高效率功率放大器

高效率功率放大器（精选9篇）

高效率功率放大器 第1篇

本文通过结合基带预失真与Doherty技术，利用LDMOS晶体管设计了一款线性高效功率放大器。仿真结果与传统平衡AB类放大器相比较，Doherty结构在输出为P1 dB以及回退6 dB范围内，PAE性能较传统放大器最大可提升14%。通过记忆多项式预失真线性化后，放大器在原P1dB附近其ACPR性能接近3GPP标准。

1 Doherty功率放大器设计

1.1 Doherty功率放大器原理概述

W.H.Doherty于1936年提出Doherty放大器结构[1],如图1所示，主要结构由一个载放、一个峰放和一个阻抗转换网络组成。Doherty结构能够显著提高放大器的效率[2]。其中载放工作于A类或AB类并经一阻抗转换网络连接到输出负载，峰放工作于C类并与输出负载直接相连。Doherty放大器的工作原理如图2所示[3]。

图2中两电流源分别代表载放与峰放，假设放大器的谐波部分都被短路，电路的性能由直流与基频部分决定，载放、峰放尺寸相同，峰放在最大输入电压一半时打开。Zc和Zp分别是载放和峰放的负载阻抗，则两放大器的负载阻抗分别为：

式中，ZL是Doherty放大器的负载阻抗，IC和IP分别为载放和峰放的电流。在电压为0

在电压为Vin,max/2

1.2 Doherty放大器电路实现

MRF5S19100H是一款LDMOS功放晶体管，Freescale公司提供了该器件的模型。在放大器的设计中，载放的输出功率向峰值放大器泄露并且放大器的线性度是在基本的Doherty架构基础上，这是需要特别讨论的问题。射频电路设计部分，可以通过相位补偿线与栅偏调谐来改进Doherty放大器的性能。

1.2.1 放大器相位补偿线

高功率Doherty放大器中，峰放的相位补偿线是非常关键的参数[4]。在前面分析中假定当峰放关闭时,输出阻抗为无穷大。实际上当放大器输入电压处于0

图3(b)为峰放在smith圆图上的输出阻抗、反射系数、相位补偿线长度等关系的示意图。为了求出补偿线长度Lopt和添加补偿线后的输出阻抗Ropt，须求出峰放在关闭状态下的输出阻抗Zout。相位补偿线将使输出阻抗Zout沿顺时针等|Γ|圆旋转并与纯阻抗轴相交于Ropt，最后Lopt和Ropt可由下面方程得到：

式中β为电长度，λ是波长。仿真分析得到，当峰放关闭时，Zout为0.11+j*0.459，由式(3)得到反射系数为0.832 5∠130.5°。因此Lopt为0.18λ，Ropt为545Ω。

1.2.2 放大器栅压调谐

Doherty放大器的P1dB值对主辅放大器的栅压很敏感。若单独设计主辅放大器的栅压时很难兼顾最终放大器的线性性能。比如按此方法设计的栅压取4.07 V和1.5 V时，P1dB为46.245 dBm，高效率区却在输出功率为48.3 dBm～53.2 dBm的区域，若考虑线性性能，此时放大器没有高效率区。

大功率LDMOS管的IM3系数会在一定条件下呈现正值[5],可适当调整两放大器的栅偏点，使主辅功放在某个输入功率范围内IM3的相位相差180°，从而改善线性度，提高放大器的P1dB值。可见，当要综合考虑放大器的PAE和线性性能时，放大器的栅偏不宜单独设计，而要同时调整。

图4为调谐放大器的栅偏得到的P1dB性能。分析可得出，对于任何一个确定的载放栅偏，峰放栅压从大向较小值调整时，P1dB会先下降再升高再下降，若再考虑到PAE性能，则载放与峰放的栅压要不断地同时调谐与优化。最后设定载放为3.87 V，峰放为2.07 V时能在P1 dB区以内得到高PAE性能。

1.2.3 放大器性能仿真与分析

通过前面分析，设计出Doherty放大器。图5为该放大器的电路示意图，输入处的功率分配器将信号均分为两路，上边为载波放大器，即主放大器，下方为峰值放大器，即辅助放大器，峰值放大后加入0.18λ的相位补偿线以改善放大器的PAE和输出功率性能，载放后的0.18λ微带线用于平衡其与峰放的相位，后面的微带网络为负载调制网络。

图6为Doherty放大器的PAE与输出功率性能。输入为单音2 117 MHz信号时，放大器的P1dB为51 d Bm。在输出功率为51 dBm时，Doherty放大器的效率为54.4%，平衡AB类放大器为47%，提高了7.4%。在输出功率回退6 dB即45 dBm处,Doherty放大器效率为38.4%，平衡AB类放大器为24.4%，提高了14%，PAE性能较平衡AB类放大器有明显改善，Doherty放大器的增益为13.5 dB。Doherty放大器在保证线性度的同时得到高效率性能。

通过分析上面的结果可以发现，仔细调整Doherty放大器的栅偏能有效改善放大器的线性性能，使其在输出功率处于P1dB区域以内时即得到较高的PAE值。当Doherty放大器工作于最大输出功率及其回退6 dB的整个范围内，由于负载调制的原因，载放的输出电压摆幅接近饱和，效率保持在最大值，因为输出电压摆幅接近饱和，所以在整个回退6 dB的范围内，载放的线性度都较差而且变化不大。

图7分析了输入双音信号时，Doherty放大器及其载放，峰放在输出为P1dB到回退6 dB范围内的IMD性能。从中可以定量地看到，这个范围内放大器的线性性能处于较差水平主要是由于载放所致。图中当输出功率小于47 dBm时,峰放由于能量泄露，IMD性能差于载放，但由于此时峰放的IM3和基频信号都很小，其对整个放大器的IMD性能基本无影响。当输出功率大于47 dBm时，峰放IMD性能一直优于载放，输出信号的功率也逐渐增加，对整个放大器的IMD性能改善也逐渐明显。Doherty放大器要实现6 dB功率回退范围的高效率，就须在这个范围时载放输出电压处于饱和，并且峰放工作于较低的偏压，这些Doherty放大器本身基于的架构就决定了其在6 dB功率回退范围内较差的线性性能。要在电路本身基础上改善线性度变得非常困难，本文使用基带预失真技术，通过外加算法电路实现放大器线性性能的改善。

2 基带预失技术

放大器在放大信号时由于非线性导致了频谱重生，这会影响邻带信号的传输，而非线性也会导致带失真，恶化误码率。随着数字信号处理技术的发展，数字预失真技术在各种线性化技术中成为最流行的方案，本设计基于记忆多项式理论，将基带预失真技术应用于前面所设计的Doherty放大器，预失真器使用记忆多项式模型[6]：

此处K为非线性阶数，Q为记忆深度。

将已设计好的Doherty放大器封装后，带入图8所示框图进行线性化处理。图中基带IQ信号使用码率为3.686 4 Mcps的CDMA2000信号，由ADS产生,平均输入功率为38.5 dBm，比放大器的P1dB对应的输入功率高了1 dBm,射频输出信号经解调与增益归一化后，取出样本数据，与输入的IQ信号一起在Matlab中训练得到预失真器的初始参数。

多项式预失真器的性能决定于其非线性阶数与记忆深度的设置，当非线性阶数取5阶，记忆深度取2阶，不考虑偶次失真，预失真前后的输出信号频谱图如图9所示。

未加入预失真之前，输入为38.5 dBm，间隔载波+5 MHz和-5 MHz时输出信号的ACPR值只有-24.6 dBc和-25.3 dBc。当加入预失真后，间隔载波+5 MHz和-5 MHz时输出信号的ACPR值降为-45.23 dBc和-44.67 dBc，分别提高了20.6dBc和19.37 dBc，使Doherty的线性性能得到了明显改善。

本文阐述了Doherty功率放大器的工作原理，并详细讨论了功放设计中峰放相位补偿线、主辅功放的栅压选择方法等关键技术，使Doherty放大器在P1dB及其回退6 dB的范围内效率保持在38.4%以上。文中阐述了导致Doherty放大器在P1dB及其回退6dB范围内线性度都处于较差水平的原因，并用预失真技术改善了线性度，使其在超过P1dB对应的输入功率处的ACPR性能达到3GPP标准。

参考文献

[1]DOHERTY W H.A new high-efficiency power amplifier for modulated waves[J].Proc.IRE,1936,6,24(9):1163-1182.

