混合式控制范文

混合式控制范文（精选11篇）

混合式控制 第1篇

本文研究的新型混合式电力滤波装置 HPF(Hybrid Power Filter),是一种能够对高谐波含量和低功率因数的负载同时进行动态谐波抑制和无功补偿的新型电力电子装置[1,2,3,4,5,6]。该装置的拓扑结构采用四极型三相四线制有源电力滤波器(APF)通过耦合变压器与一个小电感并联,再与无源电力滤波器(PF)组串联之后并入电网运行。图1为该装置的系统结构。

PF 由3组单调谐滤波器和1组高通滤波器并联而成,APF 的主电路为三相四桥臂的电压型 PWM 变换器。

2新型 HPF 控制策略研究

为实现新型 HPF 功能,必须对其有源部分采取适当的控制策略[7,8,9,10,11]。因为小附加电感的存在,因此,HPF 中 APF 以受控电流源形式存在,现主要讨论电流源控制方式下的控制策略,分析其数学模型及补偿特性。

根据 APF 所等效的受控电流源的控制量是网侧谐波电流 ish 还是负载谐波电流 iLh,将该电流源控制分成闭环控制、开环控制及复合控制。由于电流源开环控制和闭环控制是电流源复合控制的特殊情况,本文主要针对电流源复合控制方式分析滤波装置在谐波频率下的系统模型和补偿特性。

图2(a)是HPF在谐波频率下的等效分析电路,图中 APF 为一受控电流源,其电流 ich 受网侧谐波电流 ish 和负载谐波电流 iLh 共同控制;ush 代表电网电压的谐波分量,uch 代表 APF 输出端电压中的谐波分量;Zsh 代表电源部分的谐波阻抗,ZFh 代表无源部分的谐波阻抗,Zah 代表附加的小电感的谐波阻抗,uTh代表连接点处电压的谐波分量,iFh是装置提供的谐波补偿电流。图中,Ks为网侧谐波电流ish的控制参数,KL为负载谐波电流ILh的控制参数。为研究HPF在复合控制方式下的工作特性,分别针对负载的谐波电流和系统电源的谐波电压部分将图2(a)按照叠加原理分解成图2(b)(只考虑负载谐波电流的情况)和图2(c)(只考虑电源电压谐波分量的情况)。

在复合控制时,装置同时检测电网侧电流和负载侧电流,并将其中的谐波成分作为 APF 的控制量,即

$i{}_{\text{c}\text{h}}={\rm K}{}_{\text{s}}i{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm K}{}_{\text{L}}i{}_{\text{L}\text{h}}(1)$

分析该控制策略下装置对负载谐波电流 iLh 的滤波特性,假定系统电压 us 为正弦波,不含有谐波成分,电路等效如图2(b)所示。电网侧电流谐波分量 ish 以及连接点处的谐波电压 uTh 表达式如式(2)和式(3)所示:

$i{}_{\text{s}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}i{}_{\text{L}\text{h}}(2)$

$\begin{array}{l}u{}_{\text{Τ}\text{h}}=-i{}_{\text{s}\text{h}}{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}=\\ -\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}i{}_{\text{L}\text{h}}(3)\end{array}$

分析该控制策略下装置对电网谐波电压 ush 的滤波特性,假设不接负载(即 iLh=0),电路等效如图2(c)所示。电网侧电流谐波分量 ish 以及连接点处的谐波电压 uTh 如式(4)和式(5)所示:

$i{}_{\text{s}\text{h}}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(4)$

$u{}_{\text{Τ}\text{h}}=u{}_{\text{s}\text{h}}-{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}i{}_{\text{s}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(5)$

根据电路的线性关系以及叠加原理,综合上述分析可知,在电网电压和负载电流同时存在畸变时,混合式滤波装置对负载谐波电流和电网谐波电压的滤波特性可由式(6)(7)表示:

$\begin{array}{l}i{}_{\text{s}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}i{}_{\text{L}\text{h}}+\\ \frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(6)\end{array}$

$\begin{array}{l}u{}_{\text{Τ}\text{h}}=-\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}i{}_{\text{L}\text{h}}+\\ \frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(7)\end{array}$

由式(4)(5)可知,当令 KL=0时系统属于闭环控制,有

$\begin{array}{l}i{}_{\text{s}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}i{}_{\text{L}\text{h}}+\\ \frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(8)\end{array}$

$\begin{array}{l}u{}_{\text{Τ}\text{h}}=-\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}i{}_{\text{L}\text{h}}+\\ \frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(9)\end{array}$

同理可知,当 Ks=0时,系统属于开环控制,有

$i{}_{\text{s}\text{h}}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}i{}_{\text{L}\text{h}}+\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(10)$

$\begin{array}{l}u{}_{\text{Τ}\text{h}}=-\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}i{}_{\text{L}\text{h}}+\\ \frac{{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}{{\rm Z}{}_{\text{s}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{F}\text{h}}+{\rm Z}{}_{\text{a}\text{h}}}u{}_{\text{s}\text{h}}(11)\end{array}$

对上述式(2)～(11)进行分析,可知4个方面的内容。

a. 当 KL=0时,系统属于电流源闭环控制,此时当 Ks 足够大时,ish 接近于零,uTh=ush,即电网电流中不包含谐波电流分量,只含有基波电流分量。这种控制方式不仅能补偿负载谐波电流引起的电网侧电流畸变,还能补偿电网电压畸变引起的电网侧电流畸变;另外,由于第1项分母中(1+Ks)Zah 的作用,使得在电路中串联了一个阻抗(1+Ks)Zah,在电源内阻抗和PF阻抗之间发生谐振(|Zsh+ZFh|≈0)时,APF能够有效抑制谐振。但是,由于闭环控制方式下的补偿性能取决于 Ks 的取值,Ks 越大则补偿效果越好,但 Ks 取值太大会引起系统振荡。因此,滤波效果和稳定性之间存在着矛盾,较难达到两者兼顾,这是该控制方式的不足之处。

b. 当 Ks=0时,系统属于电流源开环控制,此时当 KL=1时,由于 PF 是处于纯调谐状态,理想情况下 ZFh=0,因此非线性负载电流中的谐波电流会全部流入 PF 支路中,使 ish=0,即电网电流中不包含谐波电流分量,只含有基波电流分量。但是,该控制方式并不能滤除由系统谐波电压 ush 引起的系统谐波电流,而且当电网频率变化时,电网内阻抗和 PF 产生谐振的可能性依然存在,这是其不足之处。

c. 当 Ks≠0且 KL≠0时,系统属于电流源复合控制,复合控制策略中,同时检测负载谐波电流和电网侧谐波电流作为指令电流,但是主要还是以负载中的谐波电流作为主要的指令分量,由负载电流的开环控制来承担补偿谐波的主要任务,而检测电网侧谐波电流主要是用于抑制 PF 与电网阻抗之间可能发生的谐振,因此 Ks 不需要很大,也就保证了系统具有比较好的稳定性。

d. 复合控制方式中的控制系数 Ks 和 KL 并无关联,是完全独立的。因此,可以根据需要对2个系数进行单独配置。控制 KL=1而 Ks足够大时,ish 接近于零,使得电网电流中只含有基波电流分量,既消除了负载畸变电流引起的系统电流畸变,也消除了电网谐波电压引起的系统电流畸变。另外,系统的稳定性也比较好。由于复合控制策略兼备了闭环控制策略和开环控制策略各自的优点,是较为理想的控制方法,补偿效果最好。

