传输性能优化范文

传输性能优化范文（精选7篇）

传输性能优化 第1篇

EGPRS经常被描述成“2.75G”。它通过利用GSM网络中未使用的TDMA信道[1], 提供中速的数据传递。EGPRS分组交换的通信方式在分组交换的通信方式中, 数据被分成一定长度的包 (分组) , 每个包的前面有一个分组头。数据传送之前并不需要预先分配信道, 建立连接。而是在每一个数据包到达时, 根据数据包头中的信息 (如目的地址) , 临时寻找一个可用的信道资源将该数据报发送出去。在这种传送方式中, 数据的发送和接收方同信道之间没有固定的占用关系, 信道资源可以看作是由所有的用户共享使用, 极大的节约了资源。但EGPRS引入后, 伴随着数据业务的大规模应用, 影响EGPRS网络性能的因素夜越来越多, 导致用户没有很好的体验。这就需要运营商不停的对其进行优化, 找出影响网络运行的因素。因此, EGPRS网络优化已成为一个重要的问题。

2 影响EGPRS网络数据传输性能的因素分析

(1) 上下行外部干扰

上下行外部干扰会引起数据重传率偏高, 从而导致有效数据传输速率偏低。优化频点, 减少小区间的相互干扰;找出外部干扰源, 从根本上减少外部干扰, 提高C/值, 保证数据使用CS2编码或者MCS-9编码传送, 提高单位时间的有效速率。

(2) 上下行电平不平衡

上下行电平不平衡会导致FTP下载速率或者下载速率偏低。特别是微蜂窝小区, 上下行功放的故障会引起信号不稳定, 容易引起小区重选、下行质差或上行质差, 导致速率下降。建议协同微蜂窝硬件厂家进行硬件检查, 解决硬件故障, 检查微蜂窝上行功放。

(3) 小区重选引起数据传输暂时中断

合理的小区重选可以保证数据业务的移动性, 但频繁的小区重选会引起数据传输中断时间较长, 甚至引起断线。通过修改CR0参数控制手机驻留在主服务小区中, 修改CRH参数控制手机在数据传输过程中减少小区重选, 提高有效的传输时间。

(4) 数据用户多、信道拥塞

有些测试点尽管能保持稳定的下载速率, 但是一直只占用2时隙传送数据, 或每时隙的承载能力低, 导致整体速率不高。其原因是该小区的信道相对繁忙, 而数据用户又较多, 同一时间内共享时隙进行数据传输, 因此测试结果显示每个用户的实际传输数据速度被分摊了。建议此类小区要要优先考虑载波扩容, 增加PDCH信道, 提高数据传输速率。

3 EGPRS数据传输性能优化

3.1 传输性能分析

在EGPRS中影响数据传输速率的因素主要有[2]:小区重选、RLC重传率、系统瓶颈、TBF (temporal block flow) 建立失败率等。

(1) 小区重选

由于小区重选时, 系统将停止数据传输, 重选之后再进行数据重传, 因此小区重选率高对系统传输速率有很大影响。一方面, 小区重选率与小区重选参数有关。另方面, 小区设置的不合理也会影响到小区重选率。

(2) RLC重传率

RLC重传率高主要是由于C/I太差引起, 而可能导致C/I太差的原因有以下几点。

服务小区所需的信号功率弱、干扰功率大等。

相邻小区的干扰信号功率高, 导致服务小区C/I偏小, 甚至C/I值过低, 导致RLC层重传率过高。

如果存在较高的系统外干扰, 导致服务小区C/I偏小, 甚至C/I值过低, 导致RLC层重传率过高。

(3) 系统瓶颈

EGPRS的系统瓶颈主要存在于Um接口、Gb接口中。Um接口是EGPRS中的关键接口, 其性能的好坏将直接影响到系统的数据传输速率和系统的吞吐量。Um接口中的PDCH信道数量应根据用户的发展和未来情况进行动态调整。当没有保留PDCH信道, 或保留的PDCH信道数量过少时, 数据传输率将降低。

(4) TBF建立失败率

TBF建立失败率高的主要原因多为MS和网络设备不兼容, 或者通信工作协调性不好。此外, 系统与终端的匹配, 无线环境存在干扰, 系统资源配置是否合理等, 都会导致TBF建立失败率高。

3.2 数据传输性能优化

本节主要针对客户反应FTP下载速率低的情况, 对数据传输性能进行优化分析。

3.2.1 CDS LOG分析

根据测试结果, 首先筛选出ftp下载速率低于19kbit/s的测试点作为我们重点关注的对象, 如表1所示。

然后对应CDS log文件找出对应的实际站点, 进行下载速率低原因的分析, 结果如表2所示。

3.2.2 调整措施

(1) 调整原则

(1) 建议信道测量上报模式设置为0;

信道测量上报模式2:按照信道上报测量, 每个信道都需要上报, 网络侧根据每个信道的测量针对对应信道进行动态编码方式调整;

信道测量上报模式0:按照TBF进行测量上报, 调整后, 对所有信道测量值平均后上只报一组测量值, 所有信道根据该组值对编码方式进行动态调整, 因此所有信道的编码方式在同一时刻是相同的;

(2) EDGE信道调整到2、3、4、5信道;

(3) EDGE信道跨E1线的调整到同一PCM上

调整的作用:规避帧号调整和辅时隙无法绑定问题, 如果跨PCM线Abis口载频各信道的帧号可能会出现不同, 导致帧号调整, 另外会引起动态辅时隙无法绑定, 编码方式上不去, 具有隐患, 所以进行修改, 实际是否造成隐患, 可通过PS一般测量来看统计看;

(2) 调整措施

(1) 针对编码方式无法达到MCS9, 进行PDTCH信道调整配置, 检查每条PD信道的辅时隙是否绑满, 检查是否配置满4条连续PDTCH信道, 检查连续4条PDTCH信道是否是在同一PCM上 (将在2010-2-9完成BSC85, 86, 87的信道检查和相关调整) ;

(2) 对明显有邻频干扰的小区进行频点的优化, 并对周边地区进行反复路测, 排除干扰;

(3) 对于负荷较高的SPCU进行调整和资源优化;

(3) 信道调整对比分析

由于原来配置为信道调整模式2是按照信道上报测量的, 每个信道都是上报测量的, 网络侧根据每个信道的测量针对对应信道进行动态编码方式调整;由于SAGM手机信道测量上报的特性, 比如配置为4、5、6、7信道进行业务的时候, SAGM手机上报的测量是为0、1、2、3信道的, 网络侧无法收到4、5、6、7任何一个信道的无线环境测量, 无法进行编码方式的动态调整;

调整到2、3、4、5信道后, SAGM上报的仍然为5、4、3、2信道, 这样仍可以获取每个信道上报的测量值, 就可以有效对所有信道进行动态编码方式调整, 如图2所示。

调整后, 对所有信道测量值平均后上只报一组测量值, 所有信道根据该组值对编码方式进行动态调整, 因此所有信道的编码方式在同一时刻是相同的, 如图3所示。

3.2.3调整后的效果

根据上述调整之后, 针对测试的FTP低于20KB/S的测试点进行复测, 复测结果如下 (以下载2M文件大小为例) , 如表3和图4所示。

3.2.4优化建议

影响CQT数据业务的因素很多, 其中比较重要的几个因素如下:

(1) 针对实际的复杂地理环境, 有针对性地改善信号覆盖, 控制过覆盖, 同方向邻小

区同邻频干扰对cqt的ftp下载速率影响较大, 需要全网进行频点的检查, 重点解决降低小区邻频干扰对传输速率的影响;

