宽带智能天线范文

宽带智能天线范文（精选8篇）

宽带智能天线 第1篇

随着现代移动通信系统用户数量以及数据业务的急剧上升, 对于移动通信系统的容量以及性能有了越来越高的要求。用户数量的增加, 通信环境的复杂化, 使得接收端接到的干扰信号对移动通信系统性能如通信质量、系统容量等方面性能的影响越来越大。

国内外多年来大量的研究成果表明, 在复杂多变的无线移动传输信道下, 智能天线技术可以有效地降低干扰, 提高系统容量以及通信质量等方面的性能[1]。从20世纪70年代开始, 如何降低智能天线优化算法的复杂度, 提高系统收敛速度, 一直是智能天线研究领域中一个热点问题。尤其是随着现代移动通信技术的发展, 宽带乃至超宽带无线通信将会成为未来通信技术发展的趋向[2], 近年来大量的研究文章可以充分说明智能天线技术得到了研究人员大量的研究和关注[3,4]。

但遗憾的是对多年来的研究结果进行分析比较可以发现, 智能天线技术的研究, 绝大多数都是集中于窄带通信系统, 也就是说假定入射信号为窄带信号, 入射信号的能量集中于载频, 不考虑信号带宽对系统性能的影响[1], 忽略了信号带宽对系统的影响。而实际上对于宽带通信系统, 信号能量集中于中心载频的假设不再成立, 需要考虑信号频率对系统的影响。宽带智能天线采用空时联合结构解决了这个问题, 但空时联合结构的存在, 导致了智能天线算法的高复杂性, 低收敛速度, 难以实际应用到移动通信系统中。

在宽带无线系统中, 智能天线要想获得与在窄带环境下相类的效果, 频率因素是不能忽略的, 国内外的研究都表明, 智能天线在宽带环境下所形成的波束图不仅与信号的入射角, 还与入射信号的频率有关[5]。这也就意味着智能天线系统要想能获得所期望的空域响应, 必须还要针对不同频率的入射信号作出频率补偿。

本文在现有的窄带优化算法的基础上, 针对宽带系统, 基于频不变原理提出了一种新的宽带智能天线优化算法结构, 并对算法的性能进行了初步的分析。

2. 宽带智能天线优化算法

对于智能天线的优化算法, 如果没有特别说明的话, 都是基于窄带假设, 也就是假定入射信号能量集中于中心载频。但实际上, 随着宽带乃至超宽带无线通信技术的提出, 入射信号的窄带假设不再成立, 那这也就是意味着需要对宽带无线通信系统中的智能天线优化算法进行修正。

但实际上, 宽带智能天线所涉及到的宽带阵列自适应信号处理从20世纪60年代开始在雷达、声纳等系统中就已经得到研究与应用[7]。而在个人通信领域, 随着移动通信系统由窄带向宽带系统演化发展, 信号的窄带假设不再成立, 这也意味着智能天线技术必须由窄带转化为宽带结构。宽带系统中, 天线阵列的输出输出会随着输入信号频率的变化而变化。上个世纪90年代中期开始人们开始关注起宽带智能天线阵列[6]。宽带智能天线阵列输出波束的形成主要有时域和频域两种实现形式[7], 传统的宽带智能天线是在M元阵列的每个阵元后面加上一个长度为K的抽头延时线结构。这使得需要优化的系数个数从M转变为M*K, 需要优化的系数的倍数增加直接导致了天线优化算法计算复杂度急剧上升。对宽带智能天线系统来说, 频域实现形式是根据不同频率上的设计波束与期望波束之间的误差, 建立优化准则, 进而设计相应的FIR滤波器组, 从而实现在整个频段范围内恒定的波束输出[8]。

FFT变换能将时域上的延时信号转变为频域信号[9], 为了降低传统宽带智能天线优化算法的运算复杂度, 人们提出了一种新的结构子带自适应天线技术[10]。而这些年来宽带智能天线的研究多数也是集中在子带结构的智能天线实现上。子带结构的宽带智能天线阵列可以采用滤波器组利用FFT变换将时域信号转化为频域信号, 也可以采用频率滤波器分频。如何设计适当的滤波器组, 如何选用适当的优化算法, 使得在有效带宽范围内宽带阵列能获得频不变的输出波束, 达到系统的性能最优, 这也得到了很多的关注, 但是宽带阵列的计算复杂度问题还是没有得到解决[11]。

正交频分复用 (OFDM) 技术利用IFFT变换, 将宽频带划分为相互正交的子频带, 单独使用窄带自适应算法对子频带上的信号进行处理[12], 需要大量的导频信息, 甚至有可能会要求将一些子载波利用为专用导频信道, 从而导致载波的利用率下降。

3. 频不变的宽带天线优化算法

针对宽带智能天线的空时联合结构的运算高度的复杂性, 本文提出了一种新型的优化算法, 利用作者以前提出一种应用于窄带智能天线系统的波束综合算法[13], 来实现一种较低计算复杂度的宽带智能天线优化算法, 使得智能天线能获得一个宽带频不变的波束。

