非同步性范文

非同步性范文（精选10篇）

非同步性 第1篇

1 资料与方法

1.1 一般资料

选取本院2015年2~9月收治的60例充血性心力衰竭患者,男31例,女29例;年龄37~72岁,平均年龄(58.4±4.6)岁;所有患者中左心衰竭18例、右心衰竭11例、全心衰竭12例、扩张型心肌病9例、高血压性心肌病10例;根据心功能进行分级,Ⅱ级患者29例,Ⅲ级患者18例,Ⅳ级患者13例;并根据QRS时限分为A、B、C三组其中QRS为125~135 ms纳入A组(30例),QRS为136~145 ms纳入B组(18例),QRS>145 ms纳入C组(12例)。

1.2 方法

检查时使患者保持左侧位,选用多普勒超声诊断仪进行检查,探头频率为1.6~3.5 MHz,测量深度为16.0~18.0 cm从患者胸骨旁左心长轴切面检索水平测量左心室舒张末期时的内径。具体测量指标包括LRVPEI、SPWMD、Ts2、Ts1、QRS波宽度、左心室舒张充盈时间/R-R期间、左室舒展末容积和左室收缩末容积及左室射血分数。

1.3 观察指标

比较三组患者超声动态图所反应的相关指标,包括Ts1、Ts2、SPWMD、LRVPEI及左心室舒张充盈时间/R-R期间。

2 结果

A组LRVPEI为(40.3±5.9)ms、SPWMD为(102.9±15.3)ms、Ts2为(56.2±6.9)ms、Ts1为(52.8±6.3)ms、左心室舒张充盈时间/R-R期间为(43.8±7.4)与B、C组比较差异有统计学意义(P<0.05),且B、C组上述指标比较差异有统计学意义(P<0.05)。随着QRS波时限的增加,左心室舒张充盈时间/R-R期间值逐渐降低。见表1。

3 讨论

充血性心力衰竭患者大部分都存在心脏病病史,且伴有多种类型心脏疾病。医学研究显示[3],充血性心力衰竭主要以体现左心室内部的运动所表现非同步化,导致患者心脏收缩功能异常,病情进一步恶化,威胁患者的生命。

本研究针对充血性心力衰竭患者采用超声心动图来评价心脏非同步运动情况,并进行分析,结果显示,A组LRVPEI为(40.3±5.9)ms、SPWMD为(102.9±15.3)ms、Ts2为(56.2±6.9)ms、Ts1为(52.8±6.3)ms、左心室舒张充盈时间/R-R期间为(43.8±7.4)与B、C组比较差异有统计学意义(P<0.05),且B、C组上述指标比较差异有统计学意义(P<0.05)。随着QRS波时限的增加,左心室舒张充盈时间/R-R期间值逐渐降低。表明超声心动图在充血性心力衰竭患者心脏非同步运动评价中有较好的应用,超声心动图中各个指标与QRS波时限联合评估效果显著。

综上所述,在临床治疗中采用超声心动图评估充血性心力衰竭患者心脏非同步运动中应用效果显著,可有效提高对患者疾病整体的评估效果。

参考文献

[1]王丽丽,童巧薇,王伟军.坎地沙坦对慢性充血性心力衰竭患者血清B型脑钠肽和神经肽Y水平的影响及疗效观察.中国现代医生,2015,53(4):67-69.

[2]吴颖.血浆脑钠肽与充血性心力衰竭各中医证型相关性临床研究.浙江中医杂志,2015,50(9):633-634.

非同步性 第2篇

用CASSCF以及B3LYP和MP2从头算方法,研究了Cl2CO的基态,最低激发单态和三态S0,S1,T1的`势能剖面.结果表明,Cl2CO光分解为Cl+Cl+CO,这一反应是通过协同非同步的机理实现的.就目前所知,本研究关于二氯甲醛光解离反应的研究提供了三体协同非同步解离的第一个理论证据.

作 者：王郁文 李全松 陈雪波 方维海 作者单位：王郁文(北京师范大学化学系,北京,100875;井冈山师范学院化学系,吉安,343009)

李全松,陈雪波,方维海(北京师范大学化学系,北京,100875)

非同步性 第3篇

关键词：超声检查,充血性心力衰竭,心脏非同步化运动,效果

根据心脏病变部位,可以将充血性心力衰竭分为全心衰竭、右心衰竭、左心衰竭[1]。本次研究的主要目的是探索充血性心力衰竭应用超声检查在评价心脏非同步化运动的效果,挑选的研究对象是2011年02月01日至2014年02月01日在我院接受治疗的123例充血性心力衰竭患者,现将报告呈现如下,以期成为相关人士参考的依据。

1 资料与方法

1.1 一般资料

挑选的研究对象是2011年02月01日至2014年02月01日在我院接受治疗的123例充血性心力衰竭患者,甲组41例患者中,女性患者总共有19例,男性患者总共有22例,最小年龄不低于35.6岁,最大年龄不超过78.9岁,平均年龄大约是(55.86±3.32)岁。患者的QRS时限值在125ms以上135ms以下。乙组41例患者中,女性患者总共有17例,男性患者总共有24例,最小年龄不低于36.0岁,最大年龄不超过78.2岁,平均年龄大约是(55.64±3.68)岁。患者的QRS时限值在136ms以上145ms以下。丙组41例患者中,女性患者总共有18例,男性患者总共有23例,最小年龄不低于35.9岁,最大年龄不超过78.3岁,平均年龄大约是(55.74±3.37)岁。患者的QRS时限值超过145ms。三组充血性心力衰竭患者的性别构成、年龄结构等资料信息无显著性(P>0.05),可比性较强。

1.2 方法

患者摆好仰卧位,通过多普勒超声显像仪进行检查,将探头频率控制在1.5MHz以上3.5MHz以下,分别检测患者的Ts2(左右室侧壁基底段心肌收缩达峰时间差值)、Ts1(左室内12个节段心肌收缩最大差值)、SPWMD(室间隔与后壁收缩末时间之差)、LRVPEI(左室射血前时间与右室射血前时间之差)、左室舒张充盈时间/R-R间期等各项指标[2]。分析超声心动图相关指标与QRS波时限的关系。

1.3 统计学方法

把所有的数据输入SPSS17.2软件包进行统计学分析,用±s表示计量,用百分数(%)、例数(n)表示计数,经软件计算,如果对比数据P<0.05,则被认为差异存在统计学意义。

2 结果

三组充血性心力衰竭患者的Ts2、Ts1、SPWMD、LRVPEI、左室舒张充盈时间/R-R间期等各项指标具有明显的差异(P<0.05)。具体数据如下表1。

3 讨论

由多种心脏疾病演变而成的充血性心力衰竭,严重影响了患者的生活质量。相关资料研究结果表明,充血性心力衰竭的左心室、右心室的运动呈现非同步化的特点,在很大程度上降低了患者的心室壁收缩功能,并且进一步恶化心脏功能,严重者可致死[3]。最近几年来,超声检查在充血性心力衰竭患者中的应用越来越多,并且具有很高的临床价值。本次研究结果显示,三组充血性心力衰竭患者的Ts2、Ts1、SPWMD、LRVPEI与QRS波时限呈现的关系是正相关,左室舒张充盈时间/R—R间期与QRS波时限呈现的关系是负相关。三组充血性心力衰竭患者的Ts2、Ts1、SPWMD、LRVPEI、左室舒张充盈时间/R-R间期等各项指标具有明显的差异(P<0.05)。总而言之,充血性心力衰竭应用超声检查在评价心脏非同步化运动的效果良好,通过超声心电图相关指标和QRS波时限进行评估,有利于提高总体评估效果[4]。

参考文献

[1]易甫,刘兵,沈敏,王海昌,郭文怡,李伟杰,张殿新,程何祥,刘丽文,李金芳.以心室收缩不同步作为心脏再同步化治疗筛选标准的疗效评价[J].心肺血管病杂志,2014,03(14):325-326

[2]姜凤霞,郭瑞强,陈金玲.实时三维超声心动图评价慢性心力衰竭患者左心室同步性及其与收缩功能的关系[J].中国医学影像技术,2014,02(03):245-246

[3]李东野,曹广科,夏勇,张辉,梁力,徐通达,王晓萍,陈静.实时三维超声心动图对左心室收缩同步化运动的方法学评价[J].中华临床医师杂志(电子版),2013,01(06):125-126

“非指示性教学”初探 第4篇

一、教学设想

对于这样的散文，首先，是要让学生静心研读，再让学生把自己的心得写下来，然后和其他同学交流。这一步要完成的是对文章情感的体会和语言的品味。其次，要展开的是学生与作者的对话。作者为什么那么爱北平，作者又是在怎样的情况下写了这篇文章的，等等，这是由文章本身自然就会联想到的。所谓“知人论世”，了解作者以及写作背景，对于学生进一步体会文章的情感是有帮助的。最后设计了让学生自己与自己的对话，以期达到感受家园之思这一专题内涵的效果。三次对话中需解决两个问题，考虑到课文内容的浅易和学生课前的充分自学，学习本文只安排1个课时。

二、教学流程

（一）激趣导入

“有一千个读者就有一千个哈姆莱特”，如果把北京城看成一本古书，我们已经接触了许多位读者，从汪曾祺的“胡同”到史铁生的“地坛”到郁达夫的“秋天”，每个人都对北京有自己的一番品读，而今天我们有走进另一位“哈姆莱特”的世界，老舍话北京（板书：课题“想北平”）。

