RoF技术范文

RoF技术范文（精选7篇）

RoF技术 第1篇

1 ROF技术的基本概念

ROF技术结合光通信和微波技术各自的优点, 它的产生与发展都来源于用户对无线接入网的带宽的需求。ROF是将射频信号调制到光波载波上实现基于光网络分布的无线通信技术。它利用基站之间的光纤传输信息, 光载波传送射频信号。光纤的作用仅是传输, 而把交换功能、信令控制等都集中到中心站点, 基站上只有光电转换器和放大器, 让远端共享这些设备从而更加方便灵活, 由于这些优势, ROF技术在未来CATV、移动通信、无线宽带通信等领域有着广阔的应用前景。

2 ROF技术提出的背景

当前, 基于PON技术的FTTH在一些城市进行得如火如荼, 4G建设也在快马加鞭的进行, 中国联通嘉峪关市分公司也已经开始大规模建设FTTH和LTE网。宽带业务收入日渐成为运营商提高收入市场份额占比的重要组成部分, 有没有一种技术既能有光纤接入的优点又具有无线接入的方便快捷, 来解决最后100米的接入呢?ROF技术随之被提上日程, 很多人开始研究这种新的技术。

3 ROF系统在网络融合中的应用

丰富的带宽, 无缝覆盖, 大容量, 低功耗的特点, 将是一个很大的发展空间, 尤其是在无线光网络领域, 通过整合各种网络 (LTE网络、2G/3G网络、有线电视网络等) , 实现集中控制, 共享昂贵设备, 网络容量的动态分配, 降低成本。

3.1 与2G/3G移动通信网络的融合

现有2G/3G移动通信网络已经比较成熟, 在联通内部, 2G已不再投资, 4G还未规模建设, 3G将会在未来一段时间内和4G并存, 目前对联通而言深度覆盖是难点也是重点, 而ROF正好可以很好的解决这个问题, 可作为现有移动通信网络的补充。

3.2 与4G移动通信网络的融合

4G的建设中, 正交频分复用 (OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 是一种很好的解决方案, 它实际上是一种多载波传输技术, 目前已广泛应用于各种通信系统尤其是无线通信系统中。它的优点是: (1) 比较适合高速大容量数据传输。 (2) 频谱效率高。 (3) 可靠性高。 (4) 抗多径衰落的能力强。 (5) 资源利用率高。目前基于OFDM的ROF技术是一个比较热门的研究领域, 它最大的特点在于结构简单, 可大大降低成本, 且在实际应用中非常灵活, 对高速数字通信量是一种非常有潜力的技术, 能实现大容量、低成本的射频信号有线传输和超宽带无线接入。

3.3 与无源光网络 (PON) 的融合

随着FTTH建设的日趋深入, GPON技术已大规模开始应用, 未来宽带网络的发展中PON技术和ROF技术的融合只是一个时间的问题, 通过在光纤上传输有线和无线业务, 可充分利用现有的线路从而降低无线接入的成本, 这种结构中, 可在综合业务接入点 (汇聚侧基站BTS和OLT机房) 进行信号的集中处理, 通过远端接入点 (RN) 将下行信号分别送至光网络单元 (ONU) 和无线接入点 (WAP) , 实现两种信号的分离。

4 结束语

总的说来, 无论从技术、政策还是市场驱动上看, 融合必定成为今后电信业的主旋律和必然趋势, 技术将趋于融合, 网络将趋于融合, 业务也将趋于融合, 融合是未来的一大发展方向, ROF技术也必将在未来网络融合中发挥巨大的作用。尽管ROF技术距离大规模的商用还有很长的路要走, 还有许多关键技术也需要一步步探讨解决, 但是, 科学总是领先业界的技术, 而网络融合的趋势更是不可阻挡, 无论现在还是将来, 会有更多的研究人员和运营商关注这项新技术, 而对于ROF技术的研究, 人们的目光也会由理论研究转向实际的应用, 向更低成本, 更高集成化努力。ROF在未来光无线融合的潮流中必将扮演越来越重要的角色。

摘要：光载无线通信 (Radio over Fiber) 技术是应高速大容量无线通信需求, 新兴发展起来的将光纤通信和无线通信相结合起来的无线接入新技术。它的优点是可防止电磁干扰、低损耗, 高带宽, 安装维修方便, 耗电量小, 操作灵活等。本文是作者结合自身工作对于ROF技术的发展及应用进行的初步探析, 文章首先简单地介绍了ROF技术的基本概念、ROF技术提出的背景等, 重点介绍了ROF网络融合技术的广阔应用前景。

RoF技术 第2篇

1 概述ROF技术的基本应用

1.1 整体的基本介绍

ROF技术是一种高容量的无线通信技术, 主要是将光纤通信与无线通信进行对接, 融合在一起的无线接入技术, 是一种高科技的技术应用模式, 其中, 通过采取运营商的光纤作为一种通信中心机房和移动基站之间建立传输链路, 并通过光载波来传送射频信号, 实现ROF技术的快速传输、交换、控制以及信号的再生等功能。

1.2 整体的优势显现

光纤传输的射频信号提高无线带宽, 要求蜂窝结构向微微小区转变, 而基站结构的简化有利于增加基站数目来减少蜂窝覆盖面积, 使组网更为灵活, 大气中无线信号的多经衰落也会降低;利用光纤作为传输链路, 具有损耗低、高带宽和电磁防止干扰的特点[1], ROF技术在未来无线宽带通信、卫星通信以及智能交通系统等领域有着广阔应用前景。

2 剖析ROF技术的的FTTH在光无线网络融合中应用现状

(1) 物理层面的设计优化。在ROF技术的应用上, 主要是光载波承受的是一些模拟的信号, 在微波信号的处理上, 和传统的数字技术存在一定的差别, 尤其是对于光器件的处理, 有着更为严格的要求。在ROF技术的物理层面, 在技术应用上取得了一定的发展,

(2) 全光频率的变换技术。在ROF技术的研究, 尤其是网络处理的能力, 在全光频率的变换技术应用上, 有了一定的突破。利用光波的外差混频技术, 实现对高载频波的变换, 实现在光无线网络的融合。特别是在通信系统中, 由于提升对毫米波信号的处理能力, 实现对强度调制器的技术升级, 以此解决网络融合中的接口问题, 以及MAC协议等问题。

3 探讨ROF技术的FTTH在光无线网络融合中的应用

3.1 与第四代移动通信网络 (4G) 的融合

在4G无线宽带接入网中, 正交频分复用作为优选方案, 具有高频谱利用率和可靠性、良好的抗多径衰落能力等优点, 适用于高速的数据传输。而RoF技术则可以充分结合光纤带宽和无线电波传输方便的特点, 采用户外一体小型基站, 将传统基站集中的天线结构变为分布式天线结构, 在中心机房和天线间采用EPON光无源网络连接, 为基站与中心站之间提供损耗低、带宽高、比较可靠的信息传输, 能实现容量大、成本低的射频信号有线传输和超宽带无线接入。目前基于OFDM的RoF技术是一个最近比较热门的研究领域, 它涵盖光纤通信和无线通信领域, 它具有其它系统无法比拟的优势, 如传输信息容量大、覆盖范围广, 受电磁波干扰小, 远端基站RRU模块成本低, 建站系统部署灵活简单、易于相关人员的集中升级管理等优点。