(2) 对于部分GPRS业务量大的小区, 在不严重影响CS业务的情况下, 增加PDCH信

道容量和辅时隙数量, 以保证PS业务用户的数据业务速率。

4 结论

EGPRS业务是中国移动在3G时代之前依托GSM网络实现移动数据业务的2.75代网络技术, 也是为中国移动未来3G甚至是后3G时代的多媒体通信业务培养潜在市场的重要途径。因此.打造精品GPRS/EGPRS数据网络, 尤其是根据用户行为, 结合市场需求和业务发展, 有针对性、有重点地做好EGPRS网络的优化, 有着十分重要的意义。

本文结合吉首地区的网络建设和优化工作, 以FTP下载速率为例, 全面探讨了GPRS/EGPRS网络在数据传输方面的优化内容、方法、并给出结论, 给相关的工作人员以参考和借鉴。

摘要：随着移动公司对GPRS/EDGE网络的开通和不断发展, 以及新技术和新应用的不断提升, 网络的数据业务得到大规模的应用, 相应的网络传输性能越来越成为人们关注的热点, 运营商为了能给客户提供优良的体验, 对于其性能的优化尤为关心, 首先讨论影响EGPRS网络传输性能的一些因素, 最后通过吉首市移动的优化实践, 重点针对数据传输中FTP下载速率慢的问题给予优化过程及优化建议, 给予相关工作人员指导和借鉴。

关键词：EGPRS,网络传输,优化

参考文献

[1]韩斌杰.GPRS原理及其网络优化[M].北京:机械工业出版社, 2004

线路传输性能的改善措施 第2篇

关键词：ADSL,线路传输,改善措施

随着我国国民经济的发展, 人民群众的生活水平不断提高, 我国ADSL网络业发展到相对较为成熟的阶段。ADSL作为最底层的宽带接入设备的前景十分宽广, 并且在ADSL技术逐渐成熟的基础上, 其成本与投入也会逐渐降低。本文就改善线路的措施作出简单的分析与研究。

一、ADSL传输性能的改善措施1.1妥善管理外界引入线

ADSL线路传输性能受引入线段重要影响。在引入线传输质量得不到保障的情况下, 为了满足ADSL网络线路质量的提高, 要改善目前现状下市话引入线的质量。ADSL传输性能和线路传输性能稳定性受桥接抽头的影响。如果线路已存在复接情况, ADSL的开通和升速不能有效开展, 可以采取的措施是去除复接, 将桥接抽头消除。新敷设的铜缆, 要防止铜缆被复接。

1.2改善线路的布局

用户主干铜缆和配缆要受用于众多的用户, 主干铜缆和配缆的传输质量严重影响着用户的使用。为了改善线路传输性能, 提高用户使用网络安全性, 要采取措施对线路质量进行改善。加强规范线路管理, 预防性维护检修主干电缆可能出现的问题, 例如, 主干电缆的充气设备良好状态能够防止主干电缆被雨水侵蚀。改善管道和杆路的工作环境, 防止管道中的电力浸水, 杆路负载超标[2]。改善线路布局, 保障架空配缆有足够的高度、线路走势规范、线路不胡乱相互交错。规范交接箱和分线盒的管理:改善交接箱和分线盒内的线路分布, 对损害的线路进行整改, 消除没有接头的线路, 使交接箱和分线盒内部线路分布整齐有序。如果交接箱和分线盒没有完好的锁具, 要给它们重新配锁, 保障线路安全运行。

1.3长距离用户解决方案

线路距离过长导致用户申请速率无法得到实现, 面对这种情况, 首先可以采取的措施是对用户现有的网络环境进行端口调换或者线路整改等, 但是如果这些方案还不能使线路质量得到提升的话, 可以采取如下方案: (1) 铜缆线路距离在4千米到4.5千米之间, 可采用AD-SL2/2+开通下行512K的接入速率; (2) 如果长距离用户普遍集中在同一区域, 可以通过改善电缆来缩短距离或DSLAM下移的方案提高线路质量。

二、针对业务发展需求的线路敷设及运维要求

现阶段我国的市话线路是根据我国通信行业标准来进行的, 根据通信行业的标准体系敷设的市话铜缆线路能够实现电话发展业务的需求, 但是采用常规的市话铜缆线路已经不能满足ADSL宽带业务发展的需求, 需要在通信行业传统体系上进行新的调整和规划。主干线和配线所用的铜缆必须要符合YDT/T3221996《铜芯聚烯烃绝缘铝塑综合护套市内通信电缆》等有关标准[3], 用户引入线布线要求: (1) 采用双绞线或五类线铺设, 如果铺设线路过程中, 电网环境复杂或线路受到其他高频严重干扰、下线大于50米时, 建议采用铜双绞线; (2) 布线过程中, 防止线路出现接头、破损等情况, 线路也禁止在其他物体上缠绕; (3) 下户线连接端口要安装牢固无锈蚀情况, 避免雨水侵蚀; (4) 对待线路接头不能蒙混过关, 直接将线路拧在一起, 要将线路接头采用接线盒处理, 确保线路质量耐久度;引入线要防止和电力线铺设在同一区域。用户室内布线要求: (1) ADSL和电话通常连接使用同一条线路, 面对这种情况, 要加装ADSL话音分离器, 同时要规范分离器的按照方法;分离器如果不能安装在入户进线的最前端, 那就需要在所有普通话音设备前都串接上分离器; (2) 采用双绞线或五类线铺设, 线路接头不能直接拧在一起, 要将线路接头采用接线盒处理或焊接的方法, 确保线路质量耐久度; (3) 从ADSL终端到话音隔离器之间不能出现接头情况, 用户室内布线防止与电力线铺设在一起。

三、结束语

从网络的普及率中可以看出, 传统的电话用户仍然会在市场上占据主导地位, 而ADSL也开始普及使用, 这是我国宽带业务发展的必然结果。在我国宽带城域网全面成熟建设的当前, ADSL的普及与使用定会给我国的人民群众带来积极影响。

参考文献

[1]程亚奇, 陈书明, 邹慧兰, 陈本东.DSP设计和ADSL的应用[A].2010

[2]刘勇, 陈学勤, 倪辉.ADSL用户端路由功能的设计和实现[A].开创新世纪的通信技术—第七届全国青年通信学术会议论文集[C].2009

DVB-T2传输性能分析 第3篇

欧洲第二代数字地面电视广播标准[1] (DVB-T2, 简称T2) 自从2008年被提出以来, 就以其逼近信道容量的优异性能, 受到业界的广泛关注。在8MHz的带宽内, DVB-T2可提供典型30.0Mbps至最高50.0Mbps的数据传输率, 比DVB-T提高了30%。

DVB-T2采用了若干先进的关键技术。DVB-T2采用了比特交织编码调制 (BICM, Bit-Interleaved Coded Modulation) [2]方案来对抗地面传输中的深度衰落。高性能的低密度奇偶校验 (LDPC, Low-Density Parity-Check) 码和BCH码, 结合高阶调制 (最高至256QAM) , 保证了系统具有极高的频谱效率和功率效率。T2还使用了发射分集技术 (例如MISO技术) 和信号空间分集技术 (SSD, 包括星座旋转和坐标交织) , 以进一步提升系统在衰落信道下的性能。DVB-T2系统的传输是以T2帧为单位的, 一个T2帧包含一个P1符号、一个或多个P2符号、以及若干数据OFDM符号。T2帧支持物理层管道 (PLP) 技术, 不同的业务通过不同的物理层管道传输, 各物理层管道可以独立配置OFDM块的大小 (1K, 2K, 4K, 8K, 16K, 32K) , 保护间隔大小 (1/128, 1/32, 1/16, 19/256等) , 导频图案和编码调制模式。此外, DVB-T2还支持扩展子载波模式, 该模式允许更多的子载波携带数据, 以充分发掘信道的潜在传输能力。

