策略仿真范文

策略仿真范文（精选11篇）

策略仿真 第1篇

目前,变电站培训仿真系统已成为一种培训变电工人的有效工具,其中数字物理混合型变电站培训仿真系统备受关注[1,2,3,4]。这种培训仿真系统对一次系统采用全数字仿真,对二次系统使用全部真实设备。为了能使二次系统真实设备正常运行,要求一次系统数字仿真部分提供的电压互感器二次侧电压信号和电流互感器二次侧电流信号具有实时性[5,6,7,8]。

变电站一次系统仿真模型不仅涉及断路器、隔离开关、母线、变压器、地线等设备,而且还要在输电线路部分插入若干个故障模型。为降低数字一次系统的建设成本,本文采用贝瑞隆等值电路描述输电线路,把一次系统仿真模型分解成1个站内仿真模块、若干个线路仿真模块和负荷仿真模块;用逻辑分析法决定电流互感器中的真实电流,使站内仿真模块仅包含变压器、母线节点和馈线端点;采用易于并行化的多项式预条件共轭梯度(PCG)法进行仿真计算,便于用多微处理器系统加以实现。为避免一次系统网络参数突然变化引起的计算风暴对实时仿真的干扰,提出了一种计算模块独立于输出模块的预仿真策略。

1 变电站仿真模型的分块

为模拟输电线路不同位置的故障,将输电线路分成若干段,且在段间加入如图1所示的故障模型。

在图1中,Ra、Rb、Rc用于模拟断线故障,Rae1、Rbe1、Rce1、Re1和Rae2、Rbe2、Rce2、Re2用于模拟短路故障,其中各电阻的取值因故障性质而异。

若输电线路采用集中参数模型且分成3段,负荷为Y接法,每增加1回输电线,变电站仿真模型的节点数就增加28个,这严重制约了仿真变电站的规模。

对三相输电线路采用小损耗模型,并通过相模变换和相模反变换形成贝瑞隆等值电路[9,10],如图2所示。

图2中的相间阻抗、对地阻抗分别为:

其中,L、Cg分别为各相输电线的自感和对地电容,M、Cm分别为各相输电线间的互感和电容。

图2中各相等效电流源与输电线路首末端(k和m端)电压、电流之间的关系为:

其中,Zm1和Zm2分别为时间常数τm1和τm2对应的相间阻抗。

由于很难使仿真步长Δt同时为时间常数τm1和τm2的整数倍,采用线性插值法确定等效电流源的数值。

由图2可见,线路两端电气量的求解过程是解耦的。利用这一性质,可以将变电站仿真模型分解为1个站内仿真模块、若干个线路仿真模块和负荷仿真模块。

2 站内仿真模块的简化

由于二次系统设备仅需要母线处电压、变压器两侧的电流和馈线电流等,可以对站内仿真模块进行适当的简化。

图3给出了1台双绕组变压器在某变电站中与母线的连接关系。变压器的各种保护仅涉及其两侧的电流i1a、i1b、i1c、i2a、i2b、i2c,以及母线1、母线2、母线3处的电压,并不涉及其他设备的电流。若把变压器与母线连接部分的等效电路描述成图4,将图3中p、q、r、s处可能出现的短路故障转移到母线处或变压器两侧,则电流互感器中的实际电流可以用逻辑分析法来决定。

图4中的Ra14、Rb14、Rc14、Ra24、Rb24、Rc24、Ra63、Rb63、Rc63分别表示图3中节点1-4、节点2-4、节点3-6的连通性。连通时电阻取值很小,不连通时电阻取值很大。

短路故障转移的原则为:以电流互感器为分界点,若短路故障点至少与母线或变压器一方连通,优先往同侧方向移动,否则不予考虑。

当同一母线或变压器两侧的等效短路故障仅来自同侧或异侧,各电流互感器中的实际电流可用逻辑分析法决定。如变压器高压侧电流互感器中的电流为:

其中,k1、k2、k4分别为母线1、母线2、变压器高压侧接受的异侧短路故障点总数;变压器高压侧电流互感器有移动的短路故障点通过时p1=1,否则p1=0。

同样,采用短路故障转移法和电流逻辑分析法使馈线始端部分的等效电路得到简化。由此,站内仿真模块仅包含变压器、母线节点和馈线端点,其节点导纳矩阵的维数大幅降低。

3 变电站仿真模型的求解

无论是站内仿真模块、线路仿真模块,还是负荷仿真模块,暂态解等值电路的节点电压方程都有相同的形式,即:

其中,Y为导纳矩阵,u(t)为节点电压,i(t)为注入电流源,I为等效电流源。

共轭梯度(CG)法[11]是目前求解方程组最有效的迭代法之一,其基本思想是把共轭性与最速下降方法相结合,利用已知点处的梯度构造一组共轭方向,并沿这组方向进行搜索,最终求出目标函数的极小点。用CG法求解式(6)的过程如下:

步骤1设b=i(t)-I,t=t0,u(0)(t)=0,迭代终止常数ε>0;

步骤2令迭代次数k=0;

步骤3计算残差r(k)=b-Yu(k)(t),梯度p(k)=r(k);

步骤4当‖r(k)‖>ε时,转步骤6;

步骤5计算u(t)近似值的迭代过程结束,使t=t0+Δt,u(0)(t)=u(t-Δt),计算新的注入电流源i(t)和等效电流源I,转步骤2;

步骤6计算u(t)新的近似值u(k+1)(t)=u(k)(t)+αkp(k)和新的残差r(k+1)(t)=r(k)(t)-αkYp(k),其中αk=-(r(k),r(k))/(p(k),Yp(k)),(,)表示内积,后同;

步骤7计算新的梯度p(k+1)=r(k+1)+βkp(k),其中βk=(r(k+1),r(k+1))/(r(k),r(k));

步骤8令k=k+1,转步骤4。

在计算u(t)近似值的迭代过程中,绝大部分是求内积运算和矩阵与向量乘运算,这些运算都可以分块进行,且各块运算是完全独立的。因此,CG法易于并行化。

由于舍入误差的存在,CG法的收敛速度依赖于系数矩阵Y的特征值分布情况。如果特征值分布相对集中,那么收敛的速度很快,反之收敛的速度很慢,甚至有可能不收敛。为了加快收敛速度,构造一个“近似于”Y的预条件M,使M-1Yu=M-1 b中的M-1Y“近似于”单位矩阵,保证其特征值分布在1的周围。

由于矩阵Y具有对角占优的特点,可采用多项式变换法确定预条件M[12,13]。若采用一阶多项式变换法,则预条件M的逆为:

其中,D为矩阵Y的对角阵。

由于矩阵M-1的每个元素可表示为:

故M-1保持了原矩阵Y中“0”元素的分布。

可以证明,M-1Y中的“0”元素分布与原有矩阵Y的“0”元素分布并不一致。若令G=M-1Y,对Gu=M-1b采用CG法求解,则不能充分利用矩阵Y的稀疏性。本文以残差r(k)=M-1(b-Yu(k)(t))为目标函数,求取其极小点,求解过程与求解式(6)的过程略有不同。

a.步骤3变为:计算残差r(k)=b-Yu(k)(t),梯度p(k)=M-1r(k)。

b.步骤6变为:计算u(t)新的近似值u(k+1)(t)=u(k)(t)+αkp(k)和新的残差r(k+1)(t)=r(k)(t)-αkYp(k),其中αk=-(r(k),M-1r(k))/(p(k),Yp(k))。

c.步骤7变为:计算新的梯度p(k+1)=M-1 r(k+1)+βkp(k),其中βk=(r(k+1),M-1r(k+1))/(r(k),M-1r(k))。

可见,PCG法保持了CG法易于并行化和充分利用“0”元素的特点,便于用多微处理器系统加以实现。

4 预仿真策略

为实现实时仿真,计算模块、输出模块在规定的时间点上轮流工作,且要求计算模块的计算时间tc不能超出仿真步长Δt。但是,在这种计算模块、输出模块轮流运行的定点仿真模式中,一次系统稳定运行时,求解的迭代次数k较少,计算时间tc较短;而当一次系统的网络参数发生变化时,求解的迭代次数k增多,计算时间Tc较长,出现严重的计算风暴。

若仿真步长Δt大于稳定运行时的最小计算时间Tcmin且小于网络参数变化时的最大计算时间Tcmax,可采用预仿真策略[14,15],其基本思想如下:计算模块完成一次系统仿真模型的求解,将结果依次放入队列;当队列处于满状态时,计算模块暂停工作;输出模块以仿真步长Δt为时间间隔从队列中取出数据,用于模拟电压互感器二次侧的电压信号和电流互感器二次侧的电流信号。在这种计算模块、输出模块各自独立运行的仿真模式中,当一次系统稳定运行时,计算模块向队列中存数据的频率比输出模块从队列中取数据的频率要高,队列最终处于满状态;当一次系统的网络参数发生变化时,网络的过渡过程现象不能立刻反映到电压互感器二次侧电压和电流互感器二次侧电流上,队列越长,延时越严重。但是,如果队列的长度太短,由于Tcmax>Δt,有可能造成队列处于空状态。

假设1个工频周期T内有N个Δt,累计迭代次数为K,1次迭代过程的机器周期数为P,微处理器的时钟频率为fclock,则完成1个工频周期仿真所需的计算总时间为:

如果输出模块比计算模块迟1个工频周期T启动,队列的长度设为N,且Tc≤T,则队列永远处于满状态。这样网络的过渡过程现象仅迟1个工频周期T发生,对培训仿真系统而言是可以接受的。

在仿真中,认为开关分闸在电流过零时才会发生,存在三相不同时分闸现象。对于中性点接地系统,开关分闸时发生3次网络参数变化,而对于中性点不接地系统,仅发生2次网络参数变化。因此,应考虑各种开关分闸情况,以工频周期内的最大累计迭代次数Kmax来选择微处理器。

若微处理器的时钟频率fclock已确定,完成工频周期仿真的最大计算时间为:

在计算模块、输出模块轮流运行的定点仿真模式中,工频周期内的最大累计迭代次数为kmaxN(kmax为1个仿真点上的最大迭代次数),则完成工频周期仿真的最大计算时间为:

对于多微处理器系统,完成工频周期仿真的最大计算时间Tcmax还与微处理器的数量有关。因此,无论采用CG法还是PCG法,由于kmaxN垌Kmax,预仿真策略都能降低对微处理器运算速度的要求;或可减少微处理器数量,甚至可仅用1个微处理器;或可扩大仿真变电站的规模。

5 应用实例

图5是一个全部采用单母分段接线的110 k V/35 k V港口仿真变电站,具有2回110 k V馈线、4回35 k V馈线和2台变压器。将输电线路分成3段,且在段间加入故障模型。同时,考虑输出模块的输出量仅涉及电压互感器二次侧电压和电流互感器二次侧电流。通过贝瑞隆法和短路故障转移法,把一次系统仿真模型分成1个64节点的站内仿真模块、12个14节点的线路仿真模块和6个12节点的负荷仿真模块。

针对港口仿真变电站的一次系统仿真模型,在Altera的QuartusⅡ仿真平台上编写了基于CG法和PCG法的计算程序。其中,仿真步长Δt=10μs(1个工频周期2 000个仿真点),迭代收敛精度ε=10-8。为了得到工频周期内的最大累计迭代次数Kmax或kmaxN,模拟了变压器故障、线路故障、母线故障。表1给出4种算法的一次迭代过程的机器周期数P、工频周期内的最大累计迭代次数Kmax或kmaxN,并按微处理器的时钟频率fclock=100 MHz估计了完成工频周期仿真的最大计算时间Tcmax。

由表1可以看出,虽然PCG法的一次迭代过程机器周期数比CG法有所增加,但无论是定点仿真还是预仿真,PCG法的工频周期内的最大运算量都有所减少,约为CG法的1/4。进一步而言,预仿真下PCG法的工频周期内的最大运算量是定点仿真下CG法的1/16。

EP3C80属于CycloneⅢ的FPGA系列,具有低功耗和大容量的特点。通常,1片EP3C80能较好地模拟8个具有6464位乘法器的计算单元。由表1可推论,对于PCG法,采用定点仿真需8片EP3C80,而采用预仿真时仅需要2片。

