频率间抗干扰分析

频率间抗干扰分析（精选4篇）

频率间抗干扰分析 第1篇

在专用短波接收机系统中，通常采用的是超外差二次变频体系结构。“超外差”是指将射频输入信号与本地振荡器产生的信号相乘或差拍，即由中频滤波器选出射频信号与本振信号频率和频或差频。主要优点是：在低中频上容易实现相对带宽较窄、矩形系数较高的中频滤波器，以提高接收机的选择性，而且增益可以从中频级获得，降低了射频级实现高增益的难度。当射频信号频率上升到微波甚至毫米波时，采用二次变频方法，可以降低滤波器实现的难度，保证接收机的选择性，既使在射频频率较低时，也可以采用二次变频，且第一中频设计为高中频的方法来获得较好的镜像频率抑制。

系统结构如图1所示，由图1可以看出，该接收机射频前端系统存在两个频率转换环节，即存在两个混频器。在这些频率转换过程中，出现了很多干扰，如组合频率干扰、副波道频率干扰、交叉调制、阻塞干扰、倒易混频等等。这些干扰的出现，对于接收机能否如愿地实现接收功能，带来了很大的困难。因此，必须尽最大的可能消除这些干扰，使所需的信号能够毫无影响的解调还原，完成最终的通信。

2. 混频器的频谱分量

一个任意的单值电阻的i-v特性可由多项式（1）表示

其中：α0表示任何DC偏置电流。该表达式包括理想外延二极管，对此[1]：

令RF输入信号为：

LO1信号为：

将有一系列无限多的混频分量产生：

因此，输出包含一个直流项（通常可忽略）

混频器产生的主要分量ωL±ωR来自第二项

其幅度正比于系数α2，该项同时产生二次谐波2ωR和2ωL；三次和更高次项产生更高的谐波，混频产物有如下形式：

这里p和q是正整数，他们代表本振频率和信号频率的谐波次数。分析上式可看出，在混频器的输出产物中，除了需要的中频信号外，还存在一些谐波频率和组合频率，如果这些组合频率信号接近中频信号，并落在中频滤波器的通带内，这样便形成了组合频率干扰。

3. 组合频率干扰分析

由于系统射频频率较低，为了降低滤波器实现的难度，保证接收机的选择性，系统采用了超外差二次变频结构，且第一中频设计为高中频的方法来获得较好的镜像频率抑制。因此，第一中频级采用上变频的形式将RF频率与一频率较高的本振信号LO1进行合频[2]。则可得到该中频级的频率值：

其中：RF为射频输入信号频率；LO1为第一级输入本振信号；为理想条件下第一级混频器输出的中频信号频率。

为了便于后级A/D转换及数字信号处理，第二中频级采用下变频方式，将第一中频级信号与另一本振信号LO2进行差频，则该中频级输出的频率理论值应为：

其中：为第一级混频器输出中频信号频率；LO2为第二级输入本振信号；2为理想条件下第二级混频器输出的中频信号。当然，这两路本振信号是由DDS产生的同相单频正弦波信号。两路信号产生的基本原理相同，故而此处只针对第一中频级进行分析，第二中频级的分析方法与之相同。

由式（6）可知，在第一级混频后的输出信号中会存在组合频率干扰，虽然中频滤波器可以滤除通带以外的频谱分量，但是显然只要满足式（9）:

其中： (实) 为第一级混频器实际产生的中频信号族；p1, q1为RF信号频率和本振LO1信号频率的谐波次数。

组合频率的干扰信号就会通过中频滤波器，进入中频放大器。也就是说当p1, q1满足条件：

（其中：BW为信号带宽）时，RF的p1次谐波与LO1的q1次谐波所带来的组合频率干扰将进入第二级混频器。

同理，由于信号带宽不随频率变化而改变，则当p2, q2满足条件：

（其中：2为第二级混频器输出中频信号频率）时， (实) 的p2次谐波与LO2的q2次谐波所带来的组合频率干扰将对最终的后一级的数字信号处理带来不良影响。

因此，根据上述算法，通过分析并尽量减少组合频率干扰个数的方法，选择第一级及第二级本振频率，具有极重要的工程实际意义。

4.算法实现

运用C++程序语言实现上述程序, 并结合MFC可视化人机交互辅助设计。成功实现了混频器组合频率干扰分析软件。

软件界面如图2所示。

5.结论

本文通过对超外差二次变频接收机射频前端结构原理进行分析, 从理论的角度指出了混频器组合频率干扰的来源, 提出了一种有效的分析组合频率干扰来源的方法, 并结合C++程序语言, 成功的实现了这种方法。事实证明, 该方法在组合频率干扰分析, 混频器本振频率选择等方面具有一定的工程实际意义。

