跟踪接收机范文
跟踪接收机范文（精选7篇）
跟踪接收机 第1篇
1 圆锥扫描原理
圆锥扫描跟踪接收机的原理是使波束围绕天线轴线方向做连续旋转, 通过天线轴线的角位置误差信号来确定目标方向。由这个误差信号驱动角伺服系统使天线向减小误差的方向转动, 从而实现对目标的跟踪。圆锥扫描跟踪技术的典型场景如图1所示。通过馈源或副面以天线轴线为中心做机械旋转, 使天线波束环绕天线轴线做相应的圆锥扫描, 如图1 (a) 所示。当目标处于天线转动轴线上时, 波束旋转一周, 目标信号幅度不变;当目标偏离轴线时, 波束旋转一周接收到的目标信号的幅度大小形成一个周期性的变化, 如图1 (b) 。这个输出信号的包络调制包含了目标角度偏离的误差信息。包络调制的幅度正比于角偏离的大小, 相位表示角偏离的方向。
圆锥扫描原理是根据等信号法来测角的, 即利用天线收到的信号幅度值来做角度测量的, 该幅度值的变化规律取决于天线方向图及天线扫描方式。圆锥扫描系统国内目前大多采用空心电机带动辐射器或馈源旋转体制。可用旋转偏斜的喇叭, 主反射器、副面, 卡塞格伦副反射器, 对称振子馈源等方式来进行圆锥扫描。本系统采用的是旋转平行偏置的副反射面的方式进行圆锥扫描。
当天线波束作圆锥扫描时, 绕着天线做等信号轴方向旋转, 由于等信号轴偏离天线最大辐射方向的角度是相等, 故旋转过程中这个方向天线的增益始终保持不变, 计算出来的信号幅度也是保持不变。若卫星偏离等信号轴方向, 接收机收到的各个方向的信号幅度就会有大小之分, 这样, 接收到的信号就是一个调幅的信号, 其调制频率为天线的扫描频率, 调制深度就是目标偏离等信号轴方向的大小, 而调制波的初位则由目标偏离等信号轴的方向所决定。
由图2天线最大辐射方向轨迹圆可看出, 设卫星T偏离等信号轴的角度为ε (误差角) , 圆锥扫描的方位角误差和俯仰角误差分别为εx=εcosϕ0, εy=εsinϕ0。但是误差信号是在接收信号中的, 只有从中计算出误差信号, 再把误差信号转换为控制伺服的电平, 才能控制伺服向误差较小的一方转动。
2 圆锥扫描方法的工程改进
在本系统中, 我们在天线的等信号轴上, 选取4个检测点, 安装上传感器, 当天线转到相应的位置时, 传感器会送给接收机一触发电平, 接收机收到触发电平启动采样单元, 进行采样存储, 然后进行FFT运算, 取信号带宽内的能量做累加, 实时检测4个检测点上的信号幅度和相位的变化。为了提高系统的实时处理速度, FFT运算在F P G A内部实现, F P G A型号选用X I L I N X公司最新产品XC6VLX315T, 该芯片FFT处理速度可达200MHz, 一次8K点FFT运算只需要122us, 为了提高误差信号提取的稳定性, 我们采取多次FFT结果做平均的方法来降低噪声对误差信号的影响。跟踪有效指示在模拟接收机中是采用AGC电压来得到的。本系统中, 采用直接对数字采样信号计算功率加上信道衰减得到, 可以准确反映采样信号的大小, 更准确指示跟踪是否在有效范围内。
3 工程实现的系统组成
圆锥扫描跟踪接收机由CPCIe主板、时钟分路单元、信道单元、跟踪单元以及电源模块组成。各模块 (不含电源) 均采用CPCIe总线、安装在5U机箱中。接收机的原理方框图如图3所示。
跟踪接收机工作时, 通过CPCIe主板的网络接口接收上级席位的控制指令, 指令通过总线分别传给跟踪处理单元和信道单元。各单元的处理结果分别由各自处理板卡扩展的接口进行输出。由各个天线接收到的信号经下变频到1200MHz后输入到跟踪接收机, 由跟踪单元进行处理, 得到跟踪控制信号, 并输出到天线伺服以控制天线运动。
4 结语
本文设计的圆锥扫描跟踪接收机, 简化了设备量, 降低了成本。考虑到噪声的影响, 优化了算法, 提高了误差角的准确度, 提高了圆锥扫描的跟踪性能。接收机只需一路信号输入, 无需校准, 无需参考信号解调, 只需采集四个参考点的信号幅度, 简单易实现, 适用于船载或不具备校准条件的场所使用。
摘要：提出了一种在卫星通信控制接收系统中圆锥扫描的跟踪方案。在介绍该项技术工作原理的基础上, 详细分析了圆锥扫描工程实现的相关技术。试验研究了载体姿态变化对角误差计算的影响, 并在此基础上介绍了圆锥扫描系统抗噪声检测的相关手段。该技术设计简单, 缩小了体积, 降低了成本, 工作可靠具有实用价值。
关键词：圆锥扫描,卫星通信,测角跟踪,噪声
参考文献
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跟踪接收机 第2篇
卫星导航接收机硬件实现一般采用FPGA+DSP/ARM模式。FPGA实现高速但简单的处理, 而微处理器承担低速但复杂的处理, 所以卫星导航信号的捕获、跟踪通道的相关器由FPGA实现, 信号的跟踪、数据解调、原始观测量提取、定位解算等功能由DSP/ARM实现。多模卫星导航接收机是未来发展趋势[1], 但随着其跟踪通道数增多, 需要同时对更多的通道数据进行处理, 微处理器计算负荷增加。若数据解调、环路跟踪、原始观测量提取等功能亦改为FPGA实现, 则可降低对外部处理器性能要求, 降低设计成本及功耗。
采用NIOSII可方便实现FPGA增加的功能, 但跟踪环路中涉及float型计算, 若把NIOSII环境设置为支持float型运算, 会增加近10 000个逻辑资源, 这是一个很大的资源消耗。为节约FPGA资源, 本文提出在NIOSII环境中采用32位整型实现跟踪环路。
1跟踪环路分析
导航接收机产生要捕获的卫星扩频码, 进行码相位和多普勒的二维搜索, 在相关峰值超过门限并经过验证后, 确认信号被捕获到, 开始转入信号跟踪状态。此时, 码跟踪环路和载波跟踪环路同时工作。载波环路先用锁频环将频率偏差缩小到更小的范围, 再使用锁相环进行频率的精确跟踪, 所以导航接收机中的跟踪环路涉及到码跟踪环路、锁频环、锁相环。
NIOSII是基于RISC技术的通用嵌入式处理器芯片软内核, 它特别为可编程逻辑进行了优化设计, 使用32位的指令集结构[3]。它和FPGA中其他逻辑部分通过数据总线交换数据。每个接收通道都有相应的寄存器地址, 通过中断方式, NIOSII由数据总线获得相关器的同相、正交相积分值, 送入环路滤波器, 经过计算后, 将更新的码频率控制字、载波频率控制字送入相应的码NCO和载波NCO。
本设计中的锁相环采用三阶环路滤波器, 它的实现最为复杂, 以其为对象进行分析处理, 其他环路可依此类推, 其原理框图如图1所示, 其中环路滤波器采用矩形波数字积分器[2]。框图中phase是鉴相器的输出, Ra、Rb、Rc分别是环路滤波器的中间结果。