（二）初读课文，读出自我情感

学生自由诵读，“用自己的心灵去感悟”，并说初读感受。首先是小组交流，然后教师随机抽取不同组的三四个同学介绍，“用一句自己的语言去表达”。

教师基本准备：在文章的题目中，老舍用了一个“想”字，这个带有浓烈的主观情感的字眼，直截了当地写了出来，可以猜想在文中，或许作者不仅要告诉北平是什么样，而且还要我们一同分享他对北平的爱。

（三）研个性化的内容

本文选择了哪些内容？有什么个性化特征？为什么会有这样的个性化特征？让每人在略读课文的过程中对这三个问题依次研习琢磨，并在点评栏上写下相应的一些关键词。

教师基本准备：

请①②③④组同学分别研究探讨4、5、6段（其他组同学也可发表）。

问题：每段中哪些语句体现了北平（环境、布局、物产）的哪种特点？

1.第

一、二组发言……

师交流、点评：（参考）①“假使让我‘家住巴黎’……感到寂苦。”

家是温馨的，巴黎作为家会感到寂寞、苦恼。因为要么“太旷”，要么“太热闹”。

板书：“太旷”——寂寞；“太热闹”——苦恼。

②“使我能摸着——……像小儿安睡在摇篮里。”

用平平淡淡的语言描绘了城墙、水潭，水中蝌蚪，苇叶上的蜻蜓，却营造出极浓的环境氛围——安适。

板书：安适

③“北平也有热闹的地方……动中有静。”

这句是讲安适的北平中的热闹。全城会处于闹和静的和谐之中。老舍写来，却以“太极拳”作比，这一特征与北京“静”中的“闹”，确是非常相似。这一比既简洁又显得味道无穷。

板书：环境安静温和

2.第三组发言……

师交流、点评：（参考）“北平的好处不在处处设备得完全……使他们成为美景。”

倘若把北平面积缩减一半，而建筑还那么多。她还会那么美丽吗？故宫三大殿还会在开阔中显示出庄严气势吗？北平的布置似乎懂得人们的心意。布局恰到好处。

——板书：人为之中显出自然

3.第四组发言……师交流、点评：（参考）“果子有不少是由西山与北山来的……还不愧杀！”

儿化音中带有很浓的京味，议论中带着京味的俏皮、幽默，显现出对北平物产的钟爱，透射出了老舍对北平平民生活的眷恋。

板书：物产丰富可爱

教师小结：这样的北平，这样的故乡能不让人眷恋，想念吗？

4.研个性化的语言

作者在写这些个性化内容的时候，运用了哪些语言？有什么个性化特征？让每人在选择性阅读的过程中研究学习，精心概括，并在点评栏上写下相应的一些关键词。

教师基本准备找出的句子大致有：

①第2节：可是，我真爱北平。这个爱几乎是想说而说不出的。我无法用言语表达对母亲的爱。只有独自微笑或落泪才足以把内心表达出来。我爱北平也近乎这个。

老舍特别爱自己的母亲，是文坛佳话，他将北京比作自己的母亲。类比手法写出了他与故乡亲如母子的关系。

②第2节：我所爱的北平是整个儿与我的心灵相黏合的一段历史，一大块地方，多少风景名胜，从雨后什刹海的蜻蜓一直到我梦里的玉泉山的塔影，都积凑到一块，每一细小的事件中有个我，我的每一思念中有个北平，这只有说不出而已。

作者所表现的，是“我”和北京，“我”中有“你”，“你”中有“我”，融为一体，密不可分。这就超出了一般的客观描写，他不是在“写”北京，而是在“想”北京。

③第3节：它在我的血里，我的性格与脾气里有许多地方是这古城所赐给的。我不能爱上海与天津，因为我心中有个北平。可是我说不出来！一方水土养育一方人，作者的性格是北平赋予的。作者与北平早已融为一体。

④第4节：假使让我“家住巴黎”，我一定会和没有家一样的感到寂苦。巴黎，据我看，还太热闹。虽然，那里也有空旷静寂的地方，可是又未免太旷，不像北平那样既复杂而又有个边际，使我能摸着——那长着红酸枣的老城墙！面向着积水滩，背后是城墙，坐在石上看水中的小蝌蚪或苇叶上的嫩蜻蜓，我可以快乐地坐一天，心中完全安适，无所求也无可怕，像小儿安睡在摇篮里。短短几句，文字不多，但写景、状物，营造气氛，表现情感，都笔笔到位，如同天成。

教师小结：评点其实是较随意的一种记录读书心得的方法。它可以是对内容情感的评价，可以是对语言表现形式的点评，当然也可以记录自己的阅读感受。评点不仅是一种学习的方法，更是一种读书的习惯，希望以后同学们读书时也坚持动笔。

（设计依据与目的：先让学生对语言进行独立阅读和评点，旨在培养学生独立阅读的能力和独立思考的习惯；在思考的基础上再进行交流，意在提高他们的表达能力和培养学生的合作精神。）

5.积累性美读

全篇句句都美，句句有情。

例如：

①真愿成为诗人，把一切好听好看的字都浸在自己的心血里，像杜鹃似的啼北平的伟俊。啊，我不是诗人！我将永远道不出我的爱，一种像由音乐与图画所引起的爱。

②北平的好处不在处处设备得完全，而在它处处有空儿，可以使人自由的喘气；不在有好些美丽的建筑，而在建筑的四周都有空闲的地方，使它们成为美景。

6.总结学习收获或学习感受

教师总结：故乡是将来我们要回望的家园，她是连接我们过去的纽带。故乡有我们生命的印记，我们对自己的故乡总会自然地怀有一种发自内心的热爱。

7.教师推荐课外阅读篇目

非同步性 第5篇

在造纸、印刷、纺织、轧钢和半导体封装生产线中,广泛采用了Roll-to-Roll型卷绕传输系统。卷绕传输方式具有效率高、成本低的特点,近年来被认为是柔性电子(flexible electronics)产品降低成本、实现推广应用的工艺选择之一。在柔性基材的卷绕装备中,为了实现大跨距、长距离的稳定传输,需要采用多电机协同完成卷绕任务。特别是对于柔性基材较薄(厚度小于50μm)的操作环境,多台输送或卷绕电机之间进给的不同步可能会导致基材中张力的不均匀或剧烈变化,引起基材变形,进而导致产品质量欠稳定。以RFID(radio frequency identification)电子标签为代表的柔性薄膜电子产品,在其封装生产线中,为了保障产品质量,采用有效的多电机轴进给控制策略十分必要。

同步控制方法在较多控制领域中广泛应用,胡旭晓等[1]将同步控制应用于步进扫描光刻机的研究中,通过对硅片变形量的补偿,实现了工作台与掩膜台运动中的同步和精确定位。Sun等[2]提出了一种自适应同步控制策略应用于多机器人协调集体作业,使每一个机器人保持与其他机器人运动同步,同时保证机器人沿着预定轨迹运动,这样就可以实现多操作器之间位置同步精度较高。Tan等[3]将同步运动控制方法应用于H型桁架平台中,提出了一种综合前馈、PID反馈和扰动观测等方法的同步控制方法,实现了双丝杆平台机构的同步精确驱动。Xiao等[4]介绍了一种结合交叉耦合与优化控制的同步控制方法,通过最小化一个包含同步误差的系统模型的价值函数,将多运动轴的同步控制问题简化为线性二次高斯最优控制问题。陈静等[5]将同步控制方法应用于单轴直线电机冗余驱动的定位平台的控制,通过模糊自适应方法实现了较高加速度工况下的同步运动精度。Yeh等[6]对多轴运动系统的综合控制方法作了分析和研究,提出了一种集成反馈控制、前馈控制和交叉耦合控制的多轴控制方法,并应用等值误差方法对系统进行了简化以克服实际应用中的变参数控制设计问题。

但是,以上文献中的同步控制方法较难直接应用于柔性基材非连续卷绕系统中的多电机同步进给工况。在工况需求方面,柔性薄膜基材的卷绕进给与刚性平台的驱动进给有较大不同。在非连续柔性基材的卷绕系统中,频繁的系统加减速变化,容易造成多进给轴转动线速度的不同步;设备中被薄膜基材拖曳转动的惰性辊轴,其启停过程成为引起基材张力波动的不可忽视的因素;再加上卷径变化、摩擦力等其他因素的干扰,在频繁启停过程中形成难以消除的周期性张力波动。基于薄膜基材本身的物理特性,在张力波动干扰下容易产生基材弹性变形或塑性变形,使其在非连续步进中达到较高定位精度相当困难。柔性显示器、柔性传感器、薄膜太阳能电池板和电子皮肤等柔性电子技术的发展为柔性基材非连续进给系统的应用带来更加广阔的空间,故亟需一种针对非连续卷绕工艺的适应柔性基材的多电机同步控制进给策略,以满足不同工况对精确定位的需求。本文以RFID电子标签封装生产线为应用对象,根据柔性基材非连续进给工况中对定位精度的较高要求,提出了采用多轴运动控制器(programmable multi-axis controller,PMAC)实现四轴位置同步控制的精确进给方法。此方法采用多个同步计算器,对四轴进给位置指令进行了迭代计算,有效抑制了非连续卷绕过程中频繁启停引起的定位误差波动。

