并联混合型范文

并联混合型范文（精选8篇）

并联混合型 第1篇

随着对并联机器人研究的进一步广泛和深入,迫切的需要更多功能、性能优良的结构类型来满足实际的需要。 由于3维空间中的刚体最多有6个自由度,因此并联机构具有2～6个自由度。把具有2～5个自由度的机构叫做少自由度机构。相比而言,对6个自由度机构的研究要比少自由度的机构成熟的多,而对少自由度并联机构系统的型综合研究则是近几年刚刚发展起来的,由于许多作业任务并不需要6自由度的机构,而且对少自由度机构的制造成本较低,控制也相对简单,因此对少自由度的研究具有很大的理论和实际价值[1]。

到目前为止,对并联机构的综合大致可以分为3类,即:李代数的综合理论、运动综合理论和约束综合理论。杨廷力[2]等人提出了以单开链支路为结构综合单元,先构造单开链,然后对构成并联机构每个单元链所允许的运动类型求交集,来决定动平台的自由度及其类型,从而综合所期望的并联机构;kong and gosselin[3]提出了基于螺旋理论的3自由度球面并联机构的综合理论;赵铁石[4]基于运动螺旋、约束螺旋、反螺旋和螺旋线性相关性等概念,提出了一种综合少自由度并联机构的螺旋法理论;黄真和李秦川[5]更加完善了此综合方法。到目前为止,虽然综合出了许多结构新颖,经济的机构,但是还有很多机构有待于进一步发现,更为重要的是,随着并联机构类型的进一步丰富,对于一个给定的工作要求,如何去选择结构最为合理的机构来满足此要求。因此必须进一步完善并联机器人的机构类型,从而实现不同自由度数、不同自由度类型的并联机构拓扑结构图谱的建立。

1 混合型并联机构的布局分类

在现有的并联机构中,多采用几个运动链(包括杆件和运动副)完全相同的结构形式,这种结构形式的优点使制造简单、运动学分析和控制容易,但这种结构形式的思想阻碍了新机构构型特别使4自由度和5自由度并联机构的创新。为解决这个矛盾,可以抛弃运动链完全相同的条件来设计并联机构的构型[6],基于这种思想提出了基于SPS支链的混合型并联机构新构型。本文以T表示虎克铰,S表示球铰,R表示转动副,P表示移动副。基于SPS支链的混合型并联机构可以分为两类:一类是一般型布局方案(图1),该布局方案的腿受力比较均匀。另一类是中间型布局方案(图2),其中辅助支链与下平台固连,中间为移动副以及用球铰连接于上平台,该布局方案可容易实现位置和姿态的解耦。

2 辅助支链的设计

2.1 自由度计算公式

并联机构的自由度计算公式多采用以下模型(grubler formula):

undefined

式中:M机构的自由度数;

g 机构的运动副数;

fi 第个运动副的自由度数;

d 机构的阶(对于平面机构、球面机构d=3;对于空间机构d=6);

l 独立的环路数目;

m 局部自由度数。

参照图1和图2,先把辅助支链去掉就剩下SPS支链(stewart机构类),对于这种Stewart机构可以完全应用Grubler Formula得出:

undefined

可以看出SPS支链对动平台自由度数并不产生影响,但对于具有辅助支链的机构由于有可能产生潜在失稳的可能性,Grubler Formula有可能不适合此类机构的自由度的计算。因此可以利用并联机构的约束奇异一文中提出的通过机构支链的约束和约束奇异分析得出机构的自由度数[7]。

2.2 辅助支链的设计方法

采用运动螺旋与力反螺旋理论,可以根据所需并联机构的运动自由度来设计出辅助支链的具体形式。根据所需并联机构的运动性能,求出动平台的力反螺旋,设原点设在动平台与辅助支链交点上,下面为反螺旋正交基:

$r1(i,0,0;0,0,0),$r2(0,j,0;0,0,0),$r3(0,0,k;0,0,0)

$r4(0,0,0;i,0,0),$r5(0,0,0;0,j,0),$r6(0,0,0;0,0,k)

其中,$r1,$r2,$r3分别表示作用线过原点方向沿着x轴、y轴、z轴的力线矢,被约束的运动分别是沿各轴方向的移动。$r4,$r5,$r6分别是沿着各轴方向的力偶,是自由矢量,被约束的运动分别是沿各轴方向的转动,包括不过原点平行与各轴的轴线的转动。因此从所需并联机构动平台的自由度可以求出由上述6个反螺旋正交基表示的反螺旋,再通过求这个反螺旋的反螺旋,便可求出辅助支链的运动螺旋,此时的运动螺旋所在的坐标系是在动平台上,必须进行坐标转换化为固定平台坐标系中的运动螺旋,这样便可以进行各运动副的安装,所求辅助支链便可得出。例如我们要设计出一平移自由度及转动2自由度的并联机构,可求出在动平台坐标系的3个运动螺旋为:

$4(0,0,0;0,0,R),$5(L,0,0;0,0,0),$6(0,M,0;0,0,0)

从这3个运动螺旋看出只要在辅助支链加一个移动副(P)和与动平台的交点处连接一个虎克铰(T)便可,其机构如图1。另外对于具有平移自由度的机构也可以采用平行四边形4-R机构替代P副、SPS中的一个球副也可以用虎克铰T来代替。

3 实例分析

运用上面的设计思路提出了4自由度和5自由度两种并联机构构型:

4自由度并联机构构型(图2),上下2个三角形平台的对应中线互相不平行且有夹角,中间采用RS辅助支链构成该并联机构,利用并联机构的约束奇异一文中的理论,辅助支链约束了机构的两个水平方向的移动,因此该机构构型具有4个自由度。

5自由度并联机构构型(如图3所示),采用4个SPS支链和RRTR支链,其中RRTR为辅助支链(如图3中的中间腿)。它有5个分支,其中RRTR辅助支链可以看成是5个转动副组成(T副相当于两个轴线相交的转动副),其中1、2、3转动副互相平行且平行于x轴;4、5转动副轴线互相平行且平行于y轴。并且RRTR辅助支链中沿R1与R2,R2与R3,R4与R5公垂线方向的杆长分别为a1,a2,a3,都是定值。下平台是正方形边长为2a,上平台是长方形动平台边长分别为2b,2c且b不等于c,按图3所示建立坐标系:上平台中心点P为固定在上平台上的动坐标系原点,建立坐标系P-x′y′z′,下平台中心点为定坐标系原点O,z轴垂直定平台平面向上,建立定坐标系o-xyz,写出辅助支链5个转动副的运动螺旋:

$1=(S1;r1S1)=(0,1,0;0,0,0)

$2=(S2;r2S2)=(0,1,0;L2,0,N2)

$3=(S3;r3S3)=(0,1,0;L3,0,N3)

$4=(S4;r4S4)=(1,0,0;0,M4,N4)

$5=(S5;r5S5)=(1,0,0;0,M5,N5)

式中:$i螺旋线轴线的方向矢量;

ri从坐标原点到第轴轴线的矢径;

Li,Mi,Ni由相应轴线位置决定的参数。

可以应用螺旋理论通过原点转移计算出来。从上面得出这5个运动螺旋是线性无关的,可以求出该分支的一个反螺旋:$r=(0,0,0;0,0,k),这是一个方向为(0,0,k)的反螺旋力偶,表示该分支约束了上平台绕z轴方向的转动分量,而其他4个SPS支链皆为6秩,对该机构的运动输出并无影响。从这里也可以看出SPS支链对并联机构的自由度数无影响。

通过分析机构各支链的约束和约束奇异得出机构的自由度数为5自由度[7]。因此可以证明该并联机构的确具有三平移两转动5个自由度,该机构的驱动副为4个SPS支链中的移动副(P)和辅助支链中的R1转动副。

4 结语

通过利用简单的零位形两步法[8]建立了5自由度机构辅助支链的坐标转换矩阵,求出了用于控制的机构运动学反解,理论证明是可行的。本文给出了一种基于SPS支链的混合型并联机构新构型的设计思想,在现有并联机构的构型和其设计理论的基础上提出了新的设计思路和方法,对并联机构新构型的设计和探索具有一定的借鉴意义。

摘要：探讨了含有SPS支链的并联机构,根据机构所要达到的自由度数,提出了在SPS支链基础上增加一辅助运动支链的新并联机构构型的设计思想,并采用螺旋理论分析设计出这样的辅助支链,从而能设计出3～5自由度混合型并联机构新构型。

关键词：并联机构,SPS支链,螺旋,新构型

参考文献

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[5]Huang Z,Li Q C.General methodology for type synthesis of low-er-mobility symmetrical parallel manipulators and several novel manipulators[J].International Journal of Robotics Research,2002,21(2):131-146.