摘要：现代通用接收机在设计和实现上越来越趋向高性能、高集成度的方向发展。在性能上, 主要是向高线性、大动态范围、高灵敏度、高分辨率等方面发展。针对这样的要求, 接收机通常采用超外差结构设计。该结构中至少存在一个频率转换环节, 即混频器。这样, 频率转换过程中就出现许多干扰, 本文针对混频器的组合频率干扰, 提出了一种有效的分析方法, 并利用MFC实现了这一算法。通过实践, 证明该方法对本振频率选择、预选及中频滤波器设计有一定的帮助。

关键词：超外差混频器,组合频率干扰,本振频率,中频滤波器

参考文献

[1]Inder Bahl, Prakash Bhartia.Microwave Solid State Circuit Design Second Edition[M].第二版.北京:电子工业出版社, 2006.

[2]Carl J.Weisman.The Essential Guide to RF andWireless[M].Second Edition.北京:电子工业出社, 2003.

[3]David J.Kruglinski, Scot Wingo, George Shepherd Programming Microsoft Visual C++6.0技术内幕[M].第五版.北京:北京希望电子出版社.2001.

[4]王卫东傅佑麟.高频电子线路[M].北京:电子工业出版社, 2005.

浅析镜像频率对短波广播产生的干扰 第2篇

摘要 通过对短波广播效果收测过程中出现的镜频干扰现象，分析其产生的原因。关键词 超外差接收机 镜频干扰 原因分析

一、对短波广播产生干扰的因素

广播监测系统是一个反馈系统，可以及时反映各种节目的播出效果，对于提高广播宣传质量起着重要的作用。广播质量监测的任务主要包括广播播出声音质量的监听、广播发射特性的测量、广播发射机运行状况的监测三大项。广播声音质量的监测包括噪声、失真、振幅频率特性和节目电平等。在外出流动收测短波广播时，我们主要通过可听度对广播效果进行主观评价。评定综合收听效果时主要从信号强度（场强值）、干扰信号强度、信号衰落与播出质量等几个方面进行考虑。对收听效果有影响的因素主要是欲收信号的强度、干扰、噪声和传播骚扰程度等。短波传播中影响信号强度的主要因素是自由空间基本传输损耗、地面反射损耗、电离层吸收损耗。

电波传播衰落的主要原因是电波的传播形成多径传播，由电离层反射到达接收点的多条射线相互干涉所引起，而且电离层高度、跳距变化，接收点各射线相位变化以及电离层的电子浓度增减，吸收不均匀性等引起。

干扰是指人为产生的干扰，在大多数情况下，广播信号主要是受同频、邻频电台的串音与差拍干扰。还有各种工业用品产生的，如电动机、火花塞、日光灯、及其他设施所辐射的无线电波。

噪声指自然界产生的各种噪声。在短波频段内主要是大气噪声和天电噪声。大气噪声是大气层内电荷或带电微粒的运动，使大气放电，产生能量极大的电磁噪声，在收音机中表现为各种杂音，如喀喀声、沙沙声、破裂声等。雷电放电称为天电噪声，其在低频频段（长、中波段）比高频频段严重，靠近赤道的热带地区比远离赤道的地区严重。

二、收测中发现的干扰现象

我们在流动收测过程中对短波广播频率进行效果收测时，按照运行图上的频率增减SkHz收测，发现在非广播频段内能收到一些信号，收听效果还非常清楚，但这些频率均不在广播节目运行图上，例如8545kHz、10815kHz、12760kHz、14520kHz等，听内容不是非法电台信号。

为了掌握这些频率的归属，我们进行了不同的收测试验。选择两个不同的收测地点，并考虑周围的收测环境，远离电力线、金属物及高大障碍物，使用德生PL-550收音机和索尼7600收音机同时收测，对收测到的非广播频段内的信号与广播频段内播音相同内容的信号进行比较。通过收测发现，非广播频段内的信号比节目运行表上的信号，有时稍强，有时稍弱。再经过反复对比，发现按照节目运行图上的频率使用索尼7600收音机在预收频率9455kHz上减910kHz，可在非广播频段8545kHz上收听到相同的广播节目。使用德生PL-550收音机，就收测不到。为了验证这个频率，在收测地点通过与短波发射台配合试验，对广播频段内的9455kHz与非广播频段内的8545kHz分别进行同频试验进行观察比较。发现先对非广播频段内的8545kHz信号进行同频试验后，非广播频段的8545kHz信号被掩盖，而广播频段内的9455kHz信号依然存在。反过来对广播频段内的9455kHz信号进行同频广播试验后，在广播频段内的9455kHz信号被掩盖，同时非广播频段的8545kHz信号也被掩盖。由此确认这个非广播频段的频率是由短波广播节目运行表上的频率产生的。

