多电平调制范文

多电平调制范文（精选7篇）

多电平调制 第1篇

模块化多电平变流器(MMC)由于其众多的优点得到了越来越多的关注[1,2]。文献[1]提出的MMC采用子模块串联的方法，避免了诸如两电平和三电平变流器利用大量开关器件的直接串联来达到高压大功率的目的。

文献[2,3]分析了电压空间矢量调制技术(SVPWM)的调制策略。文献[4]提出了一种改进的PWM调制策略。文献[5]分析了阶梯波调制策略。文献[6,7,8]分析了载波移相调制策略。

本文针对MMC的拓扑特点，根据MMC各相投入的子模块总数是否恒为N的原则，基于载波层叠技术，研究了其输出相电压为N+1电平和2N+1电平的调制策略，并提出了实现方案，该调制策略无须数学计算就可以得到各桥臂中子模块投入的数量和处于PWM状态的子模块的占空比信息，且电容电压均衡时只进行排序，避免了闭环控制，且易于扩展到任意电平数。最后在Matlab/Simulink仿真环境和搭建的实验平台上，对这两种调制策略进行了仿真分析和实验验证。

2 MMC基本原理

2.1 MMC的拓扑结构

MMC子模块及三相主电路拓扑结构如图1所示，每相分为上、下桥臂，各桥臂由N个子模块组成，上、下桥臂通过桥臂电抗L相串联。各子模块均由一个半桥结构和直流电容C串联组成，各子模块通过端点A和端点B与外部相连。通过对子模块中上、下开关管的控制，可以实现对直流电容的规律性充电与放电。

2.2 工作原理

MMC子模块的工作状态如图2所示，分别为旁路、投入与切除状态，每种状态根据流经子模块的电流方向分为两种工作模式。

根据各相中子模块投入的个数是否恒为N的原则，来实现输出相电压为N+1电平与2N+1电平[4]。以图1中的A相为例，当其满足下式时，输出相电压电平数为N+1电平。

式中：Npa为上桥臂投入的子模块个数;Nna为下桥臂投入的子模块个数。

当其满足下式时，输出相电压电平数可以达到2N+1电平。

式中：K取值为N-1,N,N+1。

要维持直流侧电压的稳定，需要每相中投入的子模块电压和与桥臂电抗压降之和为直流侧电压。假如各相子模块电容电压完全均衡，并为USM。当该相投入子模块个数满足式(1)时，桥臂电抗压降之和为0，满足式(2)时，桥臂电抗压降之和大小在0,-USM,USM之间变化。MMC的环流分量是由桥臂电抗压降之和的大小决定的[7]，该特性使得输出相电压为2N+1电平时，MMC相间环流相对于输出相电压为N+1电平时较大，会增大MMC系统损耗。而随着输出电压电平数目的增多，在同等开关频率下输出相电压为2N+1电平的THD减小，进而简化输出滤波器的设计，同时其输出电压du/dt减小会减轻其引起的电磁干扰。

3 载波层叠技术

载波层叠技术采用调制波与多个叠加的载波相比较的方式，产生相应的数量触发脉冲，易于MMC扩展任意电平数目。

3.1 载波层叠调制策略

根据三角载波之间相位关系的不同，载波层叠调制分为：同相层叠、正负反向层叠、交替反向层叠调制，本文针对同相载波层叠调制进行分析。同相载波层叠调制策略如图3所示，其中C1,C2,C3,C4为4个相位相同的载波，Us(t)为调制波，在每个载波周期Tc内，调制波和载波相比较，产生4路脉冲，根据电容电压均衡策略，将其分配给相应的子模块控制其工作状态。

3.2 载波层叠技术实现N+1电平

上桥臂载波与调制波如图3所示，在每个载波周期Tc内，通过调制波与载波的比较可得N路触发脉冲，其中包括Npa路开通脉冲使相应数量的子模块处于投入状态，1路PWM脉冲使1个子模块的工作状态在投入与切除之间变化，N-Npa-1路关断脉冲使相应数量的子模块处于切除状态，将此N路触发脉冲发送给上桥臂的N个子模块作为其开关管的触发信号，同时将此N路脉冲取反，发送给下桥臂的N个子模块作为其开关管的触发信号，则上下桥臂中的PWM脉冲互补。可保证在各个时刻该相上、下桥臂投入的子模块总数恒为N，满足式(1)，可实现输出相电压为N+1电平。

3.3 载波层叠技术实现2N+1电平

当上、下桥臂的载波相同，且调制波反向时，在每个载波周期Tc内，通过调制波与载波相比较，上桥臂产生Npa路开通脉冲，1路PWM脉冲，N-Npa-1路关断脉冲，下桥臂产生N-Npa-1路开通脉冲，1路PWM脉冲，Npa路关断脉冲。因上、下桥臂产生的PWM状态的脉冲并不能保持为互补状态，导致在各个时刻一相上、下桥臂中处于投入状态的子模块数量不恒为N。图4以A相为例，在一个载波周期Tc内，分析了该相各时刻投入的子模块总数，因通常载波比很大，可假定调制波的大小在Tc内为一常数，其中上桥臂调制波为Upa_s，下桥臂调制波为Una_s。

由图4可知，在载波周期Tc内，对任意Upa_s与Una_s的取值，A相投入的子模块总数，在t0t1与t4t5内为N+1个，在t1t2与t3t4内为N个，在t2t3内为N-1个，满足式(2)，则可实现输出相电压为2N+1电平。

3.4 子模块电容电压均衡策略

应用载波层叠技术实现输出相电压为N+1电平与2N+1电平的调制策略所采用的均压策略相同：首先根据采样的子模块电容电压值进行排序，当桥臂电流为正时，处于投入状态的子模块会吸收功率进行充电，将电容电压值较小的子模块投入，使其充电以升高其电压值。当桥臂电流为负时，处于投入状态的子模块会释放功率进行放电，将电容电压值较大的子模块投入，使其放电以降低其电压值。通过控制子模块的充放电，来达到子模块电容电压均衡的目的。调制波与载波的比较结果决定了子模块处于投入与切除状态的数量，子模块电容电压排序结果和桥臂电流方向决定了子模块的工作状态，在硬件条件允许的情况下，该均衡策略并不受桥臂中串联的子模块数量的限制，理论上可实现MMC输出任意电平数。

4 仿真分析

4.1 输出相电压N+1电平仿真分析

在Matlab/Simulink仿真环境中，按照以下参数搭建三相5电平仿真模型：各桥臂包含4个子模块，直流侧电压为800 V，调制波频率50 Hz，载波频率5 kHz，调制度为1，桥臂电抗为11 mH，负载由100Ω的电阻和60 mH的电抗组成，仿真结果如图5～图7所示。

由图5可知，因桥臂子模块N为4，输出相电压波形为N+1=5电平，输出电平数与理论分析相符。输出相电压总谐波畸变率THD为24.72%，输出相电流基本无畸变。由图6可知，上桥臂4个子模块电容电压波动趋势相同且范围很小，为电容电压值的1.5%左右，均衡效果良好。

当每相处于投入的子模块个数保持为N时，因各桥臂电压和应与直流侧母线电压值相等，则各相上、下桥臂电抗的压降之和应为0，由图7可知，其与理论分析相符合。

4.2 输出相电压2N+1电平仿真分析

在Matlab/Simulink仿真环境中，按照5电平的参数搭建三相9电平仿真模型，仿真结果如图8～图10所示。由图8可知，输出相电压为2N+1=9电平，且随着电平数量的增加，输出相电压THD由原来的24.72%降低为12.72%，输出相电流波形也得到相应的改善，输出相电流几乎无畸变。

由图9可知，在输出相电压提高的同时，输出相电压2N+1电平的上桥臂4个子模块电容电压均衡效果和N+1电平基本一致。

当桥臂中子模块投入的个数在N,N+1,N-1之间变化时，为保持直流侧电压的稳定，则各相上、下桥臂电抗的压降之和在0,-USM,USM之间变化，由图10可知，上、下桥臂电抗电压和在0,-200,200间变化，其与理论分析相符合。

5 实验分析与结论

在搭建的MMC单相样机上按照以下参数对输出相电压为N+1电平和2N+1电平的调制策略进行实验验证：各桥臂包含4个子模块，直流侧电压100 V，调制波频率50 Hz，载波频率5kHz，调制度为1，桥臂电抗为5 mH，负载由50Ω的电阻和15 mH的电抗组成。实验结果如图11、图12所示。

图11为N+1电平波形图，因N为4，输出相电压为N+1=5电平，子模块电容电压值在25 V左右波动，且上、下桥臂电抗电压和基本为0 V。图12为2N+1电平波形图，输出相电压为2N+1=9电平，子模块电容电压波动与N+1电平基本一致，上、下桥臂电抗电压和在0,-25,25之间变化。

本文基于载波层叠技术，在分析各相投入的子模块数量的基础上提出了如何实现输出相电压为N+1电平与2N+1电平的调制策略，该调制策略无需数学计算，且子模块电容均压时只需排序，实现简单，易于MMC扩展到任意电平数目，仿真和实验结果验证了调制策略的可行性。

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多电平调制 第2篇

近年来, 随着工业中对大功率变换装置要求的日益增加, 多电平变换器由于其较低的输出电压谐波, 较小的开关损耗, 器件应力较小等优点受到越来越多的关注[1], 多电平变换器主要有3种拓扑形式:中性点钳位型、飞跨电容型、H桥级联型。

多电平变换器的PWM调制方法可分为两类:空间矢量调制技术与基于电压等级的调制技术[2], 如图1所示, 空间矢量调制技术由于高电压利用率, 低谐波含量等优点在低电平领域广泛应用, 但对于5电平以上的电路, 控制算法将非常复杂。基于电压等级的调制技术又可以分为多载波PWM调制, 混合调制, 特定谐波消除 (SHE-PWM) , 阶梯波调制等。