该波束综合算法[13]能在给定一个任意的参考波束的前提下, 获得一个权矢量, 使得天线阵列的输出波束与给定的参考波束之间的差异最小。该算法对宽带智能天线系统的设计有重要的参考意义。因为通过该算法能够根据参考波束, 在不同的频点, 进行优化, 进行波束合成, 也就是说获得对应于该频点的一个最优权矢量, 从而使得在该频点的输出能够与参考波束基本一致, 那么这样组合操作的结构就使得宽带智能天线系统在整个有效频带内的阵列输出不会随频率的变化而发生变化了。

根据参考波束, 引入虚拟干扰, 能有效地调节目标波束形状。在不同频点的单独处理中, 优化算法在迭代过程中, 可以通过调整阵列权矢量进行优化, 最终使得阵列输出的目标波束与参考波束两者之间差异逐渐趋于最小化。

本算法借鉴自交频分复用系统中的智能天线概念以及子带自适应滤波器的理念, 首先宽带的时域信号将被转换为频域信号, 那复杂的空时联合结构则被拆分成为频域上多个相互独立的窄带结构。再根据参考波束, 利用新的波束综合算法, 对相互独立的各个子带结构分别并行处理, 可以获得相应频点的一组权系数。

本论文所提出的结构, 与传统的宽带智能天线结构相比, 首先是分别在空域、时域、频域依次进行, 原来复杂的联合优化过程被分解成多个相互独立的子系统并行进行, 子系统间的优化运算互不干扰, 因而整个优化系统的复杂度明显下降。

对于这种结构, 在分解的子带结构中, 不管是输入信号还是输出信号都被分割成多个子带, 对各个不同子带进行自适应处理, 相对而言, 这种算法将可以得到比全频带优化算法更快的收敛速度。在优化宽带智能天线结构算法的同时, 如果要进一步降低优化算法的运算量, 将相邻子带进行分组, 每个分组中只需要对其中一个子带自适应阵列结构的权值进行优化计算[14], 每组采用相同的权值。通过分组得到的权值为次优解, 相对每个子系统都进行优化计算求得的最优解, 系统性能会有下降, 但是整体的计算量将随着分组数目的增加而线性减少。

4. 结束语

智能天线开启无线新时代 第2篇

所谓智能天线，原名自适应天线阵列，最初主要用于雷达、声纳、抗干扰通信、定位、军事方面等，用来完成空间滤波和定位。近年来，随着移动通信的发展以及对移动通信电波传播、组网技术、天线理论等方面的研究逐渐深入，自适应天线阵列开始用于具有复杂电波传播环境的移动通信。移动通信研究者给应用于移动通信的自适应天线阵起了一个较吸引人的名字：智能天线。

智能天线利用数字信号处理技术，采用了先进的波束转换技术和自适应空间数字处理技术，产生空间定向波束，使天线主波束对准用户信号到达方向，零线对准干扰信号到达方向，达到充分高效利用移动用户信号并删除或抑制干扰信号的目的。与其他日渐深入和成熟的干扰削除技术相比，智能天线技术在移动通信中的应用研究更显示出巨大潜力。

第三代移动通信技术(即3G)是我们现在最关注的移动通信技术。在3G移动通信系统中，我国SCDMA系统是应用智能天线技术的典型范例。作为TD－SCDMA系统中的关键技术之一的智能天线技术能够使系统在高速运动的信道环境中达到较好的性能。

智能天线采用独特的技术，利用在信号传播方向上的差别，将同频率、同时隙的信号区分开来。它可以成倍地扩展通信容量，并和其他复用技术相结合，最大限度地利用有限的频谱资源。另外在移动通信中，由于复杂的地形、建筑物结构对电波传播的影响，大量用户间的相互影响，产生时延扩散、瑞利衰落、多径、共信道干扰等，使通信质量受到严重影响。采用智能天线可以有效的解决这个问题。

用于基台的智能天线是一种由多个天线单元组成的阵列天线。它通过调节各阵元信号的加权幅度和相位来改变阵列的天线方向图，从而抑制干扰，提高信噪比。它可自动测出用户方向，并将波束指向用户，从而实现波束随着用户走。它可提高天线增益，减少信号发射功率，延长电池寿命，减小用户设备的体积。或在不降低发射功率的前提下，大大增加基站的覆盖率。广义地说，智能天线是一种天线和传播环境与用户和基台的最佳空间匹配通信。

在手机上运用智能天线技术，可以有效地提高通信性能，降低发射功率，减少电波对人体影响。此外，由于智能天线可以从用户方向和传播时延获知用户位置，它将是一种不受建筑物阻挡的定位手段，可以为用户提供新的服务，如导航、紧急救助等。

