干扰测量范文

干扰测量范文（精选7篇）

干扰测量 第1篇

关键词：局部放电,放电量,干扰

1 局部放电产生的原因

高压电力设备绝缘内部由于各种原因, 存在一些气泡、杂质等, 这些是发生局部放电的根源。

1) 气隙放电:

在运行中油劣化、机械震动、热胀冷缩也会出现气泡。由于气泡的介电常数小, 其电场强度多集中在气泡上, 导致气泡在外施电压下发生局部放电。一旦发生局部放电, 放电就会持续进行, 造成绝缘老化。

2) 悬浮放电:

高压电力设备中的金属部件, 由于失去接地, 处于高压与低压电间, 按其阻抗形成分压。而在这金属上产生一对地电位, 称之为悬浮电位。悬浮电位由于电压高, 场强较集中, 一般会使周围固体介质烧坏或炭化。也会使绝缘油在悬浮电位作用下分解出气体, 使绝缘油色谱分析结果超标, 变压器高压套管末屏失去接地也会形成悬浮电位放电。

3) 尖端放电:

强电场作用下, 物体尖锐部分发生的一种放电现象称为尖端放电, 属于一种电晕放电。尖端放电除了要有足够高的电压外, 还必须有适当的形状配合, 才会发生。

4) 夹层放电:

变压器固体绝缘夹层结构之间在强电场的作用之下, 水分和极性分子聚集而引起的放电, 称为夹层放电, 会破坏层间绝缘, 甚至击穿造成短路。

5) 驱流放电:

导体中的电流驱逐到电介质中而形成的放电, 称为驱流放电。其产生的原因主要是由于震动。

2 变压器局部放电等值电路

局部放电最简单的情况是电解质内部只含有一个气隙, 如图1 (a) 所示, Cc代表气隙等值电容, Cb代表与气隙串联部分的介质, Ca代表其余完好介质。当试品在交流电场作用下, 气隙和电介质承受电压, 当电压升高到一定高度时, 产生局部放电。可得:

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在U=Umsinwt的作用下, Cc上的电压为

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Uc的变化以及相应的脉冲电流如图1 (b) 所示, 当Uc达到气隙的放电电压Us时, 气隙产生火花放电, Cc通过并联间隙放电。Cc上电压从Us迅速下降到Ur, Ur 称为剩余电压, 然后放电熄灭, 构成一次放电。放电过程发生一次时间很短, 放电后, 电压瞬时下降。随着外加电压瞬时值增加, 气隙再次放电。由于电介质中存在多个气隙, 会产生叠加。所以, 观察到的波形也是杂乱无章的。

3 局部放电测量时的干扰

3.1 局部放电的干扰类型

1) 试验回路通电前存在的干扰。

其来源主要为试验回路以外存在的干扰。包括其他回路中的开关操作、附近高压电场和无线电传输等干扰。

2) 试验回路通电后产生的干扰。

这种干扰通常随电压的增大而增大, 这种干扰包括试验变压器本身的局部放电、高压导体上的电晕或接触不良放电, 以及低压电源侧局部放电、通过试验变压器或其他连线耦合到测量回路中引起的干扰等。

3.2 局部放电干扰的途径

3.2.1 变压器干扰途径

1) 所有的窄带信号、线路和绝缘电晕放电、其他电气设备内部放电、开关设备动作产生的脉冲性放电或各种冲击波产生的高频电流脉冲等主要通过高压线路以传导方式进入变压器。

2) 晶闸管整流、换流器和静止无功补偿器中的电力电子器件动作等引起的强大的周期性脉冲干扰和电弧炉等产生的随机噪声和脉冲, 干扰主要从变压器的低压侧以传导的方式侵入。

3) 晶闸管或其它开关类器件动作产生的脉冲信号、各种电机产生的电弧放电及配电线路中存在的大量随机噪声等通过风机、潜油泵和变压器控制柜的动力电缆或各种信号电缆以电容耦合或直接传导引入。这些干扰统称为由变压器配电线路引入的二次干扰。

4) 当变压器多点接地时各接地线构成环形天线, 耦合引入各种空间干扰、地网干扰等。

3.2.2 发电机干扰途径

1) 励磁供电系统产生的干扰和由于碳刷与滑环之间接触不良所产生的火花放电往往从电机的励磁侧引入。

2) 与电机相连的设备产生的干扰从连接导线处引入。

3) 无线电干扰和其它随机性干扰通过空间辐射方式引入。

3.3 局部放电干扰的抑制

1) 对来自电源的干扰, 可采用以下方法进行抑制:

在高压试验变压器的一次侧设置低通滤波器, 抑制试验供电网络中的干扰。低通滤波器的截止频率应尽可能低, 并设计成能抑制来自相线和中线的干扰。通常设计成π形滤波器。试验电源和仪器用电源设置屏蔽式隔离变压器, 抑制电源供电网络中的干扰。在试验变压器的高压端设置高压低通滤波器, 抑制电源供电网络中的干扰。高压滤波器通常设计成T形和π形, 它的阻塞频率应与局部放电测试仪频带相匹配。

2) 高压端部电晕放电的抑制措施。

高压端部电晕放电的抑制措施主要是选用合适的无晕环及无晕导线作为连接。

3) 接地干扰的抑制。

抑制试验回路接地系统的干扰, 可采取在整个试验回路选择一点接地的措施来抑制干扰。

4 结束语

局部放电是造成电气设备绝缘损坏的重要原因, 对电气设备绝缘中局部放电的测量, 寻求抑制局部放电的方法, 对预防事故发生有重要意义。

参考文献

[1]张建平, 火电职业技能培训教材电气试验[M].中国电力出版社.

[2]陈天翔, 王寅仲, 电气试验[M].中国电力出版社.

干扰测量 第2篇

【关键词】数字式 ；测量管理系统；电磁干扰； 措施

某型飞机配套研制的燃油测量管理系统采用了全数字电路组成的飞机燃油量实时测量、管理和显示的信号处理系统。相比以前采用的模拟式燃油测量系统，其主要原因就是以数字方式处理信息具有稳定性好，不像模拟电路那样易受噪声的干扰；系统工作可靠性高；油量信号便于计算机处理和显示。然而在实际工程应用中由于认识不到位，设计细节做的粗，导致了初期状态的燃油测量管理系统受电磁干扰同样产生了很大的影响和波动。

一、故障现象

在某型首架飞机上进行定性电磁兼容试验中发现，短波、超短波电台发射状态下座舱内燃油油量指示器上的各分组油量指示跳动，其中前组油量指示在大部分频段受干扰明显，指示最大跳变范围从半箱油量达到满量程；其他组油量指示在个别频段受干扰跳变，其显示值跳动范围约10Kg～1000Kg。电台关闭后，各组油箱油量显示恢复正常实际油量。问题发生后在燃油系统实验室燃油全模台架上对燃油量测量电缆模拟施加频率为10MHz～340MHz的辐射干扰，燃油量指示出现油量跳变，机上故障复现。

二、故障原因分析

燃油油量测量功能由燃油管理计算机内部的油量测量模块、燃油油量指示器、各组油箱油量传感器和与之相互连接的油量测量电缆共同实现。因此，燃油测量管理分系统的任一组成部分的抗干扰能力差都可能引起最终端的油量指示器上的显示油量发生跳变。

在飞机上电台不工作时，燃油测量管理分系统各传感器对各组油箱燃油量测量工作正常，油量测量显示值稳定。当无线电台工作时，各组油箱燃油量显示值在电台发射的某些频段开始出现油量跳变，其油量跳变幅值与电台发射的频段相关联。由此可见，燃油测量管理分系统油量显示值跳变是受到机上无线电台工作时发射的电磁波辐射感应干扰进入了油量测量系统造成的。燃油测量管理计算机的机上安装位置正处于短波电台天线的下方，油量测量电缆和部分油量传感器距离短波电台的发射天线很近。当电台发射时，电磁波辐射干扰以耦合的方式通过油量测量电缆进入燃油测量管理计算机内部的油量测量模块，导致燃油测量管理计算机输出给油量指示器的油量数据跳变。