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并联混合型 第2篇

基于多指标正交实验的并联混合动力汽车控制策略参数分析

作者：杨观赐 李少波 唐向红 璩晶磊 钟勇

来源：《计算机应用》2012年第11期

摘要：针对并联式混合动力汽车电辅助控制策略的参数优化问题，基于多指标正交优化设计理论，以混合动力汽车的燃油消耗、CO排放量、HC和的总排放量为实验指标，设计了正交优化实验表。运用直观分析法分析了18组实验结果，量化研究了控制策略参数对并联式混合动力汽车整车性能的影响，找出了各个指标的显著性影响因素。

关键词：正交实验；混合动力汽车；多目标进化算法；控制策略

并联混合型 第3篇

随着电网中各种各样的非线性设备, 如工业用电弧炉, 变压器, 旋转电机, 现代电力电子设备等的大量使用, 谐波问题日益突出。大量的谐波会使电网中电气设备产生附加的谐波损耗, 影响设备的正常工作, 甚至损坏电气设备造成事故。随着电力电子技术的飞速发展, 利用有源电力滤波器解决电力系统中的谐波问题已经成为一种重要手段。有源电力滤波器受电网阻抗的影响比较小, 不容易和电网阻抗发生谐振, 可以实现对电网谐波和无功的实时动态补偿, 将网侧电流补偿成为正弦波。本文利用MATLAB中的Simulink对并联混合型有源电力滤波器进行建模与仿真, 通过仿真结果来说明并联混合型有源电力滤波器的补偿效果。

1 并联混合型有源电力滤波器的原理

并联混合型有源电力滤波器的单相拓扑结构如图1所示。

混合型有源电力滤波器包括无源滤波器和有源滤波器两部分, 有源电力滤波器系统主要由指令电流运算电路和补偿电流发生电路组成。谐波和无功主要由无源滤波器补偿, 有源部分承受电压很低, 因而有源滤波器容量可以做得很小。图1中以单相系统为例 (可推广到三相系统) , 无源滤波器设置了3次和5次纯调谐支路, 根据需要还可设置7次, 9次或者高通滤波器。有源滤波器 (APF) 可以改善无源滤波器的补偿效果, 防止电网和无源滤波器之间可能发生的谐振。耦合变压器起到隔离、匹配变流器电压与电流容量的作用。

2 谐波电流的实时检测

谐波电流的实时检测是有源电力滤波器正常工作中的一个重要环节, 谐波电流实时检测的精度将直接影响到有源滤波器的补偿性能。目前广泛采用基于瞬时无功理论的ip和iq运算方式, 电路原理框图如图2所示, 设三相电路的电压和电流瞬时值分别为ea、eb、ec和ia、ib、ic。

图2中将三相电流瞬时值ia、ib、ic变换到α-β两相正交坐标系上得到iα、iβ, 根据定义计算出三相电路瞬时有功电流ip和瞬时无功电流iq, 经过低通滤波器LPF得出ip、iq的直流分量 即可算出被检测电流ia、ib、ic的基波分量iaf、ibf、icf, 进而计算出谐波分量iah、ibh、ich。图2中,

C-1为C的逆矩阵。该谐波电流检测方法中由锁相环 (PLL) 和正、余弦发生电路产生与a相电压ea同相位的正、余弦信号sinωt和-cosωt。

本文中用MATLAB所搭建的仿真模型中的谐波实时检测模块是同时检测电网侧的电流与负载侧的电流, 这种控制方式中, 指令电流信号主要来自负载电流, 在其作用下, 可对负载电流中的谐波电流进行很好的补偿。而检测电源电流的作用主要是抑制有源滤波器和电网阻抗之间的谐振, 是一种比较理想的控制方式。

3 电流跟踪控制电路

在有源滤波器中, 由谐波检测环节得到补偿电流的指令信号, 补偿电流发生电路根据此指令信号产生补偿电流。电流跟踪控制电路根据实际补偿电流与指令信号之间的关系得到控制主电路各个开关器件通断的PWM信号。

目前电流跟踪控制方法主要有周期采样控制、滞环比较控制、三角波比较控制。本文对并联混合型有源电力滤波器的仿真中采用电流滞环比较的控制方式。

将实际补偿电流信号ic与产生补偿电流的指令信号ic*的差值Δic作为滞环比较器的输入, 从而产生控制有源滤波器主电路中开关器件通断的PWM信号, 控制补偿电流ic的变化。

4 仿真模型

利用MATLAB中的Simulink模块、Sim PowerSystems工具箱等建立并联混合型有源电力滤波器的仿真模型。电网电压为35k V, 非线性负载采用三相桥式不可控整流器。各部分如下:

4.1 无源滤波器

无源滤波器采用LC串联调谐滤波器, 由电容器和电抗器串联而成。本文仿真模型中设置了调谐于5次、7次谐波及高通滤波器三个部分, 具体参数如表1所示。

4.2 有源滤波器

主电路采用3个“H桥”共用1个电容的形式, 在每相的“H桥”前端设置了耦合变压器, 使有源部分的电压电流等级与无源部分相匹配。

直流侧电容电压Uc按照公式 (4) 设计

式 (4) 中, Em为交流电源相电压的峰值。

本文仿真模型中选取Uc为100k V。

4.3 谐波检测

谐波检测仿真模型如图3所示, 主要由零序电流运算模块、三相锁相环 (3-Phase PLL) 、三相/两相变换模块、低通滤波器 (LPF) 以及有源滤波器直流侧电容电压PI调节模块构成。本文仿真中对并联混合型有源滤波器采取的是复合控制方式, 即同时检测电源谐波电流和负载谐波电流, 对各次谐波的滤除作用比较明显。

4.4 滞环比较

滞环比较仿真模型如图4所示。将实际补偿电流与产生补偿电流的指令信号通过滞环比较器从而产生控制有源滤波器主电路开关器件通断的PWM信号。仿真中滞环比较器的环宽设置为10。

5 仿真结果

通过MATLAB搭建并联混合型有源电力滤波器的仿真模型进行仿真, 得到未经过混合型有源电力滤波器补偿的负载电流波形及频谱和补偿后的电源电流, 分别如图5-6所示。

从图5中可以看出负载电流中存在大量的5次、7次谐波。谐波的总畸变THD=110%。

从图6中可以看出经过混合型有源电力滤波器补偿后的电流中已经基本不含有谐波成分, 谐波的总畸变THD=1.25%。

通过对并联混合型有源电力滤波器的仿真研究, 仿真结果验证了并联混合型有源电力滤波器在电力系统中治理谐波的良好性能, 为以后并联混合型有源电力滤波器的广泛生产和应用提供了理论基础。

摘要：并联混合型有源电力滤波器能很好地补偿谐波源产生的谐波。文中有源滤波器主电路采用3“H桥”共用一个电容的形式。利用MATLAB中的Simulink模块对并联混合型有源电力滤波器进行建模仿真, 并对仿真结果进行分析。

关键词：有源电力滤波器,并联混合型,3“H桥”,谐波,MATLAB仿真

参考文献

[1]王兆安, 杨君, 刘进军, 等.谐波抑制和无功功率补偿[M].2版.北京:机械工业出版社, 2005:220-347.

