OFDM超宽带

OFDM超宽带（精选8篇）

OFDM超宽带 第1篇

超宽带 (UWB) 是近年来进入公众视野并逐渐引起关注的一种无线传输技术。它具有传输速率高、系统容量大、功耗和成本较一般系统低等特点, 被视为短距离、高速无线连接最具开发潜力的物理层技术之一。2002年美国联邦通信委员会 (FCC) 对民用UWB作了如下定义:凡是中心频率大于2.5GHz, 10dB带宽大于500MHz或者频宽载频比大于20%的系统均可以称作超宽带系统。

目前超宽带UWB物理层技术标准存在两种主流方案, 单载波UWB (Direct Sequence UWB) 和多频带UWB (MB OFDM UWB) 。其中多频带UWB是利用现有成熟的跳频技术与OFDM相结合, 具有较高的频谱利用率、较强的抗干扰性等优异性能已获得绝大多数厂商的支持。本文详细阐述了多频带OFDM技术的基本原理和系统模型, 在IEEE802.15.3a推荐的四种情况下的信道模型下, 通过MATLAB仿真了MB-OFDM系统性能曲线, 并给出了仿真结果。

2多频带UWB系统

2.1 多频带UWB系统原理

FCC将超宽带MB OFDM系统的7500MHz频段划分为分为14个子频带, 每个子频段带宽为528MHz, 数据符号在每个子频带上经过OFDM调制后进行传输。同时, FCC还规定了每个子频带的载波数和每个MB OFDM符号长度:其中MB-OFDM发射系统使用的子载波信道数为128个, 通过QPSK调制方式;每个符号长度定位为312.5ns, 包括了60.6ns的循环前缀 (CP) 和9.5ns的保护间隔 (GI) , 这样是为了进一步降低信道间干扰。

2.2 多频带UWB系统结构

MB-OFDM系统是一个采用OFDM和FH机制相结合的多载波UWB系统。从图1、图2可以看出, MB-OFDM系统发送接收结构与OFDM系统相类似, 只是FFT的长度、子载波间隔等具体参数不同。另外, FCC对UWB系统功率限制在41.3dBm, 因此只能采用QPSK调制方式, 一方面可以以较低的辐射功率保证传输的可靠性, 另一方面也弱化了MB-OFDM系统的峰均比问题。

3 IEEE802.15.3a标准信道模型

由于超宽带信号频带极宽, 因此其信道模型不同于一般的无线衰落信道。IEEE标准化组织802.15.3a工作组于2003公布了UWB室内信道建模的最终建议, 被称为改进的S-V信道模型。目前, 该信道模型己经得到广泛的认可, 并成为各研究机构进行超宽带系统性能仿真的公开信道平台。

该模型的时域冲激响应可以表示为:

undefined (1)

其中, X是代表信道幅度增益的对数正态随机变量, αi, k是第i簇中第k条路径的系数, Ti是第i簇的到达时间, τi, k是第i簇中第k条路径的时延。

根据式 (1) 所描述的数学模型, IEEE802.15.3a工作组给出了四种典型应用环境下的模型参数值, 其中CM1对应的是0～4米的视距 (LOS) 环境, CM2是0～4米的非视距 (NLOS) 环境, CM3是4～10米非视距 (NLOS) 环境, CM4是极限NLOS多径信道。图3分别仿真了CM1至CM4环境下信道模型的冲激响应:

从图中可以看出, CM1信道第一条多径分量传输的能量最高, 而CM2、CM3和CM4信道一样, 时间弥散性较CM1来说越来越严重, 但最强峰值都不是出现在第一条路径, 这是NLOS情况下发射机和接收机之间有障碍物的典型结果。

4多频带UWB系统仿真

在多频带UWB系统仿真中, 系统子载波用QPSK调制方式, 每个子频带的载波数目为128。图4是一个MB-OFDM基带信号时域的仿真波形, 从图中我们可以看出MB-OFDM符号周期内包括9.5ns的保护间隔和60.6ns的循环前缀, 总符号长度为312.5ns。

图5是在CM1～CM4四种信道环境下, MB-OFDM UWB系统的误码率性能曲线。从图中看出, CM1信道性能最好, CM2与CM3性能比较接近, 而CM4为极端多径信道, 性能有较大恶化。

5小结

本文结合MATLAB仿真软件, 深入研究了IEEE802.15.3a标准信道模型下MB-OFDM系统性能, 并对整个基带传输系统进行建模和仿真。通过仿真研究可以看出, 采用不同的信道环境得到不同的系统性能, 环境越差, 系统性能越差。但是MB-OFDM UWB系统由于多载波调制, 一个主要缺点就是存在高峰值平均功率比 (PAPR) 问题, 因此, 采用一定的技术来降低MB-OFDM信号的峰均比将成为新的研究热点。

摘要：多频带OFDM以其优异的性能成为超宽带通信系统的主流标之一。本文详细阐述了多频带OFDM超宽带的基本原理和系统模型, 结合IEEE802.15.3a推荐的四种信道模型, 通过MATLAB仿真MB-OFDM系统性能曲线, 并给出了仿真结果。

关键词：多频带OFDM,UWB,IEEE802.15.3a信道模型

参考文献

[1]李长青, UWB-OFDM系统中若干关键技术的研究, 北京邮电大学博士学位论文, 2006.

[2]张新跃, 沈树群。OFDM技术在UWB系统中的应用及前景展望。数据通信, 2004, 5-1

[3]蒋婷婷, UWB多径信道分析与MB-OFDM系统的信道仿真, 上海大学硕士学位论文, 2007

[4]尹长川, 罗涛, 乐光新。多载波宽带无线通信技术[M].北京邮电大学出版社, 2004.

超宽带天线的研究与设计 第2篇

李庆娅 李晰 唐鸿燊

摘 要： 本文设计了一款差分微带超宽带天线，通过改变馈线和尺寸和接地板上缝隙的半径,优化了天线的性能，所实现的天线带宽为11.5 GHz，且有较好的辐射特性。在此基础上，通过在两贴片上对称地开槽，得到了在5 GHz处有陷波特性的超宽带天线。关键词：超宽带天线；差分天线；带阻特性

Research and Design of Ultra-wideband Microstrip Antenna

Li Qing-Ya, Li Xi, Tang Hong-Shen Abstract: In this paper, a differential microstrip ultra-wideband antenna is designed.It is optimized by changing dimensions of feeding line and radius of slot in the ground.The simulated and measured results show that the frequency bands of antenna is 11.5 GHz.Also, it has good radiation characteristics.Based on this, by etching the slot in the patch symmetrically, the ultra-wideband antenna with band-notch characteristics at 5 GHz is achieved.Key words: Ultra-wideband antenna;differential antenna;band-notch characteristics 引言

近几年,随着超宽带(UWB)通信技术的快速发展，对应用于短距离无线通信系统中的天线提出了更高的要求，不仅要求天线尺寸小、剖面低、价格便宜，易于加工并可集成到无线电设备内部，同时，还要求天线阻抗带宽足够宽，以便覆盖整个UWB频段。美国联邦通信委员会(FCC)规定UWB信号的频段为3.1 GHz-10.6 GHz。这个通信频段中还存在划分给其他通信系统的频段，如5.15 GHz到5.35 GHz的IEEE802.11a和5.75 GHz到5.85 GHz的Hiper-LAN/2。