那么，这个非广播频段内的频率是如何产生的？我们经过测算，发现非广播频段的8545kHz加上910kHz为广播频段的9455kHz，而910kHz正好是中频455kHz的两倍。由此判定这个非广播频段的频率是由索尼7600接收机产生的镜像频率，因为德生PL550收音机就没有此现象。

三、产生镜频干扰的原因分析

为什么用索尼7600收音机可以收到镜像频率，而德生PL550收音机却收不到呢？原因是镜像频率是超外差接收机的特有干扰。先要说明一下什么是超外差式收音机。最初的收音机属于直放式收音机，它的特点是，从天线上接收到的高频信号，在检波以前，一直不改变它原来的高频频率（即高频信号直接放大）。它的缺点是，在接收频段的高段和低段的放大不一样，整个波段的灵敏度不均匀。如果是多波段收音机，这个矛盾更突出。其次，如果要提高灵敏度，必须增加高频放大的级数，由此造成各级之间难以统一调谐，而且高频放大器增益做不高，容易产生自激。如果把收音机接收到的高频信号，都变换成固定的中频信号进行放大检波，就能克服上述矛盾。

超外差式收音机就是用振荡器产生一个比接收信号高一个中频频率的振荡信号，在混频器内利用晶体管的非线性将振荡信号与接收信号相减产生一个新的频率即中频，这就是“外差作”。为了获得较好的选择性和灵敏度，在获得中频信号以后在加以放大，即中频放大，这样收音机的接收质量大大提高，这就是“超外差式”电路。它有如下几个优点：

1．由于变频后为固定的中频，频率比较低，容易获得比较大的放大量，因此收音机的灵敏度可以做得很高。

2．由于外来高频信号都变成了一种固定的中频，这样就容易解决不同电台信号放大不均匀的问题。

3．由于采用”差频”作用，外来信号必须和振荡信号相差为预定的中频才能进入电路，而且选频回路、中频放大谐振回路又是一个良好的滤波器，其他干扰信号就被抑制了，从而提高了选择性。

但是超外差式电路也有不足之处，会出现镜频干扰和中频干扰，这两个干扰是超外差式收音机所特有的干扰。

超外差接收机是由输入电路、高频放大器、本机振荡器、混频器、中频放大器、检波器、低频电压放大器、低频功率放大器等部分组成，如图1所示。

超外差接收机的工作原理是：接收机天线接收下来的高频信号通过输入电路送到高频放大器放大后，与本机振荡器输出的本振频率混频，产生中频信号，经中频放大器放大后进行检波，检波出音频信号，经过低频放大器放大后送入扬声器，输出人耳能听到的声音。超外差式收音机的中频选择性，就是收音机对外来的455kHz中频信号的抗干扰能力。由于输入回路的谐振频率比455kHz高，所以输入回路对中频干扰有较大的抑制能力。根据超外差式收音机的变频原理，当振荡频率与外来信号频率相差一个中频频率(455kHz)时，信号就能顺利通过中频放大器获得放大，用公式表示f振-f信=f中，这是信号频率比振荡频率低的情况。如果外来信号频率比振荡频率高一个中频，情况又怎样呢？他们的差额f镜-f振=f中，即他们的差额也是中频频率，同样中频放大器也能顺利的让它们通过获得放大。两式相加可得f镜一f信=2f中。即对于一个特定的接收频率，它的镜频频率为该频率加上二倍的中频频率，就像以f振为镜面，f镜是f信在镜子里成的像。如果是低本振工作频率，镜像频率是减两倍中频，如果是高本振的频率，镜像频率是工作频率加两倍中频。我们收测到的镜像频率8545kHz就是比欲收信号9455kHz低两倍中频。

