功率线性化论文

功率线性化论文（精选7篇）

功率线性化论文 第1篇

一、线性功率放大电路分类及特点

在技工院校和大部分高校教材中, 一般都把功率放大器分为三类 (A类、B类、C类) 。实际上, 就线性功率放大电路而言, 按其结构和原理的不同, 一般可分为以下五类:

(一) A类放大器

A类放大器主要特点:放大器的工作点Q设定在负载线的中点附近, 晶体管在输入信号的整个周期内均导通。放大器可单管工作, 也可以推挽工作。电路简单, 调试方便。但效率较低, 晶体管功耗大, 功率的理论最大值仅有25%, 且有较大的非线性失真, 现在设计基本上不再使用。

(二) B类放大器

B类放大器主要特点:放大器的静态点在 (V CC, 0) 处, 当没有信号V i输入时, 输出端几乎不消耗功率。在V i的正半周期内, 应该有一只管子导通, 输出端正半周正弦波。同理, 当V i为负半周期内, 则由另一只管子导通, 所以必须用两管推挽工作才能输出完整的波形。其特点是效率较高 (78%) , 但是因放大器有一段工作在非线性区域内, 当信号在-0.6V~0.6V之间时, 两只管子都无法导通, 故其缺点是“交越失真”较大。

(三) A B类放大器

A B类放大器主要特点:晶体管的导通时间稍大于半周期, 必须用两管推挽工作, 可以减小或避免交越失真。由于其晶体管功耗较小, 所以效率较高。理论上可达到78.5%的功率最大值, 但实际上功率的最大值在40%左右可能受到输出级拓扑和输出级斜线的影响, 在典型的听音条件下 (全功率的30%左右) , 功放的效率为35%左右。

(四) C类放大器

C类功放是信号周期的部分时间呈线性关系, 而其余时间为非线性关系, 故又称为谐振功率放大器。C类功放的负载一般是阻抗性的, 匹配网络是谐振电路。在输出信号中, 除含有有用输入信号成分外, 还含有输入信号的各次谐波、交叉调制成分, 寄生干扰成分, 所以一般只适于放大单频信号 (如载频) 或等幅已调信号 (如调频信号) 。由于C类的集电极电流导通时间小于半周期, 因此, 失真更大, 不过效率较好, 且效率与导通角有关。在FM信号放大的场合, 由于不要求线性, 可以使用此类放大, 另外C类放大也多用于射频场合。

(五) D类放大器

D类放大器也称数字音频功率放大器, 是一种将输入模拟音频信号或PCM数字信息变换成PW M (脉冲宽度调制) 或PD M (脉冲密度调制) 的脉冲信号, 然后用PW M或PD M的脉冲信号去控制大功率开关器件通/断音频功率放大器, 也称为开关放大器。换句话说, 就是通过控制开关单元的O N/O FF, 驱动扬声器的放大器称D类放大器。它具有效率高的突出优点。数字音频功率放大器也看上去是一个一比特的功率数模变换器。放大器由输入信号处理电路、开关信号形成电路、大功率开关电路 (半桥式和全桥式) 和低通滤波器 (LC) 等四部分组成D类放大或数字式放大器。它具有很高的效率, 通常能够达到85%以上。

由于B类线性功率放大应用得比较广泛, 在此主要对B类线性功率放大器做详细的研究。

二、B类功率放大电路参数的计算

互补对称B类功率放大电路具有较好的工作特性, 其基本的性能参数可计算如下:

(一) 输出功率P0

(二) 管耗

考虑到互补对称B类功率放大电路中晶体管和在一个信号周期内各导通, 且通过两晶体管的工作电压和工作电流在数值上均是对称的。因此, 只需求一只晶体管的管耗, 其两倍就是整个电路的管耗。

设输出电压uo=Uomsinωt, 在正半周中, 电源电压+Vcc与输出电压uo之差就是N PN型三极管T1的管压降, 其与输出电流的乘积即为三极管T1的管耗, 故有:

(三) 直流电源供给的功率Pv

互补对称B类功率放大电路在输入信号ui=0时, 由于晶体管T1、T2均处于截止状态, 故直流电源供给的功率Pv=0。在输入信号ui≠0时, 直流电源供给的功率Pv包括负载PL得到的输出功率Po和晶体管T1、T2消耗的功率PT两部分。, 当输出功率Po达到最大值Pom时, 电源供给的最大直流功率为。

(四) 放大电路的电源转换效率η

在一般情况下, 互补对称B类功率放大电路的电源转换效率, 当输出功率达到最大值Pom时, 理想的电源转换效率。这一电源转换效率值是在理想情况下得出的。实际上, 由于晶体管的管压降、输入信号ui的幅度变化等因素影响, 互补对称B类功率放大电路的实际效率一般只有50左右。

三、B类功率放大电路中功率输出晶体管的选择

功率晶体管的参数要求: (1) 功率输出晶体管耗散功率应大于互补对称B类功率放大电路最大输出功率Pom的1/5; (2) 功率输出晶体管T1和T2的额定工作电压应高于2Vcc; (3) 当功率输出晶体管T1或T2出于尽限导通时, 其输出电流的最大值均为Im=Vcc/RL, 故应选择额定工作电流大于Im的功率输出晶体管。实际的功率晶体管的选择还应留有一定的裕量, 以保证电路更加可靠地工作。其中, 功率输出晶体管耗散功率的裕量应为50%左右, 额定工作电压的裕量应为20%-30%。互补对称B类功率放大电路中两只功率输出晶体管由于是交替工作, 其额定电流的裕量可小些, 为15%左右。

以上是我平时工作和学习中积累下来的一些知识, 经整理之后, 现拿来与大家分享, 希望能给您带来帮助。不妥之处请多指教。

摘要：关于功率放大电路的分类、参数计算及晶体管选等问题, 很难在一本书上找到较全面的答案或说明。本文在介绍了各类功率放大电路的特点和性能的基础上, 又对功率放大电路的参数计算、晶体管选择等问题做了较为详细的阐述, 实用性较强, 可供参考。

关键词：功率放大电路分类,B类,参数计算,晶体管选择

参考文献

[1]谢自美等编著, 《电子线路设计实验测试》, 华中科技出版社

[2]康华光主编, 《电子技术基础模拟部分》, 高等教育出版社

[3]林欣编著, 《功率电子技术》, 清华大学出版社出版

非线性功率校准算法 第2篇

在GSM(the Global system for Mobilecommunication)移动通信系统中,主要采用高斯滤波最小移频键控(GMSK,Gaussian Minimum-shift Keying)数字调制方式[1,2,3]。GMSK数字调制为输出幅度恒定的特殊类型的相位调制信号,通常采用高效率的非线性功率放大器(PA)。在非线性功率放大系统中,输入电压与输出功率之间关系是非线性的[4,5]。若通过实验测试环境获得两者准确关系(也可以称为功率校准)[6,7],则需要进行大量测试过程,最终降低功率校准的有效性。

为了获得更好的功率校准方法,本文从GSM发射系统要求,功率放大器结构并结合线性插值算法等方面,对提出的功率校准方法进行详细说明。

1 GSM系统PA基础

1.1 终端等级划分

为了满足不同类型移动终端需求,国际电信联盟(ITU)对移动终端划分为5个等级。第1类移动终端,仅对某些频段有效;第2类移动终端,最大输出功率为8w(39dBm);第3类移动终端,最大输出功率为5w(37dBm);第4类移动终端,最大输出功率为2w(33dBm);第5类移动终端,最大输出功率大于0.8w(29dBm)。对于各等级终端输出功率的误差容限在一般环境下(温度+15°C至+35°C,湿度为25%至75%等)为±2dB,在极限环境(温度为-20°C至+55°C等)下为±2.5dB。

1.2 输出功率区间划分

为更精确控制移动终端的输出功率,需要对输出功率进行区间划分,如表1。移动终端输出功率区间一般采取等间隔方式,并对每个功率等级下一般环境和极限环境下的误差容限进行了规定。从表1来看,误差容限似乎较大,但由于RF物理器件的非理想特点等其他方面可能引入误差,因此对于移动终端的工程输出功率精度远大于该表规定值。

1.3 功率放大器基础

功率放大器实质是在输入信号的控制下将电源直流功率转换为输出功率。功率放大器除了要产生一定的输出功率,还要具有尽可能高的转换效率。功率放大器电路往往需要采用负载对最大输出功率进行匹配,即只有当晶体管输出阻抗与晶体管负载阻抗相匹配时,才能在功率放大负载上获得最大可能功率。在实际功率放大电路中,由于晶体管的非线性等特性,在一定程度上限制了最大输出功率。功率放大器主要由晶体管、谐振回路和输入回路组成。传统功率放大器的集电极导通角θ越小,输出电流越集中,损耗越小、效率越高。根据集电极导通角θ的大小,可以将功率放大器划分为3类。当θ=180°时,功率放大器工作于A类,最大转换效率50%;当90°<θ<180°时,功率放大器工作于B类,最大转换效率78.5%;当θ<90°时,功率放大器工作于C类,最大转换效率接近100%。在GSM移动通信系统中,采用的非线性GMSK数字调制方式,即采用C类高转换率的功率放大器。