在接地板上开缝是实现超宽带天线的方法之一，常见的缝隙形状如倒锥形[1]、矩形、半圆形、梯形[2]等。文献[2]中仿真优化并制作了一个小型化超宽带微带天线，在整个工作频段2.15-13.47 GHz内，该天线的回波损耗均在-10 dB以下，增益基本稳定在3~6 dB之间，并具有比较稳定的辐射特性。在超宽带天线的基础上通过在辐射贴片上开槽实现带阻特性，槽的形状有L形[3]、矩形[4]、E形[5]等，文献[5]提出了一种新型的具有双阻带特性的超宽带天线，制作出实物并验证了天线的超宽带和陷波特性，即在中心频率3.75 GHz和5.5 GHz附近的频带范围内具有良好的陷波特性。

本文首先设计了超宽带天线，研究了天线的回波损耗S11和辐射特性与天线环形接地板尺寸的关系，改善了天线的带宽。在此基础上，通过改变贴片和微带线的尺寸。并利用折合形开槽技术在贴片上开槽，有效实现阻带。2 天线设计

本文设计天线结构如图1所示。图1(a)中天线的辐射贴片，位于介质基板的上表面，图1(b)是刻蚀了圆形缝隙的地，位于介质基板的下表面；天线采用介质为RogerS RT/duroid 6006，相对介电常数为6.15，厚为0.5mm的介质基板，尺寸为 29.6 mm×33.6 mm；馈电部分为50欧的微带线。

(a)正面结构

(b)反面结构

图1 天线平面结构示意图 仿真结果

天线的设计尺寸为p2l=5.3 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.23 mm、cr=13.4 mm。采用三维电磁仿真软件HFSS对所设计天线进行仿真，结果表明cr、p2l和p1x对天线的带宽影响较大。图2-4给出了这些参数变化时，天线的反射系数。当研究天线的某一尺寸与天线特性的关系时，保持其他尺寸不变。

图2给出了不同cr值时天线S11的仿真结果，可以看出工作频率的最小值fmin随cr的增加而增加，由2.5 GHz增加到3 GHz；工作频率的最大值fmax随cr的增加而减小，由13 GHz减小到11.8 GHz。当cr=13.0 mm时，带宽最大，为2.5-13 GHz，实现超宽带10.5 GHz。

图3给出了不同p2l值时天线S11的仿真结果，可以看出改变p2l的值对7 GHz处的S11值有明显改善作用。当p2l=5.0 mm时，7 GHz处的S11值变化明显由原先的-11.334 dB下降到-37.6264 dB。

图4给出了不同p1x值时天线S11的仿真结果，可以看出改变p1x对7 GHz处的S11值有明显改善，且当p1x=0.20 mm时，7 GHz附近的S11在-10 dB以下，并且带宽最大，达到2.68~12.63 GHz。

0-5fmin0-5-10-10S11(dB)S11(dB)fmax-15-20-25-30-35-4012-15-20-25-302345 cr=13.0mm p2l=4.0mm p2l=5.0mm p2l=5.3mm p2l=6.0mm*** cr=13.4mm cr=13.8mm cr=14.0mm67891011121314Frequency(GHz)Frequency(GHz)

图2不同cr时天线的S1图3不同p2l时S11与频率的关系

0plx=0.20mm-5plx=0.24mmplx=0.28mm42Gain(dBi)S11(dB)-10plx=0.30mm0-2-4-***89Frequency(GHz)10111213-62468101214Frequency(GHz)

图4不同p1x时S11与频率的关系图

图5增益图

4测试结果

根据前面的研究结果实现的天线如图6所示，天线的尺寸为p2l=5.0 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.20 mm、cr=13.4 mm，使用Agilent公司的网络分析仪N5221测量了天线的S参数，结果如图7所示。对比图2中cr=13.4 mm和图7可知，天线测量结果与仿真基本一致，尤其在在6 GHz-13 GHz处较为吻合。天线的方向图和增益如图8-10所示。图8给出了天线增益，在3-8GHz，增益都大于3dB，最大值为4.11dB，而在3-12GHz，增益较低，尤其在11GHz时，只有-6dB。图9-10给出了天线在5GHz处的方向图，可以看出，天线在H面为全向辐射，在E面方向图为8字形，在其他频段的方向图与5GHz处的基本相同。对于实测与仿真结果的差距，可以通过提高加工精度和改进测量技术来得到改善。

(a)正面结构

(b)反面结构

图6 天线实物图

50-5S11(dB)0-5Gain(dBi)-10-15-20-25-30-10-15-20-354812Frequency(GHz)16200246810121

4Frequency(GHz)

图7 实际天线回波损耗S1图8 增益图

00-20-40-60-80-60-40-200210***027090 033030 co-pol cross-pol 0-30-60-90-60-30024027033030 cross-pol co-pol300603006090 120210180150

图9 H面方向图

图10 E面方向图 5GHz处实现有阻带特性的超宽带天线

为了进一步增加5 GHz附近的S11，减小这个频段的辐射，实现有陷波特性的超宽带天线，在圆形贴片上加载多边形槽线，其结构如图11所示，槽线的总长度计算公式为

Lslotc/{2f[(r1)/2]1/2}

(1)其中c表示光速;f为槽线的谐振频率;εr为介质板的相对介电常数[5]。根据陷波频带的中心频率为5 GHz，由式(1)计算出槽线的长度为15.84 mm.图12给出了fl3对S11的影响，由图知，当fl3改变时，即槽线的总长度改变时，天线的陷波频段也随着变化，当fl3=1.5 mm时，5GHz处fl3最大并在-10 dB以上；此时的增益图如图13所示，可以看出，当f=5 GHz时，增益由原来的3.2dB降为-1.68451 dBi，在其他频段增益基本没变化。

图11 开槽的正面结构模型

0-5-10-15-20-25-300246 fl3=1mm fl3=0.5mm fl3=0.9mm fl3=1.5mm8101214642Gain(dBi)S11(dB)-2-4-6246810Frequency(GHz)1214

Frequency(GHz)0

图12不同fl3时S11与频率的关系图

图13 增益图 结论

本文所设计的差分超宽带天线，实现了2.5~13 GHz的工作带宽，辐射特性良好。天线尺寸为：p2l=5.0 mm、p2x=2.7 mm、p1l=5.4 mm、p1x=0.20 mm、cr=13.4 mm。利用折合形开槽技术在两贴片上分别对称开槽，在5GHz处实现了阻带特性。参考文献：

OFDM超宽带 第3篇

近些年来, 超宽带 (UWB) 无线通信技术以其速率极高、价格较低等特性开始进入公众视野, 受到广泛关注, 已成为新兴技术研究热点的代表之一[1]。美国联邦通信委员会 (FCC) 将3.1GHz～10.6GHz共7500MHz的频谱分配给超宽带使用。单载波UWB (Direc Sequence-UWB) 和多频带UWB (MB OFDM UWB) 是超宽带UWB技术物理层的两种技术方案, 其中多频带UWB是利用现有成熟的跳频技术与OFDM相结合, 性能优异, 最有希望成为超宽带技术的最终标准。

MB OFDM方案是一种先进的多载波调制方法, 整个系统设计单个收发天线, 利用OFDM技术传输每个子带的信息。研究表明, 多输入多输出MIMO (multiple input multiple output) 技术通过使用多个收发天线可以提高通信系统的容量和频谱利用率[2]。该文将MB OFDM和MIMO技术结合起来, 利用空时编码 (STBC) 和V-BLAST编码技术, 通过仿真结果证明了基于多天线的超宽带OFDM系统能改善系统性能, 获得更高的系统容量。