在设计的接收机中, 基带处理部分参考GP2021设计[4], 相关器输出数据位宽16 bit, 时钟clk速度65 MHz, 载波NCO和码NCO位宽均为32 bit;相关器的积分时间1 ms, 即T=0.001s;取基带数字中频为18.5 MHz, 1 Hz对应的频率控制字为:
Rc乘以fnco置入载波NCO即可。以环路带宽为15 Hz为例, 计算可得PaT2=0.005 832, PbT=0.648, Pc=36, 三个系数差别很大。
2NIOSII环境下跟踪环路实现与测试
在NIOSII环境下32位int型运算速度要快于float型运算, 故设计思路是:针对16位的相关器输出数值尽量采用32位整型运算处理。
2.1鉴相器
为保证鉴相器数值精度, 需要将其放大, 其中, 锁相环的鉴相器采用Qps/Ips, 斜率与信号幅度无关, 将鉴相器的输入扩大216, 即phase=216Qps/Ips;码环路鉴相器采用
2.2环路滤波器
由图1, 在第n次时有:
Ran=phasenPaT+Ran-1, (1)
Rbn=Ran+Rbn-1+phasenPbT, (2)
Rcn=Rbn+phasenPcT。 (3)
由式 (1) 、 (2) 、 (3) 得:
由式 (1) ～ (4) 递推得:
n=1时:Ra=0、Rb=0;
Ra1=phase1PaT;
Rb1=phase1PaT+phase1PbT;
Re1=phase1PaT2+phase1PcT。
n=k时:
最终置入载波NCO的数值valuef=66.076 4Rck, 将计算得到的环路滤波器系数代入得:
由式 (5) 可见, valuef由3部分数值组成, 依据数据范围对这3部分数值分别进行不同程度缩放, 最终环路滤波器输出的数值在满足一定数据精度的情况下可控制在32位内。
2.3测试结果
在NIOSII环境下基于C语言实现了卫星导航信号跟踪、数据解调、伪距提取等原始观测量提取功能, 对跟踪环路计算误差和通道数目跟踪能力进行测试。
FPGA设置NIOSII/f环境, 用SPIRENT的STR4500信号模拟器进行测试, 分CN=41、CN=48、CN=56, 三种情况, 采用数据比对方式。信号跟踪环路采用float型计算, 同时程序代码执行整型计算, 比较2种方式下环路滤波置入NCO数值差值;通道数目跟踪能力测试采用多个通道同时跟踪一颗星方式。
经统计分析, NCO控制字最大误差均值分别是PLL:1.372、FLL:3.74、DLL:2.04;最大标准差分别是PLL:0.99、FLL:2.7、DLL:4.8, 由此可见, 误差很小;限于测试接收机实现的15路跟踪通道, 在NIOSII 65 MHz时钟下可同时处理全部通道信号。
3结束语
通过环路设计分析, 将通常由DSP等处理器实现的跟踪环路改为FPGA中的NIOSII实现。基于递推公式, 对环路中的系数进行了合并, 使得导航信号跟踪通道的实现简化, 可跟踪通道数目增多, 节约了硬件资源, 解决了实现导航接收机的SOPC关键技术。
参考文献
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跟踪接收机 第3篇
陆海空天诸多应用领域对高动态卫星导航接收机均提出了迫切的需求,由于涉及敏感领域,相关关键技术必须自主研发。跟踪环路是高动态接收机设计的核心环节,国外的相关研究散见于一些文章和研究报告中,如Ward讨论了动态应力下的环路结构设计,并分析了跟踪性能[1];Betz和Kolodziejski给出了码环的热噪声误差和动态应力误差的公式[2];Zhang.W和Tranquilla.J建立了适合高动态环境的GPS信号数学模型,并利用最大似然估计方法对信号捕获和跟踪原理进行了理论分析[3]。在工程方面,一些公司开发了高动态GPS接收机,可以在30 g的加速度下达到亚米级的码相位精度和毫米级的载波相位精度。国内研制的高动态接收机在无辅助的情况下大多只能达到20 g的加速度,尽管有些接收机在30～45 g的加速度下不会失锁,但其测距和定位精度较之静态情况下却明显下降,从而其应用受限。
1 高动态下环路形式的选择
GPS信号的捕获与跟踪是对所接收卫星信号的粗同步和精同步过程,包括载波同步和码同步。码跟踪环通常采用延迟锁定环(DLL)的方法,而载波跟踪环根据鉴别器输出的是相位误差还是频率误差,可分为锁相环(PLL)和锁频环(FLL);由于基带信号中存在数据调制,PLL通常采用Costas环的形式。高动态条件下接收机所接收卫星信号的载波多普勒频移及其变化率较大,如果载波环采用PLL,环路带宽必须足够大,这意味着载波跟踪精度的降低,而且在高动态下输入信号与本地信号的频差有可能超出PLL同步带,造成环路失锁(无法跟踪,环路不能收敛);如果载波环采用FLL直接跟踪载波频率,则其捕捉带和同步带更宽,对于动态具有更好的适应性,但跟踪精度却不如PLL。2阶FLL比3阶PLL在相同的噪声带宽和载噪比下其动态应力门限要好出一个数量级,但热噪声测量误差却大得多。本文设计的载波环频率精估后采用FLL辅助PLL的方式(环路牵引)以增大动态范围,当PLL收敛后再过渡到Costas PLL方式(环路跟踪)以提高跟踪精度。
2 捕获转跟踪技术
接收机完成捕获后,对于666.7 Hz的载波多普勒搜索步长,载波跟踪环的初始频差最大为333 Hz,如果把这样大的频差直接送给捕捉带小的载波环,将造成无法收敛或牵引时间太长,因此需要缩小初始频差,对频率进行精捕。
50 g加速度下多普勒变化率约为2 573 Hz/s,如此大的多普勒变化率会造成数据时效性的相对降低,亦即捕获粗略估计出的载波频率将不能直接用于跟踪。
本文在捕获与跟踪之间采用捕获转跟踪技术(也称精捕技术),将从捕获状态结束到跟踪状态开始的时间记为tatt,在tatt时间内求鉴频器的平均频差并进行开环控制即可进行频率精捕。开环估计的鉴频器采用四象限反正切型的公式为:
undefined。
这里称为鉴别器A,其中cross=IPS1QPS2-IPS2QPS1,dot=IPS1IPS2+QPS1QPS2,主要是考虑到在相同时间间隔下,该鉴频器鉴频范围比叉积型cross/(t2-t1)及面向判决的叉积型undefined鉴频器都大。为了覆盖333 Hz的捕捉带,由
undefined
可得每次开环估计的更新时间(t2-t1)<1.501 ms,这里取1 ms,在1 ms更新时间下鉴别器A的鉴频范围可达到Hz。在50 g加速度下多普勒变化率约2 573 Hz/s,对于粗捕后的最大频差(333 Hz)在时间内频率变化不能超过500-333=167 Hz,则有,
