超短波信号范文

超短波信号范文（精选7篇）

超短波信号 第1篇

关键词：渔船,chirp信号,信道增益,自动功率控制,超短波通信

海洋渔船通信具有流动性大、节点数目庞大、节点分布分散、通信环境恶劣、通信救援设备信号差等特点。目前有17 万余艘中近海渔船主要利用27. 5 ~ 39. 5 MHz的渔业专用频段进行无线通信［1］,现有通信基本上采用模拟调制方式传输,信号抗干扰能力弱、通信距离短、用户之间的干扰较大。本研究旨在开发一套专用于渔船之间高可靠性远距离传输的数字通信网络系统,提升渔业超短波信道通信环境,形成一套渔船之间、渔船与岸台之间的有效通信网络,从而降低渔船事故、增强事故的应急救援和响应实时性、有效提供救援技术措施。

MAC前端传输功率控制系统( transmissionpower control,TPC) 由接收端信号采集前端自动增益控制和发送端PA功率自动控制两部分组成。自动增益的调整关系到信号最前端的接收性能。最典型的是IEEE802. 11 ( DCF)［2］,采用了RTS / CTS广播的方式,但该协议没有考虑到收发结点之间的传输距离问题。有研究者提出使用不同的功率分别发送RTS /CTS和回复DATA/ACK的港式来减少功率的浪费,但不可避免带来了一些冲突和干扰,降低了网络的吞吐量［3-4］。也有使用逐步增大功率预先传输DATA/ACK的方式来确定功率,需要多次探测和协商,反馈速度慢［5］。另外还有一种基于信干扰噪比(SINR) 约束条件下的优化MAC协议,保证最佳的SINR,有效的降低了信号功率,同时也避免了隐藏结点的冲突［6-7］。但是这些方法都不适应与渔船短波信道复杂的背景,渔船通信网结点数目大,冲突较为严重,信道快衰落对距离比较敏感,此外渔船还是一个快速运动的结点,需要实时计算和更新传输功率。最后,渔船网络还包括岸台构成的中继传输单元,拓扑结构复杂。本研究提出一种基于前导chirp数据的方法来实现增益的快速自动控制算法。

1 模型构建

由于超短波信道的特殊性和复杂性,使超短波通信网络系统下自动增益问题特别突出,具体而言,归咎于超短波信道以下特点:(1) 快衰落,包括频率快衰落和幅度快衰落,这就要求接收机前端低噪声放大器要有较大的动态范围,同时还要具备自适应反馈和调节增益的能力。(2)信道带宽窄,27. 5 ~ 39. 5 MHz之间频段被分为480 个独立的子信道,每个信道有且只有25 KHz的频带资源,针对庞大的用户和通信数据量,信道资源非常紧张。(3) 高噪声强多径,渔船超短波信道环境复杂,水面、渔船或岛礁的反射、折射都很严重,导致信号信噪比损失特别严重,而且形成强多径传输效应。

因此考虑建立如图1 所示的渔船短波通信模型。系统为一个抽象的多点中继通信模型,所有节点配置单天线而且半双工传输模式,不同用户之间采用频分复用模式,用户R之间可以直接交换信息,也可以通过中继节点U交换信息。针对这类中继通信,有学者对相关算法进行了探讨。如机会选择类算法［8-10］,即根据信道的瞬时特性选择接收节点或者中继节点;以及基于信噪比门限中继选择算法［11-14］,即根据信道的瞬时信噪比选择接收节点或者中继节点。

本研究试图基于超短波信道的特性,开发一种最优的双向功率分配和控制策略,使用chirp信号作为前缀信号检测信道的瞬时状态信息(CSI),得到双向信道增益估计,利用阈值进行分布式选择。采用的chirp前导探测信号,充分利用了该信号的优点。首先利用chirp信号良好的自相关特性,经过信道传输后输出信号可以与原始chirp信号相关,得到尖锐的相关峰值;其次利用chirp信号较宽的频带特性,这将降低信道的选择性衰落对前缀信号造成的影响;最后利用chirp信号良好的峰均功率比(PAPR),chirp信号的振幅是恒定的,不仅方便发射端功率放大器可有效放大信号而不造成削波,也降低了接收端自动增益控制器线性和功率补偿的要求。

研究的一条双向通行支路可以抽象为图2 所示。系统包括3 个元素:发送方、接收方和超短波信道。信号帧头采用两个长度为T秒的N点chirp序列作为前缀序列,中间空闲T秒,减少多径干扰和码间串扰造成的影响。

2 AGC控制算法

2. 1 信道增益的描述

信道在t时刻的传输函数h(t),接收信号为xＲ(t) = h(t) × xT(t),功率谱密度为SＲ(f,t) = ST| H( f,t) |2,相应的接收功率为

式中:G(t)—信道的瞬时功率增益,对应的信号电压增益为（G(t)）1/2,为了后面表述方便,用g珘(t) =10 log G( t) 将瞬时功率增益换算成d B为单位。

魏列江等［9］指出超短波信道瞬时增益是时变的,但局部平均值是短时平稳慢衰落的,平稳时间大约为几秒钟,一帧数据通信的时间在1 s以内,所以采用局部平均功率增益来描述信道的增益。定义为:

式中:Tw—平均窗口长度,s。

假设接收机低噪声放大器的信号处理增益范围为Gp∈[Gp min,Gp max],则接收到的信号功率为PＲ= PTGGP,接收机的检测功率门限值为P0,只有接收信噪比PＲ≥P0时,信号能被检测的门限条件为:

同时接收机也具有信号最佳接收功率Pbest。接收功率过小,达不到最佳的采样范围,造成信噪比损失;接收功率过大,必然造成信号削波,影响后续信号的处理。所以,最佳信号处理的增益条件为:

在一个理想的自动功率控制方案中,应该包括以下两方面:一是发射端功率放大器增益可根据信道的衰落增益G的变化而变化,保证满足式(3)与式(4)的约束条件,接收信号功率大于检测门限值,不会发生截止;二是接收端低噪声放大器增益也可根据信道的衰落增益G的变化而变化,保证满足式(4) 的约束条件,低噪声放大器输出功率接近最佳接收功率,既不会发生削波,也不会因增益不足而导致信噪比损失。

2. 2 控制算法设计

2.1.1信号预检测

当信道特性完全不确定的情况下,开始检测信号时,接收机将低噪声放大器增益调整为GP=Gmax,保证信道最大衰落情况下仍然可以检测到信号:

该约束条件下,没有信号时,接收到的为基地噪声,同本地Chirp波相关后输出的相关峰值较小,趋于0 即Rxy(xＲ,xT)≈0s. t. xＲ= xwgn;当接收到信号很强时,有可能被前端的放大器削波,但仍然能检测到一个较大峰值,即:Rxy(xＲ,xT) ≈C

s. t. xＲ= GmaxxTWwin。其中为时域信号削波的约束窗函数,即:

只要接收前端的功率达到检测门限功率P0,就可以检测出是否接收到信号,即检测的相关门限C0为:

2. 2. 2 最佳接收增益粗估计

检测到信号后对信号进行平方包络检波,从包络幅值可以得出增益系数:

不同的增益系数下,包络检波得到的信号功率不同,信号强度越强,被削波就越严重,平方包络输出的幅值也就越大,经过对比映射关系就可以获得最佳的增益g珔。

2. 2. 3 最佳接收增益的精确调整

为了更近一步精确地调整信道的增益g[n],引入一阶AR模型进行估计,该模型可以表述为:

式中:w[n]—离散时间过程噪声;—g的均值;δ2—g的方差。根据模型,一阶的线性预测为

3 仿真与分析

3. 1 仿真环境约束

为了仿真验证上述算法,对渔船超短波通信环境做了约束。传输距离关系应满足:Pr = Pt +Gt - FL + Gr; 自由空间损耗应满足: FL ( d B ) =32. 44 + 20 log d + 20 log f。根据渔业安全通信技术要求［15］,式中,Pr为接收机检测门限,-75 d Bm;Pt为发射最大功率,30 d Bm;Gt为发送天线增益,4. 5 d B;Gr为接收天线增益,4. 5 d B;d为仿真通信距离,0. 01 ~ 100 km;f为信号频率范围,27 ~39 MHz。噪声环境: 加性高斯白噪声+ 多径环境。

3. 2 算法信号检测与增益调整的性能仿真

根据上述参数,仿真了不同距离、不同信噪比下的chirp信号相关检测结果(图3)。结果显示,在-30 d B的信噪比环境下,检测距离可达到100 km以内; -40 d B的信噪比下,检测距离可达到10 km以内,这对近海超短波通信足够使用了。相关功率随距离近似为线性关系,所以可通过这种映射关系,调整发射功率与接收增益,实现增益的精确调整。

3. 3 不同距离下最佳发射功率仿真

图4 仿真了不同的距离下的最佳发射功率。只有在1 km以外的距离才需要最大的发射功率,如果渔船距离在10 ~ 104m之间的距离上按照对数正态分布考虑,节约的功耗可以按照如下表达

式估算:

式中:f(s)—距离为s的地方,渔船通信的概率;P(s)—距离为s的地方,渔船的发射功率。

按照该算法,对于发送端可以节约发送功耗30% 以上。

4 系统电路的硬件实现

将上述算法的硬件付诸实现,前端天线接收到信号(根据船只灵敏度参考值,需要满足0. 4 μV),首先经过一级模拟滤波器进行前端信号调理和低噪声放大,信号Vpp达到10 ~ 100 m V的范围,即达到有源滤波器的放大门限值,再经过两阶数字滤波器放大,处理器控制一个程控放大器进行最后的信号范围调理,使信号达到ADC的最佳采样动态范围。此路信号经过一个检波电路,完成信号幅度检波输出,采样该路输出可作为信道增益的估计量;另外一路信号直接由ADC采样,作为信号处理支路,DSP同时控制两路ADC进行采样,实现上述的算法(图5)。

5 结论

常见短波数字信号分析 第2篇

1 短波信号概述

短波概指频率在3MHz~30MHz范围内的电磁波,短波通信主要是通过天波传输和地波传输,受到电离层的影响,信号在通过信道容易产生多径时延以及扩散等现象,因此接收信号不仅受到信道的影响,还会受到背景噪音的影响。

电离层是短波信号的开放的信道,具有背景噪声起伏、频谱动态变化、难以发现有用信号和信号类型丰富的特点,在短波信号中不仅存在着数字信号以及模拟信号等,还存在扩频、复合调制等信号。短波信道是一种色散信道,具有频域性和时域性常会因为环境因素导致短波通讯受到影响,短波信号在传播的过程中因为途经的影响,在各路径中的传输不相同,信号随机变化。短波频段内存在大量的短波信号,资源紧张,造成信道之间干扰严重,短波信号传输主要采取的是数字调制技术,可以分为幅度键控、相位键控等,调制信号模型采用附属表示为,式中A代表信号幅度,P(t) 代表矩形脉冲。

短波信号是通信系统的重要组成部分,在传输中可能会发生衰落以及扩散等现象,接收信号依照表示,式中t代表时间变量,对于短波信号的研究主要集中在涮罗、干扰以及噪音方面。

2 短波信号宽带预处理技术

在实际的短波通信环境中,宽带演算算法需要棉纶更加复杂的环境,一般情况下,接收信号的噪声为色噪声背景并不平坦,若是采用水平门限进行检测很有可能导致处在强干扰噪音的信号虚检,或者是导致一些弱信号的漏检,因此针对存在起伏不定的噪声环境,采取直接水平门限的设置方面并不合适。采用宽带检测短波信号通常采取自适应门限,同时还要求算法具有融合处理的能力。

在短波信 号的检验 中把信号 的频谱图看 作为一维 灰度图像,灰度对应信 号幅值,维度对应 频率域。一维灰度图像f(x),设定几何AB均是定义在Z上的凸集 合,同时集合A属于集合B,一维灰度柔性形态学膨胀定义为,在运算中能够实现对函数的膨胀和腐蚀,即使面对复杂的通信环境也能通过控制参数k的变化得出最佳的运算结果。

在宽带信 号进行噪 声基底白 化中采用顶 帽变换出 去噪声,定义为,式中Ob(x) 代表在标准形态学下的噪声基底,将柔性形态学应用到经典的顶帽变换中,然后估算出噪声基底,实现白化处理噪声基底,算法流程为中频信号功率谱估计顶帽变换水平门限设置检测结果。

未验证短 波信号宽 带检测算 法,截取短波宽频段信号处理,中心频段为5.92MHz,带宽8M,截取噪声 变化大的一段数据处理,算法处理结果见图1所示,图中灰度 结构元素 为16的集合{1,1,2,2,1,1},内核灰度为 {2,2}。根据实际宽带接收信号的采样点数以及所占用的采样点数的管理来选取柔性形态学中结构元素,一般结构元素的长度是实际窄带信号长度的1/5,在本研究中为了保留信号强度,选取2:1的强度比值。依照水平门限直接检验和本研究的方法检测4个已知信号,实际测量参数信号1中心频率为3.313MHz,调制类型未知,信噪比粗估计为8d B,信号2中心频率为5.984MHz,调制类型AM信号,信噪比粗估计为5d B,信号3中心频率为9.620MHz,调制类型AM信号,信噪比粗估计为5d B,信号4中心频率为10.238MHz,调制类型AM信号,信噪比粗估计为7d B。水平门限检验概率结果为 :信号1为82,信号2为90,信号3为62,信号4为71. 本研究算法极爱经验概率结果为 :信号1为96,信号2为98,信号3为92,信号4为94.