2 传统GMSK发射功率校准

2.1 GMSK功率放大器模型

从图1功率放大器模型可以看出,在整个RF系统中,在实测环境下可以获得的关键参数为,PA输入电压Vr、负载阻抗的输入电压Vp和RF输出功率P。由1.2章节可以知道,一旦终端等级确定后,RF的输出功率P的范围也是确定的[8,9]。对于特定PA来说,输入电压Vr范围也是确定的。对于非线性功放来说,PA输入电压Vr与RF输出功率之间存在一一对应关系,但非线性的,因此两者之间的确切关系可以由实测环境测量确定。

2.2 GMSK发射功率校准

为了获取非线性功放输入电压Vr与RF输出功率之间关系,一般采用实际测试方法。具体来说,就是在RF输出功率范围内,选取若干功率测量点;然后记录每个功率测量点对应的PA输入电压Vr ;当所有测量点测量完毕后,将最后测试结果列表并画图,即可获得图2,PA输入电压Vr和RF输出功率之间关系图。

采用上述功率校准方法,只有当选择的输出功率测量点足够多,才可以获得准确的输出功率,以满足通信系统要求。然而由于采用的是非线性功率放大器,对应的输入电压是非线性的,因此单纯增加输出功率测量点不能有效提高功率校准精度。另外对于移动终端来说,增加功率测量点,对于快速准确进行发射功率校准,在效率和时间上也是十分不经济的。

3 改进GMSK发射功率校准方法

3.1 功率校准原理

通过实际测试环境,获得PA输入电压Vr与RF输出功率P之间关系,进行功率校准的有效性较差。本文充分利用真实RF构成特点(如图1),尤其RF负载阻抗特点与RF输出功率P之间固定关系,即:

其中,R为负载阻抗值,c为常数,对于特定功率放大器,这两个参数为常量。m=1,2,,M表示实际测试环境下选取的测量点序号。

通过实测结果可知,PA的输入电压Vr与负载阻抗的输入电压Vp为近似直线(整体为折线),如图3。根据该特点,可以采取分段直线拟合PA的输入电压Vr与负载阻抗的输入电压Vp之间关系。因为两个坐标点可以唯一确定一条直线,对于第m点来说, PA输入电压Vp(m)与负载阻抗输入电压Vr(m)之间分段直线可表示为:

Vp(m) = A(m) Vr(m) + B(m)(2)

当所有M个PA的输入电压和负载阻抗输入电压Vr通过测量确定后,第m点所在直线系数可以通过公式(3)、(4)进行计算:

结合公式(1)测量点数取值范围可知,通过计算一共可以获得M-1条直线,即m=1,2,,M-1。

利用公式(1)(3)(4)可以获得M个测量点的PA输入电压Vr与负载阻抗输入电压Vp之间准确关系,也可以认为是PA输入电压Vr与RF输出功率P之间准确关系。

对于未进行测量的点,通过公式(1)(2)进行计算即可。为了简化整个计算过程,下面给出等间隔差值算法过程。由于最终目标是得到更准确的RF输出功率,因此首先对第m测量点所在线段对应的输出功率进行等间隔划分,若划分为K个功率间隔,则每个功率间隔可以表示为:

在m测量点所在测量线段,RF上期望输出功率P(j)一定满足条件P(m)≤P(j)≤P(m+1)。RF输出功率值P(j)相对于本段开始功率步长数表示为:

在具体实现时,为了便于定点计算,通常对公式(6)进行取整。由于此时每步长的功率值已经很小,此时的功率误差是可忽略的。

有两种方法可以获得RF输出功率P(j)对应的PA输入电压Vr(j):1)近似计算;2)公式计算。

近似计算基于以下假设:尽管PA的输入电压Vr和R F输出功率是非线性的,但在直线段Vr(m)至Vr(m+1)以及功率曲线P(m)至P(m+1)之间都认为是等间隔的,此时只需要对PA的输入电压计算相同间隔电压单元即可,即:

公式计算过程为:首先根据当前期望RF输出功率值P(j),通过公式(1)获得此时对应的负载阻抗电压Vp(j),然后根据公式(2)计算此时对应的PA输入电压Vr(m)即可。

上述两种方法也可以采用不等间隔差值方法来完成,但此时的计算复杂度会更高,会降低工程实用性。从上述两种方法可以看出,方法1的计算方法简单,特别适合DSP等实时计算;而方法2的计算过程较复杂,适合高级软件处理。由于方法1是基于方法2的近似,因此管理校准精度有所降低。

3.2 性能仿真

从第2章可以看出,传统GMSK发射功率校准过程,都在基于在实际测试平台的真实测试完成的,该方法效率受测试环境限制。

下面针对3.1章所述方法1过程进行仿真,主要过程及关键参数为:在GSM系统输出功率范围取5-33dBm,即RF输出功率P。总测量点数M=8,负载阻抗R=50Ω,常量c=3。功率间隔Sp =0.001dBm。采用3.1章节方法1进行RF输出功率进行校准,通过该方法在RF输出获得真实功率与期望功率之间误差,如图4。

从图4可以看出,在相对较小的功率范围内,对RF输出功率进行较小等间隔划分,然后直接映射为等间隔的PA输入电压。只要对功率划分的足够小,即可将RF输出功率控制在一定范围内,例如0.25dBm。采用所述功率校准方法,可以很容易控制测量点个数M,从而减少了在实际测试平台的不确定性。该功率校准方法增加软件实现过程,不但减少了误操作引入的可能误差,而且也提高了整个功率校准过程效率。

4 小结

本文提出的非线性功率校准方法,不但考虑实际测试平台,而且考虑了功率放大器内部构成;不但可以降低选取实际测量点个数,而且可以提高功率校准精度。虽然该非线性功率校准算法基于GSM移动通信系统,对于其他非线性功率放大系统的功率校准过程同样适用。

摘要：研究了移动通信系统中非线性功率放大器的输入电压、负载阻抗输入电压与天线输出功率之间关系,尤其利用负载阻抗输入电压与天线输出功率之间非线性特性。采用线性插值算法基本原理,对功率放大器的输入电压与负载阻抗输入电压进行分段直线拟合,获得功率放大器输入电压与天线输出功率之间一一对应关系。采用文章所述方法在工程中进行天线输出功率校准,不但缩短了功率校准所需时间,而且提高了功率校准精度。

高效率线性功率放大器设计 第3篇

本文通过结合基带预失真与Doherty技术，利用LDMOS晶体管设计了一款线性高效功率放大器。仿真结果与传统平衡AB类放大器相比较，Doherty结构在输出为P1 dB以及回退6 dB范围内，PAE性能较传统放大器最大可提升14%。通过记忆多项式预失真线性化后，放大器在原P1dB附近其ACPR性能接近3GPP标准。

1 Doherty功率放大器设计

1.1 Doherty功率放大器原理概述

W.H.Doherty于1936年提出Doherty放大器结构[1],如图1所示，主要结构由一个载放、一个峰放和一个阻抗转换网络组成。Doherty结构能够显著提高放大器的效率[2]。其中载放工作于A类或AB类并经一阻抗转换网络连接到输出负载，峰放工作于C类并与输出负载直接相连。Doherty放大器的工作原理如图2所示[3]。

图2中两电流源分别代表载放与峰放，假设放大器的谐波部分都被短路，电路的性能由直流与基频部分决定，载放、峰放尺寸相同，峰放在最大输入电压一半时打开。Zc和Zp分别是载放和峰放的负载阻抗，则两放大器的负载阻抗分别为：

式中，ZL是Doherty放大器的负载阻抗，IC和IP分别为载放和峰放的电流。在电压为0

在电压为Vin,max/2

1.2 Doherty放大器电路实现

MRF5S19100H是一款LDMOS功放晶体管，Freescale公司提供了该器件的模型。在放大器的设计中，载放的输出功率向峰值放大器泄露并且放大器的线性度是在基本的Doherty架构基础上，这是需要特别讨论的问题。射频电路设计部分，可以通过相位补偿线与栅偏调谐来改进Doherty放大器的性能。

1.2.1 放大器相位补偿线

高功率Doherty放大器中，峰放的相位补偿线是非常关键的参数[4]。在前面分析中假定当峰放关闭时,输出阻抗为无穷大。实际上当放大器输入电压处于0

图3(b)为峰放在smith圆图上的输出阻抗、反射系数、相位补偿线长度等关系的示意图。为了求出补偿线长度Lopt和添加补偿线后的输出阻抗Ropt，须求出峰放在关闭状态下的输出阻抗Zout。相位补偿线将使输出阻抗Zout沿顺时针等|Γ|圆旋转并与纯阻抗轴相交于Ropt，最后Lopt和Ropt可由下面方程得到：

式中β为电长度，λ是波长。仿真分析得到，当峰放关闭时，Zout为0.11+j*0.459，由式(3)得到反射系数为0.832 5∠130.5°。因此Lopt为0.18λ，Ropt为545Ω。

1.2.2 放大器栅压调谐

Doherty放大器的P1dB值对主辅放大器的栅压很敏感。若单独设计主辅放大器的栅压时很难兼顾最终放大器的线性性能。比如按此方法设计的栅压取4.07 V和1.5 V时，P1dB为46.245 dBm，高效率区却在输出功率为48.3 dBm～53.2 dBm的区域，若考虑线性性能，此时放大器没有高效率区。

大功率LDMOS管的IM3系数会在一定条件下呈现正值[5],可适当调整两放大器的栅偏点，使主辅功放在某个输入功率范围内IM3的相位相差180°，从而改善线性度，提高放大器的P1dB值。可见，当要综合考虑放大器的PAE和线性性能时，放大器的栅偏不宜单独设计，而要同时调整。

