连接在负载上,按受控电流源方式工作,主要作用是补偿负载谐波、基波无功和负序电流,并调节两个有源滤波器间的直流母线电压。它的作用是保证负载产生的谐波、无功功率流入电网。直流侧使用共同的母线电容，母线电容为并联、串联PWM变流器提供能量。另外LC滤网的作用是滤除PWM变流器在不断的开关过程中自身产生的高次谐波。

UPQC有三相三线制和三相四线制两种形式，三相三线制系统由于缺少了中线，串联变压器的二次侧不论是采取三角形还是星形连接，都无法实现对电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。若二次侧采取的是三角形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电压和为0，这样也就迫使一次侧三相电压和为0。如果电网输入电压不对称，那么负载端的三相电压也就不可能补偿为相互对称平衡。

如果二次侧采取的是星形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电流和为0，这样也就迫使一次侧三相电流和为0。如果负载不对称，那么负载电流虽然是平衡的，但是负载端的三相电压却肯定是不对称的。三相四线制将串联侧二次侧中点、电网中点、负载中点，以及直流电容重点接在一起，形成系统中线，这样就为不平衡电流提供了一个通道，从而实现电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。本文中采用的就是三相四线制，二次侧是星形连接。

3 结束语

工业发展离不开电能，而且，也是随着工业的发展，电网中的污染也越来越严重，所以UPQC的前景是十分广阔的。本文从原理阐述到模型仿真过程中虽然做了一点工作，但是还有很多不足，比如没有进行软件的设计，更没有进行样机实验。所以在今后的学习或工作中，还要继续对本论文中涉及的知识进行更深入的研究，尤其是将理论知识转化成实际生产这个方面。

UPQC从理论上来说能够满足一般工业生产中的要求，但是在实际应用中，却依然有很多不尽如意的地方，例如谐波和无功电流(电压)的检测不够快速和准确，应用还不够广泛，价格相对较高等。经过对UPQC的研究，笔者认为UPQC的研究以后可以集中在以下几个方面：

(1)提高谐波和无功电流(电压)的检测速度与准确性，如果这个补偿的前提做不好，那后续的研究也将没有意义。

(2)将UPQC的产品多元化，一方面朝低压大容量发展，这种UPQC用来补偿集中居住的用户。同时，也要发展低压小容量的UPQC，主要用来满足单个用户或单个精密、重要的设备。

(3)降低UPQC的经济成本，这也是制约UPQC推广的一个重要原因。降低经济成本就要求更好的理论支持，包括检测方法、控制策略以及产品电路结构和制造产品的材料等。

(4)以UPQC为主要原型，开发补偿高电压、大面积用户的UPQC群组，实现各个UPQC之间的通讯，实现群组联动补偿。

摘要：本文针对影响电能质量的各种因素进行了初步的研究,对如何将电能的质量提高进行了简要的分析,对目前电力系统研究的重点——有源电力滤波器的发展历程及研究现状进行了简单的探讨。混合型有源电力滤波器是统一电能质量调节器(UPQC)的一种应用功能,本文重点对它的拓扑结构和补偿特性展开了详细的分析,对UPQC补偿系统中电压及负载电流的过程进行了研究。以主电路拓扑结构为依据,对UPQC的串、并联部分进行了功能分解,建立了各自相应的数学模型。经过研究发现,对电力系统进行准确补偿的前提条件是:将电力系统中的谐波及无功电流精确的检测出来。因此,本文对如何精确检测谐波及无功电流进行了重点介绍。

关键词：有源电力滤波器,UPQC,检测,仿真

参考文献

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[2]肖湘宁,尹忠东,徐永海.现代电能质量问题综述[J].电气时代,2004,(11):48-52.

[3]胡俊达,张著彬.电力系统中谐波的产生、危害和抑制[J].电气时代2003(,12):86-87.