3 数字信号调制方式的识别

依照信号循环密度中峰值的分布、数目等可以识别出信号,进而精确的估算MPSK信号以及MASK信号的载 波频率。计算信号的归一化循环谱密度为,依此来提取谱峰的峰值以及位置,若是信号为MFSK信号,谱峰数目就会大于1,若是存在两个谱峰,信号就可以判定为FSK2信号,若是存在3个以上的谱峰就是FSK4信号。设定单峰样式的样本序号为P,载波频率fc=P/NTs,架设瞬时幅度为a(n),标准偏差,比较门限t1与σa,若是t1<σa,表示信号为MASK信号,若是t1>σa,表示信号为MPSK信号。

对于MPSK信号而言,一般情况下 可以根据 循环密度 的峰值识 别,调试符号 对应着星 座相位,星座图上的MPSK调制信号 采用表示,当M的值为2时,对上式进行变化存在一根明显的谱线,当M为4时,同理进行八次方验算。对于QPSK若是仅仅进行平方验算处理,就会导致nЛ可变相位,导致频谱普贤出现多条。

假设有组采样率为9600Sa/s的数据文件,数字信号映射方式为二进制,数字信号是8PSK、BPSK或者QPSK的一种,依照本研究的识别方法进行藐视。先对信号做平方验算,再进行FET变换,频谱图中在3600Hz左右若是存在明显单根谱线,就表示调制方式为BPSK,若是不存在就表示非BPSK调制。在不存在的情况下在做四次方运算,在频谱图在7200Hz出是否存在单根谱线,表示调整方式为QPSK,不存在就为8PSK。需要指出的是8PSK也能通过这种方式识别出来,采样率只有9600Hz,载频往往会达到14400Hz。

本设计短波宽带系统包括硬件部分和软件部分,硬件部分为数字接收机,软件部分采用的是Labview软件开发工具,模块提供的硬件指令供软件模块调用,包括中心频率、采样率等的设置,系统的主体部分值人机交换软件平台,实施检测模块能够上实现实时接收8MHz的宽带数据,在操作界面提供多种检验模式,处理宽带数据还包括了跳频信号的分选和还原,针对促发信号的窄带检验设置独立的检验和参数提取平台。系统设计了窄带信号多路采集模块更好的满足实际工作的需求,基于SOL Server数据库将信号信息录入到管理库中,实现独立分析的功能。

表1是实际参数与检测结果的对比,适当选取宽带频谱的分辨率保证信号频谱的实时显示,受到信号环境的影响,测量值与实际参数之间存在一定误差,但是满足信号检测的要求。利用短波宽带多通道数据接收机的采集功能采集某频段的多个频点,并进行实际测试,序号1信号,起始点最大偏差 -6,漏警0,虚警0,终止点,最大偏差 -4漏警0,虚警0 ;序号2信号,起始点最大偏差 -5,漏警0,虚警0,终止点,最大偏差 -4,漏警0,虚警0 ;序号3信号,起始点最大偏差 -9,漏警0.004,虚警0.003,终止点,最大偏差5,漏警0.003,虚警0.005 ;序号4信号,起始点最大偏差 -10,漏警0.013,虚警0.011,终止点,最大偏差7,漏警0.010,虚警0.009. 在低信噪比的情况下,检测会出现漏警现象,主要是因为噪声起伏大,但是测试结果仍然能够满足实际检测的需求。

4 结束语

超短波信号 第3篇

短波广播在具体应用过程中能够实现远距离信息传输,因此应用十分广泛。但是,从短波广播的实际应用情况来看,会受到外界因素的干扰,在信号传输过程中经常会出现不稳定和失真情况,从而导致信号质量下降,影响信号的传递。由此可见,做好短波广播信号特征与监测技术分析意义重大。

1.短波广播信号特征

短波广播信号与其一般广播信号相比有着许多不同之处,广播短波信号的性质直接决定了其具有许多特征。短波广播信号发射形式为A3E,AM是使其调制方式,宽带处于3-9k H之间。短波广播信号传播过程中,信号强度的改变会引起电平信号的转变,并且信号普遍集中在特定广播频段之内。但是,其中也会存在一些非法电台的信号。

由于广播大宽带信号具有较强的特殊性,短波广播与调频立体声之间的音质差异巨大。但是,短波广播具有悠久的发展历史,在世界任意一个国家都能够实现传输。此外,从而短波广播信号接收结构来看,可以在室外和室内使用,并且也能够在一些交通工具中使用。例如,可以在火车、汽车等结构中使用。综上所述,短波广播具有较多特征,并且每一项特征都十分明显。从目前广播的实际发展情况来看,短波广播在广播中所占的比例最高。相关部门的调查结果显示,短波广播具有其它类型广播所不具有的优势和特征。

2.监测短波广播信号技术

2.1通过设备监测广播电台频率

利用设备对短波广播频率进行监测是一种比较常见的方式。在利用仪器对广播进行监测时,需要做好相应的设置工作。首先,将步长设置为1MHz,在白天将门限电平设置在0d Bu V,夜间则设置为5d Bu V。在设定门限电平时,可依据实际情况进行适当调整,这主要是因为不同阶段的背景下,广播信号强度以及广播内容之间都存在较为明显的差异。其次,将AM设置为设备调解方式,持续20秒。利用这种方式搜索短广播信号十分有效,如搜索过程中发现超出电平的信号,则会在该频道暂留20秒。通过该方式可以区分收听到的广播信号,可以很好的分析广播信号频率,并对分析后的内容进行记录。

2.2数据库对比确认发射源

目前,短波信号在全球范围内都得到了广泛应用,因此国际电联制作了合法的专业电频数据库。在寻找短波发射源位置过程中,对于短波发射源位置的确定可以通过国际频率对比方式进行。但是,需要注意的是国际短波广播中经常会应用不同的语言,这使监测人员的工作变得更加困难。在这情况下,工作人员在对数据库中的资料进行对比时,确定了广播信号的发射源后,还需要通过合理的方式收集一段播音,然后利用网络分别播音语言,最后利用大量的资料判断发射源。

2.3联合侧向定位技术在短波广播信号监测中的应用

该技术的应用需要2个监测站的支持,并且2个监测站在地理位置上不能处于平行。在具体监测过程中,需要充分利用短波广播宽带宽、电平强、场强大等诸多特点。在监测信号时,要判断监测信号一致与否,同时在该过程中需要通过对比频谱特征集信号就参数特征确定信号种类,并排除监测站收到的其它信号,利用侧向系统音频传输功能整理与分析监测信号中的内容。如果通过最终的监测,确定该信号来自同一电台,那就可以测量示向度,对信号发射源进行确定,寻找到信号的发射位置。若2个(或2个以上)监测站在运行过程中,只有一个可以监测到短波信号,那么在实际操作过程中,要应用单站定位功能对发射信号源进行检查。若监测站没有单站定位能力,在操作过程中则需要加派两辆监测车与固定基站进行配合,追踪信号,并对信号进行定位。在定位信号时,需要注意保持监测车与固定站之间的距离,对于两者之间距离的动态测量与修正可以通过两者之间的夹角完成,在整个过程中寻找最大夹角距,找到最佳距离。该项技术对确定固定短波来源的监测效果十分显著,但是需要注意的是,对于突发短波信号的处理,该技术的作用效果并不理想。

