模糊直接转矩控制

模糊直接转矩控制（精选8篇）

模糊直接转矩控制 第1篇

直接转矩控制是继矢量控制之后又一高性能交流调速技术[1],它具有控制算法简单、转矩响应快、鲁棒性强等优点。不足之处主要在于使用Band-Band控制定子磁链和转矩,电动机存在转矩脉动,低速时尤为严重。分析表明,转矩脉动是系统固有的缺点。因此,在保证转矩响应速度的前提下,如何最大限度地减小转矩的脉动成为当前研究的主要课题。目前,国内外已有许多论文研究减小感应电动机直接转矩控制(IM DTC)转矩脉动[2]。相对而言,永磁同步电动机直接转矩控制(PMSM DTC)相关的文章发表较少,而且大多是移植感应电动机直接转矩控制方法,针对PMSM的特点进行改进[3,4,5]。

本文提出基于转矩预测[6]的PMSM模糊直接转矩控制[7,8]方法,对转矩误差和磁链误差进行模糊分级处理。根据转矩偏差、定子磁链偏差的符号和大小以及定子磁链所处的扇区经模糊推理得到合适的电压空间矢量,再使用预测控制算法计算该矢量和零电压矢量分别作用的时间,将电磁转矩限制在给定环宽范围内。控制系统采用无位置传感器办法估计电动机转子的初始位置[9],建立Matlab/Simulink模型[10]并仿真,所得结果表明零电压矢量的引入和预测控制算法的应用进一步减小了系统的转矩脉动。

1 PMSM DTC基本理论

对于直接转矩控制理论的研究最早是基于感应电动机的,1996年由C.French和P.Acarnley引入到永磁同步电动机控制系统中,并由L.Zhong,M. F. Ralman和胡育文等人进行了完善,构成了PMSM DTC基本理论[11,12,13]。

如图1所示,d-q坐标系是转子磁链坐标系, 其中d轴的正向为转子永磁磁链方向;x-y坐标系为定子磁链坐标系, 定子磁链的方向为x轴的正向;θr为d轴与a相绕组的夹角;如忽略定子电阻,x轴与d轴的夹角定义为负载转矩角δ。电机稳态运行时,定、转子磁链均以同步速旋转,δ由负载转矩决定并近似保持恒定。而在系统动态过程中,转矩角δ随着定、转子旋转速度的不同而改变。

通常,因为电时间常数相对机械时间常数来说非常小,所以相对转子永磁磁链来讲,定子磁链的旋转速度和方向更容易改变。这样,就可以通过改变定子磁链的旋转速度和方向来改变转矩角的大小,从而调节转矩,达到调速的目的。

d-q参考坐标系下电机磁链、电压、转矩方程如下:

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式中:Ψd,Ψq分别为定子磁链d,q轴分量;ud,uq分别为定子电压d,q轴分量;id,iq分别为定子电流d,q轴分量;Ld为直轴电感,Lq为交轴电感;Ψf为转子永磁磁链;Rs为定子电阻;ωr为电动机角速度;np为电动机的极对数。

若忽略转矩锯齿纹波,永磁同步电动机的稳态电磁转矩Te经坐标变换可得定子坐标系x-y轴上的表达式

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其中,δ为负载角,即定子磁链矢量|Ψs|和永磁磁链矢量|Ψf|之间的夹角;电磁转矩由两部分构成:减号前面一项为定子磁链产生的励磁转矩,后面一项为电机凸极引起的磁阻转矩。对于隐极电机,Ld≈Lq,不存在磁阻转矩,故

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可以看出,无论是凸极还是隐极永磁同步电动机,在保持定子磁链幅值恒定的情况下,电磁转矩的大小由负载转矩角δ决定,满足直接转矩控制的要求。从而可以采用不同的电压空间矢量控制定子磁链走走停停或者进进退退,达到永磁同步电动机调速的目的。

2 永磁同步电动机零电压空间矢量控制作用分析

异步电动机直接转矩控制中,零电压空间矢量可以使定子磁链停止运动,电磁转矩迅速下降,达到迅速调节转矩的目的。而永磁同步电动机定、转子之间没有转差存在,零电压矢量对电磁转矩的影响很小,因此在最早的永磁同步电动机直接转矩控制方式中不推荐使用零电压矢量[12]。

随着对永磁同步电动机零电压矢量作用的进一步研究,一些学者提出了使用零电压矢量的直接转矩控制[14,15],并得到了良好的控制效果。考虑式(4),若保持定子磁链幅值|Ψs|恒定,电磁转矩Te由负载转矩角δ决定。对δ求导,写成增量式为

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负载转矩角的增量Δδ与定子磁链旋转角度增量Δδs和转子磁链旋转角度增量Δδf有关,若忽略定子电阻压降,可以近似认为

Δδ=Δδs+Δδf (7)

零电压矢量作用于电机时,定子磁链在矢量空间停止不动;由于机械惯性,转子仍然保持原速旋转,故负载角增量Δδ主要表现为永磁磁链的角度增量Δδf。以表1所示电机参数为例,转子额定角速度为100 rad/s,控制周期Tc选为50 μs,则经过一个 Tc 后,Δδ=Δδf=ωrTc=0.005 rad。当δ=π/3时, 由式 (6) 计算得到 ΔTe≈0.024 2Nm,由式(4)计算得到Te≈1.14 Nm,ΔTe/Te=0.024 2/1.14≈2.1%。由此可见,在单个控制周期Tc时间内,电磁转矩的增量很小,转矩的增量相对转矩的百分比非常小,可以近似忽略不计。由此得出结论:零电压矢量在永磁同步电动机中有保持电磁转矩近似不变的作用,在电动机稳态运行时加入合适的零电压矢量能有效降低永磁同步电动机的转矩脉动。

3 永磁同步电动机模糊直接转矩控制及转矩预测

传统的直接转矩控制采用两点式Band-Band调节器控制定子磁链和转矩,调节器的输出只有两个状态。因此无论偏差大小,都具有相同的输出,由此造成较大的转矩脉动。虽然可以通过减小滞环宽度来减小转矩脉动,但将会增加电压矢量切换频率,要求额定频率更高的逆变器功率开关器件,开关损耗加大。引入模糊控制器代替常规的两点式调节器可以解决两者之间的矛盾,改善系统的动、静态性能。

3.1 模糊直接转矩控制

鉴于永磁同步电动机中零电压矢量特殊的控制作用,本文的模糊控制器将加入零电压矢量作为输出,故控制器的输出为7个离散的电压空间矢量,直接分为7个单点模糊子集{u0,u1,u2,u3,u4,u5,u6}。控制器的输入为容差范围内的磁链偏差FE、转矩偏差TE和定子磁链角度θin。对永磁同步电动机的定子磁链偏差和转矩偏差符号和大小进行分级处理,考虑永磁同步电动机最大功角的限制,磁链偏差FE分为3个模糊子集{正小,0,负小},表示为{PS,ZO,NS};转矩偏差TE分为5个模糊子集{正大,正小,0,负小,负大},表示为{PB,PS,ZO,NS,NB}。将空间矢量平面分为6个不同的π/3扇区,如图2所示。只需分析出其中一个扇区内的电压空间矢量选择原则,则其它扇区内电压空间矢量的选择依规律调整即可。

以模糊控制器的磁链角度输入θin在[-π/6,π/6]扇区为例,其它扇区可以通过

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映射到本扇区中。其中,θin为模糊控制器的磁链角度输入,θ为实际的磁链角度,int[]为取整函数。考虑系统响应速度,隶属度函数选用三角形函数,如图3所示。

将扇区[-π/6,π/6]划为两个区间[-π/6,0)和[0,π/6],考虑转矩优先原则,选用表2的模糊推理规则[7],采用Mamdani模糊推理算法进行似然推理,得到控制器的输出。由于输出直接是电压矢量单点模糊集,无需解模糊,控制器直接输出离散的电压空间矢量。

3.2 转矩预测控制

通过对永磁同步电动机所加转矩进行预测并适当加入零电压矢量,进一步减小转矩脉动。如果模糊控制器的输出电压矢量为零矢量,则直接送逆变器;否则,将得到的电压空间矢量经预测控制算法计算得到加入该电压矢量后的转矩响应,若计算得到的电磁转矩在转矩容差范围内,则将该电压矢量送逆变器;若超出转矩容差范围,则使用模糊推理得到的电压矢量和零电压矢量共同作用限制转矩在给定容差范围内。如图4所示。

图4中,ΔTe为一个控制周期内非零电压矢量作用产生的转矩增量,虚线代表使用反向电压矢量作用时的转矩变化轨迹,实线代表零电压矢量作用时的转矩变化轨迹。可以看出,使用反向电压矢量作用时转矩的脉动频率远大于有零电压矢量参与调节的转矩脉动频率,故采用转矩预测算法选择零电压矢量参与转矩调节是合理的。单个控制周期内非零电压矢量和零电压矢量各自的作用时间由下式计算得到。