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[6]宋新新.并联型有源滤波器仿真研究[J].机电设备, 2005, 22 (2) :4-7.

并联混合型 第4篇

随着电力电子装置应用日益广泛,电网中的谐波污染也日趋严重,且大多数电力电子装置的功率因数较低,给电网带来额外负担,并影响供电质量[1]。并联型有源电力滤波器SAPF(Shunt Active Power Filter)既可以单独补偿非线性负载的谐波电流,也可以同时补偿负载谐波电流和无功功率,能够很好地解决上述问题。但同时补偿负载谐波电流和无功功率要求SAPF的容量较大,相应的造价也会增加。SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统,由并联电容器补偿大部分无功功率,SAPF补偿谐波电流和少部分无功功率,可以显著降低SAPF的容量和成本[2]。

由于并联电容器和电网阻抗之间存在谐振,在一定条件下,谐振频率及其附近频率对应的谐波会被放大。因此,SAPF的稳定问题一直是影响其工程应用效果的技术难题。对此,国内外学者亦进行了大量卓有成效的研究[2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13]。

本文首先分析了SAPF的2种典型结构,并对其建立相应的数学模型,在此基础上分析了不同结构系统的稳定性。对于Ⅰ型系统,需要改变控制策略以消除“补偿盲区”,改善系统的补偿效果;对于Ⅱ型系统,需要引入阻尼消除正反馈,提高系统稳定性,以获得期望的补偿效果。最后,通过仿真实验进行了理论验证。

1 混合补偿系统结构

SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统有2种结构。Ⅰ型系统的SAPF安装在负载侧,并联补偿电容器安装在电网侧;Ⅱ型系统的SAPF在电网侧,并联电容器在负载侧,如图1所示。

从图1(a)可以看出:Ⅰ型系统首先由SAPF补偿负载的谐波电流,再由并联电容器补偿负载的无功功率。普通控制方式下,SAPF检测负载电流iL作为补偿对象[3]。

从图1(b)可以看出:Ⅱ型系统是先由并联电容器补偿负载的无功功率,再由SAPF补偿负载的谐波电流。对于Ⅱ型系统的SAPF,由于补偿电容器与SAPF的安装位置不同,检测真实的负载电流iL比较困难,此时SAPF检测负载电流与电容器的电流之和iCL作为补偿对象。

2 系统稳定性分析

2.1 普通控制方式I型系统

为了简化分析,假设电网电压纯正弦,不含谐波分量,此时的单相谐波等效电路图如图2所示。

SAPF等效为一受控电流源[4],其中ILh为负载电流谐波分量,IA为SAPF输出补偿电流,ICh为流过电容器谐波电流,IGh为电网电流谐波分量,ZG=RG+jωLG为电网阻抗,ZC=RC+1/(jωC)为并联电容器阻抗,且RC为电容器的等效电阻。由等效电路可得:

图3是由式(1)得到的系统方框图,其中GAPF(s)为SAPF的传递函数。根据文献[5]建立了SAPF的模型,如图4所示。

SAPF由谐波电流检测环节和电流跟踪控制环节组成[6],图4中的GCD(s)为谐波电流检测环节的传递函数,考虑计算延时,该环节近似等效为一阶惯性环节[5]:

其中,Ts为采样周期;Kid为补偿系数,是为了分析SAPF的工作过程而特意引入的,根据SAPF补偿原理可知0Kid1,其中Kid=0表示SAPF没有投入工作,Kid=1表示SAPF全补偿,而0

图4中虚线框所包围的部分表示电流跟踪控制环节,易求得该环节的传递函数如式(3)所示:

其中,Ki为电流跟踪控制环节放大系数;KPWM为PWM变换器增益,且KPWM=Ud/Uc,Ud为直流母线电压,Uc为三角载波电压幅值[7];L为SAPF并网电抗器。综合式(2)(3)可以得到SAPF的传递函数如下:

由式(4)和图3得出普通控制方式I型系统的传递函数如下:

混合补偿系统参数如下:Ts=0.1 ms,LG=0.13 m H,RG=0.05Ω,C=650μF,RC=0.08Ω,Ki=5,Kid[0,1],KPWM=500。由式(5)画出系统bode图,如图5所示,实线和虚线分别表示SAPF投入前、后补偿系统的工作特性。实际上,由于此时系统是开环的,系统无条件稳定。可以看到,SAPF投入以前,系统表现出典型的无源LC低通滤波特性,此时系统对谐波有一定的抑制能力,但是也会因谐振有谐波放大的危险。而在SAPF投入以后,系统幅频特性下移,说明系统对谐波的衰减作用加强,并且可以较好地抑制电容器和电网阻抗之间的谐振。

由图5可见,在SAPF投入以后,虽然加强了对谐波的抑制作用,但存在“补偿盲区”,如图5中的矩形框所示,系统对该频带的谐波抑制能力较弱,导致系统的补偿效果不佳,因此需要改变控制策略来消除“补偿盲区”,进一步提高系统对谐波的抑制能力。

2.2 普通控制方式Ⅱ型系统

Ⅱ型系统的单相谐波等效电路如图6所示,其中ICL为负载电流与电容器电流之和。考虑到实际应用中,由于SAPF和电容器安装位置不同,测量实际的负载电流IL比较困难,而测量ICL则要容易得多,因此采用检测ICL作为SAPF补偿对象。

从图6可以得到式(6),其中运用了叠加定理。

由式(6)可以得到此时系统的方框图见图7。

相应的系统传递函数为

此时,在不同补偿系数下的系统bode图见图8。

从图8可以看出,当Kid0.5时,随着Kid的增加,谐振作用加强,并在Kid=0.5时谐振达到最强;Kid>0.5后,虽然谐振的强度减弱,但通过观察相频特性不难发现,实际上此时系统已经变成了正反馈,与期望的工作情况相悖,系统是不稳定的。

3 稳定性控制策略

上述分析表明:如果采用普通控制方式,即检测负载电流的控制方法,Ⅰ型系统是稳定的,并且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不理想;而Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,SAPF也会因过电流而无法正常工作。

为消除Ⅰ型系统存在的“补偿盲区”,采用复合控制增强系统对谐波的抑制能力;为消除Ⅱ型系统的正反馈,引入有源阻尼以提高系统的稳定性。

3.1 复合控制方式Ⅰ型系统

假设能把并联电容器也包含在混合补偿系统的控制闭环中,利用控制器的调节作用,可以更好地抑制其与电网阻抗之间的谐振,这正是复合控制的特点。普通控制方式是通过检测负载电流谐波分量,控制SAPF产生相应的补偿电流抵消负载谐波电流,是一种开环控制,而复合控制同时检测负载电流和电网电流,是一种闭环控制[3],并且可以将电容器包含在控制闭环内,达到抑制谐振、改善补偿效果的目的,其系统框图如图9所示。

图中,G(s)为引入的校正环节,用来提高系统稳定裕度,根据文献[3,6]选取G(s)=0.01/(Tss+1),由图9得到此时系统的传递函数如下:

采用2种控制方式Ⅰ型系统的bode图如图10所示,实线和虚线分别表示采用普通控制方式和复合控制方式系统的工作特性。从图中可以看出,与普通控制方式相比,复合控制方式不存在“补偿盲区”,整个频率带上的谐波抑制能力都很强,有效改善了系统的补偿效果。

3.2 有源阻尼控制方式Ⅱ型系统

如图11所示,假设在谐波频段上存在一个阻尼电阻,系统会因为具有这个正实部的阻尼电阻而对补偿电容与电网阻抗之间的谐振产生抑制作用,进而可以提高系统稳定性[8,9,10,11,12,13,14]。

图中,UGh为电网电压谐波分量,Rd为阻尼电阻,通过调节Rd的阻值就可以改变阻尼的强度。从图11可以看出,ICLd=ICL+Id,因此只需通过在普通控制方式控制电流ICL的基础上加上Id分量,就可以实现有源阻尼控制,而流过阻尼电阻的电流可以由电网电压的谐波分量UGh获得,写成表达式如下:

由式(9)得到的系统框图如图12所示。

将图11中的Rd和C并联等效,并用ZCd表示:

将式(7)中的ZC用ZCd代替,可以求得加入阻尼后系统的传递函数如下:

图13表示阻尼电阻对系统特性的影响,其中SAPF工作在全补偿状态下,即补偿系数Kid=1,可以看到当Rd=0.2时,系统虽然是负反馈,但谐振依然存在,并且谐振的强度很大;而随着Rd的减小(由图12知道,由于需要求Rd的倒数,相应的1/Rd增大),谐振抑制能力增强,在Rd=0.02Ω时幅频特性均处于-10 d B以下,对谐波的抑制能力较强,仿真当中取Rd=0.02Ω。此时,在不同补偿系数下的系统bode图如图14所示。

通过观察幅频特性发现加入有源阻尼后,当Kid0.5时不存在谐振。观察相频特性发现在Kid>0.5后系统也没有出现正反馈,补偿系统是稳定的。

4 仿真与分析

为验证前面的分析,在Matlab/Simulink下搭建了SAPF和并联电容器构成的混合补偿系统,负载采用的是带阻感负载的三相二极管桥式不控整流电路,系统参数与2.1节中所列参数相同,Simulink仿真参数如下:仿真类型为离散仿真,离散周期为10-6 s,采用odd23tb(stiff/TR-BDF2)算法,IGBT开关频率为10 kHz。

4.1 Ⅰ型系统

由前面的分析得出,普通控制方式Ⅰ型系统是稳定的,但是由于存在“补偿盲区”,系统的补偿效果不佳。图15为普通控制方式Ⅰ型系统的仿真波形,从上到下依次是负载电流、电网电流、电容器电流和SAPF的补偿电流。可以看到,在SAPF投入之前,并联电容器与电网阻抗构成低通滤波器,一方面可以滤除一部分的谐波电流,但另一方面也会因为谐振导致谐波放大。在t=0.2 s投入SAPF后,补偿系统对谐波的抑制作用增强,并且较好地抑制了谐振,电网电流的谐波含量减少。

图16为复合控制方式Ⅰ型系统仿真波形,在SAPF投入之前,系统与普通控制方式的工作情况相同,在t=0.2 s投入SAPF后,由于复合控制方式可以消除“补偿盲区”,对谐波的抑制能力比普通控制方式更强,相较于普通控制方式电网电流波形的正弦度更好,谐波含量进一步减少。

4.2 Ⅱ型系统

图17为普通控制方式Ⅱ型系统仿真波形,普通控制方式下Ⅱ型系统会因为正反馈而不稳定,从图17可以看到,在投入SAPF以后,SAPF产生的补偿电流越来越大,相应的电网电流也不断增大,这符合正反馈的特点,很明显系统是不稳定的,在实际的补偿系统中,SAPF会因为过流保护而停机。

图18为有源阻尼控制Ⅱ型系统仿真波形,在t=0.2 s投入SAPF以后,由于有源阻尼控制不存在谐振和正反馈,系统是稳定的,电网电流的正弦度较好,获得了满意的补偿效果。

5 结论

本文分析了SAPF和并联电容器组成的混合补偿系统2种结构的系统稳定性,针对Ⅰ型系统指出采用复合控制的方法可以改善补偿效果,针对Ⅱ型系统指出加入谐波频段有源阻尼可以提高系统稳定性,并且可以获得满意的补偿效果。最后通过仿真验证了理论分析的正确性。

摘要：通过建立由并联型有源电力滤波器(SAPF)和并联电容器所组成的2种不同结构混合补偿系统的模型,分析了2种系统的稳定性。在此基础上,指出普通控制方式下的Ⅰ型系统是稳定的,且在投入SAPF以后可以较好地抑制谐振,但会存在“补偿盲区”,通过复合控制消除该“补偿盲区”,改善Ⅰ型系统的补偿效果。而如果在Ⅱ型系统中采用普通控制方式,系统会因为正反馈而不稳定,通过引入谐波频段有源阻尼的方法提高系统的稳定性,获得期望的补偿效果。Matlab/Simulink下的仿真结果证明了上述理论分析的正确性和所提方法的有效性。

并联混合型 第5篇

在科学技术与工业生产飞速发展的今天，社会生产力高度集中，电能已经成为了无可替代的主力能源，无论是在工业生产还是日常生活中，人类都根本无法离开电能的使用。然而正是因为电能所应用的范围越来越广泛，电网中出现的问题也越来越多样化，各种线性负载出现在电网中，电力污染愈发严重。为了提高电能质量，促进电力能源的使用效率，滤波装置的研究逐步引起了人们的重视。有源电力滤波器因为各种强大的补偿功能、能适应各类情况的组合方式使其成为了现今应用最为广泛的滤波装置和研究对象。

1 有源电力滤波器的研究与发展现状

有源滤波器是相对LC这些无源滤波装置来说的，它实质上是一种大功率信号发生器。有源滤波器把谐波经过采样、180°移相后,再完整的复制出来,送到谐波源的入网点;复制出来的谐波与原谐波幅值相等,方向相反,并且实时跟随原谐波的变化而变化,因此,原谐波就被抵消了。同时，有源滤波器还可以根据客户的实际需要补偿无功功率，提高功率因数。

有源滤波器的理论雏形最早出现于上世纪的六十年代末期，1969年B.M.Bird和J.F.Marsh在论文中提出向电网中注入三次谐波电流来减少电网中的谐波，这一描述被认为是有源滤波器思想的萌芽;1971年，日本H.Sasaki和T.Machida完整描述了APF的基本原理;1976年美国西屋电气公司的LGyugyi和E.e.stryeula提出利用大功率晶体管组成的PWM逆变器来构成APF，确定了主电路的基本拓扑结构和控制方法，奠定了APF的基础。在70年代初期，因为电力电子技术发展水平的相对落后，大部分电力滤波器的研究都只是在实验室里进行。

2 串联并联混合型有源电力滤波器(UPQC)的工作原理

在实际应用中，我们既要补偿电网电压，又要抑制负载的电流谐波。统一电能质量调节器就是这样一种能够同时满足二者要求的混合型有源电力滤波器，图一为UPQC的结构拓扑图。

统一电能质量调节器(UPQC)由串联APF和并联APF以及一些必要的无源滤波元件组成，其研究思路与混合型APF是一致的。串联侧和并联侧的变流器都是双向的，既可以整流又可以逆变，当变流器处于整流状态时就是对直流侧电容充电，逆变状态时就是对电网进行谐波和无功电流补偿。