在仿真步长内,站内仿真模块、线路仿真模块、负荷仿真模块之间不需要数据通信,且线路仿真模块是联系站内仿真模块与负荷仿真模块的桥梁。为减少模块之间的通信量,将线路仿真模块、负荷仿真模块放置在一片EP3C80中,而站内仿真模块单独放置在另一片EP3C80中。同时,使用数模转换器和功率放大器将数字式一次系统的数字信号变成互感器二次侧的模拟信号,利用模拟开关设备接受真实二次设备的分合闸信号,并将其状态传输给数字式一次系统。

大量的仿真实验表明,基于预仿真策略的数字式一次系统,在二次真实设备的配合下,不仅能够模拟变电站的各种正常运行方式,而且能模拟各种短路故障、断路器故障、保护故障,营造出与真实变电站高度相似的环境。

6 结论

a.PCG法充分利用了一次系统节点导纳矩阵稀疏性的特点,使仿真模型的求解运算量是一般CG法的1/4。

b.基于计算模块独立于输出模块的预仿真策略把计算风暴分散到1个工频周期内的各个仿真点上,使工频周期的最大累计迭代次数是定点仿真模式的1/4。

策略仿真 第2篇

中文摘要: 随着石油资源的匮乏和大气环境的恶化,人们对节能和环保的呼声越来越高。为此各种各样的电动汽车(EV)脱颖而出。但是由于电池技术在提高其储能量方面没有实质性的突破,使得由蓄电池驱动的纯电动汽车的实用性受到了很大的限制。以氢为燃料的燃料电池汽车可能是未来高效清洁汽车的解决方案之一,但目前离实用还有很大的距离。而融合了传统内燃机(ICE,汽油机或柴油机)汽车和纯电动汽车优点的混合动力电动汽车(HEV)成为了缓解能源和环境危机的途径,是解决当前节能和环保问题切实可行的过渡方案。混合动力汽车配备了两套动力系统,即传统内燃机和电机—蓄电池系统。理论和实践证明,设计合理、控制精确的混合动力汽车可以大幅度提高汽车的燃油经济性和降低汽车的环境污染排放物,同时不牺牲汽车的动力性。但混合动力汽车的双动力源型式的结构大为复杂,特别是需要一套传统汽车所没有的控制系统。传统的汽车理论和设计方法不能适用于混合动力汽车。因此,急需发展一套完备的混合动力汽车的设计和控制方法,以支持混合动力汽车的产品开发。混合动力系统设计有机构参数匹配设计及控制策略设计两大关键性问题。设计的合理与否直接关系到能否满足混合动力汽车的...英文摘要: With the pinch of petroleum resources and deterioration of atmospheric environment, we pay more and more attention to energy sources and environment.Therefore kinds of electric vehicles(EV)are talent showing themselves.But there isn’t material breakthrough to heighten the energy storage of battery technology, which greatly restricts the practicability of electric vehicles driven by accumulator.The fuel battery vehicle using hydrogen may be one of the solutions of intending cleanness vehicle, but presen...目录:摘要 4-5

Abstract 5-6

第一章 绪论 9-14

1.1 项目提出的背景及意义 9-10

1.2 混合动力汽车概述 10-11

1.2.1 混合动力系统的概念 10

1.2.2 混合动力汽车节油原理 10-11

1.3 混合动力汽车的发展概述 11-13

1.4 本论文的主要研究内容及研究方法 13-14

第二章 混合动力系统概述及元件选型 14-28

2.1 混合动力系统的工作模式 14-15

2.2 混合动力系统的结构型式 15-22

2.2.1 串联混合动力驱动系统 15-17

2.2.2 并联混合动力驱动系统 17-22

2.3 混合动力驱动系统的元件选型 22-27

2.3.1 发动机选型 22-24

2.3.2 电机选型 24-25

2.3.3 储能元件选型 25-26

2.3.4 变速机构选型 26-27

2.4 本章小结 27-28

第三章 并联式混合动力系统参数设计 28-44

3.1 SC7130 主要技术参数及动力性要求 28-29

3.2 并联式混合动力系统参数设计 29-41

3.2.1 发动机参数 30-33

3.2.2 传动系参数 33-35

3.2.3 电机参数 35-37

3.2.4 储能元件参数 37-41

3.3 整车质量组成及机构参数校正 41-43

3.4 本章小结 43-44

第四章 并联混合动力汽车控制策略设计 44-59

4.1 控制策略概述 44-45

4.2 整车控制系统的构成 45-46

4.3 电池SOC 最大化控制策略 46-50

4.4 模糊逻辑控制策略 50-54

4.4.1 模糊逻辑控制策略思想 50-51

4.4.2 模糊控制器设计 51-54

4.5 再生制动控制策略 54-58

4.6 本章小结 58-59

第五章 并联混合动力系统建模与仿真 59-82

5.1 混合动力系统建模与仿真方法 59-60

5.2 混合动力系统主要机构建模 60-70

5.2.1 整车阻力模块 61-63

5.2.2 车轮/车轴模块 63-64

5.2.3 传动机构模块 64-66

5.2.4 发动机模块 66-67

5.2.5 电机模块 67-68

5.2.6 电池模块 68-70

5.3 并联混合动力汽车仿真 70-80

5.3.1 并联混合动力汽车整车仿真模型 70-72

5.3.2 并联混合动力汽车仿真分析 72-80

5.4 本章小结 80-82

第六章 总结 82-84

致谢 84-85

参考文献 85-88

双级矩阵变换器调制策略仿真 第3篇

(上海海事大学 物流工程学院，上海 201306)

0 引 言

由于传统矩阵变换器(Conventional Matrix Converter, CMC)自身拓扑结构的缺陷，使换流成为一个重要的难题.时至今日，虽然很多学者做了大量的研究工作，但仍然没有很好地解决CMC换流问题.[1-8]双级矩阵变换器(Two-Stage Matrix Converter，TSMC)的提出，可从拓扑结构上解决换流问题，在实现CMC所有功能的基础上，使换流控制策略变得比较简单，电网侧整流级可实现零电流换流.[9-10]本文采用双空间矢量的调制策略，对相关算法进行分析与研究.在MATLAB/SIMULINK仿真环境下，建立基于双空间矢量调制策略的TSMC仿真模型，并对输入侧是否加滤波电路、输出电压频率变换等情况进行仿真研究.

1 TSMC数学模型

图1是18开关的TSMC拓扑结构原理图，输入侧接三相电压源，输出侧接三相对称感性负载(如电动机等设备).

图1 18开关的TSMC拓扑结构原理图

TSMC由双向开关整流器和单向开关逆变器组成，输入直流侧的电压关系为

(1)

直流侧到输出的电压关系为

(2)

输入到输出的电压关系为

(3)

(4)

式中：TTSMC为TSMC总开关变换矩阵.

2 TSMC的双空间矢量调制策略

2.1 整流级无零矢量的空间矢量调制

设TSMC的三相输入相电压为

(5)

式中：Uim，ωi分别为三相输入电压幅值和角频率.

图2 三相输入波形及扇区划分

按照三相输入电压中有两相的相电压符号相同，而第三相电压符号相反并且绝对值最大的原则将每个工频周期分为6个区间，每个区间为π/3，见图2.

设置脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation, PWM)周期为50 μs，相对于输入电压周期(0.02 s)，PWM周期时间很短，因此在每个PWM周期内，三相输入电压可以近似为定值.在一个PWM周期内，在直流侧可以得到3个极性为正的线电压，同时每个PWM周期可分成两段.从3个极性为正的线电压中选取电压值较大的两个分别在两段时间内由直流侧输出.以整流级在第一区间为例，当输入三相电压平衡时，dab+dac=1(dab,dac为两个线电压uab,uac对应的占空比)，整流级在一个PWM周期内只产生两个有效空间电压矢量，而不会出现零电压矢量，称这种调制方法为整流级无零电压的空间矢量调制[11-14].在一个PWM周期内，每个线电压占空比与构成线电压的两个相电压瞬时值比相等.同样以第一区间为例，两个线电压分别为uab，uac，对应的占空比计算公式为

(6)

第一区间内一个PWM周期内的直流平均电压推导如下：

(7)

在式(7)中加上绝对值符号，使6个区间的直流平均电压可以用一个通式表示为

(8)

式中：cosθin=max(|cosθa|,|cosθb|，|cosθc|)

其他区间一个PWM周期内两个时间段的开关状态、对应的直流电压和占空比见表1，表中的开关符号意义见图1.

表1 整流级6个区间的开关状态、直流电压和占空比

2.2 逆变级空间矢量调制策略

TSMC逆变级的空间矢量调制(Space Vector Modulation, SVM)与一般逆变器调制是有区别的，TSMC直流侧电压为PWM电压，在每个PWM周期内整流级输出的电压是两个不同的直流电压.以第一区间为例，在一个PWM周期内整流级输出的电压在两段时间内分别为uab，uac，当开关频率远远大于输入电压频率时，在一个PWM周期内可将两个线电压看成常量、逆变级看成在这两段时间内分别由uab，uac供电的电压源型逆变器.

可以将逆变级的6个开关合成6个有效的线电压空间矢量ui(i=1,2,…,6)和2个零矢量.图3中括号里的字母分别按顺序代表A，B，C三相桥臂上下开关通断状态，p表示相对应的相上桥臂开关导通，n表示相对应的相下桥臂开关导通.例如(p，n，n)表示A相上桥臂开关导通，B,C两相下桥臂开关导通，而其余的开关都处于关断状态.图3中，Re代表实轴，Ie代表虚轴.

图3逆变级空间矢量调制

设Uol是要得到的某一瞬间的输出线电压的空间矢量，它落在六边形空间矢量中的某一个区域内，其相邻两边的有效空间矢量为Uα和Uβ.Uol可由矢量Uα和Uβ合成，其关系式为

Uol=dαUα+dβUβ+d0U0

(9)

图3中Uα和Uol的夹角为θ0，Uα，Uβ和U0(零电压空间矢量)的占空比为

(10)

图4 一个PWM周期内的两时间段直流电压和开关顺序

TSMC的输入输出电压传输比为

(11)

由上式可知，TSMC在输入功率因数为1时的最大电压传输比为0.866.可以证明，采用无零电压的双空间矢量调制策略时，TSMC可以获得相位与输入相电压一致、对称正弦的三相输入电流[15-17].

3 TSMC仿真模型

3.1 TSMC仿真架构

基于MATLAB/SIMULINK及其S函数，建立TSMC仿真模型，见图5.

设置仿真参数如下：输入为三相对称正弦电压，其相电压幅值为311 V，频率为50 Hz；为了滤除矩阵变换器中由开关动作造成的高次谐波，在矩阵变换器输入侧加低通LCR滤波器，输入侧滤波电感L=300 μH,滤波电容C=20 μF，滤波电阻为R=15 Ω；输出侧也加低通LCR滤波器，输出侧滤波电感L1=300 μH,滤波电容C1=3 μF,滤波电阻为R1=500 Ω.采用三相对称负载，每相电阻为35 Ω，每相电感为50 mH.PWM周期为50 μs；仿真算法为ode45.

图5 TSMC仿真模型

DSP控制模块的输入端为三相输入电压，而输出则是控制整流级和逆变级开关动作的脉冲信号；LCR滤波模块参数的设置直接影响到输入电流畸变率.

3.2 TSMC控制流程

图6 TSMC控制策略流程

3.3 LCR滤波模块建立

LCR滤波模块可以抑制波形畸变，提高两侧的功率因数.滤波电路中参数设计应满足

(12)

式中：L和C分别为滤波电路的电感和电容，f为输入电压频率.在不影响波形畸变率的情况下，应使LC尽可能小.LCR滤波模块内部电路结构见图7.

图7 LCR滤波电路

输出侧滤波模块的参数设置与输入侧的相似，这里不再作介绍.

4 仿真结果及分析

仿真主要包括3部分内容：基于MATLAB/SIMULINK及其S函数，建立TSMC的仿真模型.通过在输入侧加滤波器，滤除由开关动作造成的高次谐波，验证在矩阵变换器中加输入滤波器的必要性.将双空间矢量调制策略应用于TSMC中，比较在输出电压频率分别为80 Hz和20 Hz时的电压传输比和电压畸变率，进一步了解TSMC在性能上的优缺点.

4.1 输入侧和输出侧都未加滤波器

实验1:设定输出频率为50 Hz，输入电流受开关动作影响，有大量高次谐波产生，波形发生畸变.输入侧电流波形及快速傅里叶变换频率分析(Fast Fourier Transform，FFT)见图8.输入相电流基波幅值为3.964 A，总谐波失真度(Total Harmonic Distortion, THD)为55.38%，谐波主要集中在20 kHz附近.

