基带信号传输范文

基带信号传输范文（精选8篇）

基带信号传输 第1篇

基带信号传输系统在目前的通信系统中占有较大的比重,如计算机通信、PSTN网络通信等。为了保证信号传输的质量和传输效率,不但要有一个理想的基带传输系统,同时还需要最佳的传输信号。

主要从两个方面进行讨论:一个是针对非理想信道即实际信道进行优化使之达到理想、最佳状态;另一个是在改进的传输系统基础上设计出一种能消除码间干扰的发送信号。

1 理想信道最佳基带传输系统

最佳基带传输系统为消除码间干扰且差错概率最小的传输系统。理想信道最佳基带传输系统应满足如下条件,即

undefined

式中,H(ω)为消除码间干扰的总传输特性。GT(ω)和GR(ω)分别为发送滤波器和接收滤波器传输函数;C(ω)为信道传输特性,理想信道C(ω)=1。

而实际信道其特性不可能是完善的、理想的,即C(ω)不是常数。但是如果能够测量C(ω)特性,且假设GT(ω)已给定,同样能够设计一个理想的、最佳基带传输系统。

2 实际系统最佳化、理想化设计

设H(ω)=GT(ω)GR(ω)C(ω)且发送信号功率一定。噪声为高斯白噪声。 为了获得最佳接收,即抗噪性能好,根据最大输出信噪比准则,要求

则有:

为使系统接近理想低通特性,同时还能消除码间干扰,需要在识别器前加一个特性网络,其传输特性为:

设信道总的传输特性为H′(ω),系统带宽为WHz,低通型。则有

式中,C为常数。(5)式说明此时系统已达到理想状态。同时H′(ω)也一定能满足奈奎斯特第一准则即

该系统模型如图1所示。通过分析得到,系统无码间干扰最高传输速率应为2WBaud;频带利用率2Baud/Hz。

3 最佳发送信号设计

图2是图1的简化系统,设系统H′(ω)输入为X(t),输出为Y(t)

不考虑噪声的影响,已知H′(ω)为理想低通形式,研究发送脉冲的设计。

设发送的基带信号为:undefined,当X(t)经过H′(ω)后输出为Y(t),则Y(f)=H′(f)X(f)=X(f),fW,W为系统带宽。则有

undefined

当t=nTS时,抽样时刻应有:

undefined

若无码间干扰应有:

undefined

下面讨论X(f)具备什么条件能满足(9)式。将(8)式积分区间按1/TS划分得到

undefined

对式(10)做变量带换后应有

undefined

显然undefined是周期为1/TS的周期函数,因此可用傅里叶级数系数{bn}展开成

undefined

其中系数

undefined

比较(11)和(13)两式得到bn=TSX(-nTS)。若无码间干扰应有

undefined

把bn代入(12)式得到

undefined

则式(14)说明了发送信号频谱应具备undefined才能消除码间干扰。

下面讨论X(f)具有什么样的频谱结构能满足(13)式。

讨论:①当TS<1/2W或RB>2W时undefined的频谱示意图如3(a)所示

信号频谱不重叠,无法实现undefined。

②当TS=1/2W或RB=2W时,undefined的频谱示意图如图3(b)所示。

由图4可见,只要信号的频谱为方波,undefined就能为常数,即叠加成一条直线,就能够消除码间干扰。但是方波频谱是理想的,实际中无法实现。

(3)当TS>1/2W或RB<2W时undefined的频谱示意图如图3(c)所示。

由图3(c)可见频谱发生重叠,若满足undefined,则要对发送信号的频谱进行严格的考究设计。经过分析得到,具有滚降的升余弦频谱能满足要求。其频谱表示式为:

式中,滚降因子0β1,则发送信号波形为:

undefined

4 结束语

通过上述对系统及信号的设计和分析可知:

①由于系统的改进是在最佳接收的理论基础上进行的,因此系统抗噪性能好。

②在识别电路前加一个特性网络使总的传输系统达到理想状态,当然该系统能够消除码间干扰,所以该系统为理想的最佳基带传输系统。系统无码间?干扰最高传输速率应为2WBaud,频带利用率2Baud/Hz。

③发送信号的设计是在系统达到理想状态条件下进行的,通过较详细的理论分析,得到具有滚降的升余弦频谱特性信号能消除码间干扰。另外在选择此类信号时,还需要选择合适的传输码型。

总之,通过分别对系统和信号的设计,可保证通信过程中完全能消除码间干扰,而且抑制噪声,可使通信质量大大提高。

摘要：码间干扰和噪声是影响通信质量的两个主要因素。针对实际信道进行了最佳化、理想化设计;并且在此基础上寻找到了能够消除码间干扰具有升余弦频谱特性的发送信号。利用该系统传输所设计的信号可大大提高通信质量。

关键词：码间干扰,基带传输系统,发送信号,频带利用率

参考文献

[1]樊昌信,曹丽娜.通信原理[M].北京:国防工业出版社,2007.

[2]曹志刚,钱亚生.现代通信系统原理[M].北京:清华大学出版社,1992.

数字基带信号实验报告 第2篇

专业班级：

指导老师：李 敏

姓 名：

学 号：

实验一 数字基带信号

一、实验目的

1、了解单极性码、双极性码、归零码、不归零码等基带信号波形特点。

2、掌握AMI、HDB3码的编码规则。

3、掌握从HDB3码信号中提取位同步信号的方法。

4、掌握集中插入帧同步码时分复用信号的帧结构特点。

5、了解HDB3（AMI）编译码集成电路CD22103。

二、实验内容

1、用示波器观察单极性非归零码（NRZ）、传号交替反转码（AMI）、三阶高密度双极性码（HDB3）、整流后的AMI码及整流后的HDB3码。

2、用示波器观察从HDB3码中和从AMI码中提取位同步信号的电路中有关波形。

3、用示波器观察HDB3、AMI译码输出波形。

三、实验步骤

本实验使用数字信源单元和HDB3编译码单元。

1、熟悉数字信源单元和HDB3编译码单元的工作原理。接好电源线，打开电源开关。

2、用示波器观察数字信源单元上的各种信号波形。

用信源单元的FS作为示波器的外同步信号，示波器探头的地端接在实验板任何位置的GND点均可，进行下列观察：

（1）示波器的两个通道探头分别接信源单元的NRZ-OUT和BS-OUT，对照发光二极管的发光状态，判断数字信源单元是否已正常工作（1码对应的发光管亮，0码对应的发光管熄）；

（2）用开关K1产生代码×1110010（×为任意代码，1110010为7位帧同步码），K2、K3产生任意信息代码，观察本实验给定的集中插入帧同步码时分复用信号帧结构，和NRZ码特点。

3、 用示波器观察HDB3编译单元的各种波形。

仍用信源单元的FS信号作为示波器的外同步信号。 （1）示波器的两个探头CH1和CH2分别接信源单元的NRZ-OUT和HDB3单元的AMI-HDB3，将信源单元的K1、K2、K3每一位都置1，观察全1码对应的AMI码（开关K4置于左方AMI端）波形和HDB3码（开关K4置于右方HDB3端）波形。再将K1、K2、K3置为全0，观察全0码对应的AMI码和HDB3码。观察时应注意AMI、HDB3码的码元都是占空比为0.5的双极性归零矩形脉冲。编码输出AMI-HDB3比信源输入NRZ-OUT延迟了4个码元。