3.2 接入网与EPON或GPON的融合

下图为ROF与无源光网络EPON (PassiveOpticalNetwork) 融合的系统结构框图。该结构中, 无线宽带和有线宽带业务均在光纤上传输, 其中下行信号在远端接入点 (RN) 分别送到光网络单元 (ONU) 和无线接入点 (WAP) , 实现有线信号和无线信号的分离。在中心局端, 中心基站 (BTS) 和光线路终端 (OLT) 分别进行信号进行混合处理, 使用目前FTTH已铺设的光纤网络, 将二种形式的信号送到各自端点, 降低了无线宽带传输的成本并能随时扩容。

3.3 轨道交通中与Wi Max的融合

ROF是一种综合技术处理手段, 也在智能交通通信网络中得到应用, 目前高速轨道智能交通网络, 为了在铁路沿线形成无缝信号覆盖, 一般情况下沿线建设微微蜂窝站, 直径约200m。由于单元蜂窝覆盖范围小, 火车高速的行驶速度 (250km/h) , 于是切换成为一个很头疼的问题, 每隔3s便要实现一次切换。并且, 如果相邻两蜂窝的重叠范围为10m, 则2s就要切换一次[4]。为了解决信号频繁切换问题, 可以采用Wi Max技术与ROF技术的融合, 可以在每个大基站用ROF技术实现射频光纤拉远[5]。目前中国移动在高速轨道交通沿线的TD-SCDMA信息覆盖也采用了BBU基带池的方法来减少信号切换的方法, 若采用ROF技术就完全能解决此类问题。

4 结语

在现代网络技术高速发展的时代, 通过ROF技术的全面应用, 可以看出ROF技术的FTTH在光无线网络融合中的应用占有很高的地位, 必将扮演着尤为重要的角色。在下一步的实际应用之中, 突出ROF关键技术的应用, 并逐渐应用到各个领域之中, 提升ROF技术的FTTH在光无线网络融合中的应用价值, 向着低成本、高利润、集成化的发展趋势迈进。

参考文献

[1]王岩, 吴重庆, 冯玉珉.PON技术在FTTH中的应用[J].光子技术, 2004 (3)

[2]韩伟.光纤技术基础知识讲座 (10) :应用FTTH的图像传送系统[J].有线电视技术, 2005 (4)

[3]许定昉, 刘为.FTTH支路引入用小芯数骨架式六芯光纤带光缆[J].电信工程技术与标准化, 2005 (1)

[4]张革新, 赵剑.FTTH中光纤光缆的发展[J].现代传输, 2007 (5)

闪耀光纤光栅在ROF系统中的应用 第3篇

在ROF系统中,将RF(radio frequency,射频)信号调制到光信号上采用的是幅度调制,常规的幅度调制产生的是DSB信号,这会导致在接收端可能出现同频不同相的双边带信号出现削减或者抵消的现象,因此会产生输出幅度随着光纤长度的周期性起伏变化的现象。因此利用闪耀光纤光栅实现单边带调制来提升ROF系统的传输效力[8]。

由于ROF技术中副载波频率较高,因此光纤色散对于ROF信号的传输影响不容忽视。在ROF通信系统中,光纤色散对信号传输的影响,除了与传统光通信系统中相同的部分——脉冲展宽,更重要的是体现在色散引起的输出幅度随光纤长度的周期性起伏变化方面[2]。文中就利用光纤光栅滤波实现单边带调制应用于ROF系统解决传输中存在的问题。

1 ROF系统的应用

图1是利用马赫增德尔调制器调制后的光载毫米波信号入射到普通光纤中[9],在接收端利用一个PIN光电探测器进行光电探测,探测后的电信号经过滤波器滤波得到射频信号。为分析毫米波的传输性能,在链路中利用非相干探测将其解调成基带信号,观察其眼图及误码率,通过这些数据对比双边带信号和单边带信号的结果。

图2是DSB调制出的基带信号在不同光纤长度下的眼图。误码率分别为2.29×10-14,1.65×10-13,6.7×10-22,1.11×10-21,2.5×10-11,8.38×10-6,眼图质量由高变低再变高再变低,总体质量变差。因此可以看出,DSB毫米波存在功率周期性衰落一级码边走离效应。

图3为SSB调制产生的基带信号的眼图。从图3中可以看出,随着光纤长度的增加,眼图逐渐闭合,质量越来越差,误码率也越来越差,由于SSB光载毫米波的谱结构的原因,信号在光纤中传输的过程中不存在功率周期性衰落现象。

经过上述的实验分析,为提高ROF系统传输效率,减少信号随着距离的周期性变化而发生变化,采用单边带调制方式能够更好地完成信号的传输工作,同时具有更高的保真度。

2 闪耀光纤光栅的模型

TFBF是一种特殊的短周期光纤光栅,它的折射率调制条纹不像光纤布拉格光栅和长周期光纤布拉格光栅那样垂直于光纤的轴向,而是与光纤轴向形成了一个夹角θ ,根据闪耀光纤光栅的倾斜角度可以分为反射型(θ<45°)和透射型(θ>45°)[3]。闪耀光纤光栅(TFBG)的结构图如图4所示。Λ是闪耀光纤光栅的实际周期;Λg是相位掩膜法制作过程中的相位掩膜板的周期。这两个周期的关系为:Λ=Λg×cosθ ,由于夹角θ的存在,闪耀光纤光栅显现了偏振依赖性,并且耦合模式发生了变化,前向传输的纤芯基模与后向传输的纤芯基模之间产生耦合[4],前向传输的纤芯基模与后向传输的包层模之间的耦合,及当光纤包层直径无限大时产生的前向传输的纤芯基模与辐射模之间的耦合[6]。

3 闪耀光纤光栅的光谱特性分析

传统的振幅调制调制出的射频信号为双边带调制信号,有两个同频的射频信号,在输出端经过探测器后两个信号进行叠加,如果相移量达到180°,输出信号将被完全抵消。单边带调制能够很好地解决这一问题,滤波法用来产生单边带信号[7]。1997年,JPark提出了使用FBG作为滤波器实现单边带调制,但是利用普通的FBG很难达到波长校准并且需要额外电路来抑制载波功率,闪耀光纤光栅可以解决上述问题,同时还可以使系统低耗、密集[8]。

由于倾斜角的影响,闪耀光纤光栅的折射率变化函数表示为

如图4所示,z' 可以定义为z'=xsinθ+zcosθ ,光栅的耦合系数可以定义为

均匀的倾斜光纤布拉格光栅的耦合发生在向前传输的光纤导模和后向传输的纤芯导模之间,耦合模方程表示为[9]