图4为调谐放大器的栅偏得到的P1dB性能。分析可得出，对于任何一个确定的载放栅偏，峰放栅压从大向较小值调整时，P1dB会先下降再升高再下降，若再考虑到PAE性能，则载放与峰放的栅压要不断地同时调谐与优化。最后设定载放为3.87 V，峰放为2.07 V时能在P1 dB区以内得到高PAE性能。

1.2.3 放大器性能仿真与分析

通过前面分析，设计出Doherty放大器。图5为该放大器的电路示意图，输入处的功率分配器将信号均分为两路，上边为载波放大器，即主放大器，下方为峰值放大器，即辅助放大器，峰值放大后加入0.18λ的相位补偿线以改善放大器的PAE和输出功率性能，载放后的0.18λ微带线用于平衡其与峰放的相位，后面的微带网络为负载调制网络。

图6为Doherty放大器的PAE与输出功率性能。输入为单音2 117 MHz信号时，放大器的P1dB为51 d Bm。在输出功率为51 dBm时，Doherty放大器的效率为54.4%，平衡AB类放大器为47%，提高了7.4%。在输出功率回退6 dB即45 dBm处,Doherty放大器效率为38.4%，平衡AB类放大器为24.4%，提高了14%，PAE性能较平衡AB类放大器有明显改善，Doherty放大器的增益为13.5 dB。Doherty放大器在保证线性度的同时得到高效率性能。

通过分析上面的结果可以发现，仔细调整Doherty放大器的栅偏能有效改善放大器的线性性能，使其在输出功率处于P1dB区域以内时即得到较高的PAE值。当Doherty放大器工作于最大输出功率及其回退6 dB的整个范围内，由于负载调制的原因，载放的输出电压摆幅接近饱和，效率保持在最大值，因为输出电压摆幅接近饱和，所以在整个回退6 dB的范围内，载放的线性度都较差而且变化不大。

图7分析了输入双音信号时，Doherty放大器及其载放，峰放在输出为P1dB到回退6 dB范围内的IMD性能。从中可以定量地看到，这个范围内放大器的线性性能处于较差水平主要是由于载放所致。图中当输出功率小于47 dBm时,峰放由于能量泄露，IMD性能差于载放，但由于此时峰放的IM3和基频信号都很小，其对整个放大器的IMD性能基本无影响。当输出功率大于47 dBm时，峰放IMD性能一直优于载放，输出信号的功率也逐渐增加，对整个放大器的IMD性能改善也逐渐明显。Doherty放大器要实现6 dB功率回退范围的高效率，就须在这个范围时载放输出电压处于饱和，并且峰放工作于较低的偏压，这些Doherty放大器本身基于的架构就决定了其在6 dB功率回退范围内较差的线性性能。要在电路本身基础上改善线性度变得非常困难，本文使用基带预失真技术，通过外加算法电路实现放大器线性性能的改善。

2 基带预失技术

放大器在放大信号时由于非线性导致了频谱重生，这会影响邻带信号的传输，而非线性也会导致带失真，恶化误码率。随着数字信号处理技术的发展，数字预失真技术在各种线性化技术中成为最流行的方案，本设计基于记忆多项式理论，将基带预失真技术应用于前面所设计的Doherty放大器，预失真器使用记忆多项式模型[6]：

此处K为非线性阶数，Q为记忆深度。

将已设计好的Doherty放大器封装后，带入图8所示框图进行线性化处理。图中基带IQ信号使用码率为3.686 4 Mcps的CDMA2000信号，由ADS产生,平均输入功率为38.5 dBm，比放大器的P1dB对应的输入功率高了1 dBm,射频输出信号经解调与增益归一化后，取出样本数据，与输入的IQ信号一起在Matlab中训练得到预失真器的初始参数。

多项式预失真器的性能决定于其非线性阶数与记忆深度的设置，当非线性阶数取5阶，记忆深度取2阶，不考虑偶次失真，预失真前后的输出信号频谱图如图9所示。

未加入预失真之前，输入为38.5 dBm，间隔载波+5 MHz和-5 MHz时输出信号的ACPR值只有-24.6 dBc和-25.3 dBc。当加入预失真后，间隔载波+5 MHz和-5 MHz时输出信号的ACPR值降为-45.23 dBc和-44.67 dBc，分别提高了20.6dBc和19.37 dBc，使Doherty的线性性能得到了明显改善。

本文阐述了Doherty功率放大器的工作原理，并详细讨论了功放设计中峰放相位补偿线、主辅功放的栅压选择方法等关键技术，使Doherty放大器在P1dB及其回退6 dB的范围内效率保持在38.4%以上。文中阐述了导致Doherty放大器在P1dB及其回退6dB范围内线性度都处于较差水平的原因，并用预失真技术改善了线性度，使其在超过P1dB对应的输入功率处的ACPR性能达到3GPP标准。

参考文献

[1]DOHERTY W H.A new high-efficiency power amplifier for modulated waves[J].Proc.IRE,1936,6,24(9):1163-1182.

[2]RAAB F H.Efficiency of doherty power-amplifier systems[J].IEEE Trans Broadcast,1987,33(3):77-83.

[3]KIM B,KIM J.The doherty power amplifier[J].IEEE Microwave Magazine,2006,7(5):42-55.

[4]CHO K J,KIM J H,STAPLETON S P.RF high power doherty amplifier for improving the efficiency of a feefor-ward linear amplifier[A].IEEE MTTS Int.Microwave Symp.Dig.2004(2):847-850.

[5]FAGER C,BORGES N.Prediction of IMD in LDMOS transistor amplifiers using a new largsignal model[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2002,50(12):2834-2842.

功率线性化论文 第4篇

高分辨率成像冰川厚度探测雷达是用于极地冰川厚度探测的设备, 工作在特高频 (VeryHigh Fregueucy, VHF) 波段50MHz～200MHz, 带宽为两个倍频程, 发射功率高达80W。雷达系统对发射机功率放大器的带宽、输出功率、线性、效率以及重量和体积等指标都有严格的要求。要在宽频带上做到高增益、高功率输出、高线性度的同时保证较高的效率和较小的增益平坦度, 功率放大器需要特有的拓扑结构、宽带匹配网络和良好的散热设计。尤其在大信号情况下, 功放会产生非线性失真, 输出功率越大, 非线性失真越严重, 同时散热量也越大[1]。为了同时满足系统的各项技术指标要求, 以射频MOSFET作为驱动级, 以硅VDMOS器件作为功放管, 采用推挽结构和传输线变压器阻抗变换网络相结合的方法, 利用负反馈和功率回退技术, 结合先进设计系统 (AdvamcedDesigm System, ADS) 负载牵引仿真, 研制出了可用于50MHz～200MHz连续波输出功率为80W的宽带高功率线性放大器最后还完成了合理的散热设计, 有效减小了整机体积及重量, 降低了成本。

1设计指标及电路结构

1.1设计指标

冰川探测雷达工作在50MHz～200MHz, 带宽为两个倍频程, 发射功率80W, 谐波要求低于-30dBc, 功率增益54dB, 增益平坦度小于1dB, 附加效率PAE大于40%, 直流供电28V。由于系统用于南极冰川探测, 设备需要便于携带, 体积和重量有一定的要求, 体积不超过30cm25cm10cm, 重量小于5kg。

1.2器件选择及电路结构

为了实现高增益和高功率输出, 电路由四级级联放大构成, 其中前三级承受功率较小, 构成驱动级, 末级承受的功率最大, 构成放大级。第一级采用Mini-Circuits公司的InGaPHBTMMICERA 51SM+作为小信号放大器, 其输入输出阻抗已经匹配至50Ψ, 不需要设计阻抗匹配电路, 其增益为18dB, 1dBm压缩点输出功率18dBm, 在实际系统中, 输入信号-5dBm, 输出功率13dBm。第二、三级分别采用Motorola公司的射频MOSFET MRF134和MRF136, 采用多级LC网络作为宽带匹配电路。第二级MRF134增益为设定为12dB, 输出功率25dBm。第三级MRF136增益设定在13dB, 输出功率38dBm。末级采用Polyfet公司的推挽结构的VDMOS功率管SR 705作为功率输出级, 采用传输线变压器设计宽带匹配电路, 增益为11dB, 输出功率49dBm (80W) 。此外, 为了进一步拓展带宽, 减小信号失真度, 并保证在50MHz-200MHz范围内增益平坦, 后三级均采用负反馈, 漏极射频信号反馈到栅极使得交调产物得到抑制, 提高了线性度, 同时, 通过调整反馈网络, 使高频反馈量减小增益增加, 提高增益平坦度。放大器原理框图如图1所示。

2功率放大器设计与分析

2.1直流偏置

所有的有源射频电路不可缺少的电路单元是偏置网路。偏置的作用是在特定的工作条件下为有源器件提供合适的静态工作点, 并抑制晶体管参数的离散性以及温度变化的影响从而保持恒定的工作特性[2]。偏置网络的设计应该使其对射频主电路的影响尽可能小, 即不引入大的附加损耗、反射以及高频能量沿偏置电路的泄漏等。最典型的双电源场效应管无源偏置网络如图2所示, 其结构较简单, 可用贴片或绕线电感作为射频扼制流圈将高频信号和直流偏置电压分离。电感的具体形态应充分考虑通过的电流的大小, 尤其是末级放大器, 漏极电流大, 所选用的电感必须容纳最够大的电流。