1 柔性基材卷绕系统

柔性基材卷绕系统通常分为三部分:放料模块、进给模块和收料模块。放料模块主要功能是将成卷的柔性基材平整地展开,为进给模块提供充足自由的新料。进给模块通常是通过对辊或者夹持机构完成对基材的稳定牵引进给。在一台大型卷绕设备中,进给模块常被分割为两段,中间添加其他各种工序作业,完成对柔性基材本身或其承载物的再加工。尾端的收料模块承担对已经加工结束的基材的重新收卷任务,收卷模块要求重新卷绕的柔性基材必须松紧有度、端面平整。在卷绕系统中,通常还包含张力检测元件和纠偏元件,分别完成对基材中张紧力的在线测试和垂直进给方向偏移的校正。部分系统还包含平皱和去静电等功能器件。

本文介绍的卷绕系统,其动力部分由4套伺服电机驱动系统组成,分别完成放料、进给和收料的功能,系统示意图如图1所示。为了检验进给方法对非连续柔性基材的卷绕效果,在图示位置1、2两处分别配置张力传感器,用于观测基材进给时张力波动情况。在张力控制中,张力波动的监测可以作为收放料模块张力调整的反馈和指令来源;在位置3、4分别安置两套视觉采集系统,完成对非连续进给定位精度的数据采集,定位误差值在进给控制中作为位置指令的反馈和补偿。

2 非连续卷绕同步进给控制方法

Turbo PMAC开放型八轴控制卡被选择作为下位机控制系统核心,可以完成对4台电机的位置同步转动控制。选用4套750W交流伺服电机作为卷绕执行器,编码器安装在电机后端作为位置反馈信号接入运动控制卡内。系统中所采用的两套视觉摄像头型号为MVC1000SAM,通过所配置镜头的调整,CCD在RFID柔性基材上成像视野可超过10mm10mm。将预先刻蚀或印刷于基材表面的尺寸较小的十字标记作为视觉图像捕捉的目标,在上位机程序的辅助下,视觉系统完成对基材非连续进给中标记图像的采集和处理,所获得的进给位置偏差将作为进给位置指令的修正值。

笔者提出一种用于柔性基材非连续卷绕工况的四轴位置同步控制方法,流程框图如图2所示。本控制策略是建立在标准的PMAC位置控制模式之上。参考位置Pr与实际位置偏差Pe合成后,获得驱动位置Pi,同时被发送给放料轴电机、两对辊进给电机和收料电机的分支控制器。图1中的对辊电机Ⅱ作为主进给电机,对辊电机Ⅰ作为从进给电机。从进给电机和收放料电机的输入位置Ps、Pu和Pw分别通过三个同步计算器的迭代计算获取,保持与主进给电机输入位置Pi对应指令的同步。此方法使得在每一步距的进给过程中,4根电机轴保持位置指令同步。从而保证柔性基材在被牵引进给时抑制较大变形,达到较高定位精度。

在每一次间歇进给的停顿间隔,柔性基材相对静止,视觉系统采集基材标记的图像,上位机程序通过图像匹配计算处理后,获得前一次进给的定位偏差值Pe,则下一次进给的统一步距位置Pi可通过下式获取:

Pi=Pr-Pe (1)

Pe=k1Pe1+k2Pe2 (2)

其中,偏差Pe正负号的选取取决于前次步距中柔性基材进给情况的滞后或过冲,由程序自动识别。由于柔性基材卷绕系统工作区域跨度较大,为了有效核查整个区域的进给偏差,系统中配置了两套视觉定位系统。因此在基材进给过程中,每次步进完成后两套视觉系统可以获得两个定位偏差值Pe1和Pe2。根据视觉系统在跨距中所处位置,对两测量值取比例系数k1和k2(k1+k2=1),从而获得综合定位偏差值Pe。

在同步计算器Ⅰ中,放料电机转动指令跟随主进给电机位置指令变化,实现同步的计算方法为

式中,Pun为料轴第n次进给过程中放料轴需展开的基材长度转换成的位置;Eu(n-1)为卷绕电机编码器对第n-1次进给步距长度的反馈值;r为进给对辊轴半径;Pin为第n次进给时的目标位置;Pi(n-1)为前次完成进给的位置;a、b、k为计算系数。

在进行卷径计算时,以前次基材进给后计算出的卷材半径代替本次进给时的基材半径,忽略基材微小厚度单次进给时对卷径的影响。在实际运行计算中,需要不断根据当次进给位置、前次进给位置、反馈值和料轴卷径等参数更新放料轴的转动指令,如此滚动执行,以达到对柔性基材同步放料和进给的目的。

同理,可获得同步计算器Ⅱ中对收料电机的同步计算:

式中,k′为计算系数。

由于工作区域柔性基材跨距较大,跨距内其他功能模块平台对基材的吸附、固定等的干扰影响,以及主从对辊表面弹性材料层的变形等造成基材在两对辊间功能区域弹塑性变形不均匀,因此,在同步计算器Ⅲ中计算从动进给电机的位置指令时,需要单独考虑进给位置补偿值P′e(n-1),其计算式为

从动电机在跟随主进给电机反馈值Emn的同时,需要根据不同区域位置误差Pe1(n-1)和Pe2(n-1)修正位置Psn。k3、k4和k5为常值系数,可根据实验进行标定。

根据式(1)～式(6),对持续变化的四轴位置指令进行迭代补偿,实现收放料电机和从进给电机对主进给电机的位置指令的同步,达成非连续柔性基材卷绕系统的四轴位置同步控制的目的,从而抑制非连续进给中的频繁启停加减速对基材变形的影响,使得柔性基材在非连续进给时获得较高定位精度。

3 实验结果与分析

为了验证基于位置指令同步控制方案在非连续卷绕工况中的有效性,特在RFID电子标签生产设备上进行了薄膜天线基材的卷绕实验。该RFID生产线设备包含点胶、贴片、固化和检测等多个功能模块,柔性天线基材卷绕系统为各功能模块供应工作对象,并将各工位串联为一个整体。柔性基材表面预先被刻蚀或印刷了铝质或铜质金属线圈和十字定位标记,为了保障生产线上晶圆芯片与线圈的有效机械互连,必须保证天线基材是在较为稳定的张力牵引下完成对各工位顺序进给和精确定位。保证薄膜天线基材进给的精确定位是其他各模块有效开展工作的前提,因此精确进给方案的应用与实施十分必要。

3.1 实验结果

在RFID实验平台上使用一种超薄柔性薄膜基材,基材为PET(ploy-ethylene terephthalate)薄膜,基材部分物理特征值如下:宽度为420mm,厚度为42μm,弹性模量为4000MPa。

(1)实验参数条件1。

下位机程序中设定卷绕速度为0.15m/s,加减速时间为250ms。根据基材特征设定系统参考张力为10N,间歇单次进给步距为320mm。

实验中测得的定位精度数据如图3、图4所示。图3显示的是紧邻对辊Ⅰ后安装的视觉系统测得的定位误差值Pe1,图4显示的是配置于对辊Ⅱ前的视觉系统测得的进给误差值Pe2。由实验数据可知,对于柔性基材的非连续卷绕进给系统,在卷绕方向上存在定位误差的问题,通过收放料和卷绕电机的同步进给控制,可以将进给误差控制在较小的范围。由于工作区域跨距较大及受到其他外界因素影响,柔性基材在同一步卷绕进给工位中,工作区域前后监测点的定位误差值存在一定的差异。

(2)实验参数条件2。

下位机程序中设定卷绕速度为0.2m/s,加减速时间为180ms。系统参考张力和参考进给步距仍分别为10N和320mm。

实验数据如图5所示。图5中显示的定位误差值为实验条件变化后两套视觉系统测得的Pe1和Pe2的综合值Pe,Pe具有与Pe1和Pe2相同的整体波动空间。从图5中可以明显地看出,当提高进给速度并缩短加减速时间后,定位误差曲线的波动区间明显变大。

3.2 实验分析

在卷绕系统中,间歇性频繁启停的特殊工况对柔性基材的进给定位精度有较大影响。薄膜基材本身易变形的物理性质使得其对各种外界干扰的变化较为敏感,非连续进给中的精确定位问题较难克服,但是可以通过有效的进给控制方法和进给参数优化等对张力波动等干扰因素予以抑制,从而提高进给精度。分析实验中测得的定位误差数据可知,通过本文提出的四轴位置同步控制方案,可以在柔性基材非连续进给过程中获得较高定位精度。

在速度较低时,由于加减速时间较长,对基材进给过程的冲击较小,故定位精度较高;当提高进给速度和进给加速度,进给定位受影响加剧,从而导致定位精度降低。

4 结束语

为了适应大跨距Roll-to-Roll卷绕系统的扩展应用,本文提出了一种以多轴运动控制卡为控制核心、基于四轴位置指令同步的进给控制方案,以满足对非连续进给工况的定位精度需求。在RFID生产线实验设备中,通过视觉系统完成进给定位精度数据的测量,分析实验数据可知:①所提出的进给控制方法在柔性基材非连续进给工况中效果较好,为系统具有较高定位精度提供了保证;②频繁启停时,随着速度和加速度的提高,定位精度略微降低;③本控制方案和进给方法可以满足RFID封装设备天线基材非连续进给工况对定位精度的较高要求。

摘要：针对非连续进给工况下柔性基材输送系统对定位精度的需求,提出了一种基于位置同步控制方法的四轴卷绕进给策略。该方案采用两套视觉系统对柔性基材间歇进给工况中的定位误差进行监测和反馈,并运用迭代、同步计算的方法保持4台卷绕电机的进给位置指令的同步,最后通过可编程多轴控制卡协调实现对多轴卷绕系统的非连续精确定位进给控制。实验设备的运行数据表明,该控制方法可以较好地实现柔性基材非连续进给中的精确定位,满足RFID封装设备中天线基材输送系统的精确进给需求。

关键词：位置同步控制,非连续卷绕,PMAC,RFID

参考文献

[1]胡旭晓,台宪青,杨克己.步进扫描光刻机同步控制及硅片变形误差补偿技术研究[J].中国机械工程,2004,15(3):192-195.