3 系统仿真与分析

为了验证新型 HPF 的性能,采用 Matlab/Simulink 软件对该系统进行整体仿真,仿真参数如下:

a. 3次单调谐滤波器 L=26 mH,C=43.067 μF,5次单调谐滤波器 L=17 mH,C=24.226 μF,7次单调谐滤波器 L=14 mH,C=14.164 μF,高通滤波器 L=5.354 mH,C=11.681 μF,R=30 Ω;

b. 对于负载,三相桥式晶闸管控制整流电路 α=30°,R=3 Ω,L=20 mH;

c. 线路阻抗 L=0.2 mH,R=0.1 Ω;

d. 电源为三相电压源,各相相电压有效值为220 V,三相电压对称且不存在畸变。

3.1 新型 HPF 在复合控制方式下对系统的谐振抑制能力仿真分析

通过第2节的分析,复合控制方式对由于电源电压的谐波引起的系统的谐波电流和负载电流的谐波成分均有较好的抑制能力,系统的稳定性较好,并能够对 PF 与电网阻抗之间可能发生的谐振进行有效抑制。将式(5)进行拉普拉斯变换,得到电网侧电流的拉普拉斯变换形式的表达式:

$\begin{array}{l}i{}_{\text{s}}(s)=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}}(s)+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}}(s)}{{\rm Z}{}_{\text{s}}(s)+{\rm Z}{}_{\text{F}}(s)+G{}_{\text{c}}(s)}i{}_{\text{L}}(s)+\\ \frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{s}}(s)+{\rm Z}{}_{\text{F}}(s)+G{}_{\text{c}}(s)}u{}_{\text{s}}(s)(12)\end{array}$

$G{}_{\text{c}}(s)=\{\begin{array}{l}{\rm Z}{}_{\text{a}}(s)s=\text{j}\omega {}_{\text{s}}\\ (1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}}(s)s\ne \text{j}\omega {}_{\text{s}}\end{array}$

其中,ωs为基波角频率。

令 us(s)和 iL(s)分别等于零,得到:

$\frac{i{}_{\text{s}}(s)}{i{}_{\text{L}}(s)}|{}_{u{}_{\text{s}}(s)=0}=\frac{{\rm Z}{}_{\text{F}}(s)+(1-{\rm K}{}_{\text{L}}){\rm Z}{}_{\text{a}}(s)}{{\rm Z}{}_{\text{s}}(s)+{\rm Z}{}_{\text{F}}(s)+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}}(s)}(13)$

$\frac{i{}_{\text{s}}(s)}{u{}_{\text{s}}(s)}|{}_{i{}_{\text{L}}(s)=0}=\frac{1}{{\rm Z}{}_{\text{s}}(s)+{\rm Z}{}_{\text{F}}(s)+(1+{\rm K}{}_{\text{s}}){\rm Z}{}_{\text{a}}(s)}(14)$

在仅考虑谐波而不考虑基波时,式(13)(14)反映了当负载中的谐波电流和电网谐波电压单独作为谐波源时,投入装置之后,电网侧的谐波电流相对于谐波源的大小,反映了该装置对由于负载中的谐波电流和电网谐波电压引起的谐波电流的补偿性能。

其中,图3(a)是单独补偿负载谐波电流源时的幅频特性,图3(b)是单独补偿电网谐波电压源时的幅频特性。从图3可知,系统采用复合控制时,装置负载谐波电流和电网谐波电压都有抑制作用,在该控制方式中开环控制是主要部分,闭环控制的引入只是为了增加系统抑制 PF 与电网阻抗之间可能发生的谐振。因此,复合控制能够抑制 PF 与系统的谐振,对谐波电流有较强的补偿能力,系统的稳定性较好。

3.2 新型HPF的实际运行仿真

本文针对实际运行情况,对该系统进行了仿真,结果如图4所示。其中,i1是 HPF 未工作时电源侧的电流,i2是该装置采用电流源闭环控制 Ks=5(实际 Ks 为纯虚数,这里 Ks 是其虚部值)时电源侧的电流,i3是该装置采用电流源开环控制 KL=1时电源侧的电流,i4是该装置采用电流源复合控制 Ks=5,KL=1时电源侧的电流。通过仿真结果可以看出,当 HPF 工作时,经过1～2个工频周期后达到稳定状态,系统电源侧电流中的谐波被有效抑制。3种控制方式中复合控制的效果最好。

4 结论

通过将混合式电力滤波装置的有源部分配置成受控电流源的闭环、开环及复合控制的研究可以知道,电流源闭环控制可以抑制无源滤波器和系统的谐振,其抑制效果随着 Ks 的增加会提高,但是系统的稳定性可能会受到影响;而电流源开环控制实现简单,系统稳定性好,但是对系统可能的谐振情况抑制能力不高;结合了开环与闭环控制优点的复合控制,可以有效地实现对谐波与无功的补偿,同时可以有效地抑制系统的谐振,稳定性也较好。

摘要：为了实现谐波抑制及无功补偿等功能要求,提出了一种新型的混合式电力滤波装置,并对该装置的组成和工作原理进行了说明。针对该滤波装置的运行要求,提出了一种新型的电流源控制策略,对电流源控制策略中的3种情况即电流源开环、闭环、复合控制进行了详细分析,并针对这3种控制方式下电流源控制策略的控制特性进行了研究。得出了在电流源复合控制方式下,该装置对电网中的谐波能够进行有效抑制,同时对系统与混合式滤波装置间可能发生的谐振有较强的抑制能力,该系统的稳定性较好。通过仿真对电流源复合控制策略进行了分析,验证了该电流源控制策略在新型混合式电力滤波装置中的应用效果。

关键词：谐波抑制,补偿特性,电流源控制策略,复合控制,电力滤波装置

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混合被动控制优化设计及性能研究 第2篇

混合被动控制优化设计及性能研究

本文将调谐液体阻尼器(TLD)和黏弹性阻尼器(VED)同时作用于结构,构成混合被动控制系统.通过对两类阻尼器分别进行优化设计并考虑两者间的相互影响,在充分发挥两者各自优良控制性能的同时,克服了VED大量使用导致控制系统整体造价过高的问题.算例分析表明,混合控制可以得到令人满意的.整体减震效果,同时大大节约了VED用量,提高了控制系统的综合经济性能.

作 者：宗刚 楼梦麟 ZONG Gang LOU Menglin  作者单位：同济大学,土木工程防灾国家重点实验室,上海,200092 刊 名：地震工程与工程振动  ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF EARTHQUAKE ENGINEERING AND ENGINEERING VIBRATION 年，卷(期)：2007 27(4) 分类号：P315.966 关键词：振动控制   混合控制   调谐液体阻尼器   黏弹性阻尼器   优化设计  

组合式机床电气控制设计 第3篇

【关键字】组合式机床；电气设计；PLC编程

1、组合式机床的相关知识

1.1组合式机床的概念

组合式机床是集机电于一体的、自动化程度较高的成套技术装备，它是由一些通用部件及少量的专用部件组成的自动化或者半自动化的专用机床。它的特征是高效率、高质量、低成本、经济实用，因而被广泛应用于工程机械、交通、能源、轻工业等行业。

1.2组合式机床的加工方式

组合式机床加工方式一般为多轴、多刀、多工序、多面或多工位同时加工，它的生产效率是通用机床的几倍甚至几十倍。组合式机床一般用来加工箱体类或形状特殊的零件，基本上加工物固定不动，由刀具的各方位的旋转以及刀具与工件的相对运动来实现钻孔、扩孔、铰孔、铣削平面、切削内外螺纹等工序。

随着技术日臻成熟，出现了一种新型的组合式机床，它利用原有的继电接触式控制电路加上PLC控制系统，来完成多位主轴箱、可换主轴箱等的自动更换，达到任意改变工作循环控制和驱动系统的目的。

2、可编程控制器及应用

2.1可编程控制器（PLC）概述

PLC是一种专门在工业环境下产生的数字运算操作的电子装置。它采用可以编制程序的存储器，在其内部进行存储和执行逻辑运算、顺序运算、计时、计数和算术运算等操作的指令，并能通过数字信号或模拟信号来进行输入和输出，从而控制各种类型的机械或生产过程。PLC还有一些相关的外围设备与其配合，形成一个整体，这样易于功能性的扩展。