2 MB-OFDM UWB系统

FCC将超宽带MB OFDM系统的7500MHz频段划分为分为14个子频带, 每个子频段带宽为528MHz。其中中心频率与子频带的关系如下式:2904+528nb, nb=1...14 (MHz) 。每个子频带使用128个子载波, 要传输的数据经过OFDM调制后进行传输, 其中只有100个子载波用于传输数据, 其他子载波用于相位跟踪和用户自定义[3]。

MB OFDM方案设计每个符号长度为312.5ns, 符号长度中包括9.5 ns的保护间隔和60.6 ns的循环前缀, 系统的调制方式采用时频交织 (TFI) 和QPSK, 编码速率可以根据需要变化, 不同的编码速率和扩频因子决定了系统不同的信息速率, 信息速率可以从55Mbps到480 Mbps。图1所示的是超宽带MB OFDM的系统结构图。

3 多天线MB-OFDM UWB系统

3.1 STBC编码方案

在空时分组码 (STBC) 中, 设需要K个符号 (x1, x2, ...xK) , 将来自信源的二进制信息每Kq个比特为一组, 对其进行调制后可得到这K个符号 (x1, x2, ...xK) 。用空时分组编码器对这K个调制符号进行编码, 根据传输矩阵X生成的码块序列分别从M根发射天线同时发送到信道[4]。为了实现完全发射分集, X是基于正交设计构造的, 因此, 其中是一个N的单位矩阵。假设Rj= (r1j, r2j, ..., rPj) T为第j副接收天线的接收向量, 表示与第j副接收天线对应的信道向量。在接收端, 根据从接收天线上得到的信号接收矩阵计算关于所有发送码字的度量[5]:并寻找出度量值最小的码字, 完成最大似然译码。

3.2 STBC与V-BLAST相结合的编码方案

V-BLAST的原理为:通过采用多根发射接收天线实现数据流的多路并行传输。信息源数据经串/并转分成M个并行数据子流, 分别送入M个信道编码器进行分组编码或卷积编码, 然后通过相同的调制器进行信号映射, 最后对输出的M路调制信号构造成垂直结构 (Vertical BLAST) 并由M个天线发射。在接收端, 采用迫零和符号抵消相结合的算法对空时信号检测, 译码, 得到最后的判决数据[6]。

本文以四发四收为例, 每两根天线分为一组, 在组内采用Alamouti空时编码, 在接收端采用ZF或MMSE准则的V-BLAST算法。具体译码步骤如下:

通过对上面1～4步进行迭代运算, 即可将发射信号向量解码。

4 仿真结果

在多天线超宽带MB OFDM仿真系统中, 系统子载波用QPSK调制方式, 每个子频带的载波数目为128。采用STBC和V-BLAST结合编码, 在四发四收模式和改进的S-V多径信道cm3环境下, 仿真结果如图2所示。从图中可以看出:与普通的超宽带MB OFDM系统相比, 多天线超宽带MB OFDM系统性能有显著提高, 而且, 结合STBC的V-BLAST系统性能明显优于传统的V-BLAST。

5 结论

本文采用了MIMO-OFDM系统中经典的空时分组码和空时分层码方案, 结合两者的特点, 将这种混合型的编码方案应用多天线超宽带系统中, 并给出了系统传输误码率的仿真曲线。仿真结果表明, 采用两者结合的编码方案, 在降低误码率的同时, 提高了传输效率, 有效改善移动通信系统的性能。

摘要：在对多带 (MB) OFDM UWB通信系统进行研究的基础上, 结合空时分组码 (STBC) 和空时分层码 (V-BLAST) 两者的特点, 该文分析了混合型编码的多输入多输出 (MIMO) MB OFDM超宽带通信系统, 并详细介绍了系统模型和编译码原理, 对系统性能进行了仿真。仿真结果表明, 在改进的S-V多径信道环境下, 两者结合的多天线MB OFDM系统不仅具有更高的分集增益和传输效率, 而且误码性能有所提高。

关键词：MB OFDM,信道容量,STBC,V-BLAST

参考文献

[1]Porcino D, Hirt W.Ultra-wideband radio technology:potential and challenges adead[J].IEEE Communications Magazine, 2003, 41 (7) :66-74.

[2]金一剑, 葛利嘉, 叶凌峡.MIMO-MB-OFDM超宽带通信系统的研究[J].计算机技术与发展, 2007 (12) .

[3]FCC First report and order, revision of the Part 15 commission's rules regarding Ultra Wideband Transmission Systems, ET-Docket 98-153, April 22, 2002.

[4]谢丹, 杨守义.基于STBC的MB-OFDM系统性能研究[J].通信技术, 2009 (12) .

[5]Branka Vucetic, Jinhong Yuan.空时编码技术[M].王晓海, 等, 译.北京:机械工业出版社, 2004.

新型超宽带天线设计 第4篇

超宽带天线是信息战中电子对抗的关键设备,而且在通讯及冲激雷达等领域获得了广泛的应用。因此设计一种结构简单、性能良好的超宽带天线具有重大的现实意义。稳定的辐射模式,平坦的带内增益和近似线性的相位变化是超宽带天线设计的重要指标和难点。近年来年来获得了广泛的重视。超宽带天线按照最大辐射方向可分为定向超宽带天线和全向超宽带天线。常见的定向超宽带天线形式主要包括螺旋天线、超宽带喇叭天线、对数周期天线和渐变槽缝天线等[1,2,3],其中螺旋天线具有工作带宽大、尺寸小等优点,但这类天线馈电网络设计复杂,相位中心不固定,传输时域信号会出现教严重的失真[3];槽缝天线具有加工简单、成本低、增益高和定向性好等优点,成为定向超宽带天线的研究热点和主要应用形式。此外长缝隙超宽带天线由于其低纵向尺寸、方向图稳定等优点,最近也获得了广泛的关注。全向超宽带天线的主要结构形式是双锥天线及其演变结构,如泪滴天线、蝶形天线、单极子天线等[4,5]双锥天线相位中心稳定,但尺寸较大,加工难度高等缺点限制了其应用范围。蝶形天线是双锥天线的平面结构,其工作带宽不如后者,高频时方向图分裂为双向辐射,主要用于探地雷达等领域。单极子天线由于其高辐射效率,超宽的工作频带和抑郁加工等优点成为当前主流的全向天线结构。但是同蝶形天线相似,由于辐射元为平面结构的限制,在频率升高时方向图将发生分裂[6]。

本文以圆片单极子天线为基础,设计了一种新型的对称结构天线,具有53∶1的带宽比,H面方向图保持稳定,E面主辐射方向保持在水平方向。制作了实物并测试,测试结果与仿真结果一致。

1天线结构

天线结构如图1所示,由对称的两组交叉结构的单元构成。每一个单元包括4片金属片,它们以轴线为中心,在空间每隔45°放置。金属片形状由两个半径不同的圆弧组合形成,其中大圆弧半径100 mm,小圆弧半径30 mm。天线通过直径为3 mm的同轴线馈电,同轴线通过一个单元的轴线与另一单元连接,馈电距离为0.5 mm。天线整体尺寸高220 mm。

2天线设计与仿真

天线模型的建立和辐射特性仿真在基于有限积分法的CST软件中完成。根据CST中网格设置的要求,并考虑仿真结果正确性,这里只对25 GHz以下的频率进行了仿真。图2给出了天线反射系数的仿真结果,结果显示在(0.4625)GHz频带内天线反射系数小于-10 dB,且该天线可以工作于更高的频率。大小圆的嵌套结构改善了阻抗从馈电点到自由空间的圆滑过渡。反射系数在工作频带内平滑,大部分小于-15 dB,显示出了优越的超宽带特性。