尽管DVB-T2的性能已经十分优异, 其成功解码的信噪比门限 (SNRth) 与香农极限相比仍然有几个分贝 (d B) 的差距。以256QAM、2/3码率的传输模式为例, 其净荷数据率为39.42Mbps, 在8MHz带宽下, AWGN信道的香农限为14.69d B, 而硬件的实测结果为18.50d B (按准无误@BER=10-5条件测量) 。本文着重分析了DVB-T2系统从香农限到最终硬件实现每一步性能损失的原因:包括时频带宽积损失、编码调制损失、系统实现损失三个方面, 通过这一分析找出可以改进的方向, 从而为我国新一代地面数字电视标准的设计提供一个参考。

2 DVB-T2的系统模型

DVB-T2系统的顶层框图如图1所示。系统的输入可以是一个或多个传输流 (TS) 和/或通用流 (GS) , 每一路TS或GS流通过一个或多个物理层管道进行传输。整个系统的典型输出是在单个射频通路传输的单天线信号, T2也支持MISO (多入单出) 传输模式, 即系统将待传输信号进行空频编码后通过两个发射天线进行发射, 接收端使用一个接收天线进行接收。本文着重讨论在某种特定的编码调制方案下, 单个业务单个发射天线的情形。

在DVB-T2的发射端, 从数据比特流到待发射的射频信号, 主要包括三个处理步骤:

1.比特交织的编码调制:TS或GS流中的数据单元首先经过BCH和LDPC编码, 然后进行比特流到星座点的映射, 最后经过单元交织、时域交织等;

2.组帧:数据单元和调制后的L1信令按照给定的位置放置到OFDM符号的活动子载波 (active subcarrier) 上;

3.OFDM调制:首先插入导频, 然后经过IDFT进行OFDM调制, 最后进行循环前缀 (CP) 插入和升余弦成型滤波。

在接收端, 接收过程是发射端的逆过程, 本文的分析就是研究每一步接收时所需要的最低信噪比门限, 进而计算出每一步造成的信噪比损失。

3性能损失分析

根据接收端的数据处理过程, 导致性能损失的原因可以被归为三类:时频带宽积损失, 非理想编码调制技术损失, 以及系统实现损失。本文接下来将以256QAM调制、2/3码率的传输模式 (32K FFT大小、导频模式PP7、1/128的保护间隔、64800的LDPC码长、正常子载波模式) 为例来逐步分析系统的性能损失, 同样的方法也可用于其他传输模式的分析。

3.1时频带宽积损失

根据香农的信息论[3], 信道容量的计算公式为:

其中, W是带宽, SNR为信噪比, h是独立同分布的信道增益, Eh[.]代表对h求期望。对于AWGN信道, 信道增益恒为1, 那么 (1) 式就退化为著名的香农信道容量公式:

对于瑞利 (Rayleigh) 平衰落信道, h是服从瑞利分布的独立随机变量, 概率密度函数为p (h) =2hexp (-h2) , h≥0其信道容量为:

其中, expint (x) 是指数积分函数, 定义为:

信道容量是系统能够实现无误传输的最高信息传输率, 所以, 对于给定的信息传输速率, 系统所需的最低信噪比门限就是 (1) 式的反函数。在AWGN信道下, 最低信噪比门限可以表示为SNR=2γ-1, 其中γ=C/W表示系统的频谱效率。在Rayleigh衰落信道下, 信噪比门限没有一个闭式的表达式, 但是可以通过对 (2) 式进行插值的方法反过来求解门限。本文讨论的256QAM、2/3码率模式的净荷数据率为39.42Mbps, 信道带宽为8MHz, 因此在AWGN和Rayleigh信道下的信噪比门限分别为14.69d B和16.96d B。

给定传输速率, 即C固定, 如果带宽W减小, 信噪比门限会相应地提高。在这一小节中, 我们主要关注时频带宽积减小带来的信噪比损失。首先, 带宽的损失来自于虚拟子载波技术。一个32K-OFDM符号的结构如图2所示, 它有27265个活动子载波可以携带数据信息, 其余的子载波称为虚拟子载波不携带信息, 而是提供一定的频带间隔, 防止能量泄露到相邻的射频信道造成干扰。所以实际可用的信道带宽降低至7.61MHz。将W=7.61MHz代入 (2) 式和 (3) 式中, 可以得到AWGN和Rayleigh信道下的信噪比门限为15.47d B和17.77d B, 信噪比的损失分别为0.78d B和0.81d B。

其次, 如图2所示, 一个T2帧是由若干OFDM符号及保护间隔 (GI) 组成的, 并且在一个OFDM符号中, 有的活动子载波携带的是信令 (signaling) 或者导频 (pilot) 。保护间隔、信令或者导频所占据的时隙或者子载波均不能携带数据信息, 因此都要折算到时频带宽积的损失当中。经过计算, 在AWGN信道和Rayleigh信道下, 这一部分的损失分别为0.48d B和0.49d B。

在这一小节当中, 我们计算了时频带宽积损失带来的信噪比恶化, 在AWGN和Rayleigh信道下, 此时的信噪比门限分别为15.95d B和18.26d B (假定理想编码调制) 。

3.2非理想编码调制技术

DVB-T2采用了比特交织的编码调制 (BICM) 方案, 迭代解映射的BICM (BICM-ID) [4]作为一种可选方案, 也列入了T2的实施指南当中。BICM和BICM-ID的系统结构如图3所示。

图3中的虚线代表了再BICM-ID中的迭代解映射过程。编码调制过程带来的信噪比损失主要包括三个方面:星座图形状损失 (Shaping Loss) , 非理想编解码, 独立解映射损失。

3.2.1星座图形状损失

在分析编码调制系统的过程中, 我们通常使用数字基带等效模型:

其中, X和Y代表信道的输入和输出符号, N是高斯白噪声, h是信道增益。值得一提的是, 这里的符号指的是星座映射符号, 而并非OFDM符号, 它与前面OFDM符号中的一个数据单元对应。数字基带等效信道的信道容量仍可以用 (1) ~ (3) 式来计算, 只需将其中的W取值为1, 根据计算得到, 数字基带等效信道的信噪比门限为15.95d B (AWGN) 和18.26d B (Rayleigh) , 注意到, 这与上一节末尾的计算结果一致。因为 (4) 式假设了每一个符号都携带数据信息, 这就意味着时频带宽积的损失已经扣除了。

根据信息论, 信道容量只能在信道输入满足高斯分布的情况下才能达到。然而实际通信系统中, 信道的输入受到星座图的限制, 往往不服从高斯分布。此时, 信道的输入符号X和输出符号Y之间的平均互信息 (AMI) 成为系统能够达到的最高数据传输率, 因此, 这一互信息又被称为星座图限制下的信道容量或者CM-AMI, 即CCM=I (X;Y) , 而CM-AMI和信道容量的差距被称为shaping损失。对于星座点等概取值于星座集合x的星座图, 其CM-AMI可以通过如下式子计算:

其中, m=log2 (M) , M为星座集合的星座点数, p (y|x, h) 表示给定星座点x和信道增益h之后, 信道输出y的条件概率密度函数。

QPSK、16QAM、64QAM和256QAM的CM-AMI的数值计算结果如图4所示, 其中实线代表AWGN信道, 虚线代表Rayleigh信道。对于256QAM、2/3码率模式, AWGN和Rayleigh信道下的Shaping损失分别为1.05d B和1.08d B。

3.2.2非理想编解码

香农采用了随机编码的方法来证明信道编码定理:信道容量可以通过随机编码以及联合典型序列解码的方法达到, 译码的误码率随着码长的增长呈指数下降。这一定理同样适用于星座图限制下的信道容量, 即CM-AMI也可以通过理想的编码以及联合解映射解码达到。这里我们假设“genie-aided”解映射来研究非理想编解码带来的信噪比损失。

在迭代解映射的方案中, 需要计算星座符号第i个比特的外信息, 通常使用对数似然比 (LLR) 的形式:

其中, xi (b) 表示第i个比特为b∈{0, 1}的星座子集, LAj表示LDPC解码器传递过来的第j个比特的先验信息。而所谓的“genie-aided”解映射是假设除了待检测比特bi之外, 其余比特都已知, 这就意味着实际上只有两个可能的待传输星座点, 具体那两个点取决于除了bi之外其它比特的取值。在“genieaided”算法中, (6) 式的分子和分母将各包含上述两个星座点的其中之一, 分别对应bi取0和取1的情况, 即:

虽然“genie-aided”解映射在实际系统中不可能实现, 但它可以被看做迭代解映射系统所能够达到的性能极限, 以此来估计非理想编解码造成的信噪比损失。

如果使用“genie-aided”解映射和和积算法 (SPA) 对LDPC进行解码, LDPC的最大迭代次数设为50次, 则在BER=10-5时, 成功解码的信噪比门限为17.59d B (AWGN信道) 和20.04d B (Rayleigh信道) 。所以, 非理想编解码技术带来的信噪比损失分别为0.59d B和0.66d B。

3.2.3独立解映射损失

迭代解映射是一种解映射和解码的联合检测技术, 具有逼近星座图限制下的信道容量的潜力, 但其实现复杂度较高, 所以接收端通常采用独立解映射的方法。根据最大似然准则, 第i个比特的LLR可以通过下式进行计算:

这是对 (6) 式的一个简化, 即没有考虑LDPC解码反馈的先验信息。独立解映射系统能够达到的最高数据传输率为BICM-AMI:

根据信息论中的数据处理定理, CBICM必定小于或者等于CCM (在本文讨论的情形之中, 不可能取到等于) , 这就意味着独立解映射必然会造成性能损失。

采用独立解映射的方法对系统进行仿真, 其它仿真条件和3.2.2节中相同, 系统成功解码的信噪比门限为18.10d B (AWGN信道) 和20.72d B (Rayleigh信道) 。所以, 独立解映射损失分别为0.41d B和0.68d B。

3.3系统实现损失

上一节中的仿真都是基于理想信道估计的假设, 并且是浮点运算以及最优算法的仿真。但在实际系统中, 导频的功率比普通数据单元的功率要高, 以便得到更加准确的信道估计, 导频功率的提升会造成0.2d B的信噪比损失。其它非理想因素, 包括定时误差、信道估计误差、I/Q不均衡、定点运算误差等, 也会造成额外的信噪比损失, 这一损失在AWGN和Rayleigh信道下分别为0.20d B和0.78d B。最终硬件实测的系统信噪比门限分别为18.50d B和21.70d B。

表1给出了256QAM、2/3码率模式 (32K FFT大小、PP7导频、1/128保护间隔、码长64800、正常子载波模式) 从香农限到系统最终实现每一步损失的信噪比数值。以AWGN信道为例, 时频带宽积 (包括虚拟子载波、保护间隔、信令、导频) 造成的损失为1.26d B;非理想编码调制技术造成的损失为2.15d B, 这一部分损失可以通过类高斯星座图、比特映射技术以及性能更加优异的LDPC码来挽回;其它部分的损失为0.40d B, 通过改进接收机算法, 尤其是信道估计和定时算法, 可有效减小这一部分的损失。

4结论

本文详细分析了DVB-T2系统从香农限到最终实现每一步的性能损失, 损失的原因主要包括三个方面:时频带宽积损失、非理想编码调制技术造成的损失、系统实现损失。本文主要讨论了256QAM、2/3码率传输模式在AWGN信道和Rayleigh信道下的情况, 其他传输模式的结果可以通过类似的分析得到。通过这一分析找出可以改进的方向, 从而为我国新一代地面数字电视标准的设计提供一个参考。

摘要：本文分析了欧洲第二代数字地面电视广播标准 (DVB-T2) 的性能损失原因。从香农极限到最终系统实现, 这些损失主要来源于三个方面:时频带宽积损失、非理想编码调制技术损失、以及系统实现造成的损失。上述分析指出了DVB-T2系统性能损失较大的部分, 为将来系统的改进提供指导。

关键词：DVB-T2,性能分析,时频带宽积,平均互信息,信噪比损失

参考文献

[1]ETSI Std.EN 302 755 v1.3.1, Digital Video Broadcasting (DVB) ;Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2) , Nov.2011.

[2]G.Caire, G.Taricco, and E.Biglieri, “Bit-interleaved coded modulation, ”IEEE Trans.Inform.Theory, vol.44, no.3, pp.927-946, May 1998.

[3]T.M.Cover and J.A.Thomas, Elements of information theory.John Wiley and Sons, Inc, 1991.

数字基带传输系统设计与性能分析 第4篇

一、数字基带通信系统的蒙特卡罗模型

1、蒙特卡罗算法

蒙特卡罗法的实质是利用服从某种分布的随机数来模拟现实系统中可能出现的随机现象[2]。是以概率和统计理论方法为基础的一种计算方法。将所求解的问题同一定的概率模型相联系，用电子计算机实现统计模拟或抽样，以获得问题的近似解。为象征性地表明这一方法的概率统计特征，故借用赌城蒙特卡罗命名。又称统计模拟法、随机抽样技术。由S.M.乌拉姆和J.冯诺伊曼在20世纪40年代为研制核武器而首先提出。

2、数字基带传输系统

来自数据终端的原始数据信号，如计算机输出的二进制序列，电传机输出的代码，或者是来自模拟信号经数字化处理后的PCM码组，ΔM序列等等都是数字信号。这些信号往往包含丰富的低频分量，甚至直流分量，因而称之为数字基带信号。在某些具有低通特性的有线信道中，特别是传输距离不太远的情况下，数字基带信号可以直接传输，我们称之为数字基带传输。而大多数信道，如各种无线信道和光信道，则是带通型的，数字基带信号必须经过载波调制，把频谱搬移到高载处才能在信道中传输，我们把这种传输称为数字频带(调制或载波)传输。

3、利用蒙特卡罗进行通信系统仿真

用蒙特卡罗进行通信系统仿真有三个主要步骤：

(1)构造或描述概率过程;

(2)实现从已知概率分布抽样;