电池储能功率转换系统如图2所示, 其单相基本结构是一个H桥级联型的多电平变换器, 由储能电池, H桥逆变器等组成。PCS是储能系统能量控制的核心, 主要实现充放电控制, 功率控制等功能。

适用于H桥级联型变换器的调制方法主要是多载波PWM调制, 混合调制以及阶梯波调制。SHE有较好的谐波特性, 但不能够在线运算, 且其运算复杂度也随电平数的增加而几何倍增加;混合调制策略主要针对于直流侧电压不等的情况;阶梯波调制虽然在高电平情况下计算较复杂, 但是针对储能电池与PCS系统组成的大容量储能功率转换系统, 阶梯波调制有其自身的优势。

对由多载波PWM调制衍生出两类调制方法:载波层叠PWM (level shifted PWM) 以及载波移相PWM (phase shifted PWM) 。其中载波层叠PWM又包含同相层叠PWM (phase dispositionPWM) , 反向层叠PWM (phase opposition disposition-PWM) , 交替反向层叠PWM (alternative phase opposition disposition-PWM) 3种方式。

在3种层叠调制方式中, PD-PWM有相对较好的电压谐波特性[3]。本文基于H桥级联多电平结构设计出10 k V/2 MW的储能功率转换系统, 对PS-PWM, PD-PWM, 阶梯波调制3种方法进行了一系列研究, 并根据PD-PWM及阶梯波调制衍生出一种简单的阶梯波调制策略。

2 PS-PWM调制及直流侧谐波分析

对于载波移相调制, 分为单极性调制与双极性调制, 两者产生的电压可以等效, 仅以双极性调制为例, 图3为5电平双极性调制波及输出电压。

在PS-PWM调制下, N电平级联型H桥单相变换器输出相电压为

整个解析式由两部分组成。

基波分量:

载波次倍频的奇次边带谐波:

分析上式, 可以看出:

1) PS-PWM方法将2N′倍开关次谐波之前的开关次谐波全部消除, 仅含有2N′倍开关次谐波的边带谐波;

2) 等效开关频率为2N′倍载波谐波。

PS-PWM调制方式由于其良好的电压谐波特性以及可模块化扩展等特点在工业中被广泛应用。

然而在大容量电池储能系统中, 如图4所示为整个PCS系统发出有功时某一个H桥与电池间的直流侧电流。可以看出, 整个电流为一个二次脉动且参杂了高频脉冲的电流, 这些高频电流将可能在电池充放电过程中对电池产生不利影响, 缩短电池寿命, 进而影响整个系统的稳定性。

3 PD-PWM调制

对于层叠法PWM调制, 一个N电平的多电平变换器需要N-1个三角载波, 需要N′= (N-1) /2个H桥功率单元级联。以5电平为例, 其层叠法PWM调制波以及输出相电压如图5所示。

每个H桥功率单元输出三电平电压, 经级联叠加输出5电平相电压。

本质上, 整个储能功率转换系统由3个多电平变换器并联而成, 因此, 仅分析在两种调制方法下A相PCS的输出电压, 对于其余两相的调制方法类似, 仅ABC三相正弦调制波分别互差120°。

在PW-PWM调制法下, N电平级联型H桥单相变换器输出相电压为[4,5]

整个解析式由4部分构成。

基波分量:

奇次载波谐波:

奇次载波倍频的偶次边带谐波:

偶次载波倍频的奇次边带谐波:

对于B, C相, 其输出相电压用ωst±120°代替上式中ωst可得。

分析上式, 可以得出解析式的主要特征:

1) 相电压的主要谐波分量集中在开关次谐波且由于其为共模分量, 在其余两项大小相位相同, 线电压中将不再含有开关次谐波, 因此, 对于PD-PWM调制具有优越的线电压特性;

2) 奇次载波倍频附件存在偶次边带谐波, 同样的偶次载波倍频附近存在奇次边带谐波;

3) 等效开关频率等于载波频率。

4 阶梯波调制及一种简单的实现方式

4.1 阶梯波调制原理

阶梯波调制的实现分为两种:一种为利用等面积法则, 计算每个阶梯波占空比, 再转化为PWM信号, 由于需要进行离线计算, 对于多电平变流器尤其是大于5电平的电路, 控制较为复杂, 不再详细阐述;另外一种等同于载波层叠调制方法, 即将载波频率降低至100 Hz, 以此生成阶梯波并通过叠加的方式输出阶梯电压。

调制原理图如图6所示。

这种阶梯波调制可以能够有效地避免高频脉冲电流, 然而在5电平以上的情况下, 特别是针对大功率系统其控制策略将更加复杂, 且不易实现通过载波轮循实现H桥功率均衡的目的。

4.2 简化的阶梯波调制实现方法

通过图6可以进一步分析, 如果逐步缩小载波频率直到0 Hz, 三角波退化成为直线, 依然可以实现生成阶梯波的目的, 以5电平H桥为例详细阐述这种新型阶梯波调制方式的调制原理, 如图7所示。

图7中正弦波为调制波, 4条直线C1, C1′, C2, C2′分别为两对载波, 相邻载波幅值差为定值1/2, 每对载波幅值分别为±0.5, ±1。

每上下一对载波对应控制1个H桥的2个桥臂, 桥臂的上下开关波形互补对称。对于1个H桥单元, 当调制波大于对应载波的上载波时控制H桥输出E, 位于一对载波之间时输出0, 小于下载波时输出-E。则2个H桥输出波形叠加为5电平阶梯波, 对于N电平H桥系统, 则需要N′= (N-1) /2对载波, 相邻载波幅值差为1/N′, 第i对载波幅值为其中, i=1~N′。N′对载波可控制输出2N+1电平阶梯波。

通过分析可以预测这种新式阶梯波调制的特点与优势为:1) 由于载波退化为直线, 调制原理简单, 比对简便, 在工程应用中, 可靠性更高;2) 对于多电平变换器, 这种新型阶梯波调制更易扩展, 仅需要增加相应幅值的线性载波即可;3) 一个工频周期内, 每个H桥仅变换4次工作状态, 则开关损耗将大大缩小;4) 对于大容量电池储能系统, 能够有效减少高频脉冲电流信号, 降低脉冲电流对电池的不利影响。

4.3 阶梯波调制下调制比对输出波形的影响

若假设在N′个H桥级联变流器系统中, 直流侧电池电压为VDC, 对上述N电平阶梯波调制下输出相电压进行傅里叶分解, 如下式所示:

式中:θ为阶梯波调制下, 正弦波与载波所决定对应H桥的开关角度。

以k=5为例, 阶梯波调制开关角如图8所示。

根据解析式可知, 当n=1时, 即为输出相电压的基波电压表达式, 如下式所示:

设调制比为m=Us/Uc, 其中Uc=1, 则可知, 当调制比变化时, 开关角随之改变, 但msinθk=k/N′恒成立, 这是由载波特性以及所选取开关角度的方式决定的。由于θk是关于调制比m的函数, 因此可利用其判断调制比对基波电压的影响。将式 (4) 左右两侧对m求导, 化简可得:

式中:N′为H桥级联个数;m为调制比;k为第k个阶梯波, k=1~N′;Np为在一定调制比m下的最大阶梯数。

观察上式由于在m较大时, Np较大, cosθk较小, 原式可简化为

由以上两式可以看出, 随着m的减小, 阶梯波数逐渐减少, 输出电压有效值逐渐减小, 且其减小速率随m减小而逐渐增大。

对于并网的变流器, 由于连接电感的压降一般为系统的5%, 因此, 整个系统的调制比将处于一个较高的位置;而对于高压变频器等产品, 其可输出电压范围一般为30%~100%, 调制比变化范围较大, 较低的调制比将影响其输出特性。

5 基于Simulink的12H桥储能系统下的仿真验证

通过Matlab中Simulink工具设计2 MW/10 k V的储能功率转换系统, 分别采用PS-PWM、线性调制策略得出相关实验波形。整个系统的电路参数选择如下:电网线电压Ula, Ulb, Ulc=10 k V, 系统视在功率Ps=2 MVA, H桥级联个数N=12, 连接电感L=8 (5%) m H, 直流侧电压E=1 200 V, 载波三角波频率Fc=1 000 Hz。

系统通过前馈解耦实现对PCS系统的功率控制, 当系统满功率P=2 MW, Q=0 Mvar运行时, 采用这种新型阶梯波控制的输出相电压及系统输出功率如图9所示。

分析图9可验证通过这种调制方式能够输出阶梯波电压, 满足系统需求。

采用PS-PWM调制以及阶梯波调制分别控制系统满功率P=2 MW运行时, 直流侧电流如图10所示, 选择第1, 2, 7, 11, 4个H桥的直流侧电流。

图10a为PS-PWM调制下的直流侧电流, 其各个H桥直流侧电流相同, 且均含有高频电流。这是由于PS-PWM调制的原理决定的, 每个H桥直流侧电流均含有1 k Hz开关频率的高频脉冲电流。这就需要在电池侧并联一个较大的电容, 以去除高频成分。

图10b为阶梯波调制下的直流侧电流, 其每个H桥输出功率并不均衡, 高频成分较少且与模块数量、次序有关, 对电池的影响小于PS-PWM调制, 但仍需要串联电容以去除高频成分。

另外当系统功率因数不同时, 两种调制策略下电流波形均发生相移, 图11为输出纯无功时的直流侧电流图。

为进一步验证调制比对输出电压的影响, 在开环情况下计算得到不同调制比下基波有效值以及THD值如表1所示。根据表1可知, 随调制比m减小, 阶梯波调制下的PCS输出电压近似线性下降, 整个THD含量随之增加, 且当调制比低于0.5时, THD迅速增大, 电压下降速度加快, 与调制比m的非线性程度增加。

另外对于阶梯波调制, 较低的调制比将导致某些H桥单元长时间保持不工作状态, 将产生功率不均衡的后果, 因此应保持较高的调制比。且对于阶梯波调制来说, 由于其载波频率很低, 则其动态响应特性不如载波移相调制。