图3、图4分别给出了天线的E面和H面的辐射方向图仿真结果,频点为0.5 GHz,4 GHz,12 GHz、24 GHz。仿真表明,天线的E面最大辐射方向为水平方向并在工作频带内保持不变。天线结构对称,表面电流也呈现对称分布,上下两个单元距离水平面上的点位置相同,其产生的辐射场因相位延迟相同而获得增强。H面方向图保持稳定,不圆度小于5 dB。圆片天线在频率升高时会变成定向辐射,本设计采用的半圆片交叉结构很好的改善了辐射方向图的稳定性。构成单元的金属片等角度放置,使表面的电流在空间中轴对称分布,因而在远场的水平圆周内获得幅度近似相同的辐射场。

3天线加工与测试

根据仿真模型尺寸,选用厚度为0.3 mm的铜板制作了该新型天线。图5给出了天线的实物图,其中白色为塑料支撑结构。在微波暗室中采用安捷伦E8363B矢量网络分析仪进行天线性能测试。图6给出了天线的反射系数测试结果,测试结果显示天线在(0.4725.5)GHz频带范围内,反射系数优于-10 dB。与仿真结果保持了较好的一致性。部分频点产生的变化推测是由手工加工的精度限制和多余的焊锡造成额外的谐振造成的。

4结论

在圆片单极子天线基础上,设计并制作了一种新型超宽带全向天线。采用交叉结构改善了单极子天线方向图发生分裂的问题。提出了一种多圆嵌套的天线渐变曲线,有效的改善了在工作频带内的阻抗匹配特性。测试结果表明,在(0.4725.5)GHz频带内天线反射系数优于-10 dB,带宽比达到了53:1。在工作频带内保持了稳定的水平全向的辐射特性,H面不圆度小于5 dB。在电磁环境监测、超宽带通信以及脉冲雷达领域,具有重要的应用价值。

参考文献

[1] Maloney J G, Smith G S. Optimization of a conical antenna for pulse radiation: an efficient design using resistive loading antennas and propagation.IEEE Transaction on, 1993; 41(7):939—940

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[3] Lestari A A,Yarovoy A G,Ligthart L P.Adaptive wire bow-tie an-tenna for GPR applications.IEEE Transactions Antennas and Propa-gation,2005;53(5):1745—1754

[4] Yang t,Suh SY,Nealy R.et al.Compact antenna for UWB applica-tions.IEEE Aerospace and Electronic Systems Magazine,2004;19:16—20

[5] Amert A K,Whites K W. Miniaturization of the biconical antenna for ultrawideband applications. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2009;57:3728—3735

超宽带天线设计与实现 第5篇

4G-LTE正在迅速发展。根据LTE建设进展的最新报告, 全球已经有超过250家运营商确认在93个国家或地区推出了LTE商用服务。其中, 在LTE网络的发展浪潮中FDD模式 (频分双工) 仍然是主流, 而TDD模式 (时分双工) 在全球发展势头正慢慢升起。目前来看, 许多国际大运营商同时具有FDD LTE和TD-LTE的频谱, 因此TDD和FDD结合应用是大势所趋。

此外, 由于3G和4G比2G建设的晚, 大部分地方的站点要少一些。2G使用的是较低频优质波段, 3G、4G普遍使用的是较高频的频段。频段越高, 穿透效果越差, 室内覆盖也就越不好。这也解释了为何目前4G网络在有些封闭的地方接收不到信号的问题, 因为穿透力不够, 即使是在城市中, 进入封闭环境的手机就只能接收到覆盖进度最佳、信号穿透性最好的2G网络。在4G网络还没有完美着落的期间, 4G、3G、2G反复切换, 同时使用, 就迫使天线亟待集成化, 覆盖所有频段。

表1是部分国家常用网络频段 (单位MHz) 。

2 解决方案

基于这种要求, 设计698-960/1710-2700MHz的超宽带天线, 我们提出两个方案:

方案一, 采用频带较宽的对数天线 (Log Periodic Antenna) 。对数天线是一种宽频带天线, 偶极子由一均匀双线传输线来馈电, 传输线在相邻偶极子之间要调换位置。这种天线有一个特点:凡在f频率上具有的特性, 在由τnf给出的一切频率上将重复出现, 其中n为整数。这些频率画在对数尺上都是等间隔的, 而周期等于τ的对数。对数周期天线只是周期地重复辐射图和阻抗特性。对数周期结构是由尺寸不同而形状相似的很多个单元组成的一个系统, 各单元的尺寸和位置满足下式:

原理如图1所示。

设计一款698-960/1710-2700MHz对数周期天线, 天线的电气性能指标:频率范围覆盖GSM、3G和4G-LTE系统, 增益10d Bi, VSWR小于1.7;天线的机械性能:天线长度450mm。采用2个相同的金属冲压铝片, 每个铝片有振子共12组, 天线尾端增加反射板, 有效增强天线定向性, 铝片前端 (最短振子端) 冲压一个小铜片, 用同轴电缆把2个铝片连接在一起, 电缆芯线焊接在其中一个的小铜片上, 电缆屏蔽网则焊接在另一个上, 2个铝片尾端通过螺丝压接在一起, 形成一个馈电巴伦, 实现不平衡和平衡的转换。取l1=198mm, l2=170mm, l3=132mm, l4=114mm, l5=98mm, l6=85mm, l7=74mm, l8=64mm, l9=56mm, l10=48mm, l11=42mm, l12=36mm, 铝片振子具体尺寸如图2所示。

样品实际检测结果如图3所示。

实测VSWR如图4所示。

实测结果基本满足设计需要, 增益在698-960MHz范围内是8.5-9.5d Bi, 在1710-2700MHz范围内是9.5-11.2d Bi, VSWR小于等于1.6。

方案二, 采用微带天线。微带天线 (Microstrip Antenna) 在一个薄介质基片上, 一面附上金属薄层作为接地板, 另一面用光刻腐蚀方法制成一定形状的金属贴片, 利用微带线或同轴探针对贴片馈电构成的天线。微带天线具有以下优点:体积小, 重量轻, 低剖面, 能与载体共形;制造成本低, 易于批量生产等。

微带天线进行设计时, 要对天线的性能参数 (例如方向图、方向性系数、效率、输入阻抗、极化和频带等) 预先估算, 通过理论计算, 可以有多种分析微带天线的方法, 例如传输线、腔模理论、格林函数法、切比雪夫多项式、泰勒分布等。用上述各种方法计算微带天线的方向图, 其结果是基本一致的, 特别是主波束。设计方案如下。

图5天线振子微带板尺寸为长100mm, 宽75mm, 厚1.5mm, 深色区域为覆铜区, 白色区域为介质层, 中间有6个金属化孔。微带振子板覆铜区下端采用椭圆型结构, 做成横向的椭圆能有效减少板子垂直方向的长度, 微带板上端采用“山”字形结构, “山”字中间顶端是一个长方形加半圆结构, “山”字两端如图所示, 折弯后有效减少微带板的横向长度。上下覆铜区通过同轴电缆连接, 屏蔽网连接椭圆型区域, 同轴芯线焊接在“山”型覆铜区底端, 实现馈电网络的贯通。上下覆铜区还通过焊接电感把两端的小孔连接在一起, 达到直流雷电保护效果。天线在698-2700MHz增益理论值是2.15d Bi, 水平面波瓣宽度是360度。