4.2 输入侧加滤波器,输出侧未加滤波器

实验2：当L=300 μH,C=20 μF,R=15 Ω时，设定输出频率为50 Hz，当输入侧加入滤波器后，输入相电流波形就趋近正弦波.输入侧电流波形及FFT分析见图9.输入相电流基波幅值为4.087 A，THD为2.15%，高次谐波大部分被滤掉.滤波后的输入相电流基波幅值比未加滤波器的输入相电流基波幅值略大.

图8 实验1的输入侧电流波形以及FFT分析 图9 实验2的输入侧电流波形以及FFT分析

实验3：当L=300 μH,C=20 μF,R=50 Ω时，设定输出频率为50 Hz，当输入侧加入滤波器后，输入相电流波形就趋近正弦波.输入侧电流波形及FFT分析见图10.输入相电流基波幅值为4.092 A，THD为1.94%，高次谐波大部分被滤掉.

实验4：当L=200 μH,C=20 μF,R=15 Ω时，设定输出频率为50 Hz，当输入侧加入滤波器后，输入相电流波形就趋近正弦波.输入侧电流波形及FFT分析见图11.输入相电流基波幅值为4.090 A，THD为2.06%，高次谐波大部分被滤掉.

通过上述实验可以看出，当L，C，R参数设计比较合适时，可以降低波形畸变率、减少基波电流幅值增加量.在本次仿真试验中，经过综合比较，选择第一组数据作为实验参数.

图10 实验3的输入侧电流波形以及FFT分析 图11 实验4的输入侧电流波形以及FFT分析

4.3 输入侧和输出侧都加滤波器

实验5：设定输出电压频率为80 Hz，输入侧和输出侧都加滤波器，将双空间矢量调制策略应用于TSMC中.设置TSMC的输出电压频率为80 Hz，输出线电压波形及FFT分析见图12.基波幅值为468 V，电压传输比为86.7%(接近理想值)，电压畸变率为2.5%，谐波主要集中在20 kHz左右.

实验6：设定输出电压频率为20 Hz，输入侧和输出侧都加滤波器，将双空间矢量调制策略应用于TSMC中.设置TSMC的输出电压频率为20 Hz，输出线电压波形及FFT分析见图13.基波幅值为467.7 V，电压传输比为86.7%，接近理想值.电压畸变率为4.89%，谐波主要集中在20 kHz左右.

图12 实验5的输出侧电压波形以及FFT分析 图13 实验6的输出侧电压波形以及FFT分析

仿真结果表明，输入侧和输出侧都加滤波器，可以大大减少开关动作造成的高次谐波，减少负载对电网的谐波污染.当采用双空间矢量调制策略时TSMC的电压传输比能达到理想值86.6%左右，并不比CMC差.此外，与CMC相比，由于拓扑结构的不同，TSMC无须复杂的四步换流，换流简单、可靠、易实现.

5 结 论

本文对基于双空间矢量调制策略的TSMC进行建模仿真研究，仿真结果表明，双空间矢量调制策略对TSMC控制有效.通过对矩阵变换器的输入侧滤波器进行研究，发现采用普通的LCR滤波电路时如果参数设置不当，谐波畸变比较大，同时基波电流幅值也增大.当L，C，R参数设计比较合适时，可以降低波形畸变率和减少基波电流幅值增加量.在研究过程中也发现，无论如何设置普通LCR滤波器参数，均不能使两者同时消失.未来可以采用LCL滤波电路，对该问题进行进一步研究.

参考文献：

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机器鱼2D仿真顶球策略研究 第4篇

关键词：顶球,机器鱼,水球比赛

1 引言

水中机器鱼2D仿真比赛，其中最核心的技术就是顶球算法，如何能够使得球准确、快速地从A点到B点是取得比赛胜利的关键。鱼在顶球的过程中，影响其效率的主要因素包括寻球、姿态调整、带球的稳定性等，在考虑这些因素的基础上，想出了一种基于动作的机器鱼水球顶球改进算法。在鱼头顶球的基础上，合理地运用鱼的身体和尾巴，提高顶球的效率。

2 基本顶球算法

传统的顶球算法先要使得机器鱼先游到最佳的顶球点G，在运动的过程中还得调整姿势，然后才能在游到G点之后鱼头直接顶球到球洞里面，整个过程中运动的开始速度要越大越好，鱼运动时还需考虑惯性，所以在顶球的过程中又必须减速，这在实际操作中很难掌握，效果一直不很理想。过程示意图如图1所示。

上述的顶球算法，无论是实现还是理解都很容易，但是实际顶球效率很低，容易出现振荡现象。

(1）机器鱼在水中运动时，只能前进，它并不能后退或者“刹车”，所以机器鱼在到达G点很大几率出现偏移，加大了姿态调整的频率，从而使得顶球的效率低下。

(2）机器鱼在运动过程中，水中产生的水纹也会对鱼到达G点产生干扰。

(3）球如果在对方的洞口，一方的鱼为了干扰对方，但是由于传统的顶球算法的不稳定性，很可能在干扰的过程中帮助对方得分。

3 基于动作的顶球算法

在实际操作中发现，由于机器鱼所在的环境可变因素很多，这些因素对于顶球的效率产生的影响又是不能忽略，传统的顶球算法在实际的比赛过程中很难找到球并把球顶到预设的位置。如果在运动之前能够事先规划处一条合理的运动轨迹，顶球效率会得到改善。

在观察机器鱼的外形发现，机器鱼的鱼头由于和球的接触面积很小，导致顶球的过程中产生很大的偏差，从而导致鱼在顶球过程中把大量时间浪费在姿态调整上，并且在姿态调整时可能把球带的偏离目的地。希望顶球时鱼的速度可以越快越好，但鱼的速度一旦过快，那么产生偏差的概率就会很大，所以传统的顶球算法无法满足需求。

由分析的情况得知，如果单纯地使用鱼头顶球，那么顶球的效率肯定不会很理想，就考虑鱼在游动到最佳顶球点时速度可以很快，在快到这个点的一个合理的范围时，可以考虑使用鱼的身体、尾巴来完成顶球的动作。因为鱼的身体、尾巴相对于鱼头来说其接触面积大很大，从而会减小偏差，如图2所示，设计了如下的顶球算法，根据不同的情况给出相应的判定。

4 基于区域的顶球算法

机器鱼水球比赛和机器鱼足球比赛有许多的相同之处：目的都是将球攻入对方的球门网窝，都需要快速、准确的传球。球员通过传球和带球进攻，完成射门动作。不同之处在于机器鱼足球在陆地上，受环境的影响比较小；而水球比赛由于所处水环境具有复杂性、不确定性，因而控制机器鱼进行水球比赛具有一定的难度。由于水的波动性不仅影响球的位置，还影响鱼本身，影响水球之间的传接，所以让鱼将球顶进球门具有更大的难度。

在机器鱼1vs1比赛中，大家往往强调的只是进攻，然而盲目的进攻并不能达到比较好的效果，因此提出了一种基于区域的机器鱼顶球算法，首先对水池进行划分，采用分区域控制的原则，使得机器鱼在不同区域内的进攻和防守具有较强的目的性，从而能够更好地达到进球的目的。

足球机器鱼的区域划分比较明显，因此进球的效率比较高，因此这里采用足球机器鱼场地划分的思想也将水池划分为3个区域，禁区1（对方禁区）、禁区2（我方禁区）、中间区，如图3所示。

此处还要提一下水球比赛标准平台上的设置，我们首先确定水池的两侧坐标位置，分别为Xmax,Xmin，由于水池的特殊性，水球不可能逃出水池的范围，所以若ballpt.x<Xmin,则ballpt x=Xmin，此时处于禁区1。若ballpt.x>Xmax，则ballpt.x=Xmax。

在不同的区域采用不同的控制策略，下面分情况说明。

(1）图3中的禁区2，采用的对策就是防御为主。

防御策略包括：

(1）干扰对方机器鱼顶球射门。

(2）干扰对方带球机器鱼运动。

此时主要以球为中心，对方机器鱼射门需要一定的角度，但是由于水环境的复杂性和波动性，往往其进攻策略达不到预想的效果，因此在防守的时候主要寻找球所在的位置，这样目标明确，经过实验验证防守效果比较明显。

(2）中间区域，此区域是决定胜负的关键。

此区域是比赛是否可以取胜的关键区域，哪个队伍能在此区域中保持控球权，那么赢得比赛的几率会大很多。

由于在水中最难控制的就是机器鱼的方向问题，所以此处采用模糊控制来控制机器鱼的方向，通过模糊控制建立中间区域的点到点控制。从而达到运动的高速、高精度，在运动学、动力学基础上进行准确的轨迹规划[4]。

模糊控制的基本原理：通过全局摄像头获得的距离信息和目标方向信息，并将此信息通过输入系统输送给计算机，经过计算机的仲裁，输出的机器鱼的角速度和速度。为了更快地到达目标点，此处设置机器鱼的速度为最高档15。通过模糊控制实现了PTP的控制，此处的PTP控制是离散点的PTP控制。具有较大的优越性和较好的实时性[5]。

PTP控制便于及时准确地找到球，参与进攻，使球快速地到达射门区。此处在策略类（CStrategy）中定义如下的point2point（）函数，此处的数据均为实验所得数据，实验效果比较明显，能够及时地把握战机。

但是在进行点到点控制的时候容易出现一个问题，机器鱼只能由其当前位置到达球的中心所在位置，但是不会注意到它是否游过球，处于有利于进攻的位置。处理好这个问题是关乎整个顶球算法的关键。此处进行如下设置：如果鱼游过了球，就要通过快速的转弯游到球的后方，这样既有利于机器鱼的进攻，又有利于机器鱼的防守，一举两得。

(3）在图3中的区域1，这个时候我们主要的任务就是进球得分。

此时把此区域划分成中间区域和两端区域。如图4所示。

在主要区域内此时主要是要考虑快速准确地把球顶进球门，因为拖延的时间越长，对方的机器鱼越有可能回来防守，使进攻更加困难。进球的机会就会更小。此处采用如下原理：连接球门中心与球的球心，并延长得到此虚线，根据机器鱼的顶球距离d确定虚线上的点，即S=d+r，随着球在禁区内运动，虽然角度θ是不断变化的，但是S的位置一直稳定。当球位于球门上方时，S的位置始终位于球的右上角；当球位于球门上下方时，S的位置始终位于球的左下角。

在次要区域内由实验分析我们可以知道，在禁区范围内，机器鱼不可能一直处于图4所处的进攻范围，在一定的情况下，机器鱼可能没有进攻的角度，即此时处于次要区域，机器鱼的进攻可以利用尾部甩球来实现球向目标球门靠近。实验中我们发现这种思路是可行的，而且能够增加机器鱼的禁区进攻的效率。在次要区域进攻中，虽然没有射门的角度，就尽量把球推向敌方球门方向，造成混乱，以求得乱中取胜。

经过多次实验验证，此方法在进攻和防守时的效率比较高，能达到取胜的目的。

参考文献

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[2]谢超平.仿生机器鱼路径规划研究.广西:广西工学院,2010.

[3]喻俊志.多仿生机器鱼控制与协调研究[D].北京:中国科学院自动化研究所,2003.