undefinedms。 (2)
式(2)给出了时间上限,即捕获转跟踪这一暂态过程的时间不能超过,为了提高数据时效性,tatt应在上限范围内尽可能小,但太小会造成精捕的频率不准。实测结果表明tatt取值为10～20即可。经过tatt秒后,可以启动跟踪环路。
3 锁频环设计
3.1 锁频环鉴别器选择
常用锁频环鉴别器有3种:
① 叉积型undefined;
② 面向判决的叉积型undefined;
③ 四像限反正切型undefined。
本文选择第2种鉴别器,其优点在于在低信噪比时接近最佳,对数据跳变不敏感 。虽然四像限反正切型鉴别器鉴频范围最大,但由于经过精捕后本地信号和输入信号的频差已经很小,1 ms环路更新时间下鉴频器范围已达±250 Hz,面向判决的叉积型鉴频器完全可以满足。
3.2 锁频环阶数与环路参数的确定
二阶锁频环可以无误差跟踪频率斜变信号,可以有误差跟踪加加速度恒定信号。关于FLL的带宽,一般依如下原则设计[4]:
3σFLL=3σtFLL+fe0.25/T(Hz), (3)
undefined
式中,3σtFLL为3σ热噪声频率颤动;fe为FLL动态应力误差;T为预检测积分时间;C/N0表示载噪比undefined;d2R/dt2表示最大视线方向加速度动态(°/s2);d3R/dt3表示最大视线方向加加速度动态(°/s3);式(4)中,高C/N0时F=1,接近接收门限时为2;如式(3)所示,T越小,门限越大,动态性越好,为了适应高动态的情况,预检测积分时间取1 ms,则式(3)右侧门限为250 Hz。阻尼系数取0.707,Bf=0.53ω0。对于加加速度为10 g/s的信号有:
undefined。 (6)
式中,fL为载波频率;c为光速。将式(6)代入式(5)。f=1,(C/N0)dB取42 dB-Hz(一般跟踪状态下典型值)。将式(4)～(6)代入式(3)后有:
undefined。 (7)
满足上式的Bf范围很大,约2～1 000 Hz。
2阶FLL对于加加速度可以有误差跟踪,稳态误差为:
式中,a为加加速度;λ为载波波长。 当加加速度为a=10 g/s,则有:
undefined。 (9)
可得Bf≥12.03 Hz,即当带宽大于该值时FLL在加加速度为10 g/s的动态情况下稳态误差不超过1 Hz,小于1 Hz有利于PLL收敛。
令式(3)中其他参数固定,通过设置不同的带宽,可以得这样规律:当其他条件一定时,动态应力门限随着带宽增加先增大后减小,即使在较高的载噪比时也是如此,而且带宽并非越大越好,当带宽增大到一定程度时动态应力门限开始减小。综合考虑环路动态范围和稳态误差等因素,且为了同时适用高低载噪比的情况,带宽一般选取十几Hz即可。
此外FLL环路阻尼系数ζ的选取还要考虑环路暂态响应。2阶FLL对频率斜升信号的暂态响应为(这里只给出阻尼系数小于1的表达式,其他情况参考文献[5]):
undefined。 (10)
研究发现ζ越小,收敛时间越快,但小阻尼系数时呈现大的过冲和下冲,具有振荡式的暂态过程,一般ζ取0.707,收敛快且振荡平缓。
4 锁相环设计
4.1 锁相环鉴别器选择
由于导航信号中存在数据位跳变,Costas环对数据跳变不敏感,所以锁相环采用Costas环。常用的Costas鉴相器及鉴相范围见文献[6],本文采用ATAN型,因为这样可以避免算法同信号幅度有关(它对信号幅度不敏感),鉴相范围大(±90°),且在高低信噪比时性能良好。但同其他鉴别器算法比起来运算量大,为了加速运算,可以采用查表的方式近似求出atan值。
4.2 锁相环阶数与带宽
既然锁频环采用2FLL,那么对于辅助结构的环路来说PLL采用3阶才能达到同2阶FLL一样的效果;而阻尼系数也同FLL一样,考虑到收敛时间和振荡平稳选择为0.707。关于环路的带宽主要考虑2个方面:热噪声误差和由载体动态性引入的动态误差。PLL带宽由经验公式来确定:
undefined。 (11)
式中,σtPLL表示1σ热噪声(°);σv表示1σ由振动引起的振荡器颤动(°);θA表示由阿仑偏差引起的振荡器颤动(°)。根据式(11)可以确定满足动态要求的带宽范围,此外同FLL一样,仍然存在某一带宽下环路动态应力门限达到最大,继续增大带宽则动态性能下降。为了适用于高低载噪比的情况,PLL带宽一般选择在8～25 Hz范围内。此外希望在满足动态要求的前提下,环路还能具备一定的精度,因此在设计中引入了最佳带宽的概念,所谓最佳带宽即为环路跟踪误差最小时的带宽, 将式(11)对带宽求导,即undefined,可以确定最佳带宽为[6]:
undefined。 (12)
式中:
undefined
加加速度10 g/s,采用3阶环路,T=1 ms,代入可得最佳带宽。在确定了满足动态范围,且适用高低载噪比的带宽范围后,带宽的选择应尽可能的接近最佳带宽,以确保环路精度。关于捕获范围、同步范围等关键参数可以在带宽确定后计算出并判断是否符合要求,如不符合则返回重新设计参数。
4.3 环路控制
FLL的引入是为了提高PLL动态范围,因其并非始终存在,故FLL的设计除了满足动态要求外,还要考虑环路控制策略,即如何使之在经过tpull-in时间后平稳过渡到PLL,这里tpull-in为FLL的工作时间,即环路牵引时间。FLL永久接入并非能持续提供很好的性能,在信噪比较差时,鉴频器并不能区别信号和噪声,作为一个经验规则,,当信噪比小于6～10 dB时,此时采用FLL辅助要谨慎,当小于0 dB时可以考虑放弃FLL辅助[7]。最终放弃FLL转而单独PLL模式还可以提高环路精度。
关于牵引时间tpull-in的选取通常要参考PLL的暂态收敛时间,即PLL收敛后可以考虑关闭FLL,但这个时间同环路的阻尼系数和带宽有关。可以通过软件仿真的方法确定牵引时间,PLL无辅助,单独工作,当阻尼系数为0.707、带宽取15 Hz时, 锁相环在频率斜升时暂态响应的收敛时间约1000 ms。因此tpull-in取为1000 ms较好。当然更长也是可以的,但是如果该时间过长或者一直辅助PLL,在低信噪比时不能达到很好的性能。
5 码环设计
5.1 码环带宽选择及载波环辅助码环
码环带宽的经验公式为:
3σtDLL+ReD/2(chips)。 (13)
式中,σtDLL为热噪声;Re为动态应力误差;D表示超前减滞后相关起间距。对于50 g的加速度,计算可得Re>D/2,如果不采取任何措施,则式(13)无法满足,因此高动态下必须引入其他方法来辅助码环跟踪,否则码环将失锁。这里采用载波辅助的方式,然而载波辅助技术事实上抵消了码跟踪环的动态,因此只要载波保持稳定,码环经受的动态应力可忽略,在分析跟踪门限时可不考虑该效应。码环带宽的另一项参考因素为最佳带宽,在满足动态前提下,带宽的选取也应尽可能接近最佳带宽,以提高环路精度,根据误差最小时求带宽的方法得到最佳带宽[6]:
undefined。 (14)
式中,Tc为伪码数据位宽度。
5.2 码环控制策略
当数据已稳定解出后,码环已对准,此时码环的更新速率便无需与载波环一致,由于电文数据位宽度为20 ms,在20 ms内数据符号不变,因此可以将码环更新时间增加为比特跳变最小时间,即20 ms,这样可以进一步提高码环精度,然而由于动态等因素,且载波环辅助码环,载波稳定跟踪要先于码跟踪,因此载波更新时间取为1 ms。
6 实测结果分析
根据上述方案设计的环路已成功应用于较高动态下,以下以加速度50 g,加加速度10 g/s内为例给出软件接收机的实测结果。由于在噪声存在下很难观察到环路暂态过程,这里的图1首先给出了无噪声情况下软件接收机实测的码环鉴别器滤波前后输出、锁频环鉴频器输出、锁相环鉴相器输出及载波多普勒的关系图,模拟器所设定接收机运动轨迹为:
10 s静止2 s加速度20 m/s25 s匀速2 s加速度200 m/s25 s匀速。
从图1中可以看出PLL的暂态过程,当多普勒发生斜变时,即加速度恒定时,PLL鉴别器的响应同理论上3阶PLL频率斜变信号的暂态响应一致。当斜变出现时和结束时均有暂态过程。测试PLL的收敛时间约为1 s,1 s后环路稳定。这里可以得到这样一个结论,既然1 s后PLL稳定跟踪,因此1 s后可以关闭FLL,于是tpull-in取1 s,1 s后FLL关闭。图1还给出了动态时码环滤波前后的关系,从中可以看到2 s后比特同步后码环更新时间调整为20 ms,此时码环出现暂态过程。以下为实测结果,运动轨迹为:
10 s静止10 s加速度200 m/s210 s加速度400 m/s2100 s加速度500 m/s2。
图2为正常载噪比下的测试结果。图2给出了FLL鉴别器输出和PLL的输出,从图中可以看到,1 s后FLL关闭,进入单独PLL模式,环路仍然可以稳定跟踪而且是平稳过渡到PLL,没有出现多普勒尖刺,另外,由于存在频率斜升信号,因此锁相环应出现暂态过程,图2在200 m/s2及400 m/s2加速运动开始时锁相环相位差出现暂态过冲。图2的最后一幅图为50 g加速度时多普勒变化,其斜率对应50 g时的频率变化率。
图3给出了50 g加速度下伪距误差和定位误差曲线,由模拟器所设定的伪距和接收机位置与软件接收机测量结果在各历元时刻对准的前提下求差得到。
表1给出了统计分析得到的定位和测距误差标准差。
7 结束语
本文对高动态GPS接收机载波环和码环的优化设计进行了详细分析,讨论了环路控制策略、FLL/PLL/DLL环路鉴别器和环路带宽设计,提出了综合考虑多方面因素的设计方案,较大地提高了动态范围,实测表明该方案可以在50 g加速度下正常工作,为研究高动态环路提供了一种实用的参考方案。
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一种双通道跟踪接收机的实现方法 第4篇
对于无信标的射电星、宽带通信卫星等宽带信号 (信号带宽达400 MHz以上) 的单脉冲角误差解调, 主要采用2种方法: (1) 将宽带信号全部频带接收后进行相关解调[1]; (2) 将宽带射频误差信号移相后进行各种调制, 然后与和信号相加, 再进行包络检波, 从而完成误差信号的解调[2]。这些方法都需要进行宽带的射频移相, 而宽带射频移相器的精度受限 (当前能够做到6位) , 且模拟移相器随环境温度变化导致的相位漂移导致跟踪性能下降。因此, 本文提出了一种采用宽带信号的一段频谱信号进行双通道数字解调的方法, 具有在数字解调时进行高精度移相的特点。
宽带信号的角误差解调时需要校正2个通道的延时差, 延时差的校正可以采用手动的方法[3]。本文在数学上推导了延时差对角误差输出的影响, 并提出了一种新的自动校正通道延时差的方法。
1 双通道跟踪解调的实现原理
1.1 单脉冲解调的原理分析
设天线接收到是宽频带的类白噪声信号, 对收到的宽带和信号截取一个频段信号, 表示为f (t) , t为时间。
差信号进行同样的截取后表示为
式中, μ为当前的归一化差斜率;ф为天线偏开卫星轴向的角度;φ为合成误差角;γ为差信号相对于和信号的初相。
和信号经过窄带线性带通滤波器后, 近似为窄带高斯白噪声信号。
式中, ω为处理通道滤波器的中心频率;θ (t) 为零均值在 (-π, π]均匀分布的信号相位;a (t) 为服从瑞利分布的信号的幅度[4]。
同理, 差信号经过相同的窄带线性带通滤波器后, 近似为窄带高斯白噪声信号。
式中, τi为2个处理通道的延时差。
和信号与差信号分别经过下变频器, 变为中心频率为ω0的固定中频信号。
对2个信号进行A/D采样为数字信号。然后处理过程如图1所示。
和中频信号u'Σ (t) 经过延时调整, 大致消除2个通道间固定的延时后, 设通道间延时残差为τ。和中频与本地信号2cosω0t、2sinω0t分别相乘并经过带宽B1的低通滤波器滤除高频分量后变成零中频的两路正交信号IΣ (t) 、QΣ (t) 。差中频信号u'Δ (t) 与本地信号2cosω0t、2sinω0t分别相乘并经过带宽B1的低通滤波器滤除高频分量后变成零中频的两路正交信号IΔ (t) 、QΔ (t) 。
按照下面公式计算得到正交的2路信号I与Q:
对信号I与Q经过带宽B2的低通滤波器滤除高频分量后再相除后求反正切得:
式中, θ (t+τ) -θ (t) 项决定了输出误差信号的底噪, 在τ大于相关时间τ0后θ (t+τ) 与θ (t) 不相关, 即2项相减反而噪声增加, τ0由检测时信号的自相关函数决定[5]。
在τ相对τ0较小时, θ (t+τ) 与θ (t) 强相关, 根据微分的性质, 因此有:
式中, θ' (t) 可理解为当前的瞬时频率, 瞬时频率的频率谱密度在检测带宽内近似为常数。
由式 (6) 得到:
由于式 (5) 信号带有通道延时τ, 解调出的相位有θ' (t) τ的底噪。经过仿真拟合出输出底噪的方差近似为:
式中, n0约为0.279的常数;Bw=B1B2是信号检测的有效带宽。
在τ=0解调出为固定值φ+γ。在不考虑干扰噪声的情况下, 归一化角度误差幅度μф为:
由此, 得到误差输出:
式中, β (t) 为通过式 (5) 得到的结果;γaz为方位误差校相值;kaz为方位误差的幅度校正;γel为俯仰误差校相值;kel为俯仰误差的幅度校正;在理想状况下γaz=γel。由于在数字域进行校相, γaz、kaz与γel、kel具有极高的精度[6], 如采用16位的数字相位, 就有0.005 5°的分辨率。
1.2 解调输出幅度的噪声特性
由基本解调原理可以看出, 归一化角度误差μ由式 (9) 得出, 随机过程的高斯噪声的幅度与相位统计独立, 可以分别讨论。
因此接收机输出幅度的传输模型如图2所示。图2中, 差支路串入了噪声nΔ, 和支路串入噪声nΣ。由于矢量合成检波的输出幅度等于和信号与差信号的幅度相乘, 和信号自相关检波为和信号幅度的自相乘, 因此可以参考文献[7]计算输出信号的噪声特性与信噪比特性[7]。
1.3 噪声对解调输出相位的影响
随机过程的高斯噪声的幅度与相位统计独立, 解调过程也分别进行, 接收机输出相位的传输模型如图3所示。
图3中, 数字1代表完成输入误差相位的等幅度提取。
在没有干扰噪声的理想情况下, 输出φi为式 (5) 得到的结果, 输出信号的波动只与2个处理通道的相对延时τi有关。
在差支路串入了方差为σ2Δn的零均值高斯白噪声, 和支路串入了方差为σ2Σn的零均值高斯白噪声, 接收的和信号为方差σΣ2的零均值高斯白噪声, 这3个噪声互不相关统计独立[8]。差支路信号的方差σΔ2近似为 (μф) 2σΣ2。
由此, 差支路的信噪比为:
和支路的信噪比为:
2个支路的联合信噪比为:
在假设相对延时为零的情况下, 对噪声造成的输出相位进行仿真分析, 得到近似输出噪声的拟合公式:
式中, 固定系数0.536是拟合出的, 在联合信噪比Ψ从1~1 000都可以较好地近似, 在Ψ较低时应增大, 在Ψ较高时应减小。
对比式 (8) 与式 (12) , 可以看出输出噪声对低通1的检测带宽存在矛盾, 在实际设计时应该综合考虑。
1.4 相对通道延时的自动校正
1.4.1 需要延时校正的原因
相对通道延时主要由和信号、差信号传输的电长度不同造成, 另外通道滤波器的群延时特性不同也会造成相对通道延时。在延时校正完成后, 由于环境温度、湿度和电缆受力不均等造成传输通道的电长度发生相对变化, 造成相对通道延时τi的变化。τi的变化不仅产生噪声输出, 由式 (5) 看出, 还产生相位偏移ωiτi, 为解调出正确的误差电压, 理想情况下需要校正γaz=γel=-ωiτi-θ, τi的变化是需要经常校相的原因[9]。
1.4.2 延时校正的原理
为减少频繁进行人工校相的麻烦, 在此引入自动调整延时的机制。实现自动调整延时的原理如图1所示。类高斯白噪声的和信号uΣ与差信号uΔ相乘后低通滤波, 完成2个信号的互相关检波。如果2个信号没有相对延时, 则2个信号强相关, 互相关检波出具有最大输出μфa2 (t) ;随2个信号的延时增大, 互相关检波输出逐渐降低[10];如果2个信号的延时大于相关时间τ0后, 2个信号不相关, 输出近似为零, 因此互相关检波输出幅度可以作为延时调整的依据。
1.4.3 自动校正相对延时的方法
为降低附加噪声造成的影响, 首先需要将天线偏开并固定在一定的角度, 使检波输出具有较高的幅度 (即增大ф值) ;对检波输出进行低通滤波以消除波动, 使用程序控制通道的数控延时器, 以步进延时爬山方式寻找使检波输出幅度最大的延时, 以使检波输出幅度最大的延时作为通道延时校准值, 从而完成自动延时校正;延时校正完成后再自动校正通道相位差γ值。
2 仿真分析
2.1 基本解调的仿真
使用Matlab中的Simulink软件对本方法进行仿真, 仿真原理如图4所示。
仿真中采用零均值、σ为1、采样周期2μs高斯白噪声信号源作为和信号, 和信号乘以因子0.316作为差信号, 另外2个零均值、σ为0.1独立的高斯白噪声作为干扰噪声。因此, 和信号信噪比为20 d B、差信号信噪比为10 d B;采用频率为5×105rad/s的余弦波完成信号矢量合成;第一低通截止频率B1为5×104rad/s, 第二低通截止频率B2为1×104rad/s时;使用单调增加的信号模拟通道延时信号, 延时幅度为4采样周期, 相当于0.1 s对应0.8个采样周期;对解调输出采用scope观察分析, 仿真出互相关检测幅度、相位检测、归一化幅度输出的信号波形如图5所示。
由以上仿真得出结论:
(1) 如图5 (b) 所示, 采用互相关检测的输出幅度与输入相对延时在相关时间τ0 (本仿真τ0约为1.2个采样周期) 内为线性关系, 在延时为零时具有最大的输出幅度;延时大于τ0后互相关检测的输出幅度近似为零。因此, 互相关检测的输出幅度可以作为自动延时校正的参考。
(2) 如图5 (c) 所示, 相位检测出在相对延时不大时, 信号相位与延时为线性关系, 当通道相对延时完全补偿到零后, 通道延时造成的相位变化为零。
(3) 如图5 (d) 所示, 归一化输出幅度能够被正确检测, 在比较大的延时范围内归一化输出幅度对延时不敏感。
2.2 信号信噪比对跟踪解调的影响仿真
在2.1节仿真条件下, 修改耦合因子从0.316逐步变化到0.031 6时, 其他条件不变, 得出结论:直到耦合因子为0.031 6时 (对应差信号信噪比-10 d B, 对应差信号零深为30 d B) , 互相关检测出正确, 归一化幅度逐步偏大为1.5倍;同时相位检测在差信号信噪比为0后斜率逐步变小, 但满足相对延时为零时相位检测输出为零;此时本解调方法仍然可以作为跟踪解调使用。
在2.1节仿真条件下, 增大本地噪声到σ为1, 对应和信号信噪比为0 d B;差信号耦合因子为0.316, 对应差信号信噪比为-10 d B, 其他条件不变, 得出结论:互相关检测出正确;归一化幅度出正确;同时相位检测斜率偏小, 满足延时为零时相位检测输出为零;此时本解调方法仍然可以作为跟踪解调使用 (对应差信号零深为10 d B) ;各个输出普遍表现为输出噪声波动增大。因此, 本文的方法可以在较低的信噪比下工作。
2.3 信号类型对跟踪解调的影响仿真
在2.1节仿真条件下, 修改图4的噪声1分别为均匀分布噪声、Rician分布噪声、Rayleigh分布噪声和单载波等作为和信号源, 然后如2.1节仿真, 3个检测输出信号可正确解调且输出信号差别在小于1 d B。
由此仿真得出结论:角度误差信号的解调与接收信号的类型无关。
3 解调方法在其他领域的应用
本跟踪解调方法的实现基础是检测和差通道的相位差与归一化幅度, 式 (5) 检测出的相位中包含两通道间延时差造成的相位, 因此本方法可以用来检测2个传输通道间的延时差。由于能够接收各种类型的信号, 因此可以推广应用在需要检测传输通道间延时差的其他领域。
3.1 用于各种定位