(3)建立各种估计量。

二、数字基带传输系统的仿真

1、数字基带通信系统的仿真过程

本次数字通信系统的仿真主要以数字基带通信系统为基础，产生的二进制数字序列在经过HDB3码编后经过加入高斯白噪声的信道中传输。在接收端接收后进行HDB3码的译码，然后进行抽样判决恢复出信号，此时接收到的信号因为噪声的干扰而有一定的误码，我们把接收到的信号和原来的信号相比较可以得出信号的误码率，从而分析基带通信系统的传输性能。

2、系统的误码率分析

理论上，在发送“0”和“1”等概率且在最佳判决时，理想的无码间串扰系统的误码率为：

以下是测试信噪比从-2 (dB)到14 (dB)信号的误码率大小的MATLAB仿真结果：

从上图可以看出，仿真出来的结果和理论上的数字基带传输系统的误码率还有一定差距，造成这种情况的原因为：

1、该仿真系统模型对信号的码间干扰考虑的还不是特别全面，没有做能减少码间干扰相关方面的设计，导致系统的误码率升高。

2、在基带通信系统中的发送和接收滤波器方面的相关内容没有进行仿真实验，造成信号在产生、传输、接收，抽样判决等环节出现较大的失真，导致系统的误码率升高。

3、判决门限的取值大小, 理论上在最佳门限电平下, 系统的总误码率仅依赖于信号峰值A与噪声均方根值的比值, 但是在实际的通信系统中由于高斯白噪声的干扰和其他方面因素的影响, 接收到的信号中信号的峰值和噪声的均方根也在不断的发生变化, 因此判决门限的取值大小只能最大限度的接近理论值, 而在实际情况下并不能百分百的准确判断。

结论

通过以上的分析我我们可以发现：码间串扰和信道噪声是影响接收端正确判决而造成误码的两个主要因素，我们相应的可以通过均衡和滤波技术使得信号在传输和接收的过程中的误码大大的减少，而通信仿真技术可以在这方面起到很好的辅助作用。

摘要：本文利用matlab仿真软件, 分析设计了基于蒙特卡罗的数字系统, 并对其误码率进行了分析比较。对仿真结果给出了具体详实的分析和说明。

关键词：蒙特卡罗,数字通信系统,基带传输,码间干扰,误码率

参考文献

[1]曹志刚、钱亚生:《现代通信原理》, 清华大学出版社, 1992, 214-222。

传输性能优化 第5篇

1 影响水声通信系统传输性能的因素

水声通信利用水作为传播介质, 通过声波与水相互作用将信息传输到目的地。 水声转换是水下声通信的关键技术, 在通信两端由水声换能器负责完成电/声间的相互转换。

水声通信系统的传输性能包括通信距离、 传输速率、接收灵敏度、信噪比等。 由于水声信道的复杂性,使得系统传输性能与诸多因素有关,比如:海洋中的噪声、调制方式、 编码方式、 发射接收阵列的指向性、 多途效应、环境噪声等。 在浅海近程通信中,噪声和多途效应对系统性能影响较为明显。

1 . 1 海洋中的噪声

海洋中的噪声源主要包括潮汐、洋流、海面风浪、 生物噪声、工业噪声等,是水声通信的主要干扰背景, 直接影响系统接收端信噪比和通信距离。 在人类活动频繁的近海、 港口和港湾, 生物活动和近海工业是信道噪声的主要来源,而且噪声随着时间、空间、地理位置和天气的变化而变化。

水声通信中考虑的噪声源主要有三种: 热噪声、 海洋环境噪声和舰船噪声。 热噪声由声纳接收机中的电路引入,海洋环境噪声在30 k Hz以上频段成为噪声的主要来源,舰船噪声对几千赫兹以下的低频段有重要影响。

在水下环境噪声一定时, 增大发射声源级可以明显增加系统通信距离。 利用被动声呐方程和传播损失方程可以得出声源级与通信距离之间的关系。 被动声呐方程为[4]:

其中,SL为发射声源级,TL为传播损失,NL为噪声级,DI为接收指向性指数, DT为检测阈。 将传播损失TL考虑为球面扩展和吸收损失之和时有[3]:

其中, r为通信距离,α 为吸收系数。 由以上两式可知,当给定NL、DT、DI和吸收系数 α 后, 发射声源级SL是通信距离r的函数, 通信距离r随着声源级SL的增大而增加。

1 . 2 多途效应

水声环境中多途效应的形成机理是声线弯曲和海底、 海面的反射, 海水内部结构如潮汐、 内波、 紊流等的影响, 以及声源和接收机平台的运动等, 通常浅海的多途效应比深海严重得多。

浅海近程水声传播特性主要与海况、 海深、 工作频率、发射基阵指向性等有关,由海面、海底反射产生的多途信号到达接收端时未完全衰减, 叠加后引起信号衰落。 由射线声学理论可知,高频声波在海水中传播可以视为声线在声束管中传播。 当声源发射角较大时,经海面、 海底反射后形成的多途信号数量多, 历经的时延和衰减大, 接收端信号起伏大; 当声源发射角较小时,海面、海底反射次数少,多途信号数量少,历经的时延和衰减小,接收端信号起伏小。 多途效应使发送的码元产生畸变,导致码间串扰,降低了通信的可靠性和稳定性,同时也限制了传输速率[4]。 因此, 减小多途效应的有效方法是减小声源的发射角度,即减小发射基阵的指向性开角;海水深度对多途效应亦有一定影响,深度较小时,声线更容易发生海面、海底反射,多途效应明显,此时应使指向性开角尽量小。

2 水声换能器基阵特性仿真与分析

2 . 1 发射基阵的声功率

声功率是指单位时间内声波辐射出的平均能量流,是衡量系统作用距离的重要依据。 假设单个阵元的输入电功率为Pe, 当采用n个阵元进行组阵后, 输入电功率变为n Pe, 利用电声效率 η 可得基阵的声功率P = ηn Pe,即利用阵元组阵后基阵的声功率线性增加。 因此当单个阵元的声功率提高到阈值后而无法再增加时,可考虑组成发射基阵。

2 . 2 发射基阵指向性的仿真

发射基阵是由若干换能器按一定排列形式组成的阵列,常见的平面阵有矩形阵、圆形阵、环形阵等。 发射基阵的参数包括阵元半径、工作波长、阵元数目、阵元间距等。 本文选用阵元型号为DYW-500-F,-3 d B波束宽度为4.2° , 工作频率f=500 k Hz, 阵元半径R=43 mm。 发射端阵列形式采用图1 所示的矩形阵,d1、 d2分别为X方向和Y方向阵元间距,M、N是X方向和Y方向阵元数目。

半径为R的圆形活塞阵元的指向性函数为[5]:

式(3) 中k为波数,k=2π/λ, 水中声速v=1 500 m/s, 波长λ = v / f 。 仿真得到单个阵元指向性图如图2 所示。

由半径为R的圆形活塞阵元构成矩形阵,该基阵的指向性函数(与图1 不对应)为[5]:

直角坐标系下基阵指向性图如图3 所示。

对比图2 和图3 可知: 采用多个阵元进行组阵后,基阵的波束宽度要明显大于单个阵元的波束宽度,以下分析阵元间距和数目对指向性的影响,得出最优的基阵指向性图。

假定阵元个数M=N=2, 图4 为不同阵元间距下基阵指向性图。

由图4 可知, 当d1= d2= λ / 4 时, 基阵指向角最大且没有旁瓣产生;当d1= d2= λ / 2 时, 指向角减小亦没有旁瓣产生; 当d1= d2= 3λ / 4 时, 指向角进一步减小且有1 个较小旁瓣产生;当d1= d2= λ 时, 指向角最小且旁瓣也最大。 因此可知, 在阵元数目一定的情况下, 当阵元间距逐渐增大时, 基阵的指向角逐渐变得尖锐, 旁瓣逐渐出现且幅度不断增大;选择阵元间距d=λ/2 既可抑制旁瓣产生又可获得一定指向性。