三相四线制并联型有源滤波器的研究 第5篇

在电力系统无功、谐波和不对称问题出现之后, 人们就试图通过各种方法解决这些问题。综合起来, 这些方法主要分为2种:一种是通过一定的措施, 减小供电点负荷无功、谐波和不对称的产生;另一种是采用补偿装置。目前, 通常采用补偿装置来减少负荷扰动。补偿装置可分为静态补偿装置和动态补偿装置2类。静态补偿装置具有投资少、效率高、结构和控制简单、运行可靠及维护方便等优点, 但其一般仅适用于静态条件下工作, 对工作电弧炉等非线性动态负荷补偿效果不理想。此外, 静态补偿装置的补偿效果受系统运行参数的影响, 可能会与系统发生谐振, 引起更严重的谐波和不对称问题。随着电力电子技术的发展, 有源滤波器 (Active Power Filter, APF) 已进入实用化阶段, 在一些动态响应速度要求较高或需要同时补偿非线性不对称负荷产生的谐波、基波无功和不对称分量的场合得到了广泛应用。

1 APF的工作原理

图1给出了APF及其和系统的三相连接图, APF的主电路采用四桥臂结构。

图中, VS为系统电压, ZS为系统和线路的等效阻抗, is、il和ic分别为系统电流、负荷电流和APF的输出电流, Lf、Cf和Rf分别为APF的滤波电感、电容和电阻。

首先, APF的电流检测电路根据检测到的负荷电流和电压计算出负荷电流中的谐波、无功和三相不对称分量 (统称为畸变分量) , 然后补偿电流发生电路根据得出的补偿电流指令信号产生实际的补偿电流。该补偿电流与负荷电流的畸变分量大小相同方向相反, 经由APF向系统注入, 从而将三相系统电流补偿为基波正弦对称量。

2 APF的控制策略

APF控制系统性能的优劣很大程度上决定了其补偿性能, 因此选用合适的控制策略是其中的关键。APF的控制策略主要包括输出参考量检测、PWM调制方式以及控制模式和算法3个方面。为了准确、实时地检测出APF的输出参考量, 本文采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法。其基本思想是先根据负荷电流进行αβ变换和pq变换, 负荷电流的基波分量转换成直流分量, n次谐波分量转换成n-1次谐波分量。负荷三相电流经过变换后, 基波有功分量经过低通滤波器 (LPF) 后被滤除, 畸变分量再经过αβ反变换和pq反变换后就可以被快速准确地检测出来。由于ip-iq算法具有实时性强、实现简单、不受电压波形畸变影响等特点, 因此该算法在工程实用的许多方面都得到了成功应用。

在PWM调制方面, APF采用如图2所示的三角载波控制方法。

APF输出的电流ic与参考电流iref的误差经比例积分PI处理后与三角波进行比较, 然后经过限幅处理, 产生相应的PWM脉冲。比例积分的系数kp和ki决定了三角载波控制方法的暂态和稳态误差。该控制方法输出电流所含谐波少、开关频率固定, 因而电网侧滤波电感设计较容易。此外, 该方法对并联型APF的参数及结构依赖性小, 且有利于限制功率开关损耗。

根据装置在系统中所起作用不同, 可采用不同的控制算法, 但从APF自身的控制策略看, 其基本模式无非是开环控制或闭环控制。开环控制结构简单, 但由于没有和系统构成回路, 不能检测和校正误差, 抗干扰性差, 且对系统参数的变化很敏感。闭环控制具有较强的抗干扰能力, 系统响应特性好。在APF的控制策略中, 其控制算法采用电压外环加电流内环双闭环反馈的控制策略。电压外环的作用是控制APF的直流侧电压, 使其稳定在给定值, 电流内环的作用是按补偿电流指令进行电流控制, 使补偿电流跟踪其指令信号变化。

3 仿真分析

利用MATLAB/SIMULINK对图1所示的三相系统进行仿真, 以验证APF及其控制策略的有效性。其中系统电压等级为380V, ZS=0.2+j0.5Ω, 非线性负载由三相不控整流桥和电阻、电感负载构成, 电阻75Ω, 电感5mH。不对称负载的电阻为50Ω, 电感5mH。补偿侧滤波电感2mH, 滤波电容6μF, 滤波电阻10Ω, 直流侧电容C=5000μF。由ip-iq分解得到的负载基波电流接近于正弦波, 且相位超前于负载电流, 该负载基波电流与系统电压基本同相位。

