调制编码板范文

调制编码板范文（精选7篇）

调制编码板 第1篇

关键词：B+/B-,调制编码板,电源故障

一、调制编码板B+/B-电源工作原理

HARRIS公司生产的DX一600等系列大功率中波发射机由DX-200PB并机而成。每个PB有一个相同的数字音频处理系统。调制编码板是将A/D转换板输出的12位数字音频信号进行编码, 进而控制功放模块多少实现调幅。每块调制编码板包括四块EPROM, 一个EPROM可以控制8个射频放大器, 这些EPROM编码器的输出加到了由B+和B-构成的编码输出驱动器上。在调制编码板中B+/B-的作用主要是为编码器输出驱动器提供工作电压, 同时B+/B-电源的工作异常会引起编码器电源故障而引起发射机关机。所以认真学习分析和理解B+/B-电源的工作原理, 掌握B+/B-电源故障的判断和处理方法是十分必要的, 也是确保发射机稳定运行的有效保障。

如图1, 在发射机待机状态下, 来自控制板的发射机开机TX-ON-ENABLE低电平信号从J8-35进入编码板, 经过S6的NC结点使晶体管Q3截止。此时B+/B-电源的工作状态主要有:

⑴B+稳压电源不工作。由于晶体管Q3截止, 其集电极的+5VB电源通过R164使晶体管Q4导通, 则B+稳压器U42-2的基准电压接地, 使稳压器无电压输出。此时在TP12建立了约1.3VDC的电压。

⑵保险丝检测电路不工作。Q3基极的+5VB电源使电子开关U44的输入端9、10、11的输入电平为高, 通过查看功能表1可以得知此时开关A选择A-A Y, 使得5VB电源无法提供到保险丝检测电路中。

⑶调制的B-电源不工作。如上分析, 通过查功能表可知此时开关B选择B-BY, 则B-稳压器输入端U45-6接地。

⑷B+/B-电源故障检测电路不工作。通过查能表可知此时开关C选择C-C Y。此时+5VB高电平通过开关C-CY、CR44和CR45将B+电源比较器输入端U37-5和B-电源比较器输入端U 3 7-1 1推至高电平, 使两个比较器不起作用。

在发射机开机状态下, 来自控制板的发射机开机TX-ON-ENABLE高电平信号从J8-35进入编码板, 经过S6的NC结点使晶体管Q3导通。此时B+/B-电源的工作状态主要有:

⑴B+稳压电源启动。由于Q3的导通使晶体管Q4的基极为低电平, Q4管子截止, B+稳压器U42-2的基准电压正常建立, 此时B+稳压器在T P 1 2处建立+7.2VDC的稳压电源。

⑵保险丝检测启动。如上分析, 此时电子开关输入端9、10、11的输入电平为低, 查看功能表1可知, 开关A选择A-AX, +5 VB电源通过A-AY提供给保险丝检测电路。

⑶调制B-电源启动。此时开关B选择了B-BX, B-稳压器的输入端不在接地, 此时B-稳压器U45启动工作, 在TP11出建立了-2.5VDC~-6.5VDC的B-电压。

⑷B+/B-电源故障检测电路启动。此时开关C选择C-CX, 使得B+电源比较器输入端U37-5和B-电源比较器输入端U3 7-1 1分别为稳压后的B+和B-电源电压, 若此时B+或B-电源出现故障, DS9亮红灯, J8-33输出电源故障低电平信号, 使发射机关机。

二、应急措施

一般情况下, 编码板上出现B+/B-电源故障都会通过J 8-3 3输出S U P P L Y FAULT, 引起关机故障, 所以在处理这类故障时, 快速得当的应急措施是保证安全播音重要措施。通常的步骤包括:

⑴旁路故障编码板

a.将低压电源组件A56CB1和A6CB2电源断路器断开。

b.将故障编码板上的跳线插头从正常位置J13出移开, 插入旁路位置J12。

⑵更换调制编码板上的只读存储器

如果A31、A29、A28、A27或A26编码板中任何一个出现故障, 可以将该板旁路, 并将该板上具有确定跳线的ROM改换到编码板A30上。一般的步骤:

a.将低压电源组件A56CB1和A6CB2电源断路器断开。

b.将JP1、JP4、JP5和JP2从A30调制编码板中拆下。这些直插式跳线插头标号分别为ME25、ME26、ME27和ME28。

c.按上述步骤将故障编码板旁路, 并与A30交换相对应的ROM。

三、典型故障分析

3.1 编码板B+电源故障

⑴稳压管U42故障

故障现象:播音中PB2脱机并自动关机, PB2面板故障显示板上“ENCODERS”显示框中“SUPPLY FAULT”亮红灯。

故障查找:打开发射机PB2单元四个前柜门, 查看驱动编码板和七块调制编码板上的D S 9电源故障指示灯, 均不亮;DS13的+5VA、DS14的+5VB电源指示灯均亮不亮;按测试开关S6, 发现1A28的DS8 (B+电源) 灯不亮, DS9 (电源错误) 亮红灯。测量1 A 2 8 TP 1 0为1 1.9 4 V D C, 1A28TP12为1.3V, 按住测试按键S6后测量1A28TP12仍为1.3V。

故障分析:通过以上的故障查找可以基本判断为1A28 B+电源稳压器问题。在关机状态下, 按住测试按键S 6, 可以使+5VB高电平电源通过S6的NO端加到晶体管Q3基极上, 在上面我们分析了B+/B-启动原理中指出了, 这样的条件可以启动B+电源稳压模块工作, 此时若是B+稳压器U42正常则在输入端1A28TP10电压正常的情况下, 输出端U 4 2-3应该会在1A28TP12出建立+7.2VDC的电压。我们测量发现1A28TP12在此条件下仅为+1.3VDC, 可以说明U42稳压模块已经损坏, 不能正常稳压。这里需要注意的就是电源故障指示灯DS9在待机条件下由于故障检测电路没有启动所以并不指示错误, 需要按住S6键提供一个启动电源才能工作。

故障排除:更换备份板, 同时更换本板上的U42稳压模块。

⑵稳压管U42软故障:

这里的U 4 2稳压器软故障与上面的U42稳压器故障有相似之处, 但由于其隐蔽性造成了在实际排除故障时经常要走很多弯路, 这里采用对比U42损坏这一常见故障指出处理U42稳压器软故障中需要注意的地方。

故障现象:播音中, PB1脱机并自动关机, PB1面板故障显示板上“ENCODERS”显示框中“SUPPLY FAULT”亮红灯。

故障查找:打开PB1四个前柜门, 查看驱动编码板和七块调制编码板上的DS9电源故障指示灯, 均不亮;DS13的+5VA、DS14的+5VB电源指示灯均亮绿亮;按测试开关S6, DS8、DS11均亮绿灯;测试各板子B-电源电压TP11为:-5.6VDC、B+电源电压TP12为+7.2VDC, 均正常。高功率三并机, 正常播音3—15分钟后, 故障又再次出现。为使故障点明确, 更换驱动编码板备份板, 开机后故障依旧, 则可以排除驱动编码板故障, 将分析重点放在七块调制编码板上。但是调制编码板有七块, 我们不能一一更换来排除, 所以要对故障现象深入分析才能采取必要手段排除故障。

故障分析:从故障现象表面上看跟上面分析的U42故障现象很类似, 但是又有很大不同。首先, 若U42已经损坏则不可能在正常工作3-15分钟;其次, 在PB1脱机状态下, 对各个板子都采用按住测试按键S 6的方法测量各主要测试点电压均正常, 各板上均没有异常指示灯亮;最后, 在排除中发现, PB1低功率情况下运行中各个板上电压也是正常, 这三条都说明板上的U42及其他元器件并没有出现硬损坏。而由于排除过程出现的低功率正常—>高功率运行3~15分钟关机这一现象中可以分析出是由于某个元器件的热稳定性不足, 在高负载情况下, 性能下降, 在关机和低负载情况下又能正常工作。

故障排除:通过上面的故障分析我们基本可以确定是元器件的软故障造成, 在有七块编码板的情况下, 比较保守的方法是逐一旁路编码板直到故障现象消除, 这种方法虽然可以排除故障, 但是比较费时而且由于要不停的开关机很容易引起发射机的放电过热。这里在通过上面分析可以得出, 主要的故障可能就是元器件热稳定性, 那么可以采用逐步加功率的方法使元器件的热稳定性逐步体现, 并对编码板时时观察的方法。也就是先是低功率开机→中功率→高功率, 在这一过程不断观察编码板情况。每一阶段大约2~4分钟即可, 经过排除发现编码1A25的DS9灯亮, 同时参考文献2的做法, 短路控制板上故障锁存PAL (U42-3) 与+5V, 使其不能检测故障。再次高功率开机测量1A25TP12为5.2V并有不稳定的下降的趋势, 说明其在高功率高负载情况下难以稳定的输出7.2V的B+电压。在经过R128和R20分压后在U 3 7-5处建立大约2.5 V电压小于比较门限2.8V, 因此产生编码板电源故障。更换方法跟U42稳压器硬损坏的方法一致。