当基阵的阵元数目变化时,基阵指向性也随之改变。以阵元间距为d1=d2=λ/2进行仿真讨论,由仿真可知,当采用22基阵时,指向角最大且没有旁瓣产生;采用33基阵时,基阵指向角减小且有1个较小旁瓣产生;采用44基阵时基阵指向角进一步减小,旁瓣数量不变但幅度增大;采用55基阵时,基阵指向角最小,旁瓣幅度进一步增大,数量增加到2个。因此,在阵元间距一定的情况下,逐渐增加阵元个数时,基阵指向角逐渐减小,旁瓣逐渐产生且其幅度和数量不断增加,但增加的趋势在减小。表1为不同阵元间距和不同阵元数目时的波束宽度。

3 实验系统设计与测试

3 . 1 发射基阵的驱动与匹配

压电换能器依靠高压脉冲激励产生机械振动向外辐射声波。 激励电压过小, 辐射声功率很小; 激励电压过大有可能使阵元发生不可逆转的损坏。 因此应合理设计发射基阵驱动电路以提高能量利用率,保证各个阵元安全高效地工作于谐振频率。 基阵驱动电路部分包括阵元间的连接形式、功率的放大和阻抗匹配等[6]。

阵元间的连接形式可采用串联、并联、串并联等。 其工作特性等效为容性负载,当阵元间采用并联形式时,负载阻抗增大,匹配特性受到破坏;当采用串联形式时,由于每个阵元阻抗不同,工作时各阵元的功率特性不一致。

阵元间串联或并联时还会产生互耦合现象, 而采用串并联混合的方式也会存在上述情况[7]。 综上所述, 为提高发射阵的辐射声功率,采取了对每一个阵元使用单独的功率放大电路和匹配电路,如图5 所示。

图5 中功率放大电路由IRF840 单极型MOSFET和脉冲变压器构成。电路中, 已调信号经CD4069 升压到+12 V后输入到IRF840 的栅极, 控制MOS管的导通和关断来产生高压脉冲信号。 对已调信号进行升压的目的是保证MOS管可靠导通。

处于谐振状态的压电换能器对外呈现是一个容性负载, 若将其直接连接到功率放大电路中, 会出现很大的无功损耗,这样不仅会使换能器的效率和辐射声功率降低,而且会影响到功率放大电路的安全工作。 由于组成基阵的阵元间会有细微的差异,为保证每个阵元两端信号幅度一致,需对每个阵元单独进行阻抗匹配。

阵元的阻抗匹配分为抗的匹配和阻的匹配。 抗的匹配是指在阵元两端并联或者串联一个反向电抗( 即电感),使阵元由电抗性负载变为纯阻性负载。 当阵元抗的匹配完成后可视为纯电阻,在前级电路的等效电阻与阵元的电阻相同时阵元上才能获得最大功率,即能量最大传输定理。 阻的匹配通过脉冲变压器来实现[8]。 图5 中由并联在阵元两端的电感L1 实现抗的匹配, 而脉冲变压器TRANS1 实现阻的匹配。 进行阻抗匹配后阵元两端的信号波形具有较好的一致性。

3 . 2 系统水下传输测试分析

系统采用ASK调制, 载波500 k Hz, 基带信号100 k Hz,已调信号经功率放大和阻抗匹配后由发射基阵发出。 接收端经过前置放大、 检波、 脉冲整形后恢复出相应的基带信号。

由于室内规则水池小, 壁面和池底均带来多径反射, 影响系统测试, 因此选择开阔池塘进行系统通信测试。 池塘平均水深5 m, 发射端和接收端深度为2.5 m,收发端水平距离100 m,如图6 所示。

3 . 2 . 1 发射端采用单个阵元与基阵时接收端波形对比

测试发射端分别采用单个阵元和基阵时, 接收端信号波形如图7 所示。

由图可知发射端采用单个阵元时, 由于辐射声功率较小, 接收端信号幅度只有336 m V; 而采用基阵时, 提高了辐射声功率, 接收端信号幅度明显增大, 峰峰值达到1.96 V,接收端增益增加15 d B,有效提高了接收端信噪比。

3 . 2 . 2 基阵指向性对多途效应的抑制

测试过程中利用表1 的内容, 确定阵元间距后, 通过改变阵元数目使基阵波束宽度发生变化, 实验采用6 6 和2 2 两种阵列结构进行测试, 接收端信号波形如图8 所示。

由图8 可知接收信号中多途信号的幅度随着发射波束宽度增加逐渐增大。 当采用66 基阵时,多径效应不明显; 采用22 基阵时, 多径效应已经非常严重。 因此,基阵指向性越好,对多途效应抑制越明显。

针对浅海近程水声信道特点, 分析了水下信号传输特性,提出采用基阵结构与指向性发射控制改善多途效应的方法,通过仿真与实验对单个阵元和基阵的指向性与功率进行分析对比。 实验测试结果表明:水下传感发射指向性与传输性能有一定关系,适当控制声阵列发射角可有效抑制多途效应,有利于接收端信噪比和系统性能改善。

摘要：针对浅海水声通信中水汽界面和海底的反射产生多途效应对信号传输的影响,依据水下声传输原理,分析了水声信道中的噪声特点和产生多途效应机理,研究水声信道中声传感器指向性与传输性能关系,探讨水声传感阵列方式在水下通信环境的优势,设计合理的阵元间连接形式、阵列驱动电路和阻抗匹配电路,保证有效的功率耦合效率。经水下试验测试表明:采用一定指向性的声阵列结构,利用单个阵元波束宽度小于10°,构成阵列结构的波束宽度小于30°,并进行一定阻抗匹配,可减小能量损失,有效提高水声通信系统性能。

网络传输对控制系统性能的影响分析 第6篇

关键词：网络,控制,系统性能,传输

当前网络技术得到快速的发展和广泛的使用, 在控制系统中使用网络加以传输, 在使用上面变得更加方便、简单, 符合当前人们追求智能化的需求。下面主要从网络传输在控制系统中的优缺点着手分析, 并提出相应的优化措施。

一、网络传输控制系统概述

利用网络传输来控制系统, 使得控制系统变得更加的简便。在传统的控制系统当中, 必须在点和点之间用专门的信号线连接, 通过信号线来传输相关的控制指令, 在简单的系统之中其弊端还不是非常明显, 一旦信号接口点过多的时候, 就会发现连接线路非常复杂, 同时系统的成本也变得非常的高。而通过网络传输相关数据来控制系统直接省去了布置线路这一复杂的过程, 无论再多的传感器、执行器、控制器等都可以利用网络传输数据来进行系统控制, 系统变得极为的简单, 同时也方便后期控制系统的维护。当然, 利用网络传输来进行系统的控制也存在着很多的弊端需要解决:如网络传输延迟、数据丢失、数据错误等。需要采取相应的措施将发生这种情况的几率降到最低, 尽可能使得网络传输不会影响到系统控制的性能。

二、网络传输对控制系统性能的优缺点

任何一样事物都具有正面和负面的双重影响, 网络传输对控制系统性能的影响当让也不例外。分别分析出其正面和负面的影响, 尽可能的控制其负面影响, 扩大其所产生的正面影响, 是此次分析的根本意义所在。

