恒流驱动电源范文

恒流驱动电源范文（精选7篇）

恒流驱动电源 第1篇

驱动电源电路设计是LED光源的关键[3],目前LED普遍采用恒流驱动,实现恒流驱动的方式有线性调节、电流镜、无源恒流驱动及基于脉宽调制( Pulse Width Modulation,PWM) 的开关变换等[4~6]; 以有无隔离变压器为标准,可分为隔离型驱动方式与非隔离型驱动方式。非隔离型驱动因不受隔离器件限制,在减小产品体积和提高效率上均有较大优势[7]。

传统的隔离型LED驱动电源由于隔离变压器的存在,导致铜损与铁损不可避免。当负载变化时,变压器匝数比不能改变,只能通过限流装置被动调节驱动电流,系统效率低下。为此,笔者提出一种非隔离型高效LED驱动电源电路,通过微控制器( MCU) 程控调节可控硅整流器( Silicon Controlled Rectifier,SCR) 的控制角 α 以达到自适应负载的目的,提高反馈电流的PWM控制精度与响应速度,实现LED恒流驱动。

1整体方案1

非隔离型自适应降压的LED驱动电源电路如图1所示,由过零检测电路、可控硅整流电路、 高频滤波电路、PWM隔离驱动电路和MCU组成。 输入的220V市电经桥式可控整流电路整流后, 通过高频滤波电路给多路LED供电。过零检测电路获得市电同步脉冲信号。LED各支路串联电流传感器,采样电流信号至MCU,以实现SCR精确定时触发与PWM隔离驱动。

2模块设计

2. 1过零检测电路

单相桥式可控整流电路中SCR的控制角 α 以交流电负半周过零点作为参考时刻,因此,对SCR精确定时触发的前提是确定市电过零参考点。过零检测电路如图2所示,R1、R2形成分压, 为比较器U1的同相输入端设置一个较小的门限电压Vref。市电经整流二极管D1和稳压管D2得到0 ~ 5V的同步脉冲信号,并作为比较器U1的反相输入端电压Vin。当市电由负半周过零时,Vin由0V变为5V,光耦U2的INT角由Vcc变为低电平; 同理,当市电由正半周过零时,INT角由低电平变为Vcc。由于Vref接近零点,因此可以认为INT角产生的是与市电同步的脉冲信号,此脉冲沿可由MCU输入捕捉,并以此为起点开始精确定时。

使用Multisim电路仿真软件结合Matlab数据处理软件对过零检测电路进行验证[8]。图3所示为过零检测电路光耦INT角产生的同步脉冲信号与市电信号的波形对比。可知,通过检测同步脉冲信号的下降沿,可以准确得到市电输入信号负半周的过零点。

2. 2可控硅整流电路

可控硅整流电路可以把交流电转换成电压可调节的直流电。设输入市电u= 槡2 U sin( ωt) ,则输出电压平均值Ud可表示为:

由式( 1) 可知,调节输出直流电压值的关键在于精确控制SCR的控制角 α。

SCR驱动采用IR2103半桥驱动器,其内部集成升压电路,外部仅需一个自举电容和一个自举二极管即可完成自举升压。IR2103内部设置520ns死区时间,在每次状态转换时插入死区,同时可以保证上下两管的状态相反,避免上下管同时导通时电流不经负载直接入地。可控硅整流电路如图4所示,D3和C1分别为自举二极管和自举电容。以市电全波整流10. 0ms为一个周期,当检测到交流电上升/下降沿时将/LIN置低并打开下臂Q1,使自举电容充电,在合适的SCR控制角时将HIN置高,打开上臂即导通SCR。

SCR触发信号频率与市电经全桥整流后的100Hz一致。实验中,设自举电容C1值为47μF,每当交流电过零点时,导通下臂Q1对自举电容充电0. 5ms,同时MCU定时9. 0ms,SCR触发时间为0. 2ms。 图5所示为半桥驱动器IR2103的HO角输出信号( 即SCR驱动信号波形) 与市电信号的对比。IR2103内部集成的自举升压电路实现高端驱动的过程是一个自举电容放电过程,要根据负载的不同合理选择自举电容大小和充放电时间。

2. 3高频滤波与PWM隔离驱动电路

可控硅整流电路得到的是直流脉动电压信号,其中含有较大的交流成分,因此在驱动LED之前需要进行滤波处理,使电压脉动系数降低,保证LED无闪烁稳定工作。高频滤波电路如图6所示,可控整流信号经L1、C2初级滤波后,送往以场效应管Q2为核心的高频滤波电路。由LED、电感L2和续流二极管D8组成的滞环电流控制回路在Q2截止以后继续为LED提供电流。为避免截止瞬间电感L2产生的反向电动势击穿场效应管, 由瞬态电压抑制二极管W1、电感L2和快恢复二极管D9组成泄放回路,使能量在电感线圈和续流二极管上以热能形式释放出去。

场效应管Q2的导通与截止受到MCU发出的PWM信号控制。为提高响应速度,使用高速光耦TLP2530隔离驱动Q2。TLP2530具有较高的电平转换速度,Tp HL与Tp LH的典型值均为0. 3μs,其外围电路如图7所示。

图8所示为高频滤波电路PWM频率对负载电流的滤波效果,随着PWM频率的提升,负载电流脉动显著减小。工作在高频模式可以减小电路中的电感和电容值,减小元件物理尺寸。

3 LED负载电流控制策略与仿真

以LED为负载,对于串联的LED负载,其正向导通电压VF为各LED正向导通电压之和,即VF = VF1 + VF2 + …。不同的LED其IF-VF特性有较大差异,实验中,设定VF = 15V,近似认为达到正向导通电压后IF与VF成线性关系[9]。保持SCR控制角 α ( 0. 950π ) 与PWM占空比( 50% ) 恒定,图9所示为SCR导通后,不同负载的电流变化情况。对于电阻负载( 50Ω) ,负载电流在SCR触发后( 9. 5ms处) 立即响应; 对于LED负载,在达到正向导通电压前,负载电流没有响应,因此滞后一段时间。

对于电路中的不同负载,实现LED恒流驱动需要电流反馈,电流反馈可由霍尔电流传感器与运放调理电路实现。运放电路具体参数因MCU的ADC引脚输入电压范围和霍尔电流传感器输出范围而异,此处不再赘述。