（2）将K1、K2、K3置于0111 0010 0000 1100 0010 0000态，观察并记录对应的AMI（3）将K1、K2、K3置于任意状态，K4先置左方（AMI）端再置右方（HDB3）端，CH1码和HDB3码。 接信源单元的NRZ-OUT，CH2依次接HDB3单元的DET、BPF、BS-R和NRZ ，观察这些信号波形。观察时应注意：

HDB3单元的NRZ信号（译码输出）滞后于信源模块的NRZ-OUT信号（编码输入）8个码元。

DET是占空比等于0.5的单极性归零码。

BPF信号是一个幅度和周期都不恒定的准正弦信号，BS-R是一个周期基本恒定（等于一个码元周期）的TTL电平信号。

信源代码连0个数越多，越难于从AMI码中提取位同步信号（或者说要求带通滤波的Q值越高，因而越难于实现），而HDB3码则不存在这种问题。本实验中若24位信源代码中连零很多时，则难以从AMI码中得到一个符合要求的稳定的位同步信号，因此不能完成正确的译码（由于分离参数的.影响，各实验系统的现象可能略有不同。一般将信源代码置成只有1个“1”码的状态来观察译码输出）。若24位信源代码全为“0”码，则更不可能从AMI信号（亦是全0信号）得到正确的位同步信号。

四、 实验报告要求

1. 根据实验观察和纪录回答：

（1）不归零码和归零码的特点是什么？

（2）与信源代码中的“1”码相对应的AMI码及HDB3码是否一定相同？为什么？

答：1）不归零码特点：脉冲宽度 τ 等于码元宽度Ts归零码特点：τ ＜Ts

2）与信源代码中的“1”码对应的AMI码及HDB3码不一定相同。因信源代码中的“1”码对应的AMI码“1”、“-1”相间出现，而HDB3码中的“1”，“-1”不但与信源代码中的“1”码有关，而且还与信源代码中的“0”码有关。

2. 设代码为全1，全0及0111 0010 0000 1100 0010 0000，给出AMI及HDB3码的代码和波形。

答：信息代码 1 11 1111

AMI 1 -11-1 1 -1 1

HDB31 -11-1 1 -1 1

信息代码0 0 0 00 0 0 00 0 0 00

AMI 0 0 0 00 0 0 00 0 0 00

HDB30 0 0 1-1 0 0 1 -1 0 0 1 -1

信息代码 0 1 1 10 0 1 00 0 0 01 1 0 00 0 1 00 0 0 0

AMI0 1 -1 1 0 0 -1 0 0 0 0 01 -1 0 0 0 0 1 00 0 0 0

HDB3 0 1 -1 1 0 0 -1 0 0 0-1 0 1 -1 1 0 0 1 -1 0 0 0 –1 0

3. 总结从HDB3码中提取位同步信号的原理。

答：HDB3中不含有离散谱fS(fS在数值上等于码速率)成分。整流后变为一个占空比等于0.5的单极性归零码，其连0个数不超过3，频谱中含有较强的离散谱fS成分，故可通过窄带带通滤波器得到一个相位抖动较小的正弦信号，再经过整形、移相后即可得到合乎要求的位同步信号。

4. 试根据占空比为0.5的单极性归零码的功率谱密度公式说明为什么信息代码中的连0码越长，越难于从AMI码中提取位同步信号，而HDB3码则不存在此问题。

基带信号传输 第3篇

关键词：电视,节目源,传输,DAV,基带,数字化

1 DAV基带视音频数字化传输概述

DAV基带视音频数字化传输是一种现代化的传输手段, 虽然其开发和应用较晚, 但能够使电视视音频质量得到显著提高。由于这种传输方式是数字化技术在应用和发展过程中所产生的, 所以也会随着数字化技术而逐渐成熟和完善。

⑴基带传输。基带传输是指电视是通过基带来传输信号, 这种传输不用将基带信号频谱改变, 并且没有经过载波调制, 其所占用的频带就被称之为基带, 并且基带高限频率和低限频率之间的比值通常大于1。电视传输的模拟信号通过信源编码最终得到的信号就称之为数字基带信号, 数字基带信号在不调制的情况下, 只通过码型变换进行传输, 就是所说的数字信号的基带传输。通过其产生的原理可以看出, 基带传输和传统的传输组成之间存在着一定的差异。基带传输中的主要功能电路有发送滤波器、接受滤波器、码波形变换器、信道和取样判决器共同组成。传输系统中所输入的信号来自于编码器中的脉冲序列, 为了方便脉冲序列的传输, 一般会使用码型变换器来将脉冲序列转换为双极性码, 如果有特定要求, 可以通过波形的变换来减小系统中码间的干扰。在信号通过信道的过程中, 如果信道存在噪音或者特性不够理想, 就会使信号因受到干扰而变形。为了减少噪声对信号的影响, 应该将信号通过接收滤波器和均衡器来校正, 然后通过取样定时脉冲来判断信号恢复的情况。

⑵DAV基带视音频数字化传输。这种传输方式主要是将基带信号转换为数字信号, 并利用光纤进行信号的传输, 然后对数据进行反方向转换, 从而达到信号传输的目的。这种传输方式可以传统的方式存在一定的差别, DAV基带视音频数字化传输主要是通过数字化技术来进行高质量和高效率的信号传输。DAV基带视音频数字化传输不仅是但是网络技术的一次重大变革, 也能够显著提高电视节目传输的质量和数字化的水平。

2 DAV基带视音频数字化传输的主要作用

⑴能够提高电视节目的质量。电视节目质量的提高能够使电视节目传输更加清晰和高效, 也能够促进电视节目朝着数字化方向发展。这种传输技术不仅具有较高的抗干扰能力, 也具有信号的保真能力, 这些方面都使其高于传统的电视节目传输技术。由于这种传输技术简单高效, 并且对信号的破坏较小, 从而使电视节目传输的质量有所提高。

⑵能够进行远距离的信号传输。由于这种传输技术的传输质量较高并且传播距离较远, 所以能够进行大范围的信号传输, 也能够提高信号传输的整体水平。DAV基带视音频数字化传输不仅能够增加信息传输的有效性, 也能够增加传输的距离, 这就使得高清节目的大范围观看成为可能。

⑶能够促进电视网络技术的提高。DAV基带视音频数字化传输就是将现代化技术和信息传播技术有效的融合在一起, 从而使传输的质量提高, 进而使其在电视信息网络中起到了至关重要的作用。

3 DAV基带视音频数字化传输的具体应用

由于DAV基带视音频数字化传输具有一定的利用价值, 也能够起到重要的作用, 所以在今后电视网络发展过程中, 适合进行全面推广和应用, 这项技术的应用也能使我国电视网络传输的整体质量和效率有所提高, 同时也能够促进我国电视网络技术的不断发展。