6 结论

本文对级联系统中几种使用较广的载波PWM调制方法进行比对, 设计出一种简单的阶梯波调制实现方法, 通过分析其不同调制下输出电压谐波分量, 得出以下结论:载波相移PWM调制具有优良的谐波特性, 等效开关频率很高, 然而直流侧电流高频成分较大。PD-PWM下输出线电压具有优良的谐波特性, 主要谐波分量集中在开关次。

本文所提出的简单的阶梯波调制策略可实现性更强, 可大大降低开关损耗;针对大容量电池储能功率转换系统, 其可以有效减少直流侧电流高频谐波含量, 对多电平变流器的调制策略的衍生有一定研究意义。另外其本身将导致各个H桥模块功率不均衡, 需要进一步通过轮循载波的方式实现功率均衡[6,7], 且当调制比较低时, PCS输出波形将会有较高的谐波含量。

摘要：主要针对H桥级联型大容量电池储能功率转换系统 (PCS) 调制策略进行了理论分析和研究。首先针对载波移相PWM调制, 载波层叠PWM调制以及阶梯波调制分别分析了其电压频谱特性, 并设计出一种简单的阶梯波调制方法。其次基于容量等级和额定电压为2 MW/10 kV的储能功率转换系统, 构建了Matlab仿真模型, 仿真验证了这种阶梯波调制的有效性并比对不同调制方法的差别。

关键词：多电平调制,电池储能功率转换系统,H桥级联

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新型混合级联多电平换流器调制策略 第3篇

目前,适用于直流输电的电压源换流器拓扑结构根据桥臂运行特性大致可划分为以两电平换流器为典型代表的可控开关型换流器和以模块化多电平换流器(MMC)为典型代表的可控电源型换流器两大类[1,2]。传统两电平换流器技术成熟,现有大部分输电工程采用该拓扑结构[3,4],但存在开关频率高、损耗大、电压及功率等级提升困难、对串联器件的开关一致性要求严格等缺点。标准的MMC采用半桥子模块级联形式,易于扩展到任意电平输出,具有较低的谐波畸变率,且可采用较低的开关频率,然而难以应对直流故障,需要通过断开交流侧断路器实现故障清除。采用全桥子模块的MMC能够处理直流故障[5],但器件数量大大增加。

2010年,ALSTOM公司提出了结合以上2种拓扑特点的可控开关电源型混合式换流器,其存在多种具体的实现形式[1,2,6,7,8,9]。其中,一种新型混合级联多电平换流器(HCMC)因具有模块数量少、可以实现直流闭锁且故障期间作为静止同步补偿器(STATCOM)运行等优点,逐渐受到学术界和工业界的青睐。该拓扑的关键结构有2部分,即由绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串联组成的导通开关和全桥子模块级联而成的整形电路。该拓扑提出时间较短,相关研究和分析尚不深入。文献[2]和文献[6]主要从原理上概述了该拓扑特点与运行机理,并仿真分析了其在交直流故障下的系统响应特性,但若干亟待解决的关键性问题并未详细阐述,如控制结构设计、调制策略选取与具体实现、子模块电容电压均衡等,这些问题能否妥善解决直接决定换流器运行性能的优劣。本文重点研究了HCMC的调制方式和子模块均衡策略,通过协调控制导通开关的开断和整形电路中级联子模块的投切,保证系统在稳态和直流故障期间能正常运行或动作,最后在PSCAD/EMTDC中仿真验证了所述策略的有效性。

1 拓扑结构和基本原理

HCMC基本拓扑结构如图1所示。

图中:N为直流侧的中性接地点;Uw为整形电路电压;USM为全桥子模块输出电压;Udc为直流电压。导通开关由多个IGBT串联而成,每相有上下2个导通开关,三相6个导通开关构成桥式电路,导通开关用Si(i=1,2,,6)表示。每相整形电路由级联的子模块(SM1至SMn)构成且整形电路位于导通开关的交流侧。若整形电路位于导通开关的直流侧,则构成了HCMC的一种对偶结构形式,文献[7]称之为“桥臂交替导通换流器”。每个子模块采用由4只IGBT组成的H桥结构,子模块电容额定电压为Uc。正常情况下根据输出电压极性大小,可将子模块运行状态分为3种,相应的IGBT开关状态如表1所示。当输出电平为+Uc时,称为“正投入”;当输出电平为-Uc时,称为“负投入”;当输出电平为0时,称为“切除”。4个IGBT均关断的非正常状态称为“闭锁”。

注:T1与T3、T2与T4状态互补。

稳态运行时,导通开关循环交替导通或关断各个桥臂,通过投入或切除整形电路中的级联子模块,使输出交流电压波形逼近所期望的正弦参考波。当所有导通开关均导通时,换流器将重构为星形连接的STATCOM,可在直流故障期间向交流系统提供无功支持。关断导通开关和级联模块内所有的IGBT可以实现换流器闭锁过程,因此,HCMC具有3种工作模式,即正常运行模式、STATCOM模式和直流闭锁模式。

为便于理解和分析该拓扑的核心工作机制和能量传递过程,假设:(1)各相子模块参数一致,不考虑开关延时;(2)换流器输出三相对称的正弦电压与电流;(3)直流侧电压平滑。定义a相开关状态量ma与导通开关S1和S4开断状态之间的关系如表2所示(为简化说明,以a相为例,b相和c相可以类推)。

正常运行模式下,同相上下导通开关的开关状态是互补的。换流器基本特性可由式(1)至式(3)确定,即

式中:va(t),Um,ia(t),Im分别为换流器出口相电压瞬时值、相电压幅值、线电流瞬时值和线电流幅值;uwa(t)为a相整形电路两端电压;ω为系统角频率;φ为电流滞后电压的相角。

2 导通开关的稳态调制策略

降低导通开关开断频率可有效减少开关损耗,为此本文提出一种不对称方波基频调制策略,通过引入子模块电容电压平均值作为反馈量,以保证整形电路总能量变化均衡。

2.1 调制机制和能量平衡

不对称方波调制原理如图2所示。

开关量ma由式(4)确定,即

式中:sgn(x)为符号函数;V0为三相电压零序分量,通过调节其大小控制导通开关开断时刻以调整充放电时间,使得整形电路在一个基频周期内与外界的交换能量为0。

由式(4)即可确定导通开关的2个开断时刻。定义调制占空比τ为上桥臂在一个基频周期内开通的时间比率,当τ=0.5时即为传统的对称方波基频调制,是本文所提策略的特例。

引入电压调制比ku[10]:

根据图1所示的电压、电流方向,并结合式(3)和式(7),求得a相整形电路向外界释放的瞬时有功功率pwa(t)为:

在一个基频周期内,a相整形电路所释放的能量Wwa为(推导过程见附录A):

式中:Pcon为换流器三相输入功率。

保证子模块电容电压平衡的前提是在一个基频周期内整形电路与外界的能量交换为0,令Wwa=0,得到如下稳定约束:

为了维持直流侧电压,通常需要保证任意时刻至少有一个上桥臂导通开关和一个下桥臂导通开关同时处于导通状态,因此

联立式(10)和式(11),可以得出电压调制比的取值范围如下式所示。

2.2 控制器设计

由式(9)可以看出,为满足能量平衡的要求,可控量有2个(τ和ku),且变化需在式(11)和式(12)确定的有效范围内。由式(7)可知,ku的变化可通过调节换流变压器的抽头挡位改变阀侧电压来实现。由式(6)和式(7)可知,τ的变化是通过控制V0的大小来实现的。当系统运行在某一特定工况时,即换流变压器抽头挡位保持恒定且有功功率和无功功率已知,由于此时ku确定,为使整形电路与外界能量交换平衡,因此,需要调整V0以满足式(12)的约束。

从能量的角度考虑,模块电容电压的变化是由于其与外界存在能量交换(充电与放电过程),模块电容电压的平均值波动可以反映整形电路所储存和释放能量的总体情况。为此,引入三相整形电路所有子模块电容电压的平均值Uc作为反馈量以控制导通开关开断时刻。即

式中:N为每相整形电路的子模块总数。

联立式(7)和式(11),解得V0最大变化范围为:

综合上述分析,设计导通开关的控制结构,如图3所示。

由于反复的充放电过程导致子模块电容电压存在波动分量,为此配置了一个二阶低通滤波器以提取其直流分量,通过与电容电压额定值比较,再经过比例积分(PI)控制器,得到直接控制量V0。值得注意的是,此时V0已不是理论分析中假设的平滑直线,而是以其为中心上下波动的曲线。为防止出现因V0抖动导致导通开关在短时间内多次开断的现象,设计单稳及采样保持电路,先处理由不对称方波调制模块产生的脉冲信号,之后再触发相应的导通开关。换流器出口电压参考波一般是由换流器级非线性控制器根据上层有功类或无功类控制指令,通过解耦控制得到的输出量[11]。然而导通开关的控制只能保证整形电路的总能量均衡,各个子模块电容电压均衡和能量再分配需要通过第3节所述的子模块电容电压均衡策略实现。

3 整形电路的稳态调制策略

整形电路的调制策略是指通过合理安排各级联子模块的导通和关断状态,使合成的阶梯波逼近所期望输出的正弦波,同时保证子模块电容电压波动在一定范围内。为此,本文提出一种适用于HCMC结构特点的改进载波移相调制方法,根据调制波与参考波,比较得到需要投入的模块数量,基于电流和模块电压监测结果,并根据子模块电容电压均衡策略触发相应的子模块。

3.1 改进载波移相调制

多电平拓扑结构的常见控制方法有最近电平逼近控制[12]、空间矢量控制[13]和载波移相控制[14]等。其中最近电平逼近调制实现简单,但动态调节困难且性能结果较差,适于子模块特别多以至于谐波性能不再成为限制因素的场合;空间矢量控制中电平数与电压空间矢量数呈立方关系,在电平较高场合受到限制;载波移相调制能在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果且易于实现[14],在级联多电平换流器和MMC等领域应用广泛。然而传统方法一般针对桥臂N个子模块单独应用低频率的脉冲宽度调制(PWM),生成N组相对独立的调制信号,分别驱动相应的功率器件。由于实际电路中存在元件参数、器件损耗、脉冲延时等差异,导致子模块性能难以达到完全一致,因此各个子模块电容电压动态平衡较为困难[15]。