随着社会信息交流需求的急剧增加、个人移动通信的迅速普及，频率已成为越来越宝贵的资源。智能天线技术是解决频率资源匮乏的有效途径，同时还可以提高系统容量和通信质量。在未来的通信领域内，智能天线将在未来无线网络的布局中，扮演非常重要的角色。下一代无线系统的战略、技术和趋势，将促使智能天线技术进一步发展，并在全球范围内广泛应用。

宽带圆极化阵列天线设计 第3篇

近年来, 随着对高容量和高数据率的无线系统需求, 宽带圆极化天线得到迅速发展。微带天线因具有低剖面、易加工、低成本和易于共形等优点而广泛应用于天线设计领域。

微带贴片天线可采用单点和多点馈来实现圆极化:单点馈电结构简单, 但带宽窄, 轴比特性不佳;多点馈形式虽然具有更佳的轴比特性, 但在组阵时需设计额外的馈电网路, 增大天线体积。

传统单点馈电微带带宽非常窄, 现有的宽带圆极化的实现方式有:厚介质层、“L”形地板[1]或贴片[2]、共面寄生贴片[3]、“E形或“U”形贴片[4,5]、环形贴片[7,8]以及贴片加载缝隙[9]等。“L形地板或贴片以及共面寄生贴片形式的天线阻抗轴比带宽宽, 却存在尺寸大、不易于组阵的缺点;“E”形和“U”形贴片形式交叉极化分量相对较大;环形贴片虽易于实现宽带阻抗和轴比, 但通常为双向辐射形式, 天线增益较低;贴片缝隙加载天线尺寸小, 阻抗带宽宽, 但轴比带宽依然较窄。

结合上述特点, 在本文, 结合厚介质层和缝隙加载贴片技术, 设计了一种尺寸较小的宽带 (阻抗带宽) 圆极化贴片天线单元, 并采用连续相位旋转法馈电组四元阵, 使得天线阵列兼具宽带阻抗和轴比带宽。

1 天线理论与结构

宽带圆极化缝隙加载贴片天线单元的结构如图1所示, 边长为LpWp的方形微带贴片印刷于厚度为h、边长为LsubWsu介质基板上, 贴片上开有两个相连的方形缝隙, 实现圆极化辐射, 缝隙的尺寸为Ls1Ws1、Ls2Ws2。图1所示的缝隙分布是用于实现左旋圆极化辐射, 合理设计两个方形缝隙的尺寸可获得较宽的阻抗匹配。参数T用于表示两个缝隙的相对位置, X表示馈电点的位置。

1.1 缝隙加载贴片单元

首先验证天线单元的设计。贴片印刷于介电常数为2.2的Roger/Duriod5880介质板上。为了拓展单元天线的阻抗带宽, 介质板厚度取为h=8mm。采用商用三维电磁仿真软件HFSS对天线进行全波仿真, 优化缝隙尺寸和馈电探针的位置Xf, 最后得到的单元尺寸如表1。

1.2 宽带圆极化缝隙加载贴片天线阵列

采用前面设计的天线单元组阵实现圆极化阵列。为了拓展阵列的轴比带宽, 采用连续相位旋转法馈电相邻单元旋转90°且馈电相差90°, 这主要是因为如此布阵和激励情况下, 单原件的高次模相互抵消, 降低阵元间的互耦, 主极化分量增强, 交叉极化分享减弱, 从而能改善天线的轴比。本文的设计目的是实现左旋圆极化辐射。

A线性阵列

组阵14阵列, 如图2所示, 相邻单元顺时针旋转90°, 且馈电相差依次滞后90°。阵列尺寸为80 ?305 ?8.5mm 3。

B方形阵列

组阵22阵列, 如图3所示, 相邻单元顺时针旋转90°, 且馈电相差依次滞后90°。阵列尺寸为170 ?170 ?8.5mm 3。

2 结论

文中介绍了一种小型宽带圆极化微带贴片天线单元及阵列结构。缝隙加载贴片形式结合后介质层, 既实现了圆极化辐射又拓展了天线的阻抗带宽。采用连续相位旋转法实现圆极化阵列, 拓展阵列天线的轴比带宽, 面阵效果更为显著。该天线结构简单、带宽宽, 对于宽带圆极化阵列的设计是个很好的选择。

参考文献

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一种双频宽带天线设计 第4篇

关键词：双频天线,宽带天线,加载天线,单极子

无线通信技术的飞速发展对作为系统重要组成部分的天线,提出了越来越高的宽带化和小型化的要求。天线的设计必须综合考虑工作带宽,系统增益等电性能参数以及结构紧凑、小型化等各方面因素。飞机作为一种重要的交通工具,其电子设备功能越来越强,系统越来越复杂,造成飞机上的天线数目也越来越多。由于空间有限,因此对安装在飞机上的天线有严格的要求,如低空气阻力、低剖面、小型化等。而各种改进型的单极子天线[1,2,3,6]不仅具有灵活紧凑的结构,而且具有很大的带宽,可以覆盖无线通信系统的多个频段;因此结构紧凑的宽频带单极子天线可以用作机载天线使用。综合上述各种因素,若把工作在不同频段的两个或多个天线集成在一个结构紧凑的尺寸上,则可以减少飞机上天线的安装数量,节省有限的空间。