⑴国家政策支持。1.在DAV基带视音频数字化传输推广和应用的过程中, 应该引起国家的高度重视, 国家应该从技术上给予一定的支持, 通过利用我国强大的科研力量, 来深入研究DAV基带视音频数字化传输, 科技力量的投入, 还能够有效的解决电视节目源传输中存在一些列技术和设备问题;2.国家该应该在资金方面给予一定的帮扶。在DAV基带视音频数字化传输使用以前, 需要一定的资金投入, 这样才能有利于后期的布设和使用;3.制定帮扶政策。在DAV基带视音频数字化传输应用和发展的过程中, 国家应该制定相应的帮扶政策, 不断推进这项传输技术的发展和进步, 从而使传输的质量得到提高, 最终实现电视节目的高效传输。

⑵加强推广和升级。在DAV基带视音频数字化传输发展和应用的过程中, 国家应该对这项技术的推广, 并利用已有的资源和力量来促进这项技术的发展。我国的电视企业在发展的过程中, 应该加强对DAV基带视音频数字化传输的应用, 这样才能有利于企业自身的发展。

4 总结

DAV基带视音频数字化传输能够有效的解决传统信号传输技术中不能解决的问题, DAV基带视音频数字化传输能够使电视节目源传输的效率和质量都能得到显著的提高, 所以在今后电视网络传输发展的过程中, 应该将这项技术作为信息传输的主要技术, 这样才能使我国电视网络传输得到更进一步的发展。

参考文献

[1]曾安华, 高曙光, 阳树中.广播甲级电视节目源传播方案—DAV基带视频音频数字化传播[J].广西广播电视, 2005 (11) .[1]曾安华, 高曙光, 阳树中.广播甲级电视节目源传播方案—DAV基带视频音频数字化传播[J].广西广播电视, 2005 (11) .

基带信号传输 第4篇

现代通信系统中, 数字通信系统所占的比例越来越大, 系统的数字化、集成化是未来发展的方向。随着超大规模集成电路的诞生, 各种数字通信的专用芯片也相继问世, 电路的集成化程度越来越高, 设备的体积也越来越小, 但是这些数字通信的专用芯片在价格上非常昂贵, 给通信设备成本带来很大压力。近几年, FPGA (Field Programmable Gate Array) 的推出, 给数字通信电路的设计带来了更多的方便, 摆脱了数字通信专用芯片功能单一、价格昂贵的缺点[1,2]。目前实际的数字通信系统中, 数字基带系统在应用上虽不如数字频带传输系统广泛, 但仍有相当多的应用范围[3]。因此, 本文设计的方案采用FPGA来实现数字基带传输系统。

1数字基带信号编、译码原理

数字信号的传输方式有两种:一种是基带传输, 另一种是频带传输。在基带传输系统中, 因为信道往往存在隔直流电容或耦合变压器, 使得基带信号中的低频和直流成分难于通过[4]。因此, 并非所有原始基带数字信号都能在信道中传输。为了在传输信道中获得优良的传输特性, 一般要将信号变换成适合于信道传输特性的传输码 (又叫线路码) [5,6], 即进行适当的码型变换。

通常, 在设计数字基带信号码型时应考虑以下原则:

(1) 码型中低频、高频分量尽量少;

(2) 码型中应包含定时信息, 以便定时提取;

(3) 码型变换设备要简单可靠;

(4) 码型具有一定检错能力, 若传输码型有一定的规律性, 就可根据这一规律性来检测传输质量, 以便做到自动检测;

(5) 编码方案对发送消息类型不应有任何限制, 适合于所有的二进制信号, 这种与信源统计特性无关的特性称为对信源具有透明性;

(6) 低误码增殖, 误码增殖是指单个数字传输错误在接收端解码时, 造成错误码元的平均个数增加, 从传输质量要求出发, 希望它越小越好;

(7) 高的编码效率。

以上几点并不是任何基带传输码型均能完全满足的, 常常是根据实际要求满足其中的一部分[7]。

数字基带信号码型种类繁多, 其中HDB3码 (High Density Bipolar) , 即三阶高密度双极性码, 具有不含直流成分, 低频成分少, 提取同步时钟方便, 有内在检错能力等优点, 成为广泛应用于基带传输系统中的码型。ITU-T G.703规定2 Mb/s, 8 Mb/s和34 Mb/s的数字接口均采用HDB3码, 因此以HDB3码为例进行分析[8]。

HDB3码又称四连“0”取代码, 它是AMI (Alternative Mark Inverse, 传号交替反转) 码的改进型。在AMI码中, 如果连续的较长的一段序列为“0”码, 则接收端会因为长时间无交替变化波形的控制而失去同步信号, 而HDB3码克服了AMI码的上述缺点。此外, HDB3码还具有频谱能量主要集中在基波频率以下, 占用频带较窄等特点。

1.1 编码原理

在消息的二进制代码序列中:

(1) 当连“0”码的个数不大于3时, 编码规则为“1”码变为“+1”、“-1”交替脉冲, “0”码仍为“0”。

(2) 当代码序列中出现4个连“0”码或超过4个连“0”码时, 把连“0”段按4个“0”分节, 即“0000”, 并使第4个“0”码变为“1”码, 用V脉冲表示, 这样可以消除长连“0”现象。为了便于识别V脉冲, 使V脉冲极性与前一个“1”脉冲极性相同, 这样就破坏了AMI码极性交替的规律, 所以V脉冲为破坏脉冲, 把V脉冲和前3个连“0”称为破坏节“000V”。

(3) 为了使脉冲序列仍不含直流分量, 则必须使相邻的破坏点V脉冲极性交替。

(4) 为了保证 (2) , (3) 两个条件的成立, 必须使相邻的破坏点之间有奇数个“1”码。如果原序列中破坏点之间的“1”码为偶数个, 则必须补为奇数, 即将破坏节中的第一个“0”码变为“1”, 用B脉冲表示, 这时的破坏节变为“B00V”形式。B脉冲极性与前一个“1”脉冲极性相反, 而B脉冲极性与V脉冲极性相同[8]。

1.2 译码原理

虽然编码规则比较复杂, 但是它的译码原理却比较简单。从上述编码原理看出, 每一个破坏符号V总是与前一非0 符号同极性 (包括B在内) 。这就是说, 在接收端译码时, 由两个相邻的同极性码找到破坏脉冲V, 同极性码中后面那个码就是V码。由V码向前的第三个码如果不是0码, 表明它是B码, 把V码和B码去掉后留下的都是信码, 再进行全波整流, 将所有的-1变成+1后就得到原消息代码[8]。

2编、译码模块的设计与仿真

编、译码模块的设计是在QuartusⅡ软件开发平台上, 采用VHDL语言来实现的。

2.1 编码模块的设计

编码模块的方框图如图1所示[9]。

四连“0”检测及补“1”电路 根据编码规则, 当输入的信号遇到四连“0”码的时候, 四连“0”码将由取代节“B00V”或者“000V”取代。因此, 首先要检测出哪些是四连“0”码, 哪些是非四连“0”码。在检测出四连“0”码后, 还要将破坏脉冲V 加入在第四个0的位置上。

取代节选择电路 当需要用取代节代替四连“0”码时, 应判断采用哪一种取代节, 即选择四连“0”码中第一个0码变为B码, 还是变为0码。如果传号数为奇数, 采用“000V”取代;如果传号数为偶数, 则采用“B00V”取代。