通过以上情况综合分析，可将燃油测量管理分系统各组油箱油量显示值在电台工作时跳变问题定位为是受到机上电台工作时的辐射干扰造成的。也可以说是现状态下的燃油测量管理分系统电磁兼容性设计不好，系统抗干扰能力差。

三、故障解决措施

针对燃油油量测量管理分系統的燃油管理计算机、各油箱油量传感器和与之相互连接的油量测量电缆等三大组成部分贯彻落实提高抗干扰能力的措施以及在部件之间采取滤波隔离的办法就成为解决故障的必然途径。

（一）油量测量传感器采取措施

在各组油量测量传感器端头增加内部接地线进行内部接地；传感器引出信号的电缆使用屏蔽网、铜箔纸等手段进行屏蔽处理。

（二）油量测量电缆采取措施

油量测量电缆线缆增加屏蔽网，并增加电搭接线，屏蔽层使用多点接地，而且屏蔽层接地不进燃油测量管理计算机，在计算机接插连接器前端接地，以保证感应耦合信号不被带入计算机测量模块；测量电缆尾部附件更改为具有屏蔽功能的尾部附件并与电缆屏蔽层一起可靠接地；

（三）燃油测量管理计算机采取措施

为防止飞机线路在电磁干扰环境下将干扰带入计算机内部，并沿计算机内部电路传导至油量测量模块，将飞机线路中与油量测量管理计算机相连的非屏蔽电缆线缆更换为屏蔽线，且在计算机外部进行可靠的屏蔽接地；在燃油测量模块上增加滤波电路，电路选取滤波范围较大而且简单实用的LC型；计算机与油量测量电缆相连的连接器由普通电连接器更换为具有带穿心电容滤波功能的连接器，且该连接器在计算机机箱内部的连接线也更换为屏蔽线。

四、改进效果验证情况

干扰测量 第3篇

与天广直流、贵广直流Ⅰ回和Ⅱ回直流测量[1,2]方式不同,云广特高压直流输电工程采用了独立的直流测量系统。云广特高压直流测量系统采用西门子的SIMATIC TDC硬件平台,包括公用测量系统、极测量系统、高端阀组测量系统和低端阀组测量系统4个部分。为确保直流控制保护系统的可靠性,云广特高压直流的极控、组控系统分别与极测量系统、阀组测量系统交叉冗余接线。但在云广直流工程的调试及运行初期,直流测量系统频繁出现测量通道故障。据逆变侧穗东站统计,该站直流测量系统故障达13次,涉及测量通道多达32路次,造成直流双极相继闭锁1次、单极跳闸1次、单极直流线路故障重启1次、单极双套直流保护不可用1次。直流测量系统的不稳定性严重威胁到云广特高压直流的安全稳定运行。

本文重点介绍云广特高压直流测量系统组成及直流测量总线运行逻辑,分析了造成直流测量系统遭受电磁干扰的原因及抗电磁干扰方面存在的问题,并给出了解决方案。

1 云广直流工程测量系统简介

1.1 云广直流工程测量系统的组成

云广特高压直流测量系统每侧包括公用测量、极测量、高端阀组测量、低端阀组测量4个部分。每部分测量系统外部接口主要分为5种类型:电源端口、交流输入端口、交流输出端口、光纤输入端口、光纤输出端口。电源端口主要为装置提供直流供电电源和交流照明电源。交流输入端口为换流变压器电压互感器和电流互感器、直流滤波器电流互感器模拟量输入。交流输出端口为测量数据输出到安全稳定系统。光纤输入端口为直流场线路电流、中性线电流、直流电压等通过OPTO5传感器及光纤通道至光测量插件LO5。光纤输出端口通过时分复用(time division multiplexing,TDM)总线将测量数据输送到直流保护系统、极控系统、组控系统、故障录波系统及其他测量系统。

公用测量装置与极测量装置共同安装于极测量屏内。公用测量装置主要用于采集极和阀组的控制保护系统共同所需的电压、电流量,通过TDM总线将测量值分别送至2套极测量装置、2套高端阀组测量装置、2套低端阀组测量装置。

极测量装置主要用于采集极控制和极保护所需要的电压、电流量,通过TDM总线将测量值分别送至2套极控系统和2套极保护系统。

高端阀组测量装置主要用于测量阀组换流变压器电压、电流量,交流母线电压以及相应阀组的电流、电压量。每套高端阀组测量装置通过TDM总线分别将测量值送至2套高端阀组控制系统和2套高端阀组保护系统。

低端阀组测量装置的测量与高端类似。每套低端阀组测量装置通过TDM总线分别将测量值送至2套低端阀组控制系统和2套低端阀组保护系统。

1.2 云广直流工程交流及直流量测量原理

所有的交流测量值均由测量屏内的电流电压变换模块转换成±10 V的电压弱信号送至TDC层架的测量插件IM5。

直流量的测量由光纤测量系统完成。其中直流电流的测量是由与主回路并联的电阻器测量所得。在额定电流为3 125 A时,并联电阻的压降为150 mV,保持该比例,由OPTO5传感器将测得的电压降光信号传送至测量屏TDC层架的LO5插件,原理如图1所示。OPTO5传感器位于直流电流测量装置的传感器箱,将来自RESI(电阻器)的电压量转换为光信号。

直流电压的测量通过阻容分压实现,其原理与传统500 kV直流输电工程相同[3]。

直流测量系统的IM5插件以及LO5插件都具有信号预处理功能。将测量信号传至控制保护装置前,测量信号都要进行滤波等处理。

2 控制保护装置TDM测量总线运行逻辑

正常情况下,每套控制保护系统都采用优先(默认)的TDM总线,以保证2套控制保护系统的测量量取自不同的电压互感器、电流互感器绕组。在云广工程中,控制保护系统把来自编号相同的测量系统的TDM总线作为默认总线。只有当默认总线故障时,才取用备用总线。

2.1 极控系统启动TDM总线切换条件

极控系统发生以下情况时,TDM总线将进行切换。①监测TDM总线:运行总线发生物理性故障。②监测测量值不合格。③监测直流电流:直流电流IdCH低于换流变压器二次侧换算的直流电流时间超过2 s。④监测有功功率:换流变压器一次侧计算得到的交流有功功率与直流功率(UdId)相差0.5(标幺值)时间超过50 ms(level 1)或相差0.1(标幺值)时间超过2 s(level 2)。⑤监测同步电压:换流变压器开关和刀闸在合位时,测量正序交流电压幅值低于15%。⑥监测电流过零信号:一套测量系统检测到电压过零信号但无电流过零信号。⑦监测电压过零信号:在逆变侧,一套系统检测到电流过零信号但无电压过零信号。⑧监测交流电压输入:交流电压直接测量值的幅值与滤波后的正序幅值相差超过0.25(标幺值)且时间维持1 500 ms。⑨监测交流相序:直接测量得到的交流电压与正序方向相反,判定“rotating field error”。⑩监测交流电流:直接测量的交流电流超出正序0.25(标幺值)且时间持续20 s,判定“AC Voltage Input Fault”。

故障消除后,延时1 s切回默认TDM总线。若一套极控/组控系统的2套TDM总线都故障,将导致极控/组控系统切换至备用系统。若备用系统存在相同故障,极控/组控将紧急停运(emergency shut off,ESOF)极/相应阀组。

2.2 直流保护系统启动TDM总线切换条件

保护系统发生以下情况时,TDM总线将进行切换:①运行总线发生物理性故障;②测量插件判定测量值有效故障;③检测测量值无效;④故障消除后,延时1 s切回默认TDM总线。

2.3 测量系统TDM总线故障及数据异常后果

2.3.1 直流测量系统异常监测方式

在云广直流系统中,通过直流测量系统中LO5插件监测光测量通道的运行状态,并将其状态信息经TDM总线送至直流保护和极控系统。直流测量系统中LO5插件的主要功能包括:①对采样数据作滤波处理;②为行波保护作数据预处理;③监视光通道回路和传感器;④将数据传至TDM总线;⑤监视数/模转换器,监测测量数据是否合理。