2.4利用分析法确定短波发射源的具体位置

分析法主要是对整点呼号方式和语言进行动态监测,在利用分析法对短波广播信号进行监测过程中,监测人员的语言水平必须能够达到工作要求。这主要因为,短波信号涉及到的语言种类相对较多,因此操作人员需要能够准确分辨不同种类的语音,掌握世界各个地区的语音类型,在分析信号中能够快速甄别播报语言的类型,找到问题出现的源头。例如,亚洲区域具有较多的语言类型,除了日语、韩语、印尼语等多个国家的语言外,还有岭南语、广东话等不同类型的语言,因此监测员要想准确判断广播信号发射源所处的位置,就必须掌握大量的语言知识。以整点呼号方式为基础,对广播信号进行分析,整点呼号指的是发射源所具有的一种特殊性的标志,在分析广播信号过程中可以结合这一特特征完成对信号源地及区域的判断。利用分析法能够更加直观判断广播信息,但是该技术在应用过程中存在的一个较大的困难,就是工作人员需要掌握大量的语言知识,而从实际情况来看,这种掌握大量语言知识的人才比较短缺,因此,该方法大范围推广难以实现,但是这无法否定语言分析法在短波广播信号监测的优秀性。

3.结束语

综上所述,短波广播是广播发展过程中不可获取的一个组成部分,对其进行合理应用,可以大幅度提高广播质量及广播效果。因此,相关工作人员需要对短波广播有一个更加清楚的认识,全面掌握短波广播特征,并且通过合理的监测技术对短波广播信号进行监测,确保短波广播传输质量能够达到标准要求,从而为促进广播行业的发展提供支持。

摘要：短波广播技术目前在我国已经得到了广泛的应用。短波广播具有信号电平强、宽带传输距离远,信号传输质量高等诸多优点,因此得到了社会各界人世的青睐。随着短波广播信号在社会地位上的提高,人们也加强了对其的研究,本文主要分析短波广播信号特征及监测技术。

关键词：短波广播信号,监测技术,特征

参考文献

[1]倪智敏.电视广播信号的特征及其监控技术研究[J].中国传媒科技,2016,05:69-70.

[2]马力克·托呼巴义.短波广播发射中的抗电磁干扰方法探讨[J].数字技术与应用,2016,06:240.

超短波信号 第4篇

短波通信［1，2］是唯一不受网络枢钮和有源中继制约的远程通信手段。短波信道是一个时变色散信道,路径衰耗、时间延迟、多径效应和电离层衰落等因素严重阻碍了短波信道中进行数字信息的传输。在短波通信中存在着信道衰落和码间干扰。

短波信道使用的调制体制分为单音串行体制和多音并行体制。单音串行体制是将输入数据用单一载波的不同分量( 如频率、相位等) 进行调制。数据传输速率限制在100 bit/s以下; 多音并行体制是用多个副载波在短波信道的有效带宽内并行传输数据信息,数据传输速率可达到2 400 bit/s。

多音并行体制在克服多径传播、信道衰落、多普勒频移和提高数据传输速率等方面具有突出的优势。

本文以短波多音并行体制中常见的16 音信号为例,对多音并行信号接收中的关键技术: 信号检测、多普勒频移测量、同步提取和FFT相位解调进行深入研究,设计出一种不依赖于特定采样速率的高性能全数字解调算法。

1 短波多音并行信号传输

在短波通信中,当多径时延与码元周期处于同一量级时,码间干扰变得严重起来［3］。因此,延长码元周期,使码间干扰只发生在码元的前后沿,用一段保护时间确保解调器只工作在码元无串扰的部分,可以有效改善数据传输质量。由于码元周期的加长,导致传输数据速率下降,所以采用足够数量的副载波来实现所需的数据传输速率。

短波多音并行信号常见的有16 音、39 音和51 音。

16 音信号规格如下［4］:

1 一个多普勒单音,605 Hz,单频未调制,用于校正频率偏差;

2 一个同步单音,2 915 Hz,在报头帧用于信号同步;

3 15 个调相单音,从935 ~ 2 365 Hz,频率间隔110 Hz,以及2 915 Hz,用于数据传输;

4 每个数据音为时间差分四相移相键控( TDQPSK) 调制;

5 各个数据音初始相位不同;

6 码元长度为22. 22 ms ( 速度45 Bd ) 和13.33 ms( 速度75 Bd) 2 种;

7 采用汉明编码和加密等技术。

16 音信号信息传输的帧格式［5］如图1 所示。其中信息帧中,根据工作方式的不同,包含或同时包含地址码、终止码和报文数据。

2 解调算法设计

依据软件无线电理论和全数字接收机原理［6，7］,所谓全数字解调,是指解调器首先对接收的模拟信号采样并数字化,其采样时钟振荡于固定频率,后续的解调处理全部用数字信号处理的方法且不再提供振荡控制信号去反馈控制采样器。

对于短波多音并行信号,一般应用于飞机、陆基和舰艇战术数据系统之间实时交换战术数据。由于目标的相对运动,所以在接收的信号中都会产生多普勒频移。由于战术数据信号都为分时传输,且传输时间很短。所以在相对运动速度较低且短时间内多普勒频移近似认为固定不变,并且近似认为各数据音与多普勒单音的多普勒频移相同。解调时,利用多普勒单音精确测量出多普勒频移,以此测量值为基准纠正其他数据音的多普勒偏移。并对纠正后的数据音做频谱分析,实现FFT相位解调。

FFT相位解调主要包括下面几个部分: 信号检测、多普勒频移校正、信号同步和FFT相位解调。解调原理框图如图2 所示。

2.1 信号检测

如前所述,多音并行信号为分时传输,解调时需要提取信号部分的数据。也就是说信号检测是判断接收信号是噪声还是携带数据信息的信号的过程。所以信号的检测应该包含对信号开始时刻的检测和信号终止时刻的检测。由于发报时多普勒音为单频未调制,且幅度为其他数据音的2 倍,因此适合用检测能量的方法来检测信号。

信号检测方法1: 在接收端用2 个带通滤波器,其中1 个带通滤波器中心频率置于多普勒音,滤波器的输出为多普勒音的信号能量; 另外1 个带通滤波器置于多普勒音和同步音之间,其输出能量仅为噪声能量。利用信号滤波器和噪声滤波器输出能量的差异,进行信号检测。为了减少噪声起伏带来的干扰,减少虚警和漏警,取N个样点做平均。为提高检测精度,以固定窗长进行小步进的滑动,用连续多次步进的测量结果进行综合判断。

信号检测方法2: 可采用频谱分析的方法。通过对一段数据进行FFT运算,分别取多普勒频率和噪声频率对应谱线的能量值,进行比较,从而进行信号检测。

频谱分析本身就是对信号进行窄带滤波,所以这2 种方法的本质是相同的,效果也大致相同。需要注意的是,不管采用哪种方法,都必须进行小步进滑动进行多次判断,才能保证检测的精度和准确度。

2.2 多普勒频移测量

多音并行体制中,各个副载波间的频率间隔很窄,只有100 Hz左右,因此对由信道或由载机运动引起的多普勒频移相当敏感。因此,这种体制的调制解调器在同步建立和数据解调前必须进行多普勒频移校正,否则,将无法建立正确的同步和获得比较好的解调性能。

传统的FFT方法［8］,要提高频率测量精度,需要增加数据长度。而实际系统中,尤其是数据带有帧格式的系统中,其用于频率测量的数据长度( 通常指导频) 一般都较短,因此数据长度不能满足要求。这里采用的相位差法,是传统FFT方法的改进,它可以利用较短的数据而达到高精度频率测量的目的。