考虑到一个周期( 10ms) 内SCR是半控的,即导通SCR后直到其承受反向电压才会截止,并且驱动电路中大量使用了储能元件,因此无法通过调节SCR的控制角直接快速响应负载反馈电流。 文献[10]将可控整流电路近似看成一阶惯性环节。由于市电的波动与MCU的定时精度问题, SCR触发时间的微小误差会造成LED电流的较大变化,而较大的过调将会烧毁LED。因此将LED负载电流调节分为粗调与细调。

电流粗调是对SCR控制角 α 的调节。以VF = 15V时的LED作为实验对象,图10所示为LED电流粗调变化波形,随着SCR触发时间的不断提前( 以0. 05ms为一个步长) ,LED电流逐步提高,其整体变化趋势与一阶惯性环节类似。

电流细调是对隔离驱动PWM占空比的调节。粗调反馈电流达到目标电流的阈值后,SCR控制角 α 保持不变,进入细调环节。设LED目标电流为0. 20A,图11所示为LED电流细调波形变化,通过对PWM占空比的调节均能将负载电流调节至0. 20A,调节时间约20ms。

电流粗调的精度对细调有很大影响。在最理想情况下,仅通过粗调便可将LED电流稳定至目标电流处,而细调可以实现电流的快速响应与多路LED均流。因此,粗调和细调缺一不可。合适的SCR控制角α对系统稳定有着重要意义: α过小,会造成负载电流过调,烧毁LED; α 过大,满足不了负载额定功率的供给,达不到目标电流。图12所示为 α 过大时对细调电流的影响,粗调SCR触发时间为9. 7ms,LED电流约0. 13A,细调PWM占空比至上限,LED电流约0. 18A,达不到0. 20A目标值,并且会产生大幅度的振荡。

4结论

4. 1电流粗调可近似看成一阶惯性环节,粗调时间间隔不易过短。以实验设定参数( C1= 47μF, C2= 120μF,C3= 120μF,L1= 1m H,L2= 330μH) 为例,在50ms处可以认为电流稳定。因此,粗调时间间隔以大于50ms为宜。

4. 2较小的电流粗调步长可以提高粗调精度,但也增加了系统启动时间( LED电流达到目标电流阈值的时间) 。因此,需要在精度与延迟之间权衡。

4. 3电流细调的电流响应时间( 20ms) 相对粗调显著减少,并且有利于实现多路LED均流。

4. 4电流细调增加LED电流的过程,加大了电路中储能元件的充放电时间,以牺牲系统稳定性为代价提高电流的平均值。

参考文献

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恒流驱动电源 第2篇

随着LED技术的不断发展,LED照明在效率、寿命、环保等方面展现出优于传统照明的特性,因而被广泛应用于民用及商业照明[1]。然而,受封装及散热技术的限制,市场上大部分单颗LED的功率为1 W ~3 W[2],因此,大部分的照明场合需要同时使用多个LED光源串并联,以实现照明强度的要求。目前,多LED支路并联驱动技术仍是研究热点之一[3]。

与此同时,随着智能照明技术的进一步发展,人们对光源的色温提出了要求。为了调节LED光源色温,常采用RGB混光技术,即通过叠加红光( R) 、绿光( G) 、蓝光( B) 三路光源,并分别调节三路光源的强弱以得到不同的色温效果[4,5]。为驱动RGB三路LED,目前主流方法是每条LED支路电流均采用独立的恒流驱动器来控制。该方法能保证每路LED电流独立可控,但结构较复杂,需要多个驱动电路,不仅增加了系统成本,还降低了系统效率。

因此,为简化系统结构、降低成本,同时实现各支路输出电流独立可控,本研究提出一种基于后级调整( SSPR)[6,7,8]的多路恒流输出LED驱动电源。该电源仅采用一个反激变流器来驱动多路LED,各输出支路通过各自的电流反馈调节器实现恒流输出,互相独立,不存在耦合情况。笔者所提出的驱动电源具有结构简单、成本较低的优势,适用于多路并联高强度和RGB色彩模式下,需要独立控制多路输出电流等照明场合。

1驱动电源系统结构及原理分析

1. 1 驱动电源基本系统结构

基于后级调整技术的两路反激恒流变流器电路拓扑如图1 所示。

图1基于后级调整技术的两路反激恒流变流器

该变流器在两路反激变流器拓扑的基础上,在两路副边分别增加了开关管Q1与Q2。为了保证保证两路输出独立可控,需要避免在原边开关关断后两路副边出现同时导通的情况,因此,要确保Q1与Q2不会同时开通。

驱动电源的两路输出电流分别由各自的反馈控制电路调节。如图1 所示,第一路输出应用了后级调整技术,在副边通过控制开关管Q1的通断来控制第一路输出电流的大小。第二路输出则由主PWM控制,通过控制原边开关管Q0的通断来控制第二路输出电流的大小。

1. 2 工作原理分析

该变流器在DCM与CCM状态下的工作波形分别如图2( a,b) 所示。根据开关状态的不同,变流器可分为4 个工作状态,其等效电路图如图3 所示。

图3不同状态下变流器的等效电路

( 1) 状态一。如图3( a) 所示,原边开关管Q0导通,不论副边开关管Q1与Q2的开关状态如何,续流二极管D1与D2都会截止。原边电流Ip线性上升。LED负载由输出滤波电容供电。

( 2) 状态二。如图3( b) 所示,原边开关管Q0关断,副边开关Q1导通,Q2关断。续流二极管D1导通,D2截止。励磁电感上的能量由变压器传输到第一路输出。副边电流Is1线性下降,直至副边开关管Q1关断。

( 3) 状态三。如图3( c) 所示,原边开关管Q0关断,副边开关Q2导通,Q1关断。续流二极管D2导通,D1截止。励磁电感上的能量由变压器传输到第二路输出。副边电流Is2线性下降。若变流器工作于CCM状态,则Is2在下降到零之前,原边开关管Q0导通,重新进入状态一。若变流器工作于DCM状态,则Is2在Q0导通之前下降至零。

( 4) 状态四。如图3( d) 所示,该状态只会在DCM模式下出现。原边开关管Q0关断,续流二极管D1与D2都已截止。副边电流Is1与Is2都为零。LED负载由输出滤波电容供电。

为了更好地说明变流器多路电流独立控制的原理,现给出变流器关键电流波形如图4 所示。

当变流器的原边开关Q0导通时,原边电流Ip线性上升,励磁电感储存能量。当Q0关断后,储存在励磁电感里的能量通过绕组Ns1与Ns2传递到副边。由于副边开关管Q1与Q2互补导通,因此储存在励磁电感里的能量会分时段地传递到两条支路。