在LO5插件的软件中,通过对监视光电转换供能通道的电流、装置启动时间、通信故障次数等参数的监视来判断每个测量通道的状态。当LO5插件监测到测量通道的状态超过对应状态的定值时,可以通过状态字(QVB)和测量回路状态信息来反映,同时,直流保护和极控也将通过TDM总线读取相关信息。

2.3.2 TDM总线故障后果

当一套极/组保护的2套TDM总线都不可用时,极/组保护系统被视为故障,仅剩余一套保护系统仍保持运行,此时运行的后果有以下2种。

1)如果剩余极保护系统的2套TDM总线也故障,对应的极控系统将判为无保护可用,启动极ESOF。

2)如果剩余的组保护系统的2套TDM总线也故障,对应的组控系统将判为无阀组保护可用,启动相应阀组的ESOF。

2.3.3 TDM总线数据异常后果

1)当2条总线的测量值同时达到保护动作定值时,保护将动作出口。

2)当一条总线的测量值明显偏离正常值,并已经达到保护动作定值时,将启动保护功能模块中相应的跳闸计时器。在发跳闸命令前一个可调节时间(如3 ms)内,功能模块输出预告警信号,如果保护系统判断备用TDM总线数据无异常、总线无故障,将切换至备用TDM总线;切换完成后,备用TDM总线至少保持运行5 s,在原TDM总线无故障的情况下才能回切。若在切换后10 s内,原TDM总线再次发故障报警,则保护系统判定原TDM总线永久故障,不再回切,直至维护人员消除故障并确认后才能回切。

3 直流测量系统故障造成的直流输电系统闭锁和重启事件

2009年8月21日21:43:01,逆变侧穗东换流站为恢复测量系统IdCN通道故障,对极2直流测量系统2的A层架进行断电重启,极2低端阀组随后由极2直流保护系统1的极母线差动保护87HV动作跳闸。根据暂态故障录波,极2直流保护系统1总线切换瞬间,直流换流器高压侧电流IdCH出现波动,幅值产生较大幅度的变化,导致极2母线差动保护87HV动作。

2009年9月4日20:11,调度许可将极2低端阀组操作至闭锁状态;20:13 在操作到闭锁过程中,极2的2套直流保护系统的TDM总线1和2同时故障,导致2套直流保护均不可用,极2极控发直流保护1和2不可用的信号,随即极2极控和组控发跳闸命令,极2退至备用状态。

2010年5月7日,云广极1直流线路并未发生故障,但直流测量系统受到干扰,直流电压测量值发生波动,导致直流线路行波保护动作,触发极1直流线路故障重启。

2010年8月19日,云广直流双极功率在由3 500 MW调整至3 750 MW过程中,极1线路遭受雷击,穗东站极2的2套直流测量系统因外部干扰出现异常,TDM总线切换不成功,2套直流保护不可用造成极2闭锁。穗东站极2发出ESOF闭锁命令后47 ms,楚雄站双极直流线路行波保护动作,穗东站极1直流线路行波保护满足判据而动作,闭锁极1。

4 干扰原因分析

以2010年8月19日故障为例,直流滤波器电流发生畸变,见附录A图A1。直流滤波器高压电容器差电流IFHD通过OPTO5光接口模块分别接入测量系统1和测量系统2,OPTO5安装在直流场电流互感器接口箱,该信号不会引入电磁干扰。

直流滤波器高压电容器和电流IFHS及低压侧电流IFL通过1 A的模拟电流信号分别接入测量系统1和测量系统2,在测量屏内通过电流电压变换模块接入测量机箱,该信号回路是引入电磁干扰的可能回路。

当直流滤波器主回路出现大的穿越性电流时,在电流互感器二次回路感应出成比例的电流,以测量系统1测量回路为例,如图2中横向箭头所示。图中:IFHD_1为直流滤波器1高压电容器C1差电流;IFHS_1为直流滤波器1高压电容器C1和电流;IFL_1为直流滤波器1低压侧电流;F4为避雷器;TA为电流互感器;L为电抗器。

该电流经长电缆到达测量系统屏柜的电流电压变换模块,这个突变的电流在电流电压变换模块上感应出一个很强的电磁场,通过传变、耦合及空间电磁场对测量系统产生干扰,并通过极2测量系统1和2的测量插件IM5的模拟量输入端口感应进来,导致TDM总线信号出现短时干扰。受到短暂干扰的TDM总线信号又引起了多个光纤测量通道的永久性中断,其中测量系统1的3个通道及测量系统2的5个通道均报故障,造成2套极测量系统均不可用,导致极2的ESOF。

5 仿真验证及测试

5.1 仿真验证

变电站或换流站电磁干扰有来自一次系统的干扰,也有来自二次回路本身的干扰[4,5,6]。常规500 kV直流线路故障时的实时数字仿真器(RTDS)仿真试验波形见附录A图A2。在直流线路故障时,直流滤波器回路存在很大的穿越电流,与本次故障时的直流电压、电流波形相似。因此,干扰源很有可能来自此线路雷击故障。

5.2 电流电压变换模块抗干扰性能测试

电磁干扰通常分为传导干扰和辐射干扰。从上述分析可以看出,穗东换流站极2测量系统的电流电压变换模块对测量系统的干扰存在多个干扰途径,其中传导干扰和辐射干扰最终导致电流电压变换模块性能改变,因此有必要对电流电压变换模块的抗传导干扰和抗辐射干扰性能进行测试。

5.2.1 传导干扰测试

1)直流滤波器上流过较大浪涌电流,通过与电流互感器相连的电缆经电流电压变换模块变换后进入测量机箱,电流电压变换模块原理见附录A图A3。通过测试,在电流电压变换模块1-3端口、4-6端口、7-9端口分别加入15 A电流时,均可以产生最大11 V的瞬时电压,超过最大工作电压。

2)阀厅避雷器可能存在入地电流,造成与地网连接的电缆屏蔽层出现电位差,进而在电缆缆芯与屏蔽层间感应出较大电位差,导致较大的传导干扰进入测量机箱。基于计算,在阀厅避雷器存在500 A 入地电流时,在电缆缆芯与屏蔽层间可以产生80 V的电压。通过测试,在电流电压变换模块1-S端口、4-S端口、7-S端口分别施加这一电压时,均可以产生超过10 V的瞬时电压,超过最大工作电压,见附录A图A4。

传导干扰产生的接入测量机箱的瞬时电压虽然远低于一般电子设备信号端口可以耐受的电磁兼容水平,但可能造成测量软件逻辑混乱,即出现可断电恢复正常的故障。

5.2.2 辐射干扰测试

1)电流电压变换模块通过电流时会产生空间辐射场。通过测试,在电流电压变换模块1-3端口、4-6端口、7-9端口分别施加15 A电流时,可以产生超过13 V/m的瞬时电场强度,超过IEC 61000-4-6标准允许的电子设备允许耐受射频干扰水平(10 V/m)。

2)在测量系统内的导线会产生空间辐射场,导线距离较近时由互感产生的感应电压也可能较大,这也是辐射干扰的原因之一。

6 解决方案和效果

根据分析结果,2011年1月对直流滤波器测量回路进行了改造,将极测量装置中用于接收电测量的IM5插件更换为光测量插件LO5,并将原采用的送至测量系统直流滤波器的IFHS和IFL电流信号,改为在直流场电流互感器接口箱转换为光信号后再送至该LO5插件。以测量系统1测量回路为例,改造后效果如图3所示。

直流滤波器测量回路改造后,直流测量系统未再发生故障。并且直至2011年6月5日,云广直流线路才发生了一次雷击故障。

当日,云广直流因配合孤岛调试退出双极直流线路故障重启功能。18:05:03,云广直流极2线路遭受雷击,楚雄换流站2直流线路行波保护动作,导致极2转为闭锁状态;同时极1因直流线路电压UdH发生较大波动,导致直流滤波器的避雷器F4动作,致使IFHS和IFL形成差流,直流滤波器差动保护动作启动极1的ESOF,并在ESOF过程中接收到穗东换流站极1直流线路保护动作信号,极1退至备用状态。本次直流线路故障与2010年8月19日直流线路故障极为相似,但本次故障并未使直流测量系统受到干扰,直流测量系统在故障过程中稳定运行,验证了解决方案的正确性。