从图一我们可以看到UPQC主电路主要由串联侧、并联侧、直流侧、LC滤网组成。串联侧主要由PWM变流器和变压器组成。串联有源滤波器通过耦合变压器连接在电网与负载之间,按受控电压源方式工作,主要用来调节负载电压幅值和补偿电源电压谐波，给负载提供稳定的电能。并联有源滤波器并联连接在负载上,按受控电流源方式工作,主要作用是补偿负载谐波、基波无功和负序电流,并调节两个有源滤波器间的直流母线电压。它的作用是保证负载产生的谐波、无功功率流入电网。直流侧使用共同的母线电容，母线电容为并联、串联PWM变流器提供能量。另外LC滤网的作用是滤除PWM变流器在不断的开关过程中自身产生的高次谐波。

UPQC有三相三线制和三相四线制两种形式，三相三线制系统由于缺少了中线，串联变压器的二次侧不论是采取三角形还是星形连接，都无法实现对电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。若二次侧采取的是三角形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电压和为0，这样也就迫使一次侧三相电压和为0。如果电网输入电压不对称，那么负载端的三相电压也就不可能补偿为相互对称平衡。

如果二次侧采取的是星形连接，那么二次侧没有中线，所以二次侧三相电流和为0，这样也就迫使一次侧三相电流和为0。如果负载不对称，那么负载电流虽然是平衡的，但是负载端的三相电压却肯定是不对称的。三相四线制将串联侧二次侧中点、电网中点、负载中点，以及直流电容重点接在一起，形成系统中线，这样就为不平衡电流提供了一个通道，从而实现电网输入电压不对称或者是负载不平衡的补偿。本文中采用的就是三相四线制，二次侧是星形连接。

3 结束语

工业发展离不开电能，而且，也是随着工业的发展，电网中的污染也越来越严重，所以UPQC的前景是十分广阔的。本文从原理阐述到模型仿真过程中虽然做了一点工作，但是还有很多不足，比如没有进行软件的设计，更没有进行样机实验。所以在今后的学习或工作中，还要继续对本论文中涉及的知识进行更深入的研究，尤其是将理论知识转化成实际生产这个方面。

UPQC从理论上来说能够满足一般工业生产中的要求，但是在实际应用中，却依然有很多不尽如意的地方，例如谐波和无功电流(电压)的检测不够快速和准确，应用还不够广泛，价格相对较高等。经过对UPQC的研究，笔者认为UPQC的研究以后可以集中在以下几个方面：

(1)提高谐波和无功电流(电压)的检测速度与准确性，如果这个补偿的前提做不好，那后续的研究也将没有意义。

(2)将UPQC的产品多元化，一方面朝低压大容量发展，这种UPQC用来补偿集中居住的用户。同时，也要发展低压小容量的UPQC，主要用来满足单个用户或单个精密、重要的设备。

(3)降低UPQC的经济成本，这也是制约UPQC推广的一个重要原因。降低经济成本就要求更好的理论支持，包括检测方法、控制策略以及产品电路结构和制造产品的材料等。

(4)以UPQC为主要原型，开发补偿高电压、大面积用户的UPQC群组，实现各个UPQC之间的通讯，实现群组联动补偿。

摘要：本文针对影响电能质量的各种因素进行了初步的研究,对如何将电能的质量提高进行了简要的分析,对目前电力系统研究的重点——有源电力滤波器的发展历程及研究现状进行了简单的探讨。混合型有源电力滤波器是统一电能质量调节器(UPQC)的一种应用功能,本文重点对它的拓扑结构和补偿特性展开了详细的分析,对UPQC补偿系统中电压及负载电流的过程进行了研究。以主电路拓扑结构为依据,对UPQC的串、并联部分进行了功能分解,建立了各自相应的数学模型。经过研究发现,对电力系统进行准确补偿的前提条件是:将电力系统中的谐波及无功电流精确的检测出来。因此,本文对如何精确检测谐波及无功电流进行了重点介绍。

关键词：有源电力滤波器,UPQC,检测,仿真

参考文献

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并联混合型 第6篇

分布式发电 (DG) 系统诸如风力发电、光伏发电、微型燃气轮机发电、燃料电池发电等, 形式多种多样, 其接入装置也各不相同。DG系统输出功率具有很强的随机性, 其运行状态对电网有很大的影响, 为保持DG的稳定输出功率, 常常在分布式发电系统内加入储能系统。在包含混合储能的DG系统中, 储能系统的控制策略和控制方式很大程度上决定了系统输出功率的稳定性, 因此有必要对混合储能系统的控制策略作深入的研究。

目前混合储能系统结构和控制方法形式多样[1,2,3]。总结起来, 混合储能系统并联结构方案可分为两大类:无源并联和有源并联。一般来说无源并联方案简单、成本较低、容易实现, 但是系统的可控性降低;而采用有源并联方案可以提升系统的控制性能, 储能体可以得到更充分的利用, 但设计相对复杂, 成本也较高。

锂电池与超级电容并联是最常见的混合储能系统组成方式之一。锂电池的电能密度比超级电容器高很多, 但是锂电池的输出功率密度远小于超级电容器, 而且寿命也比超级电容短很多。采用锂电池和超级电容相互结合, 互相补充缺点可以提高储能系统的性能。

在无源并联结构混合储能系统中, 储能体不受控制利用效率较低;在采用只含一个双向DC/DC变换器有源并联结构的混合储能系统中, 储能体中有一个直接与系统直流侧并联, 这样的结构无法完全发挥出混合储能的优势;在采用两个双向DC/DC变换器级联式有源并联结构混合储能系统中, 级联第二级的储能体要通过两个变换器才能实现能量交换, 其损耗较大;而在采用两个双向DC/DC变换器有源并联结构的混合储能系统中, 能蓄电池与超级电容器充放电电流可根据调度独立控制, 可以充分发挥混合储能的特长。

在传统的PI控制下, 系统鲁棒性较强, 可以得到很好的稳态性能, 但是在混合储能系统中, 初始电流冲击较大, 暴露出了传统PI控制动态性能差的缺点。模糊PI控制方法目前已广泛应用于电力电子装置的控制中, 采用模糊控制可大大较小冲击, 提升系统的动态性能[4,5,6]。本文提出将模糊PI控制方法应用于含两个双向DC/DC变换器有源并联结构的混合储能系统中, 并通过仿真分析对提出的理论方案进行验证。

1 混合储能系统结构和运行原理

系统结构如图1所示, 混合储能系统由锂电池、超级电容器、两个双向DC/DC变换器组成, 通过逆变换器连接电网。直流侧额定电压Udc, 锂电池额定端压Ub, 超级电容器额定端压Uc, Udc>Ub, Udc>Ub。L1、L2、L3、L4分别为双向DC/DC的桥臂电感。

当DG输出电压高于Udc的时候, 根据锂电池与超级电容器的状态进行操作, 若两者都已经充满电, 则双向DC/DC不传递能量;若其中至少有一个未充满电, 对其进行充电。当DG电源输出电压低于Udc的时候, 若两者都放完电, 则双向DC/DC不传递能量;若至少有一个可放电, 则进行放电操作。超级电容器的响应速度快, 寿命长, 所以优先使用超级电容进行充放电操作, 以延长锂电池的寿命, 提高储能系统动态性能和稳态精度。

2 普通PI控制

充放电过程PI控制的对象是通过锂电池和超级电容器的电流, 控制电感电流的大小和方向等于控制能量的流向。PI控制对每个电感L1、L2、L3、L4独立执行, 图2表示采用普通PI对单个电感电流进行控制的原理。

