电能汽车范文

电能汽车范文（精选3篇）

电能汽车 第1篇

为保障能源安全以及温室气体减排, 我国将电动汽车列入国家“十二五”规划, 作为向产业化推进的战略性新兴产业予以扶持。按照国家规划, 至2020年新能源汽车要达到500万辆。新能源汽车以电动汽车为主, 如此大规模的电动汽车发展需要大量充电站配合, 而充电机属于新型大功率、高度非线性的用电设备, 是谐波功率源, 由此引发的电能质量污染、冲击特性等引起的计量问题需要深入研究。计量准确性和合理性涉及电力公司、用户和充电运营商利益, 研究充电机对电能计量准确性的影响, 具有重要的理论意义和实际价值。

作为高度非线性负荷, 电动汽车充电机对公共电网造成的谐波污染问题受到广泛关注。例如, 文献[1]对充电机类型进行分类, 分析了不同类型充电机产生谐波情况, 并用实测数据得出结论, 充电站接入会对电网运行产生影响, 需从多方面采取措施;文献[2-3]仿真分析了不同种类充电机谐波以及影响其大小的因素, 并对充电站的谐波进行研究, 指出随着多台充电机同时充电, 彼此之间谐波电流产生抵消现象;文献[3]研究了充电机谐波与充电功率变化的规律, 并根据多台充电机同时充电谐波抵消规律提出最优充电站规划建议。总体而言, 以上研究主要从谐波电流的角度展开, 没有从计量角度分析充电机的谐波功率情况。由于充电速度慢是制约电动汽车大规模推广的重要原因, 针对此已制定了一些快速充电标准, 如日本制定的CHAde MO标准、欧美制定的SEA Combo标准、美国制定的Super Charger标准以及中国制定的《电动汽车传导充电用连接装置》标准。这些标准中单台充电机充电功率都很大, 从50 k W到200 k W不等, 充电机在此类大功率充电情况下的谐波和谐波功率情况需要进行分析。

上述标准中使用的充电方法均为直流大功率快速充电, 是目前使用最广泛的充电方法。另外, 脉冲充电也是非常具有前景的充电方式。文献[4]的研究表明, 脉冲充电不仅可以减少锂电池充电时的浓差极化, 还可以提高电池活性材料的利用率、缩短充电时间、延长电池使用寿命;文献[5-6]建立了半无限和受限扩散模型来描述不同类型充电电流对电池内部浓差变化影响, 并用上述模型进行仿真, 结果表明电池交界面浓度在脉冲充电时较连续直流充电时低。因此, 脉冲充电作为非常具有前景的充电方式也很可能得到应用推广。电动汽车充电机在大功率充电、脉冲充电时对计量的影响, 是电动汽车充电业务实现商业运行所必须解决的问题。本文着重从计量合理性与准确性角度, 对充电机在大功率充电、脉冲充电时对计量产生的影响进行分析, 找出其规律, 为充电站建设过程中计量装置的选取提供参考。

1 充电机模型

1.1 充电机仿真模型

本文以使用最广泛的三相桥式不可控整流+高频DC-DC功率变换电路充电机为基础, 建立充电机模型。其中高频DC-DC功率变换器采用移相控制零电压全桥变换电路[7,8]。为了研究充电机的谐波功率情况, 模型中充分考虑了线路阻抗和配电变压器的影响。以10 k V标准三相电源对充电机进行供电, 配电变压器采用dyn11接线[9], 变比为10 k V/0.4 k V。充电电池静置电压和内阻分别由一个直流电源和电阻作为其仿真模型, 并参照某示范运行的电动汽车电池进行参数设置。仿真模型如图1所示。

模型中a、b、c为测量点, 分别测量充电时输入侧每相的电流ia、ib、ic和电压ua、ub、uc。

1.2 充电机输出波形特征

图2为某示范运行充电机一次完整充电过程中输出侧的电流波形图。整个过程主要可以分为2个阶段:第1阶段为恒流大功率充电, 第2阶段电流线性减小至0。

2 充电机常规充电方式对电能计量的影响

我国目前主要采用全电能计量的标准, 只含基波情况下能够准确反映用户的用电情况。但当电网中存在谐波功率时, 这种计量方式就显现出不合理性, 不利于供电部门查找谐波源和治理谐波[10,11]。本文分别对大功率充电过程中2个阶段的谐波功率进行了仿真分析。