策略仿真 第5篇

摘要：通过在半实物仿真环境中进行模型辨识试验，获得电液力伺服系统的辨识模型.为了改善电液力伺服系统的控制性能，设计了一种复合模糊PID控制器，这种控制器结合了经典PID控制器和带有自调整修正因子的模糊控制器的优点，并加入了前馈校正，为了避免由于两种控制方式相互切换时造成的不良扰动，采用了模糊切换的方法.通过在电液伺服试验台上对所设计的复合模糊PID控制器进行半实物仿真实验，并对比PID控制器和传统模糊控制器的实验控制曲线，验证了复合模糊PID控制器的可行性和控制性能，同时在负载刚度和质量变化时进行了半实物仿真实验，实验结果表明，复合模糊PID控制器不仅改善了稳定性和速度，并具有良好的实时性。

关键词：力伺服系统；模型辨识；复合模糊PID控制器；半物理仿真；自调整修正因子

DoI：10.15938/j.jhust.2016.06.014

中图分类号：TP273

文献标志码：A

文章编号：1007-2683（2016）06-0073-06

0.引言

电液力伺服控制系统的应用虽然不及电液位移控制系统广泛，但是它在许多特定领域都起着难以替代和不可忽视的重要作用，随着科学技术的飞速发展，现代工业对力控制系统的动静态精度等性能指标的要求越来越高，Liu等针对力控制系统提出了Lyapunov参数自适应控制算法.实验表明，这种方法对信号具有良好的跟踪性能，并且对系统的性能指标有显著的提高.蔡永强等采用优化了的鲁棒预测控制算法对电液力伺服系统进行控制，建模仿真表明该控制算法能够消弱系统由于时变和外界环境的干扰对系统性能的影响，从而提高了控制系统的性能.刘怀印等采用了模糊控制方法对盾构掘进机的电液力推进系统进行了控制，仿真结果表明该控制算法能够有效的保证该电液力伺服控制系统的稳定性和快速性，提高系统的性能.徐一鸣等将三维非线性PD控制器与小脑模型神经网络复合的控制方法用于变柔性负载的电液力控制系统，使系统在负载刚度大范围变化时保持稳定，减小了系统的跟踪相位差。

模糊控制能够将操作人员的控制经验加入到控制算法中，从而使控制系统能够模仿和借鉴操作人员的控制经验而进行控制.它特别适合用在采用传统控制技术分析时过程非常复杂的情况下或者可用的信息来源不准确或不确定的情况下。

由于电液力伺服系统具有非线性和不确定的动态性，因此不可能从理论上建立其精确的数学模型，也很难用线性控制方法进行高精度的力伺服控制.虽然一些模糊控制策略已经应用到实际系统并取得了很大的进步，但是其瞬态和稳态控制性能是有限的，本文利用xPC实时系统的半物理仿真环境和MATLAB系统辨识工具箱，对电液力伺服系统进行了模型辨识实验，然后，以辨识获得的模型为对象设计控制器，提出了一种结合了模糊逻辑和传统线性控制理论优点的复合模糊PID控制器。

1.電液力伺服系统的模型辨识

实验室的电液力伺服控制系统如图1所示，电流信号i经放大器传递给电液伺服阀，当给定力值的电压信号U_r不等于力传感器反馈回来的电压信号U_f时，液压缸产生力F_g控制的目的就是使液压缸产生的力的信号尽可能达到所给定的力值信号u_r=u_f由于力传感器的刚度远远大于负载的刚度，所以这是一个单自由度的力控制系统。

xPC实时系统的半物理仿真实验台如图3所示.电液力伺服系统作为硬件放置在模拟仿真回路，系统控制由计算机实现，PC机作为宿主机用于运行仿真、设计和发现目标应用程序，研华工控机作为目标机用于运行所生成的控制程序代码，并通过以太网LAN连接来实现与宿主机的通信。

本系统选用研华PCL818HD多用途卡完成数据采集（A/D）和数据输出（D/A），其中板卡的输入通道数6为力信号，基地址为300h，采样时间为0.001s，力传感器的取值范围为-5V～+5V，其对应的实际值是-5000N～+5000N。

考虑到系统的时变性和干扰性，进行了多组试验，为了达到xPC实时目标，在实时运行目标应用程序时，可以通过改变输入正弦信号的振幅和频率以及改变输入阶跃信号的时间和步长值来调整实验参数，这样输出信号就会立即发生相应的变化，多组输入输出数据就可以通过xPC实时系统在线获得。

2.复合模糊PID控制器的设计

电液力伺服系统有如下几个特点：第一，有一些不确定的参数，比如油液体积弹性模量和伺服阀的流量增益等；第二，负载质量和刚度会随着工作环境和条件的变化而改变.特别是当负载刚度变化很大的时候，不仅严重影响系统本身的动态特性和静态特性，还影响到控制性能。

因此迫切需要设计一种对系统参数变化适应性强的控制方法.这种控制器如图5所示。由图可知，这种复合型控制器由一个经典的PID控制器和一个带有自调整修正因子的模糊控制器组成.这个控制器在力值远离目标值时用模糊控制器来控制系统，而当力值在目标力值附近时用PID控制器来控制系统.使用经典PID控制方法是为了消除系统的稳态误差，而使用模糊切换方法是为了避免由于两种控制方法之间切换时所造成的不良扰动，为了提高系统的动态特性，添加了前馈校正。

模糊控制理论包括模糊化、基于专家经验的模糊规则库、模糊推理和清晰化，模糊控制规则的自调整是提高控制器性能的关键因素，本次研究使用了带有修正因子的模糊数模型来在线自动调整模糊控制的规则，模糊输入变量（误差E和误差变化率EC）采用三角形隶属度函数，如图6所示，其中

由于修正因子α能直接反映误差（E）和误差变化（EC）的加权程度，在控制过程中忠实地反应了操作者的思维特点，因此，在线调整控制规则的主要任务就转化为调整修正因子α的值，根据专家经验和控制工程知识，自调整修正因子的模糊数模型如表1所示，为了最终消除量化误差和调节死区，在自调整修正因子的模糊数模型中应用插值法来改进控制规则。

3.计算机仿真结果

为了验证复合模糊PID控制器的有效性，对电液力伺服系统进行了计算机模拟仿真.采样频率选择为1000Hz，计算过程采用ode4算法，电液力伺服系统的数学模型如式（7）所示。

根据前面提出的复合控制器，用Matlab工具箱对该系统进行建模，输入相同的阶跃信号，并对不同控制器的输出图形进行比较.由于反馈为单位反饋，因此期望的输出值就是输入值。如图8所示，可见与传统的模糊控制系统和PID控制系统相比，复合模糊PID控制器具有良好的单位阶跃响应，超调量更小，上升时间更快，达到稳态值的时间更小。

4.实验结果

为了验证所提出的模糊控制器在实际应用中的有效性，在半物理仿真实验台（图3）上进行了实时控制实验，由电脑产生的输入信号经数据采集卡（PCL-818HD）发送给伺服放大器，放大后的信号被传递到伺服阀从而控制液压缸产生力来克服负载的弹簧力和惯性力，再通过力传感器将活塞上的力值反馈回来，最后将这个反馈回来的信号发送给计算机进行数据处理.实验的基本要素是控制程序，它包括产生输入信号的控制模块、数据采集卡的管理、控制算法的实现和数据存储等。

为了评估所提出的控制器对力的控制性能，将期望的跟踪输入分别设置为阶跃信号和正弦信号，该系统阶跃响应（0.1V）的跟踪输出如图9所示，其中系统的质量是124.96kg（包括7个质量块、活塞和平台），负载刚度为3371.67N/mm，由图可见，与PID控制策略和传统的模糊控制策略相比，复合模糊PID控制器在抑制超调和提高实际试验台的稳定时间方面显示出了明显的优势。

由于线性或非线性系统辨识模型的微分方程不能充分反映实际系统，因此在实验时要对控制器的某些参数稍作修改，这样实际试验台的响应时间会与仿真结果稍有不同，不同的原因包括实际系统的线性化，参数值的选择以及计算的误差等，但是实际实验结果大体与仿真结果相符合。

负载刚度变化时，复合模糊PID控制器的性能如图10所示，其中K₁=708.73N/mm，墨=3071N/mm和K₃=3371.67N/mm.可见，负载刚度严重影响着系统的响应速度和峰峰值的跟踪速度。

系统的质量主要影响力伺服系统的速度，如图11所示，可见在质量变化时，使用混合模糊PID控制器时系统的动态响应速度基本上是有保证的.其中m₁=124.96kg（包括七个质量块、活塞和平台），m₂=67.84kg（包括3个质量块、活塞和平台），和m₃=25kg（包括活塞和平台）。

5.结论

三相单级式光伏并网控制策略仿真 第6篇

1 单级式并网系统

1.1 系统的拓扑结构

三相单级式光伏并网系统拓扑结构如图1所示。由图1可知, 单级式并网系统由光伏阵列、母线支撑电容、逆变桥以及滤波电容电感组成, 结构简单。与两级式并网系统类似, 单级式跟踪最大功率点的过程, 就是不断调整逆变器的有功输出, 使光伏阵列实际工作点能跟踪其最大功率点。针对单级式并网逆变器的控制, 采用了MPPT功率计算环节、直流电压外环、电流内环, 实现最大功率点处的并网电流控制。

1.2最大功率跟踪算法

图2为光伏阵列P-V曲线。显然, 光伏电池的运行受光照、辐照等因素的影响呈现典型的非线性。理论上根据电路原理:当光伏电池内阻和负载阻抗相等的时候, 光伏电池的输出功率最大。[3]由此可见, 光伏MPPT实际就是内阻和负载阻抗匹配的过程。通常光伏系统中采用的MPPT算法有定电压跟踪法、扰动观察法、爬山法和电导增量法等。本文将详细介绍电导增量法的算法思想。由图2, 可见在一定的光强辐照情况下仅存在一个最大功率点, 即=0处。由光伏电池瞬时输出功率P=U.I两边对电压U求导, 则

当=0时, 光伏电池的输出功率达到最大。则可以推导出工作点位于最大功率点时需满足以下关系:

实际中以近似代替, 则使用电导增量法进行最大功率跟踪的判据如下:

采用电导增量法的主要优点是MPPT的控制稳定度高, 当外部环境参数变化时, 系统能平稳地追踪其变化, 且与光伏特性和参数无关。然而, 该方法对于初始化参数设置要求严格, 参数设置不当可能产生较大功率损失[4]。

1.3 基于电网电压定向的矢量控制

基于电压定向的矢量控制系统框图, 由电压外环和有功、无功电流内环组成。由于单级式并网系统只有一个能量转换环节, 光伏阵列输出的能量若不能及时给电网, 则会造成功率堆积, 导致母线电容上的电压升高, 出现电压崩溃现象。故而要增加直流电压控制环节, 使电压稳定在一定区域内。引入直流电压反馈并通过PI调节可实现直流电压的无静差控制。由于直流电压的控制可通过id的控制来实现, 因此直流电压环的PI调节器输出即为有功电流的参考量id_ref。而直流电压的给定值由光伏电池的MPPT算法计算得出。无功电流的参考值则是根据需要向电网输送的无功决定。

电流内环是在dq坐标系中实现控制的, 即并网逆变器输出电流的检测值ia、ib、ic经过abc/αβ/dq的坐标变换转换为同步旋转dq坐标下的直流量id、iq, 将其与参考值id_ref、iq_ref比较, 经过PI调节器实现对id、iq的无静差控制, 输出经过dq/αβ逆变换后可通过空间矢量脉宽调制 (SVPWM) 得到并网逆变器相应的开关驱动信号Sa、Sb、Sc, 从而实现并网控制。

2 建模与仿真

基于上述研究, 在matlab/simulink中建立了三相单级式光伏并网系统的模型。仿真结果如图3、图4、图5所示。图3为光伏电池最大功率跟踪曲线, 当光照强度发生跳变的时候也能够最快地跟踪到最大功率点, 证明电导增量法可以快速平稳地跟踪到电池的最大功率点处。图4为三相并网的电流电压波形, 可以看出基本达到同频同相的要求。图5为三相电流波形, 经过谐波分析得到电流的谐波分量为2%, 达到国家标准。

3 结语

本文在研究光伏并网系统的原理的基础上, 搭建了单级式并网系统的模型, 并对其控制策略进行了研究。从上述模型中可知其控制策略较两级式的复杂, 能量环节和逆变环节集成于一个控制器内, 但是能量利用率高。本文仿真结果证明了该系统不仅可以快速跟踪到最大功率点, 且能够高功率因素小谐波运行。

参考文献

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直线开关磁阻电机控制策略仿真研究 第7篇

直线开关磁阻电机可以认为是在旋转开关磁阻电机的基础上进行结构变化而来,即将一台旋转开关磁阻电机沿径向剖开,再把电机的圆周展开成直线,由原来的定子演变而来的一侧叫做初极,由转子演变而来的一侧叫做次极。其中,又可以把固定不动的一侧称为定子,运动的一侧称为动子[1]。