2.1网络传输对控制系统性能的优点

根据网络传输应用于控制系统中的特点, 其主要具有以下几个优点:

1、网络传输的结构多样化。网络传输的控制系统使其结构不再局限于分层递阶结构, 其结构可以具有多种方式:如总线型、星形、树形等。传统的控制系统, 一般采用的都是分层控制, 逐级的进行信号传输控制, 形式单一, 在现代较大的控制系统中, 此种控制结构跟不上控制的需要。随着网络传输引入控制系统当中, 其本身所具备的网络化结构, 使得网络传输控制的结构变得多样化, 很大程度上使控制系统变得更加适用、更加稳定。

2、网络传输的节点智能化。网络传输控制系统当中最大的优点之一就是节点智能化。传统的控制系统必须在节点处用信号线连通, 通过信号线来传输控制的相关指令, 这在实际使用过程中极为不便, 特别是遇到控制系统中节点特别多的情况时, 布置信号线显得更为繁琐, 而且在后期的维修上变得非常的麻烦。网络传输的控制系统中节点智能化, 两节点之间直接通过网络实现相关的指令信息传输, 每个节点都是相对独立的单元, 具备独立的功能, 使得不需要通过信号线传输, 省去布置线路的麻烦和后期的维修麻烦。

3、网络传输控制现场化、功能分散化。网络传输的控制系统可以通过现场的智能化设备直接进行控制, 而传统的控制系统控制必须要在中央控制系统上面进行控制才能够得以实现, 使得人们在使用的时候变得非常的方便。同时, 网络传输的控制系统通过将控制功能分散到单独的智能设备上, 同传统的控制系统相比危险的系数也得到分散, 提高了系统的可靠性和安全性。

4、网络传输控制系统开放化。网络传输的控制系统其中涉及到的智能设备都是遵循一定的标准进行生产的, 在出现问题需要更换时, 更容易找到相应的产品进行更换。不同于传统的控制系统, 相关的系统控制配件是某个厂家独有的型号, 其它厂家的存在不匹配的问题, 在出现问题的时候更换极为麻烦。

2.2网络传输对控制系统性能的缺点

网络传输在控制系统中也存在着一些常见的问题, 以下是网络传输对控制系统性能的缺点:

1、网络传输延迟导致系统性能变差。通过利用网络传输来控制系统, 相关的控制指令在传输的过程中, 必然受到网络带宽的影响。如果网络带宽不足或者使用的人较多, 就会造成控制指令在传输过程中出现拥堵、排队的现象, 等传输到相关接受设备并做出指令的动作, 中间有一段等待时间, 这就是网络传输延迟, 这种现象直接影响着控制系统的正常使用和系统的稳定性。

2、网络传输数据丢包影响系统正常使用。网络传输数据丢包指的是在传输过程中部分控制指令丢失, 没有被相关的设备接收到。在网络传输控制的过程中, 很多时候存在着同时传输多个控制信号的现象, 但是在传输途中, 由于网络不畅或者突然性断网, 导致传输的网络信号中断。当然, 目前的网络传输大多都存在自动重新传输的功能, 但是这其中存在着一定的时间限制。如果在中途又发送过其它的指令, 网络传输的实时性会自动选择后面的指令信号, 导致部分网络数据丢失的现象出现, 从而影响控制系统的整体性能。

3、网络传输出现误码导致系统控制出错。网络传输的控制指令首先需要进行编码, 然后在进行传输, 相关设备接受到编码进行解码, 做出控制指令的动作。网络传输环境所具备的不确定性, 使得控制指令的数据编码在传输过程中存在着不确定性, 误码的现象也就变得不可避免, 直接导致所发出的指令和做出的实际动作存在着差异性, 对系统的精确控制造成影响。

4、网络传输出现数据错序影响系统控制。网络传输的数据在经过多台计算机或者通讯设备且路径不单一时, 就容易出现数据包的时序错乱的现象。数据包的时序发生错乱, 使得最后设备接收解码时出现错误的现象, 系统控制的指令也就发生相应的错误, 为系统控制带来不利的影响。

三、网络传输在控制系统中的优化措施

网络传输在控制系统中存在的一部分问题 (网络延时、数据丢包、误码、数据错序等) 是无法避免的, 但是这部分问题又对系统控制的稳定性和安全性存在在着很大的负面影响, 因此, 如何对网络传输在系统控制中进行优化变得极为重要。

1、提供良好的网络环境。通过分析可以知道网络延时、数据丢包、误码、数据错序等问题很大程度上都是因为网络的质量或者外部环境不好所导致。因此为了减少这部分问题出现的频率, 应当尽可能的提升网络环境。第一, 提高网络的带宽。将整个控制系统所用的网络带宽提高, 使用独立的网络, 保证控制系统在使用的时候不会存在拥挤的现象, 提升网络传输的整体性能。第二, 提升网络传输的外部环境, 尽可能的营造一个有利于网络传输的环境。

2、提高控制系统相关设备的质量。控制系统中的相关设备的质量也对网络传输控制性能有很大的影响, 因此在选取相关设备的时候尽量选择具有一定质量保证的设备, 保证网络传输顺利完成后, 相关设备能够及时的执行所发出的控制指令。

四、结束语

经过本文的分析和研究, 了解通过网络进行控制其控制性能主要受到两方面的影响:网络的质量影响和控制设备的质量影响, 这两者都会对网络传输控制性能造成直接的影响。因此在考虑提高网络传输的控制系统性能时从提升网络的质量和提升控制设备的质量两方面入手, 来达到综合提高网络传输在控制系统中的性能。通过对网络传输在系统控制中的不利因素分析, 更为方便具有针对性的制定相关的预防措施。

参考文献

[1]邓亮, 陈抱雪, 隋国荣, 张建彬, 王关德.信息传输对网络采样控制系统输入/输出的影响[J].控制理论与应用, 2011, 06:819-826.

[2]于灏, 马妍, 王新华, 井元伟, 周玉成, 王丹.随机带宽分配对复杂网络传输性能的影响分析[J].复杂系统与复杂性科学, 2015, 01:80-84.

[3]徐杨, 李响, 常宏, 王月星.复杂网络特性对大规模多智能体协同控制的影响[J].软件学报, 2012, 11:2971-2986.

[4]刘磊明, 童朝南, 袁立.关于网络控制系统中的延迟对系统性能影响的研究[J].信息与控制, 2005, 03:263-268.