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式中:t1为一个控制周期内非零电压矢量作用时间;t0为零电压矢量作用时间;Tmax为容差上限;Tmin为容差下限。

3.3 控制系统构成

结合模糊控制和转矩预测,构成基于转矩预测的永磁同步电动机模糊直接转矩控制系统,结构框图如图5所示。定子磁链偏差和电磁转矩偏差经饱和限幅环节送模糊控制器,两个饱和限幅环节的限幅值分别为定子磁链偏差和转矩偏差的给定容差上下限值,即对给定容差范围内的磁链偏差和转矩偏差进行分级,而对于偏差范围外的磁链和转矩偏差均认为是最大的偏差值,以此来提高系统的响应速度。预测控制器选择模糊控制器输出的电压矢量和零电压矢量,经信号隔离后送逆变器。定子电压由直流母线电压和控制器输出的开关信号状态计算得到。

4 仿真结果

针对传统PMSM DTC系统和图5所示的基于转矩预测的PMSM模糊直接转矩控制系统分别建立Matlab/Simulink模型,利用表1的电机参数进行仿真,给定转矩为0.2 Nm,所得结果如图6和图7所示。从图6、图7中可以看出,基于转矩预测的PMSM模糊直接转矩控制系统较之传统的PMSM DTC系统在动态和静态性能上均有明显的改善。主要表现为:定子磁链更接近圆形;稳态时电磁转矩的脉动幅度减小了0.01 Nm,脉动频率降低了近1 kHz;电动机转速响应明显加快,响应时间由0.1 s缩短到了0.05 s,且超调量减小了18.2 rad,稳态精度提高。

5 结论

模糊直接转矩控制 第2篇

摘要：针对永磁同步电机（PMSM）直接转矩控制系统存在转矩和磁链脉动较大的问题，引入反馈线性化理论，结合空间矢量脉宽调制技术（SVPWM），提出了使原系统实现输入输出线性化控制的改进方法。首先分析了控制系统实现反馈线性化的条件，给出了线性化系统控制模型，采用五段式SVPWM的控制算法，最后与传统直接转矩控制系统进行了仿真对比。结果表明，基于SVPWM的永磁同步电机反馈线性化直接转矩控制系统显著抑制了转矩和磁链的脉动，并且具有理想的动静态性能。

关键词：永磁同步电机；直接转矩控制；反馈线性化；SVPWM

中图分类号：TM341 文献标志码：A 文章编号：1007-2683（2015）06-0065-06

0 引言

永磁同步电机的直接转矩控制凭借着良好的动态性能和较强的鲁棒性，受到了国内外电力电子技术界和产业界的广泛关注。传统的直接转矩控制采用bang-bang控制策略，这使得转矩和磁链脉动很大。为此，国内外学者在近年来做了大量的研究。西安交大何栋炜等人采用了卡尔曼滤波磁链观测器对磁链进行估计，这种方法减小了转矩脉动。美国威斯康星大学电气工程系的Robert D.Lorenz教授提出了无差拍直接转矩和磁链控制（DB-DFTC）控制方法。Wei Xu提出一种低开关频率下的无差拍直接转矩控制器，使得开关损耗达到了最小化。

永磁同步电机的数学模型具有多变量、强耦合的非线性特点，反馈线性化方法能通过对系统进行坐标变换和状态反馈，在输入与输出之间建立线性关系，从而将非线性系统转变成线性系统，实现系统解耦。通过反馈线性化技术获得的线性模型是精确的状态变换的结果，这样就可以采用线性化理论来设计控制器。

SVPWM技术作为一种优化的PWM技术，能明显的减小逆变器输出电流的谐波成分，降低脉动转矩，且其控制简单，数字化实现方便，电压利用率高。SVPWM技术中两个零矢量的不同分配方案会产生多种调制方式，其中交替使用两个零矢量的五段式SVPWM能有效地减小开关损耗。

本文以永磁同步电机为研究对象，应用微分几何方法推导出PMSM直接转矩控制系统可以进行反馈线性化的条件，得到相应的反馈线性化模型。结合这个模型构造状态反馈控制器，将得到的反馈控制量输入到SVPWM中，实现对电机的控制。对模型系统进行仿真验证，并给出相同参数下传统直接转矩控制永磁同步电机的比较结果。

1 永磁同步电机直接转矩控制系统数学模型和反馈线性化条件

1.1 永磁同步电机数学模型

其中ψ_s=ψ_d+jψ_q，是定子磁链矢量，i_s=i_d+ji_q是定子电流矢量，u_s=u_d+ju_q是定子电压矢量，ψ_PM是永磁体磁链，ω_r是转子角速度，R_s是定子电阻，对于隐极式永磁电机电感L_s=L_d=L_q。

电磁转矩T_e和定子磁链幅值平方F_s定义如下：

将式（1）和式（2）分别代入到式（3）和式（4）的微分方程中可以得到：出通过控制电压值就可以控制转矩和磁链，但是状态方程是耦合的，非线性的。

1.2 PMSM直接转矩控制系统反馈精确线性化条件

根据微分几何理论，首先验证仿射非线性系统是否满足反馈精确线性化条件，即是否满足系统的相对阶数等于系统的维数且解耦矩阵非奇异。定义如下：

对于标准的仿射非线性系统。式中x为系统的状态向量，u、y为系统的控制输入和输出，f、g为光滑向量域，h为光滑标量函数。其中李微分定义如下：如果有下式

在d-q坐标系下，PMSM数学模型整理成如下形式：

控制系统框图如图1所示。该控制系统由反馈线性化控制单元、转矩调节、磁链调节、转矩和磁链计算单元、坐标变换及SVPWM模块构成。电机定子侧相电流i_a、i_b、i_c与转子角位置θ相结合，经过坐标变换得到两相旋转电流i_d和i_q，i_d和i_q经过转矩和磁链计算单元得到转矩T_e和磁链F_s。给定转速ω^*与反馈转速ω相比较，经过速度控制器得到转矩T^*_e，T^*_e与计算单元得到的转矩T_e相比较，经过转矩调节器得到控制量V₁。给定磁链F^*_e与计算单元得到的磁链F_s相比较，经过磁链调节器得到另一个控制量V₂。V₁和V₂经过反馈线性化单元得到d轴和q轴的电压U_d、U_q再和转子角位置θ相结合，经过坐标变换得到两相静止电压U_α和U_β，再经过SVPWM模块得到六路脉冲驱动逆变器，进而控制永磁同步电机。

3 SVPWM算法实现

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。

本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。如上图2所示，在某个时刻，电压空间矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。先作用的称为主矢量，后作用的称为辅矢量，作用的时间分别为T₁和T₂。以扇区I为例，空间矢量合成示意图如图3所示。以在高调制指数下运行。考虑到五段式SVPWM的开关次数为七段式的2/3，减小了1/3的开关损耗，因此本文采用五段式SVPWM。扇区波形图如图4所示。

4 仿真对比实验

本文使用Matlab环境下的Simulink对所建控制系统模型进行仿真所选永磁同步电机参数为：R_s=0.9585Ω，L_d=L_q=0.00525H，极对数4，永磁体磁链为0.1827Wb进行如下仿真研究：系统以转速1000r/min，空载启动，在0.04s时转速由1000r/min升至1500r/min，在0.08s时由空载突变为5N·m，参考磁链为0.27Wb，k₁=k₂=6000，仿真框图如图5（a）和图5（b）所示，所得的转速响应曲线与传统直接转矩控制系统的对比如图6中（a）、（b）、（c）、（d）、所示，转矩响应曲线对比如图7中（a）、（b）、（c）、（d）、所示以及磁链轨迹圆与传统直接转矩控制系统的对比如图8中（a）、（b）所示。

从仿真波形可以看出，系统精确线性化以后，电机速度在0.01s之内迅速达到稳态，跟踪性能非常理想，几乎没有超调；当电机负载转矩从0跃变为5N·m时，系统速度、转矩可以在很短时间内到达给定值；转矩瞬时跟踪给定负载，其鲁棒性能理想；磁链在瞬间达到稳定，在整个过程中不受外加负载以及速度变化的影响，在整个运行期间完全保持恒定。由此可见，相同条件下基于五段式SVPWM的永磁同步电机反馈线性化直接转矩控制系统的磁链和转矩的脉动要小于传统直接转矩控制系统，而且这种控制系统具有更好的动、静态性能。

5 结论

本文阐述了基于五段式SVPWM的永磁同步电机反馈线性化直接转矩控制系统的实现方法。对永磁同步电机的数学模型进行坐标变换和状态反馈，使电机的转矩和磁链解耦，从而实现对转矩和磁链的线性化控制。仿真结果表明，基于五段式SVPWM及反馈线性化方法设计的永磁同步电机直接转矩控制系统跟踪性能快速精确，抗干扰能力强，鲁棒性能优越，有效地改善了传统控制方法中转矩和磁链脉动较大的问题，而且具有更好的动、静态性能。