2.2有关组合式机床的电气控制设计的实现方式

组合式机床的电气控制，理论上讲，可以采用继电接触式电气控制系统、单片机控制系统和PLC控制系统来实现。但PLC控制系统是实际工程中比较经济、有效、性能优越的控制方案。下面做以简单的比较：

（1） 控制逻辑 继电接触式控制系统采用线路的串联、并联以及串并联的硬接线逻辑，它的连线复杂、体积大、功耗大，不易改革，所以在灵活性和扩展性存在缺陷；而PLC采用逻辑存储，它只有输入端和输出端的外围设备需要线路连线，逻辑控制是由程序来完成并存储在PLC的内存当中，改变程序就可以改变逻辑控制，所以PLC的灵活性和扩展性更强。

（2） 控制速度 继电器接触式控制系统的是根据触点的动作来实现的，工作频率低，继电器越多，反应的速度越慢，还容易出现触点抖动和拉弧问题；而PLC是由指令控制电路来实现，速度快，并且PLC內部有严格的同步，不会出现抖动和拉弧问题。

（3） 定时控制和计数控制 继电接触式控制系统利用时间继电器的延时来进行定时控制，它本身精度不高，受环境影响大，还有一些结构复杂的时间继电器，使维护难度加大；而PLC使用集成电路作为定时器，时基脉冲由晶体震荡器产生，精度相当高并且定时时间长、范围广。

（4） 可靠性和维护性 继电接触式控制系统机械触点多，连线也多，触点容易受损，造成可靠性和维护性差。PLC采用微电子技术，配有自检和监控功能，不但可靠性得到保证，还可以诊断出自身的故障并随时显示，以及能动态的监视控制程序的执行情况，为现场调试和维护提供了方便。

3、结合PLC系统的电气控制的设计

3.1设计原则

利用继电接触式和PLC控制系统相结合的方法，会对设计产生事半功倍的效果。PLC的硬、软件再配以继电接触式的控制系统，不但能完善机床电气设备控制系统的设计，更能对控制线路进行准确地分析和精准地维护。

设计的继电接触式控制系统和PLC控制系统，应同时遵循以下基本原则：（1）最大限度地满足被控制对象的控制要求，包括功能要求、性能要求；（2）在满足控制要求的前提下，力求控制系统简单、经济、节约能源；（3）力求控制系统安全、可靠、使用与维修方便。

3.2电气控制设计的流程

根据控制对象的用途、基本结构、运动形式、工艺过程、工作环境和控制要求，确定控制方案；绘制组合机床的电气原理图、控制系统的PLC I/O接线图和梯形图，写出指令程序清单；选择电器元件，列出电器元件明细表。

4、组合式加工机床设计举例

我们以一个组合式加工机床中的电气柜为例，简要介绍一下：

此电气柜主要的电子设备主要有：LG变频器（两个），欧姆龙某款可编程逻辑控制器（PLC）一个。变频器：其中一个为容量18.5kw的变频器进行主轴的控制，一个容量为5.5kW的变频器来控制主轴箱的走刀电机和快速电机以及立柱行走电机的控制。

4.1变频器参数调整

LG变频器根据需要设置分为“功能组1、功能组2、驱动组、输入/输出组（I/O组）、选项组、外部组、应用组”，将这七组参数设置成出厂时的默认数据，并且提供相关功能，方便需求不同而进行调整。

4.2变频器基本参数的设置

LG变频器是组合式数控加工机床电气控制系统的核心部件，它决定着组合式数控加工机床的工作性能，在设置变频器的基本参数时，应该首先对参考变频器的型号来对电机功率进行设置和选择。

4.3特定功能的应用

组合式加工机床中立柱的传动轴和主轴箱的传动轴是不同的，在工作中，为了实现电机对不同的传动轴的选择，来满足工作需要，所以要通过对第二电机进行参数设置，来进行控制。

第二参数功能具体的配置和使用方法如下：首先任意选择一个多功能端口，设置对应的I/O参数，并保持端口在激活状态，然后启用第二电机功能操作。在对参数进行设置时，具体包括：“第二电机加速时间、减速时间、转折频率、电压、频率方式、第二电机正转矩补偿、第二电机反转矩补偿、电子热保护等级（一分钟）、电子热保护等级（连续）、第二电机额定电机电流”。

4.4其他设置

在操作站与组合式加工机床的电器柜之间的传输方式设置为总线式，并且使用插头连接手控操作站、床身分线盒和控制柜，这样可以减少大量的控制电缆数量，方便工作人员进行维修和移动。电器柜的柜门上设置了电源ON/OFF按钮，用于电源的开关控制，还有两个电机转速显示表，方便工作人员对主回路电源进行控制。在电器柜的内部，通过设置空气开关、变压器、继电器以及接触器等大量电气设备进行多级保护。

5、总结

混合式地源热泵控制方法的实验研究 第4篇

1 有关地源热泵的产业现状

随着相关技术改革不断推进之后, 地源热泵的相关系统以及相应的回收机组就已经列入其中。在十二五以后, 相应的节能减排就已经成为了重要的内容之一, 其在实际的建筑节能应用中也变的越来越重要。其在未来几年中也将发展的更快、更好。

在现今的一些行业中, 对地源热泵的推广和使用还没有进行统一的规定, 但是, 相关的用户和企业可以从自己的实践经验出发, 这其对行业的外延起着十分重要的作用和意义。

对地源热泵的相关行业主要受惠于节能减排的重要方针, 在最近十年中其已经得到了一些政府和部门的高度性重视。在一些广泛使用的城市中, 因为得到相关政府的大力支持以及推广, 让其实际的占地面积变的更高。在工程的实际应用中必须要对地埋管道排热与吸热进行实际计算, 同时也要结合相应的工程对地源热泵进行合理的选择和控制。有关混合式的地源热泵的现今发展已经被诸多企业单位认可, 所以, 其未来的发展也将是不能企及的。

2 有关混合式的地源热泵的相关测量研究

有关地热源泵直接冷却的选型是由夏季空调的负荷以及冬季的空调负荷直接确定了相关地理管的使用数量, 同时再结合最大冷负来对冷却塔使用数量进行确定, 其在实际的选型上还比较成熟。对混合式的地源热泵的主要控制有多种原则, 如下:

1) 要充分利用室外的气候, 从而提高有关空调体制的实际运行效率。

2) 对地源热泵实际地埋管周围的土质进行平衡, 从而提高了相应的系统运行效率。

3) 要积极改善有关地源热泵的实际换热效果, 要进行及时的排热处理, 就是要提供相应的时间来对地埋管周围热量进行扩散以及让地下水直接带走的方式。

依据上述原则, 可以充分的采用室外的气候环境, 主要以提高空调的实际运行效率为最终目的, 与此同时也可以依据夏季导入的冷却水和室外的大气环境来控制地埋管以及冷却塔的实际运行方式, 必须要运用到室外的实际运行环境来给水降温, 从而提高整个制冷机组的实际运行效率。要将平衡地埋管的实际热平衡为最终目的, 同时可以积极的设定地热源泵的主要运行时间, 从而来对地埋管的实际运行方式。其次, 要对地埋管出口的温水以及实际运行的时间来进行设计。从以上分析我们可以看出, 混合式的地源热泵主要进行以下的集中控制:

1) 对地埋管的出口水温进行控制。

2) 要室外的实际气候环境要和实际的出口水温要一温度差来进行控制, 只有这样才可以充分利用室外的实际环境。

3) 对冷却塔的实际运行时间进行控制。

上述几种方式中, 第一种的控制方式是十分明确的, 可以对地埋管的夏季与冬季热平衡进行控制。第二种方式中其主要控制是采用了室外的实际温度, 提高制冷机组的实际效率十分明显。但是, 其受外界环境的实际影响比较大, 不容易进行控制, 换句话说, 就是不能很好的对地埋管热平衡进行较好的控制。而第三种方式中, 其实际的控制形式比较好, 但是唯一的不足是需要进行冷却塔的配置, 其在夏季的冷负荷以及中小型的工程中受到的影响不大, 并不适合以人员为主要负荷的场合。所以, 还是第一种方法比较好, 其实际的控制策略在地源热泵的热平衡中效果较好。

3 混合式地源热泵中的相关实验内容

3.1 概况

在相关混合式的地热源泵理论中, 依据实际的分析可以将理论直接设定为地埋管出口上的水温, 同时可以将冷却塔和地埋管实际的排热量进行能效比。当地埋管的实际出口温度进行设定时, 得出冷却塔和地埋管的实际排热比, 从而确定了热平衡的实际控制参数。如下:1所示:

3.2 相关的实验内容

相关实验的管口温度可以设定为28度, 30度, 32度, 每天均运行8个小时, 将整个实验的结果进行记录。如图2所示:

从分析可知, 地埋管的实际出口温度如果设定比较低其空调的体系和制冷机组的实际能效就比较小。但是, 如果从地源热泵的安全和长效方面来说, 就需要先考虑夏季和冬季的排热与吸热的平衡, 通常情况下其实际的不平衡率在20%之内。

4 结束语

综上所述, 在一些土壤恢复力不是很强的区域, 相应的地源热泵也只能简单的被视为夏季和冬季室内空调负荷的储能性空调。因此, 在相应的工程使用中就要充分确保夏季和冬季的热平衡。而混合式的地热源泵在整个工程的实际应用中其主要作用就是充分确保相关管理体系的热平衡, 从而保证了相关地热源中的热泵体系而进行常年而稳定的空调效率。其在整个工程的实际应用中必须要对地埋管道排热与吸热进行实际计算, 同时也要结合相应的工程对地源热泵进行合理的选择和控制。因此, 本文针对混合式地源热泵控制方法进行了分析, 希望可以提供有价值的参考信息。

摘要：文章采用文献资料法、实验分析法, 阐述了地源热泵产业的发展现状。在此基础上结合相关研究现状, 对混合式地源热泵的控制方法进行了系统分析;然后采用实验的方法得出了控制参数和实践应用的条件。

关键词：混合式,地源热泵,控制方法

参考文献

[1]李季勋.水源辅助散热的复合地源热泵系统性能模拟与经济性分析[D].湖南大学, 2010, 8 (05) .

混合式控制 第5篇

关键词：SPWM；载波比；异步调制；同步调制；混合调制

【中图分类号】TN86

基金項目：电动车用轮毂无刷电机驱动系统关键基础问题研究，项目编号：ZDK2201401.

随着电力电子技术数字信号处理技术的发展，脉宽调制（PWM）技术是以指令的方式提供参考正弦信号并实现数字调制算法，但是在调速系统中，由于控制器分辨率和开关器件最高运行频率的限制，当调制波信号频率连续变化时，在整个速度范围内实现同步调制或者异步调制基本不可能，通常采用多模式混合调制，在低速区载波比较大时采用异步调制，随着速度的上升载波比减小到一定程度时则采用同步调制；在同步调制范围内，也将调制波频率划分为若干个频段，在每个频段内都保持载波比N不变，不同频段的载波比数值不同。

1、多模式混合调制的工作原理

采用调制法计算时，根据载波比N是否变化，分为同步调制和异步调制。异步调制时，在整个频率变化范围内，载波比N不等于常数。一般在改变调制波频率 时保持载波频率 不变，这样输出电压半波内的脉冲数可随输出频率的降低而增加，从而减少电机负载的转矩脉动与噪声，改善了系统的低频工作性能。

同步调制时，N为常数，变频时载波频率与调制波频率同步改变，因而输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。同步调制能保证输出波形的正、负半波始终对称，使得三相输出波形间具有互差 120°的对称关系。但是在低频时，载波频率较低，谐波会显著增加，使负载电动机产生较大脉动转矩和较强的噪声。

结合异步调制和同步调制的特点，可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，为了降低开关频率，将同步调制阶段进行分段，频率较低时，载波比较大，随着频率的升高，载波比有级的减小。

2、混合调制实现方法

采用SPWM控制时，为了得到对称的PWM波形，载波比的选取非常重要，尤其是在采用规则采样法计算脉冲宽度和脉冲间隔时间。

2.1 混合调制

当采用SPWM控制时，正弦表的设计方法以及更新比较寄存器的方法在《SPWM技术工程应用教学内容设计》中有详细的阐述。

2.1.1 异步调制实现方法

异步调制时，开关频率固定，当调制波频率发生变化时，载波比发生变化，为了谐波取载波比为3的整数倍，实现方法为：

编程时，取 为整数， ；

此时载波比： ；

2.1.2 频率滞环实现方法

以异步调制到同步调制进行切换的滞环环节实现为例，在频率 处进行切换，如果没有滞环环节，在切换点就有可能在同步调制和异步调制两种调制方式间进行跳动，增加一滞环环节，设其频率的变换范围为 ，具体实现方法为：

当 时，进入同步调制模式；

当 时，进入异步调制模式。

通过增加这一滞环环节，消除了软件控制环节在频率切换点的抖动。

2.1.3 同步调制实现方法

同步调制时，载波比固定，当调制波频率发生变化时，载波频率发生变化，此时需要PWM周期寄存器的数值，实现方法为：

编程时，取载波频率 为整数， ；

此时周期寄存器的数值： ，其中 为定时器的时钟频率。

2.2 、不同控制模式切换条件

采用混合调制时，在不同调制模式和不同调制区进行切换时，切换过程中尽量减小电流冲击.保持切换前后基波电压相位的连续和切换前后当前脉冲宽度基本没有跃变，因此在切换时一般按一下方式处理：

1） 异步调制和同步调制之间进行切换时保证切换频率处使两者的载波频率尽量接近；

2） 在分段同步调制中从一个频段切换到另一个频段，要想完全消除切换过程中产生的电压脉冲宽度的突变，仅仅前一频段的采样时刻点对应的 值为0时刻进行切换，在此时刻进行切换将不产生电压脉宽的突变。

2.3、载波起始点的影响

可以通过建立matlab仿真模型，对以上四种不同起始点的调制模式进行仿真，通过比较其谐波含量，发现调制波和载波在过零点相交时，此时起始点对输出波形的影响很小，但是起始点在载波的正峰值和负峰值时，如上图可知，在图中区间1和区间2进行调制时，会造成正脉冲和负脉冲的等效脉冲宽度不一致，也就是等效的正弦波有直流分量，谐波含量增加。

2.4、同步调制载波比和分段区间的选择

1） 选取载波比时尽量选择3的整数倍，实际控制时通常选择6的整数倍；

2） 在每一个频段内，开关频率的最大值必须在当前工况的约束范围之内，保证开关器件工作可靠；

3） 分段同步调制进行频率分段时，尽量使得载波频率的变换区间基本一致；

3、结论

在SPWM控制时，针对工程上常用的混合调制算法，完整的阐述了采用混合调制时的实现框图，且给出了同步调制、异步调制和分段同步调制的实现方法和注意要点，促进了SPWM技术在变频调速系统中的应用。

参考文献：

[1] 郭卫农，朱鹏程，孔雪娟等.一种基于DSP实现的异步调制数字变频算法m.电源世界，2001，（11）：24-26.

[2] 李威，车向中，郝荣泰.交直交电力机车PWM调制方法研究[J].铁道学报，2000，22（6）：26—31.