解得反射系数为

透射率t=1-r ,经过数值分析可以得到不同倾角的倾斜光纤光栅的透射谱,如图5所示。

从图5中不难看出,不同角度调制,可以得到不同的透射率,根据需要过滤不同波长的光信号,将闪耀光纤光栅放在ROF系统进行测试,测试电路图如图6所示。测试电路输出信号如图7所示。由图7中不难看出,输入功率10 mW,DSB信号中上下两边带的功率相同,都为5.5 mW,经过光栅滤波过后,上边带功率为6 mW,下边带功率为0。实现了很好的滤波效果。

通过理论分析及实验仿真表明,使用闪耀光纤光栅实现SSB调制可以较好地抑制ROF系统中色散所致衰减情况,同时解决了用窄带光栅抑制边带时存在的波长对准的问题,更可以提高载波边带抑制比,进而可以明显提高ROF系统的传输性能。

4 结 论

通过对ROF系统中调制方式进行分析,发现单边带调制可以更好地实现传输效果,闪耀光纤光栅凭借自身的特点,可以实现单边带调制,不仅可以滤除双边带中的一条边带,还可以使CSR为0 dB,可以很好地应用于ROF系统中达到很好的滤波效果,因此经过设计的闪耀光纤光栅可以应用在ROF系统中来提高信号传输的效率。

摘要：对ROF(radio over fiber,光载射频)系统在应用过程中的调制方式进行了分析,同时通过一系列实验证明单边带调制更适合应用于ROF系统的通信过程。因此,基于闪耀光纤光栅(TFBG,tilted fiber bragg grating)的复耦合模理论对光栅的谱的性能进行了分析和实验,不难发现,经过对TFBG进行特定的设计后,可以将TFBG应用于ROF系统中对双边带信号进行反射或者透射实现单边带调制,这样既减少了输出振幅随着距离的周期性变化,也提高了信号的传输效率和接收灵敏度。

RoF技术 第4篇

工作在毫米波频段的RoF(Radio over fiber)传输系统是解决宽带信号高效分发的有效方法,它利用高度线性的光纤链路在中心站(CS)和基站(BS)之间实现了光毫米波信号的低损耗传输和高信噪比接收[1]。光载毫米波RoF技术集中了光纤通信损耗低和无线通信灵活性高的优势,而且在传输过程中避免了电磁干扰[2]。但是,RoF技术也存在其自身的缺陷,RoF系统中光纤的色散是影响系统性能最主要的因素。在长距离RoF系统中,由于光纤的色度色散会在传统双边带信号的上下边带上引起不同的相移,从而导致严重的功率周期性衰落,这大大降低了系统的性能。

目前解决色散问题主要有两种方法,一种是传输单边带信号,避免色散的影响[3],但是单边带传输会减小接收信号的功率。另一种是利用色散补偿技术补偿色散的影响,包括色散补偿光纤(DCF)补偿技术、啁啾光纤光栅(CFBG)补偿技术等[4,5]。但是,DCF补偿存在造价昂贵、色散补偿量小、插入损耗高[6]、色散斜率不匹配等缺陷,而CFBG补偿的补偿带宽较窄、有时延振荡而且无法补偿波分复用(WDM)系统,这些都制约了色散补偿的效果。

本文利用RoF系统中光纤色散引起功率衰落的周期性,提出直接控制光纤长度在周期性接收功率的最大值附近来解决色散影响问题,这种方法不仅结构简单、成本低廉而且性能稳定,特别适合于较长的RoF光纤链路。

1 色散影响的理论推导

1.1 双边带调制引起的功率衰落

双边带调制的RoF系统框图如图1所示。

马赫曾德尔调制器的输出可表示为:

$\begin{array}{l}E{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}=E{}_{\text{c}}\cos \omega {}_{\text{c}}t-E{}_1\cos (\omega {}_{\text{c}}t+\omega {}_{\text{R}\text{F}}t)-\\ E{}_{-1}\cos (\omega {}_{\text{c}}t-\omega {}_{\text{R}\text{F}}t)(1)\end{array}$

其中,Ec、E1、E-1分别表示光载波和正负一阶边带的强度,ωc为光载波的频率,ωRF为调制信号的频率。

色散光纤的传播常数可表示为[7]:

$\begin{array}{l}\beta (\omega )=n(\omega )\frac{\omega }{c}=\\ \beta {}_0+\beta {}_1(\omega -\omega {}_c)+\frac{1}{2}\beta {}_2(\omega -\omega {}_{\text{c}}){}^2+\cdots (2)\end{array}$

当ω=ωc±nωRF,n=0,1,2,时,

$\begin{array}{l}\beta (\omega {}_c\pm n\omega {}_{\text{R}\text{F}})\cong \\ \beta {}_0\pm n\beta {}_1(\omega {}_{\text{c}})\omega {}_{\text{R}\text{F}}+\frac{1}{2}n\beta {}_2(\omega {}_{\text{c}})\omega {}_{\text{R}\text{F}}^2(3)\end{array}$

经过长度为L的光纤传输后的光信号可表示为(本文主要研究色散对信号传输的影响,暂不考虑光纤的功率衰减):

$\begin{array}{l}E(t,L)=E{}_{\text{c}}\cos (\omega {}_{\text{c}}t-\beta {}_{0}L)\\ -E{}_1\cos \left(\omega {}_{\text{c}}t+\omega {}_{\text{R}\text{F}}t-\beta {}_{0}L-\beta {}_1\omega {}_{\text{R}\text{F}}L-\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{\text{R}\text{F}}^{2}L\right)\\ -E{}_{-1}\cos \left(\omega {}_{\text{c}}t-\omega {}_{\text{R}\text{F}}t-\beta {}_{0}L+\beta {}_1\omega {}_{\text{R}\text{F}}L-\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{\text{R}\text{F}}^{2}L\right)(4)\end{array}$

经PD检测后,毫米波信号的电流为:

$\begin{array}{l}i{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}=R|E(t)|{}^2=RE{}_{\text{c}}\{(E{}_1+E{}_{-1})\cos \left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{\text{R}\text{F}}^{2}L\right)\\ \cos [\omega {}_{\text{R}\text{F}}(t-\beta {}_{1}L)]+(E{}_1-E{}_{-1})\sin \left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{\text{R}\text{F}}^{2}L\right)\\ \sin [\omega {}_{\text{R}\text{F}}(t-\beta {}_{1}L)]\}(5)\end{array}$

其中,R为PD的响应度。

毫米波信号的功率:

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}\propto i{}_{{}_{\omega {}_{{}_{\text{R}\text{F}}}}}^2\propto (E{}_1+E{}_{-1}){}^2\cos {}^2\left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{{}_{RF}}^{2}L\right)+\\ (E{}_1-E{}_{-1}){}^2\sin {}^2\left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{{}_{\text{R}\text{F}}}^{2}L\right)(6)\end{array}$

当使用双边带调制时,E1=E-1,于是[8]:

${\rm P}{}_{{}_{\omega {}_{{}_{\text{R}\text{F}}}}}\propto \cos {}^2\left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{{}_{\text{R}\text{F}}}^{2}L\right)(7)$

其中,$\beta {}_2=-\frac{c}{2\text{π}f{}_{\text{c}}^2}D,\text{c}$为光速,D为光纤的色散系数,所以:

${\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}\propto \cos {}^2\left(\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}\right)(8)$

通常,G.625光纤的色散系数为17 ps/(nmkm),当fRF=20 GHz,λc=1 550 nm时,接收信号功率随光纤长度的周期性衰落如图2所示(归一化接收功率的参考是背靠背时的接收功率),显然出现了许多功率的谷值,在这些光纤长度上,载噪比(CNR)极低,无法正常接收信号。

1.2 消除周期性功率衰落的方法

为了消除接收信号功率随光纤长度的周期性衰落,已有几种比较成熟的方法,包括DCF补偿法、CFBG补偿法、单边带调制法,但是这些方法都存在自身的缺陷。

1.2.1 DCF补偿法

利用正,负色散相抵消来进行补偿,将常规光纤与色散补偿光纤级联,使总色散为0。用Ds和DC、Ls和Lc,分别表示常规光纤与色散补偿光纤的色散系数和长度,则:

${\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}\propto \cos {}^2\left[\frac{\text{π}c(L{}_{\text{s}}D{}_{\text{s}}+L{}_{\text{c}}D{}_{\text{c}})f{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}\right](9)$

满足LsDs+LcDc=0 时,在接收端,接收的信号功率达到最大,色度色散被完全补偿。

图3为RcF网络结构,如图3所示,在有多基站(BS)的RoF系统中,每个基站到主干网的光纤长度都不同,无法用同样长度的DCF补偿所有BS的色散,这无疑增加了系统的成本。

1.2.2 CFBG补偿法

假设CFBG对光载波、正负一阶边带产生的相移分别为φ0、φ1、φ-1,则:

${\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}\propto \cos {}^2\left(\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}+\frac{\phi {}_1+\phi {}_{-1}}{2}-\phi {}_0\right)(10)$

满足$\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}+\frac{\phi {}_1+\phi {}_{-1}}{2}-\phi {}_0=m\text{π},m=0,1,2,\cdots \cdots$时,接收功率达到最大。

但由于CFBG的带宽限制,使用CFBG只能补偿单波长信道的色散,无法补偿WDM系统中不同波长信道的色散。

1.2.3 单边带调制法

使用单边带调制时,E1或E-1=0,则:

${\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}\propto \cos {}^2\left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{{}_{\text{R}\text{F}}}^{2}L\right)+\sin {}^2\left(\frac{1}{2}\beta {}_2\omega {}_{{}_{\text{R}\text{F}}}^{2}L\right)(11)$

如图2所示,随着光纤长度变化接收信号功率保持不变,不会出现接收功率的周期性衰落,避免了色散的影响。

但是,单边带调制由于只有一个边带和光载波拍频,所以接收功率将减小一半,这势必会影响接收信号的质量。

2 直接控制光纤长度法

由于上述三种解决色散问题的方法都存在一定的缺陷,本文提出直接控制光纤长度来避免色散影响的方法。如图3所示,只需分别控制每个BS和主干网之间光纤长度到功率衰落曲线上最近的峰值点,使接收功率达到峰值,就能避免色散对每个BS不同波长信道的影响。即L满足:

$\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}=m\text{π},m=0,1,2,\cdots \cdots (12)$

与其他三种方法相比,这无疑是复杂度最低的方法。

2.1 仿真建立

用仿真软件对四种色散管理方法的改善效果进行了仿真分析,仿真结构图如图4所示。

其中,数据为2.5 GBit/s的伪随机码,光源波长为1 550 nm,功率为0 dBm,调制信号频率为20 GHz,MZM工作在正交偏置状态,调制深度为0.5,光纤色散系数为17 ps/(nmkm),PD的响应度为0.75 A/W。色散补偿方法中,DCF的色散系数为-80 ps/(nmkm),CFBG的带宽为80 GHz。用FBG滤除双边带调制的其中一个边带[9],近似实现了单边带调制(残留边带调制)。

2.2 仿真结果

当fRF=20 GHz,λc=1 550 nm时,对四种色散管理方法的进行了仿真比较,四种方法的功率衰落曲线如图5所示,恢复后的矩形脉冲如图6所示。四种方法的接收光功率均为-8.5 dBm。

从图5中可见,4种色散管理方法都可以补偿近28 dB的周期性接收功率衰减缺口,但其中单边带调制的方法由于只保留了一个边带的功率所以接收功率下降了6 dB左右。DCF补偿、CFBG补偿和直接控制光纤长度的方法,都可以得到较为平坦的接收功率曲线。

从图6中不补偿的接收信号可见,在接收功率的谷值点,矩形脉冲根本无法恢复,而直接控制光纤长度、DCF补偿、CFBG补偿的方法都可以有效地恢复矩形脉冲,单边带调制的方法虽然也可以恢复矩形脉冲,但是信号功率较低。

3 稳定性分析

RoF系统不可避免地会产生光源中心波长的漂移和调制频率的波动,而功率衰落曲线与光源中心频率和射频调制频率有关,由式(8)可知,接收功率PωRF对光源中心频率fc和调制频率fRF的偏导数分别为:

$\begin{array}{l}\frac{\partial {\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}}{\partial f{}_c}\propto 2\sin {}^2\left(2\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}\right)\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^3}(13)\\ \frac{\partial {\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}}{\partial f{}_{\text{R}\text{F}}}\propto -2\sin {}^2\left(2\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}^2}{f{}_{\text{c}}^2}\right)\frac{\text{π}cLDf{}_{\text{R}\text{F}}}{f{}_{\text{c}}^2}(14)\end{array}$

经计算可知,在fRF=20 GHz,λc=1550 nm处,接收功率PωRF对光源中心频率fc和调制频率fRF的偏导数,即$\frac{\partial {\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}}{\partial f{}_{\text{c}}}$(fc0,fRF0)及$\frac{\partial {\rm P}{}_{\omega {}_{\text{R}\text{F}}}}{\partial f{}_{\text{R}\text{F}}}$(fc0,fRF0)都为0。所以光源中心频率fc和调制频率fRF的微小偏移,并不会对接收信号的功率造成太大影响。

图7和图8所示为光源中心波长偏移5 nm和调制频率偏移0.1 GHz时的功率衰落曲线和与原功率衰落曲线相比的功率变化曲线,可见在所有图2中功率衰落曲线的峰值点,频率偏移对接收功率的影响并不大。

图9(a)和图9(b)为光纤长度为55.1 km(峰值点)时,接收功率变化随中心波长偏移和调制频率偏移的曲线,当中心波长偏移5 nm时接收功率衰落最大处为1.910-2 dB,调制频率偏移0.1 GHz时接收功率衰落最大处为0.043 dB。可见中心波长偏移和调制频率偏移造成的功率衰落都非常小,不会影响色散管理的效果。所以,直接控制光纤长度的色散管理方法对光源中心波长和调制频率的偏移有很高的稳定性。