2.1 恒流充电时的谐波功率

2.1.1 谐波功率随充电功率的变化规律

为研究恒流大功率充电时充电机产生的谐波功率, 对0~160 k W不同充电功率的充电机进行仿真, 分析其三相输入侧的谐波功率。仿真时控制充电机高频DC-DC功率变换器的移相角以改变输出, 保持充电机模型的其他参数不变;10 k V线路取基准容量为100 MV·A;三相整流滤波参数为Lf=200μH, Cf=2 500μF (在未作特别说明时, 本文的仿真中均用此参数) 。各次谐波功率、总谐波功率占基波功率百分比η随充电功率变化曲线如图3所示。

据仿真分析, 充电机产生的20次以上的谐波电流很小, 可忽略不计, 因此20次以上的谐波功率也基本为0, 图3中只画出了前20次谐波功率曲线。由图3可知, 充电机主要产生6k±1 (k=1, 2, …) 次谐波功率, 占基波功率百分比的绝对值随着充电功率的增大而增加, 并且值都为负数, 即向电网注入谐波功率。由于在全电能计量方式下, 这部分电能被漏计, 故对计量的合理性造成了影响。但总体上占基波功率的比值很小, 为0.012%, 对计量合理性造成的影响有限。

2.1.2 谐波功率随线路阻抗的变化规律

由2.1.1节可知, 充电功率大时谐波功率大, 假定充电机以160 k W功率恒流输出, 保持三相整流滤波参数不变, 分别对线路短路容量为280 MV·A、250MV·A、220 MV·A、190 MV·A、160 MV·A、130 MV·A、100 MV·A的情况进行仿真, X/R比值选为5 (即阻抗分别为0.07+j0.36Ω、0.08+j0.4Ω、0.09+j0.45Ω、0.11+j 0.5Ω、0.125+j 0.625Ω、1.54+j 0.77Ω以及0.2+j 1Ω) 。各次谐波功率、总谐波功率占基波功率百分比随线路短路容量的变化曲线如图4所示。

由图4可见, 充电机发出的各次谐波功率及其占总充电功率的百分比绝对值随输电线路短路容量的增加 (阻抗减小) 而呈减小趋势。

另外, 从交流侧电压、电流波形谐波含有率发现, 谐波电流含有率ηi主要由充电功率决定, 不随线路容量变化而变化, 而谐波电压含有率ηu则随线路容量的增大而减小, 分别如图5、图6所示。

为更好地说明线路阻抗对充电机谐波功率的影响, 本文建立了充电机的等值模型, 如图7所示。充电机可用恒流源模型表示[12], Ih、Uh分别为充电机产生的h次谐波相电流、相电压有效值相量, ZTh为配电变压器归算到二次侧的h次谐波漏抗, ZLh为h次谐波线路阻抗。设10 k V三相电源中只产生工频正弦电压, h次谐波电压为0。

充电功率不变时, 各次谐波电流基本不变, 故K=10/0.4、Ih为已知量, 由于正弦函数的正交性, 不同次谐波电压、电流相乘不产生功率。设ZLh、ZTh为变量, 充电机输入侧 (A点) h次谐波三相总功率Ph可由以下公式计算:

从式 (1) 可以看出, 谐波电流Ih一定的情况下, 线路阻抗和变压器漏抗越大, 充电机产生的谐波功率绝对值就越大。故减小充电机发出谐波功率的方法有2个:一是加装谐波抑制装置减小谐波电流, 二是使接入点的线路阻抗、变压器漏抗更小。

为验证模型的正确性, 根据等值模型计算充电功率为160 k W、短路容量为100 MV·A下的各次谐波功率与仿真得到的功率如表1所示。由表1可知, 等值模型计算结果与仿真结果基本相同。