直线开关磁阻电机为双凸极结构,一般其定子上有多相集中绕组,动子上既无绕组也无永磁体,其工作原理与旋转开关磁阻电机类似,遵循“磁阻最小原理”,即磁力线具有力图缩短磁通路径以减小磁阻增大磁导的本性,从而使电动机定、动子之间产生一种使磁通路径最短的电磁力,拖着动子到达该磁通对应的磁阻最小的位置。随着各相的顺序导通,直线电动机将做连续运动[2]。由于直线开关磁阻电机结构和其工作原理的特殊性,使得直线开关磁阻电机的瞬态磁场变化成为电机设计时特别关注的性能之一。近年来,有限元分析软件被广泛应用于电机磁场问题的求解和仿真过程中,已成为电机设计和分析的重要工具。其中Maxwell 2D软件在低频二维电磁场仿真方面具有出色的性能。本文采用Maxwell 2D软件建立直线开关磁阻电机模型,并加载外围驱动电路,完成直线开关磁阻电机二维瞬态磁场分析,并对不同的开关控制策略进行比较。

1 Maxwell 2D软件简介

Ansoft公司的Maxwell2D软件是一个功能强大、结果精确、易于使用的二维电磁场分析软件,在各个工程电磁领域都得到了广泛应用。它基于麦克斯韦微分方程,采用有限元离散形式,将工程中的电磁场计算转变为庞大的矩阵求解,它不仅可以对单个电磁机构进行数值计算,还可以对整个系统进行联合仿真,可以和Matlab等软件进行联合求解。Maxwell 2D软件可以进行二维电场分析、二维稳态磁场求解和二维瞬态磁场求解等。Maxwell 2D软件被广泛应用于电器、机械、石油化工等众多领域[3]。

2 直线开关磁阻电机的建模

2.1 直线开关磁阻电机仿真模型的建立

利用Maxwell 2D建立直线开关磁阻电机模型,建模过程如下[4]:(1)选择求解器,本文对电机二维瞬态磁场进行仿真分析,所以选择Transient求解器;(2)创建几何模型,按照电机设计尺寸绘制电机二维几何模型,本文所建直线开关磁阻电机模型尺寸参数如表1所示;(3)确定模型各部分材料属性,按设计为电机各部分指定材料,本文中直线开关磁阻电机定子和动子冲片材料均采用DH470矽钢;(4)激励源与边界条件定义及加载,本文中激励源由外电路提供,加载到电机绕组上;(5)运动选项设置,可对电机的运动类型、运动速度、初始位置进行设置;(6)求解选项参数设置,可对网格剖分、求解时间等进行设置;(7)求解及后处理,完成以上6步就可以对模型进行求解,观察结果,并生成各类图表。

利用Maxwell2D建立的直线开关磁阻电机模型如图1所示。

2.2 功率变换器及驱动电路模型的建立

直线开关磁阻电机功率变换器模型如图2所示,其中S1~S6为电压控制开关,由驱动电路控制,DS1~DS6分别用来设置实际过程中开关管的导通压降。考虑到二维场计算时的端部补偿效应,将RA~RC及LA~LC串联到电机对应各相绕组回路中,用来模拟端部电阻与端部电感。

直线开关磁阻电机的运行必须依赖于动子位置信号检测,从而为三相电流提供正确的换相信息[5]。可以利用Maxwell 2D带有位置变量得到动子位置信号,从而为功率变换器提供换相信息。利用Maxwell2D提供的电路元件建立如图3所示的驱动电路模型,其中V1、V2、V3为脉冲电压源,用来控制功率变换器中的电压控制开关S1~S6的通断,其电压脉冲是位置变量的函数,调整脉冲电压的设置就可以改变每相的开通位置和关断位置,从而很容易的改变对电机的控制。

3 仿真结果及分析

3.1 电机磁路仿真

直线开关磁阻电机B相通电时的磁力线分布如图4所示,当B相通电时磁力线在整个磁路中的分布情况,磁力线力图缩短磁通路径以减小磁阻,从而对动子产生向右的电磁力,拖着动子向右运动。依次对A、B、C三相通电,动子便可以在电磁力的作用下向右连续运动。动子与定子通电相的相对位置不同,所产生的电磁力大小也不相同,所以何时对定子哪相绕组通电便是决定直线开关磁阻电机运行方式的关键。

直线开关磁阻电机B相通电时的磁通密度分布如图5所示,从图中可以看出整个磁路中磁通密度的分布情况,定子B相铁心处磁通密度最大,磁场沿磁阻最小路径闭合。

3.2 开通关断位置选择

本文中定义定子凸极中心线与动子凹槽中心线对齐位置为x=0处,B相首先开通,B→A→C→B依次导通,每相导通30 mm,周期为90 mm,电机从静止开始,按以下两种开关控制策略分别进行仿真。

开关策略(一):开通位置x=3 mm;关断位置x=33 mm;导通区间30 mm。

开关策略(二):开通位置x=7 mm;关断位置x=37 mm;导通区间30 mm。

在两种不同的开关控制策略下对样机进行了仿真,得出了两种情况下的相电流及速度变化曲线,如图6、图7所示。

从图6中可以看出,采用策略(一)时起动冲击电流略大。从图7中可以看出,采用策略(一)时电机出力较大,平均速度大于策略(二)时的平均速度,这种控制策略有利于提高电机效率。

4 结语

利用Maxwell 2D软件建立了直线开关磁阻电机有限元仿真模型,并对系统进行仿真研究,结果准确反映了直线开关磁阻电机的磁场分布,从仿真结果中看出,改变直线开关磁阻电机的开通关断位置,不仅可改变电流峰值及有效值的大小,也可改变电流与电感波形的相对位置,从而改变电机产生电磁转矩的大小,可提高电机效率。仿真结果为直线开关磁阻电机的结构设计和控制策略优化提供了依据。

参考文献

[1]叶云岳.直线电机原理与应用[M].北京:机械工业出版社,2000.

[2]赵博,张洪亮.Ansoft12在工程电磁场中的应用[M].北京:中国水利水电出版社,2010.

[3]周宣.开关磁阻直线电机控制系统研究[D].徐州:中国矿业大学,2011.

[4]周会军,丁文,鱼振民.基于Maxwell2D的开关磁阻电动机的仿真研究[J].微特电机,2007,35(3):11-12.

直接连接热水采暖系统控制策略仿真 第8篇

节能减排和促进社会经济的可持续发展,现已成为各行业研发的重大课题之一。对公用系统而言,以推进热计量运行收费模式为突破口的供热体制改革正有条不紊地进行。随着近10年来热水采暖系统运行技术不断革新,以往“看天烧火”的运行方式已逐步向自动控制模式过渡。运行模式的变革,在较大程度满足用户热舒适性的同时也提高了采暖系统运行效率,改善了城市环境质量,降低了污染物排放。目前采暖控制技术对节能的贡献有目共睹,热计量运行模式不但具备系统优化运行的潜在优势,而且也更符合建设节约型社会的要求。由于热计量运行控制技术的复杂性、采暖系统规模的日益扩大及系统本身的固有特性,致使此运行模式对系统运行影响及如何更有效地控制系统仍需当今业界深入探讨。众所周知,热计量运行使原有采暖系统控制由主动变为被动,对热源、输配管网及终端用户均有影响。

本文以某直接连接热水采暖系统为研究对象,依据热力学原理,创建简化热水采暖系统动态模型。应用此模型,模拟分析4种采暖系统运行控制策略的动态响应和能耗,以期为系统运行和管理人员提供些许参考。

1 采暖系统数学模型

某热水采暖系统总采暖面积为108800m2,由公用和民用建筑组成。采暖系统设计参数如表1所示。热源为燃气锅炉,热用户均采用柱型散热器。采暖系统工艺流程及节点示意图如图1所示。

图1中给出应用室外气候补偿控制模式的控制原理。为避免繁琐的理论推导过程和简化系统模型,文中对此采暖系统做以下假设:

1)忽略输配管网热损失;

2)仅考虑建筑物通过外窗太阳辐射得热;

3)管网泄漏均发生于回水支路,且系统补水率为常数(取1.2%);

4)忽略建筑物地面和屋顶热容量;

5)采暖系统和建筑热物理参数采用集总方法计算。

热水采暖系统可看成热量生产和交换两个主要过程:热源锅炉燃料燃烧升温的循环水经过用户散热器释放热量到室内环境,降温的循环水再由循环水泵加压后返回锅炉,实现系统连续运行,满足用户室内温度要求。因热量生产和交换过程遵循热力学定律,据此可获得描述采暖系统的数学模型。

根据系统热量转换过程,系统可分解为锅炉、散热器、室内和建筑物4个子系统。各子系统动态描述如下。

1.1 锅炉子系统

$\begin{array}{l}c{}_{\text{b}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_s)}{\text{d}t}=u{}_{\text{f}}G{}_{\text{f}\max }{\rm H}V\eta {}_{\text{b}}-c{}_{\text{w}}(u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}G{}_{\text{d}\text{c}\text{o}\text{m}}+\\ u{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}G{}_{\text{d}\text{r}\text{e}\text{s}})\cdot ({\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_{\text{r}})(1)\end{array}$

式(1)描述了存储于锅炉内热水净热量等于锅炉燃料燃烧有效放热量与系统循环水得热量之差。式(1)中锅炉效率为非线性函数,u为燃料和循环水控制变量,式(1)及其他参数含义如表2所示。

1.2 散热器子系统

$\begin{array}{l}C{}_{\text{h}\text{t}\text{r}\text{c}\text{o}\text{m}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_{\text{r}\text{c}\text{o}\text{m}})}{\text{d}t}=c{}_{\text{w}}u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}G{}_{\text{d}\text{c}\text{o}\text{m}}({\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_{\text{r}\text{c}\text{o}\text{m}})-U{}_{\text{h}\text{t}\text{r}\text{c}\text{o}\text{m}}\left(\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}+{\rm T}{}_{\text{r}\text{c}\text{o}\text{m}}}{2}-{\rm T}{}_{\text{z}\text{c}\text{o}\text{m}}\right){}^{(1+n)}(2)\\ C{}_{\text{h}\text{t}\text{r}\text{r}\text{e}\text{s}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_{\text{r}\text{r}\text{e}\text{s}})}{\text{d}t}=c{}_{\text{w}}u{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}G{}_{\text{d}\text{r}\text{e}\text{s}}({\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_{\text{r}\text{r}\text{e}\text{s}})-\\ U{}_{\text{h}\text{t}\text{r}\text{r}\text{e}\text{s}}\left(\frac{{\rm T}{}_{\text{s}}+{\rm T}{}_{\text{r}\text{r}\text{e}\text{s}}}{2}-{\rm T}{}_{\text{z}\text{r}\text{e}\text{s}}\right){}^{(1+n)}(3)\end{array}$

式(2)和(3)中描述了公用和民用建筑用户散热器热水携带热量与室内环境热量交换过程。

1.3 室内子系统

$\begin{array}{l}C{}_{\text{z}\text{c}\text{o}\text{m}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_{\text{z}\text{c}\text{o}\text{m}})}{\text{d}t}=c{}_{\text{w}}u{}_{\text{c}\text{o}\text{m}}G{}_{\text{d}\text{c}\text{o}\text{m}}({\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_{\text{r}\text{c}\text{o}\text{m}})+q{}_{\text{s}\text{o}\text{l}\text{s}}\cdot A{}_{\text{w}\text{i}\text{n}\text{s}\text{c}\text{o}\text{m}}+q{}_{\text{i}\text{c}\text{o}\text{m}}A{}_{com}+(U{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}}+U{}_{\text{w}\text{i}\text{n}\text{c}\text{o}\text{m}})({\rm T}{}_{\text{o}}-{\rm T}{}_{\text{z}\text{c}\text{o}\text{m}})(4)\\ C{}_{\text{z}\text{r}\text{e}\text{s}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_{\text{z}\text{r}\text{e}\text{s}})}{\text{d}t}=c{}_{\text{w}}u{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}G{}_{\text{d}\text{r}\text{e}\text{s}}({\rm T}{}_{\text{s}}-{\rm T}{}_{\text{r}\text{r}\text{e}\text{s}})+q{}_{\text{s}\text{o}\text{l}\text{s}}\cdot A{}_{\text{w}\text{i}\text{n}\text{s}\text{r}\text{e}\text{s}}+q{}_{\text{i}\text{r}\text{e}\text{s}}A{}_{\text{r}\text{e}\text{s}}+(U{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}}+U{}_{\text{w}\text{i}\text{n}\text{r}\text{e}\text{s}})({\rm T}{}_{\text{o}}-{\rm T}{}_{\text{z}\text{r}\text{e}\text{s}})(5)\end{array}$