[2]RAAB F H.Efficiency of doherty power-amplifier systems[J].IEEE Trans Broadcast,1987,33(3):77-83.

[3]KIM B,KIM J.The doherty power amplifier[J].IEEE Microwave Magazine,2006,7(5):42-55.

[4]CHO K J,KIM J H,STAPLETON S P.RF high power doherty amplifier for improving the efficiency of a feefor-ward linear amplifier[A].IEEE MTTS Int.Microwave Symp.Dig.2004(2):847-850.

[5]FAGER C,BORGES N.Prediction of IMD in LDMOS transistor amplifiers using a new largsignal model[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2002,50(12):2834-2842.

初二物理 功 功率 机械效率 第2篇

本文旨用于解决功 功率 机械效率的理解，以及讨论他们的关系，不涉及公式讲解。公式部分各位自己再去背一下吧。

功

我们把做功理解成吃饭吧：吃的越多就说明做功越多，于是产生两类人，

能吃(做功多)

不能吃(做功少)

功率

那么同样的一顿饭，两个人一起吃，一个细嚼慢咽，一个狼吞虎咽，前者就可以认为

吃的慢(做功慢)

后者吃得快(做功快)。

有的人虽然细嚼慢咽，但是一顿饭可以吃好多，(功率小却做功多)

有的人尽管狼吞虎咽，但是也就吃几口就走了，(功率大做功少)

因此，功率的大小与做功的多少是没有直接关系的。

中间一定要增加一个控制量时间：即便细嚼慢咽的人，吃一整天，也要比狼吞虎咽的人吃几口要吃的更多一些。

机械效率

每个人吃饭的习惯是不一样的，同样的香辣虾，

有的人只吃虾仁部分，把虾头留下来，买了一斤吃了半斤，留了半斤壳。

但是有的人(比如我)就喜欢带壳一起嚼碎吃，一点没浪费。

于是就有一个特定的算法：吃的量与实际买的量的比值。比值越小说明浪费越严重。

再回头看，不论是能吃的人还是吃的快的人，都有不同的饮食习惯，谁也不能确定他会不会把虾壳留下来。

所以说，功、功率、机械效率这三者在没有明确另外的说明下，是无法确定之间的关系的。

最后说下额外功

额外功是我们在做一件事情时，不得不做的一个不愿意做的事儿。

好比我点花蛤，老板就把壳一起送过来了，虽然我不能吃，但是这壳的重量还是要算在饭钱里的

初二物理的学习方法

抓紧课堂

上课要认真听讲，不走神。不要自以为是，要虚心向老师学习，向同学学习。不要以为老师讲得简单而放弃听讲，如果真出现这种情况可以当成是复习、巩固。尽量与老师保持一致、同步，不同看法下课后再找老师讨论，不能自搞一套，否则就等于是完全自学了。入门以后，有了一定的基础，则允许有自己一定的活动空间，也就是说允许有一些自己的东西，学得越多，自己的东西越多。

坚持做笔记

上课以听讲为主，还要有一个笔记本，有些东西要记下来。知识结构，好的解题方法，好的例题，听不太懂的地方等等都要记下来。课后还要整理笔记，一方面是为了“消化好”，另一方面还要对笔记作好补充。笔记本不只是记上课老师讲的，还要作一些读书摘记，自己在作业中发现的好题、好的解法也要记在笔记本上，就是同学们常说的“好题本”。辛辛苦苦建立起来的笔记本要进行编号，以后要经学看，要能做到爱不释手，终生保存。

整理好资料

学习资料要保存好，作好分类工作，还要作好记号。学习资料的分类包括练习题、试卷、实验报告等等。作记号是指，比方说对练习题吧，一般题不作记号，好题、有价值的题、易错的题，分别作不同的记号，比如*、?、※、◎等等，以备今后阅读，作记号可以节省不少时间。

谈电水壶的效率与功率的关系 第3篇

关键词：效率；功率；实验

中图分类号：G633.7文献标识码：A 文章编号：1992-7711（2016）21-091-1电水壶是家庭中常见的电器之一，在购买电水壶时，市场上的水壶样式、品种繁多，功率有大有小，发热方式、功能、形状等都有所不同。但它们都是由电能转化为水的内能，联想到能量在转化过程中必然有能量损耗，在倡导节能减排的今天，怎样减小电水壶在烧水过程中的能量损耗，或者说要省电些，就需要我们挑选一只效率更高的电水壶，以便达到我们想要的功效。

问题：电水壶的效率与哪些因素有关呢？

这个问题留给班上的学生，通过他们的讨论，认为烧水过程其能量损耗主要为热量损失，即水壶本身吸收热量，往空气中散失的热量。由此，他们提出以下猜想，即电水壶的效率可能与水壶的款式、功率、水量、环境温度可能有关。

也有学生认为水壶的效率与水壶的功率无关，因为物理老师讲过功率是做功快慢的量，与效率无关。也有学生觉得，水壶的功率大了，烧相同量的水所需的时间就短了，从而往空气及周围散热就少了，效率就高了。

小组同学们决定通过实验来探究水壶的效率是否与功率有关，他们设计了两种方案，当时我认为都可行。

思路1：η=Q吸W电=cm水Δtp·t控制Q吸相同，比pt。

即：取同一款式，但功率分别为P1、P2的电水壶各一只，注入同样多的初温相同的水，分别烧开（取水开后能自动断开的电水壶）。记录两只水壶分别把水烧开经历时间t1、t2。

η1=c水m水Δtp1·t1η2=c水m水Δtp2·t2

器材：相同款式、容量，但功率不同的（有温度显示）水壶各一只，秒表、小烧杯

实验步骤：1.把两只水壶分别加入相同质量（不要加满）、初温相同的水，放在同一环境中加热。2.记录分别水烧开所需要的时间

水壶1（800W）烧开的时间水壶2（1500W）烧开的时间1t11=t21=2t12=t22=3t13=t23=4t14=T24=3.改变加入水的质量，（用小烧杯注入相同量的水，例如，两个电水壶各加入2杯水）重复步骤2，完成表格2、3、4两次实验。