传输性能优化 第7篇

近年来,卫星通信以具有全球覆盖、不受地面障碍物条件限制、能够快速布设和组网灵活等一系列优点,使其成为无线通信的主要手段之一,许多跨地域的骨干网络采用了卫星链路。

TCP/IP协议是发展至今最成功的通信协议,是唯一可以通达世界范围内Internet连接的通信协议。TCP协议是针对低速地面网络进行设计的,它采用的通信机制,很好地适应了地面网络环境[1,2]。但是,当TCP协议直接用于卫星链路时,TCP协议的通信机制使得其信道吞吐量等性能受到很大的影响,导致TCP协议效率的降低和卫星链路资源的浪费[3,4]。

可以采用协议网关(协议欺骗)技术实现TCP协议在卫星链路性能的提高。协议网关通常采用一种适合与卫星链路的通信协议进行二次开发得到。本文分别对TCP协议和XTP协议在卫星信道的传输性能进行了仿真对比和分析。指出XTP协议是一种适合与卫星链路数据传输的通信协议[5]。

1 网络仿真

网络仿真技术是一种采用统计分析和数学建模的方法来模拟网络传输,通过建立通信网络的统计模型,模拟网络传输方式和流量控制,从而得到进行网络设计和优化所需要的网络性能数据的一种技术。

仿真试验通过模拟网络环境和基于统计分析的概念,所以能够精确地体现统计复用的随机特性。

2 仿真和结果分析

2.1仿真平台的选取

目前可使用的网络级仿真软件有NS2和 SMATLAB等。本文选用的NS2(Network Simulator,version 2)软件是一种面向对象的网络仿真器,是一款面向IP网络的离散事件仿真软件。NS具有良好的可扩展性,主要是由于其采用了离散事件驱动的模式,并且其设计的出发点是网络仿真。NS可以仿真有线网络和无线网络中数据链路层及以上各层次对数据报文的各种操作。NS2仿真软件中许多协议的源代码和实际应用的网络中的源代码十分近似,所以它是目前人们优选的仿真软件[6,7]。

2.2仿真设计

在实际的仿真试验中,NS2仿真软件所提供的协议集代码并不包括XTP协议,所以,必须为仿真实验的使用开发XTP协议代码集,同时还必须编写所需的Otcl脚本程序。

2.2.1 仿真场景设计

仿真试验的目的是在不同卫星信道的条件下,对比XTP和TCP2协议的传输性能,可采取2个网络节点的形式进行,中间链路模拟卫星信道(固定时延=270 ms、带宽=2 Mbps、误码率=10-6)。仿真实验模拟场景如图1所示。

在仿真试验中,可通过分别变化仿真模型中卫星信道的误码率、时延和带宽的某一参数,来仿真XTP、TCP协议在卫星信道的传输性能。

2.2.2 添加XTP协议到NS2中

NS2中的构建采用分裂对象模型,通常是由2个相互关联的类来实现,一个采用C++对象,方便算法的实现和提高执行效率;另一个采用OTcl对象,方便修改拓扑和节点属性,为C++对象提供面向用户的接口。用户通过Otcl类提供的用户接口来访问所对应的C++对象的成员变量和函数。由于NS2仿真软件不支持XTP协议,仿真过程必须编写相应的C++程序,并将实现类添加到NS2的核心仿真器中。

在NS2核心仿真器中添加XTP协议的方法和步骤:

① 定义包头;

② 协议的实现;

③ 关联tcl对象与C++对象;

④ 关联tcl对象与C++对象的包头;

⑤ 修改common/packet.h文件,在其中增加新(XTP协议)的包类型定义;在tcl/lib/ns-packet.tcl’文件中添加新的包的入口;编辑tcl/lib/ns-default.tcl’文件,定义新添加的Agent/Ping包的默认大小;修改Makefile’文件,在ns的对象文件列表中添加编译好的XTP协议;

⑥ 重新编译ns,运行make depend和make。

2.3仿真过程

本文的仿真包括XTP协议在卫星链路的数据传输和TCP协议在卫星链路的数据传输2个方面。

对TCP协议的仿真,仿真软件具备TCP协议代码,只需编写Otcl脚本文件即可,仿真试验过程如图2所示。

标准NS2仿真软件支持的协议集代码不包括XTP协议,需要为仿真实验的使用开发XTP协议代码集。XTP协议的仿真试验过程如图3所示。

2.4仿真结果分析

在仿真试验中,根据卫星链路的特点,从信道时延、带宽和误码率3个方面进行了仿真试验,对采用XTP协议和标准TCP协议获得的仿真结果进行对比和分析。

典型卫星链路的误码率大约为10-6[8],可以选定固定的信道带宽(2 Mbps)和时延(270 ms,单跳时延),在误码率由0～10-6变化条件下,对采用XTP协议和标准TCP协议时,信道吞吐量随信道误码率变化情况进行仿真试验。仿真试验结果如图4所示,采用标准TCP协议时,卫星信道误码率的变化对信道吞吐量的影响非常明显,当误码率由0～10-6变化逐渐时,TCP协议在卫星信道的吞吐量下降很快。但是,在误码率由0～10-6变化时,对XTP协议影响不大。在信道误码率达到10-6以上时,XTP协议的信道吞吐量也会随着误码率增加明显下降。

对于采用不同轨道卫星的通信链路,信道时延差别很大:采用静止轨道系统时延是250～280 ms,采用中轨系统时延是110～130 ms,采用低轨卫星系统单向传播时延是20～25 ms[9,10]。同时,系统时延还可能受到其他因素的影响:如路由选择、星上处理速度等。由此,可以选择在固定信道带宽(2 Mbps)和误码率(10-6)条件下,仿真时延变化时标准TCP协议和XTP协议的在卫星信道的吞吐量,仿真试验结果如图5所示。

由仿真结果可知,随着信道时延的不断增加,XTP协议的信道吞吐量变化不很明显,基本上保持较高的信道利用率;TCP协议的卫星信道吞吐量会迅速降低。

不同的卫星通信系统,可能采用不同带宽的卫星信道。所以,针对不同的信道带宽,在固定时延(270 ms,单跳时延)和误码率(10-6)情况下,做了仿真试验,仿真试验结果如图6所示。

仿真试验结果表明,当信道带宽在790 kbps以下时,采用XTP协议和TCP协议2种通信协议的信道吞吐量随着信道带宽线性增加而线性增加,采用XTP协议和TCP协议的信道吞吐量基本相同。当信道带宽超过一定的限度时(本次仿真试验带宽在790 kbps附近时),采用XTP协议信道吞吐量仍然随着信道带宽的线性增加而近似线性增加,保持了较高的信道利用率;而采用TCP协议时信道吞吐量保持了一个基本固定的数值,不再随带宽的增加而增加。

3结束语

仿真试验表明,在卫星信道的网络环境中,采用XTP协议与采用传统的TCP协议相比,可显著提高卫星信道的传输效率,在带宽2 Mbps、误码率为10-6情况下,信道利用率可达89%左右。由此可以得出采用XTP协议比采用标准TCP协议,能够显著提高卫星信道的传输效率的结论,这为基于XTP协议开发卫星协议网关提供了仿真依据。

应该指出的是,仿真试验环境与实际的网络环境千差万别,所以,仿真技术不能完全替代传统的网络验证方法。

参考文献

[1]屠翊.卫星网上的TCP/IP改进方法及仿真验证[D].南京:南京邮电大学,2004.

[2]张亚生,彭华,谷聚娟.卫星TCP加速技术研究[J].无线电通信技术,2010,36(5):29-31.

[3]周兆清,陈立军.TCP/IP协议在卫星链路上的应用研究[J].无线电工程,2006,36(1):47-50.

[4]丹尼斯.罗迪.卫星通信(第3版)[M].张更新译.北京:人民邮电出版社,2002.

[5]贾亚军.一种新的网络传输协议—XTP[J].计算机系统应用,1997,20(5):25-28.

[6]徐雷鸣,庞博,赵耀.NS与网络模拟[M].北京:人民邮电出版社,2003.

[7]王永胜,吴德伟.卫星通信网络仿真研究[J].无线电通信技术,2004,30(4):1-3.

[8]王秉钧,王少勇.卫星通信系统[M].北京:机械工业出版社,2004.

[9]张希辉,昝俊军.卫星通信传输延时误码率的比较研究[J].无线电通信技术,2010,36(6):30-33.