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非同步性 第6篇

实际应用中, 由于采样速率受到一定的限制, 导致接收到的信号采样速率通常与符号速率不成整数倍关系, 形成非整数倍的采样信号, 这时直接采用最大平均功率算法将造成极大的误差;文献[5]指出, 每个符号需要至少32个采样点才能保证最大平均功率算法的估计精度, 这样将会导致太大的运算量, 因此实际接收的信号每个符号采样点个数通常远小于32, 这时严重的码间干扰也会导致最大平均功率算法无法准确地恢复信号的信息。文献[5]提出一种一阶卡尔曼滤波、最大平均功率算法和Lagrange插值滤波器联合估计的方法, 先用最大平均功率算法求出最大平均功率点和次最大平均功率点, 然后对信号进行插值滤波处理, 求出最大平均功率点与次最大平均功率点之间的点作为最佳采样点。文献[6]提出一种利用最大平均功率和两边的次最大平均功率值联合估计出定时误差的方法, 但是这两种方法都只能适用于码元宽度为整数的情况。

文章针对最大平均功率算法的缺陷, 提出一种适用于每个符号非整数个采样点的信号的符号定时同步方法, 结构如图1所示。应用多相滤波器对基带信号进行分数倍抽取, 实现信号采样率与符号速率的整数倍关系, 使每个码元含有整数个采样点;使用改进的CIC插值滤波器内插出同步信号, 保证新算法适用于低信噪比和低信号采样率的情况, 降低码间干扰, 即使每个码元采样点的个数远小于32, 也能保证同步的准确性。仿真实验证明, 新方法具有良好的性能, 且运算复杂度低。

1 基于多相滤波器的分数倍抽取

传统分数倍抽取滤波器是根据输入序列和输出序列的采样率之比fi/fs=D/K (其中D和K是互质的整数) , 先对信号进行K倍的内插, 经过低通滤波器后, 再进行D倍的抽取。当D和K的值较大时, 运算复杂度将相当高, 这样会大大增加硬件的实现难度, 不适合实际应用。

针对传统分数倍抽取方法的弊端, 文章采用一种基于多相滤波器的分数倍抽取方法[7—9], 结构如图2所示。K是多相滤波器的阶数, 其原理是将滤波器的传递函数分解为K个不同相位的分支, 每一个分支的滤波器系数将减小为原来的1/K倍, 这样大大降低了滤波器的运算量。对于任意采样率和码率的情况, 均可利用基于多相滤波器的分数倍抽取方法实现每个符号整数个采样点, 且保证不发生频谱的混叠。设滤波器的输入为x (n) , 输出为y (n) , 内插估值为μ:

式 (1) 中b (l, m) 为多相滤波器第m列多项式系数。

多相滤波器的抽取时刻与其他插值滤波器的插值时刻一样, 都是通过数字振荡器 (NCO) 来控制[7]。NCO是一个相位递减器, 其差分方程可以表示为:

式 (2) 中η (m) 为第m时刻NCO寄存器变量的值, 分数间隔W表示多相滤波器输入采样率1/Ti与输出采样率1/Ts的比值, 其值固定, 将W作为NCO的控制字, 即相位递减器的步长, 根据图3所示的NCO关系图中相似三角形的性质, 有:

根据mkTi和 (mk+1) Ti时刻对应的寄存器值η (mk) 和η (mk+1) 就可以求得最佳抽取时刻μk为:

经过该多相滤波器处理, 信号每个符号采样点个数变成整数, 为后面的码元同步提供了有利的条件。

2 改进的CIC插值滤波器的原理与结构

为求得最接近最佳采样点的值, 可对接收信号进行插值, 增加每个码元采样点的个数, 使码元同步模块工作在较高的采样率上。由于存在的镜像和频谱的干扰会导致插值产生一定误差, 为避免误差对同步造成影响, 通常采用高阶的插值滤波器, 这样又会增加运算量和硬件实现的成本, CIC滤波器是一种结构简单, 计算效率高的滤波器, 具有较好的抗混叠和抗镜像能力, 可以很好地解决插值误差与运算量之间的矛盾[10,11], 文章在CIC插值滤波器的基础上, 提出一种改进的插值结构。

经过文章改进的内插滤波器处理后, 信号的码元宽度变为原来的二倍, 修正后的信号的最大平均功率对应的采样值正好位于内插前直接使用传统最大平均功率算法得到的平均功率最大值点与次最大值点之间, 更加接近最佳采样点的值。

2.1 插值滤波器结构

CIC插值滤波器由梳状滤波器、插值器和积分滤波器组成。经多相滤波器处理后的信号经过该滤波器进行2倍上采样后, 利用最大平均功率算法即可求出每个码元的最佳采样点。

由于单级CIC滤波器旁瓣电平较大, 导致滤波器阻带衰减不理想, 因此实际应用中, 通常采用多级级联的方法[11,12], 但是级联数量一般不能超过5。文章经大量仿真分析验证, 证明采用4级级联的积分器和梳状器对信号进行处理, 性能最好。其结构如图4所示。

2.2 滤波器的组成

2.2.1 梳状滤波器和积分滤波器

梳状滤波器[10]是一个延迟差分器, 结构如图5所示, 其状态方程为:

式 (5) 中D为微分延迟系数, 式 (5) 对应的传输函数为:Hc (z) =1-z-DN, 其中, D和N的值都为1。

积分滤波器[10]是一个累加器, 反馈系数为1, 结构如图6所示, 其状态方程可以表示为:

式 (6) 对应的传输函数为:

2.2.2 插值器设计

插值器可将数据采样速率从fs增大到Mfs。传统的插值是在相邻两个采样点之间等间隔地插入M个0值点, 本文是在相邻两个采样点a与b之间等间距地插入M个采样点, 使这些点的值均与采样点a的值相等。设插值器的输入序列为x (n) , 输出序列为yM (n) , 则输入输出间的关系为:

式 (7) 中T=1/fs, M≥2, 为降低运算复杂度, 取M等于2。

3 最大平均功率算法的原理

最大平均功率算法[4]是一种从时域出发, 用简单的算术运算对接受序列进行平方运算, 取平均功率值最大的点作为最佳采样点的方法。接收到的QAM等效低通信号可以表示为:

式 (8) 中ρ (t) 为信号的幅度衰减因子;cn为所要发送的信号;g (t) 是发送端基带成型滤波器、信道和接收端匹配滤波器的总响应;T为符号周期;ε (t) T为信号的定时误差;θ (t) 为载波相位误差;n (t) 为高斯白噪声。

通常, 相对于符号传输速率来说, 信号时延和幅度衰减的变化是很缓慢的, 因此, 对于一段间隔为LT (其中L代表观察数据长度) 的信号, ε (t) 可视为常量ε, ρ (t) 可视为常量ρ, 用N倍符号速率的采样率对接收端匹配滤波器输出的信号进行采样, 得到的第k个样本为:

对采样信号{rk}进行平方运算, 得到:

则由第k个采样点组成的采样信号序列的平均功率为:

式 (11) 中n (k T/N) 为零均值, 方差为2σ2的复高斯白噪声, {cn}是均值为0、方差为1、元素间相互独立的平稳随机序列。{cn}与n (k T/N) 是相互独立的, 因此当观察数据符号长度L足够长时, 可在L个符号内计算各个采样点的平均功率分布:

式 (12) 中σ2是常数。式 (12) 说明平均功率与载波相位无关。

当g (t) 满足Nyquist第一定律时, 采样点不失真, 根据匹配滤波器的性质有:

式 (13) 中, τ<T。当g (t) =g (n T) =1时, E[pk]得到最大值, 根据最大平均功率算法的原理, 最佳采样时刻为平均功率最大的采样点对应的时刻, 即kopt=εN, 最佳时延估计与最佳采样点之间存在如下关系:。

4 算法仿真与性能分析

利用MATLA对本文算法进行仿真分析。采用16QAM和32QAM调制, 发送端与接收端均采用平方根升余弦滚降滤波器, 滚降系数为0.35, 信道噪声为高斯白噪声, 输入信号采样速率为22 050 Hz, 载波频偏为1 800 Hz, 符号速率为2 400 bps, 即每个符号采L=9.187 5个点, 经多相滤波器分数倍抽取后, 每个码元固定输出10个采样点。

图7所示是信噪比为18 d B时定时同步前后信号的星座图, 图7 (a) 为定时同步前信号星座图, 图7 (b) 为采用本文算法进行符号定时同步得到的信号星座图。图7 (b) 中的星座点集中, 且星座间的间隔非常清晰, 可见新算法可以得到接近最佳采样点的值, 并准确恢复信号的定时信息。

在不同信噪比下, 进行蒙特卡罗实验, 对信号采用本文算法和整数倍采样率转换后采用传统最大平均功率算法进行同步后的解调误码率估计, 每种算法实验100次, 并取出这100次实验的平均值, 得到新算法与传统算法对信号进行同步后的解调误码率 (SER) 和信噪比 (SNR) 的关系曲线与理论值的比较如图8所示。