数据分析、比较：P1t11P2t21P1t12P2t22

P1t13P2t23P1t14P2t24

分析归纳得出结论：款式、容量、品牌相同的水壶，功率大的效率就高，功率小的效率就低。

思路2：η=Q吸W电=c水m水Δtp·t

控制m水相同，加热t相同，记录不同功率的水壶的水升高的温度，即比Δtp的大小。

器材：同上

实验步骤：1.把水壶内加入质量初温相同的水，记录初温加热相同时间后水的末温（水还没烧开，时间不宜太长）。

加热1min后

的温度（℃）加热1.5min后

的温度（℃）加热2min后

的温度（℃）加热2.5min后

的温度（℃）水壶1t11t12t13t14水壶2t21t22t23t24水的初温：℃

数据分析：比较t11-t0p1t21-t0p2t12-t0p1t22-t0p2

t13-t0p1t23-t0p2t14-t0p1t24-t0p2

分析归纳得出结论：款式、容量、品牌相同的水壶，功率大的效率反而低，功率小的效率反而高。

然而实验数据显示第一种实验方案功率的电水壶效率也大，第二种实验方案功率大的效率要低些。为什么实验结果不同呢？多次实验也基本如此。

我在重复做了这个实验后，也发现这个现象。仔细分析后发现，在这个实验中，热水壶的能量损失主要表现为水壶自身吸收的热量，空气中闪失的热量。第一种方案里，两壶同样质量的水，水、壶吸收的热量基本相同，从能量损失角度看，由于水壶的功率不同，功率大的水壶烧水更快，时间短些，温度最终都一样，所以功率大的水壶往空气中散热时间少，散热少。所以这种方案得出的结果是功率大的水壶效率高。第二种方案里水的质量、初温、加热时间都相同，从能量损失上看，由于功率大的水壶相同时间里消耗的电能多，水吸收的热量也多，因此相同时间内，功率大的水壶里的水的温度高些，与环境温度差值大些，热传递快些，热量损失快些，从而导致功率大的水壶效率低。即第二种方案里由于没有控制温度相同，导致散热快慢不同，从而影响实验结果。当然，根据实验我们也发现水壶烧水的效率与功率有关，是由于加热时间长短不同导致散热时间不同，热量损失不同导致的。

实验可以将抽象知识变为较直观，可以将静变为动，将枯燥乏味的知识变得形象生动。老师演示实验能引导学生的学习兴趣，但学生在观察实验时，自然也会产生自己动手的欲望。让学生多动手做实验，这不仅可以满足学生操作的愿望，更重要的是可以让学生不断体会到“发现”和“克服困难解决问题”获得成功后的喜悦，这样增强学习的信心和欲望。

高效率音频功率放大器的设计 第4篇

近几年,电子产品正在向薄型化、便携式迅速发展。其发展经历了这样几个过程:器件从电子管、晶体管到集成电路过程;电路组成从单管到推挽过程;电路形成从变压器输出到OTL、OCL、BTL形式过程。音频放大器快有一个世纪的历史了,其基本类型是模拟音频功率放大器,它的最大缺点是效率太低。全球音视频领域数字化的浪潮以及人们对音视频设备节能环保的要求,迫使人们尽快开发高效、节能的音频功率放大器,它应该具有工作效率高等特点。D类音频功率放大器是PWM型功率放大器,它利用晶体管快速切换的开关特性进行工作,其效率远比A类、B类和AB类放大器要高,达90%。

2、高效率音频放大器的基本结构

高效率音频放大器即D类放大器的电路共分为三级:输入开关级、功率放大级及输出滤波级。D类放大器工作在开关状态下可以采用脉宽调制(PWM)模式。利用PWM能将音频输入信号转换为高频开关信号。通过一个比较器将音频信号与高频三角波进行比较,当反相端电压高于同相端电压时,输出为低电平;当反相端电压低于同相端电压时,输出为高电平。如图1所示的系统框图。

3、各功能模块的设计

3.1电源电路

本电路由主要电源和辅助电源两部分组成,主电源由LM7805和DC-DC变换组成,+5V经DC变换模块变换为±12V,为运算放大器提供电源,+5V为NE555和数字电路供电。LM317和LM337组成双路跟踪直流稳压电源为辅助电源。

3.2 三角波发生电路

三角波发生器的制作,在D类功率放大器中,很重要的就是PWM发生电路。为了实现PWM变换,首先要准备一个三角波,以便用来调制输入信号。在各种各样的三角波发生器中,有用运算放大器简单搭制的,但是由于运算放大器的响应速度的影响,频率做的不可能太高;有用专门的三角波发生器实现的(如利用MAX038函数发生器芯片),但是功耗太大,成本太高。还有采用了单片机或DSP芯片,系统就显得更复杂。本设计使用了一个三角波发生器,频率范围可调,线性度可调,获得了较好效果。

该电路可产生大幅度(近电源的三分之二),高频率(100K以上)的三角波信号或锯齿波信号。电路如图2所示。三角波的形成是由BG1对电容器C进行恒流充电以及BG3对C恒流充电获得的。假设初始状态C中无电荷,即电压为零或电压在电源电压的三分之一以下,NE555的第2,6脚上电压处于低电压的触发状态,第三脚输出高电平,BG2导通,于是BG1也导通而BG3截止,由R1和D2决定BG1向C恒流充电。充电电流约等于(5.1V (D3稳压值)-1.4V)/RP1,C上的电压逐步线性上升,形成三角波的上升阶段。当电压上升到电源电压的三分之二时,NE555第六脚电压达到门值,第三脚输出电压翻转成低电平,于是BG2截止,BG1也截止而BG3导通,电容器C由充电转变为向BG3放电。放电电流由R6和D3的稳压值决定,大约为(5.1V (D4稳压值)-1.4V)/RP2,C上的电压线性下降直到电源电压的三分之一,形成三角波的下降阶段。如此反复循环形成三角波振荡,当R1=R6时形成的是三角波,当R1小于或大于R6时是正向的或反向的锯齿波。三角波的周期或频率决定于充电电流和放电电流的大小,同时也与C的容量直接有关。C值增大,周期变长,频率变低;反之依然。

R2的阻值不能太大,一定要使R2远小于R4,R5,以保证R2上的电压小到不足以造成导通BG1的同时也导通BG3。三角波频率F=63/C(Hz)。

值得注意的是,三角波发生器产生的三角波的频率直接影响着输出效率的高低,所以要精心设计。由于三角波发生电路产生的三角波是单极性的,即所有的三角波均在0V以上,所以后面加了一级电平移动电路,将三角波变为双极性的三角波。

3.3 有源带通滤波器设计[5][6][9][10]

本电路设计了带通滤波器滤除带外杂波。选定该滤波器的带通范围为300Hz～20kHz。带通滤波器按品质因数的大小分为窄带滤波器(Q>10)和宽带滤波器(Q<10)两种,上限频率fh=20KHz,通常滤波器中心频率f0和品质因子Q分别为

显然,Q<10,故该带通滤波器为宽带带通滤波器。宽带带通滤波器由高通和低通滤波器级构成,电路图如图3所示。该滤波器能有效地滤除低频分量,大大减少噪声干扰,与之同时也滤除了多余的高频分量,消除了混叠失真。

3.4 PWM电路[1][2][5][8]

PWM中常用等腰三角波作为载波,因为等腰三角波是上下宽度线性对称变化的波形,当它与任何一个光滑的曲线相交时,在交点的时刻控制开关器件的通断,即可的到一组等幅值而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲。

采用开关方式实现低频功率放大是提高效率的主要途径之一,因此PWM电路的设计尤为关键,两个UA741-个构成射极跟随,一个对三角波进行电平位移,然后和被调制信号进入高速电压比较器进行比较,由5534输出PWM波形1和PWM波形2。构成改进PWM的全桥D类功率放大器。

PWM控制器是以音频信号为基准信号,对高频的三角波进行调制,得到脉冲宽度随音频幅度变化的脉冲信号。比较器可采用高速比较器实现,其反相输入端接高频三角波,同相输入端则分别接输入电压放大器输出的相位相反的音频信号。如图4所示,当输入音频信号电压为0时,输出两路占空比为50%的脉冲波;输入信号电压为正时,一路输出为占空比大于50%的脉冲波,另一路输出为占空比小于50%的脉冲波;输入信号电压为负时,情况则相反。

3.5 限幅电路[4]

PWM电路中,当被调制信号幅值大于调制信号时,将会造成开关器件的长时间开通,可能造成功率器件损坏或信号失真。为了防止过调制现象的发生,保护功率开关器件不至于长时间开通进而烧毁,有必要对进入PWM比较器的被调制信号进行限幅。因此加入了一级限幅电路,该限幅电路准确灵敏,很好的起到了保护作用。