若输出电容Co1与Co2足够大,可认为副边电流的交流纹波完全被输出电容吸收,输出电流Io1与Io2仅包含直流分量,其大小可表示为:

式中: T—开关周期; Qs1,Qs2—is1与is2在一个开关周期内对时间的积分,即图4 中所示阴影部分面积。

由图4 可以看出,Qs1与Qs2不存在耦合关系,因此Io1与Io2也不存在耦合关系。以Io1与Io2为控制量,分别进行闭环控制,那么就可以实现输出电流Io1与Io2的独立控制。

由图4 可知,输出电压与副边电流下降的斜率大小呈正相关。在这里,输出电压Vo1与Vo2并不相等,故is1与is2下降的斜率大小不同。但是,由于受控对象Io1与Io2只与Qs1/ T,Qs2/ T相关,与副边电流is1与is2下降的斜率大小并无直接关系。因此,理论上,在不同的输出电压下该电路同样可以实现对输出电流的独立控制。

1. 3 系统拓展

前两小节以两路输出为例,对基于后级调整的多路恒流输出控制方法进行了分析。本小节将介绍如何对这一控制方法进行拓展,使其适用于需要更多路输出的应用场合。

对需要3 路恒流输出的应用场合,本研究应用3路输出反激变流器,3 路副边分别加上开关管Q1,Q2,Q3。前两路的输出电流通过后级调整控制,第3 路的输出电流反馈至原边由主PWM控制。为了保证在原边开关关断后3 路副边不出现同时导通的情况,需要避免Q1,Q2,Q3同时开通。

基于上述拓展方法,系统可拓展至n路输出。其中,前n - 1 路输出电流通过后级调整控制,第n路的输出电流反馈至原边由主PWM控制。只要副边任意两路不会同时导通,就可以保证n路输出电流都是可独立控制的。

2设计要点

2. 1 副边MOS管的选择

基于上述分析,该驱动电源的基本结构与多路反激变流器类似。主要区别在于副边MOS管的选择以及反馈控制电路的设计。下面以3 路输出变流器为例,讨论设计中需要注意的事项。作为参考,3 路变流器样机的电路原理图如图5 所示。

如图1、图3 所示,示意图中副边MOS选用N沟道MOS,放置在高侧,副边MOS不共地,这为驱动及控制电路带了不便。如图5 所示,为了简化控制以及驱动方便,副边MOS管可考虑采用P沟道MOS,放置在低侧,从而实现副边MOS管的共地驱动。

下面讨论副边MOS管的耐压情况。假设3 条输出支路副边的变压器匝数分别为Ns1,Ns2,Ns3,3 路输出电压分别为Vo1,Vo2,Vo3。考虑原边开关关断,副边续流情况,当Q1导通,Q2,Q3关断时,Q2的漏源电压为:

Q3的漏源电压为,

同理可得其他工作状态时副边MOS关断漏源电压大小。这样,在进行MOS管选型时,可根据其最大漏源电压选择耐压等级。

2. 2 副边MOS管的控制

基于1. 2 节的分析可知,该电路可以在不同输出电压下实现各路输出电流独立控制。要实现这一目标,需要保证副边MOS管的工作时序正确,导通时间互补。下面笔者将详细介绍MOS管工作时序的产生方法。

样机的控制电路如图5 所示,原边PWM控制芯片与副边后级调整控制芯片都采用UCC3842。其中,第1、第2 路输出由后级调整控制,第3 路输出则由原边PWM控制。通过加入辅助绕组,给副边芯片U1与U2的RT/CT引脚加入同步脉冲,保证3 颗芯片同步工作。

后级调整控制芯片U1产生PWM波Vpwm1。Vpwm1用以驱动Q1。后级调整控制芯片U2产生PWM波Vpwm2。由于U1与U2同步工作,Vpwm2实际上包含了Q1的驱动信号,是Q1与Q2驱动信号的或信号。Vpwm1与Vpwm2经过逻辑运算后驱动Q2。Vpwm2的非信号用来驱动Q3。这样能保证3 条支路的MOS管不会出现共通的情况。

与此同时,为了保证3 条支路环路的稳定,需要确保由后级调整控制的环路响应较快,由主PWM控制的环路响应较慢。

3实验验证

为了验证上述理论分析的正确性与可行性,本研究搭建了一台3 路输出反激变流器,并采用上述多路恒流控制方法独立控制各路输出电流。样机的关键参数如表1 所示。

笔者设定3 路输出电流分别为0. 3 A,0. 2 A,0. 4 A。3 路输出电压分别为27 V,13 V,20 V,3 路匝比为18 ∶ 19 ∶ 20,以验证多路恒流输出在不同输出电压和不同变压器匝比下的电流独立控制能力。

稳态工作下,3 路输出电流及输出电压波形如图6、图7 所示。

3 路输出电流分别为304 m A,212 m A,396 m A,与设定值一致,表明了3 路输出电流的独立调节和控制能力。3 路输出电压分别为27. 6 V,13. 2 V,19. 6 V,表明恒流输出控制与输出电压无关。实验验证了后级调整控制策略应用于多路恒流输出驱动电源的可行性。

副边MOS管Q1,Q2与Q3的驱动信号波形如图8所示。由于副边MOS使用的是P沟道MOS,负电压导通,PWM控制芯片的输出信号需要反相后驱动MOSFET。由图8 可知,副边3 颗PMOS管互补工作,原边开关管导通期间,Q1也导通,但此时支路1 并无电流流过。因此,真正Q1导通电流的时间小于图8 中所示Vgs1为负电压的时间,只有原边开关管关断后,Q1才真正流过电流。

3 路副边电流Is1,Is2,与Is3的波形如图9 所示。副边电流在原边MOS管关断期间,分别传送给不同的输出支路。如图9 所示,由于3 路输出电压不同,3 路电流波形下降的斜率有所不同,但励磁电感的伏秒是保持平衡的。

原边MOS管Q0的漏极电压的波形如图10 所示,可以看到,Q0的漏极电压有3 个平台。这是由于3 路输出的电压分别为27. 6 V,13. 2 V,19. 6 V。当3 条支路依次导通时,反射电压的大小会随之改变,反映到Q0的漏极电压上就产生了3 个平台。