3 模糊PI控制

模糊PI控制方法可以在系统开始工作时可减小系统的过渡过程使系统很快到达稳定状态。

如图3所示为模糊PI控制框图, 模糊控制器的输入变量是误差e和误差变化Δe, 模糊控制器的输出变量是模糊PI参数变化量Δkp和Δki。其中, Kp1和Ki1表示上一次计算的Kp和Ki参数, 则模糊PI控制器当前的Kp和Ki参数计算如下:

模糊控制器的输入变量为e、Δe, 输出变量为Δkp、Δki, 它们的模糊子集数都为7个, 其模糊语言变量集均为{NB, NM, NS, ZE, PS, PM, PB}, 模糊隶属函数采用三角形的隶属函。e和Δe的基本论域为e, Δe={-1, -0.66, -0.33, 0, 0.33, 0.66, 1};Δkp的基本论域为Δkp={-0.1, -0.066, -0.033, 0, 0.033, 0.066, 0.1};Δki的基本论域为Δki={-50, -33.44, -16.66, 0, 16.66, 33.44, 50}。

由输入变量e、Δe生成输出变量Δkp、Δki的模糊控制规则如表1和表2所示。

4 仿真结果分析

4.1 普通PI控制仿真

图7为充电过程PI控制仿真结果。仿真参数设为电感均50m H、直流侧电压400 V、双向DC/DC开关频率10 k Hz、锂电池额定电压128 V、锂电池额定电流40 A、超级电容器额定电压147V。图7为PI控制下的充电过程仿真结果。从图7看出普通PI控制可以得到较好的充电效果。

图8表示对放电过程的PI控制仿真结果。实际仿真中采用2 k W负载作为混合储能系统的放电对象。由图可见普通PI控制下负载上出现了瞬时过压的现象, 并且过渡过程较长。

4.2 模糊PI控制仿真

从图7、图8可见普通PI控制对充电过程适应性较好, 但却不适用于放电过程。故此针对放电过程进行了模糊PI控制仿真, 系统仿真参数和4.1中的设置一致。

图9表示模糊PI控制下的放电过程负载情况。

图9仿真结果表明, 模糊PI控制大大改善了普通PI控制中出现的过渡过程, 表3为两种控制方法的对比。

5 结束语

本文总结了混合储能系统的结构形式, 并采用了超级电容与锂电池有源并联的系统方案。在混合储能系统中, 充放电过程控制是系统正常运行的关键, 由于超级电容器响应极快, 放电时出现瞬时电压过高现象, 本文使用模糊PI控制方法解决了这一问题, 提高系统的动态性能和稳态精度。仿真结果验证了本文提出的方法适用与控制混合储能系统。

摘要：目前分布式能源的开发和应用日趋广泛。对直流侧含有超级电容器和锂电池的混合储能系统 (HESS) 的模糊PI控制进行了研究, 采用有源并联结构, 锂电池和超级电容器分别由两个两相交错并联Buck-Boost型双向DC/DC变换器与直流侧连接。基于MATLAB Simulink仿真工具建立了系统模型, 分析了混合储能系统的充放电控制过程。通过模糊PI控制仿真结果与普通PI控制仿真结果相比较验证了所提出方法的有效性。

关键词：分布式发电 (DG) ,混合储能系统 (HESS) ,双向DC/DC变换器,模糊PI控制,超级电容器

参考文献

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并联混合型 第7篇

无线电能传输(Wireless Power transfer,WPT)作为一种新型的输电方式,可以不经过任何的电气接触,以空气为介质通过电场、磁场来实现电能从电源到负载的传输。该技术克服了传统的有线电能传输系统易摩擦、老化、产生火花的缺点,并且在许多特殊领域有无法替代的优势,如矿井、水下等。2007年,麻省理工学院(MIT)首次提出了磁耦合谐振式无线电能传输(RWPT)技术并试验成功[1]。随后,RWPT技术受到国内外学者越来越多的研究[2,3,4]。RWPT技术传输主要参数指标有传输距离、传输功率、传输效率等。谐振电路的拓扑结构对于这些参数的影响至关重要,因此如何选择合适的电路拓扑值得研究。

由于RWPT系统的谐振电路可以采用串联谐振或并联谐振,RWPT系统拓扑结构则可分为串串(SS)式、串并(SP)式、并串(PS)式、并并(PP)式结构。目前国内外学者主要研究这四种拓扑结构的优缺点,文献[5]详细分析了SP式模型的传输效率及功率。文献[6]对RWPT系统SS式和SP式两种模型的输入阻抗、传输效率和负载匹配进行对比分析。文献[7]针对四种常用RWPT系统拓扑结构模型的输出功率、传输效率进行了分析,对比其优缺点。目前大量文献主要对这四种拓扑结构进行研究,但是对于复合型串并混合(SPPS)式磁耦合无线电能传输拓扑结构的分析较少。

本文基于电路理论,建立了磁耦合谐振串并联混合(SPPS)模型的等效电路,并推导出传输效率的公式。鉴于PS、PP、SP式模型结构的实用性不强,文中仅分析比较了SS模型和SPPS模型的传输效率随距离、负载的变化。经验证SPPS模型拓扑结构比SS模型拓扑结构传输功率更高、传输距离更远。

1 RWPT系统基本结构与建模分析

1.1 RWPT系统基本结构

RWPT系统基本结构如图1所示,主要由驱动源、初级线圈和次级线圈、可调匹配电容、负载组成。初、次级线圈通过磁场耦合进行能量传输,RWPT系统在远距离传输的同时初级线圈产生的磁场其磁感应线也几乎全部通过次级线圈,所以RWPT系统在远距离传输的同时具有高效率。为了匹配源内阻和负载提出了四线圈结构,四线圈结构相比较两线圈结构传输效率高,距离远[8]。但为了方便分析,本文主要仅对两线圈结构的SS模型谐振电路和SPPS模型拓扑结构进行分析。

1.2 RWPT系统建模分析

根据图1建立了SS模型和SPPS模型等效电路图,分别如图2、图3所示。

图中US为正弦高频信号源,RS为高频信号源内阻,L1、L2为初、次级线圈的等效电感,R1、R2分别为高频条件下线圈的等效电阻,C1、C2为SS模型初、次级线圈匹配电容,C3~C6为SP模型初、次级线圈匹配电容。其中由于线圈的寄生电容远小于匹配电容,故忽略不计,M为初、次级线圈的互感,RL为负载电阻。

1.2.1 SS模型建模分析

为保证传输的高效性,尽量使初、次级线圈谐振频率一致,设计初、次级线圈结构基本相同,即L1=L2=LX、R1=R2=R,则线圈发生谐振时初、次级线圈匹配电容也一样,即C1=C2=CX,当初、次级线圈发生谐振时激励源的角频率满足:

由图2得电路KVL方程为:

其中:ω0为系统角速度,M12=M21=M分别为初、次线圈互感值。

由式(2)可以求出初、次级线圈电流分别为:

由式(3)可以推导输出功率、传输效率分别为:

观察式(4)可知传输系统中影响传输效率的主要可变参数有系统角频率ω0、初次线圈之间距离d和负载RL。

1.2.2 SPPS模型建模分析

比较图2、图3两种模型等效电路图可知,SPPS模型相比于SS模型而言,其电容匹配电路采用了串并联结构。首先对SPPS模型初、次级电容匹配电路进行等效变换,使得匹配电路等效为电容和电阻串联形式,如图4所示。

由图4可以计算出等效电路中Cleq、Rleq、Rseq、Cseq分别为:

其中:

以上建模分析可以得到SPPS等效模型的简化电路,如图5所示。

电路工作在谐振状态即:

由式(5)和式(7)可以近似推导出:

根据SS模型传输效率的表达式推导出SPPS模型的各支路电流、输出功率、传输效率分别为:

由传输效率表达式可得出,传输效率是关于角速度ω0、互感M、可调电容C3~C6、负载RL、电感寄生电阻R、电源内阻RS的多变量函数。其中互感值M和线圈之间的距离d有关,可近似等效为[9]:

其中μ为真空磁导率,n为线圈的匝数,r为线圈半径,d为线圈之间的距离。

根据式(9)可知,SPPS模型传输效率和匹配电容值有关,匹配电容值的选取直接影响传输效率。由式(5)知,SPPS模型匹配电容实质是影响了等效变换中负载和激励源内阻的值,所以,SPPS模型相比较于SS模型改变其匹配电容能够影响系统传输效率。

2 系统仿真分析与实验验证

2.1 系统仿真分析

设定系统的谐振频率在800 k Hz左右,表1为初、次级线圈的参数值。

电容参数选择:SS模型匹配电容C1、C2可以根据式(1)中求出,SPPS模型匹配电容C3~C6可以根据式(5)、式(6)、式(7)确定,两者对应的传输效率则可分别通过式(4)、式(9)计算。

本文通过MATLAB软件对SS模型和SPPS模型中初、次级线圈距离d和负载值RL与传输效率的关系进行仿真。其中SS模型(C1=365 p F、C2=365 p F)和SPPS模型(C3=110 p F、C4=255 p F、C5=185 p F、C6=180 p F)的传输效率随距离和负载的变化分别如图6和图7所示。由图6、图7对比分析可知,SS模型传输效率在d=25 cm时已经接近于零,而SPPS模型传输效率在d=40 cm时还存在一定的传输效率。当距离一定时,随着负载的增大,SPPS模型相比于SS模型的传输效率下降较为缓慢。故在远距离、大负载的传输系统中,SPPS模型比SS模型的传输效率更高。

现固定负载为RL=200Ω、20Ω得到SS模型和SPPS模型传输效率与距离关系图,分别如图8、图9所示,图中电容值由初、次级线圈发生谐振计算所得,可知SS模型唯一匹配电容值为C1=365 p F、C2=365 p F,而SPPS模型则有多组不同匹配电容值。

分析图8、图9可知,当负载一定时(如RL=200Ω),随着距离的增加,SS模型的传输效率急剧下降,但在SPPS模型中当匹配电容值C3=110 p F、C4=255 p F、C5=185 p F、C6=180 p F时可在远距离传输中获得较高的传输效率。而当距离一定(如d=20 cm),RL分别为200Ω和20Ω时,SS模型传输效率只能对应于相应值约为20%和50%,SPPS模型却可分别选择电容值为C3=200 p F、C4=165 p F、C5=40 p F、C6=325 p F和C3=110 p F、C4=255 p F、C5=185 p F、C6=180 p F来获得较高的传输效率。由以上分析可知,在中远距离传输系统中,当负载和距离发生变化时,SS模型传输效率只能任其变化,但SPPS模型却可以通过调节电容匹配值来获得较高的传输效率。

从图8、图9两图中4组给定的SPPS模型电容参数所得传输效率与距离特性结果中,可知对于给定负载,在某一固定距离时,SPPS模型匹配电容的不同取值对系统传输效率有一定的影响。

根据式(7)、式(8)可知,SPPS模型匹配电容C3、C4、C5、C6的取值有特定的要求,固定参数值如下:C3=110 p F、C4=255 p F、RL=200Ω,通过式(9)分析C5和C6比例系数k(C5/C6)对传输效率的影响,结果如图10所示。图中可知传输效率随距离与电容比值变化而变化,其中对于固定距离时,不同电容比例系数k可以获得不同传输效率,分别在d=30 cm、25 cm、20 cm的条件下研究传输效率随电容比值的关系如图11所示,从图中可知距离d发生变化时,可以调节电容比例系数k值从而获得此时的最大传输效率。

2.2 实验验证

为了验证以上理论分析的正确性,本文分别制作了SS模型RWPT和SPPS模型RWPT系统。图12为SPPS模型系统实验装置。该系统主要包括信号源(型号为Agilent 33120A,可产生0~15 MHz方波信号)、H桥驱动电路、发射线圈、接收线圈、可调电容和负载。其中H桥驱动电路由驱动芯片IR2110、反相器74LS00、MOSFET开关管IR3205组成。文中采用型号为WK6440B的LCR测试仪测试线圈匹配电路的相频特性,测试结果如图13所示。

通过整理实验测试数值计算出对应的效率值得出RL=200Ω、20Ω时SS模型和SPPS模型的效率随距离的变化关系图,将其与对应仿真分析图对比,结果分别如图14、图15所示。可以看出,SPPS模型比SS模型更适合应用于远距离、大负载无线电能传输系统中。实验结果验证了上述理论推导与仿真的正确性。

现固定负载值RL=200Ω,初、次级距离d=20 cm、30 cm时分别测试SPPS模型参数计算传输效率值随k变化如表2所示,可知SPPS模型可以调节电容值获得较高的传输效率。表2给出了SPPS模型RWPT系统在负载为200Ω、距离为20 cm和30 cm时三组不同比例系数k下传输效率的理论值与实测值。

3 结论

本文针对磁耦合谐振式无线电能传输系统在中远距离中的传输效率问题,给出了一种串并联混合式(SPPS)模型,并将其与串串式(SS)模型进行了距离和负载与效率之间关系进行分析比较。仿真分析和实验验证表明,中远距离无线电能传输系统中,SPPS模型解决了SS模型效率随距离急剧下降的问题,SPPS模型在不同的传输距离时可以通过调整匹配电容获得较高效率传输。SPPS模型相比较于SS模型在远距离、大负载时能获得更高的传输效率。

参考文献

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并联混合型 第8篇

随着能源紧缺的预警逐渐增强以及越来越庞大的城市交通燃油消耗带来的巨大压力，包括混合动力在内的新能源汽车已经成为各个国家的重点研究对象。混合动力客车由于良好的燃油经济性和排放性，在未来的一个时期内具有很大的应用空间和发展潜力。目前，重型汽车和新能源汽车具有总质量大、品种多、使用工况复杂多变等特点。为了满足这些汽车的使用特点，使其动力性和经济性尽可能达到最优状态，以及变速器采用的挡位数的增多，手动机械式操纵机构已不适应当今重型汽车的发展[1]。为适应重型汽车和新能源汽车的高挡化、电子化、环保化的发展趋势，使其操纵自动化，具有重大的现实意义。由于1挡升2挡和2挡升3挡的传动比变化比较大，在AMT的换挡过程中存在冲击大的问题，常常会导致齿轮间打齿等问题，同时变速器中同步器和齿轮的磨损也很大，严重影响变速器的使用寿命。这就要求在换挡过程的发动机转速和变速器输入轴转速同步过程控制非常精确。但由于在实际换挡过程中车速是不受控制的惯性状态，随机性比较大，这就使得同步过程存在实际上的困难。因此采用一次离合器的分离并同步转速，使动力传动轴处于自由状态，让发动机转速来瞬时匹配变速器的输入轴，从而使得离合器的结合更平稳，做到不打齿、低噪声、低磨损、更平顺的挡位切换过程。

1 AMT机构简介(图1

A—选挡电机;B—选挡位置传感器;C—换挡电机;D—换挡位置传感器

选挡电机控制拨头的纵向选挡动作、选挡位置传感器检测拨头的纵向选挡位置、换挡电机控制拨头的换挡动作、换挡位置传感器检测拨头的横向位置、选换挡电机的动作靠TCU发送的指令分别动作，动作的位移根据控制策略的设定点控制[2]。