驱动级和放大级所用的MOSFET和VDMOS晶体管均为增强型场效应管, 栅极都存在门限电压, 只有栅极电压超过门限电压, 沟道才导通, 管子才能工作, 所以各级放大管栅极都需要正向的偏置电压。晶体管的静态工作点由栅极电压确定, 栅极电压确定了, 漏极电流就确定了。在晶体管的技术参数中, 厂商提供了漏极电压和电流, 并没有给出栅极电压, 需要通过直流仿真确定栅极电压, 器件静态IV曲线如图3所示。为保证放大器的线性, 驱动级的静态工作点选择在甲类, 放大级的工作点选择在乙类。各级放大管漏极供电均为28 V, 在对MRF134、MRF136、SR705直流仿真的基础上, 通过实际电路调试, 栅极电压可分别确定为3.7 V、4.9 V、3.9 V。

2.2稳定分析

放大电路必须满足的首要条件之一是其在工作频段内的稳定性。这一点对于射频电路是非常重要的, 因为射频电路在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的趋势[3]。由于电路由四级成, 很容易形成自激振荡, 稳定性是必须要考虑的。放大器的绝对稳定条件可以用稳定因子表示为${\rm K}=\frac{1-|S{}_{11}|{}^2-|S{}_{22}|{}^2+|\Delta |{}^2}{2|S{}_{12}S{}_{21}|}>1$, 其中Δ=S11S22-S12S21。如果放大管不稳定, 需要采取措施使其进入稳定区域, 在放大网络端口增加一个有耗网络或者引入反馈可以增加稳定性[2]。在输入端口串联或并联电阻会引入较大的噪声, 在输出端口引入电阻会降低功率管的增益, 使输出功率减小, 这对于功率放大器来说是不可取的。采用负反馈的电路结构可以使电路稳定并且使放大器在带内增益平坦[4]。在引入负反馈后的四级级联放大电路的稳定因子如图4所示。

2.3负载牵引

与小信号条件下实现最大传输增益的共轭匹配和实现最小噪声系数的最佳源反射系数匹配等设计原则不同, 大功率放大器设计通常是以最佳负载阻抗匹配为目标[5]。采用负载牵引技术可以充分考虑负载阻抗对输出功率和效率的影响。利用Agilent 射频仿真软件ADS对驱动级晶体管MRF134、MRF136和放大级功放管SR705在中心频率125 MHz做负载牵引仿真, 即在大负载阻抗范围内扫描, 逐点作谐波平衡分析计算输出功率和效率, 各级放大管分别在给定的输入功率下, 根据设定的输出功率得到最佳负载阻抗ZL。保持最佳负载阻抗ZL不变, 不断扫描源阻抗, 可得最佳源阻抗ZS, 根据ZL和ZS就可以设计输出和输入匹配网络。负载牵引仿真的结果如图5所示, 其中粗线表示等输出功率圆, 细线表示等附加效率圆。

2.4匹配网路

在大信号下, 功放管的输入输出阻抗变化很大, 宽带匹配很困难。传输线变压器是实现低频宽带匹配的主要手段, 它可以将有源器件的输入输出低阻提升, 转化为易于匹配的高阻[6]。将同轴线绕在一个高磁导率的铁氧体磁芯上, 就构成了传输线变压器, 传输线变压器最根本的优点是带宽很宽, 因为在高频时, 它以传输线的方式传输能量, 线间的分布电感和电容均构成了传输能量的有效工具[7]。

MOSFET带宽大, 输入输出阻抗高, 比较容易设计匹配电路, 所以驱动级采用多级LC网络设计阻抗匹配。VDMOS器件的工作频带较窄, 不如一般FET器件那么容易实现宽带匹配, 所以放大级采用同轴线变压器做阻抗匹配网络。这样整体带宽可以满足设计要求。此外, 推挽电路对输入输出阻抗提升一倍[3], 这使得VHF波段更容易实现宽频带。采用传输线变压器作为匹配网络的末级放大电路如图6所示。

2.5散热分析

功放管损坏的重要原因是其实际耗散功率PCM超过额定数值。而晶体管的耗散功率取决于管子内部的结温度Tj, 当Tj超过允许的值之后, 漏极电流急剧增大而烧坏管子。通常用热阻Rt来表示功率管在工作时所产生的热量向外散发的能力, 晶体管的结温度一般表示为Tj=Tc+PCMRt, 其中Tc为环境温度[8]。对于驱动级功率管MRF134和MRF136, 热阻分别为10℃/W、3.2℃/W, 其极限工作温度均为200℃。MRF134输出功率小于1 W, 按1W计算, 效率按30%计算, 则耗散功率为3.3 W, 在最大壳温度为75℃时管子结温度为103℃, 远低于管子最大承受结温度, 晶体管可以安全工作。同理可以推算MRF136和SR705的工作温度均低于管子可承受的最大结温度。由于末级连续波输出功率高达80 W, 效率按40%算, 则散热功率高达120 W, 需要用到热体冷却, 紧贴功放管安装大面积散热片, 并在功放管和散热片之间添加导热硅脂保证接触良好, 减小热源与散热片的之间的热阻。此外, 还用风冷的办法加快散热。

3实测结果

制版完成之后, 进行电路测试。电源电压为28 V, 静态工作电流为7.2 V, 输入信号为连续波-5 dBm, 从50 MHz到200 MHz每10 MHz递增, 放大器输出信号经过40 dB衰减后用频谱仪测量输出功率, 每隔10 MHz测得的输出功率及谐波功率如表1所示。

由以上测试数据可以看出, 放大器带宽为50 MHz～200 MHz, 增益为54 dB, 增益平坦度小于1 dB, 输出功率80 W, 二次和三次谐波均小于-30 dBc。测试时直流供电28 V, 直流电流为7.2 V, 附加效率约为40%。各项指标均满足设计要求。

4结论

以MOSFET作为驱动级, 以硅VDMOS器件作为放大级, 采用推挽结构和传输线变压器阻抗变换网络相结合的方法, 研制出了可用于50 MHz～200 MHz连续波输出功率为80 W的宽带高功率线性放大器。采用负反馈作为频率补偿网络和同轴线变压器作阻抗变化网络可以有效的拓展带宽[9], 结合多级放大和功率回退技术, 可以在VHF频段上做到宽频带、高增益、高功率输出、高线性度的同时保证较高的效率和较小的增益平坦度。

摘要：针对高分辨率成像冰川厚度探测雷达设计了一款VHF波段宽带高功率线性放大器。以硅VDMOS器件作为功放管, 采用推挽结构和传输线变压器阻抗变换网络相结合的方法, 实现了50MHz～200MHz频带范围内80W线性功率输出。该放大器由四级级联组成, 每一级均采用ADS作负载牵引仿真确定最佳负载阻抗并用负反馈技术确保增益平坦。测试结果表明, 1dB压缩点输出功率为80W, 增益54dB, 附加效率40%, 谐波小于-30dBc。

关键词：功率放大器,垂直双向扩散金属-氧化物平导体 (Vertical Double Diffused Metal Oxide Semiconductor, VDMOS) 推挽,传输线变压器,负反馈,负载牵引

参考文献

[1]Cripps S C.Advanced techniques in RF power amplifier design.Ar-tech House, 2002

[2]Lowing R, Bretchko P.射频电路设计-理论与应用.王子宇, 张肇仪, 徐承和, 译.北京:电子工业出版社, 2002

[3]Cripps S C.RF power amplifiers for wireless communications.Ar-tech House, 1999

[4]Kim Sunwook, Chang Iksoo, Kang Wootae, et al.Improving amplifier stability through resistive loading below the operating frequency.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1999;47 (3) :359—362

[5]Raab F H, Steve C, Kenington P B.Power amplifiers and transmitters for RF and microwave.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2002;50 (3) :814—826

[6]Kanaya H, Koga F, Seki K, et al.Impedance matching circuit for wireless transceiver amplifier based on transmission line theory.Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings, 2005;5 (4) :4—7

[7]陈邦媛.射频通信电路.北京:科学出版社, 2002

[8]Eastman L F.High power, linear, broadband solid state ampli-fiers.NR-MURI Program1997Annual report.Cornell University Press, 1997

功率线性化论文 第5篇

如果你打算腾出几个午后时光做个项目,那么本文的80W多模式功放就很适合你,而且制作还很轻松。说轻松,是因为这个功放使用了东芝(Toshiba)的新款功率模块。作为核心器件,S-AV36具有50Ω的输入和输出阻抗,并有相当高的增益,只需50m W就可以在任何模式下全功率输出。由于这个特点,我们只要选择适宜的内置衰减器,就可以让功放与任何1~10W输出的激励设备配合运作。

最初制作这个项目,我是想把一台老式10W多模式收发机的功率提升到80~100W,并同时保持低成本,制作还要简单(不装前置放大器和功率指示表头)。当然,它也要适用于固定和移动操作,并使用直流12V供电,以便利用常见的100W短波机电源。

通过研究器件的数据表,我确认这款功放可以用于任何一种低功率设备。在保持简洁的前提下,我还为它准备了如下一些必备的功能,比如:

·一个抑制谐波和杂散的输出低通滤波器,以满足FCC的管制要求。

·一个低成本的天线继电器。

· 具有射频检波式收发转换电路,既可以感应射频,也可以兼容硬件键控连线。

· 具有收发转换时序控制,不仅保护S-AV36,也同时防止天线继电器的热切换。

·带有LED指示灯和控制开关。

· 带有电源极性反接保护。

这个项目完工后的内部视图见图1,请留意它的简洁。

对设计者来说,魔鬼总在细节中,所以我的项目也确实经历过一番思忖。但最后,所有的努力都体现在了一小片电路板上,那是我用家庭手工工具制作的。当然在整体组装时,互连电缆、散热器、连接器、开关和机箱螺丝也都是必需的。图2就是本机的电原理图和元件清单,其中的衰减器元件值适用于10W输出的激励装置,其它的请见表1。附表中还有13.8V时功放的耗电情况。

功放的设计

S-AV36特别易于使用,射频输入和输出分立两边,中间则有两个供电端。供电端中有一个是偏置脚(打开或关闭模块),另一个是主电源输入。13.8V供电时,主电源的电流可以达到15A以上。从S-AV36的输入端看进去,由于驱动功率只需50m W,所以我们应该首先考虑输入衰减器的设计。电阻性衰减器R7、R8和R9可以以1~10W的输入等级匹配模块的输入所需,阻值见表2。尽管表中的数值有点儿怪,但这也不是说一点儿都不能差,偏差数个欧姆的元件其实都可以用。比如,23d B的衰减器用于10W输出的收发机,而与之对应的电阻则可以从基础阻值系列中近似找到;于是,58Ω的便为56Ω,而351Ω的则为360Ω。这些都足够接近理想值。L5也不是绝对必要的,它的作用是抵消掉R7在2米波段的容性,那是一支35W的平装电阻。即便没有这个电感,功放的输入SWR也可以接受,只不过装上之后会更好。

■低通滤波器

解决了模块的输入问题后,我们再来看输出。数据表显示,器件的二次谐波抑制只有25d B,三次谐波大约30d B。对于FCC的要求,这可不够好,所以我们要用输出滤波器良好修饰,让总杂散抑制度大于60d B。对于25d B的二次谐波,我们需要额外的35d B。

图2中的滤波器(L1~4、C12~14)是标准的π型7阶切比雪夫低通。在工作频段,它可以提供所需的抑制度,并且插入损耗很低。

■天线继电器和收发转换

本着低成本原则,用于收发转换的双刀双掷继电器选用了PCB通用安装型的。尽管价格低于5美元,但它的触点却可以承载8A电流。不过这个零件在2米波段会引入一点儿电抗,所以我们在功放输入端串了一个小电容以补偿。

控制功放转换收发的最佳办法是使用来自收发机的控制连线(PTT)。如果无法得到这种信号,或者实在不方便,那我们的功放也有检波电路,它从输入端拾取一点儿射频,用来触发切换。

我们再稍深推演一下从接收转为发送时需要设定时序的理由。其实有二。首先,虽然S-AV36比较难耐困境,但是所有懂得自重的类似功率模块也都怕看见负载开路。这种问题通常会发生在天线继电器的触点动作期间。这对模块不好,即便只持续20ms,也是绝对粗鲁的。由于这个原因,在继电器触点的动作期间,模块应该保持关闭。另一理由,则是为了保护继电器的触点。如果触点还没有运动到位,那么此时所加的80~100W功率就有可能缩短它的寿命。

C4、D1和D2取样输入射频信号,随后C5、C6、R1和R2则提供滤波和延时。延时长短也与S1相关。对于SSB模式,这个电路在转入接收前所提供的延时与常规收发机的VOX操作大体相似,约为1秒的样子。而对于FM模式,功放转为接收的速度就会快很多,因为FM操作并不需要延时。这个电路也相当灵敏,1/2W的输入功率就足以让它触发。

Q1是驱动继电器的开关管。如果继电器打开,那么Q2(功放偏置开关)就会在稍稍延时之后打开。这个短暂的延时由C9和R4提供,大约50ms。在打开功率模块之前,这样的延时足以让继电器的触点稳定就位。

当功放切回接收状态时,模块的偏置会立即关断,这也早于继电器触点开始回弹的时刻。快速关断延时由C9和R5提供,大约只有5ms。

另一个值得关注的元件是D6,也就是电源极性防反接二极管。如果你意外把电源线接反,那么D6就可以爆掉电源线中的保险丝(赶快装上,我们都干过某种类似的事情)。

电源连接器J3有两个额外的引脚,即第3和第4脚。这些脚的作用是关掉射频检波,用PTT直接控制功放的收发转换,并可以确保与检波关联的延时功能也能完全去除。如果来自PTT的信号仅把第4脚接地,那么功放虽然可以被PTT控制,但所有的延时仍然是存在的。如果第3脚也接地,那么功放的动作就完全由PTT控制。此时,只有设计用来保护模块和继电器热切换的控制时序还存在,就如前述。

功放的制作

制作功放时,我们有一些建议的步骤和顺序:

·以电路板为模板,在散热器上做好钻孔标记。同时,也定位好东芝模块的两个固定孔。注意在模块本体和电路板之间留出2~3mm的距离,用以释放应力。

·打孔,模块用 #6-32螺丝固定,而电路板则用4-40螺丝固定。

除了模块之外,请把电路板上的零件都装好。继电器应该最后装,并因为它的引脚会在电路板后面突出来,所以焊好后还要做一次剪脚。

图 2:80W 功放的电原理图和元件清单。对于 Mouser 提供的元件,你既可以零散购买,也可以依照项目列表整体购买,见 www.mouser.com/tools/projectcartsharing.aspx;本项目的访问标识是 c3ad150d1a。RFPARTS(www.rfparts.com)是东芝功率模块和同轴连接器的供应商。散热器来自 Heat Sink USA,地址是 www.heatsinkusa.com。电路板图、金工件和组装图纸请见 QST in Depth 网站。关于电路板,如果读者不想自制,那么请访问 www.w6pql.com 获得商品板。元件清单:C1、C2、C3:1000p F 陶瓷电容C4:1p F SMT 电容C5:1000p F 1206(SMT)电容C6、C8、C9、C11:10μF 1206(SMT)陶瓷电容C7、C10:0.01μF 1206(SMT)电容C12:20p F 金属云母电容C13、C14:24p F 金属云母电容C15:100p F 金属云母电容D1、D2、D3:SMT 开关二极管D4、D5:1A 表贴二极管D6:SMT 双二极管,30AD7:5.1V SMT 齐纳二极管D9:5mm 绿色 LEDD10:5mm 红色 LEDF1:20A 熔丝,装于电源线上的带线熔丝盒中,见本清单后。FB1、FB2:小磁珠FB3:大磁珠J1、J2:面板安装型 SO-239 同轴插座。J3:电源连接器,4 脚电缆安装型K1(RL1):Omron 双刀双掷继电器L1、L4:电感,28n H。AWG 18 号线,4 匝,4mm 内径,8mm 长。L2、L3:电感,75n H。AWG 18 号线,7 匝,4mm 内径,10mm 长。L5:电感,220n HQ1:NPN 达林顿晶体管(SMT)Q2:PNP 达林顿晶体管(SMT)R1:511kΩ 1206(SMT)电阻R2:51kΩ SMT 电阻R3:1kΩ 1206 SMT 电阻R4:22kΩ SMT 电阻R5:3.57kΩ SMT 电阻R6:510Ω SMT 电阻R7:56Ω 35W SMT 电阻R8:360Ω 1W SMT 电阻R9:56Ω 1 ⁄ 4W SMT 电阻R10、R11:1kΩ 1 ⁄ 4W 金属膜电阻R12(VR1):1kΩ 电位器S1、S2:单刀单掷小型扭子开关U1:东芝 S-AV36 功率模块挤压型散热器,5.375×8×1.376 英寸挤压型散热器,5.375×8×1.375 英寸带线熔丝盒RG-316 50Ω 同轴电缆,用来连接 J1、J2 和 K1。* 衰减器的阻值用于 10W 输入等级,与其它等级相对应的值见表 2。

虽然我使用了印制板和表面贴装元件,但并没有理由说不能用带引线的元件替代之。不过,我还是推荐使用印制板,因为有印制板就可以为收发继电器专门制作输入和输出传输线,最大程度地降低接收损耗。这很重要,因为任何损耗都会直接叠加到接收机的信噪比上。

·按照QST in Depth网站中的详细加工图制作机箱,还有两个铝制垫条。

·按QST in Depth中的印板图自制电路板,或由我提供。用4个4-40螺丝把印制板固定到散热器上;把两个铝制垫条分别垫在印制板的两端,以便为功放模块提供合适的安装高度,并让继电器的引脚与散热器保持一定的距离,以免发生短路。

·这些完成后,请对低通滤波器做些微调。在电路板的输出端连接假负载,在将要连接功率模块的滤波器输入端处连入一部收发机和SWR表。在继电器的线圈上加入12V直流电压,让它吸合,调整L1~L4的线圈匝距,使SWR表的读数最小。如果你现在没条件做,那么在功放整体装好后也可以做些调整,比如把最大输出功率调到50W。但现在做调整是最好的;并且,这些很容易做,调整量也不大。

·在装有印制板的散热器上,用 #6-32机螺丝把东芝模块固定好。注意模块的安装底面会有点儿凹,这不是缺陷,而是制造商刻意这么做的,其他的模块制造商也这么做。不要尝试把底面磨平,或在散热器之间垫入其它材料。即便不平整,模块也有足够的热传导接触面。虽然只是猜测,但我确信制造商这么做是为了泄放应力,以保护模块内部的机械结构。把模块的引线焊到印制板的对应焊盘上(必要的话,剪短过长的引线,请见图3)。