相位差法测频的基本思想如下: 连续取一时域信号的2 段采样数据,用此2 段数据做FFT,当所取数据的长度与所做FFT的点数相等且被测信号的频率是整倍数的频率分辨率时,前后2 次FFT相同谱线位置的相位差应该为零。当被测信号的频率不是整倍数的频率分辨率时,利用前后2 次FFT相同谱线位置的相位差对测量的频率值进行修正。利用上述原理,可以达到高精度频率测量的目的。

所谓的连续取数据包含2 层含义: 1 2 次取数之间没有间断; 2 2 次取数之间有间断,间断的点数已知。

第1种情况时,所测得的频率为:

式中,f为频率测量值; Δf为频率分辨率; Nmax为最大谱线位置; A为前后2 段数据在最大谱线位置的相位差。

第2种情况时,所测得的频率为:

式中,f为频率测量值; Δf为频率分辨率; Nmax为最大谱线位置; A为前后2 段数据在最大谱线位置的相位差; K为2 次取数间隔; N为所做FFT的点数;Fs为采样率。

利用相位差测频的前提是先粗略地知道频率的大致范围,以确定所取谱线的位置。这一条件的实现可利用FFT找最大谱线位置的方法。经仿真实验,这种方法在所取FFT点数很少的情况下,即可达到很高的测频精度。

2.3 信号同步

数据通信中要实现正确解调的先决条件是在接收端建立正确的帧同步［9］。在对多普勒频移进行估计后,对输入信号进行多普勒频移校正,对校正后的信号,首先将进行同步提取。同步提取包括前导码期间同步的建立和数据段的同步跟踪。针对不同格式的多音并行信号,有时只需要在前导码期间建立同步即可,如16 音信号,一次传输的时间很短,所以在前导码期间建立了同步后在传送信息时不会发生失步现象。

文献[10]中,采用逐点滑动进行频谱分析的方法来获得前导码期间的同步,采用缝隙值同步技术［11］实现数据段的同步跟踪。

除上述方法外。利用同步音相邻2 帧之间有180°的相差,及发送端对码元进行了成型滤波的特点,首先设计一窄带滤波器,将同步音滤出,然后计算得到同步音的包络,包络曲线应该包含5 个波峰和至少4 个波底,波峰的位置即为码元的中心点,波底的位置即为码元同步点。利用这一原理,经过较少的运算量,即可获得帧同步。

2.4 FFT相位解调

在同步建立后,即码元起始位置确定后,对一帧的时域信号Y( n) 做快速付氏变换( FFT) ,求出各个数据音的幅值和相位。

采用FFT,可以大大减少运算量,节省处理时间。由FFT计算出信号所有音的相位,取15 个数据音的相位值,该信号采用TDQPSK调制,是以前后码元相位变化来携带信息的。

式中,k = int( freal/ ( Fs / N) + 0. 5) 为各音真实频率对应的谱线位置; freal为各音真实频率,等于各音标称频率与测量得到的多普勒频移之和,即freal= fbiaozhun+fduo; Φi( k) 为第i帧第k音上的相位; Φi－1( k) 为第i-1帧第k音上的相位。

判断 ΔΦ( k) 所在像限,即可解调出相位信息。

ΔΦ( k) 在第1 像限,输出10; ΔΦ( k) 在第2 像限,输出00; ΔΦ( k) 在第3 像限,输出01; ΔΦ( k) 在第4 像限,输出11。

将每一帧的15 个音的30 bit串起来,就得到原发送数据,完成相位解调。之后可以对数据进行解码、还原信息等工作。

3 算法实现及仿真结果分析

3.1 算法实现

短波接收机对射频信号进行边带解调后,实时输出音频数据。

如前所述,本文所述解调算法为全数字解调算法,且对采样频率无特殊要求,只要保证能对音频信号进行无失真采样即可。这里介绍一种最简单的实时解调实现方案: 利用计算机中的声卡作为采样器,用C语言对采样数据进行实时处理。

选择声卡的采样频率为16 k Hz,一次读取采样数据的点数为2 028 点,这样每帧中包含采样点数为213 点或352 点,一包采样数据中包含9.6 帧数据或5.8 帧数据。

信号检测和信号同步时滑动窗长为128,步进为20。多普勒频移测量时FFT的点数为256 点。FFT相位解调时FFT点数为512 点。

算法实现流程图如图3 所示。实现流程同样适合在全数字接收机［12］DSP中实现。

3.2 仿真结果分析

按照16 音信号格式,以16 k Hz的采样速率产生16 音调制信号,选择资料［13］中规定的地址码为基带码流,并加入多普勒频移和高斯白噪声。设置多普勒频移为6 Hz,信噪比S /N为12 d B( 3 k Hz带宽) 。仿真结果如下: 信号检测误差为8 个采样点,频率测量精度为0.01 Hz,同步误差为12 个采样点。在上述条件和估计精度下,连续观察10 min,无丢帧和误码现象,能100%正确解调。

对估计精度的分析如下:

由于码元长度为22.22 ms或13.33 ms,相应的总间隔为18.18 ms或9.09 ms,所以允许信号处理误差分别为1.91 ms或2.12 ms,对应的采样点数为30 个或34 个采样点。也就是说,信号检测误差和同步误差之和只要小于30 或34,就能正确建立同步。

对于测频精度的衡量,可以这样估算: 假设一个时隙传输的最大帧数为100 帧,按照22.22 ms帧长计算,当频率误差为0.1 Hz时,引起的相位误差仅为2°,而QPSK允许的相位误差为45°,所以不会影响相位判决。

如上所述,对误差的理论分析结果与仿真结果一致。

4 结束语

本文以16 音信号的解调为例,介绍多音并行信号的解调过程,此方法适用于39 音和51 音等其他多音并行信号。

对于多音并行信号,采用FFT相位解调的方法。传统的FFT相位解调对采样频率有着严格的要求。或要求一个码元周期内为整数个采样点( 即采样频率是帧速率的整倍数) ,或要求做FFT后,各单音的标称频率必须落在整数根谱线位置上。这样,设计好的一种采样速率只能适应一种多音格式中的一种速率的信号的解调。即只要标称频率集不同,调制速率不同,就必须要设计不同速率的采样时钟。此外,由于各部分算法处理精度高,使得在较低信噪比下,可获得很好的解调性能。

超短波信号 第5篇

短波通信具有通信距离远、抗毁性强、机动灵活等优点[1],近年来应用越来越广泛[2]。短波通信信号形式也呈现出日益多样化的趋势[3],对短波频谱监测领域提出了挑战[4],因此需要研究更加有效的短波信号检测算法。在给定带宽内检测具有特定协议的信号是无线电频谱监测领域的重要任务之一[5,6],Clover-2000协议是短波频谱监测中的常见目标[7,8],因此有必要开展Clover-2000信号检测技术的研究。