在系统电压畸变不明显的情况下, 负载电流含有典型的六脉波整流负荷谐波分量, 且含有不平衡分量, 使得中性线电流较大。当APF投入系统进入稳态补偿后, 系统电流基本接近为正弦波, 中性线电流基本为零。

APF投入系统后稳态下负载电流的谐波畸变率为16.74%, 补偿后系统电流的谐波畸变率为0.56%, 补偿效果显著。

4 结论

并联型混合有源滤波器 第6篇

电能在现代社会发展中扮演着重要角色,无论是生活还是生产,我们都离不开电能。随着大量非线性负载的使用,电力污染越来越严重[1],电力污染影响设备的使用寿命和工作效率,增加损耗,也会使电气设备容量增大,从而增加经济成本。谐波电流还会使网损增加,加速电缆绝缘老化[2]。为了满足人们越来越高的电能质量要求,各种滤波装置逐渐应用到实践中。有源电力滤波器由于其强大的补偿功能、灵活多变的组合方式而成为了现有的主要滤波装置和研究对象。

1 参数计算

根据图一我们对并联型APF的几个重要参数进行计算。

1.1 变流器的容量计算

补偿对象如果为三相桥式全控整流器时,有

式(1)中,ILH为负载谐波电流,ILfq为负载基波无功电流。所以当APF同时补偿谐波与无功时的容量SA与补偿对象负载的容量SL的比值为:

将其他畸变电流做为裕量而忽略,则:

式(3)中,cosα是功率因数,ILfp为负载基波有功率电流。在具体设计时,应根据实际再留一定的容量裕量。

1.2 直流侧电容电压的计算

若采用三相交流电源(380V,50Hz)供电,则直流侧电压值可按下式计算:,其中Um为供电相电压幅值,M为调制比,为单个电容电压值。如果满调制M=1,则,此值是单个电容电压的最小值。显然,系统要向电网注入有功和谐波电流时,直流侧的单个电容电压必须大于311V,并在此基础上,并直流侧电压越大,补偿电流的跟随性能越好,即越大,ic变化越快。所以考虑25%的裕量[3],则单个电容电压为:

所以直流侧电容电压Vc=389*2=778V。

1.3 直流侧电容容量的计算

直流侧电容电压在允许的范围内当然越大越好,但电容过大会增加装置的成本。直流侧电容容量的计算一般按照系统极限状况来计算。如果在某一PWM周期内电容始终处于充电或放电状态,直流侧电容电压的最大允许偏差值为△Ucmax,则有[4]:

C为直流侧电容值,△t取1/4个工频周期;│ic*│max为流过电容的电流最大值[5]。│ic*│max的计算可以根据并联侧变流器容量来计算,当变流器输出功率为设计容量时,其输出电流即为│ic*│max,我们取:

经计算,│ic*│max≈60A,所以电容取30mF/150V。

2 系统仿真

在下面的系统仿真中,各参数取值如下:

电网相电压:Us=220V/50Hz;

直流侧电容:Cd1=Cd2=30mf;

直流侧电容参考电压:Ucd1=Ucd2=389V;

输出电感:L=1.1mH;

输出电容:C=38uF;

变流器容量:SA2=0.8SL=40KVA;

负载:ZR=2.9Ω,ZL=5mH,Zc=500uF。量较好的电能。

由图二和图三我们可以看到补偿前A相负载的电流波形畸变严重,畸变率达到了22.38%。经过补偿后电流波形几乎与标准正弦波形一样,畸变率下降为2.48%,说明并联APF的补偿是有效的。

4 结束语

本文根据并联APF的主电路结构对主要参数完成了计算,并根据计算的参数用MATLAB软件进行了仿真。仿真结果表明:并联APF的各个参数计算准确,能够很好地补偿谐波电流,使负载获得质

参考文献

[1]胡俊达,张著彬.电力系统中谐波的产生、危害和抑制[J].电气时代,2003(,12):86-87.

[2]NarainG,Hingorani.Introducing Custom Power[J].IEEES pectrum,1995,32(6):41-48.

[3]王群,姚为正,王兆安.低通滤波器对谐波检测电路的影响[J].西安交通大学学报,1999,33(4):5-7.

[4]李含善,任永峰,郑鸿.并联混合型有源电力滤波器的主要参数设计和仿真研究[J].工矿自动化,2003,(6):15-17.