由图8可以看出, 文章提出的新算法对信号进行同步后信号的解调误码率在信噪比为16 d B时达到10-3, 且随着信噪比增加, 性能越来越接近理论值;在较低信噪比低22 d B条件下, 其性能明显优于传统算法, 说明文章提出的方案可行。

5 结语

文章以传统最大平均功率算法理论为基础, 提出了一种适用于非整数倍采样的信号的快速符号定时同步方案, 将原有的插值滤波器改为多相滤波器和改进的CIC插值滤波器的级联。多相滤波器可实现任意速率的分数倍抽取, 效率高, 实现简单;改进的CIC插值结构能够保证低信噪比和低采样率条件下的估计精度, 不需要进行乘法运算, 只进行简单的算术加减运算。通过对算法的理论分析与性能仿真, 验证了本文算法估计精度高, 性能稳定, 抗干扰能力强, 计算复杂度低和对硬件性能要求低等优点。因此本文介绍的方法具有良好的实践意义。

摘要：符号定时同步是数字信号解调的关键技术之一。实际应用中, 为简化模数转换操作, 数字接收机通常采用相对固定的采样速率对不同符号速率的信号进行采样, 而传统的符号同步算法无法实现每个符号非整数个采样点的信号的同步。针对非整数倍采样情况下的定时同步问题, 在传统最大平均功率算法的基础上, 提出一种由多相滤波器、改进的积分级联梳状 (CIC) 插值滤波器和最大平均功率算法构成的符号同步方法, 对非整数倍采样信号进行整数倍采样变换, 再进行符号定时同步。以最具有代表性的16QAM和32QAM信号为例对算法进行仿真, 仿真结果表明, 新算法在保证较低的运算复杂度的同时, 具有较高的估计精度, 能够适用于MQAM信号在非整数倍采样情况下的符号定时同步。

关键词：符号定时同步,多相滤波器,最大平均功率算法,插值滤波器,最佳采样点

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非同步性 第7篇

高压输电线为远距离、大容量电能传输的重要通道,同时也是系统中发生故障概率最高的电气元件。因其跨度大、距离远、运行环境恶劣,人工巡线困难,故基于线端测量信息进行故障测距具有重要意义[1]。

单/双回线为目前交流输电的主要形式。因双回线存在区别于单回线的线间互感、跨线故障等特点,严重影响了单回线测距原理在双回线中的应用[2]。目前单/双回线多根据各自的特点分别进行测距研究配置[3,4,5,6]。这忽略了二者之间的共性研究,不利于测距方案的统一配置,特别是为单/双回线混联的非全程同杆双回线的故障测距配置增加了难度。

按所用电气量来源可将故障测距分为单端法和双端法。单端法在测距过程中仅用线路一端测量数据信息,测距精度受运行方式、过渡电阻等因素影响严重[7,8,9]。如文献[9]中所提单端法的测距精度会随着距离变远而下降。对于线路中间段而言,距离双端母线均较远,测距精度难以控制。为了保证全线测距精度,迫切需要研究出能弥补线路中间段测距精度不足的测距方案。

双端法则在故障测距过程中利用了线路双端数据信息[10,11,12,13,14,15,16,17,18,19,20,21]。双端法能有效弥补单端法的不足,但增加了双端数据传输与同步等问题。如文献[10]需以全球定位系统(GPS)为时间基准,基于相量测量单元(PMU)进行动态同步相量测量实现双端故障测距。由于双端数据严格同步实现困难[16],相比之下无需同步的双端测距法更具实用价值。

本文基于单回线等值网络,通过双端推算电压幅值比,推导出故障点到两端距离的比例关系,从而实现在无需双端数据同步情况下对全线故障的精确测距。进一步,为了推广此测距原理在双回线中的应用,分别从双回线等效变换和六序变换着手,研究单/双回线之间的联系,实现单/双回线中测距原理的统一应用。

1 基于单回线双端电压幅值比的测距原理

图1为单回线负序网络图。f为发生故障点;Z2 m与Z2n分别为两端系统负序阻抗;Z2l为输电线路负序阻抗;k为M母线端到故障点f距离占线路全长的百分比。

从图1可以列写以下方程:

式中:U2 m,U2n为输电线路两端负序推算电压;U2f为故障点f处的负序电压。

根据式(1)、式(2)列写两端负序电压幅值比:

由式(3)整理得:

考虑到双端系统参数的实时性,根据正负序参数相等的特点,式(4)中Z2 m,Z2n可用双端故障前的正序量在线计算所得;考虑沿线分布电容因素,可根据分布电容与两端系统阻抗的并联关系,将电容并算入Z2 m,Z2n之后,再进行故障测距。

为了推广此测距原理在双回线中的应用,下面将分别从双回线等效变换和六序分量两方面进行分析。

2 基于双回线等效变换的测距原理

同杆双回线负序网络如图2所示。

本节将对双回线的网络结构适当进行等效变换,使上文所提电压幅值比较测距新原理在双回线网络环境中也能适用。

2.1 故障支路参与变换的测距方法

结合图2不难看出,回路Ⅰ所示结构为Δ形连接,M,N,f为Δ形的三角。根据等效变换原理,可将回路Ⅰ的Δ形连接等效变换为Y形连接,变换后的等效结构如图3所示。

其中,Δ形回路Ⅰ经变换后的Y形参数Z2 mY,Z2nY,Z2fY计算如下:

根据图2与图3,对比分析变换前后各节点之间的参数比例关系。

式中:k′表示Z2 mY与Z2nY的比例关系。k′与k相等,则表明Y/Δ变换前后各节点之间的参数比例相同。再将单/双回线负序等效图1与图3对比不难发现,二者具有相同的结构。因此,可以选择Y/Δ变换作为单/双回线之间的联系桥梁。将基于图1提出的双端电压幅值比较测距原理应用到图3中,有

由此实现了双端电压幅值比较测距新原理在单/双回线路中的共同应用。

2.2 故障支路不参与变换的测距方法

在图2中,非故障线路跟两端系统也可以构成一个Δ形连接(即如回路Ⅱ所示),MNG为Δ形三角。与2.1节同理进行等效变换,将回路Ⅱ所示的Δ形连接等效变换为Y形连接,变换后结构如图4所示。

其中,线路变换后的Y形连接参数如下:

图4中Z2 mY,Z2nY,Z2gY为Δ形回路Ⅱ经变换后的Y形参数,据图可列写出以下方程:

通过列写两端负序电压幅值比U2 m/U2n,并消除故障点负序电压U2f,整理可得:

综上,对比式(9)与式(15)发现,无论故障支路是否参与Y/Δ变换,最终的测距判据式是相同的。不同之处在于:第一种变换完好的保存了线路两端系统部分,第二种变换却保证了故障支路结构不发生变化。

在对双回线路结构进行一系列等效变换的过程中,会增大Z2l的误差。但分析测距式不难发现,由Z2l造成的沿线测距误差趋于线性分布。故可利用最小二乘法对初次测距结果进行修正,进一步提高测距精度。需要指出的是,在线路中点故障时,Z2l误差对故障测距精度的影响刚好被抵消,故本法对输电线路中间段测距精度很高,能克服线路中间段测距精度受限的问题。

3 基于双回线六序分量的测距原理

六序分量法根据双回线特点将同、反相量变换与对称分量变换相结合,能有效解决双回线线间互感、非对称等问题。此节将对六序环境下的双端测距原理进行研究。

3.1 双回线六序变换原理

为了消去线间及相间的互感,首先将双回线中的各相量分解为同相量(以T表示)和反相量(以F表示)。同、反相量回路之间没有互感。然后分别对同、反相量进行对称分量变换,可消去同相量之间的互感和反相量之间的互感[13]。

六序分量的变换矩阵为:

式中:。电流、电压相分量(IⅠⅡ,UⅠⅡ)和六序分量(ITF,UTF)之间的关系可以表示为:

3.2 基于同向正序分量的测距原理

负序分量仅在系统发生非对称运行时存在,正常运行和发生对称性故障时不存在;零序分量在非接地故障时也可被忽略;相比而言同向正序分量(T1)不受上述故障类型等因素制约,应用范围广。所以本文选用同向正序分量进行双回线故障测距研究。

参考文献[16]得同向正序分量的等效结构如附录A图A1所示,不难发现同向正序分量图A1与图1中的单回线负序图结构类似。故可结合本文所述双端电压幅值比较测距原理得出基于同向正序分量的故障测距式,有

式中:UT1 m,UT1n为两端同向正序电压;Z1l为线路正序阻抗。同理,ZT1 m,ZT1n由双回线故障同向正序分量所求得。

4 仿真验证

利用PSCAD/EMTDC搭建输电线路模型,通过仿真运行获得仿真数据。在MATLAB中根据双端电压幅值比较测距原理编写程序,并代入仿真数据,进行故障测距计算。

4.1 单回线测距仿真

搭建的单回输电线路模型及参数如附录B所示。分别设置不同的故障类型、故障位置(分别设为20,100,150,250km)以及过渡电阻进行仿真运行。仿真时以每周期24点为采样率(即采样频率为1.2kHz),利用快速傅里叶变换获得所需的工频量,取故障后30ms的测量数据,并代入根据第1节测距原理所编的MATLAB程序中,进行故障测距运算。故障测距结果见表1所示。

从表1测距结果可以看出:本文所提测距方案的测距精度基本不受过渡电阻的影响,能准确测出故障位置,且对线路中间段的故障测距精度极高。能与近距离测距精度高,远端测距精度低的单端测距法形成性能互补关系。这对提高远距离输电线路全线测距精度极为有利。