文中给出了一种双频宽带天线的设计,该天线也是一种改进型的单极子天线,是由倒L形贴片、矩形贴片和匹配网络组成,集成在一个结构紧凑的PCB板上,分别覆盖30 MHz～88 MHz和107 MHz～500 MHz的频带,测量结果验证了理论设计的正确性。

1 天线设计

单极子及其各种变形结构的天线广泛应用于无限通信领域,倒L天线和矩形单极子便是由单极子变化而来的。倒L天线垂直单元的高度被限制在一个波长的一小部分之内,因而基本上是一种低轮廓结构。用细导线制造的倒L天线的缺点是频带比较窄,典型的只有中心频率的百分之一或更低。为了展宽带宽,常用一个金属板或金属片代替原来的导线,以修正其结构。矩形单极子便是利用这种修正方法由单极子变化得到的,它的相对带宽比单极子要宽的多。由于倒L形天线由垂直部分和水平部分组成,辐射场具有垂直极化和水平极化两种分量,再加上这类天线属于低轮廓结构,因此在飞行体和便携式通信设备中得到广泛应用。

文中把改进型的倒L形天线和矩形单极子天线通过一个匹配网络相连,二者一起被印制在一尺寸为420 mm2×200 mm2的PCB板上,PCB板垂直固定在一圆形地板上。如图1所示,右端矩形贴片在距离地板L3=294 mm位置处加载了一并联的电阻c和电感Lc,贴片宽度为WR=90 mm,矩形贴片的R下边缘距离地板的高度为H=12 mm。对于倒L形贴片的垂直单元,在其距离地板L1=215 mm位置处加载了一电感线圈La=870 nH,线圈所呈现的感抗抵消了L1位置以上线段的部分容抗,从而改善了L1位置以下部分的电流分布,从而提高了天线的有效高度。由于线圈的Q值很难做得高,故电流通过时存在一定的损耗。在距离La上方L2=96 mm位置处加载了一个电阻Ra=280Ω,该垂直单元的宽度为WL=30 mm;倒L形贴片的垂直和水平单元间加载了一个串联的电阻Rb=170Ω和电感Lb=730 nH。右端矩形贴片和倒L形贴片之间通过一个匹配网络连接。该匹配网络由电感L1,L2,L3和电容C1,C2组成,具体形式如图1所示。

使用基于有限积分方法的高频电磁仿真软件CST Microwave Studio对矩形贴片天线进行了仿真设计。因为天线被印制在结构紧凑的PCB板上,这会降低天线的辐射电阻,降低辐射效率。由于对天线进行集中加载可以提高天线的辐射电阻,进而提高辐射效率,因此,在天线的设计过程中,对天线进行了多处加载以获得较好的结果。由于矩形贴片与地板之间的高度H对低频带宽影响很大,所以,要调节高度H的大小使得矩形贴片天线的带宽覆盖30 MHz～500 MHz。在矩形贴片与倒L形的加载贴片之间连接一个匹配网络,为了使该倒L形贴片在频带30 MHz～88 MHz内工作,要不断调整加载位置L1,L2,L3和元件La,Lb,Ra,Rb的数值以及匹配网络中各组成元件的数值,并做进一步的优化。由此可以得到加载位置L1,L2,L3和元件La,Lb,Ra,Rb的数值以及匹配网络中各组成元件的数值。在实际调试过程中,在107 MHz～500 MHz频带内的某些频率范围内天线的驻波比可能会过大,为了把该驻波比调整到合适的范围,可以用在矩形贴片上加载电阻Rc和电感Lc的方法来解决。不断调整加载位置L3并优化Rc和Lc这两个参数便可把驻波比调整到合适的范围。由于匹配网路的作用,改变Rc和Lc,天线在30 MHz～88 MHz内的反射系数或驻波比的变化非常小,方向图的变化也很微小。因此加载元件Rc和Lc对30 MHz～88 MHz频带内的影响基本可以忽略。

2 仿真和测试结果

天线驻波比的仿真结果由CST Microwave Studio软件得出,用矢量网络分析仪AV3620给出其测试结果。天线驻波比的仿真和测试曲线,如图2所示,驻波比<3时天线覆盖的带宽是30 MHz～512 MHz,该频段覆盖了导航系统VOR无线电信标及其与地面通信的频段。测试天线增益时,把天线放在半径为1.5 m的圆形地板上,和半波对称阵子利用比较法测得其增益;天线的增益测试结果在图3中给出。可见,在30 MHz～120 MHz频段内天线的增益值随频率的上升而显著增加,变化范围是-22 dBi～0 dBi。在120 MHz-500 MHz频段内,增益继续增加,但趋势相对平缓,最大增益值约为6.5 dBi。图4和图5分别给出了天线在60 MHz和300 MHz时的远场辐射方向图。由图可见,天线在xoy面(H面)是水平全向的,其xoz面与单极子的E面方向图相似。