式(4)和(5)中阐述了存储于室内空气净热量等于散热器携带热量、太阳辐射热量及室内内部得热量(人体、设备和灯光)与经由建筑物外围护结构失热量之差。

1.4 建筑物子系统

$\begin{array}{l}C{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}})}{\text{d}t}=U{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}\text{o}}({\rm T}{}_{\text{o}}-{\rm T}{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}})+U{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}\text{i}}({\rm T}{}_{\text{z}\text{c}\text{o}\text{m}}-{\rm T}{}_{\text{w}\text{l}\text{c}\text{o}\text{m}})(6)\\ C{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}}\frac{\text{d}({\rm T}{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}})}{\text{d}t}=U{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}\text{o}}({\rm T}{}_{\text{o}}-{\rm T}{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}})+\\ U{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}\text{i}}({\rm T}{}_{\text{z}\text{r}\text{e}\text{s}}-{\rm T}{}_{\text{w}\text{l}\text{r}\text{e}\text{s}})(7)\end{array}$

式(6)和(7)中描述了建筑物室外墙体存储净热量与室内和室外温度之间的动态关系。

综上,简化热水采暖系统数学模型由7个动态方程构成。公用和民用建筑热用户散热器回水支线混合温度及用户回水与系统补水混合温度用稳态方法计算,公式从略。该数学模型可用于系统特性分析和控制系统动态仿真。

2 采暖系统开环响应

采暖系统各种动态特性可通过模拟和分析系统开环响应得到。例如,不同室外温度时,为保证室内设计温度,相应锅炉供水温度和燃料消耗数据均可通过开环响应确定。设计工况下(室外温度为-11℃,设计循环流量,不考虑太阳辐射和室内内部得热),为维持室内温度18℃,锅炉负荷为86.2%时系统温度开环动态变化显示如图2所示。

如图2(a),锅炉供回水温度达到稳态时分别为72.9℃和55.6℃,均低于设计供回水温度,这是因选择计算散热器传热面积考虑较大安全系数所致。当室外温度为设计温度时,系统供水温度并不需达到设计指标即可达到设计室内温度要求。图2(b)显示了公建和民建用户回水温度稳态值均为56.2℃。图2(c)给出室内温度动态变化过程。由于模拟初始值及室内空气和室外墙体热容量不同,造成公建和民建用户室温动态响应差异。图2(d)也表明了这两种类型建筑物外围护结构动态特性的区别。另外,从达到稳态值时间看,供回水温度和室内温度响应要比外墙温度响应速度快约1倍。

3 控制策略仿真

虽然许多热水采暖系统目前仍依据室外温度与供水温度对应关系图表手动控制运行,但仍有部分采暖系统实现了室外气候补偿运行控制模式。本文以此控制策略为参照(基本案例),探讨以节能减排和提高用户热舒适性为双重目标的可能运行控制模式。例如,考虑太阳辐射热量及用户内部得热,应用专家系统推测和调整锅炉供水温度设定点;应用室内温度控制器和热计量运行控制模式等。以下即为各种控制模式结合系统动态模型的动态仿真和分析。

系统仿真时间为1天。作用于采暖系统的干扰为:室外温度,范围为-2.5～-11℃;经由外窗的太阳辐射热量,范围为0～120W/m2;公用和民用建筑物室内内部得热量,范围分别为1～15W/m2及5～13W/m2。

文中采暖控制系统为闭环反馈控制系统,均采用典型比例积分(PI)控制器。PI控制器以误差信号(e)驱动,输出控制信号由式(8)计算。为比较不同控制系统能耗,锅炉燃料消耗及水泵电耗(循环水泵和补水泵)分别采用式(9)及(10)计算。

u=kpe+ki∫${}_0^t$edt (8)

Ef=∫${}_0^t$ufGf maxHVdt (9)

Ee=∫${}_0^t$(Pcp+Pmk)dt (10)

3.1 室外气候补偿控制模式(基本案例)

室外气候补偿控制模式燃料供应量与室外温度有关。因此,锅炉供水温度设定值通常可用函数式(11)表示。

Ts sp=aTo2+bT0+c (11)

式(11)中系数应由供热理论获得并依据实际系统运行情况调整。此时,采暖系统循环流量应维持设计值。

室外气候补偿控制系统动态仿真如图3所示。由图3(a)可知锅炉供水温度随室外温度变化范围为59.5～73.9℃,与其对应的锅炉燃料控制信号显示于图3(b)。观察用户室内温度动态变化,公建和民建用户室内温度均超过设计温度标准(18℃)是因系统干扰所致。同时,公建和民建用户室内温度动态响应(峰值和温差范围)也有所不同,这与用户使用特性有关。

用户不同室内温度导致散热器传热量的差异造成用户回水温度的不同见图3(d)。用户室内温度与设计值的误差和变化幅度显示于图3(e)、(f)。对比可知,公建用户室内温度波动大于民建用户室内温度波动约1.5℃。

3.2 专家型室外气候补偿控制模式

如前所示,单纯采用室外气候补偿控制模式既导致室内温度超标,又使其产生较大波动,降低室内环境热舒适性。分析此结果的主要原因是因为作用于采暖系统的干扰没有得到有效补偿。因此,本案例由一专家系统综合评估太阳辐射得热、室内内部得热及室外温度对系统热负荷的影响来调整供水温度设定值,以求降低室内平均温度和缩小室内温度波动范围。供水温度修正函数由式(12)计算。修正后锅炉供水温度设定值以式(13)确定。

ΔTs sp=f(t,qsol,qint) (12)

T ′s sp=Ts sp+ΔTs sp (13)

此控制模式动态响应如图4所示。对比图3(a),因系统供水温度变化范围下降为50.7～72.3℃,导致室内平均温度降低。对照图3(e)、(f)可知,图4(e)、(f)中室内温度平均值不但明显低于基本案例,同时室内温度波动幅度也有所减少。所以,专家型控制系统能够跟踪和补偿系统热负荷变化。

3.3 供水温度与室内温度共同控制模式

分析上述两控制策略模拟结果,虽然专家型气候补偿控制模式可降低室内温度平均值及其波动幅度,但若对室内温度直接控制,或能更有效地降低能耗和改善用户热舒适性。这种运行模式即为供水和室内温度共同控制策略。对此控制模式仿真时,锅炉供水温度设定值仍采用3.2中的计算方法。室内温度设定值为设计室内温度18℃。室内温度控制器采用典型PI控制器,以室内温差驱动控制阀对散热器循环流量予以调节。

该控制模式动态响应如图5所示。对比图4(a)中水温变化,图5(a)中供水温度基本不变,因用户循环水量减少造成供回水温差略有升高。图5(b)清晰地显示了公建和民建用户循环流量与用户特性对应关系。同时,用户特性在用户回水温度上也得以体现。从用户室内温度变化看,对比图4(e)、(f),室内温度波动幅度进一步缩小。

3.4 热计量控制模式

热计量控制作为系统运行策略在许多国家已应用多年。中国集中供热系统热计量控制模式无论从理论还是实践上仍处于探索阶段。除政策方面原因外,这还与采暖系统复杂性、规模及系统固有特性有关。热计量运行模式由动态调节取代静态调节技术,实现按需运行,也称需求侧控制,具备最大程度利用有限资源的潜在优势,为采暖系统节能减排提供合理路径。此案例即是利用热计量控制模式提高系统运行效率,以最小代价获取最大经济和社会效益。此模式锅炉供水采用修正后的温度设定值。室内温度设定则根据用户实际情况由式(14)给出。室内温度设定值体现了公用和民用建筑用户不同使用特征。

$\begin{array}{l}{\rm T}{}_{\text{z}\text{s}\text{p}\text{c}\text{o}\text{m}}=\{\begin{array}{l}10℃,0\text{h}\le t\le 7\text{h}\\ 14℃,7\text{h}<t\le 8\text{h}\\ 18℃,8\text{h}<t\le 12\text{h}\\ 16℃,12\text{h}<t\le 13\text{h}\\ 18℃,13\text{h}<t\le 17\text{h}\\ 16℃,17\text{h}<t\le 18\text{h}\\ 10℃,18\text{h}<t\le 24\text{h}\end{array}\\ {\rm T}{}_{\text{z}\text{s}\text{p}\text{r}\text{e}\text{s}}=\{\begin{array}{l}18℃,0\text{h}\le t\le 8\text{h}\\ 16℃,8\text{h}<t\le 9\text{h}\\ 14℃,9\text{h}<t\le 12\text{h}\\ 16℃,12\text{h}<t\le 13\text{h}\\ 14℃,13\text{h}<t\le 17\text{h}\\ 16℃,17\text{h}<t\le 18\text{h}\\ 18℃,18\text{h}<t\le 24\text{h}\end{array}\end{array}(14)$

热计量控制模式动态响应显示如图6所示。由图6(a)、(b)可见,供水温度和流量控制信号多处具有突变性质,这是因室内温度设定值的突变所致。逐渐改变的温度设定可有效解决此现象。另外,对比这4种控制策略燃料控制信号(uf)可知,热计量系统具有最低燃料消耗。同时,循环流量控制信号也表明了系统利用得热量补偿热负荷变化的能力。由于公建和民建用户室内温度设定值不同,形成用户支线回水温度最大接近30℃的差别,这一点也暗示了系统总回水温度并不能真正反映分支系统传热过程。各用户室内温度与设定值误差显示,其误差均可控制在+0.4～-0.3℃。对比仅采用供水温度控制运行策略,供水和室内温度共同控制的系统用户室内热环境得到明显改善。

3.5 控制模式能耗对比和热舒适性评价

通过控制策略动态仿真,有必要比较以上4种控制模式运行情况。锅炉燃料消耗可对燃料控制信号积分获得,系统电耗可由各循环支路流量控制信号积分和补水泵电耗得到。另外,室内环境热舒适性可通过用户室内温度与其对应设计值或设定值平均误差及其范围予以评价。经计算,一天内系统能耗和热舒适性评价结果如表3所示。由表3可知,采暖系统最佳运行模式为采用热计量控制策略,可实现节省燃料和电能达20%以上。

4结论

经由热力学定律创建的热水采暖系统数学模型开环动态实验可知,此简化模型保留了系统主要动态特性。分析4种控制模式仿真结果,虽然专家型室外气候补偿控制可有效克服单纯室外气候补偿控制模式导致室内温度波动和耗能较大等缺点,但仍有进一步节能和室内环境改善热舒适性的潜力。供水温度和室内温度共同控制模式,能有效跟踪和补偿热负荷变化,提高系统运行效率。

热计量控制策略仿真结果表明,对照单纯室外气候补偿控制模式,该案例燃料和电能消耗分别节省21.4%和21.6%,在实现系统优化运行和节能减排的同时,也使热用户热舒适性得到极大改善。

摘要：运用能量和质量守恒原理,保持采暖系统主要特性,创建简化直接连接热水采暖系统数学模型。应用创建的模型及动态仿真技术,对4种控制策略诸如室外气候补偿控制模式、专家型室外气候补偿控制模式、供水和室内温度共同控制模式及热计量控制模式予以仿真,得出系统动态响应。模拟结果显示,虽然专家型室外气候补偿模式能够有效降低能耗,但若同时控制供水和室内温度,可进一步提高系统运行效率和室内环境热舒适性。热计量运行模式能降低燃料和电力消耗分别达21.4%和21.6%,实现优化运行和节能减排目的。

关键词：热水采暖,数学模型,控制,热计量,仿真

参考文献

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[3]Haines R W.Control systems for heating,Ventilating and Air Conditioning(fifth edition),Van Nostrand Company,New York,1993.

[4]陆耀庆.实用供热空调设计手册[M].北京:中国建筑工业出版社,1993.