破坏点形成电路 将补放的“1”码变成破坏点, 使后续的V码与前面相邻的“1”码极性相同, 破坏了交替反转的规律, 形成了破坏点。

单双极性变换电路 HDB3码极性形成电路有两个功能:一是正常传号“B”正负交替极性的形成;二是破坏点“V”脉冲的正负交替极性的形成, 并输出HDB3码。

2.2 译码模块的设计

译码模块的方框图如图2所示[9]。

破坏点检测电路 即找V码, 在s消息的二进制代码中, 若找出相邻两个同极性的码元, 则可以确定后一个码元必为V码。

取代节去除电路 在V码出现时刻将信码流中的V码及其前面的第三位码置为“0“, 即去掉取代节。

双单极性变换电路 进行全波整流, 将“+1”和“-1”还原为1。变换后的码元即为原信息码。

2.3 编码模块的仿真

根据图1所示的编码模块方框图在QuartusⅡ平台上用VHDL语言编程, 编译通过后可进行仿真。

当输入信码为全“0”码时, 编码结果为0-100-1+100+1-100-1+100+1的序列, 如图3所示。图中clock为时钟信号, data_in为输入信码, data_out为编码后的结果。data_out为00, 表示“0”电平;data_out为01 (十进制数字为1) , 表示“+1”电平;data_out为11 (十进制数字为3) , 表示“-1”电平。

当输入信码为11111000001111100000时, 编码结果为-1+1-1+1-1000-10+1-1+1-1+1000+1的序列, 如图4所示。

由图3, 图4可知, 编码结果完全正确。

2.4 译码模块的仿真

根据图2所示, 译码模块方框图在QuartusⅡ平台上用VHDL语言编程, 经编译后可进行仿真。为了将译码结果与原始信号进行比较, 将图3, 图4的编码结果作为译码器的输入信号进行译码, 将译码结果与以上的原始信号进行比较。

当输入的HDB3码为0-100-1+100+1-100-1+100+1-100-1+100+1译码结果为全“0”码, 如图5所示。图中clock为时钟信号, data_in为输入HDB3码, data_out为输出的信码。data_in为00, 表示“0”电平;data_in为01, 表示“+1”电平;data_in为11, 表示“-1”电平。

将译码结果与编码前的原始信号做比较, 可看出两者是一致的。

让输入信号data_in为31313000301313100010, 译码的结果为11111000001111100000, 如图6所示。

将译码结果与编码前的原始信号做比较, 可看出两者仍是一致的。

3数字基带系统设计与仿真

3.1 数字基带系统的设计

HDB3编译码数字基带系统的设计是在QuartusⅡ平台上, 采用原理图的方式来实现的。首先, 分别创建HDB3编码模块和译码模块符号文件;然后新建基带系统顶层文件;再在顶层文件中分别调入HDB3编码模块和译码模块符号文件;按要求连线后, 即得到HDB3编译码数字基带系统电路。

3.2 数字基带系统的仿真

将以上原理图进行编译后, 即可进行仿真。使输入信码为10110001000011000000111000001011, 系统传输结果如图7所示。图中, clock为时钟信号, data_in为输入信码, hdb3_code为系统传输用的HDB3码, data_out为输出信码。由图可知, 系统的输出与输入完全一致。

3.3 数字基带系统的调试

当整个系统通过程序仿真后, 将程序下载到ACEX1K-EP1K30TC144-1芯片, 从而完成整个数字基带系统的设计。调试时把发送部分与接收部分连接起来进行系统调试, 检测各测试点信号是否正确, 在调试中, 硬软件要结合起来。由于芯片可以高度集成, 问题一般出现在软件上, 故在调试中软件参数的更改是最重要的。

4结语

采用FPGA技术实现数字基带传输系统, 包括编码器的设计与仿真、译码器的设计与仿真以及整个数字基带传输系统的设计与仿真。最后, 在Altera公司的ACEX1K-EP1K30TC144-1芯片上加以实现。整个

系统具有结构简单, 性能稳定, 有效性好, 可靠性高等优点。除此之外, 其优点还体现在设计者不受芯片结构的影响, 避免了重复设计, 缩短了开发周期;设计的模块化, 提高了软硬件的组合度, 使设计成果可以重复利用;在选择实现系统目标器件的类型、规模、硬件结构等方面, 具有更大的自由度;总的设计方案和功能结构被确定后, 就可以进行多人多任务的并行工作方式, 扩大了设计规模, 提高了设计效率[10]。

参考文献

[1]张秀平.FPGA在数字基带信号远程传输中的应用[J].微计算机信息, 2007, 23 (26) :206-208.

[2]蓝伟斌, 邓鹰飞.基于FPGA的数字基带通信方案[J].梧州学院学报, 2007, 17 (6) :42-48.

[3]朱沛, 张辉.基于FPGA的IJF数字基带编码的实现[J].现代电子技术, 2006, 29 (7) :43-45.

[4]夏平, 向学军, 万钧力.基于VHDL的数字基带信号HDB3调制解调器仿真实现[J].三峡大学学报:自然科学版, 2007, 29 (2) :147-149, 166.

[5]单树民, 钟贞, 李峰.CDMA数字基带收发系统的仿真设计[J].大众科技, 2008 (2) :18-19.

[6]刘炯铭.数字传输设备接口中的码型变换[J].电视技术, 2002 (12) :25-26.

[7]张水英, 徐伟强, 金立.通信原理[M].西安:西安电子科技大学出版社, 2008.

[8]乔继红, 顾伟娟.基于CPLD的HDB3码编译码器的设计[J].北京工商大学学报:自然科学版, 2005, 23 (1) :50-52.

[9]段吉海, 黄智伟.基于CPLD/FPGA的数字通信系统建模与设计[M].北京:电子工业出版社, 2004.

基带信号传输 第5篇

通信系统的主要性能指标有可靠性和有效性, 可靠性主要衡量通信的质量, 有效性主要衡量通信的传输效率, 二者都很重要, 而且相互矛盾。在模拟通信系统中, 影响可靠性的因素主要是信道中的加性噪声, 因此常用信噪比来描述可靠性, 而在数字通信系统中, 影响可靠性的因素除了信道中的加性噪声还有码元之间的干扰 (码间干扰) , 如何消除码间干扰以提高系统的可靠性是数字基带系统的主要问题, 奈奎斯特第一准则解决了这一问题。

1 奈奎斯特第一准则

数字基带传输系统要消除码间干扰其传输特性必须满足下式

这是检验一个给定的系统传输特性H (ω) 能否消除码间干扰的准则, 是由奈奎斯特 (Nyquist) 等人提出的, 所以该准则又称为奈奎斯特第一准则。

2 对奈奎斯特第一准则的含义分析

2.1 无码间干扰的频域条件

式1-1的物理意义:基带系统的传输特性H (ω) 沿ω轴平移2πm/Ts (m=0, ±1, ±2, ) 再相加起来, 在区间 (-π/Ts, π/Ts) 叠加的结果为一条水平直线, 即为一固定数值。以升余弦滚降特性为例, 如图2所示。

