电路参数设计范文

电路参数设计范文（精选7篇）

电路参数设计 第1篇

航空发动机是飞机的“心脏”, 它的性能直接影响飞机的性能和安全。发动机的转速、涡轮后燃气温度、位置等参数是航空发动机内外场维护保障的重点。因此, 在地面试车时需要利用航空检测设备对这些主要参数进行检测以判断发动机的性能。现在的检测设备多以单片机或者计算机为核心进行设计, 因此如何将需要检测的发动机参数转换为计算机数据采集卡可接收的的信号并进行精确测量就成为电路设计的重点。本文通过理论分析与外场实践相结合对这些主要参数的检测电路的设计提出了通用的、基本的设计思路。并通过一些具体设计进行分析。

1 转速检测电路设计思路

转速是反映航空发动机性能好坏的一个主要参数。对于转速检测电路的设计主要解决的问题是如何将转速信号转换为A/D转换器或数据采集卡能够拾取、接收的电压信号, 并在快速有效测量的同时保证测量的精度, 从而为外场维护提供准确的参考依据。

1.1 转速信号转换为电压信号

航空发动机转速信号是从转速传感器输出的。飞机的外场维护有着严格的要求, 既不能在飞机上添加任何部件 (包括传感器) , 也不能改变和破坏任何线路, 这就造成了转速信号拾取难的问题。因此在电路设计时通常将飞机上原有的转速传感器作为信号拾取点。

转速传感器是一个三相交流测速发电机, 它感受发动机转速并输出与转速成正比的频率信号[1]。转速传感器的输出频率f和发动机的转速n成正比, 关系式为:

式中:p———交流发电机磁极对数;i———减速器减速比。

因此可将对发动机转速的检测转换为对频率信号的测量, 再将频率信号转换为A/D转换器能够接收的直流电压信号。对于频率的测量可以采用多种方法, 主要有频压转换法、测频法、测周法等, 可以视检测信号频率具体选择。图1所示的为转速检测电路设计思路示意图。

1.2 高精度检测的实现

对于转速信号的地面测量, 如何保证精度是转速检测电路设计的另一个难点及重点。因此对于检测设备的设计还应考虑如何提高转速的检测精度, 从而实现转速信号的高精度检测。其主要方法是对转速传感器输出的信号通过光电隔离、滤波放大和波形转换等抑制共模干扰, 并通过限压电路保证检测时的安全可靠[2]。这样可以保证测量的准确性, 为机务保障提供准确的信息依据, 提高机务保障的效率。

2 涡轮后燃气温度检测电路设计思路

发动机涡轮后燃气温度检测是发动机性能检测的重要内容, 航空发动机涡轮后燃气温度通过热电偶来测量, 热电偶将发动机涡轮后燃气温度信号转化为热电势信号传送给温限系统。

2.1 温度信号转换为热电动势信号

热电偶是一种能量转换型温度传感器。其由两种不同导体A和B组成一个闭合回路, 当接触点温度不同时, 则在回路中有电动势产生, 形成回路电流, 产生热电效应。

根据热电偶工作原理, 热电偶感受温度变化输出热电动势[3]。热电偶回路的热电势由两部分组成, 一部分是两种导体的接触电势, 另一部分是单一导体的温差电势。其分布如图2所示。

回路总热电势为:

其中:EA (T, T0) 和EB (T, T0) 为温差电动势, EAB (T) 和EAB (T0) 为接触电动势。

当热电极材料确定后, 热电偶总的热电动势EAB (T, T0) 成为温度T和T0的函数之差。

2.2 热电偶冷端温度补偿思路

热电偶输出的热电动势是感受热端温度所产生的热电动势与感受冷端温度所产生的热电动势的差。因此要检测热电偶温度必须检测其冷端温度, 才能计算出热端温度[3]。基于此原理对涡轮后燃气温度检测电路的设计主要采取热电偶冷端温度补偿的思路。

根据热电偶的工作原理, 可以通过补偿导线把施加到温度控制器的ET或试车时T6热电偶产生的ET通过检测插座引入到检测设备内, 这相当于把热电偶延长了, 这时到达T6检测电路的热电动势不再是ET而是ET1, 然后通过测量ET1和补偿导线与检测电路连接点处的温度TL (冷端温度) 就可以计算得到T6[4]。

对于冷端温度TL的测量, 可将温度传感器放置在补偿导线与检测电路的连接点处, 温度传感器输出与TL成线性关系的电流信号, 经电阻成正比地转换为直流电压信号UL, 再传入数据采集卡, 并在数据采集卡内完成模数转换变为数字量, 控制器读取该数字量, 经过计算即可以得到TL, 得到TL后通过热电偶在冷端温度为0℃时的分度表进行反插值就可以得到冷端补偿电压EL。通过计算机对EL、ET1进行运算就可得T6真实温度。

基于这种思路设计的冷端温度检测电路, 已经应用于现代飞机检测中, 由于此电路具有线性度好、灵敏度高、电路简单、安全可靠等特点, 在实际应用中取得良好的效果。

3 位置检测电路设计思路

航空发动机位置检测是发动机地面检测的重要项目。尤其是压气机进气导流叶片位置的变化直接影响发动机的供气量, 如果发动机的供气量与需气量不相一致, 就可能会导致压气机发生喘振或者进气道痒振。因此设计相应的位置检测电路是必要的。

对于发动机位置检测主要是通过在检测位置加装专用电阻式位置传感器实现, 电阻式位置传感器将位置的变化转换成与之呈线性关系的电阻值的变化, 然后再经阻值测量电路, 实现对信号的测量[5]。其示意图如图3所示。

3.1 恒流源阻值检测电路设计思路

对于阻值的测量主要采用恒流源法。向电阻Rx (电阻式位置传感器阻值) 提供恒定电流Is, 通过测量输出端电压Ux即可计算出电阻Rx的阻值。输出电压关系式为:

恒流源的产生方法有很多, 有基本恒流源法、基于OP07运算放大器的恒流源法等。但实际使用中发现, 这两种恒流源电路的恒流效果并不理想。基本恒流源电路本身误差大, 基于OP07运算放大器的恒流源电路的误差主要是运算放大器正相输入端电压的稳定性不好造成的。解决的办法主要是利用高精度的恒压源输出稳定电压作为运算放大器正相输入端电压, 这样可以有效地提高恒流效果。因此在检测电路的设计中一定要结合实际需要对电路进行完善。

3.2 高精度检测电路设计思路

对于恒流源测电阻的电路其主要问题在于能否保证测量的精度, 从而为机务保障提供准确的信息。当恒流源通过电阻时输出一定的电压, 对于输出的电压可以通过减法电路将电压范围进行放大, 并通过放大电路将电压放大到与数据采集卡电压相一致。这样就可以提高检测的精度。其示意图如图4所示。

4 结论

本文通过理论分析与外场实践相结合对发动机主要参数的检测电路提出了通用的设计思路, 不仅提出了检测电路的设计思路, 而且有针对性的提出了高精度检测电路的设计思路。为航空发动机检测设备的设计与升级提供了基本的设计理念。

摘要：航空检测设备对于航空发动机的维修保障至关重要。本文通过理论分析与外场实践相结合针对航空发动机的转速、涡轮后燃气温度、位置等主要参数的检测电路提出设计思路。

关键词：转速检测,温度检测,位置检测

参考文献

[1]李晓明, 蔡忠春, 蒋宁.航空发动机转速信号的检测[J].长春工业大学学报:自然科学版, 2007, 28 (2) .

[2]孟凡娟, 姚进, 任德均.飞机发动机转速实时检测与仪表系统的研制[J].机械, 2004, 31 (8) .

[3]蔡忠春, 李晓明, 姜晓莲.航空发动机热电偶冷端温度检测电路设计[J].计量与测试技术, 2011, 38 (7) .

[4]谢斌, 蒋宁, 姜涛.某型航空发动机温度限制系统检测仪的硬件设计[J].长春工业大学学报:自然科学版, 2010, 31 (2) .