其中Q1,R1,RP1,D1为正向限幅,Q2,R2,RP2,D2为负向限幅。该限幅电路准确灵敏,很好地起到了保护作用。但是,限幅电路是对超限的信号进行削波来限幅的,这样将会引起信号的失真,输入信号幅值越大,失真度也越大。在实际应用中,应当采用自动增益控制(AGC)电路,当输入信号较大时,自动的进行线性的衰减,使输入信号保持在某一个固定的幅值上。因为是线性衰减,所以不会产生信号失真。

3.6过电流短路保护

短路保护电路检测与负载串联电流检测电阻上的电压。利用反相加法器,负载未发生短路时,加到保护电路的电压很低,运算放大器的输入电压总的输入信号是负值,由于运算放大器的放大倍数选的很大,所以输出为高电位,接近为+Vcc,光电隔离器不导通,可控硅没有触发电压,所以继电器不吸合,电路正常工作。如图6所示短路保护电路工作原理。

当负载短路或负载电流大于一定值时,加到保护电路的电压幅值很高,大于RP1上分得的幅电压值的绝对值时,加法器的输入端将变为正值,输出端变为负值,光电隔离开关导通,可控硅吸合并维持,保护继电器动作,切继主电源。该电路的好处是可以任意设定电路的保护电流值,不仅可以作为短路保护,还可以作为限流保护。根据反相加法器的工作原理,反相加法器的输出电压可以如下计算:

根据选择的数据,

3.7 功率驱动电路[3]

如果用MOSFET管作为受控开关,驱动负载器件;它是电压控制型半导体器件,本身的功耗少,开关频率能满足要求,但是所需要的工作电压高。所以本设计采用555组成的非门来代替MOSFET管,HA17555驱动电流只有200mA,而单个NE555的驱动电流可以达到600mA,所以采用了555电路构成的推拉式平衡输出功率放大器,取得了良好的效果。如图7所示。

4、结语

D类放大器是目前音频播放器的非常有前途的发展方向,他更好地适应了便携式电子音频设备对功率放大器的高效率,低失真的的发展要求。

本设计是在充分考虑电路的效率与电路的成本,采用比较常用的元器件来实现D类放大器的基本功能,取得良好的效果。

摘要：为了节约电路的成本,提高放大器的效率,本文介绍采用普通的电子元器件设计高效率音频功率放大器的方法,本设计使用基本的运算放大器,构成PWM电路,形成D类功率放大器,实现了高效率,低失真的设计要求。为了提高电路的抗干扰性能,在设计中使用了电压跟随器,差动放大器,有源带通滤波器等。使本设计获得了良好的效果。

关键词：PWM,滤波器,运算放大器,D类功率放大器

参考文献

[1]王一群.实用音频功放制作[M].第2版.福建:福建科技出版社,2008

[2]《无线电》编辑部.《无线电》合订本2008年(上)[J].北京:人民邮电出版社.2009

[3]中国录音师协会教育委员会.初级音响师速成实用教程[M].北京:人民邮电出版社.2007

[4]肖景和.集成运算放大器应用精粹——集成电路应用丛书[M].北京:人民邮电出版社.2006

[5]惠意欣.运算放大器:理论与设计[M].第3版.北京:清华大学出版社.2006

[6]赛尔吉欧.佛朗哥[美].基于运算放大器和模拟集成电路的电路设计[M].第3版.西安:西安交通大学出版社.2009

[7]松井邦彦[日].OP放大器应用技巧100例[M].北京:科学出版社发行处.2006

[8]刘征宇.线性放大器应用手册(精)[M].福建:福建科学技术出版社2005

[9]Arthur B.Williams Fred J.Taylor[美].电子滤波器设计(附光盘)[M].北京:科学出版社发行处.2008

高效率功率放大器 第5篇

实际电路中,F类功率放大器的效率性能退化取决于功率管的寄生元件[1](寄生电容,寄生电阻)、非零转换时间、非零Knee电压和有限的匹配网络品质因数等影响。输出端的谐波失真使电压和电流波形产生变形和重叠,严重影响了F类功率放大器的效率。为此,采用串联LC匹配网络设计功率放大器输出三次谐波抑制,利用并联LC网络将偶次谐波短路到地,有效地提高了F类放大器的输出效率。

1 工作原理

F类功率放大器使用谐波抑制电路对功放管漏端电压或电流中的谐波成分进行控制,调整功放管漏端的电压波形或电流波形,使得它们没有重叠区,减少开关损耗,提高了功率放大器的效率。如图1所示[2],在漏端的输出匹配电路中,加入谐波抑制网络,滤除漏端的谐波波形干扰。

对漏端谐波失真的有效控制取决于几个方面:

功放管输出端寄生电容Cds的影响;

非线性实际器件模型在谐波频率的实用性;

开关类功率放大电路的结构等[3,4]。

晶体管漏端基频阻抗为:

由式(1)可知,在基频处,晶体管漏端看到的基频阻抗为纯电阻性阻抗Zopt;在高阶偶次谐波频率(阶次n=2,4,6)处,由于输出端的偶次谐波抑制电路,使从晶体管漏端看到的偶次谐波阻抗为0,实现了偶次谐波信号短路到地的功能;在高阶奇次谐波频率(阶次n=3,5,7)处,由于输出端的偶次谐波阻抗为无穷大,因此晶体管漏端看到的奇次谐波实现开路的功能。

图2所示为F类功率放大器的一种典型结构,在功放管漏端看到的各高阶奇次谐波阻抗为无穷大,而各高阶偶次谐波阻抗为0,流过开关的电流中仅包含基频频率成分和各高阶偶次谐波成分。在F类电路实现上,只考虑三阶谐波并联谐振网络,对高于三阶的谐波被认为在输出漏端电容处短路,且高于三阶的谐波并联谐振网络增加了无源元件的损耗,对性能提高并不明显[2]。

2 仿真与设计

本文采用0.25μm的Ga As工艺模型MSFG35010,Ga As功率放大器最大的优点是具有更高的载波移动性,因而可获得比硅更高的特征频率ft和截止频率fmax,并允许在任何特定频率上使用具有更高击穿电压、外形更大的器件。这进而又允许在任何给定的输出功率下使用更高的偏置电压及相应更低的电流。低电流可减少源极和漏极寄生电容,这类寄生电容限定了高工作频率,也给开关模式放大器带来了很大问题。

先对功率管做直流仿真,根据MRFG35010管的datasheet参数及直流仿真图(图3),取管子在AB类的偏置点,漏端直流供给电压Vds取12 V,栅源电压Vgs取-0.9 V,该晶体管的特征频率为6~7 GHz。仿真结果如图3。

文献[5]、文献[6]阐述了关于F类功放三阶谐波抑制网络的理论设计,本文采用LC并联谐振匹配网络抑制三阶谐波,用LC构成并联谐振网络将其他高阶偶次谐波成分短路到地。

图4为电路输入输出匹配完成后,带有三阶谐波抑制的F类功率放大器的完整电路结构图。图5为电路的散射参量S11。

由图6可知,三阶谐波信号被很好地抑制,但是由于电路中没有五阶谐波抑制,所以在表1中可以看到五阶谐波的影响仍然很大。

电路的谐波仿真得到输入功率与输出功率的关系图。由图7可知,在射频源功率为28 d Bm时的输出功率为37 d Bm。

F类功率放大器测试中,漏极效率是一项重要的技术指标,但是漏极效率只考虑了输出功率与电源功率的关系,而功率附加效率同时考虑了输入功率,是一个更为合理的技术指标,图8为功率附加效率随输出功率的变化曲线。