·把连接器、开关和LED都装好,并焊接完成全部机箱内连线(请见图4)。每个LED都有1kΩ的限流电阻,请将其直接焊到发光管的引脚上,然后在电阻另一头再焊连线;散热器可以盖住这些电阻和连线。请在后面板连接器的固定螺丝下面安装焊片,这些用来连接同轴电缆的屏蔽层、机箱的直流接地和旁路电容,请见图5。

·用AWG 14号线制作直流电源线,并一定要在正极引线上安装保险丝盒,保险丝的熔断电流不要大于20A。如果你可以用收发机做功放的硬连线键控,那么就请把电源插座J3的第3脚接地,并把第4脚与收发机的键控线相连。注意,收发机中的PTT继电器或其它的开关元件要能在12V下对地吸收50m A的电流。

功放的测试

一旦装接完毕,你就可以测试功放了,方法是:

·在输出端连接合适的功率计和假负载。

·把电源线接到稳压电源上,电源至少要有13.5V 15A的输出能力。

把AMPLIFY/BYPASS开关打到BYPASS位置,也就是直通模式。发射,检查直通模式是否工作(这时激励功率应穿过功放到达负载)。直通模式的插入损耗应该只有0.1d B左右。

关掉用作激励的收发机,把功放置为AMPLIFY放大模式,这时READY发光管应该亮起。用跳线把PTT短接到地,XMIT发光管也应该点亮。调整IDQ微调电位器(VR1),把电源电流调为8A。把功放再次置回BYPASS直通模式,然后去掉PTT跳线。

再次打开收发机,把功放置为放大模式,然后发射。此时功放的性能表现应该与表1中的数据相近。

我实验过好几种不同的IDQ设定,最后的结论是,东芝模块一定要在接近甲类状态时才能良好工作。如果IDQ设得过低,整体增益就过低,SSB通联的失真也大;但如果把IDQ设得过高,那么增益就会过高,同时输出趋于饱和。举例说,如果IDQ为10A,那么超过100W输出时的驱动功率就只有8A IDQ时的一半。但这时的电流消耗已经接近厂商给出的器件工作极限值了,并且通联效果听不出差别。所以我还是拒绝了诱惑,远离了10A。对于功放的全模式工作多样性,把IDQ保持在8A是最好的。

最后有个提示,在驱动功率达到10W时,我注意到R7(35W的衰减器输入电阻)会很快热起来。这是因为我所制作的原型电路板导热不够充分,那里只有几个铆钉,而实际上却需要围绕元件布放很多电镀通孔。我的解决方法是把一片1mm厚的铜带焊到电阻的接地端,然后再用 #4螺丝把铜带压紧到散热器上,这样可以增强散热。由于我们多数人在自制电路板时都无法像商业电路板那样实现电镀通孔,所以如果你为这个项目自制电路板,那或许也得使用与我类似的方法。

高线性放大器的一次尝试

《QST》杂志的编辑,还有好多即兴通联的VHF爱好者,都使用了某种10W输出的波段转换器。以我为例,那就是Elecraft K3短波和6米收发信机中的一个内置2米波段转换器。这个装置中的接收机具有非常低的噪声,其结果是,在对方听不到我的情况下,我却可以听到好多2米电台。

有一次,我想尝试把自己的电台与常见100W多模式收发机的输出功率拉平。其实,我一直都在寻找一种功率放大器,它可以与我的电台协同工作,并且与众不同。为此,我还测试过几种“瓦片式”功放,我希望它不仅功率称心如意,而且还有较低的SSB互调失真。但是,虽然我所测试的设备都能满足功率要求,并标明适合SSB通联,但它们的互调等级还是太高,这让我担心在竞赛时会给他人带来困扰。但这些放大器的FM工作效果的确很棒,因为这才是它们的设计初衷,当然也包括CW。所以,如果你打算制造杂散信号,那你就在SSB通联中使用它们,因为SSB包含了太多的频率成分。

当然也有好的替代品,比如有一种很昂贵的高功率放大器(现已停产),它就在VHF频段展现了只在短波才有的IMD。吉姆·克里也曾在《QST》杂志上介绍过一种非常优秀的2米千瓦级功放。这些都启发我去鼓励吉姆再次把他的天才用于2米波段,制作一台功率较小的功放,满足我的操作要求,易于制作,并且相对不贵。

吉姆的设计满足了我的目标,并且外观还很漂亮。关于IMD失真的大小,ARRL实验室曾进行过测量,结果见表A;输入与输出功率特性曲线见图A。在曲线中,直到75~80W,放大器的输出都基本贴近直线;超过该点后,增益压缩才变得明显。

功率线性化论文 第6篇

在目前化石燃料面临枯竭和生态环境污染日益严重的局面下, 太阳能作为无尽的“能源之母”, 无疑给能源的需求与供应带来了很大的希望。在太阳能的利用中, 太阳能光伏发电又是最具有发展前景的一种利用方式, 其应用的规模和范围正在不断地扩大, 成为世界可再生能源发展的最大着力点。根据预测, 在本世纪中叶, 太阳能发电将占有相当的比例。到本世纪末, 太阳能发电将在电力供应中占有多数份额, 一个光辉灿烂的太阳能时代即将到来[1]。

目前太阳能光伏发电的核心问题是效率较低, 效率有太阳能电池本身的转换效率与利用效率。前者的提高较为困难, 而后者的浪费较为突出。保持太阳能电池高效率工作的途径:一方面在光照改变时调整负载, 从而使太阳能电池始终在最佳工作点 (输出功率最大) 工作, 即最大功率的跟踪;另一方面使太阳能电池跟踪太阳, 从而获得最大日照度, 即最大日照度的跟踪。

对于最大功率的跟踪方法[2,3,4]较多, 有恒电压控制法、扰动观察法等, 其中线性近似法 (又称直线近似法[5]) 是新兴的一种方法, 利用一条直线来近似表达在某个温度下各种不同辐照度时的最大功率点, 只要将工作点控制在此直线上, 即可实现最大功率跟踪。本文主要对线性近似法进行实验分析。

1 太阳能电池工作原理

太阳能电池 (也叫光伏电池或光电池) 是光伏发电中最基本的器件, 它将太阳能直接转换成电能, 主要结构为p-n结。光电池工作时共有三股电流:光生电流IL, 在光生电压U作用下的p-n结正向电流IF, 流经外电路的电流I。其中IL和IF都流经p-n结内部, 但方向相反[6]。如图1所示。

理想p-n结的正向电流为

${\rm I}{}_{\text{F}}={\rm I}{}_0\left[\exp (\frac{qU}{k{}_0{\rm T}})-1\right](1)$

式中 I0p-n结反向饱和电流;

q电子电荷;

k0玻尔兹曼常数;

T绝对温度。

光电池如果与负载电阻接成通路, 通过负载的电流应为

${\rm I}={\rm I}{}_{\text{L}}-{\rm I}{}_{\text{F}}={\rm I}{}_{\text{L}}-{\rm I}{}_0\left[\exp (\frac{qU}{k{}_0{\rm T}})-1\right](2)$

这就是负载电阻上电流与电压的关系, 即光电池的伏安特性。由式 (2) 得

$U=\frac{k{}_0{\rm T}}{q}\ln \left(\frac{{\rm I}{}_{\text{L}}-{\rm I}}{\text{Ι}{}_0}+1\right)(3)$

如将p-n结开路 (R=∞) , 两端的电压即为开路电压UOC, 这时流经R的电流I=0, 即IL=IF。此时

$U{}_{\text{Ο}\text{C}}=\frac{k{}_0{\rm T}}{q}\ln \left(\frac{{\rm I}{}_{\text{L}}}{{\rm I}{}_0}+1\right)(4)$

在通常情况下, IL≫I0, 即IL/I0≫1, 所以近似有

$U{}_{\text{Ο}\text{C}}=\frac{k{}_0{\rm T}}{q}\ln \left(\frac{{\rm I}{}_{\text{L}}}{{\rm I}{}_0}\right)(5)$

如将p-n结短路 (U=0) , 因而IF=0, 这时所得的电流为短路电流ISC

ISC=IL (6)

2 输出功率最大时线性近似分析

太阳能电池的功率P和效率η是重要的技术指标, 高的光电转换效率和大的功率是人们一直所追求的。

当太阳能电池接上负载电阻后, 输出的电压和电流随电阻的变化而变化。调节负载电阻R到某一值Rm时, 太阳能电池的输出功率能达到最大Pm, 对应最佳工作电压Um和电流Im。输出功率为

${\rm P}=U{\rm I}=U\left[{\rm I}{}_{\text{L}}-{\rm I}{}_0\left(\exp (\frac{qU}{k{}_0{\rm T}})-1\right)\right](7)$

在最大功率点Pm, 有dPm/dU=0, 因此

$\left(\frac{qU{}_{\text{m}}}{k{}_0{\rm T}}+1\right)e{}^{\frac{qU{}_{\text{m}}}{k{}_0{\rm T}}}=\frac{{\rm I}{}_{\text{L}}}{{\rm I}{}_0}+1(8)$