样品实际检测结果如图6、图7、图8所示。

通过对微带板的优化, 天线在698-2700MHz峰值增益达到3.5d Bi, 水平面波瓣宽度接近360度, 满足天线全方位工作需求。VSWR小于等于2.5, 只适用于小功率设备。

3 结语

两个方案都能较好完成频带698-2700MHz的覆盖, 采用对数天线设计方案增益较高, VSWR较低, 适用于户外架设, 同时满足大功率设备要求, 缺点是体积大, 定型开模费用高, 制作加工成本较高;采用微带振子设计方案, 单振子增益较低, 做成阵列天线难度较大, VSWR、带宽有待继续优化, 目前只适用于小功率设备上, 但其制作成本较低, 工艺一致性较好, 易于批量生产和微带线路集成。

摘要：国外部分发达地区, 3G布网基本完成, 4G发展较成熟, 但都未采取超快建设LTE策略, 而是采取3G和LTE网络协同发展, 以低频段覆盖、尽量不补贴终端来综合控制建网成本, 防止投资回收期过长;国内, 3G/4G都正在快速发展时期, FDD/TDD-4G混合组网、且与3G网络长期共存的大背景下, 天线亟待集成化。

关键词：4G-LTE,无线通信,超宽带天线

参考文献

[1]美国业务无线电转播联盟著.天线手册[M].匡磊, 陈荣标, 译.北京:人民邮电出版社, 2009.

[2]克劳斯, 马赫夫克.天线[M].北京:电子工业出版社, 2011.

超宽带波形和调制技术研究 第6篇

超宽带 (UWB) 系统具有超高速、超大容量、抗截获性能好等诸多优点, 使其被视作短距离、高 (低) 速无线通信最具开发潜力的物理层技术之一[1]。UWB系统辐射的频谱由两方面决定:其一是脉冲信号的波形, 可根据需要的频谱特性选择发送的脉冲波形;其二是它的调制方式。两者均为影响UWB性能的决定因素[2]。本文选取三种脉冲波形, 分别是高斯一阶导函数、高斯二阶导函数和RZ-Manchester, 对它们相应地采用二进制脉冲位置调制 (BPPM) 、二进制相移键控调制 (BPSK) 和开关键控调制 (OOK) 这三种调制方式。最后, 分析和比较了它们的误比特率 (BER) 性能[3]。

1 UWB系统脉冲成形模型

脉冲成形技术是UWB中重要的基带技术, 它的频谱由脉冲形状和脉冲宽度决定。一个UWB脉冲应具备以下两个条件:一是为了最小化功率谱密度和各种干扰, 能在频域扩展能量;二是为了保证天线的有效辐射要避免直流分量[4]。本文选取的三种脉冲波形均满足上述条件。

高斯函数的一阶导函数的时域表达式为:

w (t) =Aπfcte-2π (fc (t-tc) ) 2. (1)

高斯函数的二阶导函数的时域表达式为:

w (t) =A (1-4π (fc (t-tc) ) 2) e-2π (fc (t-tc) ) 2. (2)

RZ-Manchester脉冲的表达式为:

undefined

. (3)

上面的式子中, A是幅度, fc是中心频率, 与脉冲的持续时间互为倒数, tc为时移。三种脉冲的时域波形如图1所示。从图中可以看出, 一阶导函数的幅度值有一次穿越零点, 二阶导函数的幅度值两次穿越零点, 这说明随着阶数的增加, 幅度值穿越零点的次数也增加。另外还可看出, 随着中心频率的增加, 相对带宽在减小[5]。

一个UWB脉冲序列信号可以表示成若干脉冲经时移后的求和:

undefined. (4)

其中, s (t) 是被调制的UWB信号, w (t) 是要发射的UWB脉冲波形, aj是幅度增益, tj为时间偏移量, tj=jTf表明单脉冲的时间间隔为Tf秒。帧时间一般是单脉冲持续时间的100～1 000倍。

2 UWB系统的调制技术

通过仿真对BPPM、OOK和BPSK调制下的UWB性能进行比较。PPM是一种改变脉冲位置的调制方式, 不同于PAM、OOK和BPSK, 这种方式在传统连续波调制中是没有的。最常见的PPM是BPPM, 其优点是信号的正交性容易得到保证, 很适合多址和多进制调制。PPM调制的表达式为:

s (k) (t) =∑jw (t-jTf-c (k) jTc-δdundefined) . (5)

式中, cj是跳时码序列, 相对于第j个脉冲的时移cjTc;δ是调制参数, δ=1表明有附加时移, δ=0表明没有附加时移。dk是二进制数据符号流, 对一个确定的帧Tf, 由等式Rs=1/Ts=1/NsTf可见, 二进制符号率Rs决定了由一个二进制符号调制的脉冲数目。

OOK和传统无线通信中的定义一致, 是一种简单的调制方式, 一个简单的射频开关就可以实现调制, 该调制方式很适合低复杂度的超宽带实现[6]。开关键控OOK的表达式为:

s (k) (t) =∑jd (k) w (t-jTf) . (6)

在OOK调制方式下, 当调制数据为“1”的时候, 发送脉冲符号;当调制数据为“0”的时候, 不发送脉冲。

BPSK的表达式为:

s (k) (t) =∑jw (t-jTf-ϕ) . (7)

上式中, ϕ是相位。在BPSK中, 脉冲的极性被调制, 当调制数据为“1”的时候, 一个正极性的脉冲被发射出去;当调制数据为“0”的时候, 一个负极性的脉冲被发射出去。

3仿真结果及分析

分别挑选三种不同的脉冲成形和调制技术, 对它们的误比特率性能分析。文中利用AWGN和瑞利衰落信道下的相关接收机对三种不同的调制技术进行比较。仿真中, 每个脉冲宽度固定为0.6 ns, 并且没有跳时码 (cj=0) 。

在AWGN信道下, 三种不同的成形脉冲分别采用三种不同的调制技术的BER性能比较如图2所示, 其中PPM和BPSK的信号分别为正交信号和正反极性信号。从图2可以看到, BPSK是在对三种脉冲波形进行调制时性能最好的, PPM对高斯一阶导函数和二阶导函数的调制性能优于OOK。不同的脉冲形状对OOK和BPSK调制影响很小, 但是PPM在不同的脉冲形状下性能相差较大, 因为PPM的信号是彼此正交的。此外, 从图2还可以看到, PPM调制时, 高斯二阶导函数的性能最佳, 高斯一阶导函数的优于RZ-Manchester。

在瑞利衰落信道下, 三种成形脉冲分别采用三种不同的调制技术的BER性能比较如图3所示。从图3可以看到, SNR较高时BPSK性能最好, PPM性能优于OOK。对于较小的SNR, 不同的脉冲形状对OOK和BPSK调制影响很小。对于较大的SNR值, 在OOK中, RZ-Manchester的性能略优于高斯一阶导函数和二阶导函数;在PPM中, 高斯一阶导函数的性能优于二阶导函数和RZ-Manchester;在BPSK中, RZ-Manchester波形的性能是最好的。

比较图2和图3可得, 在AWGN信道和瑞利衰落信道下, 不同的脉冲形状对PPM调制的性能影响较大, 而对OOK和BPSK调制的影响较小, 且利用RZ-Manchester波形进行BPSK调制的BER性能是最好的。