3.2 稳压器测试开关S6故障

S6作为编码板上的测试按键, 在编码板上B+/B-电源故障检测启动和B+/B-电源稳压器启动上有着重要的作用。一般在发生电源故障时, 按住S6键可以正确的发现故障点, 但是需要注意的是, 在散热器不加风冷却的情况下这个按钮的按键时间不要超过一分钟。

故障现象:发射机播音中发现PB1功率偏低, 约为156KW, 同时按升功率按钮以无法提升功率。

故障查找:打开发射机前面门, 观察模块开通情况, 发现中机柜右侧模块RF3 2~RF4 6、RF7 0~RF7 7、RF1 25~RF132和RF219没有开通, 这些模块对应着编码是1A26, 观察1A26编码板, 其上DS13 (+5VA) 、DS14 (+5VB) 正常, DS9 (电源错误) 未亮红灯。按住S6则DS8 (稳压的B+电源) 和DS11 (调制的B-电源) 亮绿灯, 此时测量TP12和TP11电压均正常。测量B+/B-电源输入端, TP10和TP22电压均正常。测量TP14发现为4.94, 此处电压与开机状态下的0.08V不一致, 异常。此时沿着开机使能信号TX-ON-ENABLE通路测量发现, 输入端S6-3为高电平5V, S6-1和Q3的基极均为低电平。因为正常情况下S6为常闭结点, 所以判断故障点在S6上。

故障分析:通过前面故障查找的过程可以看出故障点在于S6上。S6-1和S6-3的电压不同说明S 6开关常闭结点没有闭合。如图1所示, 若是S6的NC结点断开, 将造成开机使能信号TX-ON-ENABLE信号高电平无法加到Q3的基极上, 使电子开关U44输入控制端变高。从前文1.4中B+/B-电源启动条件分析中可以看出, 这时的B+稳压器U42和B-稳压器U45都不满足工作条件, 所以1A29编码板的编码驱动器是没有电源去驱动模块开通的。这一编码器控制着RF32~RF46、RF70~RF77、RF125~RF132和RF219共32块模块, 除了RF125~RF132和RF219外, 其他23个模块都是高功率载波工作时需要开通的模块, 所以发射机的功率会降低到156KW, 约减低1DB。同时, 由于U44电子开关选择了C-CY通路, 使得B+/B-电源检测比较电路不工作, 所以在B+和B-电源都不工作的异常情况下依然不会给出电源错误指示。

故障排除:清洁或者更换开关S6使其恢复正常的常闭状态。

四、结束语

本文通过对B+/B-电源的工作原理、故障应急措施和典型故障分析等方面较为全面地分析了编码板中B+/B-电源的各项功能, 并通过对三例具有相对隐蔽性的B+/B-电源故障的分析和排查, 提供了对于此类故障排除的一般方法。编码器的B+/B-电源是编码驱动器能否正常工作和模块能否开通的重要电源, 在发射机的日常维护中要经常性的监测其通路上各个测量端子的电压, 注意元器件的性能变化, 同时做好各种情况下的应急措施, 这样一旦出现类似故障就可以及时有效的处理避免不必要的停播。

参考文献

[1]HARRIS.TECHNICAL MANUAL 888—2374一OO1, LIQUID C00LED POWER BL0CKDX200 994 9670 001.1995～2003

[2]罗滨斌, 苏腾云.DX型中波发射机调制编码板电源软故障的分析处理[J].东南传播.2010.1

调制编码板 第2篇

关键词：DX-200,中波发射机,调制编码板,电源故障,故障分析,应急处理

1 前言

1.1 DX-200发射机在中波DX系列中属单PB发射机型, 一旦该机型某部位发生故障, 就会导致发射机PB关断, 造成停播。对于这种单PB机型而言, 首选方法就是倒换备份, 其次就是更换元器件和线路板。然而有时更换元器件和线路板也未必是最快捷的故障处理方法。从安全播出和尽量缩短停播时间方面考虑, 我们有必要进一步探索在不会造成故障扩大化的前提下, 采取最快捷、有效、省时的应急处理方法, 使故障发射机在较短时间内恢复播出。

在DX-200中波发射机中, 调制编码板电源故障又属于比较特殊的一种故障类型。在DX-200发射机中, 共有7块调制编码板, 分别位于右、中、左、扩展机柜。其主要功能是将来自A/D转换板的12bit数字音频信号转换成220个大台阶和4个二进制射频放大器的合通/关断控制信号。如果某一块调制编码板出现电源故障, 就会导致发射机关断。如果调制编码板出现明显的故障指示, 处理起来就比较容易。但通常在LED板出现编码电源故障时, 各调制编码板都没有明显的故障指示, 无法判断具体是那一块调制编码板出现了电源故障, 给故障排除及处理就带来了一定的难度。在这种情况下, 应急处理就显得非常必要。我台针对该类故障造成多次长时间的停播, 我们在对调制编码板B+/B-电源电路及稳压测试电路 (如下图1) 进行仔细分析, 对该类故障做了相应的应急处理办法。当故障发生时, 采用应急处理办法让发射机维持播音, 直到某故障调制编码板出现明显故障指示后, 在播音结束时, 再更换故障板卡, 确保减少停播时间。

2 编码电源故障实例 (一) :调制编码板B+电源故障

2.1 故障现象

我台DX-200中波A02发射机, 在播音中出现编码电源故障, LED板DS13亮红灯, 复位后, 重加能恢复播音。一段时间后, 又出现同样故障现象, 逐渐故障出现越来越频繁。在故障时, 分别观察各调制编码板, 均未发现那块调制编码板有故障指示出现。按下各调制编码板的稳压测试按钮S6开关, 各调制编码板上的DS8、DS11均显示正常 (DS8绿灯亮, DS绿灯微亮) 。后经排查为调制编码板A30上的B+电源U42稳压模块性能不稳定, 导致瞬间无输出。在经过应急处理, 播出一段时间后, 调制编码板A30上的DS8绿灯开始出现闪烁。

2.2 故障分析

如图1所示, 调制编码板上的B+电源是由低压电源分配板送入的非稳压的+12v电压到稳压模块U42的1端, 2端为电压调节端, 3端为输出端, 当来自控制板的允许开机信号变为高电平时, Q3导通, Q4截止, B+电源稳压模块U42和B+电源的故障检测电路模块U37开通。U42的电压输出为7.2v, 当B+电源稳压模块U42出现不稳定时, 测试点TP12上电压瞬时变为低电平, 使故障检测电路模块U37输出低电平, 控制板发出关机指令, 导致出现编码电源故障关机。

2.3 应急处理

在此故障情况下, 我们采用屏蔽故障信号的处理方法。在控制板U21-3脚送入高电平, 屏蔽掉从某调制编码板上的电源故障检测电路模块U37送来的低电平故障信号。具体方法是从控制板上或相邻电路板上取+5v电平, 用短路线连接到CR47的阴极, 确保控制板U21-3处保持高电平。待某编码板上出现DS8灯闪烁或绿灯灭的故障显示后, 在播音结束后, 更换B+电源稳压模块U42即可。

3 编码电源故障实例 (二) :调制编码板调制B-电源故障

3.1 故障现象

我台DX-200中波A01发射机在播音途中出现编码电源故障, LED板DS13亮红灯。复位后能恢复正常播出。但一段时间后又出现同样故障现象, 一段时间后, 每35分钟就出现该故障关机。在故障时, 观察各编码板也均未发现有故障指示。同时按下各编码板上的稳压测试按钮S6开关, 各编码板上的B+/B-电源指示灯DS8、DS11均显示正常 (DS8绿灯亮, DS绿灯微亮) 。后经排查为调制编码板A29上的B-电源U45稳压模块性能不稳定, 导致瞬间无输出, 在经过应急处理, 播出一段时间后, 调制编码板A29上的DS11绿灯开始出现闪烁。