2.2 充电电流变化时的谐波功率

图2所示的充电机输出电流曲线中, 充电后期因电池电压升高、内阻增大, 充电电流逐渐减小, 此时充电功率、输入侧的电压 (ua、ub、uc) 、电流 (ia、ib、ic) 是动态变化的。为研究此充电阶段的谐波功率情况, 本文对充电机电流以不同速率下降时的谐波功率进行了分析。

充电机的初始输出功率为160 k W, 初始电流为300 A, 分别以1 A/s、2 A/s、3 A/s、4 A/s、5 A/s的速率下降至0 (功率从160 k W降至0) 。首先使用加窗插值快速傅里叶变换[13,14,15,16]对电压、电流进行谐波分析, 进而计算谐波功率。充电电流变化时总谐波功率占基波功率的百分比ηti如图8所示。

由图8可知, 充电电流以不同速率下降时, 产生的谐波功率都与同一功率下的恒流充电产生的谐波功率基本相同。故谐波功率受充电机输出电流变化的影响较小, 而主要与当时的充电功率相关。

3 充电机脉冲充电对电能计量的影响

3.1 充电机脉冲充电时的谐波

如前文所述, 脉冲充电是非常具有前景的充电方法。为研究脉冲充电时充电机对计量的影响情况, 论文利用前述充电机模型, 通过控制移相控制零电压全桥变换电路开关器件, 实现了充电机的正脉冲充电, 并对大功率脉冲充电时充电机的谐波及其对计量准确性的影响进行仿真研究。

正脉冲充电的一个脉冲周期分为充电和停充2个阶段。充电时, 使全桥变换电路中的开关器件正常开通与关断, 实现功率变换;停充时, 所有开关器件均处于关断状态, 此时移相控制零电压全桥变换电路相当于断路, 充电机电压输出为0。图9为充电机模型所产生的不同频率下的脉冲输出电流波形。

以充电机三相输入侧A相为例, 图10为充电机以不同脉冲频率输出时电流谐波的含量 (其中充电机输出功率约为150 k W) 。

由图10可知脉冲频率较低 (1 Hz) 时, 谐波成分与恒流充电时相近, 主要为6k±1 (k=1, 2, …) 次六脉波整流特征谐波, 但各次谐波含量相对同功率下的恒流充电较高。而脉冲频率较高 (12 Hz、48 Hz、86 Hz) 时, 谐波中不仅含有六脉波整流特征谐波, 还有大量间谐波和偶次谐波, 且随着充电频率的上升, 谐波成分愈加复杂。表2为充电机交流侧不同脉冲频率下的总谐波畸变率 (THD) 。

3.2 脉冲充电对电能计量准确性的影响

根据电子式电表计量电能主要采用的积分算法, 电能W的计算式为:

其中, u (ts) 、i (ts) 分别为电表第s次采样所得电压、电流值;N为采样次数。

式 (5) 中, 采样间隔时间Δt越小 (即采样频率越高) , 计量出的电能越准确, 而实际电表中的A/D转换器采样频率一般为5 k Hz。本文对高脉冲频率 (以48 Hz为例) 下的同一段电压、电流波形数据分别用5 k Hz、250 k Hz、2.5 MHz的采样频率计算其电能, 对比结果如表3所示。

表中, 5 k Hz误差指采样频率为5 k Hz时计算出的结果与采样频率为2.5 MHz时计算出的结果的误差, 250 k Hz误差同理。由表3可以看出, 48 Hz大功率脉冲充电时, 采样频率为2.5 MHz与250 k Hz下的计算结果相差很小, 可认为采样频率为2.5 MHz时计量的结果是准确值, 而采样频率为5 k Hz时计算结果的误差则相对较大, 超过了0.5%, 已经超过了《国家电网电动汽车充电站典型设计》中建议的交流侧0.5S级准确度, 说明严重的波形畸变对计量准确性会带来一定的影响。