4总结

本文主要研究了UWB的调制和脉冲成形技术, 比较了三种不同的成形脉冲分别采用三种不同的调制技术对UWB系统的性能影响。仿真结果表明, 在AWGN信道和瑞利衰落信道下, 不同的脉冲形状对PPM调制的性能影响较大, 而对OOK和BPSK调制的影响较小, 且利用RZ-Manchester波形进行BPSK调制的BER性能是最好的。

摘要：研究了几种不同的脉冲成形和调制技术, 并对其性能进行了分析。仿真结果表明, 在AWGN信道和瑞利衰落信道下, 不同的脉冲形状对脉冲位置调制 (PPM) 的性能影响较大, 而对二进制相移键控调制 (BPSK) 和开关键控调制 (OOK) 影响较小, 且当采用RZ-Manchester脉冲时, BPSK调制技术下的误比特率 (BER) 性能在两种信道下均达到最好。

关键词：BPPM,OOK,BPSK,高斯导函数,RZ-Manchester

参考文献

[1]Scholtz R.Multiple Access with Time-hopping ImpulseModulation[J].In the Proceedings of the Military Com-munication Conference.Bedform MA USA, 1993, 2:447-450.

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[3]Maria-Gabriel la等[意].超宽带无线电基础[M].葛利嘉, 朱林, 袁晓芳, 等译.北京:电子工业出版社, 2005.

[4]Chen X, Kiaei S.Monocycle Shapes for Ultra WidebandSystem[J].In the procedding of IEEE International Sym-posium on Circuits and Systems.Scottsdale, AZ, USA, 2002, 1:597-600.

[5]Withington P.Impulse Radio Overview[M].Washington:Time Domain Corporation Press, 2001:1-7.

超宽带混沌通信技术论述 第7篇

1 混沌通信系统概述

与一般通信系统相比, 混沌通信系统具有保密性强、复杂度高、不易截获等优点。根据混沌通信系统所采用的解调方式不同可以将其划分为两大类, 分别是非相干解调和相干解调。如今, 一些学者对混沌同步理论进行了一系列的研究, 但是在实际应用中很难实现混沌同步。因此, 加大对混沌通信系统中非相干解调的研究具有十分重要的现实意义。目前, 应用比较多的非相干解调混沌通信系统有DCSK、COOK、CDSK、FM.DCSK等形式, 而DCSK和FM.DCSK应用最为广泛。DCSK和FM.DCSK形式具有结构简单、抗多径性强等特点, 但是该过程中一般选择了差分的解调结构, 导致解调模板中包含了噪声成分, 这样一来与相干解调系统相比就会出现一定的性能损失, 导致信号传输效率大大降低。

在混沌通信系统中, 要对多址通信问题给予充分的考虑, 目前提出的多址方式主要包括改变帧结构法、Walsh函数法、CDMA法和加入变换法等。上述方法具有一个共同点就是不同用户可以占用同一时隙和频段, 但是只能借助不同混沌信号间的低互相关性来进行多址通信, 然而这样的通信系统间会产生较大的干扰, 从而影响最终的通信效果。目前在DCSK系统多址方式的条件下又研发出了一种新的跳时多址方式——DCSK系统, 其能够将不同的伪随机跳时码分配给不同的用户, 并根据数据信号和跳时码参考信号进行相同量的跳时。通过对多址系统进行理论推导和分析发现, 该方式不仅能够有效的克服常见多址方案中大量用户分享同一时隙带来的对良好抗多径性破坏和多址干扰的缺点, 而且通过对相关参数的调整可以有效的降低误码率。

2 混沌通信系统的特点

混沌通信系统属于近些年来发展起来的一种新型系统, 其具有非常诱人的发展前景, 已经逐渐发展成为未来通信领域的一个新方向。同时混沌通信系统具有多方面的特点, 现对其进行介绍。

2.1 信号的隐蔽性

通常情况下, 混沌信号具有宽频带、非周期、似噪声的特性。如Logistic映射混沌系统, 与纯粹的随机过程相比, 混沌演变的功率谱差异比较小, 从而导致窃听者无法通过频谱信息来进行混沌信号的跟踪和窃取, 经常被当作噪声而加以忽略, 从而使信号得到安全的传输。

2.2 大复杂度

变换序列及其混沌序列所具备的复杂度比较大, 一般将序列的等效线性长度定义为复杂度。实际上, 混沌序列是由一系列的非线性系统生成的, 此时的复杂度就是序列的长度。通过对密码学原理进行研究发现, 复杂度越大, 则说明信号越难破译。

2.3 不可预测性

通过混沌系统生成的混沌序列一般具有对初始条件的敏感依赖性特点。由于混沌具有遍历性的特征, 从而使其具有不可预测性的优势, 借助混沌系统能够生成大量的混沌序列, 方便于通信系统的选址或组网。

2.4 种类繁多

在自然界中, 混沌系统是普遍存在的一类现象, 因此没有必要害怕混沌系统被消耗殆尽。虽然已有的混沌系统被不断被利用, 但是新的混沌系统也在不断的被人类发现, 并且不同的混沌信号通过相关变换之后可以使混沌系统具有非常丰富的信息源, 从而被广泛的应用于通信之中。

3 混沌通信系统类型

通常情况下, 将混沌通信系统换分为相干通信和非相干通信两大类, 其中相干通信接收端一般需要生成与发送端相同的混沌载波信号, 而非相干混沌通信只需要接收到相关信号就能够对信息进行解调。

3.1 相干混沌通信

目前, 传统通信中的正余弦信号逐渐被混沌信号所取代, 并作为信息传输的载体, 在通信领域中, 混沌信号得到了广泛的应用。在混沌通信系统中, 一般需要将信息输入到混沌系统中, 然后对系统的状态或者参数进行修改, 以实现对信号调制的效果, 对于调制好的信号可以看作发送信号输出到接收端, 然后对信号进行有效的提取。相干解调一般选择同步的方法, 从而使混沌载波信号得到有效的恢复。一般根据传输信号的形式, 可以将相干混沌通信划分为数字通信和模拟通信两种方式。相干模拟通信中常用的方法包括逆系统方法和混沌掩盖法, 相干数字通信中常用的方法为混沌键控。

3.2 非相干混沌通信技术

3.2.1 COOK原理

COOK原理是Chaotic On-Ofr-Keying提出来的, 图1和图2描述的是混沌通断键控方式的接收机和发射机原理图。

在图1和图2中bj∈ (O, 1) 表示了待发送的第j个数据, 当进行符号“1”的发送时, 会产生混沌载波x (t) , 反之如果发送符号“0”时, 则会产生空信号。接收端一般会按照设定的门限值来实现对能量的有效检测, 当小于门限值输出“0”, 反之, 输出“1”。当处于比较安静的环境下时, 可以将门限值设定为1比特混沌载波能量的50%。但是在实际使用过程中, COOK信号的比特能量处于不断的变化之中, 同时在噪声的影响下, 最佳门限值也会发生一定的变化。

3.2.2 FM-DCSK原理

FM-DCSK原理是由Frequency Modulated Differential Chaos.Shift.Keying提出来的, 图3和图4是频率调制差分混沌键控的接收机和发射机原理图。

与DCSK方式原理图对比发现, FM-DCSK方式成功加入了频率调制技术, 随后又进行了DCSK调制。因此, 在拥有DCSK方式优点的基础上, FM-DCSK方式又具备了恒定的比特能量, 有效的提高其存储性能。