电路参数设计 第2篇

关键词：CLL谐振变换器,谐振电感比,品质因数,环流损耗,工作特性,变换器,谐振电路,设计

0 引言

分布式电源系统[1]在服务器、通信设备、笔记本电脑和平板电视等场合得到广泛应用。在电网断电后,往往要求分布式电源系统具有一定的断电保持时间。因此,作为功率因数校正(PFC)后级的DC-DC变换器需具有宽输入电压调节能力。传统PWM变换器控制简单,广泛作为分布式电源系统的后级DCDC变换器 [2,3,4]。其中 ,双管正激变换器[5]能够实现变压器磁芯的自复位,不需要额外添加复位电路,电路拓扑简单而备受关注。然而,该变换器的开关管工作于硬开关,限制了变换器功率密度和效率的进一步提高。文献[6]提出的不对称半桥变换器实现了开关管的零电压开关(ZVS)导通,提高了变换器效率。然而,不对称半桥变换器存在不对称占空比引起的整流二极管电压应力不对称和轻载时不能实现开关管ZVS导通等问题。

谐振变换器[7,8,9,10,11,12,13,14]能够实现开关管的ZVS导通,提高了变换器的效率和功率密度。文献[7]提出的串联谐振变换器在轻载时输出电压难以调节,环流损耗高。文献[8]研究的并联谐振变换器能够解决串联谐振变换器轻载时输出电压不可控的问题,但是环流损耗大。文献[9]研究的串并联谐振变换器可以看成是串联谐振变换器和并联谐振变换器的结合,它结合了2种变换器的优点,但同样存在环流损耗大和开关管关断电流大等问题。LLC谐振变换器[10,11,12,13]能够实现低开关损耗、低环流损耗、宽输入范围,并能够在全负载范围内实现开关管的ZVS导通和整流二极管的零电流开关(ZCS)关断,提高了变换器的效率。文献[14-15]提出的CLL谐振变换器能够在全负载范围内实现开关管的ZVS导通和整流二极管的ZVS关断 , 并具有环流损耗低、开关管关断电流小等优点。CLL谐振变换器的变压器设计简单,变换器的励磁电感大,使变换器的原边电流和副边电流同相位,比较容易实现同步整流。此外,CLL谐振变换器的并联电感两端的电压随负载减轻而减小,开关管的关断电流减小,开关管的关断损耗减小,提高了CLL谐振变换器的轻载效率。与LLC谐振变换器类似,CLL谐振变换器的设计主要围绕变压器变比、谐振电感比、谐振网络的品质因数进行设计[16,17,18]。本文提出了将基波分析法与特征阻抗分析法相结合的设计思路,并制作了一台实验样机,验证了该优化设计方案的正确性。

1 CLL 谐振变换器

1.1 电路拓扑结构

图1为半桥结构的CLL谐振变换器电路,2个主开关管VT1、VT2互补导通且维持一定的死区时间,并联谐振电感L1、串联谐振电感L2(变压器的漏感包含在内)和谐振电容C1构成谐振网络。当谐振电感L2的电流等于零时,原边不向副边传递能量,参与谐振的只有谐振电感L1和谐振电容C1,此时的谐振频率记作f1;当流过谐振电感L2的电流不等于零时,原边向副边传递能量,变压器原边两端电压被箝位±n Uo,参与谐振的有谐振电感L1、L2和谐振电容C1,此时的谐振频率记作f2; 当开关频率介于f1和f2之间时,变换器工作在感性负载区域且整流二极管能实现ZCS关断。

其中,Leq= L1L2/ (L1+ L2)为等效电感。

1.2 CLL谐振变换器的直流增益特性

图2所示为CLL谐振变换器等效电路。由基波近似法[14]可以得出CLL谐振变换器负载Ro折算到变压器原边侧的交流等效阻抗Rac( 电抗为0) 如式(2)所示。

其中,n为变压器的匝比。

CLL谐振变换器的直流增益[14,15]为:

图3所示为CLL谐振变换器的直流增益曲线。在开关频率等于谐振频率处,CLL谐振变换器的增益大于1;随着负载加重,即Q增大,变换器增益减小;当Q继续增大时,CLL谐振变换器已不能实现升压增益,表现为串联谐振变换器的特性。

由图3可知,CLL谐振变换器有3个工作区域,分别为ZCS区域、ZVS1区域和ZVS2区域。在ZCS区域[4],变换器工作在容性区间,开关管的开通损耗大,开关管的寄生二极管存在严重的反向恢复问题,应该避免变换器工作在该区域;在ZVS1区域,CLL谐振变换器中的串联谐振电感L2工作在电感电流断续模式,可以同时实现原边开关管的ZVS导通和整流二极管的ZCS关断,消除了开关管的开通损耗和二极管的反向恢复损耗,变换器的效率高;在ZVS2区域,电感L2工作在电感电流连续模式,开关管可实现ZVS导通,而整流二极管不能实现ZCS关断,存在严重的反向恢复问题。因此,希望变换器在全负载范围内工作在ZVS1区域,以实现开关管的ZVS和整流二极管的ZCS,减少开关损耗以提高变换器的效率。

2 CLL 谐振变换器参数优化设计

2.1 k、Q 的可行域

CLL谐振变换器在全负载范围内工作于ZVS1区域时,可以实现开关管的ZVS导通和整流二极管的ZCS关断。为了使变换器在宽输入电压范围内工作在ZVS1区域,要求低电压输入时变换器的直流增益大于1+1 / k。

本文采取阻抗分析方法分析了CLL谐振变换器工作于ZVS1区域时k、Q的取值范围。首先,图4给出了3个不同负载条件下CLL谐振变换器的直流增益特性波特图。在3个区域内,分别满足:

其中,Z1和Z2为谐振网络的特征阻抗。

由图4可知,当Rac< Z1时,直流增益最大值等于1 + 1 / k,CLL谐振变换器仅能工作在ZCS或ZVS2区域;当Z1≤Rac<Z2时,直流增益最大值略大于1+1 / k,增益最大 值对应的 开关频率 远离谐振 频率f1, 变换器的增益可调范围受限,难以实现宽电压输入和宽负载变化;当Rac≥Z2时,最大增益值对应的开关频率近似等于谐振频率f1,变换器的增益可调范围宽 ,易于实现宽电压输入和宽负载输出。因此,为了保证变换器工作于ZVS1区域,且具有宽增益调节范围,交流等效阻抗Rac应该大于或等于Z2。联立求解可得,k、Q需满足的条件为:

2.2 谐振网络电流有效值

当开关频率fs等于谐振频率f2时,由CLL谐振变换器的等效电路,可得变换器在区间[0,Ts/ 2]内的稳态微分方程和边界条件:

由式(7)、(8)得谐振网络电流为:

其中,开关角频率ωs= 2πf2。

谐振网络电流有效值为:

式(10)可表示为:

2.3 谐振电容电压应力

由式(9)可得在[0,Ts/ 2] 时间段 , 谐振电容C1的电压为:

谐振电容C1的电压应力为:

式(13)可表示为:

3 设计步骤

基于以上分析,提出了一种CLL谐振变换器谐振网络参数的设计方法,并制作了一台96 W的样机。实验样机的主要参数为:输入电压Uin为320~400 V直流电压,额定输出电压Uo= 48 V,额定输出电流Io=2 A,谐振频率f2= 100 k Hz。

a. 谐振网络的最小和最大直流增益。

为了最大限度地降低开关频率的变化范围,通常使CLL谐振变换器工作在谐振频率f2附近,设计变换器输入电压最大时工作频率为谐振频率f2, 即在谐振频率f2处的增益最小。最小电压增益为:

则最大电压增益为:

其中,Uin_min和Uin_max分别为输入电压的最小值和最大值。

不妨假设k=10,则Mmin= 1.1,Mmax= 1.375。

如图5所示,当谐振电感比k一定时,品质因数Q越小,变换器的最大直流增益越大 ,变换器可调节的输入范围越宽;当品质因数Q一定时,谐振电感比k越小,增益越大。为了使变换器在宽输入范围内始终工作于ZVS1区域,需要选择合适的k和Q,使变换器的最大增益值略大于Mmax。

b. 变压器的匝比n。

为使变换器在宽输入电压范围内工作在ZVS1区域,通常设计最大输入电压时,满载工作频率等于谐振频率f2,则:

其中,UF为整流二极管的正向压降。由步骤a知,一个较小的k值可以获得较高的峰值增益,但是太小的k值将带来较大的环流损耗。一般取k≥5,则可得变压器匝比n=4。

c. 谐振电感比k和品质因数Q。

根据步骤b确定的变压器匝比,则可由式(2)求出变换器的交流等效阻抗Rac,代入式(11)可得到谐振变换器的谐振网络的电流有效值如图6所示。

由图6可知,当品质因数Q一定时,谐振网络电流有效值随谐振电感比k增大而减小,当k足够大时,电流有效值几乎不再随k增大而减小,k越大则谐振电感L1也越大,变换器的体积也越大;当谐振电感比k一定时,谐振网络电流有效值随品质因数Q增大而减小,当Q足够大时,电流有效值几乎不再随Q增大而减小。当k≥10且Q≥0.1时,谐振网络的电流有效值均处在较低的水平。根据式(6)可得使变换器工作在ZVS1区域的k、Q取值范围如图7所示。

当k、Q取值范围处于图7的阴影部分时,变换器能实现开关管的ZVS导通。然而,谐振电感比越大,则谐振电感L1的电感量越大,导致变换器的体积增大,且当k足够大时,谐振网络的电流不会明显减小。因此,在实际选择谐振电感比k时,不宜选择过大的k值,选择k取值10~20比较合适。分别将k取值10 ~ 20代入式(15)、(16),得到变换器需要的最小增益和最大增益,并作出相应的增益曲线图,一般要求峰值增益的裕量为20%。筛选出使变换器在宽输入范围内始终工作在ZVS1区域的(k,Q)取值组合。为了简化分析,在筛选过程中,电感比k取整数,品质因数Q的精度为0.01。将满足条件的(k,Q)组合代入式(10)可得,当取(20,0.14)时,谐振网络的电流有效值最小,且IC1_min= 0.687 A。

d. 谐振电容的耐压值。

由式(14)可得谐振电容的电压应力,如图8所示。

由图8可知,CLL谐振变换器的谐振电容电压应力随谐振电感比k增大而减小,且相对减小量逐渐降低;随品质因数Q增大而增大。谐振电容的电压应力越高,对谐振电容的耐压要求越高,谐振电容的成本也越高。当k=20、Q=0.14时,谐振电容的电压应力约为240 V,则可以选择耐压值为400 V的谐振电容,足以满足要求。

e. 谐振网络。

谐振电感C1的电容值和谐振电感L2的电感值可以根据式(18)得到:

则谐振电感C1= 38 n F,谐振电感L2= 70μH,谐振电感L1= 1.4 m H。

4 实验结果

根据上述设计结果,制作了一台实验样机。实验样机的主要参数为:输入电压Uin为320~400 V直流电压,额定输出电压Uo= 48 V,额定负载Ro= 24Ω,谐振频率f2= 100 k Hz,谐振电感C1= 38 n F,谐振电感L2= 70μH,谐振电感L1= 1.4 m H,变压器匝比为4∶1。

该实验样机的主要实验波形如图9—12所示。从图9(a)可知,开关管VT2关断时的谐振网络电流iC1为负,其为开关管VT1的输出电容进行放电,使开关管VT1两端的电压从输入电压降至零电压,为开关管的ZVS导通创造了条件,同时对开关管VT2的输出电容进行充电,使开关管VT2两端的电压从零电压升至输入电压。从图9(b)可知,整流二极管在关断时刻电流为零,实现了二极管的ZCS关断。变换器在全负载范围内实现了开关管的ZVS导通和整流二极管的ZCS关断,变换器的谐振电流有效值低,谐振电容C1的电压应力低,约为240 V。

图13所示为优化后的宽输入宽负载时的CLL谐振变换器(k=20,Q=0.14)的效率和未经优化的宽输入宽负载时的CLL谐振变换器(k = 10,Q = 0.2)的效率。由图13知,优化后的CLL谐振变换器的满载效率比未经优化的CLL谐振变换器提高了0.7%,轻载效率(20% 负载)提高了2%。对优化后的变换器而言,当输入电压400 V且满载时,变换器的效率最大约为96.2%;输入电压400 V且20% 负载时,变换器的效率也较高,约为91%;输入电压320 V且满载时,变换器的效率约为96%;输入电压320 V且20%负载时,变换器的效率约为89.5%。

5 结论

电路参数设计 第3篇

电阻、电感、电容、品质因数和损耗因数等参数是电路的基本参量,其中阻抗参量在现代工程测量中拥有重要地位。常用的一般测量方法有伏安法、电桥法和谐振法。伏安法测量精度不高,电桥法平衡调节较困难,谐振法适合于高频元件,这三种方法都不能实现电路参量的自动化测量,不能及时完成测量数据的处理与分析。本文采用的数字化测量方法则克服了这种缺点,它主要依据矢量电流电压法,设计方案分为固定坐标轴法和自由轴法[1,2,3]两类,本文选择流行的自由轴法方案。对于传统的智能仪器而言,无论是固定坐标轴法还是自由轴法,对硬件电路要求都很严格,结构复杂,成本较高,不利于以后的功能扩展和维护。

随着计算机技术,电子技术以及数字信号处理技术的发展,智能仪器领域发生了巨大的变化,基于开放体系结构的虚拟仪器技术拥有强大的数据采集、分析、处理、显示和存储功能。与传统仪器相比,虚拟仪器具有开放性、模块化、互换性以及可重复使用等特点。

本文采用21世纪三大核心技术之一的虚拟技术[4,5],以LabVIEW为开发工具,利用阻抗的数字化测量方法设计一个基于虚拟仪器技术的电路参数测试系统,实现对电路参数的自动测量。该测试系统结构简单,有良好的人机交互界面,可靠性高。开放性、模块化的设计减少了开发成本,同时使系统维护更为方便,快捷。

1 系统总体设计

系统首先确定了采用上层软件和下层硬件分级工作的总体设计方案。在通用硬件平台搭建后,利用软件编程实现系统的相应功能与操作界面。上层软件使用图形化编程软件LabVIEW实现对硬件系统的控制以及数据的采集、分析、判断、处理、存储和显示等功能。下层硬件电路主要由FPGA,NI ELVIS和PCI总线实现硬件系统与PC机的通信。系统的测试过程是由FPGA产生正弦激励信号,通过前端测量电路测得参数元件的矢量电压,该矢量电压再经相敏检波器进行实虚分离通过PCI总线传输给PC机进行数据处理并显示结果。测试系统总体框图如下图1所示。

2 硬件电路设计

电路参数测试系统的硬件部分采用模块化的设计思想,分为3大核心模块,既方便了系统的研究进程,也有利于后期电路板的调试和检测。正弦信号发生器模块为系统提供激励信号和相位基准信号,前端测量电路模块用来获取参数元件的矢量电压,相敏检波器模块则对测得的矢量电压进行实部和虚部的分离。

2.1 正弦信号发生器模块

系统的前端测量电路需要一路正弦激励信号作为信号源作用于电路,从而得到被测参数元件两端的矢量电压。而且相敏检波器在对该矢量电压进行实部和虚部的分离时,需要二路严格保持正交的相位基准信号且激励信号源频率和相位基准信号的频率必须严格同步。根据以上要求,如果采用传统硬件实现,则电路结构复杂、调试困难、难以保证信号的同步性和正交性。因此本设计采用直接数字频率合成技术[6,7]设计正弦信号发生器,产生的激励信号源和基准信号源频率相同,同时两路基准信号相位相差90°,保证了正交性。