整理后, 得

$\{\begin{array}{c}U{}_{\text{m}}=\frac{k{}_0{\rm T}}{q}\ln \left[\frac{1+\left({\rm I}{}_{\text{L}}/{\rm I}{}_0\right)}{1+qU{}_{\text{m}}/k{}_0{\rm T}}\right]\hfill \\ {\rm I}{}_{\text{m}}=\frac{\left({\rm I}{}_{\text{L}}+{\rm I}{}_0\right)qU{}_{\text{m}}/k{}_0{\rm T}}{1+qU{}_{\text{m}}/k{}_0{\rm T}}\hfill \end{array}(9)$

将最大功率Pm和UOC与ISC之积的比值定义为填充因子FF, 即

$FF=\frac{{\rm P}{}_{\text{m}}}{U{}_{\text{Ο}\text{C}}{\rm I}{}_{\text{S}\text{C}}}(10)$

外电路连接最佳负载Rm时得到最大的光电转换效率, 即电池的最大输出功率Pm与入射功率Pin之比。

$\eta =\frac{{\rm P}{}_{\text{m}}}{{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{U{}_{\text{m}}{\rm I}{}_{\text{m}}}{{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}}=\frac{U{}_{\text{Ο}\text{C}}{\rm I}{}_{\text{S}\text{C}}FF}{{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}}(11)$

为了充分发挥太阳能电池的发电能力, 通常采取一些方法使太阳能电池随时工作在最大功率点。普通太阳能电池的光电转换效率较低, 采用太阳能光伏光热一体化系统, 相对发电效率可以提高约7%[7]。

3 实验验证

采用太阳能特性实验仪 (ZKY-SAC-I) , 将太阳能电池连入电路, 光源为输出光谱接近太阳光谱的碘钨灯, 室内模拟太阳光, 以电阻箱作为负载。测试仪可以测量并显示电流、电压的数值, 可以输出0～8 V连续可调的直流电压, 0～200 mA的电流。在一定的光照强度G下, 通过改变电阻箱的阻值, 测量太阳能电池的输出电压U和输出电流I, 计算在不同负载电阻下的输出功率P, 由此确定最大输出功率Pm, 以及对应的最佳工作电压Um和电流Im。光照强度通过光功率采样器来测量, 其调整是通过改变光源到太阳能电池的距离, 重复上述步骤。

在温度为28℃左右 (波动不大, ±1℃) , 光照强度G在4 650～1 2350 W/m2范围内的情况下进行测试, 分析单晶硅、多晶硅、非晶硅三种材料的太阳能电池Um、Im和Pm随光照强度的变化情况。太阳能电池为成都世纪中科仪器有限公司提供, 尺寸均为5 cm5 cm见方, 单晶硅和多晶硅电池片较薄, 为2～3 mm, 非晶硅电池厚度为5～6 mm。为了减少反射, 电池表面覆盖着一层透明的减反射膜。

(1) 对于Um与光照强度的确切关系公式, 目前还未见相关资料。实验发现在光照强度改变时, 最佳工作电压Um波动范围不大, 可以认为基本不变, 如图2所示, 线标示出各电池的平均值。同一光照强度下, Um单和Um多相近, 均大于Um非。

(2) 如果把Um看做定值, 在式 (9) Im的计算公式中变量只有IL。单晶硅、多晶硅、非晶硅三种材料的太阳能电池最佳工作电流与光照强度关系见图3。发现最佳工作电流与光照强度都呈线性关系增加, 同一光照强度下, Im单>Im多>Im非。

对应的拟合公式分别为:单晶硅电池:Im=0.001 52 G-2.026 25, 相关系数R=0.996 4;多晶硅电池:Im=0.001 G-0.428 17, 相关系数R=0.994 22;非晶硅电池:Im=0.000 299 G-0.441 91, 相关系数R=0.985 57。

(3) 在光照强度变化时Um基本不变, 而Im呈线性关系, 那么最大功率Pm与光照强度之间也应该是线性关系。对最大功率与光照强度关系进行验证, 结果如图4所示。

拟合公式如下:单晶硅电池:Pm=0.002 84 G-4.461 05, 相关系数R=0.991 16;多晶硅电池:Pm=0.002 044 G-2.437 61, 相关系数R=0.994 61;非晶硅电池:Pm=0.000 46 G-0.623 88, 相关系数R=0.996 01。

相关系数接近1, 最大功率与光照强度关系呈较好的线性关系, 同一光照强度下, Pm单>Pm多>Pm非。因此可以采用线性近似法对太阳能电池的负载进行控制, 从而使太阳能电池在不同光照强度下始终保持在最大功率点工作。

(4) 考虑温度的变化, 在光照强度不变时最大功率与温差的关系如下[5]

Pm=P0 (1+γΔT) (12)

式中 P025℃时对应的最大输出功率;

γ功率温度系数。

则Pm随光照强度与温度的变化关系可总结为

Pm= (aG+b) (1+γΔT) (13)

式中 G光照强度;

a、b常数。

针对不同电池, 先测出25℃时最大输出功率与光照强度的线性关系, 确定a与b;然后再以25℃为基点, 测出同样光照强度下不同温度时对应的功率温度系数γ, 确定式中各值后就可以进行较为准确的线性跟踪。

如果在自然太阳光下测量, 要求在一次测量期间内太阳光的总辐照度 (直接辐射与天空散射之和) 的不稳定度不大于±1%。地面用太阳电池的标准测试条件为:测试温度25±2℃, 光源的光谱辐照度1 000 W/m2, 并具有标准的AM1.5太阳光谱辐照度分布[8]。如果不是在标准条件下进行测试, 可以将所测数据修正到标准测试条件, 修正方法参见有关国家标准[9]。

4 结论

本文对最大功率跟踪的线性近似法进行了分析, 研究单晶硅、多晶硅、非晶硅三种材料的太阳能电池Um、Im、Pm随光照强度的变化情况。结果发现:对同一种太阳能电池, 在光照强度改变时, 最佳工作电压Um可以认为基本不变;最佳工作电流Im与光照强度呈线性关系;最大功率Pm与光照强度也呈线性关系。同一光照强度下, Um单≈Um多>Um非, Im单>Im多>Im非, Pm单>Pm多>Pm非。即单晶硅电池最佳工作点参数最大, 多晶硅电池次之, 非晶硅电池数值最小。

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功率线性化论文 第7篇

测功机是发动机台架检测系统中重要的组成部分, 用于测量发动机的有效功率。对测功机来讲, 为了满足发动机所有转速和负荷范围内都保持稳定运转工况, 并且可以平顺且精细地调节负荷, 需要一个稳定的加载器来满足发动机实验的要求, 需要对加载器提供稳定且可线性变化的电源。在电涡流测功机中, 需要对励磁电机提供的直流电源进行驱动, 以完成发动机台架检测。

由于电涡流测功机励磁电机要求磁场恒定, 故要求电源提供的负载电压恒定不变, 而且磁场一般都是稳定的, 还要求有较好的电压稳定度, 即要求即使输入电压发生一定变化时, 输出电压应保持不变。

为了达到平顺调节负荷的目的, 输出电压应有适当的线性调节范围, 并且还要有一定的保护措施。根据设计需要, 该电源输出电压的变化范围为0～180 V, 要求最大负载功率为5.4 kW, 输出电压稳定度应优于1%。

1 工作原理

由于要求的电压调节范围较宽, 要求的功率较大, 目前电涡流测功机励磁加载电源采用较多的方法是可控整流器, 在此通过控制晶闸管的导通角进行调压。其工作原理是对晶闸管的控制极进行控制, 通过改变晶闸管的导通角, 可以在输出端获得平均值和有效值都随导通角变化而变化的直流脉动电压。采用该原理设计的电源可以达到很高的输出功率, 但是电压稳定性差, 而且控制呈显著的非线性, 不适合电涡流测功机对电压的要求。因此, 该电源采用晶闸管三相桥式移相控制和功率MOSFET调整两个控制环联合控制的方法, 使输出电压可以满足大功率、高稳定度和可宽范围线性调节的要求。

1.1 系统方框图

由于该电源要求功率较大, 并且对电压稳定度也有较高的要求, 所以采用如图1所示的电源方框图。

1.2 可控整流原理

如图2所示, 通过控制晶闸管的导通角, 可以在整流电路输出端获得随控制电压变化的电压。

可控整流电路是指在输入交流电压的波形和幅值一定时, 输出电压的平均值可以通过调节晶闸管的导通角进行调节。采用可控整流电路可以提高变压器的初、次级利用率, 具有较大的功率因数和较小的脉动率, 因此选作为主回路。由于采用整流滤波电路以及稳压电路构成两级控制环。因此选择对整流滤波电路要考虑两点:考虑调整管的工作状态, 确保调整管能工作在线性放大区;考虑交流电网波动的影响。交流电网的波动会反映到整流滤波电路的输出电压上。按照国家有关规定, 在没有特定说明的情况下, 一般按变化±10%来考虑。这就要求当电网电压变化±10%时, 调整管要处于线性放大区, 从而使稳压电路能保持正常工作。在该电源设计中, 由于负载容量较大, 使用单相电源会造成三相电网的不平衡, 影响电网中其他设备的正常工作, 所以采用的是三相桥式全控整流调节方式。三相可控整流的脉动频率比单相高, 纹波因数显著低于单相。三相全控桥式整流电路电路可以在负载上得到比三相半控桥式整流电路更为均匀的波形。