4 结 论

本文通过理论推导和仿真分析验证了直接控制每个基站到中心站的光纤长度来避免色散引起的接收信号功率随光纤长度周期性衰落的方法的有效性与可靠性。结果表明,该方法不但可以消除接收信号的周期性衰落的功率曲线缺口,而且对光源中心频率和调制频率的偏移的稳定性非常高,光源中心频率和调制频率的微小偏移对接收功率曲线几乎没有影响。该方法不存在DCF补偿法的插入损耗大、CFBG补偿法的无法补偿WDM系统以及单边带调制的接收功率较低等缺点,而且实现简单,成本较低。

摘要：基于色散引起的双边带调制信号周期性功率衰落,提出了一种直接控制光纤长度来避免光纤色度色散对接收信号功率影响的新方法。从理论上证明了这个方法的可行性,并通过仿真分析比较了四种色散管理的方法,仿真结果表明,与其他三种方法相比,提出的直接控制光纤长度的方法不仅改善效果显著而且对光源中心频率和调制频率波动并不敏感,是解决W DM系统色散问题的一种有效、可靠的方法。

关键词：RoF,WDM,色度色散,色散管理

参考文献

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RoF技术 第5篇

随着信息化社会的发展, 人们对数据、图像、视频以及交互等宽带业务的需求日益增强, 这就要求无线通信突破拥挤的低频波段, 向更高频率的毫米波波段扩展。毫米波具有频段宽、波束窄、设备尺寸小的优点, 同时也具有受大气环境影响显著的特点, 因此用电信号的方式不能实现长距离的传输。为了解决这个问题, 人们提出了ROF (Radio-over-Fiber) 技术, 并逐渐成为研究的热点。ROF技术就是指利用光纤代替大气传送宽带信号 (如基带、中频或射频信号) 的一种传输技术, 典型的ROF系统包括中心站 (CS) 、基站 (BS) 、用户端、连接中心站和基站的光链路以及基站和用户端之间的无线信道。光纤作为中心站与基站之间的传输链路, 直接用光载波来传输信号。

由于毫米波不能实现长距离传输, 需要增加基站的数量来提供足够的覆盖面积。ROF技术将信号的处理集中在中心站, 基站仅实现光电转换和电光转换, 因此, 复杂昂贵的设备也集中在中心站, 而基站则非常简单, 这样就大大降低了系统的功耗和成本。目前ROF技术用于通信网络中, 用来扩大机场、大厦、地下停车场和商业区等区域网络的容量和覆盖范围, 传统的通信系统是室外和室内信道共享, 因此室内的信号质量会受到严重的影响, 有效的解决方法是利用ROF技术, 在室内建立一个中心基站和分布式天线系统, 利用分布式天线来完成视频信号的分布, 不但可保证通信质量, 还能提高覆盖率, 消除覆盖盲区;ROF技术可用于海上或轨道交通系统中, 利用沿路分布的基站形成无缝覆盖的通信网络, 同时与其他先进的无线技术相融合, 形成智能交通系统;ROF技术可用于卫星通信系统中, 如在卫星地面站放置多个远端天线, 用于卫星地面接收站和中心控制室之间的信号传输。近几年, 光学生成毫米波的技术可归纳为四类:直接强度调制技术、外部强度调制技术、上变频技术、光学自外差技术。

1 直接强度调制技术

直接强度调制技术是最简单直接的毫米波光生成技术, 其主要依靠一个能直接调制的半导体激光器或发光二极管, 其基本原理如图1所示, 首先将基带数据信号加载到射频本振信号上, 再用载有数据的本振信号直接调制激光器的驱动电流, 通过驱动电流的变化改变输出光载波的功率, 实现光强度调制, 从而将载有基带数据信号的射频信号加载到光波上。直接强度调制极大地降低了基站设备的复杂程度, 简单易实现, 但由于半导体激光器和发光二极管的驰豫振荡性和频谱不稳定性, 以及光电器件和光纤传输都存在非线性和色散效应, 因此该技术只能应用于低频系统, 不适合用于毫米波调制。

2 外部强度调制技术

外部强度调制技术是将射频信号通过一个外部光学调制器调制到光载波上。使用最多的外部光学调制器是Mach-Zehnder调制器 (MZM) 。外部强度调制的基本原理如图2所示, 将基带数据信号通过强度调制器 (IM) 调制到光波上, 载有数据的光波和本振射频信号通过MZM调制后, 可将本振信号调制到光载波上。通过调节MZM直流偏置电压大小和射频本振信号在MZM两臂上的相位差可以实现不同频谱结构的调制。

当输入MZM两臂的射频本振信号相位差为π, 直流偏置电压引起的相位差为π/2时, 产生的毫米波信号是双边带 (DSB) 信号, DSB毫米波信号在光纤中传输时, 由于光纤的色散效应, 导致色散所致衰落效应, 因此不能实现长距离传输;当输入MZM两臂的射频本振信号相位差为π/2, 直流偏置电压引起的相位差为π/2时, 产生的毫米波信号是单边带 (SSB) 信号, 由于SSB毫米波信号只有一个边带, 虽然可以有效消除色散所致衰落效应, 但是由于色散效应的存在, 载有基带数据的中心载波和边带在光纤中传输的速度并不相同, 因此到达接收端的时间不同步, 使得边带所携带的数据信息偏离中心载波所携带的数据信息, 最后解调出的数据信号的码元会变窄, 即产生SSB调制系统中的码元缩窄效应, 因此不能实现长距离传输;当输入MZM两臂的射频信号相位差为π, 直流偏置电压引起的相位差为π时, 产生的毫米波信号是载波抑制 (OCS) 信号, OCS毫米波信号可以消除色散所致衰落效应, 但也会造成码元缩窄效应, 需要利用阵列波导光栅、光环行器或交叉复用器将SSB毫米波信号中的两个频率成分分离, 并将基带数字信号调制到其中一个光波成分上, 消除码元缩窄效应的基本原理如图3所示, 将射频本振信号直接调制到光波上, 产生SSB毫米波信号, 然后用交叉复用器将SSB毫米波信号的两个频率成分分离, 并用IM将基带数据信号调制到其中一个频率成分上, 最后用耦合器将携带数据信息的频率和未携带信息的频率进行耦合, 这样就不会存在码元缩窄效应, 也能有效延长信号的传输距离。

3 上变频技术

上变频技术是在中心站将中频信号作为副载波, 先将数据信息调制在中频信号上, 再用已调制的中频信号直接调制光波。上变频技术在光纤链路中传输的是中频信号, 受光纤色散的影响小, 但基站中需要毫米波本振源和毫米波混频器, 因此基站设备非常复杂。最常见的上变频技术是光学倍频法 (OFM) 。OFM是利用光电子器件的非线性效应产生高次谐波, 在光电探测器中各次谐波间通过拍频效应生成毫米波, 其基本原理如图4所示。首先在中心站要产生一个扫频光波, 基带数据信号通过强度调制器调制扫频信号的强度, 已调扫频信号通过相位调制器 (PM) 对激光器输出的光信号进行周期扫频, 得到的是周期性变化的扫频光载波, 在基站中配置频率响应具有周期起伏特性的光器件 (MZI) , 经过光纤传输后的扫频光载波进入MZI进行周期滤波, 光电探测器进行光电转换之后的电流信号就包含有扫频信号频率的各种谐波分量, 再经带通滤波器 (BPF) 进行滤波就可以得到需要的谐波分量, 即载有基带数据信号上变频之后的毫米波。