4 结论

本文建立了考虑线路阻抗及配电变压器在内的完整充电机模型, 分析了电动汽车充电机对电能计量的影响, 重点研究了充电机恒流大功率充电、脉冲充电对计量准确性的影响, 得到了下述结论。

a.充电机恒流大功率充电时, 产生谐波功率注入电网, 谐波功率主要集中在20次以下的6 k±1 (k=1, 2, …) 次谐波;各次谐波功率及总谐波功率占基波功率的百分比随充电功率和线路阻抗的增大而增大。在全电能计量方式下, 这部分电能被漏计, 对电能合理性产生影响;但总体上占基波功率的比值很小 (0.012%) , 产生的影响有限。

b.建立了充电机的等值模型, 分析线路阻抗对谐波功率的影响。由分析结果可知, 因线路阻抗增大时谐波电压增大, 而谐波电流不变, 所以谐波功率随线路阻抗增大而增大。可以从两方面采取措施减小充电机的谐波功率:一是加装谐波抑制装置, 二是减小充电机接入点的线路阻抗和变压器漏抗。

c.充电机电流线性下降时, 充电机产生的谐波功率与恒流充电时基本相同, 受电流变化速度影响小, 而主要与充电功率相关。

d.充电机脉冲充电时, 谐波电流含量随脉冲频率的升高而增加;脉冲频率较低 (1 Hz) 时, 各次谐波含量与恒流充电时相近, 主要为6 k±1 (k=1, 2, …) 次六脉波谐波;高频率脉冲 (12 Hz、48 Hz、86 Hz) 充电时, 充电机产生大量间谐波和偶次谐波;高频脉冲充电时, 采用积分算法进行计量产生的误差大于0.5%。

电能汽车 第2篇

1.1基本原理

智能电表是随着科技的不断发展而产生的一种高科技智能产品，其中是以电子式电能表为原理开发出来的，其主要工作原理以及构成相对以往的感应式电表还存在着一定的差距，其中智能电表在构成上主要是电子元件，其中包括了对电网中电流、电压等内容的采样，而后再利用电表集成电路将电流和电压信号转化为脉冲信号进行传输，这样就可以对单片的控制、处理形成自动化的管理，进而形成脉冲的显示输出。

1.2智能电表的应用优势

智能电表由于其自身的独特优势，在电网系统中有着非常广泛的应用，其中不仅可以实现远程的通信，相比以往的电表还有着智能化的特点，其中主要可以表现为以下几方面内容：

1.2.1功耗低。智能电表设备在电子元件的应用上是集合而成的，其中每块电能表的功耗都相对较低，这样整个智能电表设备的功耗也会相对较低。

1.2.2精度高。智能电表的精度相对传统的电表有着精度高的特点，并且不会出现因长期使用而出现精度下降的情况，这也是智能电表应用的一大特点。

1.2.3过载大、工频范围广。智能电表过载的倍数以及工作的频率范围都相对较大，在使用过程中可以进行多种频率的状态下运行。

1.2.4功能多。智能电能使用了电子表技术，因此能够通过联网进行网络通信，从而实现远程控制、远程抄表等功能，这对传统感应电表来说是无法实现的。

2、智能电能表的总体实践思路框架

2.1硬件设计

智能电表的硬件设计包括了几个不同的部分，其中主机和计量芯片的选择是关键的部分，计量芯片是智能电表品质的重要组成部分，因此在进行硬件设计的过程中首先要对计量芯片进行专门的功能管理，这样就可以有效的保证硬件设计的合理性。

2.1.1CPU核心模块。在整个智能电表模块中CPU核心模块是一项重要的构建，对于电力参数的读取以及对电能使用的计算上也有着非常重要的作用，通过CPU核心模块能够更好的读取到电表的信息数据并且通过相应的设备来显示到一起上。而电源检测过程中对于电压的检测也是为了更好的保证电压能够在正常的情况下运行，这样也能够有效的保证CPU工作的合理性。电存储器还有着很多优势和特点，在CPU运行过程中能够保存仪表的既定参数，同时按照具体的要求来现实和读取参数的设定值。