本文提出的改进载波移相控制方法,作用在于确定某时刻子模块的投切量而不再产生具体子模块的驱动信号,是否触发特定子模块由子模块电容电压均衡策略确定。载波由N组初始相角相差2π/N的单极性三角波组成,载波频率为fcr,三角波的幅值为NUc。各相整形电路的期望波由导通开关控制器给定,如图3所示。由于采用单极性的三角载波,故取期望波的绝对值作为参考波。定义幅度调制比kc为:

当kc>1时,换流器进入过调制状态。为防止稳态运行时过调制状态的出现,需要控制换流变抽头挡位和零序控制量V0,满足

子模块投入的数量np为:

式中:step(x)为电平函数;Vcarrier(i)为单极性三角波电压。

由于子模块采用全桥结构,正投入可输出正电平,负投入可输出负电平。仅知道投入数量仍无法确定投入状态,为此引入带符号的投切量n:

当n>0时,意味着正投入np个子模块;当n<0时,表示负投入np个子模块。

图4给出了该调制方法实现的原理图。假设换流器每相整形电路有6个子模块,子模块电容电压额定值为10kV,直流侧电压为80kV,电压调制比为1.2,输出功率为80 MW,电流滞后电压角度为30°,载波频率为50Hz。

3.2 子模块电容电压均衡策略

子模块电容电压均衡策略的基本思想是收集子模块电容电压监测信号并对其排序,根据相电流极性和投切量,选择正投入、负投入和切除相应子模块,对整形电路总能量进行重新再分配,保证同相各子模块电容电压波动在允许范围内。为了减小各子模块电容电压间的相互偏差,投切遵循的基本原则是:优先对电容电压高的子模块放电,优先对电容电压低的子模块充电。具体步骤可按上述原则列出,此处不赘述。

4 直流故障时的调制策略

直流侧常见故障[16]包括直流单极接地短路故障、直流双极短路故障和断线故障。现有绝大部分拓扑结构的换流器不具备直流闭锁能力[5],一般采用断开交流侧断路器的方式来实现故障清除;为降低直流线路故障率,通常采用昂贵的电缆。HCMC与以往拓扑结构相比的最大优势在于具备直流闭锁能力,通过闭锁所有子模块和导通开关内的IGBT,进行短时故障清除。当直流侧发生永久性故障时,HCMC可以运行在STATCOM状态,为交流侧提供动态无功支持,尤其适合于风电场并网场合。此时所有导通开关导通,即处于表2中的状态3。HCMC重构为星形连接的STATCOM,换流器只需针对整形电路内的级联子模块进行调制和控制。因为表2已定义STATCOM模式下ma=0,故在该模式下式(3)仍满足,因此式(3)可表示为:

整形电路稳态调制策略实现流程和步骤可应用在STATCOM模式下,区别在于两者期望波和参考波不同,后者由式(21)确定。此时参考波最大值为:

为防止STATCOM稳态运行出现过调制,在选择子模块电容和数量时需要考虑满足:

5 仿真分析与验证

在电磁暂态软件PSCAD/EMTDC中搭建三相HCMC仿真平台,验证本文所提出的调制策略。系统基本参数:额定直流电压为±150kV,额定功率为300 MW,交流系统电压为110kV,短路容量为3 810 MVA,X/R=8,子模块电容为3 000μF,额定电压为15kV。换流变压器采用YNd11连接,漏抗为0.1(标幺值),变比为110kV/233.9kV,有载调压变压器抽头位于二次侧,每挡位1.25%;每相有15个子模块,子模块电容为3 000μF,额定电压为15kV;直流侧采用理想直流电压源和线路电阻模拟,直流电压为300kV,线路电阻为1Ω,直流侧采用大电阻接地方式,接地电阻为3 000kΩ。载波移相调制中载波频率为250 Hz,排序频率为4 000Hz。稳态运行时,换流器级系统矢量控制器采用定有功功率和定无功功率控制;直流故障期间,在STATCOM运行模式下,采用定子模块电容电压和定无功功率控制。

仿真情景1:假设各子模块在0.3s预充电完毕,然后进入稳态运行模式,其间有功功率参考值为300 MW,无功功率参考值为-60 Mvar。为满足式(12)给出的电压调制比范围,变压器抽头位置处于-1挡。导通开关的调制策略如图5所示。稳态运行时S1和S4开关状态互补,当a相参考波大于零序控制量V0时,S1导通、S4关断,反之则S1关断、S4导通。由于V0存在波动,如果直接根据式(4)生成的触发脉冲会导致导通开关出现短时间内反复关断现象,如图5(b)所示。为抹去小脉冲,本文设计了单稳及采样保持电路对初始触发信号进行修正,修正后的触发信号如图5(c)所示,保证了调制策略的基频特性。

整形电路的稳态运行特性如图6所示。其结果显示,整形电路通过投切级联子模块合成的电压波形,与期望波十分逼近,波形转折点与图5所对应的导通开关开断时刻相关;子模块电容电压波动控制在5%以内,实现了整形电路能量储放守恒,验证了子模块电容电压均衡策略的有效性。在本文所述的调制策略下,系统具有良好的运行性能和波形质量(电压畸变率为1.27%,电流畸变率为0.99%,如附录B图B1所示),故适合于系统对谐波性能要求较高的场合。

仿真情景2:假设在0.7s直流侧发生永久性双极短路故障,换流器监测到故障后(不考虑延时)立即闭锁并持续0.2s,其间断开直流线路,而后将换流器运行在STATCOM模式下,无功参考值为-120 Mvar。

不同模式下系统的基本运行特性如图7所示。STATCOM模式下子模块电容电压和整形电路电压波形如图8所示。其中图8(b)是图8(a)中虚线框内波形进行放大后的波形。

由图7和图8(a)可以看出,直流闭锁期间,子模块电容电压保持恒定,0.9s时换流器解锁,系统由闭锁模式平稳地切换到STATCOM模式,最终实现对交流系统的动态无功补偿。图8(b)和图8(c)结果表明,电容电压波动在2%以内,整形电路输出合成波形逼近正弦,从而验证了本文所设计的调制策略和子模块电容电压均衡策略的有效性。

6 结语

HCMC最大的优势在于能够实现直流故障自清理,但拓扑结构和控制系统相对复杂,稳态运行时整形电路和导通开关的协调配合是难点,本文重点研究了2个关键部分的调制和配合策略。为了减少导通开关的开关频率和运行损耗,本文提出了具有基频开关特性的不对称方波调制;而所应用的改进载波调制尽管能够实现电容电压平衡,但尚未对如何减少整形电路器件开关频率作进一步深入研究,因此优化整形电路子模块投切策略将是本文下一步需要研究的内容。

附录见本刊网络版(http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx)。

多电平调制 第4篇

随着全控型电力电子器件的发展,使用由其构成的电压源换流器(VSC)进行直流输电成为可能[1,2,3]。电压源换流器型高压直流(VSC HVDC)输电技术可以实现有功和无功功率的快速解耦控制[4,5],与传统直流输电相比具有一系列的优点[6,7,8],其应用越来越多[1,8]。VSC是VSC HVDC输电系统的核心,目前有多种可行的拓扑结构[1,9]。使用两电平和三电平换流器的VSC HVDC输电已得到工业应用[8]。受电平数的限制,这些拓扑的输出特性较差[9],必须使用脉宽调制(PWM)技术[10],器件开关频率高,开关损耗较大[11,12];受单个开关器件耐压的限制,这些拓扑需要使用大量开关器件直接串联的技术,对各器件开通和关断的一致性、串联器件的均压特性等要求很高[3,9]。文献[13,14,15]提出的模块化多电平换流器(MMC)使用子模块串联的方法,避免了大量开关器件的直接串联,对器件的开关一致性要求不高[9],可以达到很大的电平数,输出特性好,适用于VSC HVDC输电领域[9,12]。MMC可以使用阶梯波调制降低器件开关频率,开关损耗较小[9,12]。但是,随着电平数的增加,也提高了其调制和控制的复杂性[16]。

本文根据最近电平逼近的思路[17,18],提出了一种适合MMC的调制策略,对其基波和谐波特性进行了理论计算,并在PSCAD/EMTDC平台上进行了仿真,验证了其实用性和有效性。

1 MMC基本原理

图1所示为MMC的拓扑结构。

图中,O点为零电位参考点,每个桥臂由1个电抗器和n个子模块串联而成,每一相的上、下2个桥臂构成一个相单元。图1也给出了每个子模块的结构。一个子模块共有3种开关状态[9]:①2个绝缘栅双极型晶闸管(IGBT)均闭锁,一般在启动和故障时使用,称为闭锁状态;②上部IGBT(T1)开通,下部IGBT(T2)闭锁,这时子模块输出电压为电容电压,称为投入状态;③上部IGBT(T1)闭锁,下部IGBT(T2)开通,这时子模块输出电压为0,称为切除状态。这样,可以通过触发来控制子模块的输出电压。出于模块化设计和制造的目的,各子模块额定值相同,且6个桥臂电抗值也相等。

MMC正常工作有2个条件:①直流电压的维持,对图1来说就是3个相单元中处于投入状态的子模块数都相等且不变,使uA1+uA2=uB1+uB2=uC1+uC2;②三相交流电压的输出,就是通过对3个相单元上、下桥臂中处于投入状态的子模块数进行分配而实现对换流器输出电压的调节。