基带信号的带宽通常定义在区间 (-2π/Ts, 2π/Ts) 上, 所以考察H (ω) 在此区间上的特性才有实际价值。也就是

上式的物理意义:把H (ω) 按区间 (-π/Ts, π/Ts) 的宽度分割成三段, 只要H (ω-2π/Ts) 、H (ω) 、H (ω+2π/Ts) 这三段在区间 (-π/Ts, π/Ts) 上能叠加出理想滤波特性来, 则这样的传输特性能够消除码间干扰。图1表示了分割和叠加的过程。

从图1中可以看出, H (ω) 可以看成是在一定条件下将Heq (ω) 圆滑的结果。

2.2 无码间干扰的时域条件

上式表示, 当R (t) 的值除本码元判决点时 (t=0) 不为零外, 在其它所有非本判决点上均为零时, 不会影响其它码元的判决, 即不会产生码间干扰。至于判决点之外的波形如何失真就可以不管了, 下图是理想低通滤波器的冲激响应。

从图2中可以看出, 输入数据若以1/Ts波特速率传送时, 理想低通滤波器的冲激响应在t=0时不为0, 在其他抽样时刻 (t=k Ts, k≠0) 时都等于0, 这表明采用这种波形作为接收波形时, 不存在码间干扰, 如果该系统的码元传输速率大于1/Ts, 将会存在码间干扰。因为系统的频带宽度为1/2Ts, 而最高码元传输速率为1/Ts, 因而采用理想低通滤波器冲激响应作为接收波形时, 其频带利用率为2波特/赫。

设输入的数字信号序列为1011001, 其脉冲序列图和通过等效理想低通网络传输后的输出响应波形分别如图3和图4。

由上面的两个图可以看出, 输入数据若以1/Ts波特速率传送时, 在各个TB的整数倍处的数值仅由本码元所决定。其他各码元对应的输出响应在此处均为零, 即各码元间没有干扰。因此, 如在TB的整数倍处进行抽样判决, 就可正确地恢复出“1”码和“0”码。但若不满足1/Ts的条件, 在各个TB的整数倍处, 其他各码元的输出响应不为零, 即各码元的输出响应是相互影响的, 如在此处抽样判决, 由于码间干扰, 容易出现误码。

3 时域均衡

在基带传输中, 除了噪声, 符号间干扰是影响传输质量的主要因素。尽管在设计系统形成滤波器时是按照奈氏第一准则的要求, 但是, 在实际通信时, 总的传输特性将会偏离理想特性, 这就会引起符号间干扰, 要克服这种偏离采用时域均衡。

时域均衡的基本原理

目前时域均衡的常用方法是在基带信号接收滤波器R (ω) 之后插入一个横向滤波器。假设其总的传输特性H (ω) , 不满足式 (1-2) , 即存在一定的码间干扰。如果在接收滤波器R (ω) 之后插入一个横向滤波器, 其冲激响应为

式中, CX取决于H (ω) , 则理论上可以消除码间干扰。

时域均衡的目标:调整各增益加权系数CX使得除n=0外y (t) 在奈氏各取样点上的值均为零, 即 , 这就消除了码间干扰。

4 总结

通过以上的研究可知, 基带传输系统若要获得足够小的误码率, 必须最大限度地减小码间干扰和随机噪声的影响。由奈奎斯特 (Nyquist) 等人提出的奈奎斯特第一准则是检验一个给定的系统传输特性是否会引起码间干扰的准则。在基带传输中, 除了噪声, 码间干扰是影响传输质量的主要因素。尽管在设计系统形成滤波器时是按照奈氏第一准则的要求, 但是, 在实际通信时, 总的传输特性将会偏离理想特性, 这就会引起码间干扰, 要克服这种偏离采用均衡。

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基带信号传输 第6篇

关键词：Gardner算法,位同步,内插,误差检测

同步指收发双方在时间上步调一致,在数字通信系统中,位同步是一项重要的技术。由于信号在传输过程中所产生的延时一般未知,再加上噪声、多径效应等影响,导致接收端收到的信号与本地时钟信号不一致。而位同步作用就是跟踪每个码元的最佳采样点以进行判决。当输入信号偏移时,会根据本地时钟和接收信号间存在的定时误差调整NCO,使其输出的采样时钟跟踪最佳采样点。按照处理方式的不同,可分为模拟方式、半数字方式和数字方式。

传统的数字接收机通过提取接收信号中的时钟信息再调整采样时钟,即同步时钟恢复。在全数字接收机中,一般采用独立于发送端的时钟对接收信号直接采样,再通过插值运算得到信号在最佳判决取样时刻的近似值,这种方法称为异步时钟恢复。其中一种典型的处理算法就是Gardner算法。该算法优点在于不需要改变本地采样时钟,可适应较宽速率范围的基带信号,因而具有传统方法不可替代的优势。

1 Gardner算法实现

在当今高速宽带数字通信中,通常采用异步时钟恢复来适应较宽速率范围的基带信号位同步。其中比较典型的就是Gardner算法,其原理如图1所示。结构主要由内插滤波器、定时误差检测器、环路滤波器和控制器构成,通过内差调整在不改变本地时钟频率条件下实现位定时同步。根据对输入的非同步采样信号采用内插公式计算得出正确的采样值输出,该采样值即本地时钟频率与接收信号频率同步情况下的采样值。

1.1 内插滤波器

接收机接收到射频信号经下变频到中频,中频再解调(载波解调)得到基带信号,即为输入信号x(t),设其码元时间间隔Tb,且x(t)频带有限。接收机对再经过本地固定时钟频率采样,得到数字信号x(m Ts)。令本地独立时钟采样时间间隔为Ts,内插滤波器h1(t),假定Tb/Ts为无理数。当采样信号x(m Ts)输入h1(t),计算k Ti时刻的内插值y(k Ti)=y(k)。其中,Ti与Tb同步,Ti=TbK,K是一个小的整数。

采样信号x(m Ts)=x(m)通过内插滤波器h1(t)后,输出信号

在时刻t=k Ti对输出信号y(t)进行重采样,可得

对序号重排序,定义:

式中,uk为误差间隔,决定内插滤波器冲激响应系数,其范围有uk∈[0,1];mk为插值基点,决定输入序列中参与运算的采样点,由插值时刻k Ti决定;重采样后输出采样点是(mk+uk)Ti,int[z]表示不大于z的最大整数,k Ti和uk的信息由内部控制器反馈得到。

最后得到:

即为数字内插滤波器基本方程,mk和uk表示了Ts和Ti之间的关系,如图2所示。

插值点位置k Ti与与第m个采样点位置差ukTs,即为所需要的小数偏差。

进一步可利用拉格朗日插值算法计算出内插值。典型的基于N点样本集的拉格朗日插值公式为:

当N=4时,插值滤波器可采用立方插值滤波器,具体系数为:

从而推导出:

1.2 定时误差检测

Gardner算法的定时误差检测结构(TED)如图3所示,在对基带数据采样后,进行串并转换和I/O分路运算,并对得到的I(k)和Q(k)信号进行一个样点的延时从而得到I(k-1)和Q(k-1),利用两码元交界处的采样点I(k-1/2)和Q(k-1/2)送入误差计算单元,I(k-1/2)表示判断误差。