4 光学自外差技术

光学自外差技术是产生高频光毫米波信号的有效方法, 其基本原理如图5所示, 激光器1和激光器2是两个独立的光源, 利用外部调制器将基带数据信号调制到其中一个光波上, 已调制的光波再与另一束光波拍频, 即可得到所需的毫米波信号, 且毫米波信号的频率等于两个光波的频率差。

由于两个激光器相互独立, 每个激光器输出光波的相位是随机的, 再加上光电子器件的非线性和光纤传输中色散效应的影响, 在接收端会产生很大的相位噪声, 因此必须采取一定的措施来消除相位噪声, 常见的消除相位噪声的方法有光注入锁定技术、光学锁相环技术和光注入锁相环技术。

光注入锁定技术的基本原理如6所示, 将射频信号调制主激光器, 产生第±n阶边带, 调制后的光波通过耦合器注入到两个从激光器中, 然后将基带数据信号调制到其中一个光波上, 并与另一路光波发生拍频, 在接收端通过光电探测器即可得到所需的毫米波信号。由于两个从激光器输出的光波被锁定在主激光器的第±n阶边带上, 相位关系恒定, 因此可以有效消除相位噪声。

光学锁相环技术中锁相部分的原理如图7所示, 两个不同频率的激光器输出的信号进行拍频, 一路作为输出, 另一路进入光电探测器, 该信号经过放大后, 与本振信号在相位探测器中发生拍频, 得到的是两个激光器的相位偏差信息, 该信息经环路滤波器后反馈调制激光器2, 以减小两个激光器之间的相位偏差, 从而减小接收端的相位噪声。

光注入锁相环技术结合了光注入锁定技术和光学锁相环技术, 其注入锁相的原理如图8所示, 主激光器经过调制后产生一系列边带, 其输出的一部分从环行器端口2注入到从激光器, 使得从激光器锁定在主激光器的边带上。从激光器的输出从环行器端口3输出, 该输出信号的一部分和主激光器输出的一部分一起进入光纤, 另一部分进入光电探测器, 得到的拍频信号和本振信号进行混频, 最终得到的相位偏差信号经过环路滤波器进行放大, 使从激光器的相位锁定。实验证明, 该技术较前两种技术能获得更低的相位噪声。

5 结束语

本文介绍了ROF系统中毫米波光学生成的几种主要方法, 其主要优缺点如表1所示。

RoF技术 第6篇

随着长期演进(LTE)、全球通用微波接入(WiMAX)等实验网络的构建,无线通信进入了高速数据通信时代。无线频谱资源和传输距离等因素成为制约无线通信发展的主要“瓶颈”。因此,光网络与无线通信的结合,日益受到国内外学者的关注,并由此诞生了光纤无线电(Radio Over Fiber,ROF)技术[1],相关学者提出了构建60 GHz ROF无线网络及正交频分复用(OFDM)-ROF系统的设计方案[2],以解决频谱资源紧张的问题。

ROF系统由于存在非线性器件,射频信号功率不能太高;而OFDM信号是由多个单载波信号叠加而成,因此会产生较大的峰均功率比(Peak to Average Power Ratio ,PAPR)[3],易受非线性因素的影响,使系统性能进一步降低。本文通过对OFDM-ROF系统进行理论建模和数值分析发现,在考虑PAPR的前提下,OFDM-ROF系统的性能受半波电压的影响与单载波ROF系统相似;在平均功率相同的情况下,OFDM-ROF系统的无寄生动态范围(SFDR)有较大下降。因而在实际应用OFDM-ROF系统时,需要选择合适的射频功率以满足相应的ROF应用。

1 OFDM-ROF系统建模

基本的OFDM-ROF系统如图1所示,由光源(CW)、前置放大器、马赫-曾德(M-Z)调制器、光纤、光电检测器(Pin)、OFDM发射机、功率放大器、OFDM接收机和天线等组成。

假设OFDM信号ν(t)有N个子载波,子载波的频率为fk=kΔf,Δf=1/(NT),其中T为原始信号的周期,则根据PAPR的定义可以得到

${\rm P}A{\rm P}R[\nu (t)]=\frac{\underset{0t{\rm N}{\rm T}}{{\displaystyle \max }}[|\nu (t)|{}^2]}{{\rm P}{}_{\text{a}\text{v}}},(1)$

式中,Pav为平均输入功率。如果N个子载波的信号均以相同的相位相加,则会产生一个OFDM信号的峰值功率,这个峰值功率是平均功率的N倍,即PAPR为N。

下面分析OFDM-ROF系统性能时,需要考虑OFDM信号幅度的随机分布,其满足瑞利分布:

${\rm P}(V)=(V/\sigma {}^2)\text{e}{}^{{}^{\frac{-V{}^2}{2\sigma {}^2}}},(2)$

式中,V为OFDM信号的幅度;σ2为方差。

ROF链路采用外部强度调制,并假设M-Z调制器双臂对称,工作在推挽模式下。OFDM信号经过上变频变换,作为ROF链路的射频信号输入,建立模型时可以简化为

$\nu {}_{\text{r}\text{f}}(t)=V{}_{\text{r}\text{f}}\sin \omega {}_{\text{r}\text{f}}t,(3)$

式中,射频信号幅度Vrf满足式(2)的概率分布;ωrf为射频信号角频率。经过光纤传输,Pin端的输出光检测电流为

$i{}_{\text{p}}={\rm I}{}_{\text{D}\text{C}}-2{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}J{}_1(\phi {}_{\text{r}\text{f}})\sin \phi {}_{\text{d}\text{c}}\sin \omega {}_{\text{r}\text{f}}t,(4)$

式中,Idc为直流电流,且令IDC=Idc+IdcJ0(φrf)cosφdc;φdc为射频信号的直流偏置;φrf为调制指数;Jn表示n阶贝塞尔函数。从式(4)中可以发现,系统实现了强度调制。相应的负载射频功率为

$\begin{array}{l}{\rm P}{}_{\text{o}\text{u}\text{t},\text{r}\text{f}}=<i{}_{\text{p}}^2>{\rm Z}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}=[2{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}J{}_1(\phi {}_{\text{r}\text{f}})\sin \phi {}_{\text{d}\text{c}}]{}^2{\rm Z}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}},\\ (5)\end{array}$

式中,Zout为输出阻抗。

2 OFDM-ROF系统性能分析

OFDM-ROF系统的性能指标主要有链路射频增益、噪声系数、SFDR及信噪比等。链路设计过程需要考虑阻抗匹配问题,这里假设输入、输出阻抗相等,即Zin=Zout。

(1) 链路射频增益

$G{}_{\text{l}\text{i}\text{n}\text{k}}=\frac{{\rm P}{}_{\text{o}\text{u}\text{t},\text{r}\text{f}}}{{\rm P}{}_{\text{i}\text{n},\text{r}\text{f}}}=\left[\frac{2J{}_1(\phi {}_{\text{r}\text{f}})}{\phi {}_{\text{r}\text{f}}}\right]{}^{2}s{}_{\text{m}\text{z}}^2\sin {}^2(\phi {}_{\text{d}\text{c}})\text{R}{}^2,(6)$