3 结束语

文中给出了一种双频宽带平面天线的设计,该天线可以覆盖无限通信系统的30 MHz～88 MHz和107 MHz～500 MHz两个频段,同时该天线具有小型化、低剖面等特点,因此可以用作机载天线使用,测量结果验证了理论设计的正确性。

参考文献

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[4]王元坤，李玉权．线天线的宽频带技术[M]．西安：西安电子科技大学出版社，1995．

[5]卢万铮．天线理论与技术[M]．西安：西安电子科技大学出版社，2004．

宽带智能天线 第5篇

宽带相控阵天线具有目标成像、多目标探测和抗干扰能力强等特点,在雷达和通信产品中有着广泛的应用。

提出了一款工作在某频段的介质带状线Vivald天线单元设计,该天线具有大工作带宽、加工成本低、波束宽和加工精度易于控制等优点,通常被应用于宽带相控阵天线。同时,Vivaldi天线阵列的相邻天线单元之间会形成强烈耦合,往往导致Vivaldi天线单元工作的某一频段出现谐振,使驻波和方向图急剧恶化。通过仿真分析天线表面电流分布,确定了电流谐振形成的区域,提出了采用在谐振区域边缘加入金属隔离墙的方法,成功去除带内谐振,相较文献[1]中描述的方法,有效减小了隔离墙使用范围,从而降低了天线的加工成本。通过实物加工测试,实测数据显示天线满足设计要求。

1Vivaldi天线单元置于单列天线设计

Vivaldi天线的边缘为式( 1) 的指数曲线:

式中,x为天线的宽度; y为天线的高度; a、b为系数。

根据初步计算,可确定x、y、a、b参数的值,确定天线单元的尺寸,天线结构如图1所示。Vivaldi天线单元间存在强互耦[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12],相互影响剧烈,如先进行孤立天线单元设计,再扩展到整阵天线,由于忽略了单元间影响,往往难以满足设计指标。因此设计Vivaldi天线单元,一般先将天线单元组合成线阵,再把线阵扩展到面阵天线进行设计。由于在设计中考虑了单元间的互耦影响,可得到比较满意的设计结果。

根据天线单元的尺寸,可确定线阵尺寸以及馈线形式。天线线阵包括8个天线单元及馈线。用仿真软件对该线阵仿真计算,得到VSWR仿真结果如图2所示。

由图2可知,阵中天线工作带宽满足设计要求, 由于侧面单元天线互耦影响,须将天线单元置于面阵中进行进一步设计。

2Vivaldi天线单元置于面阵天线设计

将Vivaldi天线单元置于单列天线计算,初步获得尺寸参数之后,再将Vivaldi天线线阵组成面阵天线进一步确定参数,面阵列天线阵面单元数量为3×8 = 24,经过面阵仿真计算得到Vivaldi天线阵中心单元VSWR,计算结果如图3所示。

从图3可见阵面中心位置的Vivaldi天线单元的VSWR带宽满足设计要求,但在频点fp附近VSWR>2,这是因为和单列天线相比,面阵天线的电磁互耦环境发生变化,造成工作在阵面中心位置的Vivaldi天线单元的电特性出现变化。通过仿真软件分析阵列天线的电流分布情况,可以观察到处于面阵中心位置的馈电单元,周围的黑色方格线标示的“近似三角区域”里面,如图4所示,存在着明显的谐振,导致VSWR恶化。

提出在谐振区域边缘使用金属隔离墙,改变谐振区域的边界条件如图5所示,以达到去除谐振的目的。具体实现的方法为配打密集的金属化孔用以形成金属墙。经过仿真对比无金属隔离墙的阵中天线单元的VSWR仿真结果,发现加入金属隔离墙之后工作频带内谐振消失,如图6所示,达到了设计要求。

提出的根据谐振区域的位置和面积大小使用金属隔离墙的方法,和文献[1]中使用的将天线边缘和馈线周围完全用金属化孔隔离墙的方法如图7所示。相比较,本文方法有效地较少了金属化孔的数量,使金属隔墙的区域变小,有效降低了天线的加工成本。

3Vivaldi阵列天线加工实测

根据仿真计算确定的尺寸,制版加工出Vivaldi阵列天线如图8所示,天线规模为3列、每列8个单元,阵列呈矩形排列 ,并对加工出的天线阵列进行测试,将测试数据和仿真计算数据进行比较。

从图9可以看出阵列中心位置的Vivaldi天线单元的实测VSWR在工作带宽内没有出现谐振尖峰,并且将测试数据和仿真计算数据进行比较,发现二者拟合良好,最终实现加工实物天线的VSWR< 1.8。图10和图11为选取阵列中心位置的Vivaldi天线单元在频点A和频点B的E面增益方向图,从图10中可以看出阵中单元在频点A的E面方向图和仿真计算数据在主瓣上拟合较好,但在副瓣上拟合较差。从图11中可以看出在频点B的E面增益方向图和仿真数据拟合良好。