DDS是一种全数字化的频率合成技术,由相位累加器、波形ROM、D/A转换器和低通滤波器构成,具有高频率分辨率,频率转换时间快,相位变化连续,相对带宽较宽,可产生宽带正交信号,频率稳定度高,相位噪声低,便于集成等特点。一个正弦波,虽然它的幅度不是线性的,但是它的相位却是线性增加的,DDS正是利用了这一特点来产生正弦信号。它的核心是相位累加器,可对频率控制字的二进制码进行累加运算,是典型的反馈电路。相位累加器在系统时钟的作用下通过反馈电路不断对频率控制数据进行线性相位累加,其值与相位控制字经加法器相加后作为正弦ROM查询表的地址。寻址的步长为频率控制字的长度,对应正弦ROM查询表的相位增量,改变步长即可改变输出信号的频率。正弦查询表实际上是一个波形存储器,根据DDS的频率控制字的位数N,把360°平均分成了2N次等份,每一等份对应正弦查询表的一个地址。查询表把输入的每个地址相位信息映射成相应相位的幅度值,从而得到代表幅度的二进制数字信号,实现相位到幅度的转换。信号经过D/A变换输出模拟量波形再通过低通滤波器即可得到正弦激励信号[8]。图2是正弦信号发生器模块的框图。

本模块采用FPGA来实现,使用Altera公司的DE2开发板。要得到2路相位相差90°的正弦基准信号,只需要使用DSP Builder设计好信号模型并通过SignalComplier功能生成VHDL[9]代码,在Quartus Ⅱ软件中进行编程,锁定器件引脚、编译与下载即可。

2.2 前端测量电路模块

前端测量电路主要是实现Z-V的变换,将被测阻抗转换为矢量电压,再送入相敏检波电路分离得到矢量电压的实部和虚部。

阻抗电压变换电路原理图如图3所示。图中,Zx是被测阻抗,RN为标准电阻,运算放大器A1的放大倍数相当大,输入阻抗也相当高,A2为倒相器,则有

$\frac{\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_0}{\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}}=\frac{{\rm Z}{}_x}{R{}_{{\rm N}}}=\frac{R{}_x+\text{j}X{}_x}{R{}_{{\rm N}}}(1)$

$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_0=\frac{\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}}{R{}_{{\rm N}}}R{}_x+\text{j}\frac{\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}}{R{}_{{\rm N}}}X{}_x(2)$

令$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_R=\frac{\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}}{R{}_{{\rm N}}}R{}_x$,$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_X=\text{j}\frac{\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}}{R{}_{{\rm N}}}X{}_x$,代入式(2),则

$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_0=\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_R+\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_X(3)$

由式(3)可知,输出电压$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_o$中包含有与信号源电压$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}$同相的分量$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_R$和与信号源电压$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}$正交的分量$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_X$,假设复数阻抗的直角坐标x轴方向固定地选取在信号源电压$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_{{\rm N}}$的矢量方向上,则$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_R$和$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_X$分别称为电压$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_0$的实部和虚部分量。

由上述分析可知,电压$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_0$的实部和虚部分别与被测阻抗Zx的实部和虚部成正比,因此,只要把$\stackrel{}{{\displaystyle U}}{}_0$的实部、虚部分离并进行测量,则可求出被测阻抗Zx的实部和虚部,从而得到被测阻抗的大小。

2.3 相敏检波器模块

相敏检波器模块包括乘法器和低通滤波器,可实现相敏检波器全波数字鉴相,完成对被测矢量电压的实部电压和虚部电压的分离,实现参数的数字化测量。

2.3.1 乘法器

本模块的核心器件是D/A转换芯片(采用AD7520),该芯片不仅可以完成D/A转换功能,还可以实现乘法器功能,用于实现数字鉴相。只要将FPGA产生的相位基准信号接入AD7520芯片的10 bit数字信号输入端,将被测矢量电压接入AD7520芯片的基准电压Vref输入端,就可以完成同步参考信号、同步正交信号分别与被测矢量电压的相乘,实现了相敏检波的功能。

假设被测矢量电压信号为x(t)=Vscos(ω0t+θ),1路相位基准信号为r(t)=Vrcos(ω0t),将此2路信号送入D/A转换器(AD7520),则D/A转换器(AD7520)的输出为

up(t)=x(t)r(t)=Vscos(ω0t+θ)Vrcos(ω0t)=

0.5VsVrcosθ+0.5VsVrcos(2ω0t+θ) (4)

式(4)中,第1项乘积为常数,为矢量电压的直流分量。第2项乘积不为常数,是矢量电压的交流分量。上述结果表明,经过D/A转换器(AD7520)后,输出的直流分量与前端测量电路输出的矢量电压的实部成正比,只要将D/A转换器(AD7520)的输出再通过低通滤波器即可消除交流分量,只留下直流分量ux=0.5VsVrcosθ,即得到被测矢量电压的实部。

同理,当将被测矢量电压信号x(t)=Vscos(ω0t+θ)和另一路相位基准信号r(t)=Vrcos(ω0t+π/2)送入相敏检波器时,低通滤波器输出为uy=0.5VsVrsinθ,输出的直流分量与前端测量电路输出的矢量电压的虚部成正比。

因为测试过程中参考信号的幅度Vr是固定不变的,则可以得出结论:当参考信号相位为0°,即同步参考信号时,乘法器输出的结果正比于被测矢量电压在x轴的实部分量投影;当参考信号相位为90°,即同步正交信号时,乘法器输出的结果正比于被测矢量电压在y轴的虚部分量投影。这样,通过LPF滤波后,得到了被测矢量电压的实部和虚部电压,进而通过计算得出被测阻抗的电阻值和电抗值,测得被测阻抗的参数大小,电抗项的极性可以判断被测元件是容性的还是感性的。

2.3.2 低通滤波器

低通滤波器采用技术成熟的巴特沃斯低通滤波器,巴特沃斯滤波器的特点是通频带没有起伏,非常平坦,而在阻频带则缓慢下降为零。巴特沃斯滤波器的衰减速度比切比雪夫滤波器,贝塞尔滤波器等其他类型滤波器慢,但通频带没有幅度变化,选频特性好,结构简单。为了数据的精确度与系统的稳定性,采用此低通滤波器。巴特沃思滤波器原理是将一组规定的设计要求转化为相应的模拟系统函数来逼近理想滤波器,其逼近程度与其阶数N有关,N越高则逼近程度越高,在阻频带衰减速度越快,效果越好,但是当阶次越高其结构就越复杂,成本也越高。在逼近程度和复杂程度及成本的综合考虑后,采用10 Hz4阶巴特沃斯滤波器,利用OPA2111双运放的高阻抗、低偏置电流的特点组成4阶有源滤波器,有效地滤除了信号中的高频分量,得到有用的直流信号。按图4所示元件参数,低通滤波器电路的截止频率为10 Hz,增益为2.6,斜率为-24 dB倍频程。

3 软件设计

LabVIEW[10]是一种基于图形化编程语言G的软件平台,使用图形化的符号来创建程序。它提供了一个非常丰富的控件函数库,具有十分强大的功能,如数据采集、串口控制、数值分析、GPIB、信号处理、输入/输出控制等等。用户利用这些函数控件可以很方便地设计出灵活,友好的应用程序界面。本设计利用LabVIEW开发了测试系统的软件部分,包括数据采集、波形显示、数据分析和数据处理以及测试结果显示等功能。系统测试流程如图5所示。

3.1 前面板设计

LabVIEW的前面板是用户与计算机交互的平台,相当于标准仪器的面板。根据系统需要,本设计界面上有输入控件和输出控件。输入控件包括数值输入、开关、按钮等。输出显示控件包括波形图、数值显示。前面板如图6所示。

3.2 框图设计

框图是程序的图形化源代码,相当于标准仪器内的功能部件。在框图中对软件编程的工作就是从前面板上的输入控件获得用户输入信息并传递给CPU进行运算和处理,然后反馈给输出控件进行显示。整个软件框图包括控件、函数、子VI、常量、结构以及连线,系统具体程序框图如图7所示。