并联型有源电力滤波器内模PI控制 第7篇

随着电网中以电力电子装置为代表的非线性负载日益增多,由此导致的电网谐波污染日益严重、无功功率激增不容忽视。作为电网谐波抑制与无功补偿的重要方法之一,有源滤波技术得到了国内外学者的广泛关注。电力电子技术、半导体技术、计算机技术以及控制技术的飞速发展,使得有源滤波技术突破了结构、容量、调制算法、控制策略等方面的限制,在轧钢机、轨道牵引、电弧炉等典型场合得到了广泛应用。

有源电力滤波器从联接形式上可分为并联型、串联型、串-并联型以及混合型[1-4]。其中,并联型有源电力滤波器(SAPF)主要适用于谐波电流抑制与无功电流补偿,且具有拓扑结构相对简单、损耗较小等优点,因此应用较为广泛。

SAPF系统通常采用基于PI控制器的电压-电流双闭环控制策略,但常规的PI控制器设计与优化过程较为复杂,具有一定局限性,因此受到广泛关注[5-8]。本文针对此类系统,在传统双闭环控制策略的基础上,将内模控制的基本原理应用于系统电流内环与电压外环的PI控制器设计(内模PI控制),以简化参数整定过程,改善系统的动态及稳态性能。将内模PI控制策略应用于典型的SAPF系统,通过仿真分析以验证所提出方法的可行性与有效性。

2 SAPF工作原理及数学模型

2.1 SAPF工作原理

SAPF的功率电路拓扑结构多与常规的并网逆变器相同,通常就近并联于负载端,通过一定的电流检测方法,将负载所产生的谐波电流和无功电流分离出来作为参考电流,由SAPF生成,从而就近对谐波电流进行抑制、对无功电流进行补偿。

根据逆变器直流侧储能元件的种类,SAPF可分为电压源型(储能元件为电容)和电流源型(储能元件为电感)两种。电流源型SAPF,对功率器件开关频率有严格的限制,损耗较高,且不易于向多电平结构拓展,从而限制了其在大容量场合的应用,因此目前实际应用中多采用电压源型SAPF,如图1所示。

2.2 SAPF数学模型

2.2.1 SAPF交流侧电流关系

图1中某一相负载电流可表示为

式中:x=a,b或c;ILx, 1p为x相负载基波有功电流;ILx, 1q为x相负载基波无功电流;ILx, h为x相负载谐波电流。

以图1 中所示的电流方向为正方向,根据SAPF的工作原理,并考虑到APF内部损耗所需的有功电流IAx,可得如下电流关系:

2.2.2 SAPF d-q轴数学模型

SAPF输出电压含有开关频率次谐波电压,进而产生相应频次的谐波电流,因此其输出端常通过图1 所示的滤波器Lf与电网连接,以滤除该谐波电流。由此可得a-b-c三相静止坐标下SAPF的动态方程为

式中:uIa,uIb,uIc分别为SAPF输出端三相电压瞬时值;uGa,uGb,uGc分别为电网三相电压瞬时值;rLf为滤波电感内阻。

采用电网基波电压矢量定向,即以该矢量作为同步旋转坐标系中的d轴,则

式中:UG为电网相电压有效值。

由式(3)与式(4)可得SAPF d-q轴坐标系下的数学模型为

式中:ω为电网电压基波角频率。

2.2.3 直流侧电压与SAPF能量传递的关系

在理想情况下,如果补偿电流中只存在谐波和无功电流,则不影响直流侧电压恒定[9-11]。但由式(2)可知,SAPF内部存在损耗,如果不对该损耗进行补偿,则直流侧电压恒定难以维持,因此需要建立SAPF直流侧电压与该损耗能量间的关系,通过补偿实现SAPF直流侧恒压控制。

由能量守恒定律可知,

式中:IAd为IAxd轴分量;系数3/2 是由于采用等幅值Park变换所产生的。

令Wdc= u2dc,则式(6)可以表示为

3 SAPF系统内模PI控制

根据数学模型可对SAPF系统实施基于PI控制器的双闭环解耦控制,如图2所示。由式(5)可知,在解耦过程中仍存在交叉耦合项,且d轴方程中还受电网电压影响,因此在控制系统中引入了解耦补偿项和前馈补偿项。