模糊直接转矩控制 第3篇

直接转矩控制 (DTC) 是继矢量控制技术之后又一先进电机控制技术, 其结构简单、对电机参数不敏感、转矩响应迅速而被广泛应用[1]。感应电动机直接转矩控制系统中, 速度控制器大都是用PID控制器, 传统的PID控制技术不能有效克服因电机参数变化、负载变化和非线性因素带来的影响, 而模糊控制适应非线性时变、滞后系统的控制, 具有鲁棒性强的优点[2]。在常规PID速度调节器由于参数固定而无法满足系统高性能调速的要求时, 引入模糊控制技术构造速度模糊控制器, 设计了一种模糊自适应PI速度调节器, 根据速度偏差与偏差变化率, 通过模糊推理在线调整PI参数, 有效地改进了直接转矩控制系统性能, 达到了较好的控制效果。

1直接转矩控制基本原理

直接转矩控制的核心思想是以转矩为中心来进行磁链、转矩的综合控制。它不需要解耦电机数学模型, 而强调对电机转矩进行直接控制, 即用空间矢量的分析方法, 直接在定子坐标系计算和控制交流电动机的转矩。直接转矩控制的结构原理如图1所示, 它由磁链估算、转矩估算、磁链位置估算、开关表和调节器、逆变器等部分组成。其工作过程如下:首先由检测单元检测出电机定子电流和电压值、实际转速ω, 然后输入到感应电机数学模型模块计算出Ψα, Ψβ和实际转矩值Te。Ψα和Ψβ通过磁链计算单元, 得到定子磁链Ψs的幅值|Ψs|和所在区间信号SN。实际转速ω和给定转速ω*通过转速调节器得到转矩给定值Te*。实际转矩Te与转矩给定值Te*经转矩调节器处理后得到转矩开关信号TQ。磁链给定值|Ψs*|与磁链反馈值|Ψs|经磁链调节器处理后产生磁链开关信号ΨQ[3]。开关信号选择单元综合ΨQ, TQ和SN, 通过查表的方式得到逆变器开关信号SUabc来控制逆变器提供合适的电压驱动感应电机运行。

2模糊直接转矩控制系统设计

模糊控制是一种典型的智能控制方法, 以模糊集合论、模糊语言变量及模糊逻辑推理为基础的一种计算机数字控制, 其基本思想是把人类专家对特定被控对象或过程的控制策略总结成一系列控制规则, 通过模糊推理得到控制作用集, 作用于被控对象或过程[4]。与传统的控制方法相比, 模糊逻辑控制无需系统的精确数学模型, 具有鲁棒性强, 控制性能好的优点, 更适合对复杂、非线性时变、滞后系统的控制[5]。模糊自适应PI速度调节器由常规PI控制器和模糊控制器两部分组成, 其原理如下:模糊控制器选用速度误差e和速度误差变化率ec作为输入变量, 利用模糊规则经过模糊推理, 输出比例修正系数ΔKP、积分修正系数ΔKI, 以在线实时调整PI控制器的参数, 进而产生给定转矩Te*信号, 送入DTC控制系统对感应电机转速进行控制。图2给出了系统的原理图[6]。

2.1 模糊变量

本模糊控制器采用两个输入变量和两个输出控制量。两个模糊输入变量分别为速度误差、速度误差变化率, 分别用e和ec表示, 输出控制量为比例修正系数和积分修正系数, 分别用ΔKP和ΔKI表示。e包含7个模糊子集, 相应的语言变量为:负大 (NB) 、负中 (NM) 、负小 (NS) 、零 (Z) 、正小 (PS) 、正中 (PM) 和正大 (PB) , 论域为[-1, +1], 隶属分布函数如图3所示。

ec包含3个模糊子集, 相应的语言变量为:负 (N) 、零 (Z) 和正 (P) , 论域同样为[-1, +1], 隶属函数如图4所示。

ΔKP, ΔKI分别包含4个模糊子集, 相应的语言变量为:零 (Z) 、小 (S) 、中 (M) 、大 (B) , 论域为[0, 1], 隶属函数如图5所示。

2.2 模糊控制规则

模糊PI参数自整定基本原则如下[7]:

(1) 当系统偏差$(\left|e\right|)$较大时, 为使系统尽快消除偏差, 不管ec的符号如何, 都应取较大的KP和KI, 以达到缩小偏差的目的。

(2) 当系统偏差$(\left|e\right|)$是适中时, 为防止系统超调过大, 应取较小的KP, 同时为保证一定的响应速度, KI要选取适中的数值。

(3) 当系统偏差$(\left|e\right|)$较小或为零时, 为缩短系统的调节时间, 应选取适中的KP和较小KI的数值。根据上述调整规则和多次仿真结果, 模糊控制器的控制规则如表1所示。

2.3 模糊推理和模糊决策

模糊推理采用Mamdani推理方法, 采用最大隶属度所对应的输出为控制量, 得到KP, KI的最终输出值, 其控制规则采用“If e=E and ec=Ec then ΔKP and ΔKI”的形式。

参照表1可得21条控制规则[8]。

如“If e=PB and ec=P then ΔKP=B and ΔKI=Z”, 输出量为比例修正系数ΔKP和积分修正系数ΔKI, 在线调节PI参数, 达到实时控制的目的。

3仿真结果

为了验证新型控制系统的正确及优越性, 选用三相鼠笼式感应电机参数为:Pn=2.5 kW, us=380 V, f=50 Hz, nr=1 400 r/min, Rs=1.85 Ω, Rr=2.658 Ω, Ls=0.294 H, Lr=0.289 8 H, Lm=0.283 8 H, np=2, J=0.01 kgm2。在Matlab 6.5中, 使用Simulink库和Power System Blocket库提供的模块来构成系统仿真模型。参照前文分析, 搭建的仿真模型如图6所示。

为了验证模糊自适应PI速度调节器的有效性, 在两种相同工况下与常规PI速度调节器进行了比较。

图7, 图8分别给出模糊自适应PI与常规PI在给定速度发生变化 (1 000-100-500) r/min和负载发生变化时 (0-15-5) Nm的速度响应波形。

通过结果对比可以发现, 采用模糊自适应PI速度调节器的DTC系统速度响应快, 超调小, 稳态性能好, 有良好的干扰抑制能力和鲁棒性, 转速调节性能获得了明显提高, 模糊自适应PI控制具有更佳的控制效果。

4结论

本文将模糊控制方法应用于感应电机的直接转矩控制系统中, 针对常规PI速度调节器因参数固定而无法满足系统高性能调速的要求, 设计了模糊控制与PI控制相结合的模糊自适应PI速度调节器控制系统, 取代传统PID控制。在Matlab/Simulink环境下建立了系统的仿真模型。仿真结果表明, 该方法不仅能够提高系统的调速性能, 而且还提高了系统的抗干扰能力, 证明了系统的可行性和正确性。

参考文献

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[4]诸静.模糊控制原理[M].北京:机械工业出版社, 2002.

[5]林辉, 马成禄.感应电机直接转矩控制系统中的模糊控制研究[J].电子设计工程, 2009 (3) :120-121.

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[7]谢仕宏.Matlab控制系统动态仿真实训教程[M].北京:化学工业出版社, 2009.

模糊直接转矩控制 第4篇

关键词：开关磁阻电机,直接转矩控制,模糊控制,模糊-比例积分控制

1 引言

开关磁阻电机调速系统融新型电动机结构与现代电力电子技术、控制技术于一体,兼有交流变频调速系统的电动机结构简单、坚固耐用的特点和直流调速系统的调速性能好、控制电路简单、高效的特点,是一种性价比较高的无级调速系统。

但是由于开关磁阻电机具有严重的非线性及变结构、变参数等特点,常规固定参数的PI控制难以获得理想的控制性能指标,并且控制参数由于没有精确的数学模型而难以确定。

模糊控制是目前工程领域应用较多的一种智能控制方法,它把人的手动控制经验转化为控制策略,它不需要建立被控对象的精确数学模型,而且动态品质优于常规的控制方法[1]。

但是双输入单输出的模糊控制器实质上是一个PD调节器,静态性能不好,存在静差,为了克服这个问题,本文提出模糊PI复合控制方法,加入积分作用克服静差。仿真结果表明,这种复合控制方法优于常规单一的模糊调节器或者PI调节器。

2 开关磁阻电机工作原理

三相(6/4)结构开关磁阻电机定转子为双凸极结构,转子无绕组,也无永磁体,定子极上有集中绕组,对应磁极的绕组相互串联,形成A,B,C三相绕组。当某相绕组通电时,就产生一个使邻近转子极与该绕组轴线相重合的电磁转矩,顺序对三相绕组通电,则转子可以连续转动,改变通电次序,可改变电机的转向,控制通电电流的大小和通断时间,可改变电机的转矩和速度。