表2为本文性能参数与文献[7]、文献[8]电路性能参数的对比。结果显示本文设计的电路功率附加效率较高,功率放大器的性能较好。

本文采用Ga As模型器件设计一款3.5 GHz带有谐波抑制的F类功率放大器。结果表明,输入功率为28 d Bm时,输出功率为37 d Bm,功率附加效率为68%。在实际电路设计上,片上无源器件的容差也必须给予充分考虑。在设计中与晶体管漏极并联的电容还要包含晶体管本身的电容,并联电感和负载网络中的电感可以用键合线电感实现,以提高品质因数和降低芯片的面积。

摘要：根据F类功率放大器的电路结构特点,给出用LC匹配电路设计输出端的三阶谐波抑制网络的方法,设计了一款工作频率为3.5GHz的F类功率放大器。仿真结果输出功率为37dBm,功率附加效率为68%,谐波失真得到很好抑制,效率得到提高。

关键词：F类功率放大器,谐波抑制,功率附加效率

参考文献

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L频段高效功率放大器设计 第6篇

随着有源相控阵系统在机载平台的应用, 通信对抗系统不断向小型、轻便和节能方向发展, 提高功放效率是迫切需要解决的问题。功放效率和半导体功率器件的发展密不可分, GaN高电子迁移率晶体管的诞生, 因其具备高击穿场强、高饱和电子漂移速率等性能, 使功放效率得到了很大的提高, 已广泛应用于雷达和通信等领域[1,2]。

选用了一款高效GaN功率放大器件, 为其设计匹配电路, 使得该器件在L频段 ( 0. 96 ~1. 25 GHz) 内满足输出功率大于100 W, 效率大于50%。

1 总体设计方案

1. 1 功率管的选择

为了实现在0. 96 ~ 1. 25 GHz频段内输 出100 W的功率, 对射频功率管有一定的要求。例如导通电阻要小、输出寄生电容要低等。常用的场效应晶体管输出功率有限, 效率相对较低, 不能满足高效率要求。因此, 具有较高功率密度、低导通电阻、低寄生电容和高输出阻抗的宽禁带器件是实现设计的首选[3,4,5]。

经综合比较, 选定CREE公司的GaN功率管CGH40120F, 此功率管的P1 db输出功率110 W, 小信号典型增益20 dB, 典型效率达到70%。

1. 2 放大器电路设计

设计思路: 首先对功率管进行直流分析确定功率管的静态工作电压和工作电流; 再利用ADS软件进行仿真, 得到输入、输出阻抗匹配电路并对其稳定性加以分析; 最后加工印制板、调试及改版。

1. 3 直流分析

对功率管进行直流分析的目的是通过功率管的电流 - 电压 ( I-V) 曲线确定功率管的静态工作电压和电流。选择正确的直流工作点以及适当的直流偏置电路, 对获得设计要求的交流特性也是十分重要的。利用ADS软件对该器件进行直流分析的结果如图1所示。根据厂家提供的器件资料及图1中的I-V静态曲线, 选取Vds= 26 V、Vgs= - 2. 9 V作为功率管的静态工作点, 此时放大器工作在AB类工作状态, 在满功率 输出时效 率较高, 线性度也 较好[6,7,8]。

2 关键技术

2. 1 时序控制设计

众所周知, GaN器件是负偏置工作器件, 漏极和栅极的供电需要一定的时间控制。如图2所示, 上电时必须先开启栅极电压Vgs, 然后才能开启漏极电压Vds; 反之, 断电时, 先断开漏极电压Vds, 然后再断开栅极电压Vgs。

很典型地, 偏置电压是通过一个1/4波长线引入到射频电路中功率管的电极。在这需要注意的是, 漏极上电时, 栅极不可以悬空或者接地, 否则极易引起类似振荡现象而导致功率管的损坏[9]。

2. 2 供电电路设计

在放大器的设计中, 其供电及偏置是非常重要的。放大器电路的电源供电和偏置设计不好, 将严重影响功 放的指标 和稳定性。GaN功率管CGH40120F的供电电路设计原则如下:

①反射小, 即对主传输线的附加驻波要小;

②引入噪声小, 即要求在有高频能量传输的网络中, 尽量使用无耗网络, 如果实在不能避免则必须要加滤波网络来减小附加噪声的引入;

③附加损耗小, 即要求在频带内呈现纯电阻要小, 使能量尽可能的沿主线传输到负载, 但有耗网络的引入可以改善系统的驻波, 因此可以根据具体的设计需要进行取舍。

3 ADS 仿真和稳定性分析

3. 1 ADS 仿真

用ADS仿真设计功率放大器, 最理想的情况是器件生产厂家提供大信号情况下的器件模型, 而CREE公司恰恰提供了功率管CGH40120F的大信号模型。这样就可以比较准确地进行匹配电路的仿真优化。

匹配电路的设计, 实际上是以共轭匹配的方式, 将器件的端口阻抗逐渐变换到50Ω。器件的输入/ 输出阻抗是随着工作频率变化的, 所以在进行阻抗匹配时, 不可能在所要求的频段内达到完全的匹配。一般工作频带越宽, 阻抗变化越大, 匹配电路的设计就越困难。为满足宽带匹配要求, 一般都是进行多节的阻抗变换, 即在输入端和输出端有多段微带线级联, 每个微带线有长度和宽度2个变量[10]。匹配电路仿真模型如图3所示。

仿真时既要兼顾功率输出大小又要兼顾效率的高低, 此外还要考虑到实际馈电电路的影响。这样就可对设计好的宽带匹配电路进行大信号S参数仿真优化, 通过仿真优化, 在L频段 ( 0. 96 ~ 1. 25 GHz) 仿真结果如图4所示。

从图4分析得知, 功率管CGH40120F输出电路匹配较好, 在频率范围为0. 96 ~ 1. 25 GHz内, 正向传输增益 >12. 8 dB, 输出端口驻波 <1. 6, 说明正向传输很大, 反射很小。因此采用节数较多的微带线匹配法结合ADS对设计目标进行优化, 减少了人为调试, 对功率管匹配网络的实现取得了不错的效果。

3. 2 稳定性分析

稳定性[11]是指放大器抑制环境的变化, 维持正常工作的特性的能力, 是设计中关键因素之一, 它要求设计好的电路稳定输出功率, 不自激而且远离自激振荡状态。因此, 在放大器阻抗匹配电路设计完成之后必须进行稳定性分析与仿真。

放大器稳定系数随频率的变化曲线如图5所示。可以看出, 稳定系数StabFact1﹥1, 说明放大器在此频段内无条件稳定。

4 仿真的局限性

仿真与实物之间肯定存在或大或小的差异。在本设计过程中, 误差的形成主要有以下几个方面:

①参数设置不准确。主要是印制板材的参数不准, 如介电常数、板材厚度不均匀, 各数值误差范围较大等;

②用S参数提取的数据有误差。尽管在优化过程中尽量使两者的S参数一致, 但毕竟不可能完全一样, 提取的参数和实际有差别;

③印制板加工过程中引入的误差;

④仿真算法引入的误差。在仿真过程中, 各元器件都是用理想元件来计算的, 必然与实际有较大的差异[12]。

5 测试结果

根据仿真设计过程, 加工了一块该放大器的电路印制板, 板材为0. 5 mm厚聚四氟乙烯玻璃纤维双面覆铜板。装配好一个模块, 经过简单调试后, 对该模块进行了测试。测试条件是: 连续波工作, 漏极Vds= 26 V, 栅极电压Vgs= - 2. 9 V。该放大器输出100 W时的效率测试曲线如图6所示, 可见在0. 96 ~ 1. 25 GHz频率范围内效率大于50% 。