7 结语

云广特高压直流工程中独立的直流测量系统为南方电网直流工程首次采用。为解决直流输电控制保护系统中的快速通信、延时固定、同步采样等关键技术问题[7],在直流测量系统、直流控制保护系统中首次引入TDM总线技术,实现了测量系统和控制保护系统通信,但由于设计时抗干扰措施考虑不足,造成运行初期直流测量系统多次故障。

本文针对云广直流测量系统的干扰因素进行了分析,并给出了针对性的解决方案。经线路雷击故障验证,改进措施能有效解决直流测量系统受干扰导致故障的问题,提高了云广特高压直流工程的运行可靠性,同时也为今后直流输电工程中直流测量系统的设计提供了有益参考。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

摘要：以云广特高压直流工程直流测量系统多次发生故障为背景,介绍了云广特高压直流测量系统组成及直流测量时分复用总线运行逻辑。通过仿真和试验,深入分析了造成直流测量系统受干扰的原因及当前直流测量系统抗干扰措施存在的问题,给出了相应解决方案并予以实施。解决方案经实际故障验证了其正确性,提高了云广特高压直流的运行可靠性,同时也为今后直流输电工程的抗干扰设计提供了有益参考。

关键词：高压直流输电,测量系统,时分复用总线,电磁干扰

参考文献

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干扰测量 第4篇

关键词：硬件,抗干扰,电源干扰,电磁干扰,电磁兼容性,静电释放

本三维显微测量系统将四步相移加编码方法和已获国际发明专利的三维传感技术相结合, 即投影仪将计算机产生的正弦强度光栅条纹投射于被测物上, 此投射条纹将会因被测物表面的深度变化而产生变形, CCD采集被测客体的位图 (.bmp格式) , 利用相移技术以及相位重建技术对采集回来的位图上的每一个象素点计算求得相对应点的三维数据信息 (.dat格式) , 大大降低了二维图像不确定性, 进而重建被测物的表面轮廓。

由于应用范畴涉及刑侦比对建库 (弹痕鉴定及验钞) , 对数据重复性要求比较高, 从标定到投影以及完成测量运算需要五分钟, 所有电子元器件都构成潜在干扰源, 对信号噪声非常敏感, 抗干扰措施成为保障精度的必要手段。组成干扰的三要素是干扰源、敏感源和耦合路径, 为此我们产品设计过程中, 对装置的元器件、电路、印制板、机箱、配线等等的选用和布局都给予充分的考虑, 在各个可能引入干扰的回路, 设置各种滤波, 隔离措施, 对干扰信号进行有效的衰减、分离, 直至减弱和消除其影响, 本系统设计的重点是抗瞬变干扰、电磁干扰以及静电放电干扰。

1 首先应着力解决电源干扰问题

1) 采用TVS (Transient Voltage Suppressor) 吸收工业控制机电源进线上的尖峰脉冲。TVS又称TVP, 瞬变电压抑制器。事实上是一种特殊的稳压二极管, 保护后面的电路元件不受瞬态高压尖峰脉冲的冲击, 其防雷效果也很好。

2) 选用UPS (Un interruptible Pow er System) 即不间断电源。UPS适合的应用领域是电网突然掉电, 而计算机不能停止工作或者需要一个充足的时间保护重要数据的场合。在线式的UPS还具备与电网隔离、强抗干扰特性, 是高可靠性控制系统的最佳选择。本系统成为工控机、投影机以及移动台的供电电源。

3) 在交流电源输入端加装双绕组扼流圈:L1、L2是绕在同一铁心上的共模轭流圈, 对共模形式的干扰呈现很大的阻抗, 而对工频和常模形式的干扰电感为零。因此对图2所示的形成常模形式的尖峰干扰无效。但电容C1、C2、C3却对其有一定的衰减。

4) 利用电磁干扰滤波器 (EM I Filter) , 亦称电源噪声滤波器 (PNF) , 消除电源干扰。

5) 选用高品质开关电源 (纹波干扰小于50mV) :220V交流供电直接整流滤波之后, 再采用20kHz频率的脉宽调制型振荡变换为交流, 通过高频变压器隔离, 再整流变换为计算机所需要的多种直流电压输出 (12V) 。由于甩掉了传统的工频变压器, 因此具有体积小、效率高、电网电压宽范围变化时输出不易过电压或欠电压的优点。对开关电源产生的高频段EMI信号, 选择相应的去耦电路或网络结构较为简单的EMI滤波器, 达到理想的效果。

此外, 采用非动力供电线路供电或者直接从非动力低压变压器“根部”拉专线供电的办法, 避开大负荷动力线, 减少电网干扰。

2 其次解决电磁干扰 (EMI) 及电磁兼容性 (EMC) 问题

计算机内部的主板上混合了各种高频电路、数字电路和模拟电路, 它们工作时会产生大量高频电磁波互相干扰, 这就是EMI。EMI还会通过主板布线或外接线缆向外发射, 造成电磁辐射污染。电磁兼容性 (EMC) 是指“一种器件、设备或系统的性能, 它可以使其在自身环境下正常工作并且同时不会对此环境中任何其他设备产生强烈电磁干扰 (IEEEC63.12-1987) 。”问题产生的根本原因是导体中有电压或电流的变化, 有电压存在就会产生电场, 有电流存在就会产生磁场, 使导体产生电磁波辐射, 通过已知的连线产生差模干扰;或者通过空间分布参数产生共模干扰。针对措施包括:

1) 抑制共模干扰:实用而有效的方法是在靠近机箱的电缆进出口上串联共模扼流圈, 能够对共模电流形成较大的阻抗。将整束电缆穿过一个铁氧体磁环就构成了一个共模扼流圈, 使用了两个铁氧体磁环, 一个1/2匝, 另一个3匝, 在磁环内径包紧电缆的前提下, 尽量使用体积较大的磁环, 可有效抑制本系统内、外不同频段共模辐射干扰。

2) 抑制差模干扰:在信号控制线和电源线上有针对性的单独串联差模扼流圈, 或者利用共模电感的漏感产生适量的差模电感;在被控制器件的输入端并联一只20p F的电容;在控制信号线并联0.01μF电容或用电容和电感组成低通滤波器, 也可加一级缓冲器, 使控制线的阻抗变低, 都有助于抑制差模干扰。

3) 有区分的接地:将电路按照信号特性分组, 相互不会产生干扰的电路放在一组, 一组内的电路采用串联单点接地, 不同组的电路采用并联单点接地。这样, 既解决了公共阻抗耦合的问题, 又避免了地线过多产生并联谐振的问题。也可采取混合接地策略在单点接地的基础上再通过一些电感或电容多点接地, 整个电路表现为多点接地。

4) 在布线方面:克服磁场的干扰有效方法是减小回路的面积, 使用屏蔽电缆或扁平电缆, 也就是使信号线与其回线尽量靠近;双绞线和同轴线在减小磁场干扰方面有很好的效果, 双绞线使电磁感应相互抵消, 绞节越密, 则效果越明显;长线传输时, 尽量使收发两端的阻抗匹配, 以减弱信号反射;用电流传输代替电压传输, 可获得较好的抗干扰能力;开关连线要取在电源滤波器 (开关电源的内部滤波器) 的后面;强电馈线必须单独走线, 强信号线与弱信号线应尽量避免平行走向;开关引线12V、5V指示灯线不能捆扎或布排在一起, 以减少输入/输出间的干扰耦合。

5) 接缝和接点:尽量选用一体化机箱, 接合处能完全用导电的金属锡焊填满。使用导电衬垫减少接缝或接合处的槽、孔或缝隙;对于元器件尖端, 采取隔断方式, 或以一圈绝缘体将其包围, 使RF辐射不会散发出去;S-视频、VGA接口、USB接口以及并、串口等的开口处, 孔的大小决定了电磁干扰的泄露程度, 应尽量减少, 主板附送一块开口的薄铁挡片能使主板上的输入输出部分很好地通过机箱接地, 衰减了EM I。