四、如何避免镜频干扰现象

目前广泛采用的是二次变频技术。所谓二次变频就是先将电台信号变频到第一中频，再将第一中频通过第二次变频，变换到通常的455kHz，即第二中频。镜频抑制能力和变频的级数以及第一中频频率有着很复杂的数学关系，增加变频级数和使用较高的第一中频频率都有利于提高镜频抑制。

但在我们通常使用的收测设备中，德生PL737、PL747、PL757接收机的中频设计为450kHz，为一次变频；索尼7600和德生HAM2000接收机的中频频率设计为455kHz，也是一次变频电路；PL550是可变中频，即450kHz/455kHz，同样也起到了抑制镜频的作用。

五、结束语

频率间抗干扰分析 第3篇

【关键词】声学设计；临界频率；分界频率；房间模式计算器

文章编号：10.3969/j.issn.1674-8239.2016.03.004

1 引言

大、小房间的概念可以具体到“几何意义上的大、小房间”和“声学意义上的大、小房间”两个方面来讲。

“几何意义上的大、小房间”就是按照几何尺寸如房间面积或者容积来界定。其实大与小本身就是一个相对的关系。1 000 m3的房间和100 m3的房间相比它就是大房间；但是和10 000 m3的房间相比它又成了一个小房间。这样的比较在声学上意义不大。

“声学意义上的大、小房间”就是按照房间内声场的情况进行划分。从本质上来讲，不同的声场特性采用不同的声学处理方式。因此声学大、小房间分界频率的界定，实质上是为采用不同声学处理方式服务。

如果一个房间内的声场满足扩散声场或混响声场的生成条件，就把该房间称之为声学意义上的大房间。声学意义上的大房间中可以采用赛宾公式或艾润公式（伊林公式）计算封闭房间的混响时间。声学意义上的大房间的尺寸，特别是长度尺寸已远大于最低工作频率的波长。

在一个房间内随着声音信号频率的进一步降低，如果声场不满足扩散声场或混响声场的生成条件，从声学观点上应把它看作是声学意义上的小房间。其长度尺寸已与最低工作频率的波长相比拟。小房间不能采用统计声学来处理，而应以波动声学的方法来处理房间的声学问题。

2 施罗德频率 fC

声学大、小房间如何界定呢？唐·戴维斯在《声系统工程》一书[1]给出大、小房间的界限容积计算公式：

K=2 000，为一常数；

RT60（s）为房间相应的中频混响时间，房间容积越大则相应的混响时间也越长，反之亦然；

fL （Hz）为大房间的下限工作频率，也就是声学意义上的大、小房间的分界频率，应把它视为一个频率的过渡区域，而不是一个严格确定的频率，是供考虑声学问题处理时参考之用。也就是说，当工作频率高于fL频率时，将有大量的房间简正模式被声源的频率所激发，声场属于扩散声场，按统计声学处理；而低于fL频率则属于声学小房间，按简正模式或波动声学方式处理。很显然，这种观点是唐·戴维斯对式（1）式的理解。

事实上，式（1）是由德国声学家M.R.Schroeder（M.R.施罗德）1962年提出，因此，fL频率也称为施罗德频率。fL频率与下面将要介绍的临界频率fC在量值上十分接近，在一些小房间声学文献中有时也把临界频率fC称作施罗德频率，把它作为声学大、小房间的分界频率。

把式（1）作一变换，声学大、小房间的分界频率 fC为

从式（2）可以看出，当房间容积确定后，施罗德频率或临界频率fC与房间混响时间RT60有关。混响时间的取值直接影响临界频率的改变。当混响时间RT60增大时，则临界频率fC也增大。因此，式（2）应该视为声学大、小房间理论上（标称）的分界频率。

临界频率获得方式：通过公式计算或者通过在线房间模式计算器计算给出。

按照房间容积越小则相应的混响时间也越短的原则，根据公式（2），计算出在不同混响时间下、不同房间容积所对应的临界频率fC如表1所列。

从表1数據可知，似乎声学大、小房间理论上的分界频率fC很随意。事实果真如此吗？

3 声学大、小房间的实际分界频率

参考文献[2]给出可听声的频率范围中，可分为四个频率区段，如图1所示。临界频率两侧的B区（简正模式区）和C区（声场扩散区），前者需要采用波动声学方法进行处理，而后者则需要采用统计声学的方法进行处理。因此，fC的确定关系到以哪个频率为分界线而采用不同的声学处理方法。