式中,R为Pin光电检测器的响应度;smz为斜率效率,且$s{}_{\text{m}\text{z}}=\frac{\text{π}s{}_{\text{m}\text{z}\text{m}}s{}_{\text{l}\text{i}\text{n}\text{k}}{\rm P}{}_{\text{i}\text{n}}{\rm Z}{}_{\text{i}\text{n}}}{2V{}_{\text{π}}}$,其中Vπ为半波电压,Pin为输入光功率,smzm、slink分别表示M-Z调制器和光纤的插入损耗。

(2) 噪声和噪声系数

链路噪声包括输入相对强度噪声、输入热噪声、Pin的热噪声和散弹噪声等。在实际应用中,OFDM-ROF系统的噪声以散弹噪声为主,所以,链路噪声可以表示如下:

${\rm N}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}=2G{}_{\text{l}\text{i}\text{n}\text{k}}k{\rm T}+2e{\rm I}{}_{\text{D}\text{C}}{\rm Z}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}。(7)$

相应的噪声系数为

${\rm N}F=10\lg \frac{snr{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}{snr{}_{\text{i}\text{n}}}=3+10\lg \left(\frac{e{\rm I}{}_{\text{D}\text{C}}{\rm Z}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}{G{}_{\text{l}\text{i}\text{n}\text{k}}k{\rm T}}\right)。(8)$

式中,T为温度,单位开尔文;k表示波耳兹曼常数。

(3) SFDR

$SFDR=\left(\frac{p{}_{\text{i}\text{p}3}}{{\rm N}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}\right){}^{2/3}\approx 10\lg \left(\frac{{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}^2{\rm Z}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}{8\left(\frac{2J{}_1(\phi {}_{\text{r}\text{f}})}{\phi {}_{\text{r}\text{f}}}\right){}^2\left(\frac{{\rm I}{}_{\text{d}\text{c}}{\rm Z}{}_{\text{i}\text{n}}\text{π}}{V{}_{\text{π}}}\right){}^{2}k{\rm T}J{}_1(\phi {}_{\text{r}\text{f}})J{}_2(\phi {}_{\text{r}\text{f}})\sin {}^3\phi {}_{\text{d}\text{c}}+8e{\rm I}{}_{\text{D}\text{C}}{\rm Z}{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}J{}_1(\phi {}_{\text{r}\text{f}})J{}_2(\phi {}_{\text{r}\text{f}})\sin \phi {}_{\text{d}\text{c}}}\right){}^{\frac{2}{3}}。(9)$

考虑OFDM-ROF系统射频信号Vrf的随机分布特性,式(6)、(7)、(8)和(9)修正为fmodified=∫∞0P(Vrf)f(Vrf)dVrf的形式,对上述性能指标进行重新计算。

3 系统参数对OFDM-ROF系统性能的影响

OFDM-ROF链路性能指标主要与半波电压和射频信号幅度大小有关,这里假设M-Z调制器插入损耗smz=4.3 dB,光纤链路插入损耗为slink=0.2 dB,Zin=Zout=50 Ω,PD光检测器的响应度为R=0.7 W/A,输入直流偏置电压Vdc=2.5 V。

若OFDM-ROF系统的射频信号幅度分布满足P(Vrf)=2Vrfe-V2rf,则当OFDM-ROF系统的平均功率与单载波ROF系统平均功率相同时,单载波ROF系统的射频信号幅度应满足Vrf=1 V。图2给出了系统性能指标受半波电压Vπ变化影响的曲线图。图中,IM3表示三阶交调失真;IP3表示三阶交调点的横坐标。

由图2可见,在外部强度直接调制下,随着半波电压Vπ的增加,系统噪声Nout逐渐增大,并趋于稳定(见图2(a))。链路射频增益随半波电压Vπ的增大而降低(见图2(e))。SFDR随半波电压增大而增大(见图2(f))。所以在进行OFDM-ROF链路设计时,在SFDR可允许范围内,应尽量降低半波电压,从而增加链路射频增益,进而提高系统的信噪比。

如果半波电压一定,即取4 V,改变系统的射频信号平均功率,曲线变化如图3所示。

通过观察图3可以发现,噪声与射频平均功率无关,在平均功率相同的情况下,OFDM-ROF系统的噪声比单载波ROF系统高3 dB(见图3(a));对于IM3,OFDM-ROF系统劣于单载波ROF系统,并随着平均功率增大而增加(见图3(c));对于SFDR,单载波ROF系统明显优于OFDM-ROF系统(见图3(f)),但链路射频增益反之(见图3(e))。为作进一步分析,这里取Pav=0.5 W时的系统性能指标数据,如表1所示。

由表1可以发现,OFDM-ROF系统的IM3比单载波ROF系统高得多,因此OFDM-ROF系统设计时,必须考虑降低PAPR,增加相应的链路模块,以改善系统性能。对于SFDR,OFDM-ROF系统比单载波ROF系统降低了5 dB,为系统建模方便,未加入OFDM所带入的噪声,所以,在实际应用中,所测量的SFDR会更低。ROF系统引入OFDM技术后,PAPR问题尤为突出,射频功率的选择是否合理,决定了OFDM-ROF系统是否满足ROF应用要求和无线通信网络标准。

4 结束语

通过建立OFDM-ROF系统理论模型,着重分析了半波电压和射频信号功率对系统性能指标的影响,理论分析和数值结果表明,半波电压应尽量降低,以获得较好的链路射频增益;射频信号平均功率相同的情况下,OFDM-ROF系统由于PAPR问题,导致SFDR有5 dB的降低,因此在系统设计时应尽量降低射频信号的平均功率。

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RoF技术 第7篇

ROF(光载无线)技术是一种低成本的宽带无线接入技术。WDM-ROF-PON(融合光载无线技术的波分复用-无源光网络)系统将ROF技术融合在WDM- PON结构下,利用WDM系统中的波长路由功能将多信道ROF信号分配给用户群,实现了ROF系统的网络化。该系统结合了ROF系统高频传输成本低、无线接入带宽大的优点, 同时与传统的数字光通信网络有着良好的兼容性。

多业务传输的ROF系统利用ROF系统频谱中的空闲频段承载额外的数据信号,使系统能同时传输2～3种不同业务,提高了ROF系统的带宽利用率。WDM结构下的ROF系统通常采用集成光学滤波器件来实现多个信道内的不同数据业务的加载,多业务传输的WDM-ROF-PON系统是近年来的研究热点之一[1,2,3,4,5]。

本文设计的多业务系统采用四倍频双边带调制方式,调制后的信号由二次谐波分量和中心载波分量构成,相对普通的DSB(双边带调制)光生毫米波成本更低。系统通过IL(梳状滤波器)将不同的载波边带分离,实现了60 GHz毫米波信号与5 GHz DPSK(差分相移键控)信号的同时传输。60 GHz毫米波频段为室内宽带无线接入频段,5 GHz频段为WiMax(全球微波接入互操作性)系统频段的一种。通过仿真实验,本文对两种不同频段的业务在WDM-ROF-PON系统中同时传输时的性能和业务之间的串扰影响等进行了简要分析。