6 结束语

给出可用于实际设计的方法和注意事项, 对射频电路设计师的实践工作具有一定的帮助。从设计可以看出, GaN大功率器件在宽带和高效率应用中有着非常优异的表现, 在L频段 ( 0. 96 ~ 1. 25 GHz) 可以达到连续波输出功率100 W, 效率大于50% , 验证了GaN功率器件的高效率特性。可以预测随着越来越多的新型GaN功率器件的面世, 相对传统的双极型晶体管和MOS- FET场效应管的优势将更大, 从而能更好地满足未来通信对抗系统高效率的要求。

摘要：氮化镓 (Gallium (iii) Nitride, GaN) 作为新一代半导体材料的代表, 其高功率密度、高击穿场强的特点使其具备了带宽宽、效率高等优点。根据GaN功率管的特点, 采用ADS仿真软件, 对功率管进行了直流分析、稳定性分析以及输入输出匹配电路的仿真与设计, 并对放大器效率指标进行了测试。实验数据表明, 功率放大器在L频段可以达到连续波输出功率100 W, 效率大于50%, 验证了GaN功率管高效率的特性。

关键词：GaN功率管,直流分析,时序,ADS仿真

参考文献

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大功率固态功放功率合成器效率研究 第7篇

关键词：固态高功放,功率合成器,合成效率,大功率

随着微波毫米波技术在通信、雷达、导航、遥感等众多领域中不断被广泛应用,对相应固态功率器件的需求也变得越来越迫切。然而,由于单个固态功放器件输出功率有限,很难满足系统要求,为此功率合成技术应运而生[1,2]。开发损耗小、合成效率高、工作带宽的功率合成器成为大功率固态系统设计的关键。本文对理想两端口功率合成器的合成效率进行了计算推导,分析了合成器损耗、幅度一致性和相位一致性对合成效率的影响,提出调节功率合成器达到最大合成效率的方法,并在S频段固态高功放功率合成器中进行了验证。

1固态高功放功率合成原理简介

连续波固态功率放大器一般是指利用A类或AB类硅金属氧化物场效应管(MOSFET)或砷化镓金属半导体场效应管(MESFET)经合成达到一定功率的功率放大设备。目前千瓦以下固态功率放大器已经逐步取代相同级别的真空管放大器,成为市场主流。由于场效应管放大器的单管增益和输出功率较小,所以大功率的固态功放一般都采用多管级联和多管合成的技术,即功率合成技术[3]。因此研究功率合成技术和功率合成效率对推动高功放技术的改进与革新都具有十分重要的意义。

我单位使用的S频段连续波固态高功放,是由1个15 W前级功放和4个输出功率为500 W的子功放级联而成,其中500 W子功放又是由1个前级功放和6个输出功率为100 W功放级联而成。小功率信号经过15 W前级功放后,被功分插箱分成4路分别送给4个500 W子功放插箱,信号经4个500 W子功放插箱放大后,最后经功率合成器合成输出,最大输出功率为1 500 W[4],其工作原理如图1所示。

2功率合成效率影响因素分析

功率合成器的合成效率主要受功率合成器的种类,合成器的损耗,待合成各支路信号幅度一致性和相位一致性等因素的影响,分别从以下几方面对功率合成器合成效率进行推导分析。

2.1合成器损耗对合成效率的影响

假设待合成各支路信号幅度、相位均一致,功率合成器端口匹配,无反射波出现,只考虑功率合成器电路损耗对合成效率的影响。

功率合成器单元损耗不同时,功率合成器的合成效率如表1,其中n为合成路数,a为功率合成器的单元损耗(d B),由表可见,合成单元损耗越大,合成效率越低;待合成的信号路数越多,合成效率越低。

合成器插损受到隔离、匹配、带宽、幅度一致性与相位一致性等因数的影响。隔离度越大、匹配越好、带宽越小,则它的损耗越低。由于合成路数越少,合成效率越高,所以我们在设计之初应该根据子功放输出功率适当选择合成路数;提高功率合成器个端口的隔离度,提高端口匹配度与一致性,这样会很大程度的提高合成效率。

2.2幅度、相位对合成效率的影响

两路信号功率合成是最简单,最典型的功率合成方案,下面我们以各端口特性一致,完全匹配的两端口理想功率合成器为例,在不考虑插损的影响时,分析信号幅度一致性、相位一致性对合成效率的影响,分析结论对于两端口以上的功率合成器同样适用。

当对理想功率合成器输入两路幅度、相位完全相同的信号时,总输出功率为两路输入信号功率的和。但实际中,输入功率合成器的两路信号的幅度、相位不可能完全一致,而且他们之间还存在着相互制约,相互矛盾的关系,即幅度一致时,相位一致却不能保证;当相位调整到一致时,幅度关系却很差。

设图2中功率合成器输入功率分别为P1和P2,插入相位分别为φ1和φ2,则总输出功率P为:

${\rm P}=\frac{1}{2}\left|\sqrt{{\rm P}{}_1}e{}^{j\phi 1}+\sqrt{{\rm P}{}_2}e{}^{j\phi 2}\right|{}^2$。

下面分别就幅度和相位进行分析,分别对比幅度不一致和相位不一致对合成效率的影响。

2.2.1 相位一致(φ1=φ2),幅度不同

则以上公式简化为:

${\rm P}=\frac{1}{2}\left|\sqrt{{\rm P}{}_1}+\sqrt{{\rm P}{}_2}\right|{}^2$。

合成效率为:

$\eta =\frac{{\rm P}}{{\rm P}{}_1+{\rm P}{}_2}=\frac{\frac{1}{2}\left|\sqrt{{\rm P}{}_1}+\sqrt{{\rm P}{}_2}\right|{}^2}{{\rm P}{}_1+{\rm P}{}_2}=\frac{1}{2}+\frac{\sqrt{{\rm P}{}_1{\rm P}{}_2}}{{\rm P}{}_1+{\rm P}{}_2}$。

下面我们通过实际数据来分析幅度不同对合成效率的影响,如表2。

可见,相位一致,幅度不同时对合成效率的影响较小。

2.2.2 幅度一致(P1=P2),相位不同

合成功率等式简化为:

${\rm P}=\frac{1}{2}{\rm P}{}_1|e{}^{j\phi 1}+e{}^{j\phi 2}|{}^2={\rm P}{}_1\left[1+\cos (\phi {}_1-\phi {}_2)\right]$。

相应合成效率为:

$\eta =\frac{{\rm P}}{2{\rm P}{}_1}=\frac{1}{2}[1+\cos (\phi {}_1-\phi {}_2)]$。

下面我们通过实际数据来分析相位不同对合成效率的影响,如表3。

从表3可见,当幅度一致,相位不同时,相位不一致对合成效率的影响是非常大的。而且在现实中,由于功放中电路的复杂性和离散性影响,在微波频段,相位相差十几度都是十分常见的。因此,我们在功率合成过程中,将重点控制相位,保证相位关系的一致性。

从以上的分析可知,功率合成效率不但取决于合成器本身的性能(如S参数,以及各端口之间的匹配、隔离、插损等),更重要的是决定于被合成信号的幅度和相位。很明显的情况是,对于一个n路完全对称 (理想情况)的合成器,它的合成效率在各路输入信号幅度相位完全一致的情况下达到最大值。而在实际情况下,合成器不是理想的,各路输入信号的相位和幅度也不可能完全一致,而且信号幅度和相位是相互矛盾的,当幅度调整到一致时,相位反而相差较大;而当相位调整到一致时,信号的幅度反而不相等,其原因是各路器件的幅相特性不一致。因此,在实际功率合成中,并不是相位完全一致就可以输出最大功率,达到最大合成效率,而是要重点控制相位综合考虑幅度相位特性,进行折衷调整。