混合式控制 第6篇

LLC谐振电路因具有变压器原边零电压开关(ZVS)和次级整流零电流开关 (ZCS)的特性[1],越来越多地用于高效率变换器电路中。谐振电路应用较多的控制方式可分为变频VF(Variable-Frequency)控制和移相PS(Phase-Shift)控制2种,2种控制方式的驱动信号占空比都为50%,以频率或相位差来调节输出电压。早期LLC电路的控制以变频控制为主,当输入电压和负载变化较大时,要求谐振主开关的开关频率变化范围大,对变压器等磁性器件的设计不利。特别是当LLC电路工作于连续模式时[2,3,4],电路增益对频率的变化极不敏感,且效率会降低。为此,文献[5]采用定频控制,变频器低压工作于3L(即3电平 )模式 ,高压时工作于2L模式 ,然而开关数目多,结构复杂。文献[6]提出一种新颖的混合式控制策略,使变换器具有变频和移相模式,适用于宽范围输入电压应用场合。

本文以谐振开关损耗最小为依据,对文献[6]所提出的混合式LLC电路进行了最优模式转换点确定的优化,并提出一种适用于混合式LLC电路的无需增加额外传感器的数字式同步整流控制策略。该策略通过判断输出电压的变化,以最优梯度滞环比较算法实现同步整流驱动最优占空比的搜索。

1 LLC 电路混合式控制

图1所示是全桥LLC谐振变换器主电路。图中,VQ1—VQ4是谐振主 开关 ;VSR1—VSR4是同步整 流MOSFET;Cr是谐振电容;Lr是谐振电感,Lm是励磁电感,Lr、Lm以变压器的漏感和励磁电感实现。

混合式控制分为变频模式和移相模式。变频模式的主要波形如图2(a)所示,在不同的主开关频率fs下,LLC电路的直流增益可表示为:

其中,k为谐振电感与励磁电感比值;x为主开关频率fs与谐振频率fr比值;Q为电路品质因数。

根据式(1)可得到输入-输出电压增益曲线,如图3(a)所示(k=6)。从图中可以看出,变频工作模式下LLC电路输入电压变化大时,主开关频率fs的变化范围很宽,特别是在高频段,电路增益对频率变化极不敏感,这不利于控制和磁性器件的设计。

为改善LLC电路频率变化大的缺点,文献[6]提出一种在高频时采用移相模式的控制策略,其主要波形如图2(b)所示,具体工作过程详见文献[6],此处不再赘述。

移相模式下的增益表达式是关于电路参数的隐函数,由式(3)确定。

其中,带“*”的量是经标幺化处理的值。式中已知的参变量有:

其中,Ts为谐振周期。则电路增益M可表示为谐振主开关重合相位占空比Dy的隐函数,借助于数学分析软件Maple进行数值计算,可以得到不同品质因数Q条件下电路增益与Dy的关系曲线(k = 6),如图3(b)所示。

从图3(b)可以看出,在移相工作模式下,保持频率不变,随着主开关相位的移动,电路增益可以从0变化到1,改善了变频控制模式下电路增益对高频段不敏感的缺点。2种控制模式的结合,可以使LLC电路在较小的频率变化范围内得到较大的电路增益,改善了LLC电路的设计和控制难度。

但文献[6]未对控制模式转换点如何确定进行分析,文中实验也只是将其确定在谐振频率附近,并未提供依据,本文将以开关损耗最小为依据对最优转换点进行分析,以确定最优转换点选取原则。

2 模式转换最优点的选择

开关电源的损耗可分为开通损耗、关断损耗和导通损耗3个部分。LLC电路主开关管是零电压开关,可忽略其开通损耗。

2.1 导通损耗

主开关管VQ1—VQ4的开关波形如图4(a)所示,图中UGS - Q1和UDS - Q1分别是VQ1驱动电压和漏源极压降 ,Ud1是VQ1寄生二极管压降,则导通损耗分为体二极管导通损耗和MOSFET导通损耗。

a. 体二极管导通损耗。

根据图4(a)所示的主开管导通过程,可以得到其导通时间和导通电流。在近似认为导通压降usd为0.7 V条件下,这个阶段的功率损耗可近似表示为:

b. MOSFET导通损耗。

图4(a)中的t0~ t3时间内为VQ1导通阶段,根据图2,在此时间段内的电流可分为t0~ t2的谐振段和t2~ t3的恒流段。

设VQ1的导通电阻为Ron,则导通损耗可以表示为:

将不同时间段的电流代入可得:

2.2 关断损耗

关断过程的电流和电压波形如图4(b)所示,在关断过程中,电流不会瞬间降为0,而是可以看作线性降低。所以,开关管VQ1的关断损耗可表示为:

在忽略零电压开关开通损耗的条件下,LLC电路单管总损耗可以表示为:

由式(9)可知,LLC电路单管总损耗与Im成正比。

由式(4)可得:

对上式求导可得:

当x取值大于1时,因LLC电路次级整流不再是零电流开关关断,会增加额外的损耗,因此,混合控制模式转换频率应小于谐振频率fr,即x≤1。

由式(11)可知,在0< x≤1范围内(I *m)′小于0,说明I*m呈递减趋势,因此选择x=1,即fs= fr时Im值最小,主开关管损耗最小,LLC谐振变换器效率最高。

3 混合控制的 LLC 同步整流数字控制策略

LLC电路因其所具有的优良软开关特性,在越来越多的场合得到应用。但在一些低压输出应用中,若次级整流采用普通二极管整流会造成很大的整流损耗。为提高LLC电路在低压大电流输出时的效率,同步整流被应用到LLC电路[7,8,9,10,11,12,13,14,15,16]。图1为全桥同步整流LLC谐振变换器主电路。同步整流以导通电阻仅几毫欧的MOSFET管代替二极管进行整流,可极大地减小整流损耗,提高变换器效率。

从图2中可以看出混合式控制LLC电路的次级整流电流为谐振断续,这决定了一般的同步整流方案不能适用,例如电压型自驱动、变压器多绕组驱动等。而普遍适用的电流检测型又需增加额外的电流检测器或电流互感器,增加了电路的复杂度,且容易受电路电感等寄生参数的影响。

本文基于LLC电路输出电压与次级同步整流驱动占空比DSR关系提出一种无传感器同步整流控制策略。

3.1 同步整流控制策略反馈量

对于整流电流断续,同步整流驱动可分为以下3种情况。

a. 整流驱动时间Ton_SR(Ton_SR=DSRTs)等于电流持续时间,整流管的驱动信号与整流电流完全同步,无整流MOSFET体二极管导通损耗。这种情况整流损耗最小,整流管压降最低,输出电压达到最大值。

b. Ton_SR小于电流持续时间,则在驱动信号消失后整流电流将从整流MOSFET转移到体二极管,整流管的压降Ud为二极管导通压降(约0.7 V),这个压降远大于有驱动信号时MOSFET的导通压降。

在几十安 电流流过 导通电阻 为几毫欧 的MOSFET时产生的压降小于0.1 V,可近似认为:

这个压降变化经电容滤波后,表现为电路输出电压的下降。

c. Ton_SR大于电流持续时间,将形成环流,电流反向流动,电能从滤波电容反向传输到输入电源,造成输出电压的快速下降。

图5是图1所示LLC电路保持主开关频率fs不变、初始输出电压3.3 V条件下,实测的同步整流驱动占空比DSR与输出Uout关系。

如图5所示,当Ton_SR向最优驱动点改变时输出电压变化ΔUo为正,向相反方向改变时ΔUo为负。因此,同步整流管驱动优劣的变化会造成输出电压高低变化,可以将其作为同步整流驱动占空比调节的反馈量,它已经在LLC电路谐振控制中检测得到,因此无需额外传感器。系统总的控制原理图见图6。