2.1.2输入模块。该模块分为三相三线与三相四线两类接线方式，主要包括电流转换电路、电压转换电路和采样电路三部分。电流和电压调理电路是使用电

流、电压互感器，其输出信号通过调理后转换成电压信号，再被传送到电压、电流输入设备中进行信号变换。

2.1.3输出模块。输出模块使用TCP/IP协议进行输出，输出模块使用STM32F107微控制器通过串行接口和CPU通信，并把CPU读取的相关数据传送到微控制器上。这样，智能电能表就构建了一个以太网的通信接口，方便通信网络的构建。

2.2软件设计

智能电表的软件设计也包括了几个不同的部分，其中有显示程序、键盘程序、监控程序以及设定程序等等，在进行软件设计时首先要选择合适的编程语言，大多数的软件都会采用C语言来作为编程，软件的结构以及模块的设计方式也要按照要求来进行。特别是智能电表在进行使用时，需要对用电进行测量的前提下还要对测量的电压、电流以及功率等相关内容进行测量，其中单相两线、三相两线以及三相四线系统都需要对一次电流以及电压信号等转化为标准的电流信号，这样在经过信号的转换后通过相应的方式来获取电压信号传输到计量芯片上，而后由控制器通过线路来发送到相应的显示屏上。在此过程中，由于二次电流以及电压互感器输入、输出信号之间会存在着相移的情况，这样就会产生角差，如果没有进行及时的处理，那么还会对功率和电度造成一定程度的影响。从实际情况来看，市场上所用的产品中大多都是二次电流以及电压互感器的副边使得硬件电路增加来补偿相移的，这样的方式也是目前应用较多的一种。而实际应用过程中还存在着一定的复杂性，具体操作也需要进行合理的判断。另外，还有使用放大器放大二次电流和电压互感器处理的信号，然后再传送到微控制器进行采样，同时使用电位器进行调节，这会在温度变化和振动时降低测量的精度。而计量芯片对滤波和限幅直接处理后会对电流和电压信号采样，然后通过补偿相角，除掉硬件补偿电路和信号放大电路，同时也不需要电位器进行满量程和零点调节，从而显著提高了测量精度。MAXQ3180能够提供大部分的品质参数，且只需要进行做简单处理就能够进行显示、存储、显示和传输。另外，它还能提供基波电能、谐波电能、分相电流和电压的谐波均方根，这对电力质量的监控是很重要。

3、实验分析数据

这里我们应用精密的二相测试电源对智能电能表的精度进行论证，测试输入的电压为205～265V，电流范围为1～5A。表1电流值和相对误差值

精度验证的结果说明，智能电能表的测量精度较高，电流的误差范围在0.2%以内，电压的误差范围也在0.2%以内，总体上精度均达到了设计的要求。所以说，智能电能表在测量的精度上满足了设计的基本要求，并在电网的运行过程中实现了数据的互动，不仅能够对采集的数据、故障记录进行统计分析，还能满足数据采集的实时性要求，在电能计量装置中具有非常重要的作用。

4、测量三相电压法

用万用表或电压表测量电能表电压端钮的三相电压，在正常情况下，三相电压是接近相等的，约为 100V，即 Uab= Ubc= Uca= 100 V。如测得的各项电压相差较大，说明电压回路存在断线或极性接反的情况。通常采用三相三线电能表的计量装置都是采用高计高供的计量方式，高电压就会容易遭受雷击或接触不良，从而导致过电压或失压。如果条件允许，还可以将校验仪直接串入计量二次回路中，通过校验仪显示的数据及向量图来对接线是否正确做出直接的判断。

5、结束语

综上所述，随着国外对智能电能表的大力推广，电能计量行业重新充满了活力，为国内的用电采集设备、电能计量装置市场带来了巨大的机遇。在智能电能表的推广和研究领域，国内厂商不断掀起新的高潮，各种新技术、新材料和新工艺的使用也极大提高了国内电能计量装置的水平，为我国的智能电网发展提供了有利的技术后盾。

参考文献：

[1]余小刚.电能计量装置中智能电能表的实践思路构架探讨[J].中国高新技术企业，2014，34.

[2]刘毅.电能计量自动化系统在用电检查和计量管理中的应用[J].中国高新技术企业，2014，32.

[3]韩冰.提高电能计量的准确性措施探析[J].科技创新与应用，2014，33.