4 结束语

提出了一种基于LabVIEW的电路参数测试系统方案,并搭建了实际硬件系统,实现了电路参数测试的功能。经实验测试,元件类型判断准确,测量误差范围-0.5%～+0.5%,且满足实时处理和分析电路参数的要求。系统操作简单,稳定性好,采用FPGA和虚拟仪器技术使系统具有功能可扩展性,可以重复利用硬件电路,节约了成本。高精度、低成本的特点将使本系统在实验教学和个人应用等方面得到广泛使用。

摘要：采用DDS数字合成技术,由FPGA产生测试系统的信号源,通过阻抗的数字化测量方法,设计一个基于虚拟仪器技术的参数测试系统,实现对电路参数的自动测量。该系统采用上层软件和下层硬件分级工作的总体设计方案,以当今测控领域最流行的虚拟仪器开发工具LabVIEW为软件平台,以NI ELVIS虚拟仪器套件,ALTERA公司的DE2开发板和PC机为硬件平台。系统成本较低,具有友好、灵活的人机界面,精度较高,使用方便。

关键词：LabVIEW,数字化测量方法,DDS,FPGA

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电路参数设计 第4篇

本文所研制的三电平并网变流器交流侧接380 V三相交流电网,直流侧能量通过并网变流器后经滤波器后送入电网。三电平并网变流器电路拓扑结构如图1所示[1,2,3],直流侧电容C1,C2提供直流支撑电压,抑制直流电压波动;功率开关管S1~S12,D1~D6实现了能量的变换和流动,是交流侧与直流侧的纽带;滤波器L1,C,L2主要滤除并入电网的高次谐波电流,减小对电网的谐波污染。

三电平并网变流器主要技术参数如下:(1)桥臂数量:6个;(2)额定功率:20 k W;(3)交流电压适应范围:AC380 V(1±10%);(4)交流额定电流:30 A;(5)开关频率:8 k Hz;(6)额定直流母线电压:620 V(考虑直流电压利用率为90%,最高交流电压,线路电压损耗和死区忽略不计)。

三电平并网变流器主电路参数的设计主要包括功率器件IGBT、箝位二极管、PWM滤波器和直流电容等器件参数的设计和选取[4]。

1 IGBT(T1~T12)的选择

IGBT的选择主要有三方面需要考虑:额定电压、额定电流和开关速度。因为直流母线电压的有效值为:

其中,M为调制度,正常工作时取M=0.95。直流母线电压利用率为90%,得到直流母线电压的峰值近似为620 V,根据三电平电路的特性,IGBT正常工作时承受的电压为直流母线电压的一半,即310 V。

所设计系统额定容量为20 k W,因此额定电流

因此流过IGBT额定峰值电流近似为43 A。

小于1 000 V的IGBT主要规格有600 V/50 A、600 V/75 A、600 V/100 A、600 V/150 A。综合考虑,600 V/100 A电压电流等级的开关管比较合适。最后确定具体型号如下:BSM100GB60DLC(英飞凌),主要技术参数为:VCES=600 V,IC,nom=100 A。

2 箝位二极管(D1~D6)的选择

箝位二极管的选择应根据IGBT的最大通态电流和最大负载电流来考虑,一般情况下负载电流不能超过IGBT所允许的电流,因此选择二极管的通态电流与IGBT相接近。具体选择型号:MEE95-06DA(IXYS)主要技术参数为:

3 LCL滤波参数设计

网侧变流器系统设计中,交流侧滤波器的设计十分重要,它的取值不仅影响系统动、静态性能,还制约着逆变器的输出功率、功率因数和直流侧电压。LCL滤波器的原理图如图2所示。

LCL的设计方法分为两步[5]:首先根据电感的允许电压降确定电感的上限值,然后依据电路中的纹波电流指标进而确定电感的下限值,根据计算结果综合考虑参数的选取。在具体设计LCL滤波器时,可将逆变器视为一个含开关频率成分的高频谐波源,该频率成分经LCL后将会受到很大的衰减,最终只有很小一部分注入电网。由于注入电网的谐波频率要远高于电网频率,其对电网相当于短路,因此在设计滤波器时可忽略电网的作用。为方便滤波器设计,将三电平变流器等效为工作在开关频率处的一半波buck电路,如图3所示。

(1)L1设计

由磁性元件的伏秒平衡原理可得逆变器侧电感纹波电流峰峰值:

其中:L1为逆变器侧滤波电感;fsw为逆变器开关频率;D为逆变器每一相对直流侧电容中点占空比;Vph为单相电压。

由极大值原理可知,当|D|=0.5时,式(3)取得极大值。将Vdc=620 V,fsw=8 K,ΔILMAX=43 A10%代入式(3)得到变流器侧电感值为:

(2)C设计

在电网线电压有效值Vl=380 V,输出有功功率Po=20 k W的条件下,系统阻抗为:

电容基准值为:

设在额定条件下,电容吸收的无功功率为5%的额定功率,则按星型连接单相滤波电容值为由于实际装置中滤波器为三角形连接,则通过星型和三角型的转换,滤波电容采用三角形连接时应满足

(3)L2设计

网侧电感可对逆变器输出电流中的高频成分进一步衰减,设经变流器流入到L1的电流iinv,流入电网电流为ig,可得纹波电流在开关频率处的衰减系数:

式中:L1=r L2,根据电流纹波衰减与r的函数关系,取r=0.5,此时

最后根据计算结果,可适当做些调整,实际参数选择如下:

对以上所设计的滤波参数在Matlab/Simulink里做了相关仿真,得到了LCL开环频率波特图,谐振频率为:在10 f~0.5 fsw之间,远离工频开关频率,且对中高频谐波有明显衰减,符合系统要求。

4 直流侧电容选取

4.1 电容的容量选择

直流侧电容主要有以下作用:缓冲PWM并网变流器交流侧与直流侧间的能量交换,稳定直流侧电压;抑制直流侧谐波电压;构成电压型的变换器。

一般而言,从满足电压环控制的跟随性指标看,并网变流器直流侧电容应尽量小,以确保直流侧电压的快速跟踪控制;而从满足电压环控制的抗扰动性指标分析,直流侧电容应尽可能的大,以限制直流电压的动态降落。因此,直流电容参数的设计,直接关系到直流电压的波动大小。

从电容容量来考虑,电容值容量大有利于直流母线电压的稳定,对系统波动有一定的抵抗能力,但容量大则意味着体积大、成本高、跟踪速度慢、安装不方便;电容小,则体积小、价格便宜、跟踪速度快,但不利于系统的稳定。

(1)按照系统满足跟随性能指标设计

式中:Pe(1+10%)指系统传送有功波动10%的情况下,电网电压将跌落90%(η=90%)的情况下,系统流过的交流电流最大为53 A。

由此得到Cdc≥535μF

(2)按照系统满足稳定性能指标设计

不论按照快速性还是跟随性指标对电容进行设计,考虑到电容的等效电阻在电容充放电过程中的发热问题,其等效电阻应尽可能小,应满足公式

4.2 电容的电压等级选择

由于网侧逆变器控制策略拟采用把直流母线电压稳定在620 V的控制策略,因此直流母线电容的电压等级必须大于620 V,采用两个耐压450 V的电解电容串联构成。

实际选型:450 V/4 700μF或450 V/6 800μF,为了方便调试,可选择两个6 800μF串联,等效电容为3 400μF。

5 结论

二极管箝位型三电平并网变流器作为解决高压并网的一种有效途径,具有很多技术优点和广阔的应用前景。三电平并网变流器可以实现高功率因数运行,在运行过程中可以保证直流母线电压及中点电压的恒定,并有较高的稳态精度和抗干扰特性。本文主要对20 k W三电平并网变流器主电路中的功率器件IGBT、箝位二极管、PWM滤波器和直流电容的参数进行了设计,实验验证了参数的可行性。该变流器的设计也为以后设计大功率工程化样机或实验奠定了基础,提供了参考。