实测E面和H面增益如图12和图13所示,图12和图13是整个工作频段的低频段、中频段和高频段的3个频点的2个正交面的增益方向图,最终测得数据如表1所示。

4结束语

新型H形宽带缝隙天线设计 第6篇

微带天线因为其重量轻、剖面薄、造价低、易于共形等优点,受到广大天线工作者的青睐。作为微带天线一种的微带缝隙天线,其阻抗匹配带宽比谐振式贴片天线要宽,并且对制造公差要求比贴片天线低,在组阵时其单元间隔离可比贴片天线更大。因此,有必要对其深入研究。

基本结构的缝隙微带天线性能虽然良好,但是也有只能单频工作等固有缺陷。因此,其多频/宽带化技术一直是缝隙微带天线研究的一大热点。随着印刷电路和平面微波电路的广泛应用,通过采用微带线偏馈和电抗补偿[1,2]、多缝隙结构[3]等技术,可使缝隙微带天线的输入阻抗带宽显著增大;同时采用宽缝隙结构和多支节馈电、合理设计天线的馈电网络,则有可能实现多频或宽带工作特性。

本文设计了一种H形宽带缝隙天线,并加载C形贴片,该天线阻抗带宽达到了66.8%,覆盖了多个通信频段,并且方向图性能良好,增益稳定。文中对天线敏感因素,诸如介质层厚度,缝隙的长度及宽度进行优化分析,实现了缝隙天线的宽频特性。

2 天线结构

天线结构如图1所示。天线由3部分组成:底部为金属接地面,在接地面上有个H形缝隙,中间为空气介质层,介电常数着r=1;顶层为开路微带馈线,微带馈线的特性阻抗应设计为50Ω,对应的微带线宽度可以根据经验闭式(1)、(2)计算:

其中等效介电常数为

H形微带缝隙的外围总尺寸为WL,中间凹陷部分为ds,介质层厚度为h,两个C形贴片靠近天线的缝隙边缘,宽度均为Ws,贴片的长度为2Lm+Ls,距离缝隙上下边界的距离为d1,左右边界的距离为d2,两个C形贴片关于天线的纵轴对称。

天线相关结构参数如下:Wg=40mm,Lg=60mm,s=17mm,d=6mm,W=21mm,L=35mm,d1=1mm,

3 实验结果分析

调整C形贴片的总长度(见图1(a)),即改变Lm的大小,结果如图2所示。

从图2可知,在确定了天线其他参数后,C形贴片长度的减小或增大,对天线的带宽都将产生较大影响。

介质基片的厚度h也会影响到天线的回波损耗。如图3所示,当空气层的厚度为1mm和6mm时,天线的谐振频率和带宽变化剧烈,-10dB的带宽迅速减小。

微带馈线同样影响着天线的匹配状况,如图4所示。

h=4mm,Lm=3mm,Lfeed=24mm时,天线在2.27GHz、3.4GHz谐振点的E面,H面归一化辐射方向图如图5所示。

在谐振频点方向性近似全向,符合通信要求。制作并测试天线,天线实物图如图6所示,仿真和实测回波损耗如图7所示,实测结果与仿真吻合较好。该缝隙天线具有多调谐电路特性,仿真谐振点的增益分别为4.6dBi、3.52dBi。

4 结束语

文中设计了一种新型H形宽带缝隙天线,阻抗带达到66.8%,可工作于WCDMA、WLAN、WiBro、DMB、WiMAX等常用通信频段,具有一定的应用前景。

摘要：本文提出了一种新型的微带缝隙天线,缝隙为H形,同时加载C形贴片。该天线具有宽频特性,阻抗带宽(S11≤-10dB)约66.8%,频带范围是2.044.07GHz。利用电磁仿真软件AnsoftHFSS10对该天线敏感因素,诸如介质基片厚度,贴片缝隙长度进行分析研究。天线实测回波损耗与仿真结果较为吻合。

关键词：宽频带,缝隙天线,微带

参考文献

[1]Yoshimura Y.A microstrip slot antenna.IEEE Trans Microwave Theory and Techniques,1972,20(11):760~762

[2]Axelrod A,Kisliuk M,Maoz J.Broadband microstrip-fed slot radiator.Microwave Journal,1989,32(6):81~92

[3]Lui W J,Cheng C H,Cheng Y,et al.A novel broadband multislot antenna fed by microstrip line.Microwave and Optical Tech-nology Letters,2005,45(1):55~57

[4]Jang Y W,Arai H.Wideband and high-gain tiple-offsets-fed ring-slot antenna backed by a ground plane.Microwave Opt Tech Lett,2004,41(3):161~162

一种改进的宽带微带天线设计 第7篇

微带天线具有体积小、重量轻、制造工艺简单和成本低廉的特点,在手机终端和PDA等便携式通讯设备中得到了广泛应用。由于天线长度与工作波长成正比,当工作频率较低时,微带天线尺寸要求相对较大,制约了它在便携式通讯系统中的应用。在保证足够带宽前提下,尽可能地缩小天线实际尺寸,成为该领域的一个重要研究方向。