4 超宽带混沌通信系统

通常情况下, 超宽带混沌通信系统具有良好的平稳性, 并且他们的信号频谱比较宽阔, 从而使通信系统具有低截获率和高保密性, 同时具有较高的多径分辨率和较好的抗多径衰落特点, 已经成为解决干扰问题和UWB安全的有效方法之一。IEEE802.15.4a工作组通过对超宽带混沌通信系统进行研究后, 提出了各种低速超宽带系统, 而其中主要的解决方案是混沌方式。超宽带混沌通信技术除了被应用到民用通信之外, 还在军事通信和保密通信等领域得到了广泛的应用, 并取得了不错的应用效果。

超宽带混沌通信系统中信号的产生是其比较关键的一项技术, 而且越来越多的人开始致力于生成宽带混沌信号, 由于宽带混沌信号能够在一定程度上提高系统的抗截获性、保密性, 从而使系统信息的传输速率得到有效的提高, 并且其生成的混沌信号能够在超宽带通信技术系统中被应用。通常情况下, 超宽带通信所使用的超宽频段为3.1.10.6GHz, 极易与其他同频系统产生干扰。而FCC有效的规范和限制了超宽带系统的功率谱密度。此外, 由于超宽带通信具有较低的传输功率, 也会受到周围噪音和其它同频无线电的干扰, 因此如何解决干扰和兼容问题就成为目前超宽带通信技术亟待解决的主要问题之一。而超宽带混沌通信技术的出现有效的解决了上述问题, 其不仅能够有效的抵抗外界干扰, 而且还能拓宽超宽带系统的功率谱密度, 从而提高信息的传输速度。

5 超宽带混沌通信技术论述

5.1 超宽带调制技术

对于单个脉冲来说, 其脉冲的位置、幅度和极性变化都可以进行信息的传递, 而超宽带调制技术主要包括脉冲位置调制 (PPM) 、脉冲幅度调制 (PAM) 、开关键控 (OOK) 和二相调锌JJJ (BPSK) 等。脉冲位置调制 (PPM) 一般是借助改变脉冲幅度的大小来实现信息传递的一种技术;脉冲幅度调制 (PAM) 不仅可以实现对脉冲幅度极性的改变, 而且也可以低脉冲幅度的绝对值大小进行改变。实际上, PAM只是对脉冲幅度的绝对值进行了改变。开关键控 (OOK) 和二相调锌JJJ (BPSK) 是PAM的两种简化形式。OOK通过脉冲的有无来进行信号的传递, BPSK通过调整脉冲的正负极性来进行信息的传输, 并且该过程中采用相同绝对值的脉冲幅度。

在PAM、OOK和BPSK调制中, 一般采用固定不变的发射脉冲的时间间隔, 同时也可以采用发射脉冲相对基准时间的位置或改变发射脉冲的时间间隔来进行信息的传递, 这就是所谓的PPM的基本原理。在PPM中, 一般不会改变脉冲的幅度和极性。

5.2 超宽带多带技术

超宽带多带技术是近些年来新研发的一种新型超宽带系统结构。该结构是由Intel等公司首次提出, 并在全世界范围内积极推广的新型超宽带系统体制结构。其通常是将FCC允许使用的7.5GHz带宽按照一定的规范和标准分解成若干部分的频率子带, 然后借助传统的载波调制方式来进行信号的传输。通过对频率坐标轴进行分析可以发现, 由于多个频带呈现出并列的形状, 所以被称之为多频带方式。超宽带多带技术在通信领域就要有多方面的优势, 具体介绍如下:

5.2.1 在抗干扰方面, 多频带超宽带技术可以有效的避开某些特定的频带

例如, 美国FCC一般要求超宽带民用领域选择7.5GHz的带宽, 但是为了有效的避开IEEE802.11a等无线LAN设备所使用的5GH频段, 一般不会选择在该频段划分子频带。由于世界上不同的国家所采用的频谱划分规定存在一定的差异, 选择多频带方式不仅可以使配置系统变得更加灵活, 而且还能更好的满足各国频谱管理规范和标准。

5.2.2 在速率扩展性方面

通常情况下, 需要将超宽带允许使用的频段按照一定的要求划分成若干个子频带, 从而使其具备了从低速到高速的有效扩展, 此时就可以根据产品的发展要求和应用的不同需要为其提供更加灵活的传输数据率, 如果对传输速率提出较高要求时, 可以通过增加频段的方式给予有效的解决。在选择多频带方式时, 可以不选择亚纳秒级的窄脉冲就能够有效的达到超过100Mbps的传输速率, 实现了对接收机、发射机、模数转换、解调器及基带数字信号的有效简化, 从而降低了信号处理的难度。同时由于该过程会导致采样时钟随之降低, 从而降低了收发信机数字信号处理过程中的时钟频率。实际上, 数字系统的运行时钟频率和功耗基本呈线性关系, 系统的功耗一般会随着时钟频率的降低而出现一定幅度的降低, 但是可以有效提高系统的实际运行时间, 因此该技术在无线手持设备中得到了广泛的应用。

5.3 相干超宽带混沌通信系统

5.3.1 PCTH超宽带系统

自从PCTH超宽带系统提出之后, 越来越多的学者认为可以借助各种不同形式的跳时码来有效提升多址性能。PCTH模型是目前我们经常使用的多址模型, 其一般采用伪混沌作为跳时码。通过对符号动力学的相关概念进行研究发现, PCTH一般是借助输入信号来生成非周期的扩频序列, 该技术将多级脉冲位置调制和伪随机混沌编码有效的结合在一起。伪随机混沌编码器通常选择了类似卷积码的方式进行输入数据的有效编码, 其可以通过生成跳时序列来进行脉冲间隔的随机分配, 从而生成一系列类似噪声的频谱。

5.3.2 CPPM超宽带系统

借助复杂的数字信号处理器所生成的伪随机序列具有一定的周期性, 同时也可以借助一些简单的非线性电路来生成复杂的非周期混沌信号。CPPM超宽带系统中所生成的每一个脉冲波形都是固定不变的, 但是每一个脉冲间的时间间隔缺是混沌变换的, 这样一来不仅可以有效的去除信号中的周期成分, 而且还能使功率谱变得更加平滑。实际上, 超宽带混沌通信系统的状态信息多发生于相邻的脉冲之间, 此时通过信道诱发的脉冲形状会对混沌脉位产生器的同步产生轻微的干扰。此时, 在较理想的信道情况下进行同步解调, 借助滤波器能够有效的降低噪声。

图5是CPPM接收端原理框图。当收发双方可以实现有效的同步时, 将会使接收方在每一帧的相应位置配备一个检测窗, 然后按照检测窗的检测时移来对接收到的信息进行判断。当检测窗的检测时移是△时, 则会选择发送数据为“1”, 反之如果检测窗的检测时移是0时, 则会选择发送的数据为“0”。通常情况下, 检测窗一般在检测数据的过程中才会开启, 其余的时间均处于关闭状态, 从而实现对窗外噪声的有效抑制。

在实际使用过程中, CPPM具有非常地的截获概率, 当非线性关系无法实现有效匹配时, 则无法顺利完成解调工作。当窃听者无法及时了解和掌握混沌脉位产生器生成的混沌间隔信息时, 将会无法对发送的是0还是1做出准确的判定。该过程中一般将混沌脉位产生器的参数设定为密钥, 从而提升了系统的保密性。由于超宽带混沌通信系统的非周期性和初值敏感性, 可以生成一系列具有良好的低互相关性和自相关性的序列, 并将其分配给不同的用户, 有效的实现了多址通信。

6 结束语

近些年来, 超宽带通信技术逐渐发展成为通信领域的新型技术, 由于其具有低截获率和高保密性的特征, 因此可以有效解决系统运行过程中的干扰问题和UWB安全问题, 从而确保信息的有效传输, 提高了系统的整体性能。

参考文献

[1]辛雁峰, 卢玲.一种伪混沌认知超宽带频谱构形方法[J].通信技术, 2014, 6 (12) :132-133.