3 模糊PI控制系统构成

开关磁阻电机调速系统由控制器、功率变换器和SRM电机本体构成,本文中控制器采用双闭环控制(如图1所示),外环是速度环,内环是转矩环,其中速度环的作用是对速度进行调节,得到转矩内环的参考转矩。转矩内环对转矩误差、磁链误差和区间信号应用直接转矩控制原理进行功率变换器的开关选择[2],选择的开关信号用于控制功率变换器中开关元件的通断,为电机各相提供能量。

4 模糊PI速度调节器设计

模糊PI复合控制是在模糊控制的基础上加入了积分的作用,其结构框图如图2所示,系统的输入是给定速度与检测速度的误差e=V*-V及其误差变化de,系统的输出是转矩内环的参考转矩,由此构成双输入-单输出的二维模糊控制器。由于输入量在进行模糊化时,模糊控制器会把某些小的误差看作“零”,所以出现控制盲区,难以达到较高的控制精度,系统有静差。所以本系统在速度误差小的时候切换到常规PI控制,对模糊控制盲区进行控制,并为系统加入积分作用。两种控制方式的切换时刻依速度误差的大小而定。

4.1 精确量的模糊化与反模糊化

本文的调速目标是要电机转速稳定在800r/min,所以速度误差及速度误差变化的基本论域均取为[-800,800],根据开关磁阻电机特性,参考转矩的基本论域取[-200,200]。输入(E、EC)、输出(U)的模糊论域均取为[-6,6]。所以比例因子分别为:ke=6/800,kec=6/800,ku=200/6。模糊及反模糊化公式为

$\{\begin{array}{l}E=\mathrm{int}(e\cdot k{}_e+0.5)\\ EC=\mathrm{int}(ec\cdot k{}_{ec}+0.5)\\ u=U\cdot k{}_u\end{array}(1)$

为了简单起见,隶属度函数均取三角函数,语言变量的模糊子集为“NB(负大),NM(负中),NS(负小),ZE(零),PS(正小),PM(正中),PB(正大)”。

4.2 模糊控制规则

根据人工操作经验,控制规则可以用语言表示如下。

1)如果电机转速高于800r/min,那么应该减少参考转矩。若转速高出的越多,则参考转矩减少的也越多。

2)如果电机转速等于800r/min,则参考转矩保持不变。

3)如果电机转速低于800r/min,那么应该增加参考转矩。若转速低下去的越多,则参考转矩增加的也越多。

把这些语言控制规则用表1表示出来。

在表1中,每一行和每一列的交叉点都是一条模糊规则“If Ai And Bj, then Cij”(其中Ai,Bj,Cij分别表示E,EC和U的对应语言值)。

4.3 模糊推理与模糊判决

模糊推理采用Mamdani推理方法,输出信息的模糊判决采用“重心法”,也即“加权平均法”:

$U=\frac{{\displaystyle \sum _{i=1}^{n}U}{}_i\cdot \mu {}_C(U{}_i)}{{\displaystyle \sum _{i=1}^n\mu }{}_C(U{}_i)}(2)$

式中:Ui是模糊输出的一个语言变量;μC(Ui)是Ui对应的隶属度。

为了满足实际控制过程中快速性的要求,一般采用离线计算方式[3],把输入数据离散化,模糊推理、合成、判决等进行离线计算,把模糊判决的结果统计成表2,供实时处理时查表使用。

以E=5,EC=1为例说明表2中离散计算处理的过程。

1)由E和EC的隶属度函数可以算出,E,EC分别只属于两个语言变量,隶属度分别为:μPM(E=5)=0.5,μPB(E=5)=0.5,μZE(EC=1)=0.5,μPS(EC=1)=0.5。对于其它语言变量的隶属度均为零。

2)由控制规则表1可以看出,当E和EC只属于两个语言变量时,只有4条语言规则起作用:

If E=PM And EC=ZE,then U=PM

If E=PM And EC=PS,then U=PB

If E=PB And EC=ZE,then U=PB

If E=PB And EC=PS,then U=PB

3)使用Mamdani推理方法进行推理,得出输出量对各语言变量的隶属度:

μPM(U1=4)=min{μPM(E=5),μZE(EC=1)}=0.5

μPB(U2=6)=min{μPM(E=5),μPS(EC=1)}=0.5

μPB(U3=6)=min{μPB(E=5),μZE(EC=1)}=0.5

μPB(U4=6)=min{μPB(E=5),μPS(EC=1)}=0.5

4)由式(2)得出输出量的模糊值:

$\begin{array}{l}U=\frac{40.5+60.5+60.5+60.5}{0.5+0.5+0.5+0.5}\\ =5.5\end{array}$

至此完成一次计算。依此方法,可以离线计算出表2中的所有数据[4]。

4.4模糊PI复合控制仿真实现

从输入精确量的模糊化公式(1)中可以看出,当误差E=int(eke+0.5)=0时,有|eke|<0.5,即e<67。可见,当速度误差为67 r/min时,模糊控制器将认为偏差为零,不再对其进行调节,会造成系统大的稳态误差。所以,设想把模糊控制与PI控制器相结合,发挥模糊控制与PI控制各自的长处,取长补短。

模糊PI控制的仿真结构图如图3所示,用开关Switch来切换模糊控制与PI控制,当速度误差大于67 r/min时,通过Switch选择上面的模糊控制方法进行控制,PI控制的输入为零,不起作用;当速度误差小于67 r/min时,通过Switch选择下面的PI调节器进行控制。这样既对控制的盲区进行了控制,也为系统加入了积分作用,消除了系统稳态误差,而且切换开关延迟了积分作用,有效减少了系统的动态超调量。

5 仿真结果及分析

60 kW三相6/4结构的开关磁阻电机,给定转速800 r/min,电机稳速运行时,于0.4 s加入大小为12 Nm的负载,并于0.75 s卸掉此负载,要求电机的速度能一直稳定在800 r/min。为了与其它的速度控制器进行比较,仿真时速度控制器分别采用了PI控制、模糊控制与模糊PI复合控制方法,速度响应曲线如图4所示。局部速度响应曲线如图5所示。

经过计算得到各控制方法的动静态性能指标如表3所示。

从图4及表3中可以看出,模糊PI控制具有很好的抗干扰能力,稳态无静差。解决了单一调节器调节时间与超调的矛盾,动静态性能均优于单一的调节器。

这个调速系统的内环采用直接转矩控制原理对转矩进行直接控制,给定磁链为0.36 Wb,系统的输出转矩曲线如图6所示,转矩脉动仅为±1 Nm,有效地减少了系统的转矩脉动。(由于SRM的摩擦系数是0.02 Nms,所以输出转矩应该大于负载转矩0.028002 π/60=1.67 Nm。)

6 结论

模糊控制把人们的控制经验转化控制策略,使用语言方法,可以不需要掌握精确的数学模型,并且动态响应品质优于常规的PI控制。开关磁阻电机是个非线性的系统,电机模型很难精确地确定出来,所以采用模糊控制是个很好的选择。但是模糊控制在控制策略上存在一个很大的弊端就是稳态有静差,对于恒值系统的内外部干扰基本无抵抗能力。所以本文采用模糊PI控制,把两种控制结合起来,在速度误差大的时候采用模糊控制,在速度误差小的时候采用PI控制,很好地解决了响应时间与超调的矛盾,系统动静态性能良好,并且保证了系统的抗干扰能力。

参考文献

[1]何莉,万沛霖,肖蕙蕙.PID型模糊控制器在开关磁阻电机驱动系统中的应用[J].中小电机,2004,31(4):32-35.

[2]Adrian David Cheok,Yusuke Fukuda.A New Torque andFlux Control Methodfor Switched Reluctance Motor Drives[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2002,17(4):543-557.

[3]詹琼华,殷春辉.查表型模糊控制器在SR调速系统中的应用与优化[J].微电机,2006,39(4):4-7.

[4]殷春辉,詹琼华,孙剑波.开关磁阻电机驱动系统模糊控制器的设计与仿真[J].微电机,2006,39(5):1-5.

[5]Liu Chao-ying,Hou Xue-chuan,Cui Yu-long,et al.Research for Speed Controller of Switched Reluctance Mo-tor Using F-PID Control[C]∥Proceedings of the SecondInternational Conference on Machine Learning and Cyber-netics,2003(25):2530-2533.