图10原边MOS管Q0的漏极电压波形

样机效率曲线如图11 所示,可看到样机在额定功率下的效率在82% 以上。

以上实验结果表面,本研究所提出的LED驱动电源具有输出多路电流的能力,且各路输出电流独立可控,不受输出电压的影响。该电源能有效简化LED驱动系统结构,降低成本,且效率较高。

4结束语

本研究提出了一种基于后级调整技术的多路独立可控恒流输出LED驱动电源,该电源基于多路反激拓扑,仅用一个变流器就可同时驱动多路负载电流不同的LED串,简化了系统,节省了成本。本研究详细分析了所提出驱动电源的工作原理、拓展方法、与设计要点,通过样机实验验证了理论分析。

实验结果表明,该驱动电源能实现多路输出电流独立控制,样机性能良好,有较高的实用价值。

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高压恒流充电电源监控系统设计 第3篇

随着电磁发射技术研究的不断深入, 高压电源在电磁发射试验中的作用越来越重要, 对于高压电源的性能也提出了更高的要求, 尤其在充电功率、安全性能和人机界面等方面[1,2,3]。针对这一要求, 本文介绍了一种基于单片机的10 kV恒流充电电源监控系统的设计。该系统具有充电前可对待充电电容器电压进行查询, 充电电压、充电电流可由键盘设定以及对充电过程中待充电电容器的电压值及可能出现的故障进行显示的功能, 使得整个充电过程透明化, 具有较好的实用性。

1系统组成及工作原理

监控系统主要由键盘输入系统、显示控制系统、采样电路等组成, 键盘输入系统由44键盘、AT89C2051单片机及相应外围电路组成;显示控制系统由JHD12864液晶显示器、STC12C5410AD单片机及相应外围电路组成;采样电路包括电压采样电路和电流采样电路。

在介绍系统工作原理前, 首先介绍一下SG3525A, SG3525A是一种PWM集成控制器, 其具有外同步、软启动、误差放大以及关闭输出驱动信号等功能, 是控制恒流充电的关键器件。系统工作原理如图1所示, 键盘输入系统负责向显示控制系统提供按键信息, 对显示控制系电压、电流进行设定, 设定完后STC12C5410AD将产生一定占空比的PWM波, 经过滤波放大后变为低电平, 加到SG3525A关闭端, 使电源开始工作。同时, STC12C5410AD内集成的10位A/D转换器将电压、电流采样电路提供的模拟量转换成代表实际电压、电流的数字量, 然后通过液晶显示出来。随着充电的进行, 当实际电压值大于设定值时, 同样产生一定占空比的PWM波, 经过滤波放大后变为高电平, 加到SG3525A关闭端, 使电源停止工作。对于电流的调节, 单片机将根据设定电流值的大小输出相应占空比的PWM波, 然后经过滤波后加到SG3525A同相输入端, 反相输入端则与电流采样电路相连, 形成反馈回路, 从而控制充电电流的大小, 实现恒流充电。

电源充电的具体过程如图2所示, 当系统上电后, 液晶屏显示“欢迎使用本电流源, 充电请按1, 查询请按2”, 当充电参数设置完后, 开始充电, 充电过程中, 如果检测到电压、电流过大或过小, 系统将控制电源停止工作, 同时液晶屏将根据故障类型进行相应显示。

图1 系统工作原理框图

2系统硬件设计

2.1 控制系统电路设计

由于系统需要的I/O口较多, 因此控制系统采用STC12C5410AD和AT89C2051两片单片机。控制系统电路如图3所示。键盘采用的是44矩阵式键盘, 这样可以节省很多I/O资源[4,5], R0～R3与从机AT89C2051的P1口低4位相连, C0～C3与P1口高4位相连, 利用查询方式扫描键盘的按下情况;由于无需远距离传输, 液晶与主机STC12C5410AD采用并行方式连接[6], 以P2口作为数据口, 控制端RS、读/写端RW、使能端E分别与P3.3, P3.4, P3.5引脚相连;用P1.0和P1.2作为A/D转换口, P3.5和P3.7引脚作为PWM波输出口, PWM0控制充电电流大小, PWM1控制充电的开始与结束。为提高系统在高压, 强电磁干扰环境下的可靠性, 采用了外接看门狗的方式, 单片机P3.2引脚和RST引脚分别与MAX6304的看门狗检测器输入引脚WDI与复位引脚RST相连, 同时两个单片机通过串行口连接。

2.2 采样电路设计

采样电路包括电压采样电路和电流采样电路, 首先介绍电流采样电路, 其电路如图4所示。图中电流经过电流传感器后输出电压信号, 电压信号加到由R3, R4, LM358, C2组成的积分运算放大电路后, 输出信号一方面送给A/D转换器和SG3525A反相输入端, 另一方面经由LM358等构成的比较器后, 加到3525关闭端, 形成过流保护电路。R1为电流传感器所带负载电阻, C1, C3为滤波电容, D1为二极管, 并到C1上是为了吸收负脉冲, 以保护LM358[7]。

电压采样电路如图5所示, 高压经限流电阻后, 变为小于5 mA的电流信号, 然后利用光耦P521 (5 mA以下电流时, 光耦呈线性) 将电流信号转化为电压信号, 实现高压与低压的隔离, 提高系统抗干扰性[8]。光耦输出的电压一方面送给A/D转换器, 另一方面经由LM358等构成的比较器后, 加到SG3525A关闭端, 形成过压保护。

3系统软件设计

系统的软件设计主要实现5个功能:键盘输入;液晶显示;串行通信;A/D转换和PWM波输出。软件设计程序主要包括主机 (STC12C5410AD) 程序、从机 (AT89C2051) 程序、液晶显示程序、A/D转换程序以及PWM波输出程序, 下面主要介绍前两项。

3.1 主机程序流程图

主机主要用于接收从机信息、控制液晶显示、启动A/D转换、输出PWM波, 是整个监控系统的核心, 其程序流程图如图6所示。系统上电后初始化, 初始化包括A/D初始化、液晶初始化、串口初始化、PWM输出初始化, 初始化后系统处于待命状态, 当接收到从机发来信息后, 根据按键信息调用相应的子程序, 比如设定充电电压子程序等。开始充电后, 启动A/D转换, 并根据设定电流值大小输出相应占空比的PWM波, 之后不断比较电压设定值与采样值的大小, 当检测到采样值大于设定值后, 发出断电信号[9]。