有多种设计手段可用于微带天线带宽展宽。文献[1]在同轴探针顶部附加一个小的平板电容对微带贴片天线进行馈电,通过适当选取电容片直径,可显著增加圆形微带贴片天线的带宽。文献[2]通过附加阻抗匹配网络将天线的带宽增大到4倍左右。在文献[3,4,5]中,采用准方形的层叠结构,均能获得13%以上的轴比带宽。文献[6]给出了一种基于连接半椭圆结构的宽带天线实现方式,覆盖了470 MHz～3.8 GHz的频带,有较优性能。在这些研究的基础上,通过采用高介电常数的介质基片,在其上下表面各放置单个对称半椭圆贴片,利用其渐变特性及相应边缘耦合渐变而导致耦合电容的渐变,实现带宽展宽。

1 天线设计

通过结合多次仿真实验的结论进行对比分析和参数优化,设计出微带天线的元件构成如图1所示。

相关参数确定如下:

① 介电常数为81的介质基片,长为165 mm,宽为100 mm,高为3 mm。介质基片分上下表面;

② 2个金属铜片分别位于介质基片的上下表面,半椭圆形,长半轴为100 mm,短半轴为60 mm,厚为0.1 mm。位于下表面的贴片是对传统微带天线接地板的变形;

③ 介质板右侧有一金属铜柱,柱半径0.7 mm,宽度方向上距板边缘60 mm,长度方向上与板中心距离为23.5 mm。柱的高度与介质基片相同,均为3 mm。铜柱连接激励的一极;

④ 连接线:采用厚度为0.1 mm的铜片,宽为1.4 mm,长为23.5 mm。令其一端连接激励的另外一极,其另一端连接介质基片上表面的贴片。激励加在铜柱和连接线之间。

2 天线原理分析

如图1所示,2个贴片对称放置在介质基片上下表面,它们之间存在边缘耦合,即存在耦合电容。由于贴片边缘是渐变椭圆曲线,边缘耦合渐变使得耦合电容是渐变的。模型中介质基片右边的铜柱起到电感作用,铜柱的尺寸确定后,可认为电路中电感L保持不变。由公式

当电容C渐变时能够使谐振频率f渐变,谐振频率连到一块,即可使使带宽得到展宽,通过对模型各部分尺寸进行调节,可以调整-6 dB起始频率fmin和终止频率fmax的位置,覆盖470～860 MHz这一频段,达到所需要求。

同时介质基片右边的铜柱连接激励的一极,起到电感的作用,它的粗细和高度都能够影响到频率,对频率有调节作用。

该设计方式不仅使天线结构更加紧凑,而且给出了带宽覆盖和频率的可调节参数。

3 仿真结果

性能仿真采用HFSS软件,是由Ansoft公司推出的基于有限元的电磁仿真软件。可以模拟天线的电压驻波比(VSWR)、远区场(Far Field)和表面电流(Surface-Current),并能真实模拟电流在天线中的流动,在微波电路仿真中有重要应用。

建立天线在HFSS仿真软件中的对应模型如图2所示。

在仿真过程中,要保证所加辐射边界距离辐射体在1/4 波长以上,在该天线的仿真中,仿真最低频率为0.2 GHz,则对应的辐射边界与天线的最小距离为375 mm。天线的回波损耗如图3所示。

由图3可以看出,天线的-6 dB带宽(VSWR<3)能够覆盖470～860 MHz这一频段,可以达到UHF频段中移动电视应用对接收天线频率的要求。

天线在中心频率665 MHz处,E平面和H平面的辐射模式如图4所示。可以看出,在H平面上,天线辐射大约是全向的;在E平面上,天线辐射则是面包圈形的,其辐射强度在θ=90°取得最小值,而在θ=0°处取得最大值。

4 结束语

设计了一款工作于470～860 MHz的带宽展宽的微带天线,并结合HFSS仿真软件对该天线进行了性能仿真和参数优化。在保证带宽需求和频率要求的前提下,使得天线的尺寸大约仅为最低频率处波长的1/4,相对于其他针对微带天线展宽的设计,该天线的尺寸有了很大程度的缩小,从而更加适合用作车载电视和手持电视等移动便携平台的接收天线。

参考文献

[1]李明星,张广求.微带天线的宽带设计综述[J].无线电工程,2003,33(11):36-53.

[2]BURACCHINI E.Special Issue on Software Radio[J].IEEEPersonal Commun.Mag.,1999,6(24):138-143.

[3]HERSCOVICIN,SIPUS Z,BONEFACI D.Circularly PolarizedSingle-fed Wideband Microstrip Patch[J].IEEE Trans.Antennas Propag,2003,51(6):1 277-1 280.

[4]NASIMUDDIN K,ESSELLE P,VERMA A K.WidebandCircularly Polarized Stacked Microstrip Antennas[J].IEEEAntennas and Wireless Propagation Letters,2007(6):21-24.