6) 电路隔离:三维移动台以脉冲频率信号对步进电机驱动, 其控制台以串口与工控机通讯。以光电耦合器把输入信号与内部电路隔离开来;或者把内部输出信号与外部电路隔离开来;并且将模拟电路与数字电路之间完全隔离。如图如图 (a) 、 (b) 、 (c) 所示。

在该电路中, 把信号接收部分与模拟处理部分也进行了隔离, 因为在前置处理级与模数转换器 (A/D) 之间加入线性隔离放大器, 把信号地与模拟地隔开;同时在模数转换器 (A/D) 与数字电路之间采用光电耦合器隔离, 把模拟地与数字地隔开。这样一来, 既防止了数字系统的高频干扰进入模拟部分, 又阻断了来自前置电路部分的共模干扰和差模干扰, 以满足高精度的测量定位需要。

3 解决ESD (ElectroStaticDischarge) 即"静电释放"问题

人走过化纤地毯的静电大约是35000伏, 人们一般认为只有诸如CCD等CM OS类的晶片才对静电敏感, 实际上, 集成度高的元器件电路都很敏感。本系统对静电放电的电磁场效应如电磁干扰 (EMI) 及电磁兼容性 (EMC) 问题极为敏感, 静电防护的主要措施为静电泄露、耗散、中和、增湿, 屏蔽与接地。其中人体静电防护系统接地通过以下方法实施:

1) 人体通过手腕带、防静电鞋和防静电地板 (PVC) 、地垫、工作台面、防静电椅接地。

2) 测试仪器, 工具夹, 烙铁接地, 各台垫串上1兆欧电阻后与防静电地可靠连接。

3) 器件内部电路与金属外壳的电气间隙要足够大, 使高压静电不至于由于间隙过小产生击穿现象, 进入器件的内部电路;对整体面板最好能实行整体面膜覆盖;

4) 尤其应该注意:在电源接通的情况下, 不能随意插拔器件, 必须在关掉电源的情况下插拔。

4 结语

实践证明, 为了保障三维显微测量系统测试精度的需要, 根据对现场的初步认识和总结实践经验, 主动采取一系列硬件抗干扰措施, 抑制来自系统外和系统自身的干扰是必要的。产品视场从1mm到20mm, 精度可达到微米级, 基本满足测试要求, 应用前景广阔。同时, 硬件抗干扰措施必须与软件抗干扰技术相结合才能收到更好成效, 限于篇幅, 本文未作讨论。

参考文献

[1]山崎弘郎 (日) .电子电路的抗干扰技术[M].北京:科学出版社, 1989.

[2]冯慈章, 马西奎.工程电磁学导论[M].北京:人民教育出版社, 2000.

[3]W.O亨利.张忱 (译) .电子系统噪声抑制技术[M].北京:国防工业出版社, 1985.

[4]黄耀峰.电气设备内部干扰的抑制[J].电源技术应用, 2001.

[5]黄耀峰.电子电气设备的接地[J].电源技术应用, 2001.

[6]魏俊民, 周砚江.机电一体化系统设计.北京:中国纺织出版社, 1998.

干扰测量 第5篇

广播电视发射台在测量调频、电视发射天线时, 常常会遇到干扰问题。随着设备越来越多, 播出时间越来越长, 这一问题越来越严重, 已经严重影响到广播电视的正常播出。大多数台站检测天馈线一般使用频率特性测试仪 (扫频仪) 进行测量, 当被测天线有干扰信号进入时, 就无法测试, 本台或临近台站发射机工作时所发射的无线电信号都变成了很强的干扰源, 这些无线电信号都可对被测天线造成干扰。检修一副天线有时需要几天甚至十几天, 要在整个检测期间停掉全部干扰源, 其难度是很大的。根据这一现实情况, 我们研制了一种“米波天线抗干扰测量装置”, 很好地解决了被测天线受干扰而无法测量的难题, 该装置2007年已获得国家专利 (专利号:ZL 2006 2 0028567.0) 。

1 传统测量

图1是传统检测时, 扫频仪与天馈线测量时的连接图, 如果无干扰信号存在, 扫频仪的显示屏上正常显示测试结果, 该天馈线可正常测量。扫频仪原理是扫频仪输出的扫频信号, 经过三通检波头, 测试电缆、主馈线送到被测天线上, 反射信号与原信号叠加, 经三通检波头检波取样, 取样点的信号即是反射信号与扫频输出信号的叠加信号, 经“检波头”二极管检波, 检波后的信号输入到扫频仪的“y”轴输入, 在显示屏上显示出该天馈线的驻波波形图, 这个反射信号的大小反映了被测天线当前的技术指标, 从而计算出该天馈线的驻波比。

2 抗干扰测量

当有干扰信号存在时, 情况就不是这样了, 被测天线此时又是一副接收天线, 它接收到的干扰信号不管是调幅还是调频信号, 都是随机变化的, 当这个干扰信号达到一定强度时, 二极管检波出来的就有干扰信号成分, 显示屏上显示的就是杂乱无章的干扰信号。

我们解决这一问题的方法就是始终使扫频信号以及经天线反射到检波取样点的扫频信号强度占主导地位, 使干扰信号与扫频信号相比, 达到忽略不计的程度。图2是抗干扰的连接示意图, 比较图1和图2, 可看出后者增加了一个“抗干扰装置”。该装置方框图如图2 (虚框内) 所示, 该装置实质是一个带宽可调放大器, 信号放大部分是采用高频模块BGY588N, 增益为0～30dB, 匹配部分采用电阻匹配。根据前述的测量原理可知, 反射信号占扫频仪输出信号的百分比, 就体现为天馈线的反射系数。如果将扫频输出信号强度增强到足够大。那么反射信号也同样增大, 这个反射信号同干扰信号相比就占主导地位, 干扰信号就相应居于从属地位, 以至于忽略不计, 在屏幕上显示就会很小。检波器检出的被增强的扫频信号可以通过y轴衰减加以矫正。实践证明该措施是行之有效的, 该装置的性能指标达到要求, 放大器幅频特性不平度小于正负0.1dB (40～450MHz) , 输出阻抗匹配良好 (按需要70Ω或50Ω) , 那么检测的准确性是可靠的。我台及延边广播电视局内各台多次使用效果很好, 多次解决了在测量调频电视天线时遇到的干扰问题。

3 抗超强干扰测量

由于我台是少数民族地区的高山台, 机器设备较多、功率较大, 发射天线都集中在一个铁塔上, 发射天线之间的距离都比较近, 干扰强度非常大, 个别天线采用上述抗干扰措施仍无济于事。体现在测量时扫频仪的波形跑到了屏幕之外, 根本看不到波形, 调整扫频仪的垂直位移旋钮也不能正常显示。根据这一现象我们对其原因做了进一步分析, 结果是检波头检出的直流信号太大, 超出了扫频仪的调整范围所致。

如图3所示, 是扫频仪的检波电路, 从检波电路可以看出, 检波电路输出的信号是由直流和低频交流两部份组成的。

由于扫频信号和干扰信号都比较大, 检波出来的直流成份就比较大, 这一很大的直流成份使得扫频仪的显示波形移到屏幕之外。根据这一分析, 我们对检波电路做了如下改进, 如图4所示, 在原检波电路的输出端串接一个电容器C3。加上该电容后使检波后的信号当中的直流分量被阻隔, 使检波的低频交流分量得以通过, 经过试验证明这一方法解决了在超强干扰存在的情况下天线测量问题。

经过反复试验, 电容C3选用无极性电容, 容量的大小以使波形不失真和测量方便为宜, 电容太小会使波形失真, 太大会在测量时使波形在很长时间才能回到屏幕中间。根据扫频仪的输入阻抗为1MΩ的情况, 经过试验, 电容C3选取以0.1～0.22μf的无极性电容为宜。

经过三年多的使用, 该装置及方法发挥了关键作用, 很好地解决了我台及延边广播电视局内各单位在测量调频电视天线时遇到的干扰问题, 确保了安全优质播出。

摘要：随着经济的发展, 各种无线电设备越来越多, 天空中的无线电信号越来越复杂, 电视调频发射台的工作人员在使用扫频仪测量天线时常常会遇到干扰, 有时甚至无法测量。本文通过分析扫频仪的工作原理以及产生干扰的原因, 使用宽频带放大模块BGY588N, 非常巧妙地解决了干扰问题。同时对检波电路进行改进, 很好地解决了超强干扰问题。