3.2 故障分析

调制编码板调制B-稳压电源的工作原理, 如图 (1) 所示, 调制编码板调制B-电源是由U45提供输出。它采用双电源供电 (非稳压的±12v电压) , 其输出受到模拟输入板经发射机接口板送来的调制B-驱动信号控制。而这个调制B-驱动信号又随着音频+直流信号而变化, 即在正峰时, B-电压必须非常负, 在负峰时, B-电压负值减小 (向正电压变化) .当来自控制板的允许开机信号变为高电平时, Q3饱和导通, 模拟开关U44的A1、B1、C1端均为低电平, A-AX、B-BX、C-CX接通, 调制B-电源稳压模块U45开通, 其输出电平为-2.5v-6.5v之间变化。在TP11上测得的平均电平为-5.6v。由于调制B-电源稳压模块U45瞬时故障, 使电源故障检测电路模块U37输出低电平到控制板故障锁存器上, 控制板发出关机指令, 导致LED板出现DS13亮红灯。

3.3 应急处理

调制编码板B-电源故障与B+电源故障一致, 采用屏蔽故障信号的办法。用短路线将+5v电平送至控制板CR74的阴极, 确保控制板U21-3处保持高电平, 使控制板不发出关机信号。待故障编码板出现DS11绿灯闪烁或绿灯的故障显示, 在播音结束时, 更换B-电源模块U45即可。

4 编码电源故障实例 (三) :调制编码板稳压测试按钮S6故障

4.1 故障现象

我台DX-200中波A02发射机在播音途中出现编码电源故障, LED板DS13亮红灯。观察各编码板均无故障指示, 同时按下稳压测试按钮S6开关, DS8、DS11指示均正常 (DS8绿灯亮, DS绿灯微亮) 。后经查为调制编码板A30上稳压测试按钮S6接触不良, B+/B-电源瞬间无输出所致。在经过应急处理, 播出一段时间后, 调制编码板A30上DS8、DS11绿灯开始闪烁。

4.2 故障分析

根据图 (1) , 调制编码板B+/B-电源原理分析可知, 当开机允许信号高电平经S6开关1、3端送至Q3基极, Q3饱和导通, Q4截止。B+/B-电源稳压模块U42、U45开通。当开机允许信号高电平送至某调制编码板故障电源测试按钮S6开关1、3端时 (电源测试按钮S6开关1、3端接触不良或开路) , B+电源因Q3截止, Q4基极为高电平, Q4饱和导通, B+电源稳压模块U42输出电压为1.5v, 可视为B+电源关断。B-电源因Q3截止, +5v B通过电阻R139使得模拟开关U44的A1、B1、C1三端为高电平, A-AY、B-BY、C-CY接通, 送入稳压模块U45的调制B-驱动信号通过B-BY被接地, 使得调制B-稳压模块U45无调制B-驱动信号输入, 调制B-电源稳压模块U45关断。电源故障检测电路模块U37输出故障低电平, 控制板发出关机指令, 导致LED板出现DS13亮红灯。

4.3 应急处理

通过对稳压测试电路分析, 同样采用屏蔽故障信号的办法, 将高电平送至控制板CR47的阴极, 降功率维持播音。此时打开发射机机箱前面板会发现故障调制编码板所控制的所有32块功率模块均为开通。这时也可以采用旁路故障的办法。在播音结束后, 再更换故障电路板。

5 结束语

针对我台出现的调制编码板电源故障发现, 虽然故障现象一致, 但故障位置在调制编码板不尽相同, 尤其是故障时各调制编码板均无故障显示, 在判断和处理故障带来相当大的难度。我台通过认真分析、总结、探索, 采取快捷、省时的应急处理方法, 为安全传输减少停播时间起到了明显的效果。同时, 也为处理其他相类似的故障提供一种处理思路。

参考文献

[1]广播电视发送与传输维护手册

调制编码板 第3篇

我单位使用的是美国哈里斯公司生产DX-600全固态调幅中波发射机,DX-600由三台DX-200组成。每部中波发射机共有七块调制编码,分别为与右机柜、中机柜、左机柜、扩展机柜。每块调制编码板上有四个EPROM编码器.调制编码板的作用是将来自A/D转换板的12BIT数字音频信号转换成220个大台阶和4个二进制射频放大器的开通/关断信号。每块调制编码板控制28块大台阶和4块二进制模块的开通和关断信号。无论那块编码板上的电源出现故障,都会出现关机现象。所以了解B+/B-电源的工作原理,能准确判断B+/B-电源故障现象是关键。经过多年的运行和维护,出现了一些故障,针对我单位出现的编码板电源故障进行深入分析研究后,本人得到了一些心德于体会。

1 B+/B-电源启动原理分析:如图1所示。

B+电压是由电源分配板送来的非稳压经过5A保险F3送到U42稳压块的输入脚1,3脚为输出,2脚是电压调节,通过改变电阻R124大小可以改变2脚的电压,可以改变3脚的输出电压。开机有效信号高电平由控制板经过接口板送到端子J8-35经过S6按压开关送到Q3的基极,Q3导通饱和输出一个低电平,这个低电平信号,一路输出到管子Q4的基极,低电平使管子Q4截止,U42开始工作正常,此时调制编码板B+电源正常工作,此时DS8绿灯亮,可以测得TP12B+电压约为+7.3Vdc左右Vo=Vr*(1+R123/R124)=1.25v*(1+750/154)=7.3v。这时发射机B+电压工作正常。如果是在关机状态。那开机有效信号就为低电平Q3就是截至状态,Q4就是导通饱和状态,U42工作电压约为1.55V。Vo=Vre+Vce=1.25+0.3=1.55V。这是B+电源可以认为是关断的。还一路经过U44(9、10、11)脚,使U44触发工作,使A、B、C(14、15、4)脚开关分别打倒于(13、1、3)位置。AY、BY、CY位置空位。经过端子J71-2调制B-信号(来至发射机扩展接口板)驱动电压经过U47放大输出送到U45(高输出电流运算放大器)的6脚,来控制U45、3脚B-电源的输出,此时DS8因为绿灯,此时测TP11约为-6.1Vdc,U45的输出可以通过可调电阻150调整,可以使B-电压在-2.5V到—6.5v之间。而调制B-信号又随着音频加直流信号变化而变化,当音频加直流信号减小时,调制B-电压输出减少。当音频加直流信号增大时,调制B-电压输出变大。

2 B+/B-电源故障的现象与故障处理

2.1 出现B+/B-电源故障的现象

当7块调制编码板中任一一块板中出现B+/B-电源故障时,会导致该机器关断。PB的显示板上的编码板电源故障指示灯DS13亮红灯。重新投入该PB时,能听到整流柜K1继电器有吸合动作的声音,但是PB马上又会脱机,重启失败。如果是单PB工作的会引起停播事故,如果是多PB将会N-1工作。

2.2 B+/B-源故障的判断与分析

当PB出现编码器电源故障而关断时,主要故障有三种情况引起1驱动编码板电源故障2调制编码板电源故障3检测电路故障。下面我们按照出现的各板故障灯的情况来进行分析。

(1)打开右机柜,查看驱动编码板上的电源故障是否为红灯,若果是红灯,那就是驱动编码板电源出现故障。此时需要测量驱动编码板上的J5-1、5、7上的电压,如果测量到三路中的任意一路电压不正常,就要对低压电源板进行查找,如果测量到电压一切正常,那就是本板出现故障,需要查找。

(2)以此按下每块调制编码板上的S6测试开关,检测B+B-稳压器。(按下S6时,时间不宜过长,防止稳压器过荷或者损坏),按下S6的同时查看调制编码板上DS9的灯情况,如果发现DS9亮红灯就说明此块调制编码板有故障。在实际的工作情况中因为S6接触不良引起的B+B-稳压器故障也时有发生。

(3)按下此故障的调制编码板上的S6开关,并保持几秒钟检测B+B-稳压器,并同时观察B-电源显示灯和B+电源显示灯应为绿色。B-电源显示灯亮度要比B+暗一些。這时如果两个指示灯中的有一个不显示绿色,马上测量TP22(非稳压B-)、TP10(非稳压B+)两点的电压,正常电压为TP10-12V,TP22+12,如果测量两个电压中一个有一个没有,就应对低压电源部分以及接线和端子进行检查;如果电压正常,查看机器图纸(调制编码板4/4)对B+/B-稳压器部分进行故障查找。在实际工作中经常是F3、F4保险烧断或接触不良。如果B+B-两灯都为绿色,则查看机器图纸调制编码板对B+/B-比较器部分进行故障检测和排查。

2.3 出现B+/B-电源故障后的紧急处理措施或方法

(1)测量TP11、12电压是否TP11TP12两点电压应为-2.3V7.3V,如果电压正常在测量B+B-电源的保险,如果电压不正常说明B+或B的稳压管损坏。测量B+电源的保险F3F5F6和B-电源的保险F4是否有损坏或接触不良。如果有保险烧断着马上更换保险。