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电路参数设计 第5篇

在工程实践中, 对于大功率变流器产品的开发, 为了降低设计风险, 减少设计失误造成的不必要的损失, 通常需要在生产大功率产品之前, 先制作一个小功率等比例样机进行一系列的实验, 来检验所设计产品的性能指标是否满足预期要求。文中所述的等比例实验样机, 是根据实际产品按照某种比例关系进行缩放所制作的样机。其中等比例的概念不是简单的指元器件参数按比例线性缩小, 而是要根据电路的工作原理, 以及每个元件在电路里所起的作用进行分析和等效。折算后的等比例样机应该具有与实际产品相类似的动静态特性, 在一定程度上能够真实地反应出实际产品的性能指标。

本文将针对单相电压型PWM整流器这一电路拓扑, 结合其电路的原理, 提出一种等比例样机的主电路参数设计原则和计算方法。然后通过一个具体实例的计算、仿真及实验来验证该设计方案的合理性。

2 理论分析

2.1 系统基本电气参量基准值的选定

如图1所示, 主电路的核心器件主要包括交流电感L, 直流支撑电容C, 二次谐波滤波电感Lr以及滤波电容Cr。由于在后文的等效过程中需要用到等效前后的系统的基准值, 因此要首先选定实际产品和等比例样机的基本电气参量的基准值。设实际产品的基准功率为S1, 基准交流电压为VN1, 基准直流电压为Vdc1, 基准交流电流为IN1, 基准直流电流为Idc1。设等比例样机的基准功率为S2, 基准交流电压为VN2, 基准直流电压为Vdc2, 基准交流电流为IN2, 基准直流电流为Idc2。在选择等比例样机的基准电压、功率等级时, 要根据其可实现性来选择。电压和电流的缩小比例可以不同, 只需保证等比例样机交流到直流侧的电压和电流比例与实际产品一致即可, 即:VN1:Vdc1=VN2:Vdc2。忽略系统损耗, 交流侧和直流侧的功率不变, 因此VN1:Vdc1=Idc2:IN2。

2.2 交流侧电感计算

单相PWM整流器交流侧等效电路模型如图2所示。其中VN为网侧交流电压, Vr为整流器交流侧电压。根据电路关系, 可得:

假定电网电压仅含正序基波分量, 不难得到图3所示的单相PWM整流器h次谐波等效电路。

依照基本的电路原理推知:

对于不同的脉宽调制方法, 相同调制深度下特定次谐波电压的含量有所不同, 以对称规则采样7段式空间矢量脉宽调制方法为例, 特定次谐波电压的幅值可写为[1,2]

其中调制度[3]为

电感标幺值计算公式为

设交流侧到直流侧电压的传递系数k=VN/Vdc, 联立式 (1) ~式 (4) , 可以得到变流器侧单次谐波电流幅值的解析表达式为

电流谐波畸变因数 (ITHD) 表征交流电流中谐波的相对含量, 是考核PWM整流器交流侧电能质量的重要指标, 本文采用该指标来分析交流电感的等效原则。

对于网侧电流, 电流THD计算公式为

式中:I1为网侧基波电流, 其值等于IN。

将上面推导的结论代入, 可得交流电流THD与电感标幺值的关系如下:

这表明交流电流谐波含量是关于交流电感标幺值的一个函数。由于变换前后电压传递系数k不变, 因此只要使电感标幺值不变, 就可以保证交流侧谐波电流含量等效前后的一致性。此即为交流电感的等效原则。

令实际产品交流电感为L1, 等比例样机交流电感为L2。由等效前后电感标幺值不变, 可以得到等比例样机与实际产品的交流电感关系表达式:

2.3 二次谐振支路参数计算

2.3.1 谐振电容计算

二次谐振支路主要用于消除直流电压二次脉动, 其原理是将二次谐振电感Lr与谐振电容Cr的串联阻抗对二次谐波设计为0。假设单相PWM整流器输入的电压电流分别为[4]

那么输入功率为

在忽略系统损耗的前提下, 可以认为系统直流侧瞬时功率Pdc (t) 与交流侧瞬时功率PN (t) 相同[5], 即:

假设直流电压是恒定的, 即vdc (t) =Vdc, 那么, 其直流电流可表示为

式中:Idc为直流电流平均值;Idccos (2ωt) 为二次脉动电流。

要使二次脉动电流全部通过二次谐振支路, 必须使该支路对二次脉动电流阻抗为0, 对于电感与电容串联电路, 有如下关系式:

谐振电容上的电压表达式为

式 (13) 中第2项为二次脉动电流在谐振电容上产生的纹波电压, 为防止纹波电压过高损坏电容, 一般要求其最大值不得超过所占直流电压的一定比例n[6]。于是谐振电容最小值的取值公式为

式中, n和ω在样机与实际产品中不变, 其余各量均可用基准值表示, 设实际产品谐振电容值为Cr1, 因此样机的电容值为

2.3.2 谐振电感计算

由于谐振频率 不变, 实际产品谐振电感值为Lr1, 因此样机谐振电感值为

2.4 直流支撑电容计算

一般直流支撑电容的设计要从两方面考虑:满足动态性能的快速跟踪以及减小电压脉动[7]。由于直流侧存在二次谐振回路, 主要的二次脉动由二次回路滤除, 因此在考虑支撑电容时, 应主要根据其满足快速跟踪性能来设计。这里通过整流器的直流侧电压从稳定的最低值 (二极管空载电压U′dc) 变到额定值Udc的过程响应来评价直流侧电压的跟随性能[8]。当网侧变流器接入电网并且开关管不调制时, 只在二极管续流作用下, 整流电压平均值V′dc与网侧电压有效值VN的关系可表示为 。当直流电压指令阶跃给定为额定直流电压指令值时, 若电压调节器采用PI调节器, 则在实际直流电压未超过指令值前, 电压调节器输出一直饱和。由于电压调节器输出表示交流侧电流指令, 因此若忽略电流内环的惯性, 此时直流侧将以最大电流Idm对电容及负载电阻R (R=U2dc/P) 充电, 直流电压将会在很短的时间内由V′dc上升到直流电压额定值Vdc。

根据RC一阶电路公式有:

由于电容要求满足电压跟随指标, 所以假设直流电压上升时间最大值为tmax, 则C需满足以下公式:

由于公式中tmax在样机与产品中不变, 其余各量均可用基准值表示, 因此设实际产品直流支撑电容为C1, 可得等比例样机直流支撑电容值为

3 具体算例

基于第2节的分析结论, 下面将结合一个实际工程算例来解释上述等效方法。实际单相PWM整流器产品的参数如下:功率为460 k W;交流电压为900 V;直流电压为1 650 V;交流电感为2.97 m H;直流支撑电容为8.27 m F;二次滤波电感为0.37 m H;二次滤波电容为6.84 m F。

3.1 基准量选取

对于实际产品而言, 可以选取额定值作基准值, 即:S1=460k W, VN1=900V, Vdc1=1 650V。那么IN1=460 000/900=511A, Idc1=460 000/1 650=279 A。

结合实验条件, 选定等比例样机的电气参量基准值如下:S2=1.2k W, VN2=80V, Vdc2=1 650/90080=147V, IN2=15A, Idc2=1 200/147=8.16A。

3.2 样机交流侧电感计算

实际产品交流电感值为L1=2.97m H。根据L2= (V2N2S1) / (V2N1S2) L1, 求得等比例样机交流电感值为L2=9m H。

3.3 样机二次谐振支路参数计算

1) 谐振电容计算。实际产品谐振电容值为Cr1=6.84m F。根据Cr2= (V2N1S2) / (V2N2S1) Cr1, 求得等比例样机谐振电容Cr2=2.26m F。

2) 谐振电感计算。实际产品谐振电感值为Lr1=0.37m H。根据Lr2= (V2N2S1) / (V2N1S2) Lr1, 求得等比例样机谐振电感Lr2=1.12m H。