通过检测3个以上天线接收同一个发射源的两两传输通道间的延时差, 可以准确地定位发射源的位置。如果用于VLBI的延时差检测, 可以用于航天器与射电源的定位。
3.2 用于检测造成传输通道延时的物质
可以用于测试能够造成不同传输路径产生延时差的物质。如使用多个VLBI的天线接收同一个射电源并检测相互间的延时差, 能够间接地测试地球环境参数、空间介质、天体的大气或等离子体、引力、引力波等能够造成传输延时的物质。
4 结束语
利用宽带的和信号与差信号经过限带滤波器后相关的特性, 使用接收的无信标信号的一段频谱, 在理论上可以检测出天线跟踪的角误差信号。通过仿真验证, 使用互相关检测的输出作为通道延时校正的参考输入, 可以在差信号信噪比为-10 d B下校正通道相对延时造成的影响, 并完成角误差信号的解调, 因此本方法具有低信噪比工作的特点, 可以用来跟踪高速的宽带调制信号与扩频信号[11]。由于可以在低频段进行延时校正与高精度移相, 因此本方法适合采用数字信号处理的方法实现数字解调, 对于双通道无信标单脉冲数字跟踪接收机的设计实现具有一定的参考价值。
摘要：针对射电星、高速调制等宽频谱信源的天线跟踪问题, 提出了一种双通道跟踪接收机的实现方法。该方法采用宽频谱中的一段频谱进行和通道与差通道的双通道传输、变频和放大, 进行模拟数字转换后在数字信号中完成跟踪角误差的提取与归一化, 并在数字上完成高精度的相位校正。仿真结果表明, 该方法可适用于各种类型信源的跟踪角误差的解调。
关键词：双通道单脉冲,宽频段,跟踪接收,相位检测
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跟踪接收机 第5篇
随着任务频次的增多,对卫通站的设备可靠性要求更高,提高单脉冲跟踪接收机设备稳定、可靠性是十分重要的。跟踪接收机主要完成将天线馈源中生成的方位误差信号和俯仰误差信号对和信号进行归一化并转换成直流信号,此信号送到天线伺服系统,由伺服系统驱动天线朝误差减小方向运动,从而确保天线始终对准卫星。在通信任务中,跟踪接收机出现问题后,如何根据跟踪接收机内部复杂的信号流程着手进行分析排查问题成为一大重要课题。
2卫通站单脉冲跟踪接收机信号流
卫通站单脉冲跟踪接收机信号流如图1所示。跟踪信号由射频低损耗电缆进入室内分路器,分路器将跟踪信号分成等功率的两路信号分别送到两台跟踪接收机。跟踪接收机中的变频放大单元将C频段信号分别与一本振和二本振混频变换到70MHz标准中频,并提供40d B增益,解调终端对70MHz中频信号进行解调处理,提取出直流误差信号送至天线伺服系统。监控部分负责前面板的操作与显示,包括设置信标频率,显示和控制相关参数及状态,及存储设置参数。倒换单元负责从两台接收机的输出状态中进行判断并选择一台合适的作为输出,另外还完成双机通信、调制信号同源和调制信号放大、串行通信转换等功能。电源部分将220V交流电压变为+15V、+8V、+5V直流电压供各部分使用。
3跟踪接收机高频器件故障排查方法研究
在实际应用中,使用模拟源检查设备进行判别,在“模拟源”状态下解调终端内部提供70MHz的模拟源以供终端锁定,如不能锁定,则可判断终端故障。即可判别设备内部器件故障。
文章主要分析跟踪接收机内部器件出现故障后,从信号流程入手,对问题进行详细分析判断,分析了各种故障可能性,排除方法有以下几个:交叉排除法、分段排查法、测试对比法。
3.1交叉排除法
根据图1所示,将A、B两套跟踪接收机共同线路——分路器两路输出信号射频电缆对调,即原来连接A套跟踪接收机的射频电缆连接B套,连接B套的射频电缆连接A套,电缆连接倒换后,A套跟踪接收机跟踪指示灯仍不亮,B套工作正常,说明分路器之前的射频信号无故障。
对于外部无源器件检测可将频谱仪接入分路器与两台接收机之间线缆进行观测射频信号,信号正常,可判别外部无源器件无故障。
3.2分段排查法
晶振单元的作用是产生标准的20MHz振荡信号,提供给变频放大单元的一、二本振作为参考源。若晶振单元故障或线缆松动将会导致C频段信号无法获得20MHz标准信号,从而实现混频,无法将射频信号变化到70MHz标准中频。
将A套跟踪接收机设备加电后,通过频谱仪观测其晶振单元的输出信号,信号为20MHz的单点频信号,无其他杂散频率,满足技术指标要求。排除晶振单元故障,晶振单元输出信号频谱如图2所示。
3.3测试对比法
天线跟踪某通信卫星,用频谱仪依次接入A、B套跟踪接收机中频检测口,检测此时A、B套跟踪接收机变频单元的70MHz中频输出信号。检测对比结果表明,此时A套跟踪接收机变频单元无70MHz中频输出信号,而B套跟踪接收机变频单元有70MHz中频输出信号。进一步验证了A套跟踪接收机变频单元故障。
针对天线在跟踪某通信卫星过程中,A套跟踪接收机工作正常的情况,用信号源对A、B套跟踪接收机进行输入频率指标测试对比。在3G-4G接收频率范围采用低、中、高频率区分,强度为-100d Bm的射频输入信号进行测试对比。测试对比表如表1所示。
设计指标要求输入频率在3 G-4 G范围内,信号强度为-100d Bm时,接收机应能锁定信号。从上表中分析对比发现,A套跟踪接收机在高频信号输入时未能满足指标要求。由变频单元内部工作原理可知,如图3所示。
在3G-4G范围内射频信号输入后先经过一个3d B衰减器,起匹配作用,以改善驻波;经过一高增益、低噪声晶体管放大,改善整个变频单元的噪声系数;经过一微带交指带通滤波器,抑制带外杂散和镜像信号;经过第一级混频器与一本振混频变成810MHz高频信号。所以无论射频输入信号在3G-4G范围内的何种频率,对于变频单元内部一次混频以后的高频部件来讲输入信号都为810MHz信号。若变频单元内部一次混频以后的高频部件存在故障,则应该是在3G-4G全频段范围内,A套跟踪接收机均存在故障。所以根据表1中指标测试对比,将问题定位于A套跟踪接收机变频单元内部一次混频以前的部件故障。
4结语
在卫通站设备中,跟踪接收机是天线自跟踪系统的必要设备之一。通过跟踪接收机出现故障后,根据信号流程利用交叉排除、分段排查、测试对比方法进行定位研究,这几种方法是从日常使用、维护总结而来的,灵活运用这些故障检测方法可以快速的找到切入点从而迅速解决问题,达到事半功倍的效果。为高质高效、畅通无阻的通信任务提供强有力的保障。
参考文献
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跟踪接收机 第6篇
关键词：数字跟踪接收机,中频单元,兼容C频段和L频段输入,自检功能,小型化、低功耗