机械式自动变速器是模拟手动选换挡及离合器的分离和结合过程。整车运行过程中，TCU采集整车运行参数，根据车速和油门开度两参数判断车辆的升降挡状态，TCU控制选换挡电机和离合器电机输出合适的占空比控制机构的动作速度和动作位移。因此，达到换挡的无冲击性是AMT技术的关键。

根据所试验的混合动力客车为例说明控制器对离合器和选换挡执行机构的控制流程。整个换挡过程都是TCU控制选挡电机A和换挡电机C动作的过程，通过选挡位置传感器B和换挡位置传感器D监控换挡指位移，由TCU控制选挡电机A和换挡电机C占空比的输出，从而达到改变挡位的过程[3]。

2 AMT选换挡控制方法

对不同目标挡位下的挡位切换过程的控制方法:

流程如图2所示。步骤1设定目标挡位，此过程要根据换挡规律的要求，通过判断当前车速信号和油门开度信号来确定目标挡位[4]。确定完目标挡位后就进入步骤2，步骤2要判断离合器是否已经分离，如果没有到达离合器的分开设定点，TCU通过输出PWM占空比信号的方法控制电磁阀的动作，以气源为动力达到离合器分离的目的。离合器分离完成后进入判断步骤4。

在进入判断之前要进行计算同步发动机转速的问题。TCU根据采集到的车速信号乘以目标挡位的传动比得到变速器的输入轴转速，再由当前是升挡还是降挡通过查表的方法对输入轴转速进行修正，此时得到的输入轴转速就是发动机的目标转速。这一过程的作用使得目标挡位待啮合的齿轮组转速达到一致，以减轻齿轮组在啮合过程中对同步器的损害，从而达到延长同步器寿命的效果，变速器、同步器的同步过程是AMT研究的重点，也是本文研究的重点，转速计算完成后进入步骤4。

在步骤4中，要判断目标挡位是否为空挡:如果目标挡位为空挡，TCU控制换挡电机C的占空比输出，用输出回空挡的模式将在挡变为空挡。换挡位置传感器D监控换挡位置信号在设定的空挡最大最小值之间，则换挡成功。

如果目标挡位不为空挡，则进入判断步骤6，判断此次换挡过程是否需要选挡。具体判断过程如下:以此混合动力汽车6挡箱为例说明。1、2挡，3、4挡，5、6挡，R挡分别对应一个选挡格栅，并定义他们为位置1、2、3和4，这4个位置分别对应选挡位置传感器B的一个电压值。首先TCU采集当前的选挡位置电压值，并对应1、2、3和4某一个值，再根据目标挡位的位置对应的选挡位置的值，通过判断2个值是否相等得到是否需要选挡:如果2个值相等，则不需要选挡;如果2个值不相等，则需要选挡。

判断完之后，如果不需要选挡，则进入步骤9。当换挡过程在一个选挡格栅里，就不需要将挡位退到空挡位置，而是直接到下一个挡位的同步起始点位置，这样可以大大节省换挡时间，如上所述同步完发动机转速以后就可以挂入挡位。如果需要选挡，TCU控制换挡电机输出占空比将换挡指移动到空挡设定点，此过程也需要同步发动机转速。然后进入步骤8，进行选挡过程。首先根据目标挡位设定输出设定选挡位置，每一个选挡过程对应一个选挡控制模式，每一个模式对应一个选挡电机的PID查表表格，根据当前选挡位置与请求选挡位置的差值输出相应的电机占空比，保证能够做到电机动作迅速，不超调，精确走位到选挡设定点。这次选挡过程也要有发动机转速的同步过程。选挡动作完成后进入步骤10，换入目标挡位过程。

换入目标挡位过程是一个复杂的过程，需要经过多步完成。具体流程如图3。当换挡过程触发过程10，则会有Shift To Gear(STG)的信号触发图3中的流程，挂挡过程开始。首先进入步骤15，挂挡过程开始，这个步骤要完成挂挡步骤的模式设定和输出设定换挡位置，把换挡位置请求到目标挡位的同步起始点。下面进入步骤16。接下来进入同步过程步骤17，同样在此过程中，需要计算换挡电机的输出模式，同步过程对应电机的力输出模式，即换挡力控制，对应升挡和降挡都有各个挡位的换挡基础力、换挡累加力、换挡最大力，而2挡降1挡单独对应一组换挡电机占空比，这是由于这两个挡位传动比较大的缘故。同步器的同步过程主要就是计算换挡力的大小。完成同步过程后进入步骤18锁止阶段。在此过程中TCU控制换挡电机占空比的输出，这个过程同Start过程一样属于位置控制阶段，将换挡位置设定到目标挡位的设定点。随后进入步骤19，确认换挡成功，挂挡过程结束。

挂挡过程结束后接着进行图2中的步骤11，如前所述进行发动机转速的同步，如果同步过程不成功进入步骤13继续同步发电机转速，如果成功进入步骤12，进行离合器的结合过程。完成离合器的结合过程，整个改变挡位的过程结束。

3 AMT标定控制实验研究

在换挡过程中，要保持离合器分离，而在文中离合器分离后离合器控制模式置为保持离合器分离，但对于液压控制的离合器执行机构，离合器保持分离的控制模式不为0，所以应该视实际情况决定，对于静态换挡，即发动机不工作，保持离合器分离情况下，整个换挡过程在600 ms以内为最佳，摘挡过程、选挡过程，分别在200 ms左右为佳，在动态换挡过程中，即发动机工作时，整个换挡过程应在1 s以内，尽量接近静态换挡时间。

以试验车辆为例，说明AMT机构的标定试验过程。AMT机构的标定过程主要标定选换挡位置和换挡力，如图4为选换挡位置超调，通过对选换挡各模式下对应表格输出占空比进行调整，达到实际输出位置为输出设定选换挡位置，这样不仅减小了选换挡的时间，而且换挡冲击感明显减轻。

在一个换挡过程中，挡位从空挡位置到换入挡位过程中的换档力是不同的，从空挡位置到同步过程的换档力最小，此时用换挡位置控制即可;同步器的同步过程需要的力最大，需要用换挡力控制过程，同步过程完成后是同步锁止过程，此时换挡力较小，同样用换挡位置控制。这样在一个换挡过程中分为3个步骤，不同的过程应用不同的控制模式，这种控制方法的可靠性和控制精度高。如图是换挡力和换挡控制模式标定示意图。

图5中换挡控制模式为1的过程中，换挡位移变化较小，是因为换挡力较大引起的，同步阶段结束以后换挡力减小，换档位置位移变化较快。在换挡力标定过程中，有3个参数对换挡力过程影响较大，分别为:换挡基础力、换挡累加力、换挡最大力。通过对这3个参数表格占空比的调整，达到换挡力和换挡位置的精确控制。

4 结语

目前，AMT系统的主要难点之一即为发动机和AMT系统的协调控制，即同步器同步转速的控制。本文利用双电机AMT选换挡执行机构，准确控制选换挡的时机和位置，并通过TCU对发动机和变速器输入轴转速的同步实现换挡过程无冲击化，在实际生产和应用中具有很好的借鉴意义。

参考文献

[1]谢先平,梅近仁,李君,等.基于发动机联合控制的AMT换挡控制策略[J].汽车技术,2012,441(6):28-31.

[2]骞大闯,吴斌,林文尧.基于CANape的AMT电控单元标定系统设计[J].2009中国汽车工程学会,2009:1271-1273.

[3]Andreas Patzer.Control CANape with a Matlab M-flie[M].2008.