当A相上桥臂所有n个子模块都切除时,uA1=0,a点电压为直流正极电压,这时A相下桥臂所有的n个子模块都要投入,才能获得最大的直流电压,从而提高器件利用率。又因为相单元中处于投入状态的子模块数是一个不变的量,所以一般情况下,理论上每个相单元中处于投入状态的子模块数为n个,是该相单元全部子模块数(2n)的一半。这样,单个桥臂中处于投入状态的子模块数可以是0,1,2,,n,也就是说MMC最多能输出的电平数为n+1。从该拓扑结构可以看到,MMC通过子模块串联很容易达到很大的电平数。而二极管钳位型多电平换流器和电容钳位型多电平换流器随着电平数的增加,拓扑复杂程度将大大增加[16]。

2 MMC调制策略选择

VSC HVDC输电控制器根据设定的有功、无功功率和直流电压等指令得到调制波(工频正弦电压波)。MMC的调制策略就是如何通过投入、切除子模块来使MMC输出的交流电压逼近调制波。当用于VSC HVDC输电时,为了满足高压大功率的要求,需要的电平数很多,往往在几十到上百电平[3],这种情况下谐波问题已不严重,阶梯波调制就能达到很好的输出特性,且其开关次数小于PWM,能够明显减少开关损耗[19]。多电平阶梯波调制有以下2类[17]:多电平消谐波调制和电压逼近调制。多电平消谐波调制根据不同的调制波幅值,利用基波和谐波解析表达式设定相应的几组开关角,工作时根据系统运行条件查表确定输出哪组开关角,其优点是能很好地控制谐波,缺点是动态特性差,计算量随着电平数的增大而急剧增大,适用于电平数不太多的场合[17]。电压逼近调制策略有空间矢量控制(SVC)和最近电平逼近调制(NLM)[17,18],其原理是使用最近的电压矢量或电平瞬时逼近调制波,适用于电平数很多的场合[17]。当电平数太多时,电压矢量数会很多,SVC的实现较复杂,因此,对用于VSC HVDC输电的MMC(电平数极多),NLM具有相对的优势。

3 NLM在MMC上的实现

用uS(t)表示调制波的瞬时值,UC表示子模块电容电压的平均值。一个桥臂含有的子模块数n通常是偶数。每个相单元中只有n个子模块被投入。如果这n个子模块由上、下桥臂平均分担,则该相单元输出电压为0。根据图2,随着调制波瞬时值从0开始升高,该相单元下桥臂处于投入状态的子模块需要逐渐增加,而上桥臂处于投入状态的子模块需要相应地减少,使该相单元的输出电压跟随调制波升高,将二者之差控制在±UC/2以内。可见UC是影响NLM逼近性能的关键参数。

本文根据最近电平逼近的思路提出NLM在MMC中的实现方法,在每个时刻,下桥臂和上桥臂需要投入的子模块数ndown和nup可以分别表示为:

$\begin{array}{l}n{}_{\text{d}\text{o}\text{w}\text{n}}=\frac{n}{2}+\text{r}\text{o}\text{u}\text{n}\text{d}\left(\frac{u{}_{\text{S}}}{U{}_C}\right)(1)\\ n{}_{\text{u}\text{p}}=n-n{}_{\text{d}\text{o}\text{w}\text{n}}=\frac{n}{2}-\text{r}\text{o}\text{u}\text{n}\text{d}\left(\frac{u{}_{\text{S}}}{U{}_C}\right)(2)\end{array}$

式中:round(x)表示取与x最接近的整数。

受子模块数的限制,有0≤nup,ndown≤n。如果根据式(1)、式(2)算得的nup和ndown总在边界值以内,称NLM工作在正常工作区。一旦算得的某个nup和ndown超出了边界值,则这时只能取相应的边界值。这意味着当调制波升高到一定程度,受电平数限制,NLM已无法将MMC的输出电压与调制波电压之差控制在±UC/2内,这时称NLM进入过调制区。

4 NLM的基波和谐波特性

设调制波uS=msin ωNt,由图2知NLM的输出电压波形为1/4周期奇对称,运用傅里叶级数理论,根据前1/4周期内的一组开关角就可以得到NLM的基波和谐波解析表达式:

$u{}_a(\omega {}_{\text{Ν}}t)=\frac{4U{}_C}{\text{π}}{\displaystyle \sum _{h=1,3,5,\cdots }^{\infty }\frac{1}{h}}$cos hθ1+cos hθ2+

+cos hθssin hωNt (3)

式中:θi为第1个1/4周期内第i个电平阶跃的电角度;s为第1个1/4周期内的电平阶跃数,通常等于n/2。

NLM的基波特性就是计算ua的基波幅值Ua1m逼近m的程度。使用反三角函数可以得到各开关角的解析表达式:

$\{\begin{array}{l}\theta {}_1=\arcsin \frac{0.5U{}_C}{m}\\ \theta {}_2=\arcsin \frac{1.5U{}_C}{m}\\ \\ \cdots \\ \theta {}_s=\arcsin (\min (\text{r}\text{o}\text{u}\text{n}\text{d}(\frac{m}{U{}_C}),\frac{n}{2})-0.5)\frac{U{}_C}{m}\end{array}(4)$

将式(4)代入式(3)中得到基波幅值:

$U{}_{a1\text{m}}=\frac{4U{}_C}{\text{π}}$$\sqrt{1-(\frac{0.5U{}_C}{m}){}^2}+$

$\sqrt{1-(\frac{1.5U{}_C}{m}){}^2}+\cdots +$

$\sqrt{1-\left[\frac{(\min (\text{r}\text{o}\text{u}\text{n}\text{d}(\frac{m}{U{}_C}),\frac{n}{2})-0.5)U{}_C}{m}\right]{}^2}\}(5)$

5 NLM的基波和谐波特性计算

Udc=nUC,将Udc/2作为相电压标幺化的基准值。对21电平系统,UC=Udc/20;对51电平系统UC=Udc/50。图3给出了4种不同电平数的NLM在不同调制波幅值m(标幺值)下的Ua1m/m值,可以看到NLM的基波逼近能力在较大范围内都很好。从21电平到31电平,Ua1m/m的波动明显减小;从41电平到51电平,Ua1m/m波动的减小已不明显。随着系统进入过调制区,Ua1m/m值会下降。

图4给出了4种不同电平数的NLM在不同的调制波幅值m下的电压总谐波畸变率(THD)。21电平、31电平、41电平和51电平NLM的THD基本上分别小于5%,4%,3%和2%。随着系统进入过调制区,THD值显著上升。结合图3和图4,当系统进入严重过调制区时,其性能会明显恶化。附录A图A1给出了21电平和41电平的2次～127次谐波(m=1),各次谐波幅值没有明显规律,但与基波相比都很小,基本上在1%以下。

6 NLM的基波和谐波特性仿真

搭建了基于NLM的21电平MMC仿真平台,该仿真平台是由MMC构成的两端VSC HVDC输电系统,能够实现2种模式:①子模块直流储能使用理想直流电压源;②子模块直流储能使用电容器,其子模块直流电压波动较大,这将导致MMC输出的阶梯波畸变。NLM仅给出某桥臂投入的子模块数,并不具体给出投入哪些子模块,这项功能由子模块电容电压均衡控制实现。在模式2中,对子模块电容电压使用如下的均衡控制策略[9]:监测各子模块电容电压值,在电平变化时刻,根据桥臂电流方向确定其对子模块电容是充电还是放电,结合对子模块电容电压的排序,决定投入电容电压偏低还是偏高的那些子模块。仿真系统中通过选用适当大小的电容值,将子模块直流电压波动控制在±10%以内。仿真研究是针对图1中ap点和an点的电压,取VSC HVDC输电系统整流侧的电压波形进行分析的。总直流电压Udc=400 kV(±200 kV),子模块电容电压额定值UC=20 kV。调制波幅值m为180 kV,其标幺值在0.9左右。

由图5和图6可见,使用NLM的MMC确实能很好地跟踪调制波。图7所示的THD仿真值与图4所示的THD理论计算值基本吻合。用电容储能时波形会畸变,THD会增大,但是只要将电容电压波动控制在一定程度内,系统性能仅是略有下降。实际上,ap点和an点是经过桥臂电抗与交流系统相连,这样,图1桥臂电抗器之后与交流系统相连的a点的THD小于ap点和an点,减小的程度由具体交流系统的谐波阻抗和桥臂电抗值共同决定。图8为模式2的Uap和Uan的THD。

7 结语

1)本文介绍了MMC的拓扑结构和工作原理。当MMC用于VSC HVDC输电领域时,需要的电平数很多,适合采用NLM。

2)本文给出了MMC的NLM实现方法及其基波、谐波特性解析表达式,计算了NLM的基波和THD随着电平数和调制波幅值的变化而变化的情况,指出了NLM在较大的工作范围内都有很好的调制波跟随性能和较小的谐波含量,当系统进入严重过调制区时,NLM的性能会明显恶化。

3)本文在PSCAD/EMTDC平台上搭建了基于NLM的两端MMC直流输电仿真系统,并使用了子模块电容电压均衡控制,给出了仿真系统跟踪调制波的能力和THD,仿真结果与理论计算值基本吻合,验证了NLM策略的实用性和有效性。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

多电平调制 第5篇

混合多电平逆变器所需功率开关器件数少,输出电压电平数多,以不同耐压等级、不同开关频率的功率开关协同工作于同一拓扑中,使得输出电压的谐波大为减小[1,2,3,4,5,6,7,8]。

传统PWM调制技术能够消除载波频率以下的低次谐波,但对于混合多电平逆变器已不再适用,因为如果让高压单元的功率开关工作在PWM高频状态,将产生大量的开关损耗,因此,文献[9]提出了混合调制策略,使得高压单元的功率开关工作在低频状态,而低压单元的功率开关工作在高频状态。但目前的混合调制策略要么是输出电压的等效载波频率仅为三角载波频率,要么三相逆变器输出线电压中相邻电平层有交叠现象,不能进一步降低谐波含量[10]。调制策略除了要有效降低谐波含量外,还需提高直流电压利用率、降低开关损耗[11,12,13,14]。对于混合多电平逆变器,在混合调制策略中进行优化控制,能有效提高这两方面的性能。