在理想情况下,I(k)-I(k-1)=0(前后码元相同)与I(k-1/2)=0(前后码元不同)这两种情况必定有一种出现。但是如果抽样不理想,则两式均不为0。同时,Q路的误差方向和I路的相同,从而形成了定时误差公式:

定时误差信号e(n)经过环路滤波器到达数控振荡器NCO,控制NCO使采样前移或后退一个脉冲,以趋于理想的采样点。

1.3 环路滤波器

环路滤波器在该系统中作用旨在滤除定时误差信号的高频分量,平滑信号以及将e(n)转换成数控振荡器NCO需要的附加相移值。

该滤波器是模拟一阶有源比例积分滤波器的数字化实现,传递函数为:

其中,G0为NCO增益;Gd为TED增益;BL是滤波器噪声带宽;阻尼因子ξ=0.707。给定BL就可以针对不同码速率1/Tb设计环路参数。环路滤波器中乘法运算采用移位方式实现以减少资源占用,处理后的误差信息传送给控制器部分。

1.4 控制器

控制器的作用是根据TED信号,调整插值频率1/Ti和误差间隔uk,并输出同步信。控制器包含NCO(数控振荡器)和)1误C差2间(u隔)x计(m算k两2个)部分。

NCO的作用是给插值滤波器提供控制信号以及生成重采样时钟信号。由于NCO用于对重采样时钟信号和输入信号采样时钟为Ts的输入信号采样,所以NCO的工作时钟与本地独立时钟间隔Ts一致,生成的重采样周期与输入信号同步为Ti。当NCO寄存器溢出一次表示执行一次重采样。每次NCO寄存器过零点的时刻(mk+1)Ts为内插滤波器进行一次运算。NCO寄存器深度为1,设当前mkTs时刻NCO寄存器值为η(mk),NCO控制字W(mk)。W(mk)是一个正值小数,由环路滤波器输出值确定。则得到NCO差分方程:

同时对于控制器中误差间隔uk有:

从而得到插值位置为:

由此,通过NCO提取出了内插滤波器的控制参数。

2 算法仿真

利用MATLAB编程对系统算法进行验证。

系统稳定后得到采样频率误差估计值是PPM=399.9533,而实际PPM=400,可以看出二者十分接近。

3 结语

由于在高速宽带数字通信中,本地时钟频率和实际接收信号频率难免存在偏差,会导致接收信号解码混乱。因而信号的位同步将采用异步同步方式,在内插器对信号进行插值时,利用Gardner算法计算正确的插值位置,即最佳观测点,并且最终确认最佳值的大小。

Gardner算法在进行位同步提取时对载波相位不敏感,实现结构简单,需要样点少,广泛应用于位同步技术。

参考文献

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基带信号传输 第7篇

关键词：双极型,离散滤波器,码间串扰,Simulink

1 引 言

基带信号,是指消息源的消息直接经过转换器转换成的电信号。在数据通信过程中,不使用载波调制解调装置而直接传送基带信号的系统,称它为基带传输系统[1]。

目前,在实际使用的数字通信中,虽然基带传输不如频带传输那样广泛,但是,对于基带传输系统的研究仍然是十分有意义的。这是因为:首先,基带传输系统的许多问题也是频带传输系统必须考虑的问题;其次,随着数字通信技术的发展,基带传输这种方式也有迅速发展的趋势,目前,它不仅用于低速数据传输,而且还用于高速数据传输;最后,理论上也可以证明,任何一个采用线性调制的频带传输系统,总是可以由一个等效的基带传输系统所替代。然而,在实际的基带传输系统中码间干扰总是或多或少的存在。由于AMI码[2]和HDB3码[3]已有被仿真过,而双极型码可以在电缆等无接地的传输线上传输,得到较多的应用,因此利用Matlab中的Simulink工具对其码间干扰问题进行仿真探讨具有十分重要的意义。

2 数字基带传输系统模型分析

在基带传输系统中,一系列的基带信号波形被变换成相应的发送基带波形后,就被送入信道。信号通过信道传输,一方面要受到信道特性的影响,使信号发生畸变;另一方面信号被信道中的加性噪声所叠加,造成信号的随机畸变。因此,到达接收端的基带信号已经发生了畸变。为此,在接收端首先要安排一个接收滤波器,使噪声尽量得到抑制,而使信号顺利通过。然而,在接收滤波器的输出信号里,总还是存在畸变和混有噪声的。因此,为了提高接收系统的可靠性,通常要在接收滤波器的输出端安排一个识别电路,常用的识别电路是抽样判决器,它是在每一接收基带波形的中心附近,对信号进行抽样,然后将抽样值与判决门限进行比较。若抽样值大于门限值,则判为“高”电平,否则就判为“零”电平。这样就获得一系列新的基带波形再生的基带信号。

根据上述信号传输过程,可以把一个基带传输系统用图1所示的模型来概括[4,5]。

发送滤波器至接收滤波器的传输特性:

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对于无码间干扰,基带传输特性应满足:

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3 系统误码率分析

由于基带传输信号的误码率与传输时所使用的码型有关[6,7],由于双极性码是一种适合于信道传输的码型,而且便于仿真构造模型,码型简单,因此下面主要讨论在双极型基带系统中叠加平稳高斯白噪声后的抗噪声性能。而噪声影响下发生误码将有2种差错形式:发送的是“1”码,被判为“0”码;发送的是“0”码,被判为“1”码。对于双极性基带信号,在一个码元持续时间内,抽样判决器输入端得到的波形可表示为:

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令:

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这时,若令判决门限为Vd,则将“1”错判为“0”的概率pe1及将“0”错判为“1”的概率pe2可以表示为:

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若发送“1”码的概率为P(1),发送“0”码的概率为P(0),则基带传输系统总的误码率可表示为:

undefined

可以看出,基带传输系统的总误码率与判决门限Vd有关。通常把使总误码率最小的判决门限电平称为最佳门限电平。若令undefined,则可求得最佳门限电平为:

undefined

若undefined,则最佳判决门限电平为V*d=0这时,基带传输系统总误码率为:

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4 仿真过程设计及分析

Matlab中的Simulink有可视化建模和动态仿真的功能,因此本文用Simulink构造仿真系统,方法简单,形象直观[8,9,10]。

(1) 无码间干扰时双极型基带传输系统的抗噪声性能,双极型基带传输系统如图2所示。

在这个仿真模型中,Switch1以及1,-1这两个常数模块组成了发送滤波器,它将二进制Bernoulli序列产生器所产生的随机序列编成双极性码;Switch以及1,0这两个常数模块组成了一个抽样判决器,由它来对接收到的码元进行抽样判决,最后送入误码率计算模块计算误码率。在这里,假设基带传输系统C(ω)GR(ω)=1,以保证其不会出现码间干扰。仿真结果如图3所示。其中,①为仿真得到的误码率曲线;②为理论上的误码率曲线。从图3可以看出,两者基本吻合,这说明理论推导出来的误码率计算公式是正确的。