跟踪接收机是现代测控通信系统的重要组成部分。随着无线通信的数字化、小型化的发展趋势, 数字跟踪接收机在现代通信领域发挥越来越重要的作用。数字跟踪接收机广泛采用的是中频带通采样数字化技术, 通过FPGA和DSP完成对70MHz中频信号的数字信号处理。本设计中的中频单元模块就是完成将射频信号变频到70MHz中频信号的功能, 在不做硬件改动的情况下, 通过软件设置可以实现兼容C频段和L频段射频的输入信号, 扩展了接收机的使用范围。中频单元还内置了信号发生模块, 可以在无外界输入信号的情况下, 对接收机的工作状态和性能进行测试, 方便跟踪接收机的调试以及故障诊断等工作。
1 指标要求
输入频率范围:L频段 (950MHz~1750MHz) ;C频段 (2.2GHz~3.8 GHz) , 输出频率范围:70MHz±500kHz, 杂散要求:相关杂散 (由于50dB) ;无关杂散 (由于-90dBm) , 幅频特性:带内优于2dB, 镜像抑制:优于55dB, 频率步进:1kHz。
2 变频方案设计
中频单元采用两次变频设计放方案, 实现射频信号到70MHz中频信号的频率转换。具体实现框图如图一所示:
为满足不同使用条件的要求, 配合软件设置, 系统可以工作在两种模式下:正常工作模式和自检工作模式。在系统处于正常工作模式时, 跟踪接收机处于正常工作状态, 射频开关选通到射频信号输入通路;在系统处于自检工作模式时, 跟踪接收机处于调试检测状态, 射频开关选通到信号发生单元通路。
外界射频输入信号进过滤波处理后和信号发生单元的信号一起连接到射频开关, 由系统控制开关状态, 选通不同的通道。射频开关输出的信号经过放大滤波处理后输入到第一级混频器, 与本振一的频率进行第一级混频处理。系统的第一级混频采用的是高本振方案, 本振一输出的信号以500kHz步进递进, 输出频率比射频输入信号频率高827MHz。
第一级混频器输出信号经过一个827MHz的窄带声表滤波器进行滤波, 然后经过放大后输入到第二级混频器中, 与第二级本振信号进行混频处理。第二级混频采用的是低本振方案, 本振二输出的信号以1kHz步进递进, 输出频率在757MHz左右。
第二级混频器输出的70MHz附近的中频信号经过滤波放大处理后作为最终输出信号使用。
3 硬件设计
3.1 信号发生模块
信号发生模块是采用的是RFMD公司的RFFC5071A芯片来设计实现。RFFC5071A是一款集成了VCO功能的频率综合器芯片, 能在85MHz~4200MHz的覆盖范围内实现1.5Hz的频率步进。RFFC5072采用Si CMOS工艺设计, 在3V的工作电压下最大功耗不超过400mW, 满足小型化和低功耗的设计要求。
在跟踪接收机设置为自检工作模式时, 开关芯片在控制信号的驱动下切换到信号发生模块通路, 此时信号发生模块处于激活状态, 配合软件设置, 能够分别输出L频段和C频段的任意频点作为自检信号以供系统测试使用。在跟踪接收机处于正常工作模式时, 开关芯片切换到射频输入通路, 通过软件设置, 信号发生模块进入到待机工作状态。在待机工作状态下, RFFC5071无信号输出, 配合开关芯片的隔离功能, 能有效避免自检模块信号对正常射频通道输入信号的干扰。
3.2 本振一单元
本振一单元的主要功能是输出一个LO信号, 配合混频器将射频信号搬迁到第一级中频827MHz。本振一单元实现框图如图二所示:
系统在第一级混频处理时选用的是高本振方案, 所以本振一单元的输出频率为射频输入信号频率+827MHz。本振一单元中的频率综合器采用的是AD公司的ADF4350芯片设计实现, 周围集成一些其他芯片电路作为辅助, 实现兼容L频段和C频段不同范围的频率输出要求。ADF4350是一款集成了VCO功能的频率综合器芯片, 在内置分频器的配合下能实现137.5MHz~4400MHz的频率输出覆盖。
⑴系统工作在L频段:当系统工作在L频段时, 本振一单元的频率输出范围为:1777MHz~2577MHz, ADF4350的输出范围可以直接完成对此频率范围的覆盖。此时开关芯片在程序的控制下, 切换到L通路, 频综输出的频率信号经过L通路的带通滤波器处理后, 放大输出至混频器。
⑵系统工作在C频段:当系统工作在C频段时, 本振一单元的频率输出范围为3027MHz~4627MHz, ADF4350的输出范围无法完整覆盖这个频段。所以在实际使用中, 选择ADF4350输出1513.5MHz~2313.5MHz。此时开关芯片在程序的控制下, 切换到C通路, 频综输出的频率经过放大处理后送给倍频器芯片, 然后经带通滤波、放大处理后输出至混频器。
3.3 第二级混频单元 (集成本振二)
第二级混频单元的功能是将滤波处理后的第一级中频信号变频到70MHz, 本方案采用RFMD公司的RFFC2072A芯片完成这部分功能。RFFC2072A是一款集本振模块、混频模块于一体的射频芯片, 它能够在85MHz~2700MHz的频率输出范围内实现1.5Hz步进频率递进, 内置的混频模块可以工作在30MHz~2700MHz频率范围内, 满足系统设计要求。
RFFC2072A内置的本振模块是一款基于小数分频技术设计的频率综合器, 先进的设计工艺以及技术, 使其输出的频率具有出色的相位噪声性能和杂散性能。单片化的设计方案不仅能减小功耗和设计尺寸, 也能有效的增强系统的稳定性。
3.4 印制板的设计实现
印制板是采用FR-4材质的6层电路板设计实现, 整个盒体尺寸为70mm50mm10mm。由于系统采用多层板设计结构并且盒体空间狭小, 电路中的数字信号和模拟信号共存, 频率分量十分丰富, 这就对系统的EMC设计提了很高的要求。
在实际设计过程中, 运用ADS软件对位于不同层上的不同频率段的信号分别进行了参数仿真, 并用Cadence软件对印制板电路进行信号完整性分析, 尽可能的减小信号在走线过程中由于阻抗失配产生的辐射。每个芯片都尽量采取独立电源模块供电, 芯片的供电管脚附近就近连接了丰富的电容进行滤波处理, 并将电源层独立划分出来, 以避免干扰信号在电源回路上的窜扰。
4 结论
本文介绍了一种数字跟踪接收机的中频单元设计方案。该设计方案在软件配置下, 能够兼容C频段和L频段的射频输入信号。在实际应用过程中, 通过不断的实验及改进, 该中频单元各项参数均能满足系统指标要求。采用本方案设计的数字跟踪接收机已经在工程中应用, 性能稳定可靠。
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常用太阳跟踪系统接收辐射量的计算 第7篇