[5]YE Jianfeng,WANG Yufeng,PANG Weizheng.OptimizedDesgin of Circularly Polarized Wideband Stacked MicrostripAntenna with Single-Fed[C].2008 International Conference onMicrowave and Millimeter Wave Technology(ICMMT 2008),Nanjing,2008:1 651-1 653.

宽带平面螺旋天线的研究与设计 第8篇

1 设计与实现

图1所示为双臂阿基米德螺旋天线,其半径随角度的变化均匀的增加,由于该类天线不能像非频变天线要求的那样缩比到无限大或者是无限小,因此,这类天线对高端频率有所限制,同样由于结构尺寸限制,终端对电流截止,使得低频端会有振荡。

1.1 天线辐射元的设计

阿基米德螺旋天线是一种自互补天线,即天线臂宽与间隔相等。对于自互补结构的天线,由巴俾涅原理知其输入阻抗为60πΩ[1]。如微带衬底介电常数为εr,则输入阻抗undefined,选择普通基板εr=4.6,基片厚度h=1 mm,这样天线的输入阻抗约为Z0=112.6 Ω。天线外圈周长必须大于1.25倍λmax,馈电点间距必须小于λmin/4。

1.2 背腔设计

要获得单向辐射,需要用到反射腔,也可以在背腔内填充吸波材料,考虑到增益,本文腔体内部不填充吸波材料,而直接采用λ/4扼流套作为背腔。其基本结构如图2所示,在同轴线外部加上一个长度为λ/4的金属套,底端与同轴线外皮短接,该金属套与同轴线的外导体构成一个特性阻抗为Zc的新同轴线L,且终端短路。易知,终端短路的λ/4长的同轴线有开路效应即从L顶端向下看去,特性阻抗为Zc的同轴线的输入阻抗为无穷大,也就是说如果在该段传输线上有电压电流分布,则最顶端为电压腹点,电流节点,从而这种结构有一定的扼流作用。

1.3 输入阻抗匹配设计

由阿基米德螺旋天线的辐射机理可知,要保证辐射为轴向辐射,辐射场为圆极化,必须要求等辐反相对其馈电,即要求平衡馈电,而同轴线是不平衡馈电系统,所以应在馈电端与天线之间加一个不平衡至平衡的变换器,即巴伦。宽频带的同轴线到微带线的转换巴伦通常采用锥削巴伦[2],驻波带宽可以达到8倍频程以上,但是这种巴伦不易于加工,并且在巴伦变换段出现了射频泄漏,会影响天线的方向图,本文采用一种窄带的匹配[3],采用了空心的同轴变换段代替巴伦,这种结构带来了馈电不平衡等影响,但是加工实验方便,前期设计时可以采用。

本文针对空心同轴段长度及基板厚度做过实验,分别测试对天线输入驻波的影响。空心同轴段取6~10 mm,介质基板厚度取0.5~1.5 mm,发现在空心段长为8 mm,基板厚为0.5 mm时,驻波特性较好,驻波测试曲线如图3所示。在1~8 GHz的宽频带内驻波都小于2,证明这种窄带匹配还具有不错的效果。

1.4 测试结果

由于阿基米德螺旋天线是螺旋天线,需要测试其圆极化性能。方向图测试时要分几种情况分别测量,即在发射天线水平或垂直极化时,将螺旋天线旋转一定测试角度(如45°),然后再由测试数据计算得到天线圆极化特性,图4为螺旋天线水平放置,发射天线垂直极化时测得的两个频率对应方向图。天线在同样条件下放置时的增益曲线如图5所示。由天线各方向放置时测得的方向图曲线得到天线的轴比如图6所示。

2 结 语

本文仿真并设计了带宽为2~7 GHz的平面双臂阿基米德螺旋天线,给出的测试结果表明这类天线驻波带宽(VSWR<2)可以达到8倍频程以上;方向图在低端3 dB宽度(半功率宽度)较宽,随频率的增加逐渐变窄;设计频带内增益在2 dB左右;天线轴比在3 dB以内,且越到高端,轴比越大,圆极化性能越差。

摘要：平面螺旋宽带天线具有频带较宽、体积较小、圆极化性能较好等特点,应用范围很广。但是这种天线增益较低,馈电匹配较难实现,尤其是前者,使得其性能大打折扣。通过研究影响平面螺旋宽带天线增益和馈电匹配的主要因素,设计了27GHz范围内的宽频带平面螺旋天线。理论分析和仿真实验结果表明,对改善平面螺旋宽带天线的性能有一定的工程参考价值。

关键词：阿基米德螺旋天线,宽频带,圆极化性,巴伦

参考文献

[1]康行健.天线原理与设计[M].北京:国防工业出版社,1995.

[2]Foster P R,Soe Min Tun.A Wideband Balun From CoaxialLine To TEM Line.Conference Publication No.407,IEE,1995:286-290.