电能汽车 第3篇

关键词：电动汽车,分布式电源,无功补偿,谐波抑制

随着环境压力的增大及化石燃料的枯竭, 能源的清洁高效利用已成为世界各国研究的热点[1]。电动汽车 (Electric Vehicle, EV) 以电代油, 实现了低排放和低噪音, 是一种应对环境污染和汽车能源消耗的有效方案。由于三相负荷不平衡和非线性负荷的存在, 配电网往往呈现出高电流畸变率和低功率因数的特点。随着电动汽车的推广, 未来居民小区中都将配备电动汽车充电站 (Electric Vehicle Charging Station, EVCS) 。然而, 传统充电站在EV充电时所造成的配电网谐波污染及对配电变压器绝缘寿命的影响等问题日益严重[2], 进一步加剧了配电网电能质量问题。为解决这一问题, 已有学者提出了增加充电站换流器相数、加装无功及滤波装置等解决方法[3], 但这些方法将使充电器体积增大, 成本增高。本文在考虑到三相EVCS的主电路结构与有源电力滤波器 (Active Power Filter, APF) 主电路结构的一致性基础上, 结合APF结构与功能对EVCS进行了优化与调整, 形成兼顾电动汽车充电和有源滤波功能的具有电能质量治理作用的EVCS, 满足了电动汽车充电, 也便于了DG并入直流并网, 突出了节能优势[4,5]。

is、ie、il—变压器低压侧出口端电流、EVCS并网电流和负荷电流;Lf、Rf—VSC前3个桥臂的滤波电感和电阻;Ln、Rn—VSC第4个桥臂的滤波电感和电阻;C—滤波电容。

1 EVCS系统结构

三相三线制系统结构不能为零序电流提供流通路径, 无法补偿交流配电网中的零序电流分量[6], 而三相四桥臂结构能够为零序电流分量提供流通路径, 既能补偿系统正序和负序分量, 又能消除零序电流分量, 因而充电站的系统结构选为三相四线制结构。两种常用的三相四线制结构为电容中点型和四桥臂型。电容中点型三相四桥臂结构是将三相负载的中性点连接至三相换流器的直流侧电容中点, 零序电流只流经直流侧的一个电容而回到交流配电网中性线上, 具有直流电压利用率低和需对分裂电容进行平衡控制的缺点, 常用于小容量系统中[7]。三相四桥臂型结构较适应于EVCS的结构和功能要求, 其系统结构如图1所示。

EVCS通过10/0.4 k V变压器从交流电网获取电能, 经过三相四桥臂型EVCS后, 实现AC/DC的转换。EVCS的4个桥臂分别与配电网的U相、V相、W相和中性线相连。基于统一控制的前3个桥臂主要对配电网中正序和负序谐波分量进行补偿, 第4个桥臂单独控制并主要补偿零序电流分量。为滤除EVCS并网电流中因开关动作所引起的高频谐波分量, 在公共连接点 (PCC) 和EVCS之间并联了LC滤波器进行滤波。DG和EV分别以电流源和等效电阻的形式接入EVCS直流侧。

2 EVCS基本原理及并网参考电流算法

2.1 EVCS基本运行原理

参考深圳市标准化指导性技术文件中有关电动汽车充电系统技术规范, 在含有EVCS的系统中应进行无功补偿装置的优化配置, 保证在最大负荷运行时变压器高压侧功率因数不低于0.95。因此, 根据功率平衡原则, 为实现EVCS并网运行后交流配电变压器低压侧保持三相电流为正序基波对称和功率因数为1的特点, EVCS从交流配电网获取的三相电流必须对称并与电网电压保持同相位, 而且EVCS必须提供交流配电网中三相负荷所需的无功和谐波功率。EVCS简化图如图2所示。

il、is、ie—交流配电网中负荷电流、变压器低压侧出口端电流和EVCS并网电流。

由基尔霍夫电流定律 (KCL) 可得PCC点处电流方程为

因交流负荷电流中包含基波有功电流分量ip、基波无功电流分量iq和谐波电流分量ih, 即

为实现控制要求, 当EVCS并网时, 电流满足

则可实现is=ip, 使配电变压器低压侧三相电流为纯有功电流而不受负荷电流中谐波和无功电流分量的影响。但上式并不能确保变压器三相电流平衡, 尤其是交流负荷各相有功功率差异较大将导致变压器低压侧三相电流幅值存在显著差异, 对电力系统发电、输电和变电设备的安全运行都将产生不利影响。为确保变压器三相电流平衡, 必须使变压器三相平均分担交流负荷总有功功率Plavg和EVCS总有功消耗Pe, 即