1 系统工作原理

本文设计的WDM-ROF-PON系统原理图如图1所示。 CO (中心局) 部分的多路光载波经OM(光复用器)耦合后,在铌酸锂型的MZM(马赫-曾德调制器)中由频率为f0的射频信号进行四倍频双边带调制。随后所有信道中的中心载波和二次谐波分量由一个双输出端口的IL来分离。在中心载波上加载低频的DPSK信号,在二次谐波边带上基带的NRZ(非归零)信号经过OC(光耦合器)后,由标准SMF (单模光纤)传输至RAU(远端接入节点),由OD(光解复用器)分离各个信道的信号,再通过光分路器分离,经不同的检测系统转化为不同的无线信号,为用户提供不同的业务。

系统所采用的双边带调制方式原理如下:单信道输入的情况下,外调制器输出的信号光场如式(1)所示(仅考虑实部):

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式中,E0为激光器输出光信号的初始光强;ωc为载波频率;β为调制深度,与调制器调制电压强度成正比;φ为偏置电压参数,与调制器外加偏置电压Vbias成正比(φ=πVbias/Vπ,Vπ为调制器半波电压);θ为输入的射频信号相位差;ωRF为射频信号频率。将式(1)贝塞尔函数展开[6],将调制器设于空传输点,偏置电压参数φ值取0,上下臂输入的射频信号相位差为π(θ=π),在该条件下,信号光场中的奇次谐波分量被抑制,演变为由二次谐波与中心光载波组成的双边带调制格式的光信号。为便于后续的研究,本文取调制深度β为2.35,使二次谐波与中心载波分量的光功率值相等。外调制器的输出信号光场为

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式中,J0(β)、J2(β)分别表示零阶和二阶贝塞尔函数分量。经过滤波器后,将二次谐波分量与中心载波分离。中心载波分量用来加载低频业务,二次谐波分量用于加载毫米波频段业务。中心载波分量和二次谐波分量分别由式(3)和式(4)求得:

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2 系统参数设置

本文用软件OptiSystem7.0对系统进行仿真。系统信道数为4,信道间隔为100 GHz,光载波频率分别为193.1、193.2、193.3和193.4 THz。微波信号源LO的频率为15 GHz,IL的滤波特性如图2所示。IL上端口中心载波处为阻带,下端口中心载波处为通带,隔离度为70 dB。IL的作用是分离各信道光信号中的中心载波和光毫米波载波。数据信号1的速率为2.5 Gbit/s,数据信号2的速率为155 Mbit/s。

3 实验结果分析

3.1 光谱分析

系统的各点光功率谱密度如图3所示,观察光谱的变化能直观地了解信号在系统传输时的变化情况。

连续波激光器阵列耦合后的频谱如图3(a)所示,由于耦合器的插入损耗,光功率谱密度值均低于0 dBm;各路信号的峰值如图3(b)所示,每个信道中有3个较大的峰值边带,分别对应中心载波和二次谐波,距离中心载波较远且功率较低的峰值边带为四次谐波分量,其与相邻信道的二次谐波分量距离较近。图3(c)和(d)分别为通过IL后各端口的频谱;图3(c)对应光毫米波信号频谱,各峰值对应的频率点与中心载波频率间隔均为30 GHz;图3(d)对应中心载波分量,由于滤波器传输特性限制,信号中存在残留的二次谐波分量,会对信道中另一种业务的信号造成干扰。图3(e)和(f)对应加载信号后的频谱,为两路信号加载数字信息后耦合的频谱,

中心载波与谐波边带处频谱略微展宽。图3(g)为各路光信号耦合后的光谱,对比图3(c),二次谐波分量的功率谱密度值相对中心载波分量降低了约6 dBm。图3(h)是由光分路器分离后的单个信道的光谱。

3.2 系统传输性能分析

信道1(193.1 THz信道)中5 GHz频段业务的信号在传输前后的眼图分别如图4(a)、(b)所示。眼图在接收光功率为-18 dBm时获得,眼图张开且较清晰,传输后眼图的扰动加强,但不影响判决过程。信道1中60 GHz毫米波信号的接收端眼图分别如图4(c)、(d)所示,眼图在接收功率为-39 dBm时获得,眼图清晰且张开。20 km传输后的眼图张开度较传输前的眼图小,上端扰动加强。其余3个信道传输前后眼图的变化情况与信道1相同。

各信道中DPSK信号的传输性能如表1所示。

通过对信号的接收功率误码率曲线进行拟合,得到误码率性能为10-8量级的接收机灵敏度。当信号BTB传输时,各个接收机灵敏度约为-19～ -22 dBm。当传输距离为20 km时,各个接收机灵敏度有所降低,为-18～-20 dBm。20 km传输

后,系统的功率代价为0.4～2.8 dB。由于信道差异,各信道的业务在传输时接收机灵敏度和传输的功率代价有一定范围的波动。

各信道60 GHz的毫米波信号传输前后接收机灵敏度对比如表2所示。通过对信号的接收功率误码率曲线进行拟合,得到误码率性能为10-10量级的接收机灵敏度。当信号BTB传输时,各个接收机灵敏度为-39.2～-39.5 dBm。当传输距离为20 km时,各个接收机灵敏度降低,为-36～-38 dBm。20 km传输后,系统的功率代价为1.5～3.2 dB。

综合分析表1和表2可知,表2的业务速率虽然较高,但其接收机灵敏度远远低于表1的业务(约-20 dBm)。两种业务的光载波边带功率相等,但高频业务性能远高于低频业务性能。

3.3 业务间串扰影响研究

为了进一步分析多业务系统中低频业务对毫米波业务的影响,本文对系统进行了改进,将系统原理图(图1)中的c点置空,系统仅传输毫米波信号。该单业务系统与原多业务系统模型相比,其光毫米波信号的生成和数据加载方式是完全一样的。通过与多业务系统中毫米波业务信号进行对比,分析了低频业务对毫米波业务传输的影响,实验结果如表3所示。

由表3的数据可知,当系统仅传输60 GHz毫米波业务时,系统的接收机灵敏度为-36.8～-37.8 dBm,多业务传输导致的功率代价为0.6～2 dB。由此可知,多业务系统中低频业务对毫米波业务造成的串扰影响较小。

4 结束语

本文设计的系统选择了四倍频的双边带调制方式,达到了降低光生毫米波成本的目的;在结构上选择IL实现多个信道中光毫米波载波分量和中心载波分量的分离。通过仿真实验对多业务信号的传输性能进行了分析,通过与单业务传输情况进行对比,分析了业务间串扰因素对系统的影响。

WDM-ROF-PON系统的研究目前尚处于初期阶段,系统结构并没有一个统一的标准。本文设计的多业务传输WDM-ROF-PON系统具有较大的发展优势,同时也对集成光学滤波器件的带宽和隔离度等性能提出了更高的要求。

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