3.2 从机程序流程图

从机主要负责扫描键盘的按下情况并将按键信息发送给主机, 其程序流程图如图7所示。系统上电后直接对串行通信的波特率进行设定, 之后对键盘按键情况进行扫描, 为了消除抖动, 当检测到按键信息后, 延时20 ms, 再检测按键信息是否存在, 存在则确定有按键按下, 然后把代表按键的信息发送给主机, 发送完成后接着扫描按键情况。

4系统优化设计

4.1 可靠性设计

监控系统可以使电源的充电方式由手动式变为程控式, 实现充电过程自动化, 但由于工作在高压环境下, 系统可靠性有所下降, 为提高系统可靠性, 采取以下3个措施:

(1) 增加外部单片机监控电路 (看门狗电路) , 选择的芯片为Maxim公司的MAX6304芯片。该芯片同时具有复位和看门狗功能, 同时据有看门狗超时时间可调的特性, 这样可以通过测试最大程序循环周期, 然后据此设置比其略大的超时时间, 从而保证程序跑飞后, 在最短时间内复位。

(2) 采用光耦进行高压与低压的隔离, 以提高系统抗干扰性。

(3) 在对键盘输入系统进行软件设计时, 将按键功能动作互锁, 避免误操作。

4.2 精密化设计

高压充电电源主要技术指标一般为电压精度、充电速度和控制方式等[10]。为了提高充电电压精度, 采取了以下两个措施:

(1) 采用软件设计的方法, 提高系统精度。为了提高系统抗干扰性, 利用光耦进行隔离。但由于光耦并非完全线性的, 这就使得采样得到的电压易出现较大误差。为此首先通过试验的方法测出光耦的线性曲线, 然后将通过软件设计的方法进行拟合。下面以10 kV充电电源监控系统为例进行说明, 经试验测得在0～750 V, 750～3 000 V, 3 000～10 000 V三个区间内光耦线性度较好。因此进行数据处理时, 也分区间进行, 假设三个区间的比例函数分别为f (1) , f (2) , f (3) , 则其软件流程图如图8所示。

(2) 利用SG3525A输出的基准电压作为光耦的输入电压, 保证输入电压稳定性。

5试验

鉴于10 kV恒流充电电源尚处于测试阶段, 系统性能的测试采用了模拟的方式。试验主要测试了系统可靠性和采样精度, 试验电路图如图9所示。其中12 V电源电压可调, 其变化范围为0～12 V, 通过取点法, 对比实际电压值与经A/D转换后的液晶显示值, 然后用Origin进行拟合, 拟合曲线如图10所示。其中B代表实际电压值, C代表液晶显示的电压值, 由图可看出系统显示电压值与实际电压值基本一致, 误差小于1%。

6结语

为了适应高压电源发展的趋势, 设计了一种用于高压恒流充电电源的监控系统, 使传统的充电方式由手动式变为数字式。经模拟充电试验表明, 该系统具有操作方便, 可靠性高, 精度高的优点, 但由于只是模拟试验, 缺少了强电磁干扰环境, 可靠性还有待进一步验证, 但基于它的种种优越性, 其应用前景还是比较广泛的。

摘要：介绍了基于单片机的10 kV恒流充电电源监控系统设计。系统采用STC12C5410AD单片机作为控制的核心, 利用AT89C2051单片机采集按键信息, 通过采样电路获取充电过程中的电压、电流信息, 然后在STC12C5410AD单片机的控制下, 利用JHD12864F液晶显示器对充电参数及可能出现的故障进行显示, 实现了对充电过程的数字化控制。鉴于系统工作在高压环境下, 为提高系统可靠性、抗干扰能力以及充电的精度, 在硬件设计和软件设计方面对系统进行了优化。经试验测试, 该系统具有可靠性好, 抗干扰能力强, 精度高的优点。

关键词：高压恒流电源,单片机,液晶显示,优化

参考文献

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恒流驱动电源 第4篇

机场助航灯光系统为采用分级调光恒流供电技术。供电采用恒流调光器产生恒流电源, 这个恒流电源电流的设计、制造符合美国联邦航空局AC150/5345-10F咨询通告。灯具通过相应的隔离变压器串联, 组成悬浮串联式恒流供电回路。由于采用的恒流供电回路, 所以能有效保证在回路上的每台灯具工作电流相等, 有效的保证回路中的灯具光学的一致性。

2 并联切换模式

在实际使用中, 机场串联恒流电源输出回路为了保障运行的可靠性, 采用冗余设计, 具有备用调光器, 具有自动切换功能, 这样就需要切换装置, 目前广泛采用的为并联式电源切换装置原理图 (见图一) 。

图一中的回路切换装置 (CIRCUIT SELECTOR SWITCH) , 设计、制造参照执行标准为美国联邦航空局咨询通告“AC150/5345-5A”中的L-847-1、L-847-2、L-847-3、L-847-4;分别为一回路、二回路、三回路、四回路控制。图二为FAA AC150/5345-5A中的图示。

图二FAA AC150/5345-5A回路选择开关咨询通告附图

根据恒流调光器的恒流特性和标准规定, 恒流调光器的灯光控制恒流控制的阶跃响应;见图中二

td:延迟时间

tr:上升时间

tp:峰值时间

ts:调节时间

σ%:超调量

上述5项指标是恒流调光回路的动态指标。

根据上述并联切换电路在稳态状态下进行切换, 得到稳态和动态性能, 见图三:

te:并联切换的转换动作时间, 如从回路一转换到回路二;

从动态、稳态响应可以看出切换时间长, 而且切换设备相对多, 而复杂。

3 串联切换

切换原理:为了保证切换速度, 降低切换成本和提高动态响应性能, 提出来一种串联切换电路, 原理见图四。

因为恒流调光器输出是恒流电源, 将两个回路串联, 以分别短路的方法, 进行回路转换, 设备简单, 而且有效保证了切换速度和动态特性, 动态响应特性见图五:

从动态响应曲线可以明显发现动态响应和并联式比较, 瞬时切换, 响应速度快, 而且设备简单。而且采用这种方法, 可以在回路的任一个位置增加、减少、切换部分设备。

综上所述, 恒流源回路中采用串联式回路切换比较并联式切换有很大优越性, 同时能很容易的采用半导体器件进行切换。

4 设计实例

下面介绍我们在实际应用中的用半导体器件切换实例:

随现代高压半导体器件的出现, 采用固态半导体器件切换, 切换时间快, 能准确控制切换点, 能在过零点进行切换, 能有效控制了冲击。

图中J1和J4连接恒流调光器电源, J2和J3接灯光回路1, J3和J4接灯光回路2;T1和其他元件组成控制电源, 组成控制电源和同步信号监测, 控制信号CTRL_1和CTRL_2通过光电耦合器控制可控硅导通和关断, 导通的回路则关断, 关断可控硅的回路导通, 从而实现了控制两个回路的切换;为了保证系统的动态性能, 在交流过零点时进行切换。