模糊直接转矩控制 第5篇

关键词：感应电机,神经网络,模糊逻辑,直接转矩控制

1 引言

感应电机(IM)直接转矩控制(DTC)是一种新型交流调速系统,与传统的感应电机矢量控制系统相比,不仅具有控制直接、计算过程简化的特点,而且在一定程度上克服了矢量控制中控制结构复杂,系统易受电机参数变化和外界因素扰动影响等问题。但直接转矩控制中,由于转矩和磁链调节器采用滞环比较器,不可避免地造成了转矩脉动,而且在感应电机运行一段时间后,电机温度升高,定子电阻的阻值发生变化,使定子磁链的估计精度降低,从而导致电磁转矩出现较大的脉动。此外,逆变器开关状态的选择也会影响转矩脉动的大小与系统的控制性能。因此,为了抑制转矩脉动,有效提高感应电机直接转矩系统的动、静态性能,本文提出基于神经网络和模糊逻辑的感应电机直接转矩控制策略,即利用神经网络构造定子磁链观测器,应用模糊逻辑推理设计逆变器状态开关选择器,从而使感应电机直接转矩控制系统获得较强的鲁棒性和优良的动态性能,对此进行了仿真分析,并利用TMS320F2407A数字信号处理(DSP)芯片进行实验验证。

2 感应电机神经网络模糊直接转矩控制系统

2.1 控制系统结构

感应电机神经网络模糊直接转矩控制系统结构如图1所示。

图1中,ω*为给定角速度,ω为实际转子角速度;Te*为给定电磁转矩,Te为实际电磁转矩;ψs*为给定定子磁链,ψsα、ψsβ为定子磁链在α-β坐标中的分量;usα、usβ为电压在α-β坐标中的分量;isα、isβ为电流在α-β坐标中的分量;θ为磁链位置角。

利用电压电流检测单元检测感应电机的定子三相电流iA、iB、iC和电压uA、uB、uC,通过3/2变换成两相值isα、isβ和usα、usβ,输入至神经网络定子磁链观测器。通过神经网络模型输出两相磁链ψsα、ψsβ,然后利用转矩模型和磁链模型分别计算电机的转矩、磁链和位置角大小[4,6]。计算公式为:

图1中采用模糊控制器取代常规直接转矩控制系统的磁链和转矩控制器。将给定的电机转矩Te*、磁链值ψs*和实际计算值Te、ψs相比较得到的转矩误差eT、磁链误差eψ直接用于开关状态的选择,这里引入模糊控制逻辑后,则可以通过区分eT和eψ的大小作出不同决策来优化输出开关状态,并经逆变器控制IM定子的三相电压和电流,使电机能按控制要求输出转矩,最终达到调速的目的。

2.2 神经网络定子磁链观测器的设计

2.2.1 神经网络结构

应用三层前向BP网络设计定子磁链观测器,神经网络结构模型如图2所示。

第一层为输入层,输入层的各个节点直接与输入变量连接,其节点数取决于输入信号,输入信号共有5个,即S1-S5,分别对应定子电压usα、usβ,定子电流isα、isβ以及电机角速度ω。

第二层为隐含层,其节点数m是在网络学习过程中根据实际情况而定的,一般可按经验公式m=(输入节点数+输出节点数)1/2+a和神经网络训练过程中的实际输出磁链ψs(由ψsα和ψsβ计算合成)与期望输出磁链ψs*的误差值来综合考虑设置,其中a为1-10之间的常数,这里m取为6。对于隐含层的第i个节点,设该节点与输入各节点的连接权值为ωij,则其输出为yi=f(∑ωijSj+θi),其中i=1,2,m;j=1,2,5;f为神经元的非线性作用函数,选取Sigmoid型变换函数,即f(x)=1/(1+e-x),x为神经元的输入值;θi为节点的阈值。

第三层为输出层,输出层有2个单元O1和O2,分别对应ψsα、ψsβ。输出节点与隐含层各节点的连接权重为Tki,节点阈值为θk,则输出节点为:Ok=f(∑Tkiyi+θk)其中i=1,2,,m;k=1,2。

2.2.2 神经网络的训练

神经网络的学习训练就是通过训练样本的学习,不断调整输入层到隐含层、隐含层到输出层之间的两组连接权值和阈值,即ωij、θi、Tki、θk,从而使网络的误差逐步减小直至规定的目标精度。在对神经网络训练时,考虑到粒子群优化(PSO)算法全局寻优能力强和BP算法善于局部搜索的特点,本文采用将两者相结合的方法,即PSO-BP算法[4]。具体训练过程如下。

(1)随机初始化神经网络的各个连接权值ωij、Tki和阈值θi、θk,并对应为一群粒子的相应位置x i和速度vi。本文取粒子群体规模M=80,连接权值ωij、Tki和阈值θi、θk的随机取值范围分别选取为[-1,+1]和[-10,+10]。

(2)给定惯性权重ω,加速因子(或学习因子)C1、C2,约束因子α,初始化第i个粒子目前为止搜索到的最优位置(与下面的最好适应度值对应)为Pi(i=1,2,M);群体所有粒子目前为止搜索到的全局最优位置记为Pg。神经网络输入层输入信号,对网络进行前向计算,并根据适应度函数(均方误差)公式f=λ|Ok-Qk|的计算结果来评价每个粒子的适应度。其中Ok为网络实际输出值,即定子磁链ψs;Qk为理想期望输出磁链值ψs*,λ为正常数。

(3)对每个粒子,将它的适应度和它经历过的最好位置Pi时的适应度相比较,如果比Pi时的好,则将其作为当前最好位置,将它的适应值和全局所经历最好位置Pg时的适应度作比较,若较Pg时的适应度好,则重新设置Pg的索引号,并记录Pg的值,采用公式(4)、(5)对粒子位置xi和速度vi进行调整[8,10]。

式中:i=1,2,,M;惯性权重ω指示粒子保持运动惯性大小;加速因子C1、C2用来分别调节向全局最优粒子和个体最优粒子方向飞行的最大步长,通常取大于零的常数;r1、r2为介于[0,1]区间的随机数,约束因子α的作用是控制速度的权重。本文取α=0.8,ω=0.5,C1=C2=2。()粒子群在解空间进行搜索,若迭代次数小

(4)粒子群在解空间进行搜索,若迭代次数小于最大迭代次数NCmax(本文取500)时,则转入步骤3),否则转至步骤5)。

(5)在粒子群算法全局寻优的基础上,运行小步长反向传播BP算法,进行局部细致搜索,直至达到规定要求的收敛精度(0.001),输出神经网络的最终权值和阈值,结束网络训练。

3 模糊开关状态控制器的设计

在通常的直接转矩控制系统中,磁链误差eψ和转矩误差eT被直接用于逆变器开关状态的选择,无法区分eψ和eT的等级,不利于解决直接转矩控制系统中存在的电机或负载参数变化等不精确和不确定信息的控制问题。本文引入模糊控制之后,通过区分eψ和eT的大小来优化逆变器开关状态的选择,从而达到改善系统性能的目的。

3.1 模糊变量

在模糊控制器中,eψ和eT分别被模糊化为模糊变量Eψ和ET,Eψ在论域(-0.01,0.01)上定义3个模糊子集,语言值取为{N(负),Z(零),P(正)}。ET在论域(-2,2)上定义5个模糊子集,语言值取为{NL(负大),NS(负小),Z(零),PS(正小),PL(正大)}。为增强系统鲁棒性,以上两个论域中,均采用对称的全交叠的三角形隶属度函数,如图3、4所示。

另一个输入量定子磁链位置角θ在论域0-2π划分为12个模糊子集(θ1-θ12),其变量隶属度函数分布如图5所示。

模糊控制器的输出变量对应逆变器的8个开关状态,即V0-V7,V0(000)和V7(111)为两个零状态,逆变器输出电压为零,所以逆变器有效开关状态为6个,即V1(011)、V2(001)、V3(101)、V4(100)、V5(110)、V6(010)。如输出V3(101)表示逆变器的三相电压开关状态SA=1,SB=0,SC=1(1为开通,0为关断)。

3.2 模糊规则及模糊推理[5]

根据直接转矩控制原理和控制经验,可确定180条控制规则,模糊控制器的每一条控制规则均使用Eψ、ET、θ、V来描述,其中第i条规则为:

if Eψis Aiand ETis Biandθisθithen V is Vi

模糊推理采用Mamdani规则,输出开关量Vi取最大的隶属度对应的输出量作为逆变器的开关输出。用公式表示为:

μV(V)=max{μAi(Eψ)∧μBi(ET)∧μBi(θ)

∧μVi(V)}

式中:i=1,2180;μA、μB、μC分别为Ai、Bi、θi的隶属度;μV为输出V的隶属度。

4 仿真研究

基于上述控制策略,在Matlab/Simulink环境下建立感应电机直接转矩控制系统模型,分别对常规DTC以及神经网络模糊DTC进行了仿真。仿真用感应电机主要参数如下:额定功率Pn=2.2kW,额定电压Un=220V,额定电流In=5A,额定转速nn=1500r/min,定子电阻Rs=2.5Ω,转子电阻Rr=2.76Ω,定子电感Ls=0.06535H,转子电感Lr=0.08014H,定转子互感Lm=0.06265H,转子极对数np=3,转动惯量J=0.00158kgm2。如图6和图7所示分别为常规DTC和神经网络模糊DTC的转矩、磁链、转速的响应曲线。从图6(a)、图7(a)明显得出,基于神经网络模糊控制下的系统转矩响应较常规直接转矩控制响应平稳,速度快,超调和脉动都很小。由图7(b)和图6(b)比较可以看出,在神经网络模糊直接转矩控制下转速从0上升到60rad/s只需要0.01s,从60rad/s跳变到120rad/s也不足0.01s(约0.0085s),而且转速响应较传统DTC平稳、脉动小。图6(c)和图7(c)表明,神经网络模糊直接转矩控制下的磁链瞬时幅值的脉动显著减小。由此可见,在传统DTC基础上引入神经网络模糊控制后,控制系统转速和转矩响应快速、平稳,转矩及磁链响应脉动明显减小,从而使系统运行稳定,获得了比常规DTC更优异的动、静态性能。