(2)当B+B-电源电压都正常时,保险无损坏时将C57或R141剪断,B+/B-电源故障可排除。

此方法只能用于紧急情况,播音结束后再恢复,具体故障在细查。

为了检修和测试方便,我们对B+/B-电源的在待机和加高功率对相关测试端子电位进行了测量并进行汇总,如表1所示。

(3)尽量减少发射机停播的时间还一种方式就是,旁路出现故障的這快调制编码板。具体方法为:1)将低压电源板上的A56的空气断路器断开。(2)将有故障的调制编码板上正常的J13短路插头断开,插入到J12上(位置就在J13边上)。(3)再将空气断路器合上,可以使发射机在降低功率后开启。查看图调制编码板可以看到,将插头由J13插入J12的时候,调制编码板上的稳压后的B+/B-电源被断开,非稳压的B+电源经F2保险送到J12的1、3脚,然后经过2、4脚当作调制编码板上的B+/B-电源作为输出。经过這样处理调制编码板上的B+/B-电源故障比较器就不会得到故障信号也就不会输出故障信号,但是调制编码板上的B-电源就会反向输出正电压,调制编码板上的驱动编码器的控制信号的输出都会是正电压,所以本板控制的32块功放模块都会关断,无功率输出,发射机将在降低功率状态上运行。

3 结语

DX中波发射机故障种类繁多,原因各不相同。只要掌握了正确的处理方法,认真分析,我们在故障处理和判断时要沉着冷静的应对,尤其是那些在短时间不能处理的故障,要想到能最简便有效的应急处理办法。这样就能减少停播的时间,已减少损失。

参考文献

调制编码板 第4篇

传统的编码技术是将编码与调制分开考虑,例如卷积码与分组码,在保持信息传输速率不变的前提下,可以通过扩大传输信号带宽换取误码性能的改善;当编码用于带限信道时,则可以通过增加符号数的方法(采用多电平多相位的调制技术)提供编码所需的冗余度,但信号相位增加的同时,若要保持误码率不变,则必须增加信号发射功率,此时要求编码增益必须能够弥补由信号相位增加而引起的功率增加。

与传统编码技术相比,本文提出的TCM网格编码调制技术则将编码与调制技术有效地结合在一起,以增大编码符号之间的最小欧式距离为目的,在带宽和信息传输速率不变的前提下可获得一定增益。本文主要讨论的就是TCM网格编码增益的计算方法,并通过对编码增益计算公式的推导分析,找到了仿真结果与采用理论公式计算结果不相吻合的原因。

1 编码增益

对于一定的误比特码率,通过编码所能实现的Eb/N0的减小量就是编码增益。其表达式如下[1]:

$G=(\frac{E{}_{\text{b}}}{{\rm N}{}_0}){}_u-(\frac{E{}_{\text{b}}}{{\rm N}{}_0}){}_c$。 (1)

式中,G为编码增益(dB);(Eb/N0)u表示在一定误码率情况下,未编码系统所需的归一化信噪比(dB);(Eb/N0)c表示在一定误码率情况下,编码系统所需的归一化信噪比(dB)。

在加性高斯白噪声的信道中,可以采用卷积编码的方法来计算网格编码信号的差错概率性能,但是若要精确计算特定卷积编码的译码错误概率却十分困难。因此,本文推导了一种计算相对简单的公式,并分析了其利弊。

2 渐进编码增益

2.1 渐进编码增益的概念

渐进编码增益(Asymptotic Coding Gain,ACG)是编码调制系统相对未编码调制系统在高信噪比(SNR⇒∞)下的编码增益。这个概念起源于编码系统与未编码系统之间的“BER-SNR”曲线比较。如图1所示[1],在高信噪比条件下,编码系统的误码率曲线和未编码系统的误码率曲线接近于平行,将这2条曲线平行处的间距定义为渐进编码增益。当然这里有一个限定条件,就是每个编码与未编码波形必须携带相同的信息比特个数。

2.2 渐进编码增益的公式推导及结果分析

如前所述,在加性高斯白噪声信道中,网格编码信号的差错概率性能可采用计算卷积编码差错概率性能的方法来计算。该方法首先需要计算各种差错事件的差错概率;然后将各种差错事件概率相加;最后得到首要事件差错概率的联合边界[1]:

${\rm P}{}_e{\displaystyle \sum _{j}n}{}_{j}Q\left(\frac{d{}_j}{2\sigma }\right)$。 (2)

式中,dj为正确事件与错误事件之间的欧式距离;σ为高斯白噪声的标准差;nj为错误事件与正确事件相距dj的路径条数;dmin为网格编码系统的自由欧式距离。在大信噪比下,差错事件由首项dmin决定。因此差错概率可由式(3)表示[2]:

${\rm P}{}_e\approx n{}_{j}Q\left(\frac{d{}_{\min }}{2\sigma }\right)$。 (3)

式(3)两边取对数可得:

$\log ({\rm P}{}_e)=\log {}_a(n{}_j)+\log {}_a\left[Q\left(\frac{d{}_{\min }}{2\sigma }\right)\right]‚(a>0,a\ne 1)$。 (4)

当loga(Pe)趋于负无穷大时,loga(nj)项可以被忽略[1]。因此在高信噪比情况下,式(4)可以进一步简化,即在高信噪比下可近似认为差错概率与nj无关,其表达式为:

$\log {}_a({\rm P}{}_e)\approx \log {}_a\left[Q\left(\frac{d{}_{\min }}{2\sigma }\right)\right]$。 (5)

因此,首要事件差错概率的最终表示式可用式(6)近似表示:

${\rm P}{}_e\approx Q\left(\frac{d{}_{\min }}{2\sigma }\right)$。 (6)

根据推导出的事件差错概率表达式,可以分别得出编码系统和未编码系统高信噪比下的差错概率为:

${\rm P}{}_{eu}=Q\left(\frac{d{}_u}{2\sigma {}_u}\right),{\rm P}{}_{ec}=Q\left(\frac{d{}_c}{2\sigma {}_c}\right)$。 (7)

式中,dc为编码系统的自由欧式距离;du为未编码系统的自由欧式距离;σc为编码系统的高斯白噪声标准差;σu为未编码系统的高斯白噪声标准差。

如前所述,渐进编码增益ACG是在相同误码率下编码系统与未编码的SNR之差,因此根据ACG定义条件可得:

$\begin{array}{l}\left[{\rm P}{}_{eu}=Q\left(\frac{d{}_u}{2\sigma {}_u}\right)\right]=\left[{\rm P}{}_{ec}=Q\left(\frac{d{}_c}{2\sigma {}_c}\right)\right]‚\\ \frac{d{}_u}{2\sigma {}_u}=\frac{d{}_c}{2\sigma {}_c}。(8)\end{array}$

现假定编码系统与未编码系统信号集的平均功率相同,并且编码系统与未编码系统的高斯白噪声方差相同,则以dB为单位的渐进编码增益的计算公式可表示如下:

$ACG=|S{\rm N}R|{}_u-|S{\rm N}R|{}_c=20\lg \left(\frac{d{}_c}{d{}_u}\right)$。 (9)

式中,|SNR|u和|SNR|c分别为在相同误码率下未编码系统与编码系统所需信噪比(dB)。

为了计算渐进编码增益,以归一化不同信号集平均功率的影响,对式(9)进行归一化得:

$ACG(\text{d}\text{B})=10\lg \left(\frac{d{}_c^2/S{}_{av}^2}{d{}_u^2/S{}_{av}^2´}\right)$。 (10)

式中,S${}_{av}^2$为编码系统信号集的平均功率;S${}_{av}^2$′为未编码系统信号集的平均功率。通过对式(10)的观察可以得出:与未编码系统相比,网格编码的主要目标是在相同的信息传输速率、带宽和功率下获得更大的自由欧式距离。

从以上渐进编码增益公式的推导过程可以看出:在高信噪比情况下,记算首要事件差错概率的公式(6)中忽略了比自由欧式距离大的任何2条路径之间发生错误的概率loga(nj),即忽略了从任意状态出发经过1个或多个转移状态最终又汇合于该状态距离为最小欧式距离的路径条数。因此,采用该方法估算出的网格编码调制系统的增益比实际增益偏大,并且这种差距随网格编码状态的增大而增大。此项分析结果不但从理论上得到证实,而且在仿真系统中也得到验证。即在高斯白噪声信道中分别对编码的64QAM-PTCM系统与未编码的16QAM系统进行了仿真,仿真结果发现:在Pb=10-6时,仿真渐进编码增益为4 dB,而通过公式计算得出渐进编码增益为5.2 dB,这一结果也验证了以上公式推导过程中所得结论。

3 结束语

虽然采用渐进编码增益公式估算网格编码系统相对未编码系统的编码增益不能达到十分精确的效果,但是该方法却简单易算,在工程实践中具有很重要的参考价值。文中不但介绍了网格编码调制技术编码增益的概念,而且通过对渐进编码增益ACG进行公式推导分析,得出公式计算值偏大的重要结论,这对工程计算和设计具有很重要的指导意义。

摘要：TCM编码调制技术是一种将编码与调制有机结合起来的编码调制技术,它既不增加频带宽度,又不降低信息传输速率,可使系统的频带利用率和功率资源同时得到有效利用。给出了TCM网格编码调制技术的渐进编码增益(ACG)概念及计算公式,该公式简单可行,但是利用该公式计算的结果不能达到十分精确的效果。针对此问题,又通过推导分析渐进增益编码计算公式,得出计算公式偏大的重要结论,并通过比较仿真结果和计算结果验证了该结论。

关键词：TCM,编码增益,渐进编码增益

参考文献

[1]ALISTER BURR.Modulation and Coding for Wireless Communications[M].UK:Pearson Education,2001.