实际上，临界频率公式中的混响时间并非任意设置，而是遵循相关标准[3]确定的。在测量频率范围200 Hz～4 kHz内，混响时间的平均值Tm应该按下式计算：

因此，当房间容积确定以后，相应的混响时间也就确定了，这样就有一个临界频率值与之对应。那么此临界频率值是否就是声学大、小房间的实际分界频率呢？如何进行判断呢？

笔者在研究小房间声学设计的过程中作了深入探讨。对于不同容积的房间，以统计意义为前提的混响时间（扩散场）存在一个下限频率。对此下限频率的计算，有各种不同的建议。舒尔茨（Schultz）提出了在1/3倍频程内至少有20个简正模式的要求[4]。1/3倍频程内简正模式数低于20就进入简正模式区。以此作为判断声学大、小房间的实际分界频率的标准。

通过在线房间模式计算器博内洛曲线，在1/3倍频程内至少要有20个简正模式频率才满足以统计意义为前提的扩散声场的最低要求。为此，举例加以说明。

某一矩形房间长6 m，宽4.8 m，高3.5 m。采用鲍勃·金在线房间模式计算器输入房间尺寸进行计算

（网址：http：//www.bobgolds.com/Mode/RoomModes.htm）。

其中，计算器采用ITU/EBU标准混响时间建议值：200 Hz～4 000 Hz，（250±50） ms。施罗德频率（临界频率）为94 Hz，算出博内洛曲线（各个1/3倍频程中心频率所对应的简正频率数）如图2所示。

从图2发现，临界频率为94 Hz作为中心频率的1/3倍频程中的简正模式频率数只有11，当增加频率使1/3倍频程中心频率所对应的简正频率数为20所对应的频率为129.6 Hz。换言之，1/3倍频程中心频率为129.6 Hz的频率才是声学大、小房间的实际分界频率。

由此可见，采用公式计算出的临界频率仅仅是理论上的标称值，作为声学大、小房间的实际分界频率值还需进一步核实才能确定。

4 小结

综上所述，在着手进行小房间声学设计和建筑声学处理时，采用公式计算的临界频率仅供初步估算时参考。还需要进一步确定声学大、小房间的实际分界频率数值，这样才能比较准确地进行声学处理。具体实施方法就是采用鲍勃·金在线房间模式计算器按照上面的步骤进行，最终确定声学大、小房间的实际分界频率。

参考文献：

[1] （美）唐·戴维斯. 声系统工程. 丁永生，翁泰来等译. 北京：电声技术.

[2] Master Handbook of Acoustics. 5th Edition - F. Alton Everest， Ken C. Pohlmann . 229.

[3] Rec. ITU-R BS.1116-11 RECOMMENDATION ITU-R BS.1116-1* . METHODS FOR THE SUBJECTIVE ASSESSMENT OF SMALL IMPAIRMENTS IN AUDIO SYSTEMS INCLUDING MULTICHANNEL SOUND SYSTEMS（包括多声道系统在内声频系统微损的主观评价方法） （Question ITU-R 85/10）.

[4] 查雪琴，尤根·欧尔曼. 低频混响时间的测量问题[J]. 声学技术， 1986 （3） ：25-32.

[5] 高玉龙. 小房间声学设计及建筑声学处理[M]. 北京：国防工业出版社，2014.10. 110-113.

（编辑 杜 青）

频率间抗干扰分析 第4篇

近年来, 随着现代通信科学技术的迅速发展, 为了减少重复投资建设, 提高资源利用效率, 按照国家工信部提出的《关于推进电信基础设施共建共享的紧急通知》文件总体要求。我国通信运营商开始在基础设施上进行共建共享。所谓共建共享就是指通信运营商内部或通信运营商之间共同建设或分享部分或全部基站设施的一种模式。其目的是提高网络建设进度, 降低通信运营成本, 提高经济和社会效益。但是随着通信基础设施的共建共享给通信运营商带来诸多利益的同时, 其共享系统信号干扰及平台分配成为了其亟需解决的问题。

2 共建共享的基本原则

通信铁塔的共建共享应该按照一定的技术规范、满足国标、合作共赢、节约资源、安全可靠的原则下开展工作。通信铁塔的基础建设可由通信运营商单独负责, 但其技术要求必须通过联席会议达到共识的基础上进行施工, 一般其相应配套的基站设施也应尽可能共享。包括电源、防雷接地系统、防火防盗系统、动力能源系统、机房空调系统等也要尽可能实现共享。参与共建共享的运营商需在一定范围内交换网络资源信息数据, 并集合各自的网络规划向相关通信运营商提出需求。在经过协商后要按照设计要求对现场进行勘察以确定最佳方案。