悬架系统的控制策略及仿真分析 第9篇

汽车悬架是一个弹性、阻尼等力学特征比较复杂的非线性系统,由于机械系统的相互作用,在汽车实际行驶过程中,会有各种各样的激励和内部控制,不同情况下,车辆的受力会发生变化,给车辆的运动学及动力学分析带来困难。为了便于分析,就应对系统进行简化。如果假设每个车轮都采用独立悬架,将其简化为最简单的单自由度1/4车辆模型[1]。下面就以1/4车轮模型为例介绍悬架系统的控制过程。

对于被动悬架(图1a),根据牛顿定律,得出系统的运动方程如下:

对于主动悬架(图1b),根据牛顿定律,得出系统的运动方程如下:

采用一个滤波白噪声作为路面输入模型,即:

式中Ks—悬架弹簧刚度,N/m;

Kt—轮胎刚度,N/m;

Cs—阻尼系数,N·s/m;

Ua—控制力,N;

xg—路面位移,m;

mb—1/4车身质量,kg;

mw—车轮质量,kg;

G0—路面不平度系数,m2/m;

U0—车辆前进速度,m/s;

ω—均值为零的高斯白噪声;

f0—下截止频率,Hz。

结合式(1)、式(2)、式(5),将系统运动方程和系统激励输入方程写成矩阵形式,即得出系统的空间状态方程:

式中X(t)—系统状态矢量,X(t)=[xb(t)xw(t)xb(t)xw(t)xg(t]T;

W(t)—高斯白噪声输入矩阵,W(t)=[ω(t)];

U(t)—控制输入矩阵,U(t)=Ua(t)。

2 汽车悬架系统的LQG控制策略

2.1 汽车悬架系统的性能

在对汽车悬架进行设计时,主要目的是保证行驶的平顺性,为驾驶员和乘客提供良好的乘坐舒适性、可接受的车身姿态,对车轮动载荷进行合理的控制,为此期望的汽车悬架系统应具备以下性能。

(1)车辆在不同路面(不同的车速、路面不平度情况等)上直线行驶时,为给乘员提供良好的乘坐舒适性(即平顺性),应使车身同车轮的振动减少至最低水平。

(2)能最大限度减小轮胎的动载荷,以保证良好的轮胎接地性,提高行驶安全性和操纵稳定性。

(3)为防止限位块与车身撞击而引起的对乘客的冲击,应将悬架的动行程控制在允许的范围内。

(4)从以上几方面考虑,保证良好的车身姿态。

2.2 对汽车悬架系统的几点要求

为了改善汽车的行驶平顺性、操纵稳定性以及乘坐舒适性等综合性能,使悬架的控制性能达到预期的目标控制效果,在悬架系统模型基础上,本文运用随机线性最优控制理论对其进行控制研究[3]。应用随机线性最优控制理论,对系统有以下几点要求。

(1)受控系统是线性的(Linear)。

(2)系统的性能指标要以二次型的形式表达(Ouadrat-ic)。

(3)系统输入为高斯分布的白噪声(Gaussian distributed)。

(4)系统的状态均为可测。

2.3 LQG控制器设计

在车辆悬架设计中,通常将轮胎动载荷、车身加速度和悬架动行程作为主要性能指标。轮胎动载荷代表轮胎接地性;车身加速度代表乘坐舒适性,同时也意味着输出力的大小;悬架动行程影响车身姿态,结构设计和布置有关。因此,LQG控制器设计中将轮胎动态位移、悬架动行程和车身加速度的加权平方和的积分值作为目标性能指数,其表示如下[2]:

其中q1、q2和ρ分别为轮胎动态位移、悬架动行程和车身加速度的加权系数,为计算方便,设车身加速度的加权系数ρ为1。

当车辆参数值和加权系数值确定后,即可由黎卡提(Riccati)方程求出最优控制反馈增益矩阵K,其形式如下:

AK+KAT+Q-KBR-1BTK+FWFT=0 (8)

车辆参数和加权系数决定了最优控制反馈增益矩阵K。求出了增益矩阵K1×5,也就意味着单轮车辆主动悬架控制器的设计完成了。然后根据任意时刻的反馈状态变量X(t),就可得出t时刻作动器的最优控制力Ua(t),即:

2.4 仿真结果分析

这里,以某轿车的后悬架为例,给出一个完整的计算实例

仿真计算中,以式(5)的滤波白噪声作为路面输入模型。其中,白噪声的生成可直接调用仿真模块Band-Limited White Noise(有限带宽白噪声)。

根据前面所建立的系统状态方程(6)及优化性能指标函数(7),利用已知的矩阵A、B、Q、R、N,调用MATLAB中的最优线性二次控制器设计函数[K,S,N]=LQG(A,B,Q,R,N)[4],即可完成最优主动悬架控制器的设计。返回的结果中,为最优控制反馈增益矩阵,S为黎卡提方程的解,E为系统闭环特征根。

根据仿真参数,求得的最优反馈增益为:

K=[711.9-1 241.5-19 284.4-2 038.5 20 864]

在MATLAB/Simulink环境下,建立最优主动悬架车辆仿真模型框图(见图2)。同时,还将所设计的主动悬架系统与一个被动悬架系统进行了仿真试验对比,仿真模型见图3。在被动悬架系统中,取悬架刚度Ks为22 000 N/m、阻尼系数Cs为1 000 N·s/m。除此以外,其他所有输入参数值与主动悬架系统完全相同。单轮模型仿真输入参数见表1。

图4所示随机输入的不同等级路面输入,图5中虚线表示被动悬架,实线表示主动悬架。从上面的仿真结果可以得出如下结果。

(1)由图4、图5可以看出,车辆在行驶的过程中,随机位移功率谱输入的路面不平度随时都在发生变化时,在轮胎动位移变化不大的情况下,所设计的最优主动悬架和被动悬架相比,显著地降低了车身的垂向振动加速度,提高了车辆行驶的平顺性和乘坐舒适性。

(2)由图6、图7可以看出,主动悬的车轮加速度和轮胎动位移也有所改善,只是效果不是很显著,但综合性能有所提高。

(3)图8表明,主动悬架与被动悬架相比动行程有所恶化,但是总的来说,只要不超过允许的范围,是可以以悬架的动行程的增大来换取车辆其他性能(如乘坐舒适性行驶平顺性等)的提高。

3 悬架系统的PID控制策略

3.1 PID控制悬架系统仿真

为了达到对悬架预期的控制效果,改善汽车的行驶平顺性、操纵稳定性以及乘坐舒适性等综合性能,在MAT-LAB6.5/SIMULINK环境下,采用PID控制器对悬架系统进行控制[5],以车身垂向加速度和悬架动行程作为系统控制目标。控制策略原理如图9和图10所示。其中参数Kp=500,Ki=40,Kd=0.5。其仿真效果图如图11～16所示。

3.2 仿真控制分析

各图中虚线表示被动悬架,实线表示主动悬架。从上面的仿真结果可以得出以下结论。

(1)图11所示的采用PID控制后的车身垂向振动加速度变化范围在-2m/s2～2m/s2的范围内,而图6采用最优控制的加速度范围在-4～4 m/s2范围内,显然采用PID控制后的效果更显著。

(2)图12说明,采用PID控制后悬架动行程的变化范围为-0.08～0.08 m,图9所示的最优级控制下动行程的变化范围为-0.1～0.06 m,显然采用PID控制后变化更平稳,能更好的提高车辆行驶的平顺性。

通过对主动悬架采用最优控制和PID控制两种控制策略进行仿真分析,采用PID控制后,车身的垂向加速度控制、悬架动行程控制等都有所改善,达到了提高乘坐舒适性和行驶平顺性的目的。但如果将两种控制方法很好地结合效果会更佳。

摘要：本文运用随机线性最优控制理论和PID控制策略,在悬架系统的控制过程中,建立悬架系统的模型和道路模型,分别以轮胎动态位移、悬架动行程和车身加速度为控制目标实施控制,通过仿真分析,发现所设计的最优主动悬架显著地降低了车身的垂向振动加速度,提高了车辆乘坐的舒适性。

关键词：悬架,策略,模型,仿真,分析

参考文献

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策略仿真 第10篇

1.引言

随着输电技术的不断发展超高压输电以及无可比拟的优势越来越被广泛的应用在输电的过程中，但是由此所带来的绝缘配置的成本越来越高。一般来说特高压输电输送的电的容量比较大，所以在这个过程中如果出现绝缘故障对整个输电系统的影响比较大而且会造成巨大的经济损失，国内对于这方面的理论研究比较少经验也比较少，所以在特高压输电的过程中对于绝缘配置的研究是非常重要也是非常急迫的。其中过电压是影响绝缘配置的一方面，还包括运行的方式以及主回路接线的方式以及操作和控制方式等等。目前研究较为成熟的是500KV的输电过程中的绝缘配置，但是对800KV特高压输电过程中的绝缘配置的研究相对较少，相关方面亟待解决保护方案。本文对我国某800kv特高压输电的过电压保护和绝缘配置之间的关系进行了研究。该输电的总的输电容量达到了5000KW，额定电流高达3000A，长度达到了1400Km，对于这个输电过程中本文进行了相应的仿真研究。本文利用电磁暂态仿真软件对于输电过程中的过电压和绝缘材料之间的关系进行了仿真，在仿真的过程中根据多个工程实例研究了电压分布和绝缘配置之间的关系，并且根据仿真研究的成果對影响绝缘配置较大的两个因素进行了研究，本文研究的结果可以为我国特高压输电过程中的绝缘配置提供一定的理论基础和工程实践的经验。

图1 换流站单极避雷器所采用避雷器的设计方式

2.换流站直流暂态过电压仿真

图1为本文所研究的某800kv特高压输电网的避雷器的设置方式，可以看到下图中有避雷母线避雷器，高端换流阀被雷器，V1-V3对应着阀避雷器，C2为脉动桥避雷器等。根据下图中避雷器的配置的方式，本文建立了两端的换流站以及直流输电直流暂态电压的仿真模型。在本文对直流换流站电压进行仿真的过程中，两端的交流与潮流分布以及系统的短路容量之间可以采用等值的关系进行代替。相关的直流输电线路以及接地极采用仿真软件所提供的相位以及频率的相关信息。直流换流站相关的控制策略参考仿真系统所提供的控制策略。换流站内部的一些实际的参数是根据所要仿真的设备的实际的参数进行设定的，但是对一些输电线的阻抗以及长度等因素进行了忽略，对换流阀进行了理想化的处理，对开关损耗进行了忽略开通以及关闭的时间进行了忽略。避雷器的模型可以采用下冲击过程中的伏安特性曲线中的非线性的电阻来代替。本文所采用的直流保护的策略对我国某特高压直流输电过程进行了参考。本文还对金属回线运行的方式下直流回路的电压进行了仿真分析。通过统计1周波内大约20次的故障的发生时刻来对避雷器的最大的应力值进行计算。

3.直流差动保护

通过测量直流侧高压端电流的值和直流侧低压电流的值通过他们之间的差值作为依据来对直流输电线路进行差动保护就是直流差动保护的含义，在这个过程中要对直流接线器的内部故障进行分析。通过I这在直流差动的保护原理可以保护直流接线器内部的几乎任何的故障。通过多直流换电站绝缘配置的经验总结以及相关的仿真分析，对于直流换流器内部的绝缘配置影响最大的因素是高端的XY侧接地端，通过故障分析可以得到阀避雷器以及母线避雷器最大的应力，可以将这些参数作为选择避雷器的依据。但是除了这些能够影响避雷器的最大的应力其运行方式的差异也会对避雷器的应力造成一定的影响，所以本文在进行仿真的过程中考虑了多种的运行方式来进行仿真，比如单双极运行的方式和以及金属回线的丰大和桔小的运行方式等。通过相应的仿真计算发现了如下的规律：桔小方式由于系统运作的所需要的电流极小很容易造成阀的关闭，所以相应的阀避雷器的应力应该要比较大;丰大模式下由于金属回线中的压降较大，所以要求中性母线避雷器的应力要足够大。在上面这几种的不同运行模式的仿真过程中还要考虑到系统延时对于最终仿真结果的影响，在计算避雷器的应力值的时候应该要将其考虑进去。通过仿真计算由于金属回线过程中的压降较大，所以对中性母线的电压提出了很高的要求，那么中性母线的应力值就应该较大。与此同时要对系统延时的参数进行考虑并进行相关的设置来减少其影响，通过计算避雷器的最高的残留的电压的值达到了261v，比当初设计的标准值260v还要高一点。在大多数的运行的模式下，通过合理的设置延时避雷器都能够吸收由于过电压和过电流所造成的影响。在这个过程下过电压和过电流所造成的多余的能够都能够被避雷器所吸收掉。所以在直流差动保护的过程中主要是通过在不同的运行方式下对避雷器的应力值进行设计，以避免在运行的过程中由于过电压因素造成超过避雷器所能够承受的应力值。