5 实验验证

实验电路中,采用TMS320LF2407A数字信号处理器(DSP)完成神经网络模糊直接转矩控制的部分实验。实验控制系统结构如图8所示。基于DSP的核心控制电路主要负责控制算法以及协调控制周边电路,DSP获得检测到的定子电流及电压信号后,完成神经网络、模糊控制算法和直接转矩控制的计算(包括三相/二相变换、磁链和转矩计算、逆变器开关状态的控制等),最后得到6路PWM控制信号,经驱动隔离后控制作为逆变器的功率模块IPM。采用CHB5-P型霍尔电流传感器来检测电流,采用OVW2-2048-2MD型旋转编码器进行转速检测。外部扩展电路主要完成电压、电流和速度信号的检测、数据显示以及DSP与上位机的通信等功能,并对逆变器IPM发出的各种故障信号进行综合处理形成总的故障信号送入TMS320F2407A的故障中断入口,用于系统保护和故障显示。PC机采用VB编写通信界面,主要负责转速和磁链的给定以及调速系统故障显示等功能。

本实验系统软件的开发采用模块式结构,包括主程序和中断服务程序两部分。主程序完成DSP的初始化、参数设定和故障诊断。要实现的采样周期的定时、神经网络、模糊控制、直接转矩控制等系统的主要功能和控制算法由DSP的定时器1下溢中断服务程序来完成相应的感应电机控制策略。

图9(a)显示本系统在跟踪恒定转速1500 r/min稳定运行并在t=20-30s突加2 Nm负载时的转速响应曲线;图9(b)、图9(c)分别为额定运行的电磁转矩波形和定子磁链轨迹。从图中可以明显看出,经过系统控制的磁链波形接近圆形,系统响应速度快,有效抑制转速脉动、转矩脉动和磁链脉动,能得到与仿真基本相似的实验结果。

6 结束语

感应电机直接转矩控制系统是一个具有深刻研究意义的的课题。本文在常规直接转矩控制的基础上,提出了基于神经网络和模糊逻辑的直接转矩控制方法。仿真分析与实验结果表明,该方法的使用有效地降低了系统的转矩脉动、磁链脉动等,系统具有优良的速度、转矩响应特性以及较强的鲁棒性和控制性能,从而为感应电机直接转矩控制系统的研究提供一种新的思路和方法,具有良好的应用前景。

参考文献

[1]周华伟,刘国涛.感应电机直接转矩控制系统的研制[J].微特电机,2007,35(5):36-38.

[2]白华煜,刘军,楚小刚.基于模糊控制感应电机直接转矩控制研究[J].电气传动,2005,35(5):6-9.

[3]乔维德.基于改进PSO-BP神经网络的短期电力负荷预测研究[J].继电器,2007,35(17):17-21.

矢量控制与直接转矩控制技术 第6篇

当前, 科学技术的不断进步在一定程度上推动着电力电子、微电子等器件的持续发展, 同时, 在交流调速传动中, 进一步推动现代控制理论的广泛应用。无论是从一般要求的小范围调速传动到大范围传动, 还是从单机传动到多机协调运转传动, 都会在不同程度上涉及交流传动的理论[1]。对于高性能交流调速系统来说, 现代控制理论作为支撑, 其矢量控制理论和直接转矩控制对于交流电动机来说, 在实际系统中应用最为广泛。

1 矢量控制

在基本原理方面, 对于矢量控制[2]来说, 通常情况下, 就是对异步电动机定子的电流矢量进行相应的测量和控制, 借助磁场定向原理, 进而在一定程度上对异步电动机的励磁电流、转矩电流分别进行控制, 进一步控制异步电动机的转矩。具体的控制步骤是:对异步电动机的定子电流通过矢量分解, 对产生磁场的电流分量、转矩的电流分量, 以及两分量间的幅值和相位分别进行相应的控制, 实现控制定子电流矢量的目的。这种控制方式就是矢量控制方式, 这种控制方式通常情况下可以分为三种:

1.1 基于转差频率控制的矢量控制方式

在进行U/f=恒定控制的基础上, 基于转差频率控制的矢量控制方式通过检测异步电动机的实际速度n, 获取相应的控制频率f, 对定子电流矢量及两个分量间的相位按照预期的转矩分别进行控制, 进而在一定程度上控制通用变频器的输出频率f。对基于转差频率控制的矢量控制方式来说, 在实施控制的过程中, 其特点表现为:消除动态过程中转矩电流的波动, 提高了通用变频器的动态性能[3]。

1.2 无速度传感器的矢量控制方式

在磁场定向控制理论的基础上, 逐渐形成无速度传感器的矢量控制方式。在异步电动机内安装磁通检测装置, 这是实现精确磁场定向矢量控制的基础。但是, 将磁通检测装置安装在异步电动机内具有一定的难度。随着科技的发展, 人们逐渐发现, 在异步电动机中, 即使不直接安装磁通检测装置, 通常情况下同样可以在通用变频器内部获得磁通量, 这种控制方式就是无速度传感器的矢量控制方式。该控制方式的控制思想是:按照转矩计算公式, 根据输入的电动机的铭牌参数, 对作为基本控制量的励磁电流和转矩电流分别进行检测, 同时通过对电动机定子绕组上的电压的频率进行控制, 进而在一定程度上确保励磁电流和转矩电流的指令值与检测值保持一致, 同时输出转矩, 进而实现矢量控制。

1.3 有速度传感器的矢量控制方式

对通用变频器来说, 如果通过矢量控制方式进行控制, 一方面需要在调速范围上与直流电动机保持匹配, 另一方面可以控制异步电动机产生的转矩。对于异步电动机来说, 准确的参数为使用矢量控制方式提供参考依据, 在使用通用变频器过程中, 有的需要准确输入异步电动机的参数, 有的需要使用速度传感器和编码器。目前, 在新型矢量控制通用变频器中都具有自动检测、自动辨识、自动适应的功能, 凭借这些功能进一步适应异步电动机参数。对于异步电动机来说, 通常情况下, 在其正常运转之前, 需要具备这种功能的通用变频器能够自动辨识异步电动机的参数, 同时对控制算法中的相关参数, 根据辨识结果进行调整, 进而对普通的异步电动机进行矢量控制。

另外, 在提高异步电动机转矩控制性能方面, 除了上述的无传感器矢量控制和转矩矢量控制外, 目前, 异步电动机控制常数的调节、机械系统匹配的适应性控制等一系列的新技术都可以提高异步电动机应用性能。借助大规模集成电路, 同时采用专用数字式自动电压调整 (AVR) 控制技术等在一定程度上可以有效预防异步电动机转速偏差, 同时在低速区域获得理想的平滑转速, 这些在实践中, 已经取得良好的效果。

2 直接转矩控制

对于直接转矩控制方式来说, 通常情况下也将其称为“直接自控制”。这种控制方式需要以转矩为中心, 同时对磁链、转矩进行综合控制。直接转矩控制方式与矢量控制相比存在本质区别, 主要表现为:在控制过程中由于没有采用解耦方式, 所以在算法中不存在相应的旋转坐标的变换, 通过简单检测异步电动机的定子电压和电流, 根据瞬时空间矢量理论, 在一定程度上对异步电动机的磁链和转矩进行计算, 并且将计算结果与给定值进行对比, 根据所得差值的实际情况, 进一步直接控制磁链和转矩[4]。

对于直接转矩控制技术来说, 在定子坐标系下, 借助空间矢量, 对异步电动机的数学模型通过采用定子磁场定向分析方法进行直接分析, 并且在一定程度上对异步电动机的磁链、转矩进行计算和控制, 同时对转矩检测值与转矩给定值之间的差异利用离散的两点式调节器进行对比分析, 进而在一定的容差范围内对转矩的波动进行限制。通常情况下, 通过频率调节器对容差的大小进行控制, 对逆变器的开关状态利用产生PWM脉宽调制信号进行直接控制。异步电动机数学模型的简化程度通常不会影响和制约其控制效果, 而真正影响和制约控制效果的是转矩的实际状况。由于交流电动机与直流电动机之间不需进行比较、等效和转化, 因此, 在控制结构方面, 直接转矩控制方式相对比较简单, 同时能够明确处理控制信号的物理概念, 在这种情况下可以说直接转矩控制方式是一种高静, 同时具有动态性能的控制方式, 对于利用矢量控制技术进行控制的过程中出现控制性能受参数变化影响的问题, 完全可以通过直接转矩控制方式加以避免。对于直接转矩控制方式来说, 在控制的过程中, 通常情况下是把转矩直接作为被控量控制转矩, 所以说直接转矩控制方式最为直接、简单的控制方式。

3 总结与展望

对于各种控制策略来说, 由于侧重点不同, 进而在实际应用过程中, 需要结合性能要求选择科学合理的控制策略, 进而在一定程度取得最佳性能。凭借自身卓越的性能, 永磁同步电动机在控制策略方面已取得理想的成果, 相信在国民经济各个领域中, 永磁同步电动机会得到广泛应用。

摘要：对交流电机控制策略进行了综述, 简要介绍了交流电机控制系统在发展中出现的两种控制策略。

关键词：交流电机,矢量控制,直接转矩控制

参考文献

[1]葛宝明, 王祥珩, 苏鹏声, 蒋静坪.交流传动系统控制策略综述[J].电气传动自动化, 2001 (8) :3-9.