(2) 有码间干扰时双极型基带传输系统的抗噪声性能。在构造码间干扰的模型过程中,令undefined,即h(t)=anu(n),并对a取不同的值,来比较不同的h(t)对系统的抗噪声性能的影响。如图4所示。

为了模拟码间干扰,本文提出了在原来双极性基带系统上增加一个离散滤波器(Discrete Filter),离散滤波器的参数分别设置为:Numerator:[1],Denominator:[1 a],Sample time:-1,使得基带传输系统C(ω)GR(ω)=1/(1+az-1)≠1,也就使得整个系统产生了码间干扰。仿真结果如图5所示。

其中,①为a=-0.6时仿真得到的误码率曲线;②为a=-0.2时仿真得到的误码率曲线;③为无码间干扰时的误码率曲线。由图5可以看出,当a=-0.6时,码间干扰对系统的抗噪声性能有较大影响,而当a=-0.2时,这个影响较小,整个系统的误码率与无码间干扰时基本相同。

当a=-0.6时,h(t)=0.6tu(t),当a=-0.2时,h(t)=0.2tu(t)它们的函数曲线如图6所示。

由图6可见,当a=-0.2时,h(t)的值除t=0外,均小于a=-0.6时的h(t)值,也就是说在其他所有抽样点上的值较小,这就使得码间干扰值undefined较小,因此它对整个系统的抗噪声性能相对较小,这与仿真实验的结果相一致。

5 结 语

由理论推导和实验仿真,注意到系统的总误码率仅依赖于信号峰值A与噪声均方根值σn之比,若比值A/σn越大,则Pe就越小。同时发现,当系统存在码间干扰时,系统误码率与其码间干扰值的大小有关,随着码间干扰值的增大,系统误码率也随之增大。而码间干扰值不仅受系统的传输特性H(ω)影响,而且还与an有亲密联系。从以上仿真结果分析和误码性能验证来看,实验仿真系统完全达到了实际可用的要求。

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基带信号传输 第8篇

LTE项目是3G的演进,始于2004年3GPP的多伦多会议。LTE不同于3G的码分多址传输技术,采用频谱效率更高的OFDM/FDMA技术,主要从降低每比特成本,扩展业务提供能力,灵活使用现有的和新的频段,简化架构,开放接口,实现合理的终端消耗等方面考虑。LTE系统的主要需求指标包括:在20 MHz系统带宽下,提供下行100 Mb/s和上行50 Mb/s的瞬时峰值速率;用户面延迟小于5 ms;控制面延迟小于100 ms;有更好的移动性,针对低速移动(小于15 km/h)优化,高速移动(低于120 km/h)下实现高性能,在大于120 km/h时可以保持蜂窝网络的移动性;支持最大100 km的小区覆盖;灵活的频谱分配,支持最小1.4 MHz,最大20 MHz系统带宽[1]。

在移动通信系统中随机接入是用户终端和网络建立稳定连接,进行正常通信的首要步骤。随机接入可以分为同步随机接入和非同步随机接入,同步随机接入是在用户终端已经与系统取得上行同步时的接入过程,相反,非同步随机接入是用户终端尚未和系统取得或丢失了上行同步时的接入过程,因此非同步随机接入区别于同步随机接入的一个特点就是要估计、调整用户终端上行发送时钟,将同步误差控制在循环前缀(CP)长度之内。LTE系统通过物理随机接入信道(PRACH)完成非同步随机接入过程中随机接入前导(Preamble)的发送。3GPP物理层协议规范中针对不同的小区覆盖半径需求,设计了多种PRACH Preamble格式,其中Preamble Format 0,1,2,3对FDD LTE和TD-LTE是通用的,Preamble Format 4是针对TD-LTE特殊帧结构设计的,用于小区半径较小时的热点覆盖场景[2]。

要获得LTE较高的技术需求指标,对基带信号的处理芯片提出了更高的要求。飞思卡尔半导体公司的MSC8156AMC是一种高密度、Advanced Mezzanine Card(AMC)DSP平台,构建于3个MSC8156 DSP(18个SC3850 DSP内核)基础之上,可插入紧凑型MicroTCA底板。这种18 GHz的处理能力与无线基础架构应用的高度优化架构相结合,使其成为开发基于下一代无线标准解决方案的理想平台。

MSC8156AMC基带处理器卡的特性包括:

(1)处理器:多达3个MSC8156 6核StarCore DSP,高达1.0 GHz的主频;

(2)内存:每个MSC8156有2512 MB的64 b DDR3内存;

(3)4个串行Rapid I/O(SRIO)接口以及2个1000Base-X背板接口。

另外,飞思卡尔针对3GPP标准中定义的物理基带信道处理和无线传输信道功能,提供了LTE物理层支持软件库,包括一个定制的操作系统SmartDSP、驱动和主要的信号处理功能模块(包括:调制、信道编码、传输方案、MIMO/分集、信道估计、信道均衡等),这些信号处理模块基本覆盖了物理层上下行链路共享信道,它们以SmartDSP实时操作系统为参考实时运行。

1 PRACH信道处理

在LTE系统中,用户终端通过发送Preamble获取上行链路定时同步,完成与网络非同步随机接入。LTE系统中PRACH Preamble采用Zadoff-Chu(ZC)序列,包括序列(Sequence)和CP两部分。CP的作用是抗多径时延扩展,最大限度地消除载波间和符号间的干扰。PRACH信道在LTE系统中是非常重要的信道,使用非常频繁,合理的PRACH信道可以提高整个网络的覆盖性能。因此,为了适应不同的小区覆盖场景,尽可能降低PRACH信道的资源开销,设计了5种Preamble Format,它们具有不同的CP长度和Sequence长度。

每个小区中存在64个可用的前导信号序列。64个序列中有两个子集,其中每个子集中的一系列序列将被作为系统信息信令的一部分。在执行基于竞争的随机接入时,用户终端随机选择一个序列随机接入尝试,只要其他的UE没有采用相同的序列,就不会发生冲突并且该尝试在很大概率上可以被eNodeB检测到。如果用户终端请求自由竞争的随机接入,需要选择自由竞争的前导信号。前导信号序子集的选择是由用户终端在上行共享信道(UL-SCH)发送的数据量定的。

时间连续的随机接入信号s(t)定义如下:

式中:0t

从式(1)中可以看到,基带信号生成过程如图1所示。

由图1可知,时间复杂度比较高的运算是DFT和IDFT运算,下面重点分析这两个过程的优化处理以及在MSC8156AMC平台的具体实现方式。

2 基带信号生成

2.1 ZC序列的DFT

LTE系统中Preamble序列是由ZC根序列经过循环偏移生成的。循环偏移的ZC序列具有很好的特性:幅度恒定,可以有效地进行功率控制,并且可以维护上行链路的低峰均比特性;具有理想的自相关性和互不相关性,易于eNodeB获得准确的定时估计,并且相同ZC根序列生成的Preamble序列构成的多个随机接入尝试之间不存在小区间干扰。

在时域上生成的ZC序列循环偏移之后,需要经过DFT处理变换到频域。DFT处理有很高的时间复杂度,以Preamble Format 0为例,ZC序列的长度是839,839点的DFT需要839839次复数乘和838839次复数加运算。ZC序列的定义如下:

其DFT可表示为:

加循环偏移Cv可以在上式中直接产生:

在MSC8156 DSP上实现时,可以采用查表的方式,这样计算频域上每个点,只需要NZC-1次复数加,大大降低了DSP负荷。

2.2 资源映射

FDD的一个上行子帧最多可以传输一个随机接入资源;而对于TDD的帧结构,一个子帧可以传输多于一个随机接入资源,不同的随机接入资源采用频分的方式。PRACH信道的时域结构由RA(Random Access)时隙的长度和周期两个变量定义,3GPP标准确定RA时隙长度为子帧长度,RA时隙所占用的子帧取决PRACH的具体配置。RA时隙发送周期取决于网络负载大小,小负载网络采用较长的发送周期,大负载网络采用较短的发送周期。为了使PRACH信道的发送在时域上尽可能的均匀,每个RA时隙发送一个随机接入资源。RA时隙的频域位置,是有两个可选择的。为了保证PUCCH的正交性和用户带宽的最大化,PUCCH被分配到用户频带的上下两端,PRACH放置在紧邻PUCCH的位置上(二选一)。

在频域内,PRACH占用6个物理资源块(PRB),1.08 MHz小区带宽,正好匹配LTE中可以操作的最小上行链路小区带宽。子载波映射时就是按照其时域频域资源位置来进行映射的,前导序列本身的长度为839或139,根据时域宽度(1 ms,2 ms及3 ms)进行重复匹配,然后按先频域后时域的顺序进行映射。

20 MHz带宽对应系统采样频率是30.72 MHz,以Preamble Format 0为例,序列部分长度是24 576Ts,PRACH映射时,上述得到的频域上的ZC序列按照从高层得到的配置参数进行映射[4,5]。

2.3 IFFT处理

以Preamble Format 0为例,PRACH映射之后,根据3GPP物理层协议的规定,生成基带信号需要做24 576点的IDFT。MSC8156的MAPLE-B提供了硬件FFT/IFFT处理单元FFTPE和硬件DFT/IDFT处理单元DFTPE,使用FFTPE或DFTPE可以最大限度地提高运算速度,然而FFTPE一次最多只能做2 048点的FFT/IFFT,DFTPE一次最多提供1 536点DFT/IDFT,因此不能利用MSC8156的MAPLE直接做24 576点的IDFT。出于降低DSP负荷的考虑,软件实现方案也不可行,因为计算量非常大,这里只能采用其他方案。

Cooley-Turkey算法是一种最常用的FFT算法,这一方法以分治法为策略递归地将长度为N=N1*N2的DFT分解为长度分别为N1和N2的两个较短序列的DFT以及与旋转因子的复数乘法。它可以用于序列长度N为任意因数分解形式的DFT,这种算法称为混合基FFT[6]。

Cooley-Turkey算法把N点的DFT分解为任意两个长度为N1,N2短序列的DFT,其中N=N1*N2。长度为N的序列x(n)的离散傅里叶变换可表示为:

式中:。

将输入时域信号索引n表示为:

式中:0n1N1-1;0n2N2-1。

将输出频域序列索引k表示为:

式中:0k1N1-1;0k2N2-1。

得到基于Cooley-Turkey算法的DFT公式如下[7,8]:

式中:0k1N1-1;0k2N2-1。

假若要把N点长序列分为三段较短序列的DFT,只需把上述第二级FFT再以相同的方式分为两级,得到DFT表达式如下:

注意,第一级和第二级之间有旋转因子WN1N2n2k1,第二级和第三极之间有旋转因子WNn3(k1+k2N1)。上式可化简为三级FFT运算的形式,即:

由数字信号处理知识可知,IDFT可以通过DFT来实现。N点DFT和IDFT的关系可表示为[9]:

所以,PRACH发射端Preamble处理用到的24 576点IDFT可以利用上述混合基FFT算法实现。具体实现方式如下:

(1)对输入信号取共轭;

(2)混合基FFT实现;

(3)运算结果取共轭,并除以序列长度N。

混合基FFT实现:N=24 576,分为N1=2 048,N2=4,N3=3,分为三级实现。第一级是对输入数据每隔12点抽取一次,共得到12个长度为2 048点的序列,对其分别做DFT;第二级是在第一级输出序列乘以旋转因子WN1N2n2k1的基础上,每隔6 144点抽取一次,共得到6 144个4点的序列,然后进行4点的DFT运算;第三级是在第二级输出序列乘以旋转因子WNn3(k1+k2N1)的基础上每隔点抽取一次得到个点的序列,然后进行3点的DFT运算。

MSC8156提供了FFT硬件处理单元FFTPE,上述混合基FFT实现的第一级利用FFTPE做,第二级采用基4 FFT算法用汇编语言实现,第三级采用基3 FFT算法用汇编语言实现。FFT处理流程如图2所示。

2.4 插入CP

LTE上行系统在DFT-S-OFDM符号之间插入CP,如果用户之间的同步误差控制在CP长度之内,可以实现小区内用户之间的正交性。但是,在发起非同步随机接入时,UE只取得了下行时钟同步,尚未对不同UE由于与eNodeB间距离不同造成的上行时钟差异进行调整,不同UE的PRACH信号并不是同时到达eNodeB,这样就会造成小区内多用户之间的干扰。因此,随机接入突发前后需要额外的保护间隙,以消除用户之间的干扰。UE上行发送时是功率受限的,在大覆盖下需要较长的PRACH发送,以获得所需的能量积累,因而设计了多种随机接入前导格式,不同的格式有不同的CP长度,以适应不同的小区半径覆盖场景[10]。

为了满足非同步接入的抗干扰性能,Preamble只占用随机接入时隙的中间一段,前后分别填充CP和GP(保护间隔)。DSP实现时把对应Preamble格式CP长度的Preamble序列的结尾部分填充到随机接入资源的开头,Preamble序列后面补零。

3 结语

对LTE物理随机接入信道的处理过程进行了详细的阐述,重点分析了基带信号生成过程中的时间复杂度较高的DFT和IDFT的处理方式。LTE RA时隙长度为子帧长度,即要在1 ms内,完成一个随机接入资源的发送。MSC8156AMC平台是理想的LTE解决方案实现平台,提供了较为丰富的硬件加速器和优化的Intrinsic Instruction。实验表明,在MSC8156AMC平台上按上述信号处理方案生成PRACH基带信号,完全满足了系统的时序要求是一种可行的处理方案

摘要：MSC8156AMC具有很强大的处理能力,是LTE解决方案的理想平台,系统基于此平台实现。LTE系统中采用PRACH信道实现物理随机接入,PRACH基带信号生成包含有DFT和长序列的IFFT过程,具有很高的时间复杂度,为满足LTE系统的实时性要求,要选择低运算量的信号处理方案。根据PRACH前导序列的特点,DFT运算可以通过适当的变形采用查表方式实现,避免了大量的复数乘运算。长序列IFFT运算通过Cooley-Turkey算法分解为多级短序列IFFT,减少了运算量。上述方案满足了系统的实时性要求。

关键词：LTE,PRACH,物理随机接入,Cooley-Turkey算法,MSC8156AMC

参考文献

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