4.接地极线过电压保护

将中性母线和地之间的电压差作为接地极过电压保护的依据是过电压保护的最为基本的原理。本文结合我国某特高压输电过程对接地极线过电压的保护进行了研究。一般来讲极控闭锁完成之后就要立即关闭相应的中性母线，所以该环节也会造成一定的延时这个延时是造成接地线过电压很重要的一个因素。直流系统如果运行在GR或者是MR的方式下的时候，接地极所涉及的线路以及金属返回线涉及的线路会存在由于受到雷击或者跳变或者其他因素等而造成开路的情况，由于开路所引起的正反射电压会使得中性母线和地之间的压差增大，那么直流电流就会被迫通过相应的中性母线避雷器流向大地，这个过程会使得中性母线避雷器遭受较大的应力，所以应选择好该中性母线避雷装置的型号。所以也正是由于上述原理那么中性母线避雷器所承受的压力是与接地极过电压保护动作的时间是密切相关的。

图2 金属回线运行方式下

采用仿真软件进行仿真的模块图

5.结论

三相逆变器的控制策略仿真研究 第11篇

随着高新技术的发展,在日常生活中各种用电设备层出不群,其对输入的交流电源电压的要求越来越高,其中三相交流电源则为用电设备的主要电能来源[1,2]。传统的三相三桥臂逆变器能够很好的为对称或平衡负载提供交流电能,但是对不平衡负载,其表现出无能为力。这是因为当所接负载不平衡负载时,其将导致输出的相电流的不平衡,从而导致输出相电压的不平衡,最终会使负载的中性点发生偏移,从而影响各种用电设备的正常工作。所以如何使逆变电源能够为不平衡或不对称的负载提供比较对称且谐波含量比较少的相电压是电源新技术研究与发展的一种必然趋势[3,4]。

1 三相四桥臂逆变器原理与仿真

由于三相三桥臂逆变器不能够带不平衡负载,从而在三相三桥臂逆变主电路的基础上加入第四桥臂构成中点,将三相输出的中性点接在该臂上,从而构成三相四桥臂逆变电源,其电路结构拓扑图如下所示,通过增加这一桥臂可以直接控制中性点电压。同时,产生的中性点电流会流入负载,这样增加了一个自由度,使得三相四桥臂逆变器可以产生一个独立的电压从而使其有能力在不平衡或不对称负载的情况下维持三相电压的对称输出,而对于对三相四桥臂逆变器的控制方法有多种,各种第四桥臂控制方法的优缺点,本文将采用以下两种方法来对第四桥臂进行控制,一是利用三相输出的电压来控制第四桥臂,使输出电压对称;二是有三次谐波注入调制信号的调制。

2 三相输出电压控制第四桥臂

2.1 理论分析

三相三桥臂逆变器常用于带三相线性平衡或对称的负载,其约束条件为i1+i2+i3=0,由各桥臂的中点电压v1,v2,v3可以决定v1N,v2N,v3N,在三相四桥臂逆变器中,上述的约束条件不再成立,即i1+i2+i3≠0,由v1,v2,v3和第四桥臂的中点电压v4共同决定vr1,vr2,vr3,第四桥臂中的电压由第四桥臂的调制信号vr4和其它三桥臂的调制信号vr1,vr2,vr3共同来决定,设三桥臂的中点电压为:

当V1(t)=V2(t)V3(t)时,可得v1+v2+v3=0,从而,如果存在v1,v2,v3,v4使逆变器的输出三相电压对称v1+v2+v3=0,则v4的控制可以消除非线性或不平衡负载的影响,从而充分发挥第四桥臂的优势。根据三相四桥臂逆变电路拓扑图可知

令L1=L2=L3=L,则由上式可以推出

如果,v1+v2+v3=0则

若第四桥臂的中点电压设为

则有vAN+vBN+vCN=0

从而,在实际控制v4中加入(vAN+vBN+vCN)项,通过调节vAN+vBN+vCN的和可以对出现的三相不对称进行快速调节。

2.2 第四桥臂控制的实现

第四桥臂利用上述的控制方法,三相控制命令采用三相基准正弦,给定为

将(6)代入(4)可得:

从(7)式可得,只要,输出的三相电压总是对称的,且k的大小影响过渡过程的动态特性,从式(6)可知,第四桥臂的控制命令获得需要计算第四桥臂电流in的微分,这在理论上可行,但在实际应用中不行,因为在实际的控制系统中,由于开关动作引起的扰动将被微分计算放大,可能会使调节出现混乱,使系统由于谐波过大而不稳定。但是,当三相负载随时间变化保持常数时,微分与积分的相位近似相差为180°,幅值比例关系近似为ω2,也就是说第四桥臂控制设计可以采用替换,则(6)式可变形为:

上式成立的前提条件是负载随时间变化且要保持常数,若变化不保持常数,则积分与微分之间会存在一定的偏差,此值可以通过控制k(vAN+vBN+vCN)来得到补偿,保证输出电压基本上在负载不平衡的情况下输出电压对称。

2.3 第四桥臂控制实现

三相四桥臂逆变器的前三桥臂可对三相输出电压的正序和负序分量进行控制,而第四桥臂只对三相输出电压的零序分量进行控制,从而前三桥臂的控制可以采用现有的三相三桥臂逆变器控制方法来控制。经过上述的推导可得第四桥臂的控制方法,其对应的MATLAB模块图如下。三相四桥臂逆变器的MATLAB模块图如下其中前三桥臂的各个控制模块与前面所述的三相三桥臂逆变器SPWM的控制模块图一样,在上述仿真模型的基础上对其进行仿真,对应的仿真参数为E=300V,fc=28500 Hz,滤波器中电感满足L1=L2=L3=Ln=6.6 m H,电容满足C1=C2=C3=14.4μF,负载1=200Ω,调制比m=0.95,1=200Ω,2=200Ω,3=100Ω+40m H,4=短路,5=空载。如A1B2C3则表示A相接200Ω,B相接100Ω,C相接100Ω+40m H,其它表示类似。

2.4 仿真

2.4.1 不平衡负载对应的输出波形

3 三次谐波注入三相四桥臂逆变器

3.1 理论分析

在三相四桥臂逆变器拓扑中,负载中点N与第四桥臂中点相连。此时A、B、C所接负载可以为非对称或非线性负载或是它们的组合。同前面章节所述一样,电源电压中间电位点为0,v1,v2,v3,v4分别为各个桥臂的中点电压,i1,i2,i3,为电感电流,负载电压v01,v02,v03,对应的负载电流为i01,i02,i03,高频三角波的频率为fc,幅值为1,假设fc足够大,滤波器上的各相电感与电容分别相等且其值很小,从而忽略LC上的低频分量,每桥臂上的IGBT互补导通,调制信号与三角波载波信号交截所得正相脉冲控制上管,其反相控制下管。假定四个桥臂的调制信号分别为vr1,vr2,vr3,vr4,各桥臂的中间电压相当于对应的调制信号经高频抽样放大得到,各频谱在低频段与相应的调制信号相同,同时也包含了开关频率附近的成分,从其拓扑图知

很明显,在三相四桥臂逆变器中i1+i2+i3≠0,因此负载中点电压和电流不为0,即此逆变器失去了对称性,从而输出电压v01,v02,v03将由四个桥臂的中间电压共同得出,其中第四桥臂的中间电压v4由其调制信号vr4来决定,而与v1,v2,v3无关。由于滤波电感L较小,从而除基波外的电感电流i1,i2,i3低频分量很少,并且高频分量的幅值很小,从而的影响可以忽略。从而在上式忽略除基波外的滤波电感压降的情况下,变形为

将四个桥臂的调制波分别注入三次谐波,其对应的调制波变为

式中m为调制比,0≤m≤1,k为三次谐波系数,一般满足0.15≤k≤0.2。在实际应用中,为了兼顾其对输出电压谐波和直流电压利用率的影响,一般取k=0.18为好,根据前面三相三桥臂逆变器可知,此时各个桥臂的中点电压为

若令m=1联立(10)(12)可得输出电压v01,v02,v03分别为

经过上述分析可知,同三相三桥臂逆变器一样,给三相四桥臂逆变器的调制信号vr中注入三次谐波,同时用此三次谐波作为第四桥臂的调制信号,不仅可以对A、B、C三相进行独立控制,使输出三相对称的电压,而且可以降低对电源电压的要求,提高电源电压的利用率,使其利用率提高了1.15倍。用MATLAB对其进行仿真,其控制的MATLAB仿真模块如下所示:

3.2 第四桥臂采用三次谐波控制

该方法的前三桥臂的控制与三相三桥臂逆变器的控制一样,只给给第四桥臂调制波中注入三次谐波,其中第四桥臂的调制信号波为vr4=ksin3ωt,对其进行仿真。

3.2.1 对应的不平衡负载波形如图7。

根据上面对只给三相四桥臂逆变器的第四桥臂注入三次谐波的仿真可得出如下结论:只给第四桥臂注入三次谐波不能够解决三相三桥臂逆变器带不平衡负载的问题,尽管可以由前面的相关推论可知第四桥臂中含有三次谐波,但如果只给其注入三次谐波不能够完全解决问题。仿真中可以发现,输出电压的不平衡度稍微减少,但还是不能够满足用户的需求,同时其谐波含量较大,对用户的用电设备造成一定的损坏,如果注入电网的话会对电网造成谐波污染。产生谐波的主要因素如图8所示。

1)载波比N对谐波的影响:产生的各次谐波主要由载波比决定,在给定的调制度下,各次谐波随着载波比的增加而迅速降低,当N大于27以后,低次谐波实际上已经接近为零。各次谐波的幅值与逆变器的输出基波频率无关,但是在不同基波频率下,同样次数和同样幅值的谐波对负载的影响是不同的。基波频率较大时,谐波影响可以忽略,基波频率较低时,其影响较大。因此,逆变器输出频率降低时,应提高载波比N,以扩大可忽略的低次谐波。

2)调制度m对谐波的影响:调制度m增大,谐波含量减小,调制度m减小,相应的谐波增大,各低次谐波基本不随调制度的改变而改变。

3)开关滞时Td对谐波的影响:当载波比N增大时,延迟时间Td会使输出电流产生交越失真。当载波比N增大,Td影响增大,此时输出基波电压明显下降,总谐波失真度变大。

只给第四桥臂注入三次谐波的输出谐波尽管可以通过上述的调节载波比、调制系数m、滤波器的相关参数减小,但其只是适当的减小,最终还是不能够满足用户的要求。从而只给第四桥臂注入三次谐波不能够解决三相三桥臂逆变器不能够带不平衡负载的问题,应该还要考虑到前三桥臂对其影响,对前三桥臂作适当的调整。

3.3 三次谐波注入各桥臂

在上述仿真的基础上,给各个桥臂的调制信号分别注入三次谐波,对应的各调制信号为下式

对前三桥臂的MATLAB控制模块调整如下

其中Sine Wave2为三次谐波注入。

4 结束语

根据上述的实验结果可得出如下结论:

1)PWM控制的三相四桥臂逆变器中,在调制信号中注入三次谐波与三相三桥臂逆变器中注入三次谐波一样,同样可以使电源电压的要求降低,其中第四桥臂的调制信号为三次谐波。

2)在PWM控制的三相四桥臂逆变器中,如只给第四桥臂中注入三次谐波,其可以很好的提高输出的电压,若输出负载为非电阻的负载,其输出电压畸变率非常大。由于第四桥臂注入三次谐波,导致输出的电压THD较三相三桥臂逆变器PWM控制与三相四桥臂逆变器PWM控制三次谐波注入各桥臂大。

3)PWM控制的三相四桥臂逆变器具有带不对称或不平衡负载的能力。总之,采用三次谐波注入的PWM控制方案实现了三相四桥臂逆变电源输出电压的畸变和不平衡度均很小的功能以及三相电压的解耦控制,三相输出电压波形良好

4)根据三相的输出电压来作为第四桥臂的控制信号能够很好的调整输出电压,是输出电压的对称度很好,可以很好的满足用户对输出电压的要求,且其谐波畸变率也很小。

尽管三次谐波注入第四桥臂能够得到较高的输出电压,但其较高的输出谐波使其在工业生产中的使用受到了限制,其可以适用于负载为阻性,且对输出的谐波的要求较低。而三次谐波注入的三相三桥臂逆变器尽管能够提高输出的电压,但电压不平衡度还是很高,不能够解决三相三桥臂逆变器带不平衡负载这一限制。最后可以得出的三次谐波注入三相四桥臂逆变器各桥臂的调制波的控制方法,尽管输出电压低于只给第四桥臂注入三次谐波的控制方法,但其很好的降低了输出电压的不平衡度,同时输出的谐波含量较前两种方法低,从而其在工业中得到了一定的应用,主要限制其使用的一个原因是其电压利用率较低。

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