根据上述实例, 说明串联切换装置的设计与计算:

(1) 低压控制电源部分的设计。由于输入是一个可变等级的交流恒流源, 对于T1隔离变压器实际上是一个电流互感器, 电流互感器当次级开路, 一次励磁电流的原因, 二次会感应很高的电压, 所以电流互感器二次不能开路。根据以上原则, 所以在T1旁设置DY1、R1、Q1组成开路保护电路。

(2) D1、R2、Q2组成一个扩大电流的稳压二极管。这部分电源主要是为系统不在控制中心, 在电缆回路中自取电源控制而设立, 无需敷设控制电缆而增加。

(3) Q3、Q4的选择是根据回路最大电流、回路最高耐压选择, 保证运行的可靠性。

(4) DY2、DY3构成回路开路保护电路, 保证当回路开路时, 进行续流。

(5) 为了保证可控硅模块的di/dt, 提高半导体器件的抗应力, 必须在交流过零点进行切换。

5 应用

(1) 跑道警戒灯系统, 两组灯分别闪光, 就适合采用这种模式, 进行切换。

(2) 这种模式特别适合在回路中增加和灯光设备不需要同时工作时的设备使用。

LED照明用恒流电源变换器 第5篇

关键词：LED照明,恒流源,D/A和A/D转换,DC—DC变换,LCD数显

1、方案设计

1.1 单片机型号方案选择

采用STC系列的12C5410AD, 硬件资源丰富, 自带EEPROM, 10位A/D转换器, 体积小, 引脚利用率高, 速度快, 和51的指令系统完全兼容, 下载程序也方便, 价格也不贵, 故采用方案二。

1.2 恒定电流源模块方案选择

采用集成运放的线性恒流源。该恒流源输出的电流与负载无关, 通过使用两块构成比较放大环节, 功率管构成调整环节, 利用晶体管平坦的输出特性和深度的负反馈电路可以得到稳定的恒流输出和高输出阻抗, 实现了电压电流转换。其原理框图如图1所示。

使用低噪音、高速宽带运放LM358和中达林顿管TIP122等构成一个恒流源电路。

1.3 显示器方案选择

采用LCD液晶显示屏, 显示的信息量大, 还可以显示汉字, 和单片机的接口简单, 省电, 对于电池供电系统选液晶屏是最合适的。

1.4 D/A转换器方案选择

采用串行的12位D/A转换器TLV5618, 体积小, 和单片机的接口线少 (仅为3条) , 虽然驱动程序稍复杂一些, 但芯片的厂家是提供的。

1.5 温度传感器选择方案

DS18B20数字温度传感器能直接将被测温度转化成串行数字信号, 以供单片机处理, 既节省了硬件, 又有效避免了模拟方式的干扰问题。它还具有微型化、低功耗、高性能、等优点。

通过编程, DS18B20可以实现9~12位温度读数, 信息经过单线接口送入DS18B20或从DS18B20送出, 因此从单片机到DS18B20仅需要连接一条线。读、写和完成温度变换所需的电源可由数据线本身提供, 而无需外部电源。测量范围为-55~+125℃, 增量值为0.5℃。电源电压范围为+3.0~+5.5V。通过编程, 用户还以自行设定告警上下限温度, 告警寻找命令可以识别和寻址那些温度超出预设告警界限的器件。

由于本设计是检测LED发光时的温度电路而且具有上限警告功能从以上两种方案, 很容易看出, 采用方案二, 电路比较简单, 可以很容易直接读取被测温度值, 进行转换, 软件设计也比较简单。

方案描述 (总体框图)

2、电路与程序设计

2.1 电源变换器主回路与器件选择

单个LED在150mA工作时电压为2.5V在350mA工作下的电压为3.2V, 要想点亮10只LED输出电压应在2.5V~3.2V范围内。因此我们采用MC34063集成电路将输入的10~14V电压逆变成35电压。

MC34063是一单片双极型线性集成电路, 专用于直流-直流变换器控制部分。片内包含有温度补偿带隙基准源、一个占空比周期控制振荡器、驱动器和大电流输出开关, 能输出1.5A的开关电流。它能使用最少的外接元件构成开关式升压变换器、降压式变换器和电源反向器。

特点:

*能在3.0-40V的输入电压下工作

*短路电流限制

*低静态电流

*输出开关电流可达1.5A (无外接三极管)

*输出电压可调*工作振荡频率从100HZ到100KHZ

Vout (输出电压) =1.25V (1+R1/R2)

Ct (定时电容) :决定内部工作频率。Ct=0.000 004*Ton (工作频率)

Rsc (限流电阻) :决定输出电流。Rsc=0.33/Ipk

Lmin (电感) :Lmin= (Vimin-Vces) *Ton/Ipk

Co (滤波电容) :决定输出电压波纹系数, Co=Io*ton/Vp-p (波纹系数)

固定值参数:

Vimin:输入电压不稳定时的最小值

Vf=1.2V快速开关二极管正向压降

2.2 控制电路设计

单片机STC12C5410AD最小系统。

单片机选用STC12C5410AD, 原理图见图3所示。它有28个引脚, 22个I/O口, 指令系统完全和51单片机兼容, 内部还有EEPROM、8路10位的A/D转换器, 这些资源给我们带来了极大的方便, 而且还能在线下载程序, 比选用传统的MCS-51系列要优越得多。

2.3 保护电路设计

保护电路采用24V继电器进行过压保护。由于设计要求动作电压为UO= (36±.02) V所以采用一个820Ω/1W的电阻进行分压。

2.4 自动调光电路设计

自动调光电路采用对光敏感的光敏电阻作为光线强弱的传感器。

2.5 LED温度测量及报警电路设计

LED温度测量及报警电路采用DS18B20数字温度传感器, 由于它能直接将被测温度转化成串行数字信号, 以供单片机处理。所以测温电路只需一条信号线直接和单片机23脚P1.5口连接, 电路简单, 连接方便。

2.6 显示电路

显示电路采用LCD, 它与单片机接口非常简单。

3、理论分析与计算

3.1 恒流控制方法与参数计算

恒流源控制方法采用电压控制恒流源, 采用集成运放的线性恒流源。该恒流源输出的电流与负载无关, 通过使用两块构成比较放大环节, 功率管构成调整环节, 利用晶体管平坦的输出特性和深度的负反馈电路可以得到稳定的恒流输出和高输出阻抗, 实现了电压电流转换, 即V/I转换。