4.2 双回线测距仿真

与上述仿真流程相同。搭建的双回输电线路模型及参数如附录C所示。

1)基于等效变换的故障测距仿真

根据第2节双回线基于星角变换的测距原理,在MATLAB中编写程序进行测距运算,测距结果如附录D表D1所示。从测距结果可看出:基于单回线所提测距原理在双回线等效变换网络中仍得到了良好沿用,且测距结果基本不受过渡电阻的影响。引用绝对误差(ε=测量故障距离-实际故障距离)对测距结果进行误差分析,并绘制误差曲线如图5所示。仿真中过渡电阻为300Ω。

结合图5中测距误差曲线不难看出:测距误差在线路中点最低(近乎为0),误差自中点向两端逐渐升高,近似呈稳定的线性分布。为克服靠近两端母线位置测距精度不足的现象,可通过最小二乘法得到误差曲线函数,并对初次测距结果加以修正。修正后的测距结果如附录D表D2所示。根据测距数据绘制修正后的测距误差曲线如图6所示。

从图6可以看出经修正后的测距结果在线路两端也存在很高的测距精度,能够满足全线的高精度测距要求。

2)基于六序分量故障测距仿真

根据第3节基于六序分量的测距原理,在MATLAB中编写测距程序进行故障测距运算。故障测距结果如附录D表D3所示。

对比分析附录中基于等效变换测距结果表D1与基于六序分量测距结果表D3中的数据得出:基于等效变换(Δ变为Y)和基于同向正序分量(T1)的两种测距方案都能对远距离双回输电线路实现故障测距功能,且在线路中间段都有极高的测距精度。虽然后者的计算过程相对复杂些,但受参数误差影响更小,其靠近母线端位置的测距精度明显更高。

综上仿真验证:基于双端电压幅值比较的故障测距原理在单/双回线环境中均能实现很好的测距功能。此法继承了双端工频故障测距法的优点,且无需双端数据同步;在线路中间段均有很高的测距精度;沿线测距误差基本呈线性分布,均可利用最小二乘法修正初次测距结果,进一步提高全线测距精度。

5 结论

1)提出了基于双端电压幅值比的单/双回线故障测距原理,继承了双端工频故障测距法的优点,且双端数据无需同步。

2)基于等效变换和六序变换原理分别建立单/双回线之间的联系,拓展了单回线测距原理在双回线中故障测距中的应用。

3)所提测距方案在单/双回线环境下均具有较高的测距精度,尤其是对线路中间段测距精度很高。下一步将在此基础上开展非全程同杆双回线的故障测距研究。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：单/双回线之间存在线间互感、跨线故障等特征差异,严重限制了单回线测距原理在双回线路中的应用。文中提出了一种适用于单/双回线的双端非同步故障测距方法。首先基于单回线网络结构,利用双端电压幅值比推导出双端非同步的故障测距方程。然后从双回线的网络结构和非对称参数着手,基于星角变换和六序变换原理分别建立单/双回线之间的联系桥梁,使基于单回线所提测距原理在双回线测距中能得以应用。仿真验证表明所提方法继承了双端工频测距法的优点,且无需双端数据同步,在单/双回线全线环境下均具有较高的测距精度,适用范围广。

非同步性 第8篇

关键词：分布参数,同杆并架双回线,故障测距,伪根,仿真

0 引言

同杆并架双回线具有所需出线走廊窄、占用良田少、节省投资和建设快等优点,在电力系统中所占的比例越来越重[1]。 在其故障后,迅速准确的故障测距对及时修复线路、保证可靠供电以及电力系统的安全稳定和经济运行都有十分重要的作用。

由于双回线存在线间互感和跨线故障的特点,单回线的故障测距并不完全适用于双回线线路。 为此不少学者对同杆并架双回线故障测距进行了探讨。 文献[2-5]仅对单线故障进行了分析,并不适用于跨线故障测距。 由于同杆双回线发生跨线故障在分类中约占全部故障的82%,故适用性不强。 文献[6-8] 利用故障处电压幅值相等的原理来建立测距方程,但有可能存在伪根导致测距失败。 文献[9-12]利用反向网络的特点相应地建立单端或者双端测距函数,但双回线发生对称跨线故障时不存在反向网络,所以无法完成测距任务。 文献[13]构造测距函数,利用测距函数的相位突变来实现测距功能。由于两端数据需要同步,考虑到硬件延时、采样率差别等因素引起的误差,数据同步时即使采用GPS定位系统也很难做到完全同步[14]。 文献[15]将不同步角当作未知参数,利用两端的电压在故障处相等的原理建立测距函数,并采用牛顿-拉夫逊法求解。文中不同步角初值取为0°,当不同步角偏离0° 较远时,利用牛顿-拉夫逊法求解可能出现不收敛的情况。

本文对同杆并架双回线利用分布参数来建立精确的模型,推导出一种不含伪根的测距方程式。定性分析表明,所提算法无需双端同步,不存在伪根,并且无需判别故障类型,ATP-EMTP仿真验证了所提算法的正确性。

1 双回线非同步测距新算法

1.1 相序变换

图1 给出了同杆双回线单线故障的简化模型,图中M、N分别为母线两端,f为故障点,ZM、ZN分别为两端系统的等效阻抗,UM、IM和UN、IN分别为M、N两侧保护所测量到的电压、电流。

当双回线参数对称时,可以将Ⅰ和Ⅱ回线路的电压电流分解为同向量(以下标“T”表示)和反向量(以下标 “F”表示),并进一步分解为六序分量,以M侧电量为例,其关系可表示为[13]:

其中,a=ej120°;下标0、1、2 分别表示零序、正序和负序。

对于N侧电量与M、N侧故障分量,上述关系同样成立。

1.2 测距原理

当同杆并架双回线系统在f点发生故障时,根据均匀传输线方程,故障点f处的同向正序电压可表示为:

其中,γT1和Zc T1分别为同向正序传播系数和波阻抗;l为线路全长;UM T1、IM T1和UN T1、IN T1分别为M、N侧的同向正序电压、电流;x为M侧母线和故障点f的距离。

同理,故障点f处的同向正序故障电压可以表示为:

其中,ΔUM T1、Δ IM T1和 ΔUN T1、ΔIN T1分别为M、N侧的同向正序故障分量。

在故障点f处有:

则在故障点处有:

其中,δd为两端数据的不同步角度。

由式(3)得UM f T1ΔUN f T1= ΔUM f T1UN f T1, 将式(1)、(2)代入式(3)可得:

同理可得:

由式(3) — (5)可得:

式(6)左右两端分别取相位构造测距函数得:

式(7)是单调的,简单证明如下。 设:

其中,A = A1+ A2- B1- B2;B = A3- B3。

在高压输电线中可近似认为:(LT1、CT1分别为同杆并架双回线单位长度的同向正序电感与电容,ω 为角频率),代入式(8)可得:

设B = AK∠θ,代入式(9)可得:

当 θ 在(0,90°)范围内时,式(10)中的U与A的相位角度差 φ 可表示为:

在实际电力系统中,2 βT1x的范围为(0 ,90 ° ) ,cot 2 βT1x随x单调递减,故是单调递增的,又因为arctan()函数单调递增,可得相位角度差 φ 是单调递增的。

同理,θ 在(-90°,0°)范围内时,相位角度差 φ是单调递增的;θ 分别在(90°,180°)和(-180°,-90°)2 个区间范围时,相位角度差 φ 是单调递减的。

由于系统发生故障后,Ai和Bi(i = 1,2,3) 的值都是确定的,并且相位角度差 φ 是单调的,故可知式(10)的相位角度函数是单调的,进而推得式(7)是单调的。

由于同杆双回线发生故障时,对于任何类型故障的同向正序与同向正序故障分量总是存在的,故本文所提的故障测距函数适用于各种故障类型。

1.3 测距算法

由以上推导可知测矩函数式单调,故可在求取故障距离时采用二分区间求根法或者用弦截求根法,详细步骤参考文献[16]。

在用二分区间求根法或用弦截求根法求取故障距离时,由于相位是周期为360° 的周期函数,故在求取测距式(7)的函数值时应注意周期函数的周期性,若arg(·)函数提取相位角度范围为(-180°,180°]时,可采取以下算法使其求得的函数值保持单调性。

求取式(10)中的 θ,由上文分析可判断出故障测距函数式是单调递减的还是单调递增的。 选取x=0 或者x = l处的函数值作为参考值(选取x = 0 或者x = l处的函数值作为参考值时,应使x = 0 和x = l两处的函数值都不超过1 个周期),求取测距函数式其他点的函数值,并与参考值作比较,看其是否满足单调性。 若求得的函数值不满足单调性,可将该点的函数值加上或者减去360° 使其满足单调递减或者单调递增。

图2 为选取x = 0 处的函数值作为参考值时的电压相位变换图,其中曲线1 是求取的相位未处理的曲线,曲线2 是直接选取x = 0 处的相位作为参考相位,使得在x=l处相位超过 ±360° 的相位曲线,曲线3 是按上述处理的相位曲线。 由曲线3 可知,可用二分区间求根法或者弦截求根法快速求取故障点的位置。