[2]Proakis J G.数字通信(第4版)[M].北京:电子工业出版社,2004.

[3]SKLAR B.数字通信—基础与应用(第2版)[M].北京:电子工业出版社,2004.

基于差分调制的编码协作方案 第5篇

协作分集技术是抵抗无线信道中多径衰落的一种有效方式。现有的协作分集方案主要有放大转发(AF)、译码转发(DF)和编码协作(CC),其中,编码协作方案避免了协作伙伴间信息的重复发送,在相同条件下可以获得更高的编码增益[1,2]。目前的研究中均假设协作用户和目的端采用相干检测方式,这就需要用户和目的端进行信道估计。但在信道变化较快时,进行准确的信道估计非常困难,并且在用户端进行信道估计势必增加复杂度和成本。

差分调制技术可以避免信道估计。文献[3,4,5]分别对AF以及DF协议下的差分调制方案进行了研究,CC协议下的研究较少。鉴于此,本文提出了一种基于差分调制的编码协作方案,分析了差分调制下的协作误码率性能,并对目的端结构进行了改进以提高非对称信道下的系统性能。

1 系统模型

协作系统由源端用户(S),协作用户(R)和目的端(D)组成,如图1所示。其中,协作用户只作为源端用户的中继,没有自身数据。系统采用半双工模式,即用户不能同时接收和发送信号。假设系统信道为平坦瑞利块衰落(block fading)信道,即衰落系数在一个数据块保持不变,不同块之间的衰落相互独立。

编码协作中,一个工作周期被分为2个阶段,与之相对应采用RCPC(Rate Compatible Punctured Convolutional Code)编码[6],得到2部分码字N=N1+N2。第一阶段,源端用户分别向协作用户和目的端发送第一部分码字(长度为N1 bit)对应的调制信号,协作用户对接收信号进行解调,根据凿孔矩阵对解调信号进行译码,并对结果进行CRC校验。第二阶段,若协作用户校验成功,则进行协作,协作用户对译码信息重新进行编码,并向目的端发送校验码字(长度为N2 bit)对应的调制信号;否则,协作用户处于空闲状态,由源端用户发送校验码字对应的调制信号至目的端,转为非协作模式。

第一阶段,协作用户和目的端接收到的信号可分别表示为:

$\begin{array}{l}r{}_{sr}[n]=h{}_{sr}s{}_1[n]+w{}_{sr}[n]\\ r{}_{sd}^{(1)}[n]=h{}_{sd}s{}_1[n]+w{}_{sd}[n]\end{array}n=1,2,\cdots ,{\rm N}{}_1$

, (1)

式中,s1[n]表示源端用户n时刻发送的信号,hxy表示节点x至节点y的信道衰落系数,(x=s,r;y=r,d),服从方差为σ${}_{xy}^2$的瑞利分布,wxy表示节点x至节点y的信道噪声,均为0均值,方差为σ${}_n^2$的加性高斯白噪声。

第二阶段,目的端接收到的信号可表示为:

$\begin{array}{l}r{}_{rd}[n]=h{}_{rd}\tilde{s}{}_2[n]+w{}_{rd}[n]\text{协}\text{作}\\ r{}_{sd}^{(2)}[n]=h{}_{sd}s{}_2[n]+w{}_{sd}[n]\text{非}\text{协}\text{作}\end{array}n=1,2,\cdots ,{\rm N}{}_2$

, (2)

式中,$\tilde{s}$2[n]表示协作用户进行协作时经过重新编码后发送至目的端的校验码字所对应的调制信号,s2[n]表示非协作模式下源端用户发送至目的端的校验码字对应的调制信号,在CRC校验成功的情况下认为$\tilde{s}{}_2[n]=s{}_2$。目的端对2部分接收信号$s{}_1,\tilde{s}{}_2(s{}_2)$进行解调、合并及解码,最终恢复出原始信息。

采用差分调制解调的流程可说明如下:假设用户端(源端用户或协作用户)编码后的码字为ci(i=1,2),差分调制后的信号为:

si[n]=ci[n]si[n-1] n=1,2,,N1(N2)。 (3)

初始化符号si[0]=1。

接收端(协作用户或目的端)对收到的信号进行非相干解调,得到zr[n]:

zr[n]=rxy[n]r*xy[n-1] n=1,2,,N1(N2), (4)

然后进行译码以及CRC校验。

由于编码协作系统采用RCPC编码,接收端可以根据部分码字和穿孔矩阵进行译码,协作端就是利用这一特性进行协作传输,同样可将这一技术应用于目的端。基于此,本文对目的端结构进行改进,在目的端加入CRC校验,如果目的端能够对第1部分码字成功解码,则不需要对2部分码字进行合并译码,其实现模型如图2所示。这一结构可以减小系统复杂度,后面的仿真还将证明它可以在一定条件下改善系统性能。

2编码协作下差分调制系统性能分析

根据差分BPSK信号非相干解调的误码率表达式:${\rm P}{}_b=\frac{1}{2}\exp (-\gamma )$,可推得采用RCPC编码[6]的DBPSK信号经过非相干解调的条件成对错误概率为:

${\rm P}{}_2(d|h)=\exp (-{\displaystyle \sum _{l=1}^{L}d}{}_{l}h{}_l^2\gamma {}_l)$, (5)

式中,l=1,2,L为信号经过L条独立信道传输,对应于第l条信道,γl为其瞬时信噪比,hl为信道衰落系数,dl为使用码字的汉明距离。

根据条件误码率上界表达式[7]:${\rm P}{}_b(h)\frac{1}{k{}_c}{\displaystyle \sum _{d=d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}^{\infty }c}(d){\rm P}{}_2(d|h)$,得到瑞利衰落信道条件下的误码率上界为:

${\rm P}{}_b={\displaystyle \int }\begin{array}{l}\\ h\end{array}{\rm P}{}_b(h)f(h)\text{d}h{\displaystyle \int }\begin{array}{l}\infty \\ 0\end{array}\frac{1}{k{}_c}{\displaystyle \sum _{d=d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}^{\infty }c}(d){\rm P}{}_2(d|h)\cdot \frac{h}{\sigma {}_h^2}\exp (-\frac{h{}^2}{2\sigma {}_h^2})\text{d}h$, (6)

式中,kc为每次输入卷积编码器的信息比特数,c(d)为距离为d码字对应的错误比特数,dfree为码字的最小自由距离,假设衰落系数服从方差为σ${}_h^2$的瑞利分布,f(h)为瑞利分布的概率密度函数。

根据式(6),不进行协作时由源端用户向目的端直接传输(L=1)的误码率上界为:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_b^{unco}{\displaystyle \int }\begin{array}{l}\infty \\ 0\end{array}\frac{1}{k{}_c}{\displaystyle \sum _{d=d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}^{\infty }c}(d)\exp (-dh{}_{sd}^2\gamma {}_{sd})\cdot \frac{h{}_{sd}}{\sigma {}_{sd}^2}\exp (-\frac{h{}_{sd}^2}{2\sigma {}_{sd}^2})dh{}_{sd}=\\ \frac{1}{k{}_c}{\displaystyle \sum _{d=d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}^{\infty }c}(d)\cdot \frac{1}{1+2d\sigma {}_{sd}^2\gamma {}_{sd}}；(7)\end{array}$