2.3固态功放功率合成器效率分析

功率合成技术发展至今,合成方式大致可分为4种:利用半导体芯片串联或并联的管芯级合成、利用功率合成分配合成器实现的电路合成、毫米波常用的利用准光腔或自由空间波的空间合成,以及应用以上合成技术的混合合成[5]。

电路合成技术是通过功率合成器把两个或多个功率放大器模块组合在一起,合成输出较大的功率。它的优点是各功率合成单元之间的相互影响较小,调整方便,匹配性能良好[6]。我单位使用固态功放使用的功率合成器的合成方式是电路合成,图3、图4为功率合成器实物图。

我们在实际1 500 W功率合成器效率研究的过程中,仔细调整了四路输入信号的相位一致性,然后少量改变相位差,达到幅度一致性,这时功率合成器输出功率基本达到最大。

通过一系列测试,我们取得了如下结论:

(1) 输入信号的相位对合成效率有决定性的影响。当相位差小于20°时,对合成效率的影响小于2%。但是相位差超过 30°以后,效率急剧降低,超过 90°以后,合成效率比单个子功放插箱的输出功率还低;

(2) 输入信号的幅度也会对合成效率产生较大影响,我们改变输入信号的幅度,相互变化由1 dB增加到2 dB时,合成输出功率约有0.2 dB的下降;

(3) 功率合成器的输入输出端口与线缆或波导不是理想匹配的,这样在实际中就存在反射现象,必然使合成效率下降,在功率合成器设计之初要尽量使各端口匹配;

(4) 各输入端口不是完全隔离的,输入信号可在各端口之间传输,这样必然减少传输到输出端口的信号功率,也会使合成效率下降;

(5) 合成器各端口的插损,相位幅度也不是完全一致的,所以 各路信号相位幅度一致就能使合成功率最大,但是只要幅度相位平衡达到一定条件时,功率合成器的合成效率达到最大。

3结束语

本文所研究的功率合成器是法国RFPA公司生产的1 500 W大功率合成器,其具有高输出,体积小,效率高,散热好等优点,该功率合成器处于国际领先水平。经过本文研究,取得了几点非常有意义的结论,对于寻找功率合成器的最大输出功率点,提高功率合成效率和国产大功率高效率的功率合成器研制都有十分重要的意义。

参考文献

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高效率功率放大器 第8篇

关键词：电流模式D类功率放大器,高频率,高效,零电压开关

引言

功率放大器 (PA) 的效率是整个无线通讯系统效率最重要的影响因素, 传统的线性PA (包括A类, B类, AB类和C类) 具有良好的线性度, 但效率却非常低, 造成了大量的能量损耗, 这不仅增加了无线通讯系统的成本, 并且给整个系统的散热带来了巨大的困难;而开关类功率放大器 (SMPA) 由于具有很高的效率, 已经成为无线通讯行业的研究焦点。

在SMPA中, 驱动电压幅度足够强 (过驱动) , 使得输出晶体管相当于受控的开关, 在完全导通 (晶体管工作于线性区) 和完全截止 (晶体管工作于截止区) 之间瞬时切换, 在理想情况下, 开关上的电压和电流没有交叠, 可以达到100%的效率[1]。然而在实际电路中, 由于寄生阻抗和有限的开关速度, 晶体管并不是一个理想的开关, SMPA的效率会随着频率的增加而快速地下降。D类PA作为最早被报道的SMPA已经广泛地应用于音频领域。传统的VMCD PA在每个信号周期内, 晶体管漏极电容 (Cds) 的放电会造成了1/2CV2的能量损耗 (V为晶体管导通瞬间时的初始漏极电压) [2,3], 频率越高, 其造成的能量损耗越大, 因此传统的VMCD PA在高频时无法实现较高的效率, 其很少应用在射频领域。E类PA通过实现零电压开关很好地解决了这个问题, 在开关导通的瞬间, 晶体管上的电压为零从而避免了电容放电造成的能量损耗[4]。然而不确定的占空比、非线性的电容和其他的寄生阻抗都会降低E类PA的效率。

CMCD PA的出现提供了另一种实现零电压开关的方法, 其漏极电压为半正弦波, 在晶体管导通和关闭的瞬间, 晶体管上的电压为零, 避免了漏极电容放电造成的能量损耗。CMCD PA的出现使高频D类PA的实现成为可能, 近些年许多高效率的射频CMCDPA被报道出来[5,6,7,8], 其中频率最高的达到了2.6GHz[7]。本文设计了一个工作在2.65GHz的高效CMCD PA, 其EM仿真功率附加效率 (PAE) 达到了73%, 输出功率在10W以上。

1 D类PA基本原理

图1 (a) 所示是VMCD PA的基本结构, 两个晶体管偏置于近似B类的工作状态且输入信号相位相差为180°, 因此两个晶体管各导通半个周期。晶体管输出端接一个串联的LC滤波器, 其谐振频率为信号的中心频率。串联LC滤波器使得PA的输出电流为标准正弦波形, 图1 (b) 所示是VMCD PA的理想电压电流波形, 每个晶体管的漏极电流为半正弦波, 漏极电压为方波, 晶体管的漏极电流电压波形不存在交叠, 其效率为100%。实际电路中, 晶体管的输出电容Cds的放电会对漏电压产生影响, 使其无法成为标准的方波。在每个信号周期内电容放电造成的能量损耗为1/2CV2, 频率越高, 能量损耗越高, 因此VMCD PA在音频频段内较为流行, 在射频领域则很难保证高效率。

图2 (a) 为CMCD PA的电路原理图, 这里将串联LC滤波器换为并联LC滤波器, 并联LC滤波器使得输出电压为标准的正弦波, 图2 (b) 为晶体管理想的电流和电压波形, 每个晶体管的漏极电压为半正弦波, 漏极电流为方波, 晶体管的漏极电流电压不存在交叠, 其效率为100%。

相比VMCD PA, 在开关导通和关闭的瞬间, CMCD PA晶体管两端电压为零, 避免了漏极电容放电所造成的能量损耗, 实现了零电压开关, 同时晶体管的漏极寄生电容, 也可看作是并联谐振器的一部分, 从而减少了晶体管寄生电容对效率的影响。在高频率时, CMCD PA相比VMCD PA具有更高的效率, 并且VMCD PA通常需要辅助器件或者抽头式变压器才能正常工作, 而CMCD PA可以通过巴伦结构实现。CMCD PA的出现使高频D类PA的实现成为可能。

通过上述分析, 我们发现CMCD PA晶体管的漏极电流电压波形与F-1类PA一致, 因此我们也可以将CMCD PA看作两个p u s h-p u l l结构的F-1类PA[8]。F-1类PA使用输出滤波器对晶体管漏端电压和电流中的谐波成分进行控制, 归整晶体管漏端的电压波形或者电流波形, 使得它们没有重叠区, 减小开关损耗, 提高PA的效率[1]。理想状态下, F-1类PA晶体管漏极电压波中只含基波分量和偶次谐波分量, 电流波只含基波分量和奇次谐波分量, 漏极谐波输出阻抗需要满足如下关系式:

其中, Z1为输出电路基频阻抗, Zn为输出电路n次谐波阻抗, Zopt为基频最佳输出阻抗。在设计CMCD PA时我们可以借鉴F-1类PA的设计方法, 通过谐波匹配电路实现上述输出阻抗, 从而调节晶体管的漏极电压和电流波形, 提高CMCD PA的效率。

2 CMCD PA电路设计与仿真

针对上述理论分析, 我们采用Cree公司的Ga N HEMT晶体管C G H 4 0 0 0 6 P设计了一种新型高效CMCD PA。Ga N HEMT晶体管因为具有高电子迁移率、高功率密度、高击穿电压等特性, 已经被广泛应用在高效率、高功率射频PA中。