3 运营商频率使用情况

目前我国主要的通信运营商有中国电信、中国移动和中国联通三家运营单位, 这三家通信运营商均采用不同制式的移动通信系统。其中中国电信采用CDMA800和cdma2000两种通信系统, 其接收频率分别为825-835MHz和1920-1935MHz, 发射频率分别为870-880MHz和2110-2125MHz;中国移动则采用GSM900、DCS1800以及DCS1800 (扩展) 等通信系统, 其接收频率分别为890-909MHz、1710-1735MHz以及1755-1777MHz, 发射频率分别为935-964MHz、1805-1830MHz以及1850-1872MHz;中国联通则采用GSM900、DCS1800以及WCDMA通信系统, 其接收频率分别为909-915MHz、1745-1755MHz以及1940-1955MHz, 发射频率分别为954-960MHz、1840-1850MHz以及2130-2145MHz。此外三家通信运营商均设有WLAN通信系统, 其接收频率和发射频率均为为2400-2483.5MHz。此外铁路专网采用了一种接收频率为885-889MHz, 发射频率为930-934MHz的GSM-R通信系统。为此在通信铁塔共建工享的基础上, 掌握不同系统的频率及组合分析, 可有效确定各信号干扰的影响, 进而采取有效措施对干扰信号进行处理。

4 共建共享条件下通信运营商信号干扰分析

在通信铁塔共建共享的条件影响下, 对于通信系统其主要问题便是信号干扰问题, 无线通信系统若想共址, 就必须将系统内的干扰信号控制在可接受范围之内。无线通信系统内的干扰信号主要与基站的发射频率相关, 由于每一种无线通信系统的发射频率很大程度上不收通信运营商的控制, 因为其频率标准以及相关系统都有相应的国际标准, 因此从改变和统一通信系统发射频率并不现实。此外在同一局址如无线系统较多, 便会导致干扰源较多, 为此有效制定合理的隔离度成为了需要细致考虑和分配的问题。为此若想解决共建共享条件下通信运营商信号干扰问题就必须要从各通信系统间的隔离度进行着手, 一般可采用在指定隔离度时留有一些余量, 对于同一个系统虽然干扰源较多, 但可以在制定通信系统间的隔离度时只考虑最强干扰源和次强干扰源。此外可以通过合理安排各通信系统天线的相对位置, 进而充分利用空间使通信系统间的隔离度要求得到满足。如果有些通信系统隔离度要求较大且调整通信天线的相对位置难度较大, 可以通过在基站发射频率的国际标准范围内, 合理精确化调整发射频率并反馈到企业标准中可以成为有效解决这一问题的途径。

5 共建共享条件下通信运营商平台分配建议

在通信铁塔共建共享的条件影响下, 其平台分配问题也就是产权问题成为了各通信运营商关注和关心的问题, 对于平台的分配及产权归属, 一般可采用两种方式进行分配。一是平台产权归属于其中的成本投入最高的一个运行商, 其他运行商采用议价租用的方式分享平台, 该方式的优点是产权明确, 避免后期维护成本纠纷, 缺点是租用价格确定难度较大。第二种产权分配方式就是按照投入成本比例进行比例分配, 其优点便是产权归属相对公平, 但是其因为按比例分配方式会给后续的维护责任以及责任分工带来混淆和争议, 造成产权混乱。因此对于共建共享条件下通信运营商的平台分配, 采用第一种分配和产权归属方式较为合理。

6 结论

综上所述, 对于现代通信科学技术而言, 实现基础设施共建共享成为了时代发展的必然要求。由于各个通信运营商的通信系统采用了不用的方式, 且各个通信系统均有着相应的国际标准。由于受到标准中发射频率的限制以及差异性, 造成了各个通信系统间的信号干扰。所以我们就必须采取和制定有效隔离度的分配和设定问题, 采取合理安排通信天线的手段以及在一定范围内修改发射频率的办法有效将干扰信号控制在可接受范围内。对于共建共享后的平台分配及产权归属问题, 从提高日后维护运行角度, 采用按投入成本最高具有归属权, 其他运营商议价租用的方式更为合理。

参考文献

[1]张向东.通信铁塔动力效应分析[J].广西大学学报 (自然科学版) , 2011.

[2]褚先欣.移动通信基站铁塔的选型及设计[J].中国新通信, 2013.

[3]张旺.通信铁塔不应该是馈线屏蔽层的接地体[J].中国新通信, 2014.