同理,由于协作时信号经过2条信道传输(L=2),此时的误码率上界为:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_b^{co}{\displaystyle \int }\begin{array}{l}\infty \\ 0\end{array}{\displaystyle \int }\begin{array}{l}\infty \\ 0\end{array}\frac{1}{k{}_c}{\displaystyle \sum _{d=d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}^{\infty }c}(d)\exp (-d{}_{1}h{}_{sd}^2\gamma {}_{sd}-d{}_{2}h{}_{rd}^2\gamma {}_{rd})\cdot \\ \frac{h{}_{sd}}{\sigma {}_{sd}^2}\cdot \frac{h{}_{rd}}{\sigma {}_{rd}^2}\exp (-\frac{h{}_{sd}^2}{2\sigma {}_{sd}^2})\exp (-\frac{h{}_{rd}^2}{2\sigma {}_{rd}^2})dh{}_{sd}dh{}_{rd}=\\ \frac{1}{k{}_c}{\displaystyle \sum _{d=d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}^{\infty }c}(d)\cdot \frac{1}{1+2d{}_1\sigma {}_{sd}^2\gamma {}_{sd}}\cdot \frac{1}{1+2d{}_2\sigma {}_{rd}^2\gamma {}_{rd}}。(8)\end{array}$

由式(8)可以看出,当γ>>1时,有P${}_b^{co}$～γ-2;因此差分编码协作系统在完全协作的情况下也可以达到二阶分集。

3性能仿真

用户端使用生成多项式为[23 35 27 33]的RCPC编码[6],信息位长度为K=128 bit,母码速率为Rm=1/4,穿孔后码率为R=1/2。用户上行信道为平坦瑞利块衰落信道,采用DBPSK调制方式。图3比较了对称信道下不协作与完全协作的理论上界和仿真结果的误码率性能,此时协作用户与源端用户的上行信道信噪比相同。由图可知,上文中给出的理论上界与仿真结果是基本吻合的。

图4给出了差分编码协作系统在用户间信噪比分别为0 dB、10 dB、20 dB以及不协作时的误码率性能曲线,源端用户及协作用户的上行信道对称。从图4可以看出,用户间信噪比为0 dB时的性能几乎与不协作时相同,随着用户间信噪比的提高,协作用户正确译码的概率逐渐提高,即协作所占的比例逐步增大,从而使得编码协作系统的性能逐渐提高。

图5对本文提出的目的端加入CRC校验和无CRC校验2种情况下的误码率性能进行了比较。用户间信道固定在20 dB。由图5可知,当协作用户比源端用户的上行信道信噪比低10 dB时,采用文中方法可使误码性能提高约1.2 dB;协作用户比源端用户的上行信道信噪比低5 dB时,文中方法也可使误码性能提高约0.2 dB。由于此时源端用户的上行信道相对较好,目的端完全可以通过部分码字来恢复出原始信息,这样不仅可以减小系统复杂度,也可以在协作用户上行信道较差时提高一定的性能。

4结束语

本文分析说明:基于差分调制的编码协作方案在完全协作的情况下能够达到二阶分集,并且不需要进行信道估计,从而减小了系统复杂度。在目的端采用CRC校验结构能够在协作用户至目的端信道较差的情况下有效改善系统性能,推广到两用户的编码协作系统,则可以避免上行信道较差的用户对其他协作用户的影响。

摘要：通常的编码协作采用相干检测方式,要求精确的信道估计,从而增加了系统实现复杂度。考虑采用非相干检测,提出了一种基于差分调制的编码协作方案,并分析了该方案下系统协作与非协作的误码率性能,并在目的端引入CRC校验方法进一步提高用户上行信道不对称时的系统性能。仿真表明:进行协作后系统可以达到完全分集。当源端用户比协作用户上行信道信噪比高时,提出的方案可使系统性能改善0.21.2 dB。

关键词：编码协作,差分调制,协作分集,循环冗余校验

参考文献

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[5] TARASAK P,MINN H,BHARGAVA V.Differential modulation for two-user cooperative diversity systems[J].IEEE Journal on Selected Areas in Communications,2005,23(9):1891-1900.

[6]HAGENAUER J.Rate-compatible punctured convolutionalcodes(RCPC Codes)and their Applications[J].IEEE Trans.on Comm.,1988,36(4):389-400.

无线信道中网格编码调制技术研究 第6篇

由于无线信道环境的复杂性[1], 存在着频率选择性衰落、多径衰落、快慢衰落等问题, 严重影响信号的传输, 需要采取一定的纠错编码方案。纠错编码技术都是以冗余度为基础, 或使传信率降低, 或使信道带宽增加, 或使信号能量变大。如果增加码长, 则处理设备会变得复杂、昂贵。因此, 只有对纠错编译码[2]和调制解调方案进行合理设计, 综合考虑频谱效率、带宽限制与传信率等因素, 才能在无线信道中达到高编码增益的要求。

20世纪80年代, 一种将编码与调制结合在一起, 利用状态的记忆和适当的映射来增大码字序列之间距离的方法诞生了, 这就是网格编码调制 (Trellis Coded Modulation, TCM) [3,4]。TCM把编码与调制作为一个整体同时进行处理, 既有纠错能力, 又有频带压缩能力, 基本原则是利用信号集的冗余度来提高纠错能力, 从而在不扩展占用频带的前提下提高编码增益。

在无线信道中, 当传输信号带宽小于由多径引起的相关带宽时, 多径的存在对接收机的解调性能不会产生影响。反之, 多径的存在会引起严重的码间干扰。为了克服多径的影响, 同时在不改变信号带宽的基础上, 网格编码调制技术是提高无线通信系统可靠性的关键技术。本文将TCM技术用到无线通信中[5], 首先对TCM原理和结构进行分析, 然后研究了网格编码调制技术中的几个关键技术[6], 主要包括集分割原理和无线信道下TCM误码率的分析, 最后对无编码的QPSK与8PSK-TCM进行了仿真比较。仿真结果表明, 采用网格编码调制技术可获得较高的编码增益。

1 网格编码调制器结构

网格编码调制一般由三部分组成:第一部分是差分编码, 它与第三部分的合理结合可以解决接收端解调时信号集相位的混淆问题。第二部分是卷积编码器, 将m b编码成 (m+1) b。第三部分叫做分集映射 (Mapping by Set Partitioning) , 其任务是将一个 (m+1) b组对应为一个调制符号输出。 (m+1) b组有2m+1种可能的组合, 调制后的信号集星座 (constellation) 想要与之一一对应, 显然必须是2m+1点星座。

TCM是采用扩展信号集来提供可控的编码冗余, 对卷积编码和多元调制映射进行统一设计, 即对传输信号点集进行集合分割映射, 以使编码信号序列之间的自由欧氏距离达到最大;在接收端采用软判决Viterbi算法[7,8]进行最大似然译码。它的基本组成如图1所示。

在每个编码调制符号间隔, 信源m个输入信息分为两路:其中一路km经过k/ (k+1) 二进制卷积码编码器, 输出的 (k+1) b用来选择调制信号结合分割中第k+1级的2k+1个子集中的一个;另一路 (m-k) b未编码直接输出, 用来选择所选子集中2m-k信号点中的某一个。传输信号点集合分割映射首先将传输信号星座图中的信号点集进行子集分割, 然后再将经过卷积编码的调制比特映射到不同的信号子集。

2 TCM的关键技术

在TCM方案的构造中, 集分割原理具有十分重要的意义。下面将对集分割原理和采用TCM技术的误码率进行分析。

2.1 集分割原理

所谓集分割是将一个空间信号点集连续地分割成较小的子集, 并使分割后子集内的最小空间距离得到最大的增加。Ungerboeck提出了旨在获得最大自由欧氏距离 (Maxim Free Euclidean Distance, MFED) 的集合分割映射规则用于指导编码器的设计。遵循如下两个原则[9]:

(1) 在同级的子集中, 每个子集包含的信号点数及其空间距离均应保持相等;

(2) 在较小的子集中, 信号点的空间距离应逐级增大。

每一次分割都是将一较大的信号集分割成较小的两个子集, 这样可得到一个表示集分割的二叉树。每经过一级分割子集数就加倍, 而子集内的最小距离也随着增大。设经过i级分割后, 子集内最小距离为Δi (i=0, 1, ) , 则有Δ0<Δ1<Δ2<。设计TCM方案时, 将调制信号集做k+1级分割, 直至Δk+1大于所需的自由距离为止。

在集分割树中, 令始于i级同一结点的两个分支所对应的编码比特为Z${}_n^i$=0或1, 在共有k+1级的集分割树中, 2k+1个子集对应于不同的k+1个编码比特 (Z${}_n^k$, , Z${}_n^0$) 。所以, 此k+1个编码比特Zn= (Z${}_n^k$, , Z${}_n^0$) 将唯一地确定对应的子集, 故可将Zn看作是该子集的标值。