图2 所示的双闭环控制结构中,PI控制器参数的合理性是影响系统稳定性和动态性能的关键因素。传统PI控制器设计方法较为复杂,而基于经验公式法的PI控制器设计方法有时难以满足系统对控制性能的要求。为简化PI控制器设计过程,并获得较为精确的PI参数,本文基于内模控制原理[12-13],对SAPF控制系统电流内环与直流侧电压外环PI控制器设计方法进行改进。

内模控制的结构框图如图3 所示,c(s)为控制器传递函数,g(s)为受控对象真实的传递函数,gm(s)为受控对象模型的传递函数,v(t)为受控对象的输入,y(t)为受控对象的输出,y*(t)为受控对象的参考输出,ym(t)为受控对象模型的输出,e(t)为受控对象实际输出与参考输出间的误差,Δ(t)为扰动,Rd是为提高系统的抗扰能力引入的有源阻尼。

控制传递函数通常表示为

其中,α表示带宽,可由下式确定

式中:tr为系统在单位阶跃输入下的上升时间。

根据式(8)可得由e(t)至u(t)的传递函数为

若受控对象为一阶系统,即

式中:Kg,Tg分别为受控对象传递函数的增益和时间常数。

令n=1时,式(10)可简化为

由式(12)可知,f(s)可视为1 个PI控制器,其比例和积分增益可表示为

根据图3所示的控制结构,将式(5)变换至频域下,可得电流环传递函数gc(s)为

式中:Rd, c为电流环有源阻尼反馈增益。

由式(14)可知,gc(s)为一阶系统,根据式(13)可得电流环PI控制器比例和积分增益为

式中:αc为电流环带宽。

同理可得直流侧电压环控制结构框图,如图4 所示。

由图4知,i′Ad至Wdc的传递函数gv(s)为

式中:Rd, v为电压环有源阻尼反馈增益。

由式(13)和式(16)可得电压环PI控制器比例和积分增益为

式中:αv为电压环带宽。

4 仿真分析

为验证SAPF内模PI控制策略的可行性与有效性,对补偿典型非线性负载场合进行仿真分析。SAPF系统主要仿真参数为:电网线电压380V;滤波电感5 m H;直流侧电压800 V;直流侧电容1105μF;电流环PI参数Kp，c=100,Ki，c=10;电压环PI参数Kp，v=0.003 3,Ki，v=0.22。

SAPF系统仿真条件为:直流侧电容电压自0.5 s开始稳定于800 V;初始负载为感性无功负载,有功功率为10 k W,无功功率为10 kvar;于0.7 s突加二极管整流负载。非线性负载进行补偿时,a相主要波形如图5 和图6 所示,直流侧电压波形如图7所示。

由图5 可以看出,在补偿过程中电网电流与电网电压保持同相位,即达到了无功电流补偿、谐波电流抑制的目的,同时能够快速响应负载突变;由图6 可以看出,经过补偿后电网电流的谐波畸变率为2.28%,能够满足电网对谐波抑制的要求。由图7 可以看出,在负载突变后,直流电压出现较小跌落,但快速恢复至800 V,能够达到恒压控制的要求。

5 结论

通过建立和分析SAPF的数学模型,并针对传统PI控制器设计优化过程复杂的特点,将内模PI控制策略应用于SAPF。通过仿真分析,所提出的方法能够较好地补偿无功电流,抑制谐波电流,实现直流侧恒压控制,且电流和直流侧电压能够快速响应负载突变。此外,简化了PI控制器设计过程。

摘要：针对并联型有源电力滤波器(SAPF),建立其同步旋转(d-q)坐标系下的数学模型,进而提出一种基于内模控制原理的PI控制策略(内模PI控制),利用该方法对SAPF系统电流内环与直流侧电压外环PI控制器进行设计,以提高系统的稳定性及动态性能、简化PI控制器设计过程。通过对典型SAPF系统的仿真分析表明,内模PI控制策略对系统快速跟踪补偿电流以及维持直流侧电压恒定具有一定改善作用,进而证明该控制策略的有效性。