干扰测量 第6篇

用重量法测量环境空气PM10和PM2.5时,由于清洁滤膜和采样后的滤膜质量都很小,因此测量结果的相对不确定度比较大;因滤膜表面积较大导致的吸潮和静电问题以及滤膜转移过程中的二次污染和颗粒物丢失等问题,也会影响测量的准确性,因此,必须严格控制实验过程,以确保测量结果的准确。

二、称量环境温湿度的控制

环境的温度和湿度是影响称量准确性的重要因素。

HJ 618-2011《环境空气PM10和PM2.5的测定重量法》规定,滤膜在称量前需放在恒温恒湿箱(室)中平衡24h。如果称量环境温度过高或过低,也就是当滤膜的温度与天平称量室的温度不相同,这个温度差就会导致滤膜外侧产生流动的气流,此气流产生一个向上或向下的作用力,在这个力的作用下就会产生错误的称量结果,具体表现为天平的显示值朝正方向缓慢变化(滤膜温度比室温低)或者朝负方向缓慢变化(滤膜温度比室温高)。为了解决样品和容器的温度影响,在称量时,要使称量室与滤膜具有相同的温度后再进行称量;要使用镊子夹取滤纸,尽可能避免手进入天平称量室,引起称量室温度升高,并避免手温对滤膜的影响。

其次由于滤膜表面积较大,如果环境湿度与恒温箱中湿度相差过大,则很容易由于滤膜的吸湿性或挥发性导致天平显示值的变化。如果称量环境湿度大于恒温恒湿箱中的湿度,由于滤膜吸湿,天平显示值会越来越大;反之,由于滤膜水分的释放,天平显示值会越来越小。

因此,使称量环境与恒温恒湿箱的温湿度相同,可以大大提高测量的准确性。

在实际测量分析过程中,在正确使用温湿度计量仪表观测环境的同时,可以通过以下方法检验环境温湿度的符合性。将滤膜放在恒温恒湿箱(室)中平衡24小时,平衡条件为:温度取15~30℃中任何一点,相对湿度控制在45~55%范围内(为了使称量环境容易与恒温恒湿箱环境达成一致,可以根据季节将恒温恒湿箱的温湿度调至室内环境容易控制达到的温湿度),记录平衡温度与湿度。在上述平衡条件下,用电子分析天平称量滤膜,记录滤膜重量。将该滤膜在恒温恒湿箱中相同条件下再平衡1小时后再次称重,对于PM10和PM2.5颗粒物样品滤膜,两次重量之差应分别小于0.4mg或0.04mg。同时用标准滤膜检查称量条件是否符合要求:取清洁滤膜若干张,在恒温恒湿箱中按平衡条件平衡24小时并称重。每张滤膜非连续称量10次以上,求每张滤膜的测量平均值作为该张滤膜的原始质量。以上述一组滤膜作为“标准滤膜”。每次称量样品滤膜的同时,先称量两张“标准滤膜”,若标准滤膜称出的重量在其原始质量±5mg(大流量),±0.5mg(中流量和小流量)范围内,则认为该批样品滤膜称量合格,数据可用,否则应检查称量条件是否符合要求,并重新称量该批样品滤膜。

同时,为了称量过程不受气流和温湿度变化等环境影响,可以配用专用的滤纸称量组件进行测量。目前,MET-TLER TOLEDO微量电子天平已有部分型号可选配滤纸称量组件。滤纸称量组件要满足以下要求:首先要有直径大于滤膜直径的称量盘,确保滤膜可以放在称量盘中间,减少偏载影响;其次开关门动作要轻,尽量配有自动门开关,关门后能相对密封,以尽量减少外部环境温湿度波动以及二次污染的影响;同时,称量组件内部空间要尽量小,确保称量过程中与滤膜接触的可流动空气体积小。

三、滤膜的转移和保存

为确保滤膜在采样后放入恒温恒湿箱的过程以及从恒温恒湿箱中取出进行称量的过程中,不受环境的二次污染,并确保颗粒物不损失,首先要做好实验室的防尘清洁工作,确保转移环境和称量环境的清洁。同时,采样结束后,要用镊子取出滤膜,将有尘面两次对折,放入专用的样品盒或纸袋,并做好采样记录。滤膜采集后,如不能立即称重,应在4℃条件下冷藏保存。严禁用手触摸滤膜,尽量减少滤膜与环境空气的不必要接触,并避免其他化学反应。

四、电子天平的使用

电子天平是整个滤膜称量过程中使用的主要设备,因此电子天平的正确安装和合理使用对确保测量数据准确具有决定性作用。

1、电子天平的安装

电子天平,尤其是高精度电子天平的安装情况,对天平的正常使用和性能发挥影响非常大。安装电子天平要严格注意以下几点。首先,安装电子天平的房间应避免阳光直射,最好选择阴面房间或采用遮光措施,窗户越少越好,最好使用荧光灯;安装高精度电子天平最好选用底层房间;应远离空调、风扇等风源;应远离震源(如动力设备、机动车辆等),无法避免时应采取防震措施;应远离热源和高强电磁场等环境;工作室内温度应恒定,以20℃左右为佳;工作室内的相对湿度应在45%~75%之间;工作室内应清洁干净,避免有害气体、腐蚀性气体及灰尘的侵入;避免在空气直接流通的通道上,避免气流的影响;安装平台应水平、稳定、平坦、坚固,避免震动;安装平台以采用混凝土结构为好,天平与台面接触处可铺设弹性硬橡胶垫来减少震动;天平与墙壁之间及周围其他物品之间应有相当的间隔,确保不受干扰,保证操作方便。其次,电子天平在使用前应调整水平仪气泡至中间位置,由于电子天平在称量过程中会因为摆放位置不平而产生测量误差,天平精度越高,摆放位置不平引起的相对测量误差就越大,因此,电子天平使用前必须调节水平。需要注意的是,由于水准泡位置会因为天平的细小位移以及防震垫变形等因素而变化,即使电子天平没有搬动,在使用中也要经常检查水准泡是否在平衡位置。

2、称量前的预热

电子天平在称量前要充分预热。

电子天平是通过电磁力与被测物体的重力相平衡的原理来进行测量。秤盘通过支架连杆与线圈连接,线圈置于磁场内。在称量范围内,被测重物的重力mg通过连杆支架作用于线圈上,这时在磁场中若有电流通过,线圈将产生一个电磁力F,方向向上,可用F=KBLI表示,其中K为常数(与使用单位有关),B为磁感应强度,L为线圈导线的长度,I为通过线圈导线的电流强度。电磁力F和秤盘上被测物体重力mg大小相等、方向相反而达到平衡,同时在弹性簧片的作用下使秤盘支架回复到原来的位置。由F=KBLI可知,电磁力F的大小与B、L、I正比。当天平处于预热阶段时,随着天平内部温度的升高,磁感应强度B会逐渐下降,同时,流经线圈中的电流强度I也会减小,这样就导致了电磁力F变小,天平失去平衡,因此,天平的显示会向正的方向漂移。只有天平经过充分预热,使磁钢达到热平衡,这一变化过程才结束,天平才真正达到平衡。因此,预热过程经常会使天平的显示数值偏离零位,需利用天平的回零/去皮功能,使天平显示回零,此时天平才处于可正常使用的状态。

大部分高精度电子天平上的“ON/OFF”键只是显示器开关,只要给天平插上电源通电,不用按“ON/OFF”键(此时天平显示器上无显示),天平也处于预热状态。因此用于经常称量滤膜的高精度电子天平,在条件许可的情况下,可以长期不断电(接通电源,关闭“ON/OFF”键,使天平显示器上无显示),或者周一上班插上电源后,周五下班时拔下电源,让天平始终保持通电预热状态,可以大大节省预热时间。对于实际分度值d=0.01mg的电子天平,预热时间至少为1小时,低精度的电子天平可以适当减少预热时间,实际分度值d≤0.001mg的高精度电子天平,预热时间则需延长。