式 (1) 在不计电网电压畸变与不平衡时可使电网侧三相有功电流幅值相等。通过锁相环 (PLL) 技术获得电网各相电压相角, 可使变压器各相电流相角与电压相角保持相等, 最终实现EVCS并网后变压器带三相非线性不平衡负荷时仍能保持三相电流对称且整功率因数运行, 有效降低因变压器电流不对称所引起的附加损耗, 提高电网运行效率。

2.2 EVCS并网电流参考值算法

为实现在电动汽车充电时保证变压器三相电流平衡且整功率因数运行, 快速、准确地检测出负荷电流中的待补偿分量并生成EVCS并网电流参考值是一项关键技术。传统VSC参考电流算法如图3所示。该方法涉及多次αβ或dq变换, 运算和控制复杂, 应用成本高。本文采用基于能量平衡的时域补偿电流算法, 其控制算法简单, 应用成本相对较低。EVCS参考电流算法结构框如图4所示。

在配电网三相电压严重畸变时, 为得到精确的参考电流值, 应采用瞬时对称分量法从三相不对称电压中分离出三相正序基波电压分量后再进行计算。为简化计算, 在合理考虑电网规划和负荷分配条件下变压器三相电压畸变率和不平衡度较低情况后, 近似认为变压器三相电压保持对称, 且仅含基波正序分量。设θa、θb、θc分别为vpa、vpb、vpc的相角, 则EVCS并网电流参考值计算如下:

设PD为DG总功率;Pd为直流侧负荷功率, 直流网通过EVCS从交流网吸收的有功为Pe, 则

当Pe<0时, DG发电功率大于直流负荷功率, 有功功率由直流网流向交流网;当Pe>0时, DG发电功率小于直流负荷功率, 有功功率由交流网流向直流网;当Pe=0时, DG发电功率等于直流负荷功率, 交直流网之间无有功流动。在任何情况下, EVCS都兼具有源电力滤波器的功能, 可对交流配电网进行无功补偿、谐波抑制及平衡三相不平衡交流负荷的作用。

直流电网的基本控制要求是控制网络中直流电压维持稳定和直流功率保持平衡。与交流系统中功率平衡的指标和系统频率相类似, 直流系统中功率平衡的指标为直流电压。当功率不足时, 直流电压将减小, 即Ud<Udref, 此时应控制EVCS参考电流中包含一组从交流电网侧获取的三相对称纯有功电流对电容充电;当功率过剩时, 直流电压将增大, 即Ud>Udref, 此时应控制EVCS配合交流网并根据负荷需求将直流侧多余能量注入交流电网。综合EVCS的规模和EV充电电压, 本文EVCS直流侧输出电压参考值Udref选取750 V, 其控制方程为

式中:Kp、Ki分别为PI控制器比例增益和积分增益。

3 EVCS控制系统设计

在三相静止坐标系 (abc) 下, EVCS的数学模型中交流侧各量均体现为时变量, 且有功功率与无功功率不独立, 不利于控制系统设计。根据瞬时无功理论, 两相同步旋转坐标系 (dq) 下EVCS的有功功率P和无功功率Q分别与电流的q轴分量iq和d轴分量id呈线性比例关系, 通过调节id和iq可独立控制EVCS的有功功率和无功功率, 实现P和Q的解耦控制[8,9]。因此, 在dq坐标下将EVCS的前3个桥臂作为整体以实现PQ解耦控制, 第4个桥臂单独控制, 并采用电压外环和电流内环双环控制方式以实现EVCS直流侧电压Ud和并网电流ie的准确跟踪。由于EVCS并网运行时, 前端的LC滤波器中电容C取值较小, 因此可忽略电容电流对EVCS控制的影响, 分析EVCS工作状态时可将LC近似等效为L以简化分析[10,11]。两相同步旋转坐标 (dq) 下, EVCS前3个桥臂满足的计算式为