2 仿真验证

本文采用ATP-EMTP软件搭建一电压等级为330 k V、线路全长200 km的双端仿真模型, 仿真模型如图1 所示。

a. 两侧系统参数为[13]:ZM1= 1.051 5 + j43.174 9 Ω;ZM0= 0.6 + j29.091 1 Ω;ZN1= 26 + j44.918 5 Ω;ZN0= 20 +j37.469 7 Ω。

b. 单回线正序参数为:r1= 0.054 68 Ω / km,l1=1.026 4 m H / km,c1= 0.010 95 μF / km。 负序参数同。

c. 单回线零序参数为:r0= 0.029 31 Ω / km,l0=3.939 8 m H / km,c0= 0.005 473 μF / km。

d. 双回线零序互阻抗参数:rd 0= 0.238 5 Ω / km,ld 0= 2.627 4 m H / km,cd0= 0.002 6 μF / km。

M、N侧电源参数分别为330∠0° k V、330∠30° k V 。两侧数据的采样率为2.5 k Hz,基波相量提取采用全波傅氏算法。

图3 是测距的绝对误差随不同步角的变化情况其中 δd [-180°,180°]。 图中,曲线1 是距M侧100 km处发生IAG故障时测距的绝对误差随不同步角的变化情况,曲线2 是距M侧100km处发生IAⅡAG故障时测距绝对误差随不同步角的变化情况。 由图3 可知,本文方法基本上不受不同步角的影响,能达到很高的测距精度。

图4 是测距的绝对误差随过渡电阻的变化情况。 图中,曲线1 是距M侧150 km处发生IAG故障、不同步角 δd为36° 时测距的绝对误差随过渡电阻的变化情况, 曲线2 是距M侧150 km处发生IAⅡBG故障时测距绝对误差随过渡电阻的变化情况。 由图4 可知,本文方法基本不受过渡电阻的影响,在不同过渡电阻下,均能达到很高的精度。

文献[8]利用故障处电压幅值相等原理来建立测距方程,有可能存在伪根进而导致测距失败。 在M、N侧电源参数分别为330∠0° k V与330∠60° k V时,距M侧180 km处Ⅰ回线发生A相接250 Ω 电阻短路情况下求得的两侧同序电压幅值曲线如图5所示。 由图5 可知,求得的两侧电压幅值曲线存在伪根,进而导致文献[8]测距失败。

表1 列出了数据不同步时,利用本文方法对各种故障类型的测距结果,其中不同步角 δd为72°。 由表1 可知,本文方法不受故障类型的影响,均能达到很高的精度。

3 结论

胡戈:非恶意性恶搞 第9篇

写给2005年的胡戈:

2005年12月18日,我走进了电影院。只能怪铺天盖地的《无极》广告让我这个平时只看国外电影的人有了一睹国产大制作风采的念头。但是,很快我就觉得被忽悠了。当时心里很生气,很不屑,总之一股强烈的冲动涌上心头,想自己动手去改一下这部投资超过3亿的贺岁大片。后来说是好玩其实也不算,就是一时的情绪。长期沉浸在音效世界,有点厌倦了,本来就在琢磨如何自己做视频,但一直没找到适合修改的东西。《无极》算是撞我枪口上了。之前就自己改过《英雄》,不过后来不了了之而已。这次,本着学些制作技巧的想法,“馒头”出笼了。

我首先想到了自己一直在看的电视专题栏目《中国法制报道》,看多了也就总结出了节目的套路。片头,背景资料,主持人怎么串场,什么时候轮到广告出场。于是顺手牵羊决定用上影片的画面,看看可以改成什么样的效果,再用一个离奇的案件把它们串起来。其实剧情也简单,就是圆环套圆环的娱乐城里,在模特兼妻子张倾城面前,王总经理被杀,城管小队长真田成为嫌疑人。谈判专家陈满神找到了真正的嫌疑人张昆仑,但前来抓捕他的郎警官却和他产生了惺惺相惜的感情。随着目击证人谢无欢的登场,在一场充满了RAP情绪的法庭审判之后,坏人死了,好人们幸福地生活在一起。

我记得那天是12月31日,20分钟长的《一个馒头引发的血案》全部制作完成,将其传给了几个要好的朋友。虽然片头上写着本东西仅限个人欣赏,严禁传播,但在朋友们眼中,“严禁”二字抵挡不了网络时代独乐乐不如众乐乐的精彩。我怎么也想不到最后竟然搞出那么大动静。就像在电影里一样,现实中不会发生的。当然,说实话那时我还是很享受,因为得到了全国的认可,甚至包括《无极》剧组。

此后这么多年,我也一直在做视频。但是很多东西违反“恶搞原则”,也都没了下文。 比如《奥斯卡之梦》并没能像大家期待的那样顺利出笼。《奥斯卡之梦》做起来不很搞笑,太正经、太严肃了,七八分钟内只出现了一两处搞笑的地方。要知道我是个很滑稽的人,从小就喜欢搞笑活跃,喜欢音乐、歌舞、美术、影视,并且一直保持这些兴趣至今。小学时学习过钢琴、中国画,中学时学习过架子鼓、霹雳舞,大学时学习了电吉他、电贝司、现代舞等,工作后学习作曲、音乐制作等,都是业余性质,水平不高,杂而不精。只不过与多数人不同的是,我的这些兴趣爱好,主导了我的生活和工作。大学毕业后我一直从事着与我的兴趣爱好相关的工作。第一份工作是广播电台的节目主持人。第二份工作是音乐制作、音频处理。第三份工作是作曲、编曲。后来为了有更多的时间来进行我的兴趣爱好,我辞去了工作成为自由人,此后我做的事情很杂,搞过音乐制作,做过录音师,做过动画片音效,另外还通过销售音乐制作器材来糊口。当然我最大的兴趣爱好是影视。因为我从小就有这方面的兴趣,只是一直没有条件付诸于行动,仅仅是在读书时编排过一两个小品在学校里演出,另外还上过一个月的表演课(业余性质)。我现在喜欢玩DV和视频制作。

这一切说起来,也都是因为这10年互联网的发展提供了平台,提供了可能。其实,如果说我对网络有什么认识也就是如此了。但是,好像大家从此以后都把所谓的“网络恶搞”始祖归到我名下,其实我还是很无辜的。当然,我觉得恶搞文化被称为草根的网民们对抗正统的精英话语权的一种戏谑的方式,是有些道理的。我觉得,就算是从我开始吧,在某种意义上说,这种恶搞的文化,倒也可以看作是传统文化中讽刺的一种更广意义上的延伸。网友们的恶搞,不仅仅为事件提供了另一种角度的解释,还给事件本身增添了诸多的趣味性。虽说我也知道什么娱乐至死,但这种文化越来越受到大家的认可是事实。

其实,草根网民被称为草根之处,是说他们天然具备了一种属性,那就是挑战传统的精英们的意识,尤其是那些不断的对自己做出限制的所谓团体。当然,从负面角度来说,也许在许多的网友看来,自己参与到活动中去本身就是为了娱乐而已,并没有想伤害谁。但是,他们的所作所为确实也可以说是一种非自主的暴力行为,并不是主观能动地对受害人施加暴力,而是无意中形成的。事情发展到这里,已经彻底地突破了恶搞的底线,网民们的娱乐精神逐步地沦为了暴力的行径。

从大的方面来说,互联网的发展本身就是一场长跑。这场长跑经过5年、10年、50年的发展,肯定会非常深刻地影响到中国社会生活的各个方面。从影响信息传播手段、人和人之间的沟通方式开始,互联网有助于实现基于信息对称的权益对称,有助于整个社会结构从一元到多元的历史性转变,对于国民经济结构和企业素质来讲,也是一场巨大的提升。很多中国年轻人关于新技术、新商业、新财富以及求知创业的梦想和冲动,曾经在一段时间内到达了极致。在由天堂到地狱再到天堂的轮回中,发生了很多很多的故事……我在其中不过是极其微小的一个部分。我对互联网也谈不上有什么特别的关注,我所关心的,不过是自己的爱好以及自己的生活。

非同步性 第10篇

关键词：非小细胞肺癌,诱导化疗,同步放化疗,腺癌

非小细胞肺癌 (NSCLC) 约占原发性肺癌的75%~80%, 就诊时一般有70%~80%属于中晚期, 失去手术机会[1]。临床试验表明:诱导化疗加放疗能减少远处转移, 延长中位生存期从1 0~1 4个月, 而没有改善局部控制率[2]。同步放化疗在序惯治疗的基础上把中位生存期延长到了1 7个月同时改善了局部控制率。同步放化疗既能增加肿瘤细胞对放疗的敏感性, 又可以及早的控制了微小转移病变, 所以它已经作为目前局部晚期不能手术的非小细胞肺癌的标准治疗。尽管这些方法改进了, 但这些病人的预后仍然不乐观, 远处转移率高, 5年生存率也只能达到15%。为了提高同步放化疗的标准, 我们尝试研究诱导化疗的潜在效益。

1 资料与方法

1.1 临床资料

2004年10月到2005年11月所有在我们医院治疗的非小细胞肺癌病人。所有病人都经C T影像学诊断的并且经支气管纤维镜取活检或经皮肺细针穿刺取活检得到病理细胞学诊断, 卡氏评分在70分以上, 能耐受根治性治疗, 采用二维或三维适形放疗加同