3.4 直流支撑电容计算

实际产品直流支撑电容值为C1=8.27m F。根据C2= (V2N1S2) / (V2N2S1) C1, 求得样机直流支撑电容C2=2.73m F。

综上, 等比例样机的主电路参数设计结果如下:功率为1.2 k W;交流电压为80 V;直流电压为147 V;交流电感为9 m H;直流支撑电容为2.73 m F;二次滤波电感为1.15 m H;二次滤波电容为2.26 m F。

4 仿真验证

结合文中第3节介绍的具体算例, 搭建了实际产品与等比例样机的Matlab仿真模型, 并对直流电压纹波特性、交流电流THD以及突加负载的动态响应这3个方面进行了对比, 以此验证前述等效原则的正确性。

4.1 满载直流电压纹波特性对比

图4a和图4b分别是实际产品和等比例样机在满载情况下直流电压的纹波情况。可以看到, 实际产品直流电压脉动的峰峰值为11 V, 占额定直流电压的0.67%;等比例样机直流电压脉动的峰峰值为1 V, 占直流电压的0.68%。这表明, 实际产品与等比例样机的直流电压纹波特性一致。

4.2 交流电流THD

图5a和图5b分别为实际产品和等比例样机在满载情况下交流电流的频谱图。可以看到, 实际产品和等比例样机的交流电流THD均为2.89%, 完全一致。

4.3 突加负载动态响应过程

图6和图7分别为实际产品和等比例样机在0.4 s投入半载和0.9 s投入满负载时直流电压的动态响应过程。可以看到, 实际产品半载突加满载时, 电压跌落107 V, 为直流电压的6.5%, 电压恢复时间约为0.22 s;等比例样机半载突加满载时, 电压跌落10 V, 为直流电压的6.8%, 电压恢复时间约为0.23 s, 两者基本一致。

5 样机实验

按照第3节设计的等比例样机主电路参数, 搭建了等比例样机实验平台。图8为直流电压纹波波形, 可以看出纹波非常小, 约为1 V, 与仿真结果吻合。

图9为交流电流频谱图, 可以看出交流电流THD为2.9%, 与仿真结果一致。

图10为半载突加满载时直流电压的波动情况, 可以看出突加负载时, 直流电压降落了16 V左右, 比仿真结果略大, 电压恢复时间约为2 s, 与仿真结果一致。

从实验波形来看, 等比例样机的实验结果和仿真结果的稳态性能基本一致, 因此等比例样机的实验结果也就间接反映出实际产品技术最终性能指标, 具有很好的实用价值。

6 结论

本文结合单相PWM整流器这一电路拓扑, 提出了一种等比例样机的主电路参数设计方法。仿真及实验结果表明, 依据该等效方法计算得到的主电路参数所设计的等比例样机, 在动静态性能上都与实际产品有很好的一致性, 因此等比例样机的实验结果也就可以间接反映出实际产品的最终性能指标, 具有较高的研究意义和工程价值。

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电路参数设计 第6篇

1 硬件电路设计

设计主要使用Altera公司的EP3C80F780I7和ADI公司的ADM2687EBRIZ。RX + 、RX - 为差分信号输入端口,差分信号经U2解差分后传输到U1中,通过其中数据接收模块的处理,传送并行数据给CPU。CPU发送的并行数据,经U1中的数据发送模块处理输出待处理的TTL信号,通过U2差分处理后输出差分信号到总线上,TX + 、TX - 为差分信号输出端口。U1 同时接收CPU输出的控制信号,以完成对通信参数的调整。其设计原理如图1所示。

2 软件程序设计

2. 1 FPGA 整体模块

clk为全局时钟输入端,rst_n为全局复位端,syn_ awe为写使能命令端,syn _ are为读使能命令端,syn _ aoe为输出使能命令端,EA为地址总线数据端,ED为数据总线数据端,rxd_xi为串行数据输入端,txd_xo为串行数据输出端[4]。

divider为时钟产生模块,主要产生通信波特率采样时钟; txd为UART数据发送模块,进行数据并串转换; rxd为UART数据接收模块,进行数据串并转换; uart_wr_ctl为总线解析模块,主要负责解析CPU总线命令,控制其他模块的工作状态; uart422_state_reg为UART工作状态模块,综合rxd和txd的工作状态并输出; uart_rdout_sel为数据输出选择模块,其主要控制总工作状态数据与UART接收数据的选择输出[5]。

2. 2 时钟产生模块

模块主要为UART数据收发模块提供了工作时钟, 根据时钟分频系数对输入的全局时钟进行计数处理,输出UART通信波特率16倍的分频时钟频率。将时钟分频系数加1,除去全局时钟频率,则等于分频时钟频率[5]。

图 3 时钟产生模块 Symbol

clk为全局时钟输入端,rst_n为模块复位端,enable为模块使能端,factor为时钟分频系数输入端,clk_out为分频时钟输出端。本模块采用计数分频的设计思想,当计数值大于factor值1 /2时,clk_out输出为高电平,反之则输出低电平。

2. 3 UART 数据发送模块

UART数据发送模块设计简单,主要根据输入的控制信号,对输入的并行数据进行并串转换,并以控制信号要求的数据帧格式和波特率采用LSB模式发送出去。模块在接收到有效的8位并行数据后,根据控制信号命令,按串行数据帧格式,起始增加1位起始位0,然后根据控制信号命令决定是否添加奇偶校验位, 再在尾部增加1位或2位停止位1,最后组成通信双方约定的数据帧格式发送出去。

clk为模块工作时钟输入端,rst_n为模块复位端, clk_en为时钟使能端,enable为模块使能端; ctrl _ i为控制信号输入端。其中,ctrl_i[3]控制使能发送奇偶校验,ctrl_i[2]控制奇偶校验选择,ctrl_i[1]控制停止位的个数,ctrl_i[0]控制数据启动发送; data_i为待发送数据输入端,frame_bits_i为帧数据位数输入端,txd_ xo为数据发送端,stat _ o为发送状态输出端。其中, stat_o[1]为发送器完成发送标记位,stat_o[0]为发送缓冲器数据载入完成标记位。UART数据发送模块状态机,如图5所示。

图 4 UART 数据发送模块 Symbol

图 5 UART 数据发送模块状态机

2. 4 UART 数据接收模块

由于外部使用环境的影响,RX输入线上可能产生毛刺。为减小这一影响,该模块设计时采用“多数表决法”,具体处理方法是在一个数据位中间取3个点的采样电平值,若少于2个点为电平“1”,则将该数据位判为电平“0”,否则判为电平“1”。

图 6 UART 数据接收模块 Symbol

clk为模块工作时钟输入端,rst_n为模块复位端, clk_en为时钟使能端,enable为模块使能端,rxd_xi为UART数据接收端,ctrl _ i为控制信号输入端。其中, ctrl_i[2]控制使能接收奇偶校验,ctrl _i[1]控制奇偶校验选择,ctrl_i[0]控制读UART数据缓冲器使能, frame_bits_i为帧数据位数输入端,data_o为已接收数据输出端,stat_o为接收状态输出端。其中,stat_o[3] 为帧错误标记位,stat_o[2]为接收缓冲器数据溢出标记位,stat_o[1]为校验错误标记位,stat_o[0]为数据完成接收标记位。UART数据接收模块状态机,如图7所示。

图 7 UART 数据接收模块状态机

2. 5 总线解析模块

本模块主要根据地址总线数据和数据总线数据, 以及输出使能和读写使能命令信号,产生对其他模块的控制信号和片选信号,即解析了总线命令。

图 8 总线解析模块 Symbol

clk为全局时钟输入端,rst_n为模块复位端,syn_ awe为写使能命令端,syn _ are为读使能命令端,syn _ aoe为输出使能命令端,EA为地址总线数据端,ED为数据总线数据端,divider_factor为输出时钟产生模块时钟分频系数,divider_enable为输出时钟产生模块使能命令信号,rxd_clk_en为输出UART数据接收模块时钟使能命令信号,rxd_ctrl_i为输出UART数据接收模块控制命令信号,rxd_frame_bits_i为输出UART数据接收模块帧数据位数,rxd_enable为输出UART数据接收模块使能命令信号; txd_clk_en为输出UART数据发送模块时钟使能命令信号,txd _ data _ i为输出UART数据发送模块待发送数据,txd _ enable为输出UART数据发送模块使能命令信号,txd _ctrl _i为输出UART数据发送模块控制命令信号,txd _ frame _ bits _ i为输出UART数据发送模块帧数据位数; data_rd_cs为读UART接收数据命令选择端,uart_state_reg_cs为读总工作状态数据命令选择端[6,7]。