单片机从V/I转换电路采集电流变化信号进行计算再通过V/I电路进行恒流控制。

3.2 提高效率的方法

采用内部带A/D的TC12C5420AD单片机减少元器件的数量, 采用升压模块减少升压变压器制作工艺不良而造成的效率降低。采用LCD显示不仅减少了元器件的数量而且减少了焊接节点从而减少因焊接而造成的效率损耗。

4、测试方案与测试结果

4.1 测试使用的仪器

测试使用的仪器设备如表1所示

4.2 指标测试和测试结果

4.2.1 电压调整率Su (测试条件I0=300mA)

4.2.2 负载调整率 (测试条件:Ud=12V, I0=300mA)

4.2.3 效率 (Ud=12V, 10个LED, I0=300mA)

4.2.4 结论

经过对系统的电流输出的测试, 本设计基本达到以下要求:

(1) 输出电流范围为150mA~350mA, 步进10mA。

(2) 可同时显示电流的给定值和实测值, LED的温度值。

5、结语

恒流驱动电源 第6篇

电阻焊晶体管电源是应用于微型件精密焊接的一种新型电源,具有动态响应快、时间控制精度高、电流分辨率高和纹波小等特点。该电源以电容器组作为主要储能器件,主电路上完成对电容器组的充、放电。其中,充电部分是电源的供电系统设计,是其重要组成部分。

典型的电容储能充电回路是采用RC充电的方式。在这种充电方式下,充电开始瞬间的充电电流值很大,只有通过增加限流电阻R来减小冲击电流。但是,这样使时间常数RC增加,不利于高速重复充电;而且,限流电阻上功耗大,导致充电效率低[1,2]。本文设计了电流可控的充电系统,能够实现对储能电容的恒流充电,从而获得高速高效的充电效果,保证电阻焊晶体管电源的稳定工作。

1 电源结构及设计

其结构如图1所示。电路的工作原理是交流市电经AC/DC整流滤波得到直流电压,通过MOSFET斩波与高频变压器降压,输出整流滤波后,输出恒定直流电对储能电容进行充电。

其控制系统由DSP控制器及运算电路组成,实现对输出电流、电压信号的采样和运算,以及对恒流充电的控制信号的产生。

1.1 主电路及输出控制结构

如图2所示,充电电源的主电路采用的正向变换电路。

若电路中VT导通,输入电压Vin加在变压器的初级绕组Np上,那么次级绕组Ns的感应电压为:

$V{}_s=V{}_{in}{\rm N}{}_s/{\rm N}{}_p(1)$

在VT开通期间,次级电流的路径为D1-L1-Cout。设输出电压为VO,二极管压降为Vd,则此时线圈L1两端的电压VL为:

$V{}_L=V{}_S-V{}_o-V{}_d(2)$

若VT的开通时间为ton,次级电流i1为:

$\Delta i{}_1=\frac{V{}_L}{L{}_1}t{}_{on}=\frac{V{}_S-V{}_{{\rm O}}-V{}_d}{L{}_1}t{}_{on}(3)$

在VT关断期间,次级电流的路径为L1-Cout-D4,此时,线圈L1的端子电压V′L与前面极性相反,大小为V′L=VO+Vd。

若VT的截止时间为toff,次级电流i2为:

$\Delta i{}_2=\frac{V^{\prime }{}_L}{L{}_1}t{}_{off}=\frac{V{}_{{\rm O}}+V{}_d}{L{}_1}t{}_{off}(4)$

由于流过线圈L1的电流是连续的,故有Δi1=Δi2。经整理,输出电压VO可表示为:

$V{}_{{\rm O}}=\frac{t{}_{on}}{t{}_{on}+t{}_{off}}V{}_S=D\frac{{\rm N}{}_S}{{\rm N}{}_{{\rm P}}}V{}_{{\rm I}{\rm N}}(5)$

式(5)中,D为电源的占空比。

式(5)准确表达了设计电源的工作原理。当开关频率不变,可以通过控制占空比实现对输出电压Vo的控制。而恒流充电,是电源以恒定的直流电流给储能电容进行充电,使电容两端的电压成线性增长。用RC充电的方式时,由于电容上没有累计电荷,在刚开始充电时,充电电流很大。为了实现对储能电容的恒流充电,在电容开始充电瞬间,电源输出较小的电压以减小充电电流,而电源的输出电压随电容两端的电压增大而增大[3,4]。根据式(5)推导出的输出电压,通过改变PWM驱动信号的占空比使输出电压Vo按线性变化,从而来实现恒流充电的要求。

1.2 驱动设计

采用6N137作为隔离光耦,设计了MOSFET驱动电路,如图3所示。

由于隔离光耦6n137具有反相的作用,为了使DSP输出PWM信号和驱动信号相位上一致,所以在6n137前加反相器74LS14。 DSP输出的PWM信号最大电压为3.3 V,经过反相器74LS14、6n137光耦隔离及三极管Q1放大之后作为在G、S之间产生+15 V的驱动电压;关断时,MOSFET极间电压通过Q2与R5放电。G、S两端的PWM波形如图4所示。

2 控制系统设计

2.1 控制系统硬件设计

由于应用该充电系统的电阻点焊电源,采用Microchip公司推出的dsPIC33F系列16位单片机dsPIC33FJ64GS610作为控制核心。该芯片内部的高速PWM模块功能强大,使得在数字化电源控制时尤为方便,故同时也采用该芯片控制充电系统。

控制系统硬件设计保证DSP正常工作,以及反馈信号的完整性,进而对电源系统达到精确的控制要求。

充电电流的采样,主要是通过霍尔电流传感器采样输出信号Is,经过信号调理电路将该采样信号反馈给DSP,进行恒流控制,实现了对充电电流的精确控制。其采样电路原理图如图5所示。采样电路输出有一个保护电路,当采样输出过高时,二极管D1自动导通,输出VDD电压,保护DSP端口。

2.2 控制系统软件设计

控制系统软件设计主要包括:系统主程序、A/D采样程序、PI程序、PWM程序、定时器中断服务程序、A/D中断服务程序等。系统程序总框图如图6所示,主要进行电容状态检测,实现控制系统初始化等功能。充电系统电流的控制主要运行于A/D中断服务程序中,其主要软件流程图如图7所示。本文中A/D中断服务程序主要用于读取A/D转换结果并进行相应处理,处理完后的值用于PI运算,进而调节充电电流,实现恒流控制的目的。