由式 (2) 看出, EVCS的d、q轴方程间存在交叉项, 相互耦合。因此, 采用前馈解耦控制策略[8]以消除耦合使d、q轴之间相互独立, 其解耦后的控制方程为

式中:Upd、Uqd、Uod、Uoq、ied、ieq分别表示PCC点处电压Up、EVCS交流侧输出电压Uo和并网电流ie的d轴和q轴分量;Ki I、Ki P分别为电流内环比例调节增益和积分调节增益。

由于EVCS前3个桥臂相主要补偿配电网中正序和负序谐波分量, 第4个桥臂补偿零序分量, 因而前3个桥臂可作为整体统一控制, 而第4个桥臂单独控制。EVCS控制框图如图5所示。因图4中ie*的算法中已经使用了电压外环, 在ie*中包含了用以维持直流侧总电压Ud在设定值Udref上的电流分量, 故图5不再体现电压外环。

4 仿真实验

为验证EVCS在EV充电和交流网电能质量治理方面的可行性, 在PSIM中搭建了50 k W的仿真实验系统, 其中交流三相非线性不平衡负荷总功率为19 k W, 直流侧负荷功率为31 k W, DG发电功率为18 k W。分别在DG离网和DG并网发电两种情况下进行仿真, 并考虑EV或其他直流负荷投入所造成的EVCS直流侧负荷变化时的系统运行状态。

DG离网时, 在t=0.1 s时EVCS并入电网并在t=0.14 s时使EV或直流负荷投入的系统仿真结果如图6所示, 此时变压器提供整个系统所需的有功功率。由图6可知, EVCS并网后能有效进行交流电网的电能质量治理, 0.1 s后变压器低压侧出口各相电流谐波畸变率和各相电流不平衡度最大值分别小于3.4%和2.2%, 各相功率因数均大于0.99。直流负荷投入后, EVCS直流电压经历短暂的下降后, 通过电压外环控制实现了Ud的快速跟踪, 使Ud保持在参考值750 V附近。EVCS投入瞬间电压下降幅值小于10 V, 电压偏小于1.3%;稳定后变压器中线电流小于1 A, 能很好地满足工程要求。

在t=0.2 s时考虑DG并网发电, 并在t=0.24 s时使DG功率增大35%的仿真结果如图7所示。此时由变压器和DG共同为整个系统中的负荷供电, 故0.2 s后变压器出低压侧电流较DG离网时有所减小。因DG在扰动后总发电功率有所增大, 故0.24 s后变压器出口端电流较0.24 s之前进一步减小。

由图7可知, 在考虑DG并网及发电功率增大瞬间, EVCS直流侧电压在经历了短暂的上升后, 通过电压外环控制可实现EVCS直流电压快速稳定在参考值750 V左右。EVCS投入瞬间电压上升值小于6 V, 电压偏差率小于1%, 稳定后变压器中性线电流仍小于1 A。因此, 在DG并网时EVCS在为电动汽车提供可靠直流供电的同时, 还具有交流配电网电能质量治理的功能, 确保交流配电网安全运行, 而且EVCS为DG采用经济灵活的直流并网提供了便利。

5 结论

1) 提出的EVCS结构在为电动汽车提供可靠直流供电的同时, 还能起到交流配电网电能质量治理的作用, 而且通过EVCS提供的直流母线可实现DG采用经济灵活的直流方式并网。

2) 在为EV充电方面, EVCS可确保直流配电网在DG离网/并网以及DG发电功率发生扰动时依然保持稳定的直流输出电压。

3) 在交流网电能质量治理方面, EVCS可实现交流配电网中变压器低压侧电流不受负荷中谐波和无功电流的污染, 确保变压器三相电流对称且整功率因数运行。

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