本文针对混合H桥级联型多电平逆变器,给出了相应的调制策略,并进行了优化控制,最后通过实验进行验证。

1 混合H桥级联型多电平逆变器

混合H桥级联型多电平逆变器是从功率开关的电压应力、拓扑结构的角度提出的多电平逆变器,功率开关承受的电压应力不同(一般是成倍关系),级联的若干基本功率单元的直流母线电压,或功率单元结构不对称[15]。图1所示为本文构建的三相混合H桥级联型多电平逆变器的一相。

图1中功率单元1为电容箝位型非对称H桥五电平逆变器,功率单元2为传统H桥,两单元级联,构成混合H桥级联型多电平逆变器。功率单元1左半桥a为4个高频低耐压功率开关管VS1~VS4,通过箝位电容Ccl,使得4个高频功率开关管均承受E的电压应力,而右半桥b为低频高耐压功率开关管VS5、VS6,均承受2 E的电压应力。功率单元2的功率开关管VS7~VS10均承受2E的电压应力,使得不同开关频率、不同耐压器件协同工作。

定义图1中的功率开关的开关状态互补对为:(S1=/S4),(S2=/S3),(S5=/S6),(S7=/S8),(S9=/S10),且均有1、0这2种开、关状态,箝位电容电压为Ucl=E,由图1分析可得该逆变器的输出电压uad为±4E、±3E、±2E、±E、0九电平电压,其开关函数为

2 新型锯齿载波交错相移混合调制优化控制

2.1 混合调制策略的基本思想

混合拓扑中,高、低频功率开关一起工作,处于低频(基频)工作状态的功率开关为阶梯波调制,功率单元i输出阶梯波电压ui。设混合拓扑的总调制波为Uref,低频调制功率单元(i-1)的输出电压为ui-1,则高频调制功率单元(i-k)的调制波ui-k为

其中,k≤i-1,i≥2,调制波ui-k与载波进行高频PWM调制,最后得到功率单元(i-k)的输出电压ui-k。由式(2)可得,各功率单元输出基波电压之和为混合拓扑总调制波Uref。因此,混合调制是通过式(2)重构高频功率单元的“调制波”,从而使得各功率单元进行相对独立的调制。其优点是,把复杂的混合拓扑“化归”到已有调制策略的拓扑,再利用重构的调制波进行调制。

2.2 新型锯齿载波交错相移混合调制

图2为新型锯齿载波交错相移混合调制策略原理图,功率单元2为低频阶梯波调制,其输出电压为三电平阶梯波ucd,如图2(a)所示。对于功率单元2输出的三电平阶梯波ucd,只要确定其导通角θ后就可以求出。而θ角的确定可以通过θ对应的总调制波Uref的值UC得到。

定义单相总调制波Uref为

其中,ma∈(0,1]为幅值调制度,ω为调制波角频率。对于功率单元2,其输出最高电压幅值为2E,由图2(a)和式(3)得:

当UC=2 E时,由式(4)可得功率单元2的导通角θ=arcsin[1/(2ma)],功率开关管VS7的驱动信号如图2(b)所示,而功率开关VS9的驱动信号由总调制波Uref的过零点产生,因此得图2(a)的ucd为功率单元2的三电平阶梯调制波,其傅里叶表达式为

由式(5)得,当n=1时,功率单元2的输出电压ucd的基波电压ucd1为

由式(4)(6)可得ucd的基波电压幅值Ucd1为

由式(2)可得功率单元1的重构调制波Uref1为

重构调制波Uref1的基波为

因此,功率单元1的调制就“化归”到锯齿载波交错相移SPWM调制,如图2(d)所示,只是由式(8)的重构调制波Uref1代替了正弦调制波。图2(e)、(f)分别为功率单元1的功率开关管VS1、VS2的高频PWM驱动信号Uref1,图2(g)为功率开关管VS5的驱动信号,由重构调制波的过零点产生。功率单元1的输出电压uab如图2(h)所示,为五电平电压,由式(9)得uab的基波电压幅值Uab1为

由式(7)(10)得全调制度范围内逆变器及各功率单元输出电压基波幅值如图3所示(图中,Uad、Uab、Ucd分别为逆变器总输出、功率单元1、功率单元2的输出电压幅值)。

2.3 锯齿载波交错相移混合调制优化控制

为了提高混合H桥级联型多电平逆变器的直流母线电压利用率、降低高频功率开关损耗,令三相正弦调制波为

充分利用调制波自由度,在式(11)中注入特定的混合分量uex=-uex1-4 E得到新调制波U*ref,并且有

以A相进行分析,要减少高频功率开关的开关次数,可以在ωt∈[7π/6,11π/6]使得A相新调制波U*ref_A“箝位”在恒值-4 E处,其优化控制原理如图4所示(图中,C1、C2为锯齿波形的载波),以此类推B、C相。

对于A相新调制波,在ωt∈[-π/6,π/2],由式(11)(12)得:

对式(13)求导得:

因此,ωt=π/3处为A相新调制波的极值点,由式(13)得式中即混合分量注入优化控制时正弦调制波的最大调制度为1.155,直流电压利用率可提高15.5%。

对A相新调制波U*ref_A,由式(12)得ωt∈[7π/6,11π/6]时,U*ref_A≡-4 E,如图4(a)所示。因此,对于任意调制度功率单元1进行锯齿载波交错相移调制时,在ωt[7π/6,11π/6)的区间内,功率开关管VS1、VS2保持关断而不作PWM动作如图4(b)(c)(d)所示,即逆变器各相的所有高频功率开关在这个区域恒为通态/断态,使得功率开关在一个基波周期内减少了1/3动作次数,从而降低了逆变器的开关损耗。

3 实验验证

为验证三相混合H桥级联型逆变器及其优化控制策略,在实验室构建的多电平逆变器平台上进行实验。锯齿载波频率fc=3.5 k Hz,三相负载电阻R=100Ω,控制电路以FPGA(Cyclone EP1C6Q240C8N)和TMS320F2812 DSP为核心,非对称H桥功率电路均采用IGBT(HGTG20N60A4D)功率开关,H桥采用IPM(iramx16up60a)。

图5为优化控制在不同调制度下功率开关管VS1的驱动信号波形,由此可见,在1/3基波周期内高频功率开关不作PWM动作,减少了1/3开关次数。图6为优化控制下不同调制度时逆变器输出相电压、线电压的实验波形及其频谱,优化控制后,正弦调制波的调制度可以达到1.155,相电压提高了15.5%的电压利用率。但相电压有1/3周期不进行PWM调制,存在混合分量引入的低次谐波。而对于本文构建的三相系统,采用新型锯齿载波交错相移进行高频PWM调制,其线电压波形消除了相邻电平层的交叠现象,等效载波频率(7 k Hz)为锯齿载波频率的2倍,提高了线电压波形质量,并且优化控制后线电压的谐波特性良好。

4 结语

多电平调制 第6篇

在离岸风电场、跨湾输电等输电场合,直流输电因为可以克服电容效应而被人们愈发重视[1,2]。传统的VSC-HVDC直流输电系统主要以两电平和三电平为主,因此受器件耐压限制,所能达到的电压等级不高,谐波较大。其中ABB公司的IGBT串联两电平拓扑,虽然提高了电压等级,但是存在着串联模块均压以及同时触发等问题。2002年,由德国学者提出了一种新型的多电平拓扑[3,4],即模块化多电平变换器 ( Modular Multilevel Converter,MMC) ,该结构具有高度模块化,通过模块级联就可以实现电压等级的提升[5,6,7]。西门子公司将该拓扑转化为了专利和产品应用于直流输电等场合,其中美国的Transbay工程,每相子模块级联数为200,输送功率可以达到400MW[5]。MMC一提出就受到了广泛关注,学者们对于MMC建模以及内部环流机制进行了大量研究[8,9,10]。此外,由于悬浮电容电压的平衡控制策略受制于采用的底层控制策略,因此对于MMC的底层控制以及子模块均压问题是一个研究热点[11,12,13,14,15,16]。

本文针对MMC中主要采用的载波层叠、载波移相和最近电平逼近三种调制策略以及相应的子模块电容电压平衡策略进行了分析,并在PSCAD/EMTDC下搭建了一个31电平的仿真模型对三种调制策略进行仿真研究。对分别采用三种调制策略的模块化多电平变换器在电压谐波、子模块电容电压平衡、开关频率等方面进行了仿真对比,总结了三种调制策略各自的优点和缺点。

2 模块化多电平变换器的基本结构

图1为模块化多电平变换器和子模块的拓扑结构,每相桥臂由上下两个桥臂组成,其中每个桥臂含有N个结构相同的子模块( Sub-module,SM) ,每个桥臂还包括一个小电感,该电感的主要作用是限制桥臂内不同的子模块接入时和母线之间的电压跳变而引起的尖峰电流以及母线与桥臂之间的环流。每个子模块由两个IGBT和电容组成一个半桥结构,UC为子模块的电容电压,uSM为子模块的输出电压。当上管S1导通、下管S2关断时,定义这种状态为“投入”状态,此时子模块的输出电压为电容电压;当上管S1关断、下管S2开通时,定义这种状态为“切除”状态,此时子模块的输出电压为0。即存在下式:

从MMC的结构上可以看出,其拓扑结构具有如下优点:

( 1) 结构高度模块化,每个桥臂都由基本单元级联而成。

( 2) 易于通过串联实现高电压输出,相比传统的电容或者二极管箝位,节省箝位二极管或者箝位电容。

( 3) 具有公共直流母线,可以实现四象限运行。

3 模块化多电平变换器的调制策略

MMC拓扑作为多电平拓扑的一种,理论上可以采用适用于多电平的各种调制策略,如空间矢量调制、特定谐波消去调制等方法[15]。但是考虑到应用于直流输电系统场合中,MMC换流器的电平数经常达到几十甚至上百,所以MMC的调制策略和普通的多电平调制又有所区别。在文献中人们主要集中研究的调制策略可以概括分为载波层叠PWM( Carrier Stacked PWM) 、最近电平逼近调制[15,16]( Nearest Level Modulation) 和载波移相PWM[11,12,13,14]( Carrier Phase Shifted PWM) 。