3 实验结果及结论

图8为试验中的充电电流波形。当充电电压Vo在一定范围内变化时,可以通过调节MOSFET占空比,实现对储能电容的充电电流的控制。试验中,充电电流设定为10 A,对2.24 F的电容充电至23 V的充电电压,测量充电电流波形接近理想恒流充电电流波形。

本恒流充电电源系统应用于点焊电源中,可对焊机中的储能电容进行高速高效的恒流充电,且充电电流可调。

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高压LED恒流驱动电路研究与设计 第7篇

1 高压LED恒流驱动芯片发展现状

高压LED恒流驱动IC在整个电路的施工设计过程中的关键性都使得国内厂商在此领域热情高涨。生产厂家为了自身的LED光源质量的提高, 对驱动芯片的研发都投入了巨大的资金。跟国外产品比起来, 从产品的特性、造型等方面依然有一定的差距。这也是受制于LED驱动芯片研发周期长的性质所决定的。随着国内厂家研发过程的持续, 这些产品陆续投入到实际生产中, 高质量的LED高压电路驱动芯片会不断研发出来。

高压LED电路在工作的过程中, 其成本及能耗很大程度上取决于其驱动IC的质量及特性。驱动IC的研发对降低LED光源的成本有着非常现实的意义。驱动IC在工作过程中主要承受40V电压, 这就必须将平常电压220V转换成驱动IC能承受及工作的电压, 这就无形中提高了驱动IC的使用成本。在这一研发过程中, 驱动芯片当中的电压转换器及稳定器的研发设计都是关键中的关键。驱动芯片在工作过程中, 其耐压性如何都决定了LED光源的质量, 也从一定程度上决定了驱动电路的成功与否。

国外许多值得借鉴的经验教训非常值得我们学习, 这对驱动芯片的研发设计是非常重要的一环。随着LED光源应用越来越广泛, LED电路驱动IC的研发还将进一步深入, 这对建设节约型能源的社会需求是一致的。

2 高压LED恒流驱动电路的设计方案

高压LED恒流电路设计的过程中, 对工作电压的要求相对较高。一般来讲, 需要将控制电压稳定在3.6V, 这样才能稳定的控制高压LED电路的正常运转。在这一过程中, 常用的电池供电都达不到持久的将电压稳定在这一范围, 这就对恒压电路的研发设计提出了挑战。LED光源的稳定性取决于电路设计的质量高低, 在此, 稳定的控制电压决定了电路工作的稳定性。对于LED光源来讲, 驱动电路设计方案必须符合LED光源的大致需求, 并且要对其稳定性、耐压性进行严格的检测, 经过长时间的工作数据及大量案例分析, 设计出理想的工作电路。

对于LED光源的控制来讲, 电路设计方案的产生都会面临极大的挑战, 电路设计是采用串联还是并联都或多或少的对电路的工作的稳定性有影响。LED光源的型号、规模的多样性, 使得驱动电路设计方案的不同。在实际设计过程中, 还要对多种方案进行必要的工作测试, 这样才能应用到实际的LED光源当中。

LED驱动电路结构通常为三类, 下面对这几种结构进行简单说明。

2.1 线性结构

线性结构 (LDO结构) 的基本构件包括:调整管、稳压电源、比例电阻、误差测算器。这种结构往往涉及简单、易操作。并且这种结构构件成本较低, 非常受市场的欢迎。但是这样的结构也有明显的缺陷。线性结构由于电路设计的特殊性只能对增压有着明显的效果, 反之对降低电压明显不足。在输出电压的过程中, 当电压升高时, 调整管中电压电流会明显减小, 从而降低电压输出, 这就在一定程度上达到了稳压的目的。

2.2 电容式开关结构

电容式开关结构是以元器件电容为结构基础的一种电路结构, 这也决定了该结构具有体积小、高效能的特点。在电路的实际工作过程中, 该结构能适应多种LED电路的结构布置。这提高了LED光源的应用市场, 使得LED光源的低耗能特性得到应用推广。输入电压往往对于电路来讲具有明显的不确定性, 也就是说电压的不稳定性对于电容式开关结构来讲是种考验, 如何在电路导通的时候, 对电压的稳定性起到关键性的支持作用, 决定了该设计结构的成功与否。

2.3 电感式开关结构

这一部分可通过3 种结构来实现, 分别为升压、降压和反转型的, 不管是哪种类型的, 均是为了保证电流的灵活控制和电路输出端的及时保护。尤其对于反转型的电感式开关结构来说, 需要加入一定的反馈作用机制, 促成电路反馈环形结构的实现, 在电压调整过程发挥稳定作用。

3 高压LED恒流驱动电路的验证分析

通过笔者对上文中LED恒流驱动电路的设计方案进一步分析, 并对电路中所用的芯片HV9911 进行研究可知, 整体的横流电路可以分为以下几个部分, 比如线性稳压器、上电复位、DC一DC电路、过爪保护等具体作用模块。为了保证横流电路设计的科学有效, 还进行了一定的验证分析。

可以说这整个电路部分的作用机理中最为重要的就是内部的线性稳压器模块, 这一部分通过对系统外部的高电压进行一定的恒压处理, 使之能够稳定在8.IV左右, 当然这样一个数值仍然与我们所用芯片的具体性能参数存在着些许出入, 不过已经可以稳定地为芯片提供电量需要, 当然为了进一步实现其横流高压功能, 还设计了斜坡补偿电路, 这部分在进行功能验证时发挥重要作用。另外的电压是基准电压模块所产生的, 能够分去1.27V的压力;而功耗最小的就是上电复位电路, 在整个电路没有耗电之前, 这部分电路也处于完全无压力状态, 不需要开启。

进一步的仿真结果也充分说明了本电路可以实现对系统的恒流驱动以及各种调光、保护功能, 当然还能显示出一定的电流控制效果。除了实现芯片对电压的需求外, 电路整体性能也达到了预设方案的效果, 证明本研究的可行性和科学性。

摘要：本文从高压LED恒流驱动电路设计的必要性分析出发, 进行了高压LED恒流驱动电路设计方案的解释说明, 并通过各模块的功能测试进行了具体的验证, 说明所设计电路的可行性和科学性。

关键词：LED,恒流驱动,高压

参考文献

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