本文主要研究宽带多信号环境下如何快速检测是否存在符合Clover-2000协议特征的信号的问题。由于Clover-2000协议信号与2GALE协议信号的频谱有很强的相似性[9,10],因此2GALE信号识别的文献对本文的研究具有很大的借鉴意义。文献[13]研究了宽带内2GALE信号的识别问题,提出了基于频谱模板匹配的识别方法,具有较好的识别效果,但本文未考虑2GALE信号与Clover-2000信号的区分问题。文献[14]针对2GALE和Clover-2000信号频谱相似的问题,采取了基于带通滤波后子频带信号短时谱能量的波动性检测方法来区分二者,提出一种基于短时谱能量方差的2GALE和Clover-2000信号分辨算法,但该算法需要窄带滤波,运算量较大。

为了实现带宽内Clover-2000协议特征的信号的检测,本文首先应用文献[13]中提出的基于频谱模板匹配的识别方法对Clover-2000进行初步检测。再对检测到的信号每一时刻的瞬时谱都取无偏自相关,然后对所有时刻的频谱自相关值求平均,最后通过检测自相关平均值中是否存在特定的频率分量来进一步确定初步检测到的信号是否为Clover-2000。

1 Clover-2000协议概述

CLOVER-2000协议是一种第三代通用短波数传协议,它继承和发展了CLOVER-I和CLOVER-II协议的特性和优点,保留了ARQ选择式重传控制机制,可以根据当前信道质量来调节信号[11,12]。其信道纠错编码方式为RS码,该协议的传输速率相比CLOVER-I和CLOVER-II有了一个很大提高。在不进行数据压缩的情况下,CLOVER-2000的传输速率可以达到2 000 bps,并且带宽控制在2 000 Hz之内(500~2 500 Hz),所以它兼容所有的SSB电台。CLOVER-2000采用差分相位调制,因此滤波器的线性相位性质和带宽要求较低。

CLOVER-2000的ARQ传输包括5种不同的调制方式:BPSM、QPSM、8PSM、8P2A和16P4A。最大的数据传输速度在BPSM调制时为35 Byte/s,而在16P4A调制时为210 Byte/s。BPSM适用于信号微弱或强干扰情况,而16P4A则适用于信道质量较的好情况。采用8路子载波并行传输,相邻子载波的频率间隔为250 Hz。频谱特征如表1所示。

CLOVER-2000信号的频谱特征如图1所示。

2 Clover-2000协议信号检测算法

2.1 算法思想

由于Clover-2000信号和2GALE信号的最大保持谱几乎完全一样,因此这里考虑采用现有的2GALE信号检测算法对Clover-2000信号进行初步检测。在初步确认可能是Clover-2000信号之后,通过瞬时谱特征来进一步区分Clover-2000信号和2GALE信号。文献[13]研究了宽带内2GALE信号的识别问题,提出了基于频谱模板匹配的识别方法,具有较好的识别效果。因此本文首先采用文献[13]中的模板匹配算法初步检测Clover-2000信号,然后应用2.3节中的基于瞬时谱自相关的单音判别算法进一步确认是否为Clover-2000信号。识别流程如图2所示。

2.2 基于模板匹配的信号初步检测

设预先生成的Clover-2000信号的频谱模板为Ft={Fti,i=1,…,N},其中N为模板频谱的点数。设待检测目标信号的最大保持频谱集合为Fd={Fdi,i=1,…,M},其中M为信号最大保持谱点数。在Fd中抽取从第k个点开始的N个频点构成的集合Fdk,构造相关系数Rk为:

通过遍历k值可以检验Fd中各处与模板的相关性,通过设定门限Th,在集合{Rk,k=1,…,M-N}寻找大于Th的值,即可初步判断目标信号中是否存在Clover-2000信号。

2.3 基于瞬时谱自相关累积的信号判别

Clover-2000为8路并行信号,2GALE为8FSK,二者相邻音之间的间隔一样都是250 Hz[15],最大保持谱形状极其相似,故基于频谱模板匹配的方法无法将二者区分开。究其原因是最大保持谱仅仅携带频域信息,并没有时域信息,而二者的区别正是在时域,Clover-2000中每一个音在信号持续时间内一直有能量,2GALE是FSK调制信号,8个不同的音交替出现,同一时刻仅有一个音有能量。因此在瞬时谱中Clover-2000信号表现为8个谱峰,并且大致形状保持不变,而2GALE的瞬时谱中仅有一个谱峰或两个谱峰(FFT点数适当的条件下),并且谱峰位置不固定。因此可以通过这一特征区分两种信号。这里提出基于瞬时谱自相关的方法,每一时刻的瞬时谱都取无偏自相关,然后对所有时刻的频谱自相关值求平均,最后通过检测自相关平均值中是否存在特定的频率分量来进一步确定初步检测到的信号是否为Clover-2000。

通过第一步的模板匹配,可以精确获得Clover2000信号所在的频率,因此可以截取其瞬时谱。令F(n,k)为k(1<k<K)时刻瞬时谱第n(1<n<N)个频点上的频谱数据,则瞬时谱的无偏自相关为:

由于Clover-2000为8路等间隔载波并行传输,因此如果对其瞬时谱F(n,k)做二次谱分析,其二次谱中然会存在以子载波间隔为周期的频率分量FT,对瞬时谱F(n,k)求无偏自相关RF(m,k),相当于匹配滤波,在保留频率分量FT的同时还起到了去除噪声的作用。由于Clover-2000为稳定的并行8路载波传输,因此RF(m,k)在不同时间k下是平稳的,那么可以通过在信号持续时间内对RF(m,k)求均值,来进一步去噪。

无偏自相关的边界点处,即m接近边界时,由于有效数据很少,会造成相关函数的估计值的偏差,因此可以提取中间有效部分进行分析,设截取数据起止位置分别为M1和M2,对其做DFT。假设截取数据部分有W个周期,相应DFT结果中就会在第W个分量处出现谱峰分量。

如图3和图4所示,截取有效数据为9个周期,则在DFT的第9个分量处有能量。由于Clover-2000的频谱结构是固定的,因此M1和M2是可以预先确定的,则其中的周期数也是确定的。

而对于2GALE信号由于其为8FSK调制,如果频谱分析数据长度远小于8倍的单音持续时间,则其瞬时谱F(n,k)在信号持续时间内没有平稳的性质,因此RF(m,k)取时间平均之后不会出现稳定的强单音分量。因此可以通过检测FR(q)(0<q<M2-M1)中在W处是否有强单音分量来区分Clover-2000和2GALE。

2.4 门限确定

本文提出的算法需要通过设置门限来实现频谱模板匹配和瞬时谱自相关检测,由于第二步中的基于瞬时谱自相关的精细检测应用DFT运算,具有累积增益,在较低信噪比情况下,对于Clover-2000信号,DFT特征谱线仍为所有特征谱线的最大值,因此可以通过判断第9根谱线是否为最大值来判决。由于精细检测有较好的性能,在第一步粗判别时,可以将门限设置得较低,这样未免会带来虚警,但通过第二步的精细判决可以将其剔除,根据经验将粗判决的门限设为0.5可满足实际需要。