2. 6 UART 工作状态模块

模块主要是将输入的UART数据接收模块状态数据与UART数据发送模块状态数据合并为总工作状态数据,并进行输出。

图 9 UART 工作状态模块 Symbol

rx_stat_o为UART数据接收模块状态数据的输入端,tx_stat_o为UART数据发送模块状态数据的输入端,uart422_state_out为总工作状态数据输出端。

2. 7 数据输出选择模块

模块主要根据输入的读数据命令选择信号,对输入的总工作状态数据和UART接收数据,进行选择输出。

图 10 数据输出选择模块 Symbol

clk为全局时钟输入端,uart_sta_reg_out为总工作状态数据输入端,data_out为UART接收数据输入端, data_rd_cs为读UART接收数据命令选择端,uart_state_ reg_cs为读总工作状态数据命令选择端,EDO_422为所选数据输出端[8,9]。

3 仿真结果

在Modelsim_SE10. 1b的开发环境下,对FPGA源代码进行逻辑综合仿真,其仿真结果如图11 ~ 图18所示。仿真结果表明,设计实现了预期的各种逻辑功能,收发数据准确无误。图19和图20分别为CPU发送和接收的数据,图中所示数据与FPGA仿真结果一致。

图 11 时钟生成仿真( 分频系数为 7)

图 12 时钟生成仿真( 分频系数为 5)

图 13 发送数据仿真( 8 位数据位、无奇偶校验位、1 位停止位)

图 14 发送数据仿真( 7 位数据位、偶校验、1 位停止位)

图 15 发收数据仿真( 6 位数据位、奇校验、2 位停止位)

图 16 接收数据仿真( 8 位数据位、无奇偶校验位、1 位停止位)

图 17 接收数据仿真( 7 位数据位、偶校验、1 位停止位)

图 18 接收数据仿真( 6 位数据位、奇校验、2 位停止位)

图 19 CPU 发送数据

图 20 CPU 接收数据

4 结束语

设计灵活简单,并可动态调整通信波特率和数据位及停止位长度,还可选择是否使能数据奇偶校验功能,较好地实现了RS422串行总线之间的数据传输, 从而大幅增强了设计的可靠性和通用性。后期测试使用证明了,该接口电路设计具有较高的稳定性和实用性,并可用于RS422通信的诸多场合。

摘要：介绍了一种基于FPGA的波特率可变、数据位和停止位长度可调、奇偶校验功能可选的RS422串行信号接口电路设计。该设计以Altera的Cyclone系列芯片EP3C80F780I7作为控制芯片,以ADI的ADM2687EBRIZ作为RS422差分信号处理芯片。此外,该设计所有运算功能均采用硬件逻辑实现,具有可靠性高、通用性强的特点。

轨道电路参数测试机理及装置研究 第7篇

本文通过利用“二次短路法”, 对音频条件下的轨道电路一次参数进行了测算, 研究开发了适合当前城市轨道交通工程及维修现场使用的轨道电路测试仪, 以满足国内轨道交通建设运营的需要。开发的测试仪使用方便, 人机界面友好, 符合目前的现场情况;能够进行多种计算, 且计算结果满足工程设计及维修保养的要求;能在各种不同条件下, 进行轨道电路输出端电压、轨道电路极限长度及断轨情况参数的测量。

1 测试系统结构原理

测试系统结构如图1所示, 轨道电路测试仪的测试系统主要由以下五部分组成:传感器、放大电路、A/D转换、存储器、微处理器及输入输出设备。在测试过程中, 首先由传感器测得轨道电路一次参数 (即单位长度下的钢轨电阻R0 (Ω/km) , 单位长度下的钢轨电感L0 (mH/km) , 单位长度下的轨间漏泄电导G0 (S/km) , 以及单位长度下的轨间电容C0 (μF/km) ) , 然后经过放大电路信号放大, A/D转换电路将模拟信号转换为数字信号。经转换的信号经由微处理器运算, 得出结果进行比对后, 通过LCD显示测试数据以及运算结果。

2 测试仪测试算法

测试仪测试如图2所示, 运用两次短路法 (第一次L=L, 第二次L=2L) , 测得轨面电压UAB (v) 、负载电压UCD (v) 、电源电压UEF (v) , 再选用三电压表法测算出两次测量端的输入阻抗Zin1、Zin2, 其测量电路图同图3。分别用电压表测量图中A、B端, C、D端, E、F端电压, 三个电压满足矢量三角形, 即。由

得到输入阻抗的模值与幅角, 从而得到输入阻抗Zin。

由于在所选择的测量范围2L内, 不包括S-联接线、补偿电容等“不均匀参数”, 所以在2L范围内仍可利用均匀传输线的传输方程式[2]:

式中:U&s、Is&为轨道电路始端的电压、电流;

U&z、Iz&为轨道电路终端的电压、电流;

Zc、γ为轨道电路的特性阻抗、传输常数, 即轨道电路的二次参数。

再利用轨道电路一次参数与二次参数的关系:

便可以计算出轨道电路的一次参数:R0、L0、G0、C0。

3 轨道参数测试仪测算流程

首先, 按Lmin与f的关系, 选择长度L与测试频率f0、U0, 然后根据两次短路法分别测得轨面电压Uk (v) 、负载电压Ur (v) 和电源电压U0 (v) 。计算得出在f=f0下的G0’、R0’、L0’。在实际使用频率fs下, 校正一次参数G0、R0、L0。倘若两者误差不大于5%, 则测算完成;否则, 重选f0、L, 重复上述步骤。

4 实测数据分析

研制的轨道电路参数测试仪经过现场对西门子公司的FTGS型数字轨道电路TC120进行测试。在测得轨道电路入口电压U0=5 V、钢轨电阻0R=6Ω/km、钢轨电感L0=1.348 m H/km、道床漏泄轨间电容C0=1.66µF/km、0G=0.1~1.0 1Ω/km条件下, 测试仪测算轨道电路的输出电压U。

列车以20km/h速度驶过该段轨道电路时, 在现场, 接收端入口的放大倍数调整为3 0, 所以轨道电路在调整状态下的U=10.3V30=343m V。仿真计算结果, 在下, U=326.090 m V, 误差为4.9%。测试结果表明, 测试仪运行稳定满足轨道电路现场测试要求。

5 结语

通过对轨道电路的参数测试, 可以对音频轨道电路在各种实际使用条件下的状态 (调整状态、分路状态及断轨状态) 作出判断, 对轨道电路区段的划分、工作状态的调整等方面都具有积极的意义。所研制的轨道参数测试仪运行稳定, 满足现场测试要求, 对于工程设计、设备研制、日常维修等工作而言, 具有较强的应用价值。

摘要：轨道电路的一次参数是信号检修中的常测数据, 也是轨道电路的计算和调整、轨道电路所用器材的设计等问题的重要依据。针对我国现行城市轨道交通的轨道电路特点, 进行了适合音频无绝缘轨道电路测试机理的研究, 研制了轨道参数测试仪。通过现场测试表明, 该测试仪运行稳定, 抗干扰能力强, 满足轨道电路一次参数测量的精度要求。

关键词：一次参数测量,轨道电路,测试仪

参考文献

[1]吴汶麒.城市轨道交通信号与通信系统[M].北京:中国铁道出版社, 1998:32～4 6.

[2]赵炜.轨道参数对无绝缘轨道电路工作状态影响的研究[J].北京交通大学, 2003.

[3]邹雷滨, 郭玉臣.城市轨道交通轨道电路基本参数的研究[J].城市轨道交通研究, 2006, 9 (2) .