3. 1 载波层叠 PWM 及电容电压平衡策略

在载波层叠调制策略中,每个子模块有三种工作状态: Y = 0( 切除状态) ,Y = 1( 投入状态) ,Y = d( PWM状态) 。每个桥臂只有一个子模块工作在PWM模式,其余子模块都工作在投入或者切除状态,Y = 0对应于在一周期内载波均高于参考波,此时子模块的下管应该保持导通; Y = 1对应于在一周期内载波均低于参考波,此时子模块的上管应该保持导通; Y = d对应于在一周期内载波会和参考波交叉,此时子模块应以一定的占空比导通。调制策略如图2( a) 所示,其中三角波为载波,正弦波为参考波,L为各个载波的层级。

模块化多电平变换器的控制必须要考虑子模块电容电压的平衡,否则拓扑将不能正常工作。子模块可以工作在投入、切除以及PWM状态,所以根据桥臂电流方向不同以及工作状态的不同,子模块可能处于充电、放电以及旁路。电容电压平衡的控制策略如图2( b) 所示。首先根据参考电压uref得到此时处于Y = 0的子模块数量NY0和处于Y = 1的子模块数量NY1; 之后对桥臂的子模块的电容电压排序;当桥臂电流iarm> 0( 充电方向) ,将该桥臂电容电压最低的NY1个子模块投入充电,次低的1个子模块处于PWM状态,其余子模块切除。反之则将该桥臂电容电压最高的NY1个子模块投入放电。

3. 2 最近电平逼近调制及电容电压平衡策略

最近电平逼近方法是一种适用于电平数较多的拓扑结构的调制方法,其调制方式如图3( a) 所示,将控制器得到的桥臂参考电压uref除以子模块电容电压UC取整得到最终投入的子模块个数NON,关于取整方法,有最近取整、去尾取整等,一般常用最近取整,比如当uref/ UC= 2. 4时,NON等于2即投入2个子模块,当uref/ UC= 2. 6时,NON等于3即投入3个子模块。换流器根据各桥臂投入的子模块个数NON以及电容电压平衡算法,最终实现子模块的投入和切除。

为了实现各个子模块的电容电压的平衡,需要根据各个电容电压大小以及桥臂电流方向合理选择投入和切除的子模块。传统的电容电压平衡策略在每个开关周期对子模块的电容电压进行排序,当电流为充电方向时,将该相桥臂电压最低的NON个子模块投入,反之亦然。这种方法的好处是可以迅速缩小各个子模块之间的电压偏差,但是各个子模块之间切换过于频繁导致开关管开关损耗较大。为了在保证子模块电容电压平衡的情况下减小开关管的动作次数,可以采用一种改进的电容电压平衡策略,如图3( b) 所示。定义上一个时刻投入的子模块数为NON_old,在输出电 压的电平 变化时,即NON≠NON_old时才进行电容电压排序,并依照此时的电容电压排序情况以及电流方向进行子模块的切换,在输出电压电平无变化,即NON= NON_old时,保持此时的开关信号。这种改进的平衡控制策略能减少子模块的切换,降低开关管的损耗。

3. 3 载波移相 PWM 及电容电压平衡策略

类似于H桥型级联结构,模块化多电平变换器同样可以采用载波移相的控制策略。对于N + 1电平的模块化多电平变换器结构,每个桥臂含有N个级联的子模块,需要采用N组三角载波,且载波的频率相同但是相位错开2π/N角度。设桥臂的参考电压为u*arm,各个子模块的参考电压为u*i,i = 1,2,,N,则桥臂所有子模块的参考电压之和等于桥臂参考电压的N倍。

N个子模块参考电压和N组载波相比较产生N组PWM脉冲。图4( a) 为载波移相PWM的原理示意,图中为五电平。

在理想情况下,如果各个桥臂子模块的参考电压相等且为桥臂参考电压,即u*i= u*arm,此时电容电压是可以实现自平衡的; 但在非理想或者动态条件下,由于输出功率的波动、计算量化误差及PWM死区等问题,电容电压将可能发散,因此仍然需要电容电压的平衡控制策略。在满足式( 2) 即保证桥臂输出特性不变的约束条件下,通过小范围调整桥臂内部各个子模块的参考电压,可以实现电容电压的平衡[14]。文献[14]给出了一种通过加入附加的平衡控制分量实现电容电压平衡的方法,如图4( b) 所示。uCi为第i个子模块的电容电压,u珔C为该桥臂N个子模块的电容电压平均值; 子模块i的电容电压和平均值之间的误差为ΔuCi,作为附加平衡控制的输入,ΔuCi和桥臂电流iarm的乘积经过比例环之后生成附加参考电压Δu*i,叠加在桥臂参考电压u*arm上,作为生成的最终参考电压u*i。

式中,Kp为比例系数,通过调节其正负来实现桥臂电流方向和子模块的充放电状态的匹配。

4 调制策略的仿真与分析

为了比较上述几种控制方法的特点和电容电压平衡控制的效果,在PSCAD/EMTDC平台上搭建了一个仿真模型。仿真系统为三相31电平,即每个桥臂有30个子模块,子模块电容值为2m F,桥臂的电抗为5m H,逆变器直流侧电压Udc= 30k V,桥臂负载侧为三相理想对称的阻感负载,负载电阻100Ω,负载电感10m H。仿真中的控制流程图如图5所示,首先计算逆变器的输出参考电压,之后根据采集得到的各个子模块电容电压以及负载电流,利用上述调制策略以及电容电压平衡策略决定各个单元的开关管信号,并更新PWM。

仿真中,载波层叠的载波频率和最近电平逼近的仿真模型的控制频率为5000Hz,载波移相中,单个子模块的载波频率为166. 67Hz,因此30个子模块的等效输出电压频率同样为5000Hz。图6为三种调制策略下第一个子模块SM1的上侧IGBT的触发脉冲,比较图6( a) 、图6( b) 和图6( c) 可以看出,载波层叠调制下开关次数最多,载波移相调制下的开关次数最少,符合控制策略的特点。

进一步的,在额定工况下,本文对A相上桥臂所有30个子模块的上侧IGBT开关次数进行了统计,折算后的单个器件平均开关频率fsw_dev可以表示为[17]:

式中,nswitch为单位时间内统计得到的一个桥臂上所有子模块的上侧IGBT开关次数总和( 开通和关断各算一次) ; nSM为一个桥臂的子模块总数。由此得到不同调制策略下,MMC器件的平均开关频率,结果见表1。

从表1可以看出,采用载波层叠的开关频率最高( 1021Hz) ,最近电平逼近因为采用了降低开关频率的控制方法所以开关频率相比载波层叠有所降低( 630Hz) ,而载波移相控制策略的子模块开关频率取决于三角载波的频率,各个子模块的开关频率相同且是固定的( 167Hz) 。通常情况下,开关频率和换流器的开关损耗呈正比,所以采用载波层叠控制的开关损耗最大,载波移相的开关损耗最小。

图7为采用三种调制策略下的输出相电压波形和谐波分析图,输出相电压均为31电平,图中谐波幅值为相对基波幅值的百分比。通过谐波分析可知,载波层叠的谐波主要集中在5000Hz左右,即控制器的触发频率。最近电平逼近调制的谐波除了控制器的触发频率以外还含有大量低次谐波,载波移相调制的谐波主要为高次谐波。从三种调制方法的总体谐波畸变率来说,载波移相的谐波最小( THD =3. 13% ) ,最近电平逼近其次( THD = 4. 00% ) ,而载波层叠的谐波最差( THD = 4. 61% ) 。

图8为三种调制策略下的A相上桥臂电容电压的波动情况,其中左侧的仿真结果为不同调制策略时的稳态波动情况,右侧的是当电容电压初始值不同时的电容电压调节情况。为了研究不同控制策略对电容电压的调节速度,在初始时设置第一个子模块的电容电压初值为UC1= 0. 9k V,设置第二个子模块的电容电压初值为UC2= 1. 1k V。三种调制方法均实现了电容电压的平衡,但是在电容电压的波动范围和响应速度上存在一定偏差。载波层叠调制中采用的电容电压平衡策略在每个开关周期都会进行电容电压排序以及子模块的切换,所以电容电压波动最小,波动范围为±0. 05k V; 在最近电平逼近调制中,虽然控制器的触发频率和载波层叠一致,但是因为采用了减少开关动作的电容电压平衡策略,所以电容电压波动大于载波层叠,波动范围大概±0. 1k V; 载波移相中子模块的电压波动范围大概为±0. 08k V。在电容 电压调节 速度上,载波层叠PWM大概经过0. 015s,各个电容的波动就基本一致,而这个时间对于最近电平逼近调制以及载波移相PWM分别是0. 017s和0. 04s。产生这一现象的原因是因为载波层叠PWM中的子模块切换更为频繁,所以电容电压波动最小,且电容电压调节速度最快; 而载波移相PWM中,电容电压的调节受比例系数Kp影响,当Kp较大时调节速度较快,但是相应的电容电压的波动也会增加,当Kp较小时,调节速度较慢,在极端情况下,当Kp为0时,电容电压的稳态误差将无法消除。

5 结论

多电平调制 第7篇

电能质量问题包括瞬变现象、短时间电压变动、长时间电压变动、电压不平衡、波形畸变等。其中,电压暂降和谐波问题已引起人们的广泛关注。另外,随着电力系统容量的扩大,短路故障对电力系统及其设备的破坏也越来越严重,给人们的生产、生活造成了不便[1,2,3]。

针对电压补偿问题,通常采用动态电压恢复器(DVR),但DVR主要解决电压暂降问题,且没有实现与短路电流限制的复合控制[4,5,6]。而传统的短路电流限制器的开关容量较大,且响应速度慢[7]。