集分割原理建立在这种赋予子集标值的方法之上, 其内容如下:如果两个子集的标值最末q位相同, 但Z${}_n^q$位不同, 则两子集的信号是集分割树上第q级的同一子集的元素, 因此两个子集的任两个信号之间的最小距离至少是Δq。

下面以8PSK子集分割为例进行说明。图2为8PSK信号集分割为8个子集的集分割图, 每个子集中各信号点之间的最小欧式距离如图3所示。

图中:Δ0为未分割的8PSK信号集的最小欧式距离;Δ1为第一级分割后的子集B0和B1内信号点的最小欧式距离;Δ2对应于第二级分割后的子集C0, C1, C2和C3。先将8个信号点划分成2个子集B0和B1, 每个子集各含4个信号点, 同一子集中信号点之间的欧式距离是$\Delta {}_1=\sqrt{2}=1.414>\Delta {}_0=\sqrt{2-\sqrt{2}}=0.765$。再把2个子集中每一个再划分为2个子集, 故共有4个子集:C0, C1, C2和C3, 其中 (C0∪C2) =B0, (C1∪C3) =B1。4个子集中的每一个各含有2个信号点, 它们之间的欧式距离是Δ2=2>Δ1>Δ0。

2.2 无线信道下误码率分析

在复杂的无线信道下采用网格编码调制技术克服了传统通信体制中调制与编码的分离独立设计而制约数字通信系统性能的缺陷, 在不扩展占用频带的前提下, 可提高编码增益。信号传输的框图如图4所示。

在图4中, 设传输的信号在k时刻为xk, 它是编码器在k时刻的状态sk和k时刻输入的n b信息uk的线性函数f, 即:

$x{}_k=f(s{}_k,u{}_k)(1)$

编码器的下一个状态sk+1是当前状态sk和输入uk的非线性函数g, 即:

$s{}_{k+1}=g(s{}_k,u{}_k)(2)$

在高斯信道下, 在k时刻接收到的信号为:

$r{}_k=x{}_k+n{}_k(3)$

这里nk是均值为0, 方差为σ2的高斯白噪声。

在无线衰落信道下, 设接收到的信号为:

$r{}_k=\rho {}_{k}x{}_k+n{}_k(4)$

式中:nk是均值为0, 方差为σ2的高斯白噪声;ρk是表示幅度衰落的随机变量。当无线衰落信道存在直视分量和弥散分量时, ρk近似服从莱斯分布, 其概率密度函数如下所示:

${\rm P}{}_{\rho }(\rho )=2\rho (1+{\rm K})\text{e}{}^{-{\rm K}-(1+{\rm K})\rho }{\rm I}{}_0(2\rho \sqrt{{\rm K}(1+{\rm K})})(5)$

式中:K为直接到达信号与弥散多径信号的能量比;I () 为第一类零阶修正贝赛尔函数。

当译码器采用Viterbi最大似然算法时, 系统的误码率上限表示如下:

${\rm P}{}_{\text{e}}={\displaystyle \sum {\displaystyle \sum _{x,\widehat{x}\in C}{\rm P}}}(x){\rm P}{}_{\text{r}}(\widehat{x}/x)(6)$

式中:C是有效编码序列的集合;P (x) 是x的先验概率;$\widehat{x}$是x的估计值;${\rm P}{}_{\text{r}}(\widehat{x}/x)$是当传输x时译码器错误译为$\widehat{x}$的概率。

在采用理想交织器、信道均衡及相干检测的情况下, 使用Racian信道模型的两两错误概率的上限如下:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{r}}(\widehat{x}/x){\displaystyle \prod _{i\in \eta }\frac{1+{\rm K}}{1+{\rm K}+\frac{E{}_{\text{s}}}{{\rm N}{}_0}\left|x{}_i-\widehat{x}{}_i\right|{}^2}}\cdot \\ \exp \left\{\frac{-{\rm K}\frac{E{}_{\text{s}}}{4{\rm N}{}_0}\left|x{}_i-\widehat{x}{}_i\right|{}^2}{1+{\rm K}+\frac{E{}_{\text{s}}}{4{\rm N}{}_0}\left|x{}_i-\widehat{x}{}_i\right|{}^2}\right\}(7)\end{array}$

这里η是满足$x{}_i\ne \widehat{x}{}_i$的所有i的集合。对大SNR简化后为:

${\rm P}{}_{\text{r}}(\widehat{x}/x)\frac{((1+{\rm K})\text{e}{}^{-{\rm K}}){}^{l{}_{\eta }}}{\left(\frac{1}{4{\rm N}{}_0}\right){}^{l{}_{\eta }}d{}_{\text{p}}^2(l{}_{\eta })}(8)$

这里lη是对应于$\widehat{x}$错误路径长度:

$d{}_{\text{p}}^2(l{}_{\eta })={\displaystyle \prod _{i\in \eta }\left|x{}_i-\widehat{x}{}_i\right|}{}^2(9)$

将式 (8) 代入式 (6) , 在大SNR下平均错误概率近似为[10]:

${\rm P}{}_{\text{e}}\approx \alpha (L,d{}_{\text{p}}^2(L))\frac{((1+L)\text{e}{}^{-{\rm K}}){}^L}{\left(\frac{1}{4{\rm N}{}_0}\right){}^{L}d{}_{\text{p}}^2(L)}(10)$

式中:L=min (lη) 表示编码的有效长度;d2p (L) 表示沿有效长度为L的错误路径中的信号点之间的最小平方乘积距离;α (L, d2p (L) ) 表示有效长度为L和乘积距离为d2p (L) 的码序列的平均数量。

当K=0, Rayleigh衰落信道等效为无线衰落信道, 式 (10) 近似为:

${\rm P}{}_{\text{e}}\approx \frac{\alpha (L,d{}_{\text{p}}^2(L))}{\left(\frac{1}{4{\rm N}{}_0}\right){}^{L}d{}_{\text{p}}^2(L)}(11)$

当K=∞, AWGN信道, Pe近似为:

${\rm P}{}_{\text{e}}\approx \alpha (d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}})Q\left(\frac{d{}_{\text{f}\text{r}\text{e}\text{e}}}{2\sqrt{{\rm N}{}_0}}\right)(12)$

式中:dfree是码的最大自由欧式距离;α (dfree) 是沿最大自由欧式距离为dfree时产生的错误事件数目;Q (x) 由$Q(x)=\frac{1}{\sqrt{2\text{π}}}{\displaystyle {\int }_x^{\infty }\text{e}}{}^{-\frac{t{}^2}{2}}\text{d}t$确定。

由式 (12) 可以看出, 在AWGN信道下, 影响系统误码率特性的主要因素是自由欧式距离dfree。由式 (11) 可以得到, 在无线衰落信道下, 影响TCM系统误码率特性的主要因素为有效编码长度L;最小平方乘积距离d2p (L) ;错误路径的复杂度α (L, d2p (L) ) 。

3 8PSK-TCM仿真与分析

采用8PSK-TCM的技术, 其工作过程是:输人信息序列经过卷积编码器编码, 得到的序列按照一定的映射规则进行调制, 调制后的信号通过无线信道传播, 带通滤去高频分量 , 再经解调和译码在接收端恢复为原信息。

由于无线信道的时变性, 存在很多不可预知的情况。在仿真中可以将其等效为高斯白噪声和多径的复合信道。其仿真条件如下:

在AWGN信道下, 信号中加入随机噪声, 信噪比定义为SNR=A2/ (2σ2n) 。其中, A为调制信号幅度值, 归一化值为1;σ2n为高斯白噪声n (t) 的方差。

在多径信道下, 除了加入高斯白噪声外, 还存在四条路径, 其中的第一条是直达路径;第二条相对时延为0.106 μs, 相对衰减为0.879 dB;第三条相对时延为0.246 μs, 相对衰减为2.610 dB;第四条相对时延为0.614 μs, 相对衰减为3.615 dB。

因为8PSK-TCM采用的是2/3码率的卷积编码器, 每符号仅带2 b信息, 无编码的QPSK信号每符号同样携带2 b的信息, 所以通过8PSK-TCM与QPSK信号的仿真结果对比, 可得出8PSK-TCM系统的编码增益。仿真结果如图5, 图6所示。

图5表示的是8PSK-TCM与QPSK性能对比曲线图。在AWGN信道条件下, 误码率达到10-4时, 8PSK-TCM系统能获得约2 dB的编码增益, 而且由仿真曲线可以看出, 随着信噪比的增大, 获得的编码增益也在增大。