采用市场上常见的三相整流功率模块, 集成了晶闸管三相桥式整流电路以及触发电路, 通过对模块的输入电压进行控制, 即可完成整流与调相功能。通过在功率模块输入端连接三相隔离变压器, 将输出电路与交流输入隔离。隔离变压器具有电压变换功能及有源滤波抗干扰功能。隔离变压器在交流电源输入端的特点为: 若电网三次谐波和干扰信号比较严重, 采用隔离变压器, 可以去掉三次谐波和减少干扰信号;采用隔离变压器可以产生新的中性线, 避免由于电网中性线不良造成设备运行不正常;非线性负载引起的电流波形畸变 (如三次谐波) 可以隔离而不污染电网。

隔离变压器在交流电源输出端的特点为:防止非线性负载的电流畸变影响到交流电源的正常工作及对电网产生污染, 起到净化电网的作用;在隔离变压器输入端采样, 使得非线性负载电流的畸变不影响取样的准确性, 得到能反应实际情况的控制信号。 对于小功率或者中等功率的使用场合, 可以采用单相桥式半控的方法作为其整流主回路。电路组成可以选择晶闸管模块作为主回路, 使用KC04芯片作为晶闸管模块的移相触发电路。通过调节KC04的控制电压控制晶闸管的导通角, 从而得到随控制电压变化的直流脉动电压。

1.3 串联反馈晶体管电路

可控整流输出的电压经电容整形滤波后的电压仍然具有较大的纹波, 波动很大, 而且很容易受电网电压的影响, 并且单纯控制晶闸管的导通角得到的输出电压呈明显的脉动和非线性。这就要求系统在可控整流电压输出端添加串联反馈调整电路, 使输出电压达到设计要求。其稳压原理是调整元件的动态电阻, 它是随输出电压的变化而自动变化的。当负载电阻变小使输出电压降低时, 调整元件的动态电阻便会自动变小, 从而使调整元间两端的压降降低, 确保输出电压趋近原来的数值。串联反馈调整电路的框图如图3所示, 包括调整管、取样电路、基准电压源和比较放大器等部分。输入电压经过调整元件调节后, 变成稳定的输出电压, 取样电路与基准电压相比较, 并把比较后的误差信号送入放大器, 增强反馈控制效果。采用串联反馈调整型稳压电路, 输出电压范围不受调整元件本身耐压的限制, 而且各项技术指标均可以做得很高。但是过载能力差, 瞬时过载会使调整元件损坏, 需要添加过载保护电路。

1.4 调整元件控制电路设计

在该电源系统中, 采用大功率MOSFET作为调整元器件, 与三相桥式移向控制一起组成输出电压控制环。

1.4.1 三相调压模块的控制

由于采用三相调压模块, 所以只需对调压模块进行控制, 即可完成整流输出功能。尽管三相模块中控制电压与晶闸管的导通角呈线性关系, 如图2所示, 晶闸管的输出电压与晶闸管导通角的变化却呈非线性关系;同时, 为了保证电源功率输出调整管集-射级之间的电压差基本稳定, 便于控制功耗, 提高电源安全性, 需要使电源功率调整管的输入电压基本呈线性变化。这里采用对控制电压进行非线性处理后, 再输入到三相整流模块控制端的方法。控制输入电压经过二极管后作用到运算放大器, 利用二极管的非线性特性与三相模块的非线性进行匹配, 基本上可以使计算机输出的控制电压与晶闸管整流输出的电压呈现线性比例关系。电压输入/输出特性如图4所示, 线路如图5所示。

1.4.2 功率MOSFET的控制

该电源选用功率MOSFET作为调整元件, 为电压控制型器件, 在驱动大电流时无需驱动级, 具有高输入阻抗, 工作频率宽, 开关速度高以及优良的线性区。为了保证电源的可靠性与安全性, 需要将强电控制部分与弱电控制部分进行隔离。在此采用光电耦合器完成地的隔离, 具体过程如图6所示。

MOSFET的控制电压由计算机提供, 经过F/V变换器、光电耦合器、V/F变换器变换后与取样电路取来的电压信号同时作用在比较放大器的输入端, 通过与基准电压进行比较, 比较放大器将输出相应的电压去控制MOSFET, 以稳定输出电压。由于负载电流较大, 因此MOSFET需采用并联连接方式, 增加输出电流, 确保在大电流情况下电源的正常工作。并联运用时, 各管的参数尽量一致, 可以在发射极串联均流电阻, 利用负反馈减小电流分配的不均匀。电路如图7所示。

2 监控管理设计

2.1 电源保护电路

由于采用串联反馈型稳压电路作为电压控制环, 因此在测功机发生短路或者过载时会有很大的电流流过调整管MOSFET, 并且所有输入电压几乎都加在调整管的集-射级之间, 很容易将其烧坏, 因此添加保护电路是必需的。常用的过电流保护电路有限流型、截止型和减流型。这里采用晶体管截止型保护电路, 其原理是当负载电流达到限流值, 过电流保护电路使稳压电源进人截止状态, 并不再恢复, 使稳压电源与负载得到有效的保护。其优点是:这时的电源调整管功耗为零, 最大缺点是:属冲击性负载时, 容易误动作, 使稳压电源进人过流保护状态, 且一旦进入过电流保护状态后, 即使过电流状态解除, 也不能自动复位。具体线路如图8所示, 当电流超过额定负载时, 采样电阻R4两端电压上升, 使晶闸管SCR导通, 晶体管NPN1导通, NPN2截止, 这时MOSFET的栅级输入电压 (即R3处的电压) 被强制拉底, 使MOSFET输出为零;同时, 串联在过载保护线路中的光耦导通, 使三相功率整流模块的控制信号输入端接地, 串联反馈稳压线路的输入电压为零, 起到保护元件的作用。

2.2 缺相保护电路

由于电网自身原因或者电源输入接线不可靠, 电源有可能会运行在缺相的情况下, 而且掉相运行不易被发现。当电源缺相运行时, 整流桥上的电流会不平衡, 容易造成损毁, 因此必须加入缺相保护电路, 以进行缺相保护。电路原理图如图9所示, 当ABC三相有一相发生缺相时, 其对应的电源指示灯熄灭, 缺相指示灯亮起, 并且通过光耦输出信号到继电器驱动, 此时继电器吸合, 将三相功率模块的控制输入与地短接, 使可控整流输出为零, 起到保护电源的作用。

2.3 过热保护

在电源处于长时间大电流工作状态或者工作环境比较恶劣时, 电源的内部温度很高, 会影响电源的可靠性。有资料表明, 电子元器件温度每升高2 ℃, 可靠性下降10%, 这就意味着温度升高50 ℃时的工作寿命只有温度升高25 ℃时的1/6。因此, 为了避免功率器件过热损坏, 必须对电源的温度进行控制。通过控制MOSFET的管压降可以控制MOSFET上的功率, 从而减少发热量, 降低温度的升高。

在电路设计中增加一个光电耦合器反馈可以完成这个目的, 当MOSFET两端管压降过高时, 光耦导通, 光耦输出信号反馈至三相调压模块的控制输入, 使其输出的控制电压降低, 从而降低MOSFET两端的管压降, 在保证电源正常工作的前提下, 使MOSFET的功率保持在额定范围以内。

当使用环境较为恶劣或者出现电路故障时, 即使对MOSFET两端电压进行控制, MOSFET的管芯也可达到很高的温度, 这就需要对MOSFET进行散热处理, 并在MOSFET附近安装温度继电器;当温度高于温度继电器的额定值时, 温度继电器导通, 通过一个光耦将导通信号传递到三相功率模块的输入端, 使其输入为零, 从而使电源功率调整管的输入电压为零, 起到保护调整元件的作用。当温度回到正常时, 电路可自动恢复工作。

各种保护电路与主回路的关系如图10所示。

3 结 语

经连续负载试验, 该设备各项指标均达到技术要求。经过不断的完善和改进, 使其性能稳定, 工作可靠。采用晶闸管三相桥式移相控制和功率MOSFET调整两个控制环联合控制, 可以有效提高电源的稳定度, 降低电源的纹波;采用三相隔离变压器接入电网, 可以提高电源的安全性, 降低对电网功率的要求;采用集成三相功率调压模块, 减少了电路的复杂程度;通过添加各种保护电路, 在设备出现不正常运转时, 及时切断三相输入, 保护元件不受到损坏。由于采用截止型保护电路, 电源不能自动复位, 所以在环境条件允许的情况下, 可以采用开关型过电流保护, 解决了限流型的高功率损耗, 减流型的锁定效应和截止型的手动复位等问题。该电源主要用于需要大功率线性调压的场合, 也可用作大功率高稳定度线性稳压电源使用。

摘要：根据电涡流测功机试验过程中的技术要求, 设计了一种直流线性稳压电源。基于可控整流电路并结合模拟电子技术设计, 采用晶闸管三相桥式移相控制和功率MOSFET调整两个控制环联合控制的方法, 输出可调的线性直流电压。设计了过载保护电路、缺相保护电路、过热保护电路等措施, 以保障设备的正常使用。经连续负载试验, 该设备输出电压线性可调, 输出电压稳定度符合电涡流测功机要求。在系统过载、输入三相电源缺相以及设备过热等模拟故障条件下均可迅速切断电源。采用晶闸管三相桥式移相控制和功率MOSFET调整两个控制环联合控制方法设计的电源可以满足电涡流测功机对加载器输入电压的要求。

关键词：电涡流测功机,直流线性稳压,二级电压控制,模拟故障

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