[2]陈伯时, 陈敏逊.交流调速系统[M].北京:机械工业出版社, 1998.

[3]胡崇岳.现代交流调速技术[M].机械工业出版社, 1998.

模糊直接转矩控制 第7篇

针对感应电机提出的直接转矩控制实行定子磁场定向,从而避免了复杂的坐标变换,动态性能好,对电机参数依赖性小,鲁棒性强,也可以应用于永磁同步电机领域,是变频调速领域研究的热点技术[1,2]。

研究表明,感应电机直接转矩控制系统中,在某些情况下会出现开关表失效现象,即电压矢量对转矩的实际作用与系统期望值相反,从而产生不合理的转矩脉动[3,4]。永磁同步电机直接转矩控制系统中是否同样存在这种不合理的转矩脉动及其产生的根源就成为本文研究的重点。

本文基于永磁同步电机直接转矩控制理论,提出了基于12定子磁链扇区和12电压矢量的控制策略,分析了不同电压矢量在不同定子磁链扇区内对转矩的作用,解释了产生不合理转矩脉动的原因,并提出了一种新颖的开关表。理论分析和仿真结果表明这种控制策略可以最大程度上减小不合理转矩脉动范围。

2 12电压矢量永磁同步电机直接转矩控制

为了简化分析,本文主要讨论交直轴电感相同的隐极电机(Ld=Lq),没有因凸极效应引起的磁阻转矩。永磁同步电机电磁转矩为

${\rm T}{}_{\text{e}}=\frac{3n{}_{\text{p}}}{2L{}_d}|\Psi {}_{\text{s}}|\Psi {}_{\text{f}}\sin \delta (1)$

由式(1)可得:永磁同步电机直接转矩控制与感应电机相同,即保持定子磁链幅值恒定,通过改变转矩角来控制转矩。

为了改善直接转矩控制效果,要求在一个定子磁链扇区内有尽可能多的可用电压矢量。通过改变传统6定子磁链扇区为12定子磁链扇区,可以增加可用电压矢量。通过三相和两相混合导通方式,可以增加有效电压矢量至12个。因此,12定子磁链扇区和12电压矢量的控制策略可以在不改变传统电压源逆变器电路拓扑的前提下,最大程度上增加可用电压矢量。

三相和两相混合导通方式下,电压源逆变器输出的12个有效电压矢量分别如表1和图1所示。

其中SA,SB,SC分别表示逆变器输出三相桥,1表示上桥臂导通,下桥臂关断;0表示上桥臂关断,下桥臂导通;-1表示上下桥臂均关断。Ud为电压源逆变器的直流母线电压。相角为电压矢量与静止α轴夹角。

由表1和图1可知,两相导通方式下的电压矢量幅值为三相导通方式下的电压矢量幅值的0.866倍。

直接转矩控制采用滞环比较器对转矩和定子磁链幅值进行定性控制。电压矢量的相角决定其对定子磁链和转矩增减作用的性质,幅值决定其对定子磁链和转矩增减作用的大小,电压矢量幅值的波动并不影响直接转矩控制的可行性,故无需提升两相导通方式的电压矢量幅值与三相导通相同。

3 电压矢量对转矩的作用

12个有效电压矢量在12定子磁链扇区内对定子磁链幅值和转矩角的作用如表2所示。

传统观点认为定子磁链幅值对转矩的变化几乎没有什么影响,转矩角的变化对转矩的变化起主要作用,即用转矩角等价转矩,从而得出直接转矩控制开关表。对于感应电机直接转矩控制系统,会出现电压矢量对转矩的实际作用与系统期望值相反的现象,即转矩角和转矩的变化并不完全一致,两者不能等价。下文对永磁同步电机直接转矩控制系统中,不同电压矢量在不同扇区内对转矩的作用进行分析。

由式(1)可知,当定子磁链幅值和转矩角变化一致时,转矩与转矩角的变化一致;当定子磁链幅值和转矩角变化矛盾时,就有可能出现转矩和转矩角变化不一致的情况。定义增大定子磁链幅值,减小转矩角的3个电压矢量为-60°,-30°,0°电压矢量;减小定子磁链幅值,增大转矩角的3个电压矢量分别为120°,150°,180°电压矢量,角度为电压矢量与定子磁链扇区起始边界的夹角。以1扇区为例,分析电压矢量对转矩的作用。

对于电压矢量U11,由表2可知,在1扇区内,其增大定子磁链幅值,减小转矩角。U11对定子磁链的影响如图2所示,其中定子磁链幅值为Ψs, 转子磁链幅值为Ψf,转矩角为δ,转矩为Te,定子磁链与1扇区的起始边界夹角为θ。一个采样周期后,定子磁链幅值为Ψ′s,转矩角为δ′,转矩为T′e,定子磁链引起的角度变化为λ,转子磁链引起的角度变化为γ。

由图2可知:

${\Psi }^{\prime }{}_{\text{s}}=\frac{\sin (60°+\theta )}{\sin (60°+\theta -\lambda )}\Psi {}_{\text{s}}(2)$

δ′=δ-λ-γ (3)

由于转子磁链引起的角度变化较小,为了简化分析,下文分析均忽略γ对转矩角的减小作用。由此,可得:

$\frac{{{\rm T}}^{\prime }{}_{\text{e}}}{{\rm T}{}_{\text{e}}}=\frac{\sin (\theta +60°)\sin (\delta -\lambda )}{\sin (\theta +60°-\lambda )\sin \delta }(4)$

sin(θ+60°)sin(δ-λ)-sin(θ+60°)sin δ=

sin λsin [δ-(θ+60°)] (5)

由于sin λ>0,θ∈[0,30°],由式(5)可知,如果δ<60°,T′e<Te,U11减小转矩;如果δ>60°,在[0,δ-θ-60°)范围内,T′e>Te,U11增大转矩,在(δ-θ-60°,30°]范围内,T′e<Te,U11减小转矩。同理,对于U12,如果δ<30°,U12减小转矩;如果30°<δ<60°,在[0,δ-θ-30°)范围内,U12增大转矩,在(δ-θ-30°,30°]范围内,U12减小转矩;如果δ>60°,U12增大转矩。对于U1,如果δ<30°,在[0,δ-θ)范围内,U1增大转矩,在(δ-θ,30°]范围内,U1减小转矩;如果δ>30°,U1增大转矩。同理,对于U5,U6,U7可得到同样结论。通过其他扇区内电压矢量对转矩作用的分析,也可以得出相同的结论。

由此可得:在任意扇区,对于-60°电压矢量,如果δ<60°,减小转矩;如果δ>60°,在[0,δ-θ-60°)范围内,增大转矩,(δ-θ-60°,30°]范围内,减小转矩。对于-30°电压矢量,如果δ<30°,减小转矩;如果30°<δ<60°,在[0,δ-θ-30°)范围内,增大转矩,在(δ-θ-30°,30°]范围内,减小转矩;如果δ>60°,增大转矩。对于0°电压矢量,如果δ<30°,[0,δ-θ)范围内,增大转矩,在(δ-θ,30°]范围内,减小转矩;如果δ>30°,增大转矩。对于120°,150°,180°电压矢量,结论相同。

由以上分析可知:当电压矢量对定子磁链幅值和转矩角作用不一致时,转矩和转矩角的变化并不完全一致。当电压矢量对转矩和转矩角的作用不一致时,基于转矩与转矩角等效的开关表失效,此时电压矢量对转矩的作用与系统的期望值相反,从而产生不合理的转矩脉动,其作用范围与转矩角及开关表所选的电压矢量有关。

4 传统直接转矩控制开关表分析

在12定子磁链扇区和12电压矢量下,基于6定子磁链扇区和6电压矢量的传统永磁同步电机直接转矩控制开关表可以等效为表3。

由上文分析可知,当定子磁链幅值与转矩角变化矛盾时,表3在1,3,5,7,9,11扇区内选择-60°和120°电压矢量,在2,4,6,8,10,12扇区内选择-30°和150°电压矢量。