CMCD PA需要在输入端和输出端实现平衡和非平衡信号的转换, 因此需要选取合适的功率分配器与功率合成器, 本文设计的CMCD PA选取了Anaren公司的巴伦3A625, 其工作频率为2.3~2.7GHz, 满足本设计的要求。

根据理论分析, CMCD PA应偏置在B类的工作状态, 通过直流仿真发现CGH40006P的开启电压约为-3.3V, 考虑到晶体管的稳定性, 我们将CMCD PA晶体管的栅极电压偏置在-3.4V, 漏极电压偏置在典型的28V。

CMCD PA高效率的关键在于输出谐波匹配电路的设计, 该PA的输出匹配电路结构采用了开路枝节微带线的结构, 其电路原理图如图3所示。其偏置电路采用了传统的λ/4 (90°) 微带线结构, 其不仅能够为晶体管提供稳定的偏置电压, 并且在2次谐波和4次谐波时能够实现阻抗的短路, 经过后续电路的阻抗变换, 实现了在晶体管漏极偶次谐波的开路;电路中的λ/12 (30°) 和λ/20 (18°) 开路枝节微带线分别在3次谐波和5次谐波时实现了阻抗的短路, 经过后续电路的阻抗变换, 实现了在晶体管漏极奇次谐波的短路。

CMCD PA电路的整体电路原理图如3所示, 输入电路同样采用了开路枝节微带线的结构, 偏置电路采用了传统的λ/4微带线, 匹配电路采用了简单的L枝节匹配, 同时输入电路采用了RC并联网络和并联到地的大电阻来提高电路的稳定性。

该PA的电磁仿真结果如图4和图5所示, 图4为晶体管漏极电压电流波形和频谱, 从频谱中可以看出该PA实现了晶体管漏极偶次谐波的开路和奇次谐波的短路, 漏极电流近似为方波, 漏极电压近似为半正弦波;图5为CMCD PA的效率和输出功率曲线, 在28d Bm输入时, 输出功率为40.3d Bm, PAE为73%。

3 总结

本文分析了CMCD PA的基本原理和设计方法, 提出了一种新型的高效CMCD PA结构, 并采用Ga N HEMT晶体管设计了一个工作在2.65GHz的高效CMCD PA, 其在EM联合仿真中具有12.3d B的功率增益、40.3d Bm的输出功率和73%的PAE。

参考文献

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[2]El-Hamamsy S A.Design of high-efficiency RF class-D power amplifier.Power Electronics, IEEE Transactions on, 1994, 9 (3) :297-308

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注重功率平衡提高抽油井系统效率 第9篇

关键词：抽油井,油井示功图,油井生产参数,功率平衡,系统效率

1 功率平衡再认识

抽油机严格意义的平衡运行状态就是指电动机在上下冲程中都做正功且相等。长期以来, 采用电流法调整抽油机平衡在油田生产中占有主导地位, 要想推行功率平衡, 就必须认识到电流法平衡弊端, 了解功率平衡对抽油机合理化运行的作用。

1.1 电流法平衡测试弊端

(1) 在实际操作过程中, 由于在上下冲程中电流峰值所占的时间较短, 电流表数值不断变化闪动等因素的影响, 测试人员仅靠目测很难读取准确的数值。

(2) 在应用电流法评价抽油机平衡时, 会产生虚假平衡的现象。产生这种电流虚假平衡的原因是抽油机普遍存在的负功现象。在抽油机的一个运行周期内 (即一个冲程) , 由于抽油机负载周期性变化, 在某些时刻会产生抽油机带动电动机运行在回馈制动状态, 电动机成为发电机, 将抽油机的势能转化为电能。当抽油机平衡度较差时, 这种现象就比较明显。由于电动机本身的运行特性的原因, 在发电运行时, 其功率因数较低, 运行电流较大。计算抽油机平衡时, 如果以这种回馈电流作为峰值计算, 就会产生虚假平衡的现象。因此, 电流法从理论和实际操作上都存在着缺陷, 准确性较差, 存在虚假平衡问题。

1.2 功率法平衡测试可行性分析

而从功率角度分析, 可以如实地反映电机做功情况, 能够比较准确的判断抽油机平衡状况。通过调平衡, 就可尽量避免负功的出现, 从而减少电能无意义的损失。

从表1可以看出, 电流平衡的井不一定平衡。以DXY87-16井为例, 电流平衡率达94.6%, 表面上看处于相当好的平衡状态, 而功率平衡率仅为48%, 并未达到真正平衡。

2 优化运行提高平衡调整成功率

参考《游梁式抽油机井地面标准化操作手册》中功率平衡半径理论调整公式, 可尽量避免上述现象的发生。公式如下:8型、10型机:

式中:△R—平衡半径理论调整值, m (△R为正值时, 平衡块远离曲柄轴中心, △R为负值时, 平衡块移向曲柄轴中心) ;N—调整前实测功率平衡比;k—欲调整平衡块块数;n—冲次, 次/min。

3 实例分析

3.1 通过移动平衡块即可达到平衡的抽油机井

如DXY66X38井, 采用CYJ12-4.2-73HB生产, 工作制度56×3×2.5, 有4块平衡块, 测电流平衡为106.6%, N=153.9%, 为过平衡, 只调节2块平衡块, 将数据带入式 (2) :

计算表明, 将2块平衡块在当前位置同时靠近曲柄中心约0.647 m可达到平衡。实施调平衡后, 测得该井功率平衡达107.9%, 达到合格, 日节电约7.2 k W·h。

3.2 平衡半径达最大的不平衡抽油机井

平衡块足够时, 通过累加平衡块使油井平衡。如DXY86-23井, 12型机, 工作制度56×3×3.5, 有2块平衡块, 功率平衡25.9%, 公式计算△R为0.64m, 原来平衡半径已达1.45 m, 不可再向外调, 由式 (3) 算出△R&apos;为-0.4 m, 平衡半径向里调0.4m后, 功率平衡率82.7%, 系统效率提高2.1%, 日节电7.3 k W·h。

式中:△R&apos;—加上 (或去掉) 一部分平衡块后的平衡半径调整量, m;R—原来的平衡半径, m;

Wb&apos;—加上 (或去掉) 后的平衡块总重量, N。

平衡块不足时, 通过公式计算, 超出最大平衡半径的抽油机, 直接将平衡块调至最外生产。

4 结论

(1) 抽油机平衡调整的终极目标是最大限度的节能与安全运行, 在抽油机光杆功率不变的情况下, 通过合理调整平均块位置, 也就是减少了电能与机械能之间的来回转换, 减少了由于能量转换而产生的能耗, 从而节约了电能。

(2) 平衡调整并不能消除所有的负功现象。平衡调整只对功率曲线的一阶 (基波) 正弦分量起作用, 对一阶余弦分量不起作用。对于负功出现在光杆行程上下死点附近的井, 只能采用更换新型的抽油机或对该抽油机进行改造, 采用异相曲柄才能解决。

(3) 平衡率作为影响机采系统效率重要因素之一, 不容忽视。在采油生产过程中, 由于原油物性的变化、油层供液能力的变化以及油井工作制度的改变, 都会破坏抽油机原来的平衡状况, 因此, 抽油机平衡调整是一项长期、动态的工作, 只有持之以恒, 才能在现有的条件下进一步深化抽油机合理化运行工作。

参考文献

[1]姚立刚, 王景昌, 栾庆德.常见机构的电算程序设计[M].哈尔滨:哈尔滨工业大学出版社, 2012.

[2]孙恒, 陈作模, 葛文杰.机械原理[M].7版.北京:高等教育出版社, 2013.