3.2 同步整流最优梯度滞环比较寻优的算法实现

LLC混合电路的最优同步整流驱动波形如图2所示,当有整流电流时开通整流MOSFET,在电流过零时关断。

从图2中可以看出,无论是在变频或移相模式,整流电流的开通时刻总是和主开关中滞后管相同,而关断根据电流的不同而不同。结合图5,同步驱动占空比的调制可用最优搜索方法实现。综合比较目前较为常用的搜索法,滞环比较法较适合于本文控制。

采用滞环比较搜索最优同步驱动占空比时,选取3个间隔dstep的驱动占空比(DSRA、DSRB、DSRC),得到它们分别对应的输出电压(UoutA 、UoutB 、Uout C), 比较相邻两电压的大小,每组结果有大于、相等和小于3种情况,且2组的结果相互独立,因此会共有9种可能。定义UoutC > UoutB 、UoutB > Uout A为“+”,等于记为“0”,小于记为“-”,可得图7的9种关系。

根据图5和图7,同步驱动占空比调制过程如图8所示 , 图中 (A)、 (B)、 (C) 是当前步DSR点,A、B、C是下步DSR点。如果2次比较结果之和为“+”,则下一时刻DSR= DSRC+ dstep, 去掉 (A) 点 , 并对 (B)、 (C) 点及新DSR点重新编号A、B、C;反之如果2次的比较结果之和为“-”,则DSR= DSRA- dstep,去掉 (C)点 ,并对新DSR点及(A)、(B)点重新编号A、B、C;当2次比较结果之和为“0”时,取中间点即可得到最优DSR,对其编号A、B、C,停止搜索。

滞环比较方法搜索的快慢与步长dstep有关,dstep较小时搜索速度慢;dstep较大时搜索速度快,但可能存在较大的稳态误差。本文针对此缺点对滞环比较法进行了优化改进,得到新的最优梯度滞环比较法。

最优搜索法的数字实现时,一般以差分近似代替微分,图5中的2点梯度可近似用2点电压差表示,因此DSR的搜索步长可表示为:

其中,α是非负常数。根据图5和式(13),在远离最优DSR点时2点间的电压差大,搜索步长大,搜索速度快;接近最优点时,电压差小,搜索步长会越来越小并趋于0,并最终稳定在最优点,A、B、C 3点重合。当负载、输入电压等条件变化引起输出电压变化时,式(13)不再等于0,将会自动起动搜索过程,重新搜索到最优DSR点。

根据以上分析,同步整流驱动的系统控制流程如图9所示。通过数字控制器(ADC)模块将输出电压Uout检测值根据dstep的正值不同分别赋予Uout A或Uout C,以式 (13) 计算新的dstep值,并以它的正负来选取新的同步驱动占空比和新的A、B、C点,最后将新的占空比值和谐振控制的周期送入数字控制器的PWM模块,产生同步整流驱动PWM信号。

本文所提出的改进型最优梯度滞环比较算法可以以较快的速度搜索到最优点,并稳定在最优点消除稳态误差和振荡,还可以在最优点变化时自动启动最优搜索,动态调节性能好。

实验表明同步整流驱动控制与混合式LLC谐振数字控制之间无明显的制约关系,在2个子程序中分别执行,可根据实际情况选择两者不同的调节速度,若在同步整流要求严格的情况下应使同步整流控制调节速度快;若要求整个动态性好应使谐振控制调节速度快。

4 实验验证

为验证本文所提出的同步整流控制策略的正确性和可行性,进行了实验样机的验证。

本文搭建了输入36~72 V、额定输入电压60 V、输出3.3 V / 20 A、主开关频率范围60~100 k Hz、谐振频率fr和模式转换频率ft为100 k Hz的LLC实验样机进行实验验证,其中整流MOSFET是导通电阻4.2 mΩ英飞凌公司的IPB042N10N3G,数字控制器为TI公司的TMS320F2808,MOSFET驱动芯片为ST公司的L6375,实验实测波形如图10—14所示。

图10是同步整流MOSFET漏源极电压UDS和其驱动信号UGS波形,图10(a)是同步驱动未达到最优驱动波形,图10(b)是同步驱动达到最优驱动波形。从图中可以看出,同步整流管漏源极导通压降在有驱动和没驱动有较大的电压差(约0.6 V)。

图11(a)是为额定输入电压60 V、满负载条件下(fs= 100 k Hz),谐振电流ir、整流电流iSR和主开关驱动波形;图11(b)是整流管漏源极电压UDS和同步驱动UGS波形,展示了几者间的相位关系。

图12(a)、(b)分别为输入电压为36 V、满负载和轻载(20% 满载)时的整流电流iSR、整流管漏源极电压UDS和其驱动信号UGS波形,验证了变频模式下同步整流控制的正确性。

图13(a)、(b)分别为输入电压为72 V、满负载和轻载(20% 满载)时的整流电流iSR、整流管漏源极电压UDS和其驱动信号UGS波形,验证了移相模式下同步整流控制的正确性。

图14是fs= 100 k Hz、Dy= 0.8时的整流电流iSR、整流管驱动信号UGS和移相主开关驱动波形,得到接近于图2所示的理想驱动波形。

图15从上至下是输入电压从72 V变到36 V时的输出电压Uout、整流电流iSR和整流管驱动UGS-SR2、UGS-SR4波形。左边的放大图是变化前谐振处于移相模式,右边的放大图是变化后谐振处于变频模式。从图中可以看出,LLC变换器能稳定输出电压,在动态变化前后同步整流驱动都与整流电流有较好的同步关系,验证了本文方法有较好的动态调节性能。

从以上的实验波形可以看出,在不同的输入、不同负载和动态条件下,整流管漏源极间的压降都不会出现较大的体二极管导通压降(如图10(a)所示),说明控制策略能很好地调制同步整流驱动占空比使其与整流电流保持同步,有较好的同步整流效果,与前文分析相吻合,策略能满足实现应用要求。

图16是输入电压为36 V和72 V、模式转换点设置在85 k Hz和100 k Hz时,变换器效率与输出电流的关系,证明了转换频率设定低时会造成效率降低。

5 结论

混合式控制 第7篇

TEG模块能将热能直接转换为电能,具有无噪音、无污染、绿色环保、寿命长的特点,在工业废热回收、汽车尾气废热回收和航天深空探测器供电系统等领域有很大的发展潜力[1,2]。

在热电发电系统中,单个TEG模块输出电压低、功率小,传统的热电发电系统中通常将多个TEG模块串联以提高输出电压和功率,并直接连接到集中变换器,如图1 ( a) 所示。但是,由于不同TEG模块自身特性差异、热能在空间上非均匀分布以及帕尔贴效应等因素影响[3,4],导致各串联连接的TEG模块的输出特性存在差异、各TEG模块无法同时工作在各自的最大功率点,降低了系统的整体能效。借鉴分布式光伏发电系统[5],多模块热电发电系统也可以采用分布式串联或分布式并联架构,如图1 ( b) 、图1( c) 所示。通过为每个TEG模块配备一个独立的变换器,各TEG模块能够独立进行MPPT。然而,由于每个TEG模块输出功率、电压较低,分布式变换器一般难以实现高效率。也有文献采用分布式功率平衡变换器实现各发电模块输出特性的匹配,但模块间不平衡的功率需要经过多级功率变换,也会降低系统效率[6]。文献[7]提出了一种基于集中-分布混合式高能效热电发电系统架构,该发电系统综合了集中式和分布式系统的优点,使每个TEG模块工作在最大功率点,提高了系统发电能效。但该文仅针对包含两个TEG模块的系统进行研究,且其采用“集中电压”与“分布电流”控制相结合的方式进行MPPT,这会使得各模块的电压/电流扰动相互影响、集中模块与分布模块的控制相互耦合,导致该控制方法难以扩展到包含更多模块的TEG系统。