采用Matlab/Simulink对开关表采用表3的永磁同步电机直接转矩控制系统进行仿真试验。直接转矩控制系统仿真参数为:Ψf=0.447 Wb,Ld=Lq=0.388 5 H,Rs=19.4 Ω。定子磁链幅值给定为0.81 Wb,转矩给定为0.361 8 Nm,0.988 5 Nm,1.350 3 Nm,分别对应15°,45°,75°的转矩角。定子磁链幅值与转矩滞环比较器滞环宽度均为0.01。仿真系统采用连续系统,没有因离散化引起的转矩脉动。仿真结果分别如图3～图5所示。

由图3可知,当转矩角小于30°,不会出现转矩脉动。由图4可知,当转矩角在30°和60°之间,在2,4,6,8,10,12扇区出现转矩脉动。由图5可知,当转矩角大于60°,在1,3,5,7,9,11扇区内也出现了转矩脉动。图4和图5中转矩脉动的范围与理论分析一致。

5 改进的直接转矩控制开关表

根据上文分析,直接转矩控制系统当AFR=1,ATR=0时,选择-60°电压矢量,当AFR=0,ATR=1时,选择120°电压矢量。这使得仅在δ>60°时,[0,δ-θ-60°)范围内会出现不合理的转矩脉动。这可以最大限度上减小不合理转矩脉动的范围,从而减小转矩脉动。基于以上原则,得到改进的直接转矩控制开关表如表4所示。

对采用改进的开关表的永磁同步电机直接转矩控制系统进行仿真实验,其他仿真条件不变。仿真结果分别如图6、图7所示。

由图6可知,当转矩角小于60°,不会出现转矩脉动。由图7可知,当转矩角大于60°,出现了转矩脉动。图7中转矩脉动的范围与理论分析一致。

比较图4和图6可知:当转矩角小于60°,改进的直接转矩控制开关表可以消除因开关表失效引起的不合理转矩脉动。比较图5和图7可知:当转矩角大于60°,改进的直接转矩控制开关表可以最大程度上减小不合理转矩脉动范围,但也不能完全消除这种转矩脉动。多电平技术和直接转矩控制空间矢量调制法有望彻底解决这一问题。

6 结论

本文基于永磁同步电机直接转矩控制理论,提出了基于12定子磁链扇区和12电压矢量的控制策略,分析了不同电压矢量在不同定子磁链扇区内对转矩的作用,解释了产生不合理转矩脉动的原因,并提出了一种新颖的开关表。理论分析和仿真结果表明这种控制策略可以最大程度上减小不合理转矩脉动范围。本文的结论基于永磁同步电机直接转矩控制系统,但可以拓展到感应电机及其他电机直接转矩控制系统。这为解决直接转矩控制转矩脉动提供了新的思路。

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异步电机直接转矩全速范围控制策略 第8篇

异步电机直接转矩控制技术是继矢量控制技术之后, 迅速发展起来的一种高性能的交流调速技术。直接转矩控制技术中磁链控制有六边形轨迹和近似圆形轨迹两种方案, 前者转矩脉动和噪声大, 但功率器件开关频率低, 开关损耗较少, 通常在高速时采用;而后者的转矩脉动和噪声小, 但功率器件开关次数多, 开关损耗较大, 通常在低速时采用。

本文从直接转矩控制的基本原理出发, 建立了在全速范围内适合异步电机直接转矩控制系统的模型。它将两种方法结合, 通过对电机转速的判断, 实现两种控制方案的切换。

1 直接转矩控制基本原理

1.1 六边形磁链控制

六边形磁链轨迹控制系统在1/6周期中仅采用一种开关工作状态, 逆变器的开关次数少、开关频率小。它不需要实时计算磁链矢量的幅值和相角, 只需在六边形磁链轨迹上建立β坐标系, 把磁链模型的输出, 即定子静止坐标系下的磁链Ψsα、Ψsβ投影在三相坐标系βa、βb、βc轴上, 得到定子磁链Ψβa、Ψβb、Ψβc分量, 其变换公式为:

3个分量Ψβa、Ψβb和Ψβc分别与磁链给定值Ψμg进行比较, 得到3个磁链调节器输出信号SΨa、SΨb、SΨc。3个磁链调节器均为滞环调节器。

根据磁链与电压空间矢量的对应关系, 将3个磁链调节器输出SΨa、SΨb、SΨc变换为逆变器的开关信号Sa、Sb、Sc, 确定有效电压矢量所对应的开关组合状态。对应的转换关系为Sa=SΨc, Sb=SΨa, Sc=SΨb。

用转矩两点式调节器可以直接实现对转矩的调节, 转矩两点式调节采用施密特触发器, 转矩调节器的输入是给定转矩Teφ与观测的实际转矩Te之差ΔTe。转矩给定值Teφ通常是由给定转速与速度传感器所测得的电动机转速之差进行PI调节所得。转矩调节器的输出为TQ, 容差为±εm, 当TQ=0时, 加入零电压矢量, 使定子磁链停止不动, 磁通角减小, 从而使转矩减小;当TQ=1时, 控制开关接通磁链控制单元, 加入有效电压矢量, 使磁通角增大, 从而使转矩增大。

六边形磁链控制系统的结构框图如图1所示。

1.2 近似圆形磁链控制

近似圆形磁链控制系统的结构图如图2所示。

磁链调节器的作用是将磁链实际值与参考值比较得到误差值ΔΨs, 当误差超过或低于误差范围εΨ时, 就产生相应的磁链开关信号ΨQ。以磁链两点式调节为例:当ΔΨs≥εΨ时, ΨQ=1, 此时选择电压矢量使磁链幅值|Ψs|增加;当ΔΨs-εΨ时, ΨQ=0, 此时选择电压矢量使磁链幅值|Ψs|减小;当|ΔΨs|<εΨ时, ΨQ不变, 此时电压矢量不变。转矩两点式调节与磁链两点式调节相似, 控制信号由转速实际值n和参考值nφ比较确定。

为判断定子磁链Ψs的空间位置, 可将定子磁链轴线顺时针旋转120o, 变为a1、b1、c1轴线, 如图3所示。分别记Ψs在此3轴上的投影为Ψa1、Ψb1、Ψc1, 可得:

并定义如下的开关函数:

由此即可判断定子磁链Ψs和定子磁链所在的区间SN。

在控制过程中, 综合以上的磁链调节器的输出信号ΨQ、磁链运行区间信号SN以及转矩调节器输出信号TQ, 就给出了可控制系统所需的全部信息, 通过这3个标志的输入组合情况, 由电压矢量开关表确定下一控制周期内应发出的电压状态序号, 也就可确定其输入逆变器的开关状态[1], 见表1。

当TQ=1时, 由ΨQ决定在每1/6周期区间采用不同的控制电压矢量U1～U6, 当TQ=0时, 由ΨQ决定采用最高控制电压U7或最低控制电压U0。

2 全速范围控制系统设计

为得到直接转矩控制的良好性能, 将两种模型相结合, 通过对电机转速进行判断, 实现两种控制方案的切换。若采用单一的速度切换, 可能导致模型切换到六边形控制方案后一旦转速有所下降会返回到近似圆形控制方案, 无法越过切换点, 转速反复在切换点附近波动。因此对电机转速的判断采用一个施密特触发器, 使系统在切换后, 即使转速在一定范围内有所下降, 系统仍能运行在六边形控制方法下。当转速大于施密特触发器上限时, 输出高电平, 保持六边形磁链控制模块输出的电压控制整个系统。

另外, 转速环的PI调节器由于引入积分作用使系统振荡加强, 超调量增加, 为改善系统性能, 在全速范围控制系统设计中采用积分分离式PI算法[2], 其表达式为:

u (k) =Kpe (k) +aKie (k) dt 。 (3)

其中:Kp为比例系数;Ki为积分系数;a为待定系数0或1;e (k) 为转速偏差。设定转速偏差参考值后, 在转速偏差e (k) 大于参考值时, 令a=0, 取消积分控制;在转速偏差小于参考值时, 加入积分环节, 令a=1。图4为全速范围直接转矩控制系统仿真图。

3 仿真和实验结果

为验证新型直接转矩控制系统的正确性及优越性, 仿真中给定转速发生阶跃变化[1 000～300～600]r/min, 给定转矩为10 Nm。选择仿真模型中速度施密特触发器切换点的转速为500 r/min, 得到的仿真结果如图5所示。

4 结论

本文从直接转矩控制的基本原理出发, 提出了一种改进型的直接转矩控制模型, 实现了全速范围内六边形磁链控制和近似圆形磁链控制方案的平滑切换, 并用积分分离算法改进了PI调节器, 仿真结果验证了此模型的正确性和可行性, 为进一步在DSP上实现提供了实验基础。

参考文献

[1]曹承志, 尹明军, 刘本伟.直接转矩控制中获得任意电压矢量的新方法[J].微特电机, 2009 (5) :31-34.