图6表示的是8PSK-TCM与QPSK在高斯和多径同时存在时的性能对比曲线图。在仿真中对于8PSK-TCM系统和QPSK系统均采用了RLS均衡。从仿真结果可以看出, 在误码率达到10-4时, 8PSK-TCM系统能获得2.1 dB的编码增益。

4 结 论

在对TCM原理和结构分析的基础上, 研究了网格编码调制技术中的几个关键技术, 主要包括集分割原理和无线信道下TCM误码率的分析。最后对无编码的QPSK与8PSK-TCM进行了仿真比较。仿真结果表明, 在无线信道相同的误码率下, 采用网格编码调制技术比未编码QPSK可获得更高的编码增益。本文结论说明了网格编码调制的优越性, 也预示着它将在无线通信领域扮演更加重要的角色, 有巨大的发展前景。

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调制编码板 第7篇

随着电子技术和计算机技术的发展，仿真技术得到了广泛的应用。用于实时通信系统的动态仿真软件SystemView具有强大的功能，可以满足从底层到高层不同层次的设计、分析使用，并且提供了嵌入式的模块分析方法。SystemView使得通信系统设计变得简洁明了，比较容易完成复杂通信系统的设计。

SystemView具有良好的交互界面，通过分析窗口和示波器模拟等方法，提供了一个可视的仿真过程，不仅在工程上得到应用，在教学领域也得到认可，尤其在信号分析、通信系统等领域。其可以实现复杂的模拟、数字及数模混合电路及各种速率系统，并提供了内容丰富的基本模块库和专业模块库。本文主要阐述了利用SystemView实现脉冲编码调制（PCM）的编解码。该系统的主要由PCM编码模块、PCM译码模块、及逻辑时钟控制信号构成。通过仿真展示了PCM编码实现的设计思路及具体过程，并加以进行分析。

1、PCM编解码原理

PCM即脉冲编码调制，在通信系统中完成将语音信号数字化功能。脉冲编码调制就是把一个时间连续、取值连续的模拟信号变换为时间离散、取值离散的数字信号在信道中传输。PCM的实现主要包括三个步骤完成：抽样、量化、编码。这三个步骤分别完成时间上离散、幅度上离散、及量化信号的二进制表示。所谓抽样，就是对模拟信号进行周期性扫描，把时间上连续的信号变成时间上离散的信号。该模拟信号经过抽样后还应当包含原信号中的所有信息，也就是说能无失真的恢复原模拟信号。它的抽样速率的下限是由抽样定理确定的。在本文中采用8Kbit/s。所谓量化，就是把经过抽样得到的瞬时值将其幅度离散，即用一组规定的电平，把瞬时抽样值用最接近的电平值表示。根据CCITT的建议，为改善小信号量化性能，采用压扩非均匀量化。实际中，非均匀量化的通常是将抽样值压缩再进行均匀量化。通常使用的压缩器中，大多采用对数式压缩。广泛采用的两种对数压缩律是压缩律和A压缩律。美国采用压缩律，我国和欧洲各国均采用A压缩律，因此，本文PCM编码方式采用的也是采用A压缩律。所谓A压缩律也就是压缩器具有公式1的压缩律。采用非均匀量化PCM编码示意图见图1。

2、PCM编解码仿真

2.1、信号源子系统的组成

PCM编解码的对象主要是语音信号，我们采用多个频率在300～3400Hz（语音信号频率范围）的不同频率、不同幅度的正弦信号叠加来模拟语音信号。我们在仿真中采用了4个频率和幅度都不同的正弦信号叠加，模拟语音信号，当然也可以用更多的正弦信号叠加模拟语音信号。组成如图2所示。

2.2、PCM编码器模块仿真

PCM编码器仿真模块主要由语音信号源、低通滤波器、瞬时压缩器、A/D转换器、并/串转换器、输出端子构成。它们的连接关系如图3所示。

为实现信号的语音频率特性，考虑到滤波器在通带和阻带之间的过渡，采用了低通滤波器，而没有设计带通滤波器。为实现信号在300Hz～3400Hz的语音频带内，在这里设计了3阶的切比雪夫低通滤波器（图符21），其在通带内具有等波纹、阻带内单调的特性。

由于PCM量化采用非均匀量化，故先要使用瞬时压缩器（图符22），实现A律压缩后再进行均匀量化。瞬时压缩器采用A律压缩，同时注意在译码时，瞬时扩张器也应采用A律解压。对比压缩前后时域信号（见图4, 图5），明显看到对数压缩时小信号明显放大，而大信号被压缩，从而提高了小信号的信噪比，这样可以使用较少量化位数，满足语音传输的需要。

A/D转换器（图符15）完成采样及量化，即完成经过瞬时压缩后的语音信号的时间及幅度的离散。通常认为语音的频带在300Hz-3400Hz，根据采样定理，采样频率应大于信号最高频率两倍以上。在这里A/D的采样频率为8KHz即可满足，均匀量化电平数为256级量化，编码用8bit表示，其中第一位为极性表示，这样产生了64kbit/s的语音压缩编码。

由于A/D转换器的输出是并行数据，必须通过数据选择器（图符16）完成并/串转换成串行数据。图符16为带使能端的8路数据选择器，其功能与74151相同，完成A/D转换后的数据的并/串转换，图符17、18、20为选择控制端，控制量化后的8个比特数据依次输出。如果图符17的频率为f，则图符18和图符20的频率分别为2f和4f。最后通过图符14显示输出PCM编码信号。

2.3 PCM解码器模块仿真

PCM译码器是实现PCM编码的逆过程。PCM译码器模块主要由ADC出来的PCM数据输出端、D/A转换器、瞬时扩张器、低通滤波器构成。D/A转换器用来实现与A/D转换相反的过程，实现数字量转化为模拟量，从而达到译码最基本的要求。瞬时扩张器实现与瞬时压缩器相反的功能，由于采用A律压缩，扩张也必须采用A律瞬时扩张器。

由于采样脉冲不可能是理想冲激函数，故会引入孔径失真。量化时也会带来量化噪声，及信号再生时引入的定时抖动失真。因此需要要对再生语音信号进行幅度及相位的补偿，同时滤除高频分量，在这里使用与编码模块中相同的3阶的切比雪夫低通滤波器。

2.4 PCM解码器仿真波形

PCM系统仿真波形见图4-8。图4为原始语音信号波形，图5为经过A律压缩后的语音信号波形，图6是压缩语音信号编码后的PCM数据，图7是PCM译码后经D/A转换A律扩张的输出波形，图8是恢复出来的语音信号波形。由数据波形可以看出在PCM编码的过程中，解码输出的波形具有一定的延迟，其波形基本上不失真。整个传输的过程中实现了数字化的传输过程。

3、需要注意的问题

第一、必须根据实际情况合理的设计采样频率和抽样脉冲的参数，以防波形的失真，采样频率fs一定要大于等于2fH条件。由于在信道传输过程中，各种因素影响，会引起译码波形有一定的延时现象。

第二，在调试带使能端的8路数据选择器在实现PCM编码输出的并行数据转换为串行数据输出时，选择控制端应选用合适的时序，否则会导致数据输出毫无规律，即随机从八路数据中选择一路输出。本文是通过设置频率不同的三路脉冲方波，使其频率成倍数关系，作用于选择控制端，去控制每一路的数据依次输出，完成了PCM编码数据的正确输出。

最后, 在设计滤波器时, 要看系统信号源输出信号频率到底是处于在哪个频率范围, 再根据其他参考参数和系统各项技术要求, 决定是要设计哪种类型的滤波器。

4、结论

本文利用SystemView软件, 以PCM语音通信系统为例，完成了一个完整的通信系统设计。在通信原理的教学过程中, 一直注重理论的教学, 但是深奥的理论难以理解, 很有必要以某种可见的、图形化的形式来加深对理论的理解。SystemView的引入带来了直观的感受提供了完整的动态系统设计、仿真和可视化的分析环境, 可以构造各种复杂的模拟、数字、数模混合系统以及各种速率的系统, 主要用于电路与通信系统的设计和仿真[1]。利用SystemView软件，仿真通信系统，可以进一步加深了对通信原理的理解。

摘要：本文利用SystemView软件, 完成一个完整的PCM语音通信系统。详细地描述了Sys-temView通信系统仿真的过程和仿真的结果分析。本文的仿真过程可以很容易的推广到其他的通信系统仿真, 从而加深了对各种通信过程的原理认识。

关键词：SystemView,PCM,数字通信系统,仿真

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