本文提出了一种应用于多模块串联集中-分布混合式热电发电系统的分布式MPPT控制方法,通过对各模块电流进行直接控制,使得混合式热电发电系统能够稳定、准确地对所有的TEG模块进行MPPT,实现了系统发电能效的最大化。

2 TEG 模块输出特性

TEG模块可以用电压源串联电阻来等效[7],如图2所示,vteg、Rteg、v和i分别为TEG模块的开路电压、内阻、输出电压和电流。当TEG模块热端和冷端温差发生变化时,模块的开路电压和内阻也会发生改变,TEG模块的P-I特性曲线和V-I特性曲线如图3所示。图3中ISC1、ISC2和ISC3分别为TEG模块工作在温差ΔT1、ΔT2和ΔT3下的短路电流,且ΔT1< ΔT2< ΔT3,当TEG模块温差越大,开路电压、短路电流和输出功率也相应地变大。从图3中看出,TEG模块温差一定时,都存在三个工作区域,分别为最大功率点左侧、最大功率点右侧、最大功率点。最大功率点左侧: TEG模块的输出功率p随着输出电流i的增大而增大; 最大功率点右侧: TEG模块的输出功率p随着i的减小而增大; 最大功率点:TEG模块的输出功率p达到最大值,输出电流i =ISC/2,输出电压v = vteg/2。

3 混合式热电发电系统及其控制方法

以4个TEG串联向蓄电池充电为例,集中-分布混合式热电发电系统结构如图4( a) 所示。4个TEG模块串联后与集中单元相连,每个TEG模块与各自的分布单元相连,各分布单元输出端都与集中单元的输出端并联,各TEG的MPPT由集中单元和分布单元共同 实现,这既可以 实现所有 模块的MPPT,又能保证各模块输出功率仅经过单级功率变换。在图4( a) 中,集中单元一般采用非隔离变换器实现,分布式单元则需要采用隔离型变换器,集中变换器的效率一般高于分布单元的变换效率。因此,为了实现系统发电能效的最大化,在实现各TEG模块分布式MPPT的同时,应该使尽可能多的功率由集中单元进行功率变换。

为了实现上述目标,考虑到多模块串联系统的特性,应该使得集中单元的输入电流,即母线电流ibus与最大功率点电流最小的TEG模块的输出电流相等,其他各模块的最大功率点电流与集中单元输入电流的差值由各自的分布单元变换到输出端。即分布单元仅处理由于各模块最大功率点电流差异引起的差值功率。

基于上述分析,本文采用的集中-分布混合式热电发电系统的控制系统如图4( b) 所示,控制系统由MPPT控制器、各模块的调节器和PWM模块组成。MPPT控制器采用扰动观察法[8,9]实现,并输出各TEG模块的最大功率点电流基准iref_t1~ iref_t4。

图5为MPPT控制器的工作流程图,系统运行时,控制器通过采集TEG模块的输出电压和电流,并计算出当前4个TEG模块的输出功率P1( n) ~P4( n) ,采用扰动观察法通过P1( n) ~ P4( n) 、io1( n)~ io4( n) 、上一次各模块输出功率和电流P1( n - 1)~ P4( n - 1) 、io1( n - 1) ~ io4( n - 1) 判断各TEG模块的工作区域。假设通过判断TEG1、TEG4工作在最大功率点,TEG2工作在最大功率点左侧,TEG3工作在最大功率点右侧,则有

如图4( b) 所示,经过MPPT控制器得到各模块的最大功率点电流基准后,经最小值选择器使得母线电流基准自动等于所有TEG模块的最小电流基准iref_bus= min( iref_t1,iref_t2,iref_t3,iref_t4) ,而4个分布单元的输入电流基准等于各自的输出电流基准与母线电流基准iref_bus的差值。由于各模块的输出电流同时受控,这可以避免在对某一模块进行扰动时干扰其他模块的最大功率点运行或者其他模块的扰动,消除各模块由于串联连接带来的相互影响。假设min( iref_t1,iref_t2,iref_t3,iref_t4) = iref_t1,则iref_d1= 0,io1- ibus= 0,分布单元1将关闭,这保证了发电系统稳定运行时除了集中单元外最多有三个分布单元同时工作。当系统进入稳态运行后,母线电流ibus将自动等于最大功率点电流最小的TEG模块的输出电流,其对应的分布单元不工作,其他分布单元的输入电流等于其对应的TEG模块的最大功率点电流与ibus的差值。

4 实验结果

搭建了300W热电发电实验测试系统,如图6所示。系统由4个TEG模块构成,每个TEG模块的最大输出功率为75W,其最大功率点电压为3 ~13. 5V。系统实验平台原理图如图7所示,集中单元采用Boost/Buck变换器,额定功率为300W,工作时输入电压为12 ~ 110V。分布单元采用反激变换器,允许4个TEG模块中模块之间最大功率差异为40% ,则反激变换器额定功率为30W,工作时输入电压为3 ~ 27V。系统输出用于蓄电池充电,蓄电池最高充电电压为58V,控制芯片采用飞思卡尔微处理器MC56F8247。

图8是系统从启动到稳态的实验波形,vGSbo为Boost / Buck开关管SB1的驱动,vGSF1和vGSF2分别为反激变换器开关管SF1和SF2的驱动,io2为TEG2的输出电流,vo1~ vo4分别为TEG1 ~ TEG4的输出电压。在t1时刻前,发电系统还未运行,各模块的输出电压都等于各自的开路电压。在t1和t2之间,4个模块都工作在最大功率点左侧,它们的输出电流都等于集中单元输入电流ibus,反激变换器都关闭。到达t2时TEG1模块到达最大功率点,其最大功率点电流最小,对应的反激变换器不工作。其他模块的最大功率点电流均大于TEG1,因此对应的反激变换器工作,最终各模块都达到最大功率点。

图9是系统的动态实验波形,vGSF4为反激变换器开关管SF4的驱动,vteg4为TEG4的开路电压。从图9中看出,在t1时刻前4个模块都工作在最大功率点,TEG1最大功率点电流最小,相应的反激变换器关闭,其他三个反激变换器运行。t1时刻TEG4的开路电压由12V突变为7V,TEG4的最大功率点电流发生变化,其最大功率点电流最小,对应的反激变换器关闭,其他3个反激变换器工作。在t2时刻,TEG4开路电压由7V突变为12V,TEG1最大功率点电流最小,对应的反激变换器关闭。TEG4最大功率点电流发生突变之后,经过一定的调节时间TEG4都能重新工作在最大功率点,其他模块没有受到影响,一直稳定工作在各自的最大功率点,与理论分析一致。

将4个TEG模块的温差依次从低到高线性分布,其中TEG1温差最小为68℃,TEG4温差最大。在TEG4温差分别为117℃、158℃、204℃三种温差分布情况下,分别采用仅有集中Boost/Buck变换器工作的集中式方式和集中Boost/Buck变换器与反激变换器共同工作的混合式方式进行实验,得到TEG模块总发电功率和经过发电系统进行功率变换之后的总输出功率,如表1所示。

从表1中的数据可以看出,4个TEG模块温差存在差异的情况下,得益于采用分布式MPPT控制方法的混合式发电系统,使4个模块均工作在最大功率点,实现TEG模块输出功率最大化。因此采用混合式方案TEG模块总发电功率大于采用集中方案下TEG模块发电总功率,而且TEG4温差越大,TEG模块输出特性差异性越大,同时TEG模块输出功率越高,此时采用混合式发电系统来提高系统的输出功率优势更加明显。

5 结论

本文提出一种基于扰动观察法的集中-分布混合式热电发电系统分布式MPPT控制方法。实验结果表明:

( 1) 提出的分布式MPPT控制方法是有效的,运用该控制方法,各TEG模块独立进行最大功率点追踪,互不干扰,而且控制方法性能稳定,发电系统能够准确地追踪各TEG模块的最大功率点。