3、正式称量前的预加载

像压力试验机等许多测力仪器一样,电子天平预热好以后,不要立即进行称量,要进行预加载,这往往是许多用户在称量滤膜时所忽视的一项操作。由于电子天平的传感器通常是由簧片构成的弹性支承体,在天平较长时间停止称量时,天平传感器处于休眠状态,簧片也处于休止状态,此时簧片恢复性能不好,若这时进行称量,就会造成天平加载后回零不好,示值稳定性不好,重复性差等。预加载可以使电子天平的簧片进入工作状态,从而可以大大提高电子天平示值的稳定性和重复性。

预加载的方法是:用相当于电子天平最大称量的砝码或物体加载到称盘上,然后再卸载(在预加载时不需在意电子天平的加载示值和是否回零),这样反复10次左右,让簧片从休眠状态逐渐进入工作状态,从而得到好的称量效果。为了使天平稳定地称量,这是必不可少的一步。

实际测量滤膜时,对实际分度值d≥0.1mg的天平,可以减少加载和卸载次数;实际分度值d≤0.01mg的微量天平,必须进行预加载,否则得不到稳定的称量结果,而且,当这类天平较长时间停止称量,在重新开始称量前也需要再进行一次短暂的预加载。

4、滤膜称量前的校准

天平在使用前一般都应进行校准操作。电子天平开机预热后显示零点,不能说明天平称量的数据准确,只能说明天平零位稳定性合格。在检定中我们会发现,对天平进行首次计量时误差较大,究其原因,相当一部分仪器在较长的时间间隔内未进行校准,误认为天平开机后显示零位便可直接称量。

电子天平的工作原理,是通过测量传感器承受的物体重力F而得出相应的质量m,因此,同一物体虽然质量不变,但是如果移动后,重力加速度变化,根据F=mg,天平受到的力F也会变化;如果移动天平后未经重新校准,电子天平会默认原来位置的重力加速度g,因此根据m=F/g,F变化了,g不变,从而测得的质量也变化了,也就是,同一物体移动位置后,用电子天平测出的质量改变了,这与“物体的质量是不变的”相矛盾。为了确保质量具有统一性,对于移动过的电子天平,必须通过已知重量的相应精度标准砝码进行校准。

同时,存放时间较长、环境变化及温度的波动等,都会直接影响天平传感器自身的温度变化,从而导致磁通量φ和流经线圈中的电流I也随之发生变化,电磁力F也发生变化。因此用于测量的电子天平,即使未经搬动,也要经常进行校准。这里的校准,区别于计量部门对电子天平的计量检定,前者是对重量符合性的调校,而后者是对天平示值误差、偏载、重复性等综合性能的周期检定,后者包括前者。

校准方法分为内校准和外校准两种,有的天平同时兼有内校和外校功能可供选择。对电子天平进行外校,必须配备相应等级的标准砝码进行,不同厂家生产的不同型号的电子天平校准方法通常不同,校准时必须严格按照说明书操作。对于新购买的具有内校功能的电子天平,配备的内置砝码通常能符合校准要求,可以用内置砝码进行校准,但长期使用后,由于环境变化等各种因素,内置砝码质量会发生变化,但又难以进行检定和表面清洁处理,从而易于造成电子分析天平的校准误差,这时,可参照计量部门周期检定时给出的建议,分析内置砝码校准是否能达到测量PM10和PM2.5滤膜的准确度要求,如达不到要求,则需要配备相应等级的外校标准砝码,启用外校功能进行校准。

5、消除静电

由于滤膜表面积比较大,而且工作环境比较干燥,实验过程中很容易产生静电,一旦称量容器有了静电,会导致天平显示值长时间不稳定,无法显示准确稳定的称量结果,重复性也很差。

为了消除滤膜的静电,有多种方法可以选择,最直接的方法可以通过使用小型U形去静电装置等专门消除静电的装置消除静电;要确保三芯电源插座的接地端与大地有良好的接触,这样静电可经由称量盘,通过接地端泄放到大地;如果要使用称量容器,应尽量避免用塑料容器,塑料容器极易产生静电,玻璃容器的防静电性能优于塑料容器,最好采用金属制品作为容器。

除此以外,保持良好的称量习惯,轻拿轻放,不超量程使用;随时关闭天平防风门、保持天平洁净;天平内放置变色硅胶等干燥剂并定期更换;读数时关闭天平防风门;同一个实验使用同一台天平进行称量,以免因称量而产生误差等,都是得到PM10和PM2.5准确测量结果的不可缺少的因素。

参考文献

[1]HJ 618-2011《环境空气PM10和PM2.5的测定重量法》[S].

[2]GB 3095-2012《环境空气质量标准》[S].

[3]HJ/T 194-2005《环境空气质量手工监测技术规范》[S].

[4]JJG 1036-2008《电子天平检定规程》[S].

干扰测量 第7篇

混沌是非线性动力学系统特有的一种形式, 是非线性系统中出现的类随机现象, 其基本特征是对初始条件的敏感, 加之在时域和频域具有可观的主旁瓣比以及较好的距离和速度分辨率, 使得混沌信号具有极强的抗干扰性和极低的截获概率。混沌在电子工程中的应用研究领域已体现在测量、通信以及电子对抗等多个方面, 特别是在电磁环境日趋复杂的背景下, 混沌信号突出的抗干扰性能尤显重要。

混沌信号的产生主要有两类:一是由非线性电路直接产生功率谱合乎要求的超宽带混沌信号, 比较典型的有以Colpitts电路为基础的一类电路和高维RC电路。另外一种就是由迭代或者数字方式产生较低频率的混沌信号, 再由其调制产生特定频谱的超宽带信号。一般是以混沌调相或混沌调频的形式出现, 在混沌雷达研究比较领先的国家, 已经在研究一些实用性的基于混沌的雷达系统。本文针对抗干扰测量的应用背景, 分析以Logistic映射为例的混沌信号的数字化处理和实现方案。

1混沌信号在抗干扰测量系统中的应用

抗干扰测量系统由多路数字混沌信号产生器产生数字混沌信号经调相后进行变频、滤波功放等处理后由天线发射出去。接收部分将天线接收的回波信号经低噪混频后形成视频信号采样为数字信号后与多路数字混沌信号产生器产生的多路数字混沌信号进行相关处理, 获取距离信息并进行多普勒估计从而得到速度信息。系统框图如图1所示。

通过控制多路数字混沌信号产生器产生不同延时间隔的数字信号, 即可实现不同的距离分辨力。本文侧重讨论混沌信号的数字化处理。

2Logistic映射

2.1信号模型

Logistic映射具有多种形式, 但各种形式间均可通过参数调整而相互转换。其中最具代表性的Logistic映射表达式为:

xn+1=f (xn) =μxn (1- xn) 。

式中, μ∈ (1, 4];x∈ (0, 1) 。

该式对应的是一个确定性可实现的非线性系统, 可用于“预测”以xn为起点的下一个x值。研究结果表明, 该动力学系统具有以下特点:

① 系统输出状态取决于参数μ, 而同初始值x0无关。当μ∈ (1, 3]时, 系统输出很快收敛于 (0, 1) 间的某一常值, 此时称作稳态, 当μ∈ (3, 4]时, 稳定的不动点从吸引子变成排斥点, 如图1 (b) 所示, 即在μ=3处, 稳定的周期一单线开始一分为二, 大约在μ=3.449 6时周期二又分叉为周期四。随着μ的增加, 倍周期分叉越来越快, 经n次分支, 周期长度为2n, 当μ=μ∞≈3.571 448时, 映射成混沌映射;

② 在混沌映射时, 系统具有初值敏感性、非周期等特性。所谓初值敏感性即在初始状态, 2个相互很接近的值会随着时间的推移按指数分开;而非周期形是指此时输出信号时域表现出杂乱无章, 频域表现出广谱性, 相关函数近似为冲击函数, 故又称似白噪声特性 (或广谱特性) 。

2.2信号特性分析

为了获得最大的随机性, 取μ=4。从而获得典型的Logistic映射:

Xn+1=4xn (1-xn) 。

由此式仿真 (取信号初始值x0=0.49) 得到Logistic映射的信号波形、功率谱、自相关函数的仿真结果如图2所示。

由仿真结果可知所选取的Logistic映射频谱平坦, 其自相关峰值尖锐具有良好的自相关特性, 从而有很好的抗干扰特性。

2.3信号模糊函数分析

模糊函数 (Ambiguity Function, AF) 是波形设计与分析的工具, 它可以方便地刻画波形与对应匹配滤波器的特征。AF在分析分辨率、副瓣性能以及多普勒和距离模糊方面非常有用, 另外也可用于对距离-多普勒耦合的分析。

根据PM.woodward的定义[1], 对于随机特性的信号应采用平均模糊函数形式。但对于实际信号处理的时限性, 采用样本平均方式更现实一些。若信号处理时间为T, 则混沌信号的平均模糊函数可以表示为:

$A\left(\tau ,\xi \right)=\frac{1}{{\rm M}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{{\rm M}}\left|\chi {}_i\left(\tau ,\xi \right)\right|}{}^2$。

式中, i为第i个样本函数;τ和ξ分别为时间和频率, $\left|\chi {}_i\left(\tau ,\xi \right)\right|$为:

$\left|\chi {}_i\left(\tau ,\xi \right)\right|={\displaystyle {\int }_{-\infty }^{\infty }x}{}_i\left(t\right)x{}_i\left(t+\tau \right)\text{e}{}^{-\text{j}2\text{π}\xi t}\text{d}t$。

对离散时间信号有:

$\left|\chi {}_i\left(n,\xi \right)\right|={\displaystyle \sum _{m=1}^{{\rm N}}x}{}_i\left(m\right)x{}_i\left(m+n\right)\text{e}{}^{-\text{j}m\xi }$。

式中, m, n分别为时间变量和时间延迟。在计算中, 可令$\xi =\frac{2\pi }{{\rm N}}\cdot k$, 所以上式可用DFT计算:

$\chi {}_i\left(n,k\right)=\text{D}\text{F}\text{Τ}$$\left[x{}_i\left(m\right)x{}_i\left(m+n\right)\right]$。

所以对应的模糊函数为:

$A\left(n,k\right)=\frac{1}{{\rm M}}{\displaystyle \sum _{i=1}^{{\rm M}}\left|\chi {}_i\left(n,k\right)\right|}{}^2$。

采用MATLAB进行仿真, 取10个样本, 每个样本100个点, 仿真结果如图3所示。

由图3可以看到该混沌序列具有狭窄的中心峰值, 即具有很高的距离和多普勒分辨率。较均匀的平坦区域说明具有低的且均匀的旁瓣从而使遮挡效应最小化。对于测量系统来说, 这都是非常有益的。

由于在实际工程中所获得的不是理想的混沌信号, 而是经过截断后的混沌序列。所谓截断的混沌信号实际上是对理想连续混沌信号的加窗处理。其模糊函数 (时域加窗) [2]为:

$\chi {}_u\left(\tau ,\xi \right)=\frac{\sin \xi \pi \left({\rm T}-\left|\tau \right|\right){\rm T}-\left|\tau \right|}{\xi \pi \left({\rm T}-\left|\tau \right|\right){\rm T}}\delta \left(\tau \right)\text{e}{}^{\text{j}\text{π}\xi \left({\rm T}-\tau \right)}$。

模糊图变成刀刃形, 不过模糊面积在理论上为零, 因此仍具有极佳的测距测速精度。

3混沌信号的数字化处理

3.1Logistic信号数字化

对于一般的混沌映射xn+1=f (xn) , 概率密度ρ (x) 可由Perron-Froenious方程得到, 即

$\rho (x)={\displaystyle \sum _{\left|x{}_n-f{}^{-1}\left(x\right)\right|}\frac{\rho \left(x{}_n\right)}{\left|f^{\prime }\left(x{}_n\right)\right|}}$。

取μ=4, Logistic映射的概率密度函数为:

以初始值x0代入Logistic映射方程开始迭代, 就可以得到混沌序列{xn}, 此时生成的混沌序列为实值序列, 实际应用中需要对其进行数字化, 得到二进制混沌序列。数字化方法有对称量化、门限量化、分布量化和比特抽取量化等, 其中对称量化应用广泛。对称量化是将间隔I=[d, e]划分为d=t0<t1<<t2m=e, 划分应满足下列条件:$t{}_r+t{}_{2{\rm M}-r}=d+e‚r=0‚1‚2‚\cdots ‚2{\rm M}‚{\rm T}=\left\{t{}_r\right\}{}_{r=0}^{2{\rm M}}$为一组对称的门限, 得到二进制函数为:

$C{}_{{\rm T}}\left(x\right)={\displaystyle \sum \left(-1\right)}{}^{r-1}\eta t{}_r\left(x\right)$。

称为门限对称二进制函数。一般将该函数应用于不变侧度具有对称性的映射上, 即满足:

$f{}^{*}\left(d+e-x\right)=f{}^{*}\left(x\right)‚x\in [d‚e]$。

Logistic映射满足此条件, 其均值为1/2, 故以1/2为界, 将它们数字化为-1和1, 即得到数字混沌序列为:

由平衡性知:数字化后序列均值为0, 即$\overline{C}=0$。

3.2有限精度效应

由于混沌序列的遍历统计特性是建立在生成序列无限精度的基础上, 然而实际的迭代运算并不能满足这个条件, 只能在有限精度下进行迭代运算, 这就产生了有限精度效应, 即数字产生方法受有限字长的影响, 就会使得所生成的混沌序列常常趋于周期性, 或者是收敛于稳定解0。解决这一问题的有效方法可以在迭代的过程中分别对序列中的每个元素加入一个微小的扰动, 从而破坏其周期性。目前降低混沌序列实现精度的方法主要有收缩法、m序列扰动法和正弦扰动法等。根据文献[3]的分析, 正弦扰动法是最为简单且对精度要求不高。其表达式如下:

$x\left(k+1\right)=F\left(x\left(k\right)\right)+\beta \cdot y\left(k\right)$。

式中, $y\left(k\right)$为一周期较长正弦序列;β为一较小正数, 取$\beta =0.01‚y\left(k\right)=\sin \left(0.01\cdot k\right)$。

3.3数字实现

采用ALTERA的FPGA实现Logistic信号的数字化。有限精度含义如下:如混沌映射的数值为01123456, 精度为1/100时, 在处理时用100乘以0.123456得到123.456, 取整后为123, 在迭代计算的过程中, 都用整数进行计算。同时, 加入正弦扰动。其实现框图如图4所示。

产生的序列数据经PCI总线由计算机获取并存储, 对其频谱、自相关函数进行分析, 分析结果表明产生的序列的统计特性良好, 符合Logistic的混沌映射特性。

4结束语

研究了以Logistic混沌信号为例的混沌信号数字化处理及实现, 通过分析混沌信号的频谱、自相关特性和模糊函数, 其强抗干扰性及较高的距离速度分辨力非常适用于抗干扰测量系统。

在FPGA中实现了Logistic混沌信号的在有限精度下的数字化处理, 使得生成的序列具有较好的相关性能。采用该方法生成的混沌序列在抗干扰测量系统中有着较好的应用前景。

摘要：描述了以Logistic混沌信号为例的混沌信号数字化处理方法。分析了混沌信号的频谱特性、自相关特性和模糊函数, 并采用MATLAB对Logistic二维混沌映射信号的特性进行了仿真分析。说明了混沌信号的强抗干扰性及较高的距离速度分辨力适用于抗干扰测量系统。采用FPGA实现数字Logistic序列, 并针对混沌序列的有限精度效应加入扰动, 验证了生成序列的频谱及自相关为混沌特性。

关键词：混沌,抗干扰,Logistic

参考文献

[1]WOODWARD PM.Probability and Information Theory with Applicationto Radar2nd ed[M].Newyork:Pergamon Press, 1964.

[2]谢红梅.基于混沌理论的信号处理方法研究[D].陕西:西北工业大学博士论文, 2003:89-94.