3讨论

从本文两组结果显示, 联合腰麻-硬膜外麻醉 (combined spinal-epidural anesthesia CSEA) 较硬膜外麻醉 (EA) 用于腰椎髓核摘除手术有许多优越性:麻醉药剂量小、麻醉效果好、并发症少。使用联合腰麻-硬膜外麻醉, 使脊神经根、脊神经节及脊髓表面部分产生不同程度的阻制[1], 手术者解剖神经根时, 感受到对应肌肉跳动有神经传导的感觉, 手术者感受到对应肌肉跳动, 避免损伤神经根, 但患者没有神经根触痛的感觉;单纯硬膜外麻醉, 这种感觉是存在的, 患者难以忍受。单纯硬膜外阻滞, 因局麻药量大, 一旦硬膜外导管误置入血管内即可引起局麻药中毒[2]。椎管狭窄的病人, 有可能阻滞不全;据统计国内硬膜外阻滞完善率为90.4%[3], E组阻滞完善率为90%, 也有可能阻滞平面过广, 导致病人血压下降, 严重的可导致呼吸心跳骤停。腰麻-硬膜外联合麻醉兼有腰麻起效迅速, 作用完善和连续硬膜外麻醉作用时间灵活等许多优点。两组病人入室后预先补充血容量300~500m L, 从而步化疗的局部晚期不能手术治疗的非小细胞肺癌病例入组。有165例符合标准, 其中93例 (56.3%) 首先进行了2~3周期的诱导化疗, 有79例采用铂类加紫杉类为基础的方案 (顺铂或卡铂和紫杉醇和多西紫杉醇) , 其余14例用的顺铂加足叶乙甙 (n=1) , 顺铂和健择 (n=7) 或健择加诺维本 (n=6) 。诱导化疗不是随机的, 一般由病人或医生决定。

1.2 治疗方法

所有1 6 5例病人都采用了二维或三维适形放疗和同步放化疗, 同步化疗的方案包括每周1次紫杉醇 (n=103) , 或3周1次的顺铂加紫杉醇 (n=62) 。放疗的靶区包括原发病灶和所累及的淋巴结 (GTV) , 未受侵的淋巴区域没有选择性的照射。临床靶区 (CTV) 定义为G T V+8 m m, 而计划靶区=C T V+1 0~1 5 m m。9 5%的放疗剂量包含P T V, 病人接受的每天的单次放疗剂量为1.8~2.0 G y (n=151) , 或每天2次每次1.2Gy的超分割方式 (n=14) 。中位剂量63Gy (范围34.8~72Gy) 。其中包括了9例因为毒性反应或病情进展而没有完成放疗而使剂量低于6 0 G y。在同步放化疗后, 有

减轻了CSEA麻醉后血管扩张后因血容量不足而引起的血流动力学的变化, C组病人没有一例出现头痛, 与腰穿针细 (为25G) 脑脊液外渗少有关[5]。

参考文献

[1]庄心良, 曾因明, 陈伯銮.现代麻醉学[M].第5版.北京:人民卫

生出版社, 2003:1082.

[2]郑敏理, 阿孜古丽, 吴桂兰.硬膜外导管可疑误入硬膜外静脉引

起局麻药毒性反应6例报道[J].临床麻醉学杂志, 2005, 21 (4) :

[3]谢荣, 刘亚平.我国临床应用硬膜外阻滞的调查报告[J].中华麻

醉学杂志, 1991, 11 (4) :240~243.

[4]尹友初.罗比卡因腰硬联合麻醉的临床应用[J].中国临床医生,

24例没有接受诱导化疗的病例接受了序惯化疗, 方案主要为以顺铂为基础的 (n=5) 、紫杉醇为基础的 (n=12) 或两者都用的 (n=7) 。

1.3 统计方法

两组病人 (有诱导化疗v s无诱导化疗) 基本变量采用c h isquare test, 年龄的连续变量采用Mann-Whitney test, 观察终点为总生存率 (OS) , 其次为局部控制率 (LRC) 和无远处转移生存率 (DMFS) , LRC定义为没有同侧肺叶或任何区域淋巴结 (同侧或对侧肺门, 纵隔或锁骨上淋巴结) 。所有其他复发都认为是远处转移。2年、5年OS, LRC和DMFS都采用Kaplan-Meier分析方法, 两组中比较用log-rank test。

2 结语

中位随访时间19个月 (3~18个月) , 两组病人在年龄、体重减轻、卡式评分、组织学类型、病理分级、分期、T、N分期或纵隔镜分期方面都没有差异。总组165例病人的总生存率、无远处转移生存率以及局部控制率分别是2年为41%、43%和57%, 5年为19%、33%和51%, 诱导化疗组的总生存率优于单纯同步放化疗组, (中位时间:1.9vs.1.3years, 2年生存率:47%vs.32%, 5年生存率:24%vs.11%, P<0.001) ;同时其无远处转移生存率也有优势 (2年率:47%vs.38%, 5年率:42%vs.23%, P=0.021) 。但在局部控制率方面两组无显著性差异 (5年率:50%vs.47%, P=0.62) 。与总生存率变量相关的多变量C O X回归分析显示诱导化疗是最显著的变量, hazard ratio=0.55 (95%CI=0.40 to 0.75, P<0.001) 。进一步对组织学分类分析显示诱导化疗显著提高了腺癌或大细胞肺癌的总生存率 (中位:2.0vs.1.4年, 2年率:48%vs.34%, 5年率:24%vs.8%, P=0.003) , 但是对鳞癌没有影响 (P=0.29) 。对腺癌或大细胞肺癌, 其诱导化疗、分期IIIA期及以下的、每天2次放疗的O S要好于对照组。在这些因素中, 诱导化疗是最显著的影响因素, hazard ratio为0.47 (95%CI=0.28~0.78, P=0.003) 。而对于鳞癌病人, 诱导化疗则不是影响O S的显著性因素。

3 讨论

非小细胞肺癌多数一经发现即为中晚期而失去手术机会, 而Ⅲ期非小细胞肺癌单纯放射治疗和化学药物治疗局部控制率低是治疗失败的主要原因之一, 化疗和放射治疗的间隔时间也被认为是影响生存期的因素。经过不少的随机观察结果显示, 以5d为宜。同步放化疗组由于化疗药物的细胞毒性作用与放射增敏作用的联合作用, 从而破坏了克隆源细胞的加速增殖, 提高了肿瘤控制率。王瑞芝[3]等报道同步放化疗治疗不能手术的Ⅲ期非小细胞肺癌, 其中位生存期为15个月, 而单放组为8个月;1、2、3年生存率综合组和单放组分别为68.1%、37.8%、18.9%和42.4%、15.7%、7.8%。Lau等, 同样报道Ⅲ期非小细胞肺癌采用卡铂, 依托泊苷与放射治疗联合, 化疗2个周期, 中位生存期12个月, 2年实际生存率为4 0%。美国放射治疗协作组的Ⅲ期临床实验结果为:序贯化疗加常规放射治疗组、同时化疗加常规放射治疗组、同时化疗加超分割放射治疗组, 中位生存期分别为14.6个月、17个月、15.6个月, 同步化疗加常规放射治疗显示似优于序贯化放组的疗效 (P=0.07) , 血液系统毒性以两个同时化疗组较为显著。

本文报道了我院对165例局部晚期不能手术的非小细胞病人的分析, 这一组病人都旨在用现代的放疗技术加铂盐和/或紫杉醇为基础药的化疗进行根治性治疗。研究结果显示2~3周期的诱导化疗能通过降低远处转移而提高总生存率, 但没有改善局部控制率。我们的单纯同步放化疗组的病人的治疗结果与用同样方法进行的两组随机试验结果吻合:西部日本肺癌组和美国肿瘤放射治疗组 (RTOG) 94-10) [4]均显示同步放化疗的中位OS为17月。我们的分析显示加诱导化疗后延长中位生存期至少3个月。多变量分析显示诱导化疗是影响OS的最显著性因素, 5年生存率为25%, 相比无诱导化疗的12%有了显著提高。另一个最显著的发现是诱导化疗加同步放化疗仅仅受益于腺癌和大细胞肺癌患者。有趣的是, K O M A K I等在对R T O G 8 8-0 8/西部肿瘤合作组4 5 8 8的结果分析中也得到类似的组织细胞类型的影响的结果。诱导化疗只对非鳞癌的病人的生存率有显著影响。这一观察发现强调了综合治疗过程中个体化治疗的重要性。对那些不能手术切除的有区域局部受侵的鳞癌患者, 诱导化疗可能没有任何优势;取而代之的他们可能从巩固化疗中受益[5]。然而, 对肺腺癌或大细胞肺癌的病人诱导化疗通过治疗早期可能发生的微小转移灶从而能提高他们的总生存期, 尽管数字不是很大, 但具有显著性 (Hazard ratio0.47) 。这也与腺癌的病生学相吻合, 腺癌比鳞癌早期通过淋巴和血行扩散的几率要大20%[6]。但这一结果还需进一步的随机临床试验验证。

参考文献

[1]林小萍, 王庆生, 刘新民.肺癌发病趋势及分析[J].天津医科大学学报, 2000, 6.

[2]蔡勇, 张珊文, 尹先哲, 等.放射治疗同时化疗Ⅲ期非小细胞肺癌[J].中华放射肿瘤学杂志, 2001, 10 (1) .

[3]王瑞芝, 王春波, 郭汝涛, 等.不能手术的Ⅲ期非小细胞肺癌的综合治疗[J].中华放射肿瘤学杂志, 2001, 10 (2) .

[4]Curran WJ, Scott C, Langer C, et al.PhaseⅢcomparision of sequential vs concurrent chemoradiation therapy for patientswith unresectable stageⅢnon2small2cell lung can-cer initial report of RTOG9410[J].Proc Am Soc Clin Oncol, 2000, 19 (6) .

[5]Libshitz HI, McKenna RJ, Mountain CF.Patterns of medi-astinal metastases in bronchogenic carcinoma[J].Chest, 1986, 90:229～232.