3 仿真试验

试验条件:参照文献[13],做如下实验设置:频谱模板采用标准的无噪声CLOVER-2000信号构造。检测判决门限设定为0.5,目标信号最大保持谱的FFT点数设定为2 048点,在信噪比-5~5 d B条件下检验本文算法和文献[14]中算法的正确检测率和虚警率,蒙特卡罗仿真次数为1 000次。其中信噪比定义为信号所在带内信号的功率与噪声功率之比。评价虚警概率时,目标信号设定为与CLOVER-2000信号带宽一样的2GALE信号、8PSK信号和4FSK信号。信号采样率为48 000 Hz,试验所采用的数据长度为1 s。在初步检测阶段采用文献[13]中的模板匹配算法,在区分CLOVER-2000与2GALE信号时,比较本文算法和文献[14]算法的性能。

从图5可以看出两种算法得正确检测率都随着信噪比的增加而增加。在信噪比为-2 d B时,本文提出的算法已经达到100%的检测率,而文献[14]中的算法需要信噪比为2 d B时才能达到同样的性能。本文提出的算法之所以在如此低信噪比下还能达到优良的性能,首先是因为使用的模板匹配算法具有信号累积的作用,能把与模板做相似的频谱片段能量累积,同时由于模板与噪声相关性很小,又起到抑制噪声的效果,因此可以带来信噪比增益。其次本文算法采用了基于瞬时谱自相关算法,由于Clover2000的频谱中存在周期分量,通过无偏自相关操作,有助于提取这种周期分量,并抑制噪声,通过时间平滑进一步降低了噪声。同时应用DFT操作,带来信号累积增益。

图6给出了两种算法的虚警率,也就是错误检测概率。这种概率主要由2GALE信号识别为Clover-2000信号而造成的。

本文算法虚警率很低,在信噪比为-5 d B时,虚警率仍不到5%,说明本文算法可以很好地区分2GALE信号Clover-2000信号。而文献[14]中提出的算法信噪比0 d B以下时,虚警率很高,可见在低信噪比下,该算法不能很好地区分2GALE信号Clover-2000信号。

4 结束语

超短波信号 第6篇

关键词：短波,短信息,传输

1. 前言

短波这一传统的通信方式具有其它通信手段无法比拟的优势。目前各国竞相推出和配备各种短波自适应电台、跳频电台,采用微处理器、数字信号处理(DSP)、自适应技术、跳频技术,不断提高短波通信的质量和数据传输速率,增强自动化、新业务功能。其中,在短信息传输技术中,采用短波探测信号方法,具备许多优势。对于短信息而言,它从发送端传送到接收端,可以具有多条传播路径,不占用全频段资源,对其它短波通信不构成干扰。本文对基于短波探测信号的短信息传输技术进行了深入研究。

2. 短信息传输信道的数学模型

短信息传输信道的数学模型见图1:

2.1 调制信道模型

调制信道的共性:

(1)有一对(或多对)输入端和一对(或多对)输出端(图2);

(2)绝大多数的信道都是线性的,即满足叠加原理;

(3)信号通过信道具有一定的迟延时间,而且它还会受到(固定的或时变的)损耗;

(4)即使没有信号输入,在信道的输出端仍有一定的功率输出(噪声)。

对于二对端的信道模型(一对输入端和一对输出端),其输出与输入的关系应该有

其中,ei(t)为输入的已调信号;e0(t)为信道总输出波形;n(t)为加性噪声/干扰,且与ei(t)相互独立。f[ei(t)]表示已调信号通过网络所发生的(时变)线性变换。

若设f[ei(t)]=k(t)ei(t),则有e0(t)=k(t)ei(t)+n(t)

信道的作用相当于对输入信号乘了一个系数k(t)。上式为调制信号的一般数学模型。加性干扰n(t),乘性干扰k(t)。

通常乘性干扰是一个复杂的函数,包括各种线性畸变、非线性畸变,同时由于信道的迟延特性和损耗特性随时间作随机变化,往往用随机过程来表述。

在分析乘性干扰时,可以把信道粗略分为两大类:

恒参信道:k(t)不随时间变化或基本不变化;

随参信道:k(t)随机快变化。

当没有信号输入时,加性干扰也存在,但没有乘性干扰输出。

2.2 编码信道模型

编码信道的输入和输出信号均是数字序列,对应二进制即0和1的序列。

编码信道对信号的影响是一种数字序列的变换,即把一种数字序列变成另一种数字序列。一般把编码信道看成是一种数字信道。

编码信道模型可以用数字的转移概率来描述。模型中,把P(0/0)、P(1/0)、P(0/1)、P(1/1)称为信道转移概率。以P(1/0)为例,其含义是“经信道传输,把0转移为1的概率”,这是一种错误转移概率。

编码信道是无记忆的信道,即前后码元发生的错误是互相独立的。

3. 短信息传输的格式

对短消息的控制共有三种模式:

(2)基于AT命令的PDU Mode

(3)基于AT命令的Text Mode

目前,PDU Mode因其比较简单已取代Block Mode、Text Mode。

PDU数据格式分析:

例如,我们要将“Hi”字符发送到目的地。

PDU字符串为:

(1)08//短信息中心地址长度,指(91)+(683108200805F0)的长度。

(2)91//短信息中心号码类型。91是TON/NPI遵守International/E.164标准,指在号码前需加+’号;此外还有其它数值,但91最常用。

短消息编码:

需要发送的短消息内容为“Hi”,使用的GSM字符集为7位编码。首先将字符转换为7位的二进制,然后,将后面字符的位调用到前面。例如:H翻译成1001000,i翻译成1101001,显然H的二进制编码不足八位,那么就将i的最后一位补足到H的前面。那么就成了11001000(C8),i剩下六位110100,前面再补两个0,变成00110100(34),于是“Hi”就变成了两个八进制数C8 34。

4. 短波探测通信网构建

短波探测通信网构建(见图3示意图),可采用分布控制、集中控制两种方式相结合的混合控制网络模式,在障碍物较大较多的地区,可采用中继方式灵活布置节点,若有条件也可接入其它无线/有线网络。移动节点在传输距离以及移动性上都有很大灵活性,它能够在某一地域的整个范围内,实现轻松扩展与延伸。

(1)每个短波电台作为探测通信网一个接入点,每一个接入点具备自动信道选择、自动发射识别、选择呼叫与自动接续等功能,多个接入点有序组合构建公安消防部队探测通信网。

(2)短波探测通信网具备半自动优选频率的自适应(ALE)功能和全自动优选频率的自优化功能,采用网络技术、软件技术、现场管理,以软件交换为支撑,实现对短波电台的联网和控制,支撑现场的应急管理。具有数据传输功能、保密和抗干扰的跳频功能、组网通信的数字选呼功能、卫星定位的GPS监控功能和实现连接有线网的有线无线转接功能等。

(3)短波探测通信网以短波作为传输链路,在实际组网中,可加大电台功率以延长传播距离,或采用三线式天线、ML-90天线、7006宽带软天线等新式天线,消除盲区,以实现高质量通信。

5. 短波探测信号实现短信息传输的技术研究

5.1 短信息数据编码

短信息数据编码主要采用BCH编码和交织编码的方式。在发送端,要求将发送的176比特数据分为16组,每组11比特,对于每组分别进行(11,15,3)的BCH编码。每组11比特信息经过这种BCH编码后,成为15比特的码字。16组信息相应地编成16组字。对于每组码字,就性能而言,可以纠正一位随机错误。