光伏发电的储能和上网均要求进行发电出力的短期预测,而气象观测站只提供水平面上的观测值, 这就要求能够使用有效计算方法将水平面实测数据推算为跟踪系统的有效接收量。针对这一问题有很多学者从理论和实验两个方面进行了卓有成效的研究。Chang对斜单轴跟踪系统所接收的地外理论辐射、经验模型的总辐射和实际观测值进行了对比分析[3]。Koussa通过研究肯定了太阳跟踪系统可以有效增大平板光伏电池的出力[4]。Maatallah对位于突尼斯蒙耐斯帝尔市的不同太阳跟踪系统的出力进行了分析[5]。Cruz - Peragón对西班牙25个城市使用双轴跟踪系统的优越性进行了分析[6]。Koussa重点研究了北非和地中海地区不同太阳跟踪方式对平板光伏发电装置出力的影响[7]。以上文献主要从理论公式或者半经验公式来研究跟踪系统所接收辐射量的变化。本文梳理和总结了现有研究成果, 并从理论推导着手,对常用太阳跟踪系统接收辐射量的计算进行了系统阐述,推荐了以实测水平数据作为设计输入的计算方法。
1太阳光的几何分析
从任意位置太阳辐射接收面的入射角推导过程开始( 见图2) 。
以斜面上的任意一点为原点0,做起始于原点的铅垂向量,斜面法线和入射光向量。在单位球面上连接三个向量的端点,形成球面nvs的弧长等于倾角的弧长等于入射角 θh,以及的弧长等于天顶角 θzh。太阳方位角 γsh为太阳入射光在水平面上投影和当地经度线所成夹角。斜面方位角 γh为斜面法线在水平面上投影和当地经度线所成夹角。通常定义方位角的边线正向指向赤道为0,偏西为负,偏东为正。对球面nvs应用余弦定理,得入射角 θh的方程[8]
利用地心天球图可直观推导出入射光天顶角和方位角的表达式( 见图3) 。地球中心位于点0,N为北极,P为观测点,Q为太阳在时角 ω 时的位置。
以中午12点为基准0,每偏离1 h增减15°,上午为负下午为正。同样为铅垂向量为入射光向量,故∠POQ和均等于天顶角 θzh。利用全年序数日n可以得到赤纬角 δ 的近似表达式[9]
对球面NPQ运用余弦定理,加之纬度 φ 可以得到天顶角 θzh的方程
再对球面NPQ运用正弦定理,可得入射光方位角 γsh的表达式
其中
当 |ω|≤ωew时,σew取1否则为 - 1; 当 φ( φ - δ) ≥0时,σns取1否则为 - 1; 当 ω≥0时,σw取1否则 - 1。另外对于球面NPQ,当 γsh= 90° 时辅助时角 ωew的方程为
2计算方法
本文认为完全的理论公式或者半经验公式均难准确地模拟小气候环境下特有的太阳辐射特性。而实测水平面数据是当地有关太阳辐射的综合反映, 以此为设计输入的计算结果相较其它方法将更加接近实测结果。因而,该节从任意斜面逐时辐射量的计算出发,结合跟踪系统的运行特点给出了相应倾角和方位角的计算方法。
2.1斜面逐时总辐射
假设散射光和反射光均为各向同性,根据已有文献斜面逐时总辐射量的计算方法为[10]
式中的总辐射量Hh和散射辐射量Hdh采用水平面实测数据。βh为斜面相对于水平面的逐时倾角,因跟踪系统的工作原理而异; ρs为地表反射率, 温度大于0℃时取0. 2,小于 - 5℃ 时取0. 7,介于两者之间时采用线性插值[11]。
其中直射光增强系数Rbh的计算方法为
当斜面倾角 βh和斜面方位角 γh为定值时,式 ( 7) 和式( 8) 可用于计算固定倾角系统所接受的辐射量。
2.2双轴跟踪系统
太阳跟踪系统通过调节方位角或者倾角从而使所接收的直射辐射量实现最大化,对于入射角方程 ( 1) 来说就是求cosθh的极大值。双轴跟踪系统通过两个维度的调节总可以令斜面垂直于入射直射光,进而使接收到的直射辐射量最大
由上可得 γh= γsh,βh= θzh。
2.3斜单轴跟踪系统
斜单轴跟踪系统的运动特征是旋转轴的安装倾角 β'和方位角 γ'固定,并且斜面围绕倾斜轴旋转, 进而使所接受到的辐射量尽可能的大。由入射角方程( 1) 的极值条件和球面三角形的余弦定理可得斜面方位角的表达式
其中
当( γoh- γ') ( γsh- γ') 0时,σγ1取0否则为1; 当( γsh- γ') 0时,取1否则为 - 1。
斜面倾角的表达式
其中
且当 βoh≥0时,σβ取0否则为1。
3实验验证
在广东省珠海地区,利用太阳辐射测量仪对水平面、斜单轴跟踪系统和双轴跟踪系统的太阳辐射量的接收状况进行了同步对比观测。实验场所位于N 22°15'、E 113°34',海拔8 m。斜单轴跟踪的安装倾角为22°,安装方位角为0。选取1月份的某日实测数据,对本文所述计算方法进行验证( 见图4) 。
斜单轴跟踪系统的计算值和实测值之间的日接收辐照量的相对误差为1. 73% ,双轴跟踪系统的同为1. 73% 。该计算方法总体上可以较好地模拟跟踪系统所接收的辐射量。但是早晨和傍晚的误差较大,这可能与跟踪系统弱光下的灵敏性欠佳有关。
对比分析发现,两种太阳跟踪方式均有助于提高斜面所接收的辐射量。相对于固定安装方式而言跟踪方式在早晨和傍晚的效果尤为显著。但是双轴跟踪方式相对于斜单轴跟踪的优势并不明显。
4结语
综上研究可知:
( 1) 本文阐述了常用太阳跟踪系统所接收到的逐时辐射量的计算方法;
( 2) 以广东省珠海地区某日的观测实验为例, 将本文所述方法的计算值与实测值进行了对比分析。结果表明,该方法可以较好地模拟常用太阳能跟踪系统所接收的辐射量。
符号表
Hh———水平面逐时总辐射量;
Hdh———水平面逐时散射辐射量;
Hth———斜面逐时总辐射量;
φ———纬度;
γ'———斜面安装方位角;
β'———斜面安装倾角;
ρs———地表反射率;
Rbh———直射光逐时增强系数;
θzh———入射光逐时天顶角;
n———全年序数日;
δ———赤纬角;
ω———时角;
θh———斜面逐时入射角;
γsh———入射光逐时方位角;
γso、ωew、σew、σns、σw———计算入射光方位角过程中的参数;
γh———斜面逐时方位角;
γoh、σγ1、σγ2———计算斜面方位角过程中的参数;
βh———斜面逐时倾角;
βoh、σβ———计算斜面逐时倾角过程中的参数。
摘要：为了解决太阳跟踪系统接收辐射量的理论计算值与实测值偏差较大的问题,本文从任意斜面上太阳光入射角、天顶角和方位角的计算方法出发,阐述了双轴和斜单轴太阳跟踪系统的入射角和方位角的计算方法。并结合太阳散射辐射各向同性的假设,论述了常用太阳跟踪系统所接受辐射量的计算方法,实现了将水平面观测值转化为跟踪系统的有效接收量。将这种基于实测基础上的理论计算结果和完全实测数据进行对比,结果表明该方法能有效的应用于太阳跟踪系统接收辐射量的预测中。
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