本文针对常见的电压质量问题,提出了复合电压质量调节装置主电路拓扑,详细分析了其工作原理。通过仿真分析说明,应用该复合电压质量调节装置既可以实现暂降补偿和谐波抑制的多目标控制,又能根据具体的短路类型快速有效地限制短路电流,在半个工频周期内将短路电流限制到短路保护可靠动作的最低限值,起到短路电流限制的作用,可以大幅度改善敏感负荷的电压质量,满足自动化程度高的流水线生产企业对电能质量的高标准要求,因而具有较大的灵活性和实用性[8,9]。

1 主电路拓扑及工作原理

1.1 主电路拓扑

复合电压质量调节装置根据其耐压要求和冗余设计,主电路拓扑采用H桥级联的链式多电平结构,在提高直流电压利用率、大大减少开关损耗、降低du/dt和输出谐波含量等的同时,实现了资源的合理利用[10]。装置的主电路拓扑如图1所示。系统正常运行时,2个反串联晶闸管均为断开状态,装置处于工作状态。装置输出电压包含2个部分:一是电压扰动补偿分量,即实现DVR的作用;二是限流电抗器压降电压补偿分量。

当系统侧有电压暂降或谐波发生时,该装置对电压进行补偿;当负荷侧发生短路,检测到短路电流大于设定的阈值时,触发反向并联晶闸管,装置退出运行,使电流不流过该装置,起到保护作用,以防止过热烧坏,同时,封锁绝缘栅双极晶体管(IGBT)模块的驱动信号,由限流电抗来承担一部分电压,起到限流的作用。

1.2 储能计算

本系统额定电压400 V,额定容量100 kVA,考虑到该装置注入的最大相电压为1(标幺值),则有:

$U{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}=\frac{400\text{V}}{\sqrt{3}}=230\text{V}(1)$

最大注入电压运行条件下,每个级联单元注入的电压为:

$U{}_{\text{o}\text{u}\text{t}-1}=\frac{U{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}{{\rm N}}=\frac{230\text{V}}{2}=115\text{V}(2)$

此时,直流母线最高电压为Udc1=250 V,要求的直流母线电压Udc2≈237 V。因此,在不考虑电容电压控制的条件下,直流母线电压在237 V~250 V之间变化时,通过控制脉宽调制比即可保证每个级联单元输出237 V(有效值)的补偿电压。即直流母线的储能电容可提供的能量为:

$E{}_{\text{c}}=\frac{1}{2}C(U{}_{\text{d}\text{c}1}^2-U{}_{\text{d}\text{c}2}^2)=3165C(3)$

式中:C为配置的超级电容器的电容值。

考虑到系统发生扰动的持续时间为5个周期,装置输出的最大能量为:

$W=0.01\text{Μ}\text{J}=6E{}_{\text{c}}(4)$

得到超级电容器的电容值为0.5 F。

1.3 低通滤波器设计

级联H桥单元采用载波移相控制策略。基波调制的载波频率为f1=1 500 Hz,基波模块采用2个H桥载波移相控制,等效开关频率为:fequ=3 kHz。

基波模块的低通滤波器的截止频率需满足:

$0.1f{}_{\text{e}\text{q}\text{u}}\le f{}_{1\text{c}}\le 0.2f{}_{\text{e}\text{q}\text{u}}(5)$

取f1c=400 Hz。

滤波电感值不宜过大,否则会导致逆变器H桥输出电压较小,因此选滤波电抗Lf1= 3 mH,根据

$\omega L-\frac{1}{\omega C}=0(6)$

结合仿真确定基波模块的滤波器参数,取Cf1=100 μF。图2为滤波效果图。

1.4 限流电抗参数设计

短路后系统等效电路如图3所示。图3(a)为没有加入限流电抗时短路后的系统图,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}1}$为不含限流电抗短路时系统相电流稳态值;图3(b)为有限流电抗投入时短路后的系统图,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}2}$为含限流电抗短路时系统相电流稳态值,限流电感L的大小与系统短路容量和系统线路阻抗有关。

忽略线路阻抗,当负荷侧发生短路故障时,装置切除。考虑发生故障时系统的暂态过程,实际的电流比上述稳态值要大。由下式可得到限流电抗XL的大小:

$a=\frac{{\rm I}{}_{\text{s}1}}{{\rm I}{}_{\text{s}2}}=\frac{X{}_{\text{s}}+X{}_{\text{L}}}{X{}_{\text{s}}}(7)$

式中:a为短路电流比。

限流电抗值与短路电流比a与系统短路容量有关。当系统短路容量较大时,系统短路电流也较大,因此要求的a值也较大。本设计初步取a=5,得出限流电抗XL=0.3 mH。

2 控制策略

本文采用瞬时无功功率理论检测系统侧扰动分量,该方法在动态响应方面有良好特性,可实时跟踪系统电压变化,快速、连续地对系统进行电压补偿。

假设三相电路负载的各相电压瞬时值分别为ua,ub,uc,扰动电压指令为u${}_{\text{a}}^1$,u${}_{\text{b}}^1$,u${}_{\text{c}}^1$,当有扰动发生时,三相线电压经过变换矩阵M32由三相静止abc坐标系转换到两相静止αβ坐标系,再经过变换矩阵M转换到两相旋转dq坐标系,其所得到的输出电压中的直流分量对应于原三相线电压中的基波正序分量,交流分量对应于负载中的扰动分量,经过低通滤波器滤除交流成分,便可得到u1d和u1q,由此又可得到ua,ub,uc中的基波分量uaB,ubB,ucB。具体转换过程如下:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{c}u{}_{\alpha }\\ u{}_{\beta }\end{array}\right]=\mathit{{\rm M}}{}_{32}\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{a}}\\ u{}_{\text{b}}\\ u{}_{\text{c}}\end{array}\right](8)\\ \left[\begin{array}{c}u{}_d\\ u{}_q\end{array}\right]=\mathit{{\rm M}}\left[\begin{array}{c}u{}_{\alpha }\\ u{}_{\beta }\end{array}\right](9)\end{array}$

式中:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm M}}{}_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\\ \mathit{{\rm M}}=\left[\begin{array}{cc}\sin \omega t& -\cos \omega t\\ -\cos \omega t& -\sin \omega t\end{array}\right]\end{array}$

负载电压的谐波分量为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{Η}\text{a}}=u{}_{\text{a}}-u{}_{\text{a}\text{B}}\\ u{}_{\text{Η}\text{b}}=u{}_{\text{b}}-u{}_{\text{b}\text{B}}\\ u{}_{\text{Η}\text{c}}=u{}_{\text{c}}-u{}_{\text{c}\text{B}}\end{array}(10)$

从而得到扰动电压指令为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{a}}^1=-u{}_{\text{Η}\text{a}}\\ u{}_{\text{b}}^1=-u{}_{\text{Η}\text{b}}\\ u{}_{\text{c}}^1=-u{}_{\text{Η}\text{c}}\end{array}(11)$

本复合调节装置采用分相控制,图4为控制原理图。

当装置实际输出电压不能跟踪调制波时,可采用前馈控制,即把经过比例积分(PI)调节得出的指令叠加一个KUDVR,其中UDVR为经过dq/abc变换得到的电压指令,0≤K≤1,最终得到调制波。

本控制基于dq变换采样到系统侧的扰动电压并锁相,负荷侧参考电压为正序基波分量。当有电压暂降或谐波发生时,在半个周期内即可检测到扰动分量,形成扰动指令,装置进行补偿。当有短路故障时,检测负荷侧电流,当电流高于1 kA时,反并联晶闸管导通,该装置退出运行,同时IGBT闭锁,由限流电抗器工作,将短路电流限制到短路保护可靠动作的最低限值。

该装置采用单极性正弦脉冲宽度调制(SSPWM)方式作为底层调制方式,其优点是每个H桥模块的工况一致,并且非常容易用现场可编程门阵列(FPGA)实现[11,12]。图5为单相H桥驱动信号生成电路,图6为通过FPGA实现的SSPWM驱动信号输出实验波形。

3 仿真分析

仿真系统额定电压400 V,额定容量100 kVA。图7为当谐波和电压暂降均存在时,系统输出的电压波形。仿真条件为在0.1 s~0.2 s,给A相注入幅值为30 V的5次谐波和7次谐波,因为在低压系统这2种谐波最为常见,影响也最为明显。0.2 s~0.3 s三相均发生50%的电压暂降,相电压从330 V跌落到165 V。

在规定的故障持续时间内将负荷电压补偿到额定电压的±5%范围内,负荷侧总谐波畸变率(THD)小于4%,如图8所示。可见,无论是对于谐波还是对于暂降,该装置均能获得满意的补偿效果。

0.32 s~0.42 s期间,负荷侧B相发生接地故障,图9给出了没有采用该装置和采用该装置后的电流波形,在没有装设该装置时,短路电流峰值为13.5 kA,采用该装置后,短路电流瞬时值可以限制到2.8 kA以内。可见通过限流电抗器,可以把短路电流控制到短路保护可靠动作的最低限值范围内。

当检测到短路故障后,装置中级联的IGBT立刻封锁脉冲,以免短路冲击电流将IGBT烧坏,装置输出的电流波形如图10所示。由图可见,在短路故障期间,流过IGBT模块的电流为0。

4 结语

1)电压质量问题客观存在,为了减少因电压质量引起的经济损失和对生产、生活带来的不便,提出了基于H桥级联5电平的复合电压质量调节装置主电路拓扑,能针对电压暂降、短时间电压中断、谐波等问题进行多目标控制,动态实现电压恢复,有效改善电压质量,在规定的故障持续时间内将负荷电压补偿到额定电压的±5%范围内,装置负荷侧总电压THD小于4%。

2)设计了短路电流限制器,使得发生短路故障时,能快速、有效地在极短时间内将短路电流限制到短路保护可靠动作的最低限值。

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