在实际情况中,短波信道的干扰以突发干扰为主,即干扰往往同时影响连续的多个码元,单纯的BCH码组是不适合于信道传输的。因此,还要对16组码字进行交织编码。在此方案中我们采用长度为16的交织编码,对16组码字进行交织编码。

交织编码并没有改变码元的数目,而是对各个码组分量在顺序上按一定规律重新排列。交织编码的最后结果会得到15组数据,每组包含16个元素。交织编码并不能改变码组的纠错能力,但是它能分散信道突发错误,使错误能够在BCH解码中被纠正。

将进行交织编码后的15组数据首尾相连,形成所需的240比特数据段。选择16位相关码作为同步头,写入数据帧中16位同步段中,形成256bit数据。整体过程见下图:

5.2 数据解码

对得到的判决帧,利用交织编码的原理,进行逆运算,可以实现交织解码。交织解码后,还必须将得到的结果帧还原为16组码字,每组码字为15比特。对每组码字分别进行BCH解码。由于采用系统码,所以码字经过纠错处理后,只需将码字的前11位提取出来就可以还原出发送端发送的信息。整体过程见图5:

5.3 数据帧检测

数据帧检测主要利用数据帧中的同步头(16bit相关码)进行,利用相关码的相关特性对数据帧进行检测,同时提供随后的数据bit同步信号。当检测到16bit相关码时,认为随后的数据为有效数据帧。因此,同步头采取什么码字非常重要,常用的同步码有多种,为了实现帧同步和检测,同步码必须具有如下特点:

①码组应尽可能短,以保证数据传输效率;

②尽可能避免信息数据中出现与它相同的码字,减少虚警;

③具有尖锐的自相关函数。

6. 结论

本文对短波探测信号在短信息传输技术中的具体应用进行研究分析。研究表明,采用整个短波频段进行短信息传输具有很强的频率分集作用,可以保证信息传输可靠准确地传输,实现高可靠的信息接收。

参考文献

[1]沈琪琪,朱德生.短波通信[M].西安电子科技大学出版社,1995.

超短波信号 第7篇

1.1 广播及电视混合干扰信号

广播及电视, 所产生的混合干扰信号的干扰频率, 主要包括:同频、中频、互调频率、副波道干扰频、镜像频、交通干扰频及邻近频等[2]。其中, 邻近频, 干扰信号强, 与交通干扰、接收机选择性指标存在联系;主频及交频, 干扰信号较强, 与接收机高频放大器的动态范围、接收机选择性指标存在密切联系;镜频及中频, 干扰信号强, 与接收机的选择性指标存在密切联系。可得出:广播及电视混合干扰信号强, 与接收机的输入动态范围、选择性指标存在直接联系, 因此, 要求相关技术人员, 准确定位干扰频率, 了解干扰原因, “对症下药”。

1.2 其他混合干扰信号及同频干扰信号

一般情况下, 在中短波广播中, 其他混合干扰信号, 受不同发射机载频的影响, 表现明显, 不仅存在干扰信号窜入的情况, 还极易产生超声拍。同时, 结合相关资料发现, 我国普遍地区的中短波广播频率, 以地波覆盖标准为主, 完成指配, 不受时间空间等覆盖区域的限制, 信号接收质量高, 但是, 在信息实际接收的过程中, 注意电离层对于接收质量的影响, 尤其是在夜间时, 电离层消失后, 广播中波受远区域同频信号干扰严重, 直接降低接收质量[3]。值得注意的是, 同频干扰, 作为接收信号干扰的主要问题, 受我国国情的限制, 无法回避。

2 中短波广播接收信号干扰问题的解决措施

2.1 同步广播形式

要求相关技术人员, 以同步广播形式为切入点, 减少同频干扰, 例如:以中波同步广播后, 电台间播放相同节目时, 降低同频射频的保护率, 同时, 在接收远距离微弱信号时, 利用定向天线, 将磁性天性设置于接收机内, 有效减少在信号接收过程中所造成的同频干扰, 最大程度保障远距离中波信号的接收质量, 确保当地观众的收听效果。值得注意的是, 少部分地区, 以增强发射机的功率为主, 以清除其他频道为辅, 采取多种解决办法, 解除同频干扰的问题。

2.2 降低噪声、电波传播及接收方的干扰

噪声干扰, 主要包括:1外部噪声, 多指自然噪声, 例如:风、雷及雨声;2人为噪声, 多指各种人造设备产生的噪声, 以连续性宽频、继续脉冲及周期性脉冲为主要噪声形式, 例如:辉光放电、火花放电及电晕放电。同时, 噪声干扰, 无法彻底消除, 影响严重, 尤其是在短波信号的接收过程中, 极易造成无法正常收听节目。因此, 要求相关技术人员, 于开关接点两端, 并联RC电路, 有效吸收脉冲电流, 同时, 谨慎选择信号接收地点, 远离高压输电线路区域。

受太阳黑子活动、电离层及昼夜的影响, 部分地区的短波信号传输不稳定[4]。因此, 要求相关技术人员, 做好前期施工区域勘测工作, 评估施工区域电离层的稳定性, 同时, 不断提升自身技术水平, 制订具有地域特色的短波抗干扰方案。

接收机的选择性指标, 作为中短波广播接收信号干扰的关键点, 具备显著的价值。因此, 要求相关技术人员, 提高对于接收机的重视程度, 加大资金投入, 采购先进的接收机设备, 以定向天线接收为主, 扩大接收机的高仿电路动态范围, 同时, 安装高频衰减器, 提高信号的接收质量, 有效降低对于接收方的干扰。

3 结语

从现阶段我国中短波广播的技术水平来看, 受传统因素影响, 广播及电视混合干扰信号、其他混合干扰信号及同频干扰信号干扰严重, 阻碍我国中短波广播的技术发展。因此, 要求相关技术人员, 坚持实事求是的原则, 结合广播电视台的具体情况, 转变传统理念, 加大对于接收信号干扰问题的重视程度, 扩大资金投入, 同步广播形式, 降低噪声、电波传播及接收方的干扰, 同时, 不断提升自身技术水平, 积极引进科学的抗干扰理念, 逐步转变工作重心, 与现有的抗干扰方法相融合, 以便于解决在实际播出过程中所面临的问题, 摸索出具有地方特色的中短波广播接收信号抗干扰模式, 更好地服务于社会, 进一步为推进我国广播电视行业的发展奠定坚实的基础。

摘要：随着我国经济的不断发展, 居民生活水平的不断提高, 社会对于精神文化建设的要求也更为严格。为了增强中短波广播播出的稳定性, 保证中短波广播播出处于正常运转状态, 为广播电视台节约更多成本, 广播电台要求相关技术人员, 在综述中短波广播概念的基础上, 分析现阶段我国中短波广播的接收信号干扰问题, 并提出相应的解决措施。

关键词：中短波,广播接受信号,干扰问题

参考文献

[1]薛啸.关于中短波广播接收信号干扰问题的探讨[J].科技创新与应用, 2016 (9) .

[2]张利娟.中短波广播发射台电磁干扰问题的控制方式解读[J].黑龙江科技信息, 2016 (9) .