[2]韩燕杰.超宽带无线体域网传输技术研究[D].西安电子科技大学, 2014.

一种新型具有带阻特性的超宽带天线 第8篇

文中提出了一种结构简单的,新型共面波导馈电的具有带阻特性的平面单极子超宽带天线。该天线是在辐射单元上开矩形宽缝隙,然后加入一个矩形微带调谐支节,从而获得良好的带阻特性。通过仿真,研究了天线的工作特性,结果表明,该天线的工作频带为2.49～14.53 GHz,其中5～6 GHz频带内具有很好的带阻特性。同时在整个工作频带内具有良好的全向辐射方向图,因而具有一定的使用价值。

1 天线原理与结构设计

天线的结构,如图1所示,天线制作在相对介电常数为εr=2.94,介质损耗tan δ=0.001 2,厚度h=1.524 mm的RogersRT6002(tm)微带介质板上。为使天线结构的小型化和易于与微带电路的集成,辐射单元为半圆形金属贴片,其下与共面波导馈电的中心导带相连,为了降低回波损耗,达到宽频带的要求,接地板采用梯形结构,上边宽为Wmin,下边宽为Wmax,高度为Lg。辐射单元与接地板的间隙为s。为了便于与SMA同轴接头相连接,CPW馈电结构设计为50 Ω,利用ADS内带的工具软件,计算的馈线宽度Wf=4 mm,间隙g=0.33 mm。天线总体大小为W×L。

1.1 天线初始结构的计算

对于单极微带天线,可利用圆柱体近似法计算出低点的谐振频率,即VSWR最先<2的频率点。文中是通过正方形辐射贴片的等效转换,最终推导出低点谐振频率与半圆形辐射贴片半径的关系式,即

2π×r×L=W×L (1)

可得

$r=\frac{W}{2\text{π}}(2)$

一般地L取为

L=0.24 λ×F (3)

参数F记为

$F=\frac{L}{L+r}(4)$

由式(3),式(4)可得

$\lambda =\frac{L}{0.24F}=\frac{L+r}{0.24}(5)$

所以低点的频率fL可以写成

$f{}_L=\frac{c}{\lambda }=\frac{72}{L+r}(6)$

通过面积等效原理$W\times L=\frac{1}{2}\times \text{π}R{}^2$,并假设W=L,则得到

$R=\sqrt{\frac{2}{\text{π}}}\times L=\sqrt{\frac{2}{\text{π}}}\times \frac{144\text{π}}{(1+2\text{π})f{}_L}(7)$

其中fL的单位是GHz;L,R,r的单位是mm。利用UWB通信系统的低点谐振频率fL=3.1 GHz,可以计算出单极子天线的初始半径R=15.8 mm。该半径用于HFSS建模仿真,随后可以通过改变半径来获得较大的带宽和较高的增益。

1.2 天线阻带特性的设计

由于贴片电流主要集中在靠近接地板的下半部分,为了获得带阻特性,通过仿真软件参数分析优化发现,在距离辐射贴片底边1 mm处开宽矩形缝隙并且加入调谐支节,调谐支节与辐射单元周围的间距为0.5 mm,并通过宽度为1 mm的微带线相连接。矩形调谐支节的长度为Ls,宽度为Ws。其基本原理就是在天线结构里引入需要抑制频率的“LC谐振回路”,通过改变微带支节的长度和宽度,相当于改变了构成回路的LC值,从而影响了需要抑制的中心频率和相应的阻带频带宽度。文中通过软件仿真,验证了这种结构的合理性,即相当于引入了相应频率上的带阻滤波器,使得该中心频率上天线的阻抗特性变差。

2 天线优化与参数分析

利用电磁仿真软件HFSS对天线的性能进行了分析,从而确定天线的基本尺寸。为了达到天线结构的小型化和超宽带特性,通过仿真优化,最终确定的天线基本尺寸为:天线总体大小W×L=50×35 mm2,接地板下边宽度Wmax=22.67 mm,接地板上边宽度Wmin=3 mm,接地板高度Lg=16 mm,辐射贴片与接地板上边间距s=0.8 mm。

2.1 天线工作频带的分析

为了抑制WLAN系统的干扰,通过在辐射金属片上加入矩形调谐支节,从而使天线具有陷波特性。由于辐射单元的电流主要沿着贴片边缘分布,而接地板的电流则集中分布在接地板的上边缘,所以在距离辐射贴片底边1 mm处开宽矩形缝隙,并加入调谐支节。天线回波损耗随频率变化的仿真结果,如图2所示,可以看出,天线在2.49～14.53 GHz范围内回波损耗S11≤-10 dB,但在4.9～5.92 GHz频段时天线回波损耗S11>-10 dB,这表明该天线具有带阻特性,从而减少了系统间的干扰。

文中对影响天线性能的主要参数进行了分析研究,在保持其它参数不变的情况下,分别改变调谐支节的长度和宽度使回波损耗产生不同的变化。图3所示为回波损耗随调谐支节长度变化的曲线图,可以看出当长度逐渐增加时阻带的中心频率会向频率低端移动,而阻带频率宽度在Ls=1 mm,2 mm时基本不变,如进一步增加支节长度则阻带带宽显著增加。从图3中还可以看出,调谐支节长度对总体工作频带的高端频率的影响,随着长度的增加,高端频率有所下降,带宽有所减小。天线的输入端回波损耗随调谐支节宽度的变化曲线,如图4所示,随着调谐支节宽度的增大,阻带的中心频率逐渐减小,阻带带宽也明显加宽而对总体的工作频带几乎没有影响。这主要是因为宽度的改变并没有显著改变辐射贴片的电流流向。由此可见,可以通过优化调谐支节的长度和宽度来达到满足要求的阻带带宽范围。

2.2 天线辐射方向图

由于超宽带通信技术的实际使用,要求天线在一个平面上具有全向的辐射特性,阻抗带宽并不一定就是方向图带宽。所以,文中对天线的辐射方向图进行了仿真分析。图5给出了天线在f1=3.92 GHz,f2=6.83 GHz,f3=9.56 GHz的E面,H面的辐射方向图。由图可以看出,由于调谐支节的加入,在高频端E面的方向图有所畸变,但在在整个工作频带内还是比较稳定的。而H面方向图在要求的3.1～10.6 GHz频段内几乎是全向性的,并且几乎没有出现旁瓣,结果表明该天线在超宽带通信的工作频带内具有较稳定的方向图。

3 结束语

文中提出了一种新型CPW馈电,具有带阻特性的UWB天线,通过在贴片上开矩形宽缝隙,然后加入矩形调谐支节,成功抑制了与WLAN系统的电磁干扰。天线优化后的工作频带宽度为2.49～14.53 GHz,在5 GHz附近形成了4.9～5.92 GHz的阻带特性,并且在整个工作频带内具有较稳定的全向辐射方向图。天线具有平面印制结构,低剖面,尺寸小,易于与有源无源电路集成等优点,因此是一种性能较好,具有一定的使用价值的超宽带天线。

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