( 2) 相对于集中式系统,提出的分布式MPPT控制方法结合集中-分布混合式发电系统结构可以有效地提高发电系统的输出功率。

摘要：集中-分布混合式热电发电系统能够解决多个热电发电(Thermo Electric Generator,TEG)模块串联连接时各模块的最大功率点不匹配的问题,实现系统发电能效的最大化。本文提出一种应用于集中-分布混合式热电发电系统的分布式最大功率点跟踪(MPPT)控制方法,通过对各TEG模块的输出电流进行直接控制,集中单元的输入电流等于最大功率点电流最小的TEG模块的电流、分布式单元的输入电流等于各模块最大功率点电流与集中单元输入电流的差值,使得各TEG模块的MPPT控制相互解耦,系统能够快速、准确、稳定地跟踪各个TEG模块的最大功率点,实现了系统输出功率的最大化。搭建了由四个TEG模块组成的混合式热电发电实验系统,通过实验验证了提出的分布式MPPT控制方法的有效性。

混合式控制 第8篇

1 PCI-1750数据采集和控制卡简介

PCI-1750数据采集和控制卡是一款PCI总线的开关量卡, 完全符合工业总线的Rev2.1标准。可以提供16路光电隔离输出通道和16路光电隔离输入通道, 另外, 还带有一个具有输入信号的光电隔离量计数器/定时器。计算机I/O端口与板卡的每个I/O通道相互对应, 故对其编程较为便捷容易。支持干接点, 且带有2500VDC隔离保护, 适合需要高电压保护地工业场所内。

PCI-1750数据采集卡提供一个DB-37型孔型接口, 管脚图如图1所示, 图示显示了输入输出通道的绝对地址Port口分布情况。

1.1 外设开关量输入计算机连接简述

如图1所示PCI-1750卡有“输入PORT0口和输入PORT1口”两个输入口地址, 每个输入口地址各有IDI0~IDI7八个数字量输入位, 两个输入口地址共有16位输入, 卡子内部扛干扰电路已经设计好, 可外部开关量TTL信号直接与这16位联接读入计算机。

1.2 用开关量输出控制外设接口连接

如图1所示PCI-1750卡有“输出PORT0口和输出PORT1口”两个输入口地址, 每个输入口地址各有IDI0~IDI7八个数字量输入位, 两个输入口地址共有16位输入, 卡子内部扛干扰电路已经设计好, 计算机程序向外设输出TTL信号即可控制外设, 案例见图2所示控制混合式步进电机。

1.3 中断功能

如图1所示, PCI-1750具有很强的中断处理能力, 四个输入通道 (IDI0、IDI4、IDI8、IDI12) 和定时器1、计数器2连接到中断电路, 中断控制寄存器控制这六个信号产生中断, IDI0、IDI4和定时器1连接到中断口0, IDI8、IDI12和计数器2连接到中断口1, 这两个中断请求可同时发生, 根据各自的中断服务程序 (ISR) , 处理各个中断请求。

2 用PCI-1750研华数据采集卡控制混合式步进电机案例

2.1 控制接线

如图2所示为用PCI-1750控制卡通过MB4501驱动器控制混合式步进电机接线图, IDO0和IDO1分别为图1上“输出Port0口的IDO0”和“输出Port1口的IDO1”。

接线方式分为共阳极和共阴极两种, 共阳极是把脉冲位和方向位的正极接上+5V的正极, 负极接到控制卡的相应位, 由高低电平控制;共阴极是把脉冲位和方向位的负极接上+5V的负极, 正极接到控制卡的相应位, 由高低电平控制。

此实验选取57HS7630A4两相步进电机及与之对应MB450A型混合式步进电机驱动器, 步进电机步距角和相电流参照驱动器上说明设置拨码开关实现。本次实验研究共阳极的接线, 5V电源借助计算机上电源接口, 驱动器电源为输入220V交流电输出24V直流电, D1、D2位的信号由采集卡发出的高低电平控制, 使能位不接, 电机上的黑绿线接到驱动器上的A+和A-, 红蓝线接到B+和B-。

控制系统提供给驱动器的信号主要有以下两路:

(1) 步进脉冲信号PUL:发出一个脉冲信号步进电机就旋转一个角度———步距角, 发出的脉冲信号的个数就是步进电机的转数, 脉冲信号的频率正比于步进电机的转速。系统控制脉冲信号就可以调节电机转速或使其定位。

(2) 方向电平信号DIP:这一路信号决定步进电机的旋转方向, 正转还是反转。有两种换向方式:单脉冲换向方式和双脉冲换向方式。单脉冲换向方式就是信号为高电平时, 电机顺时针转动, 即为正转;信号为低电平时, 电机逆时针转动, 即为反转。双脉冲换向方式是驱动器接受两路脉冲信号, 当其中有一路有信号时, 电机正转;当另一路有信号时, 电机反转。可以通过设置驱动器上的拨码开关来切换这两种换向方式。次案例信号是由单脉冲信号控制。

2.2 PCI-1750测控卡设备安装、运行与关闭

研华系列产品可以在VC、VB、Delphi、Borland C、C++Builder等开发环境下编程, 用户只要装好研华的驱动程序就可以直接在开发环境下进行编程。

系列研华卡计算机测控总体流程主要分为软件方式采集、中断采集和DMA采集三类, 它们的整体软件编程流程图是相同的, 如图3所示。

2.3 编程控制

本系统采用C++Builder6.0作为软件开发平台, 调用程序步骤如下:

(1) 使用研华驱动编程必须首先安装Device Manager和32bitDLL驱动。

(2) 在调用板卡内部函数之前, 首先要添加头文件及静态库文件, 添加头文件 (Driver.h) 可以直接添加程序代码:

#include“Driver.h”

添加静态库文件:从菜单中选择工程, 然后选择添加到工程, 在安装文件目录里找到adsapi32bcb.lib文件, 添加到工程, Driver.h是用户应用程序和板卡函数库之间的桥梁和纽带, Adsapi32bcb.lib是对库函数封装编译生成的功能模块。

(3) 对步进电机进行正转、反转、停转的控制主要使用的函数为正转函数:

3 驱动器使能端信号的应用

脱机信号ENBL:这路信号不是必须要用的, 是选用信号。经实验观察, ENBL+端口接为高电平或者悬空不接, 驱动器和电机都会正常运转;ENBL+端口接高电平, ENBL-接低电平, 电机不转, 驱动器不报警;只接ENBL-为低电平, 驱动器报警。

4 结束语

文章介绍了PCI-1750采集卡的接口信息、程序流程以及与驱动器、电机的接线方法, 通过在试验中的尝试和检测, 整个系统运行平稳, 满足在实践中对步进电机的控制。这套系统的设计方法和步骤, 对开发数据采集系统的设计和研制也会有很好的参考价值。

摘要：文章论述了在工业控制广泛应用的PCI-1750研华控制卡的功能, 在工业控制计算机上进行安装、调试、基于VC++6.0开发环境下编程控制混合式步进电机的方法及其技术问题。

关键词：研华控制卡,控制,步进电机

参考文献

[1]姜培昌, 卢军霞, 赵庆志.基于PCI-1750数据采集卡的步进电机控制系统设计[J].山东理工大学学报, 2010, 24 (1) :93-95.

混合式控制 第9篇

在高压大功率应用领域, 三电平中点箝位型P W M整流器具有输出直流电压可调节, 网侧单位功率因数, 输入电流谐波畸变小, 动态响应快以及能量可双向流动等优点[1]。与传统的两电平整流器相比较, 三电平整流器在同样的开关频率下调制, 目标更加接近正弦, 且谐波含量更低, 同时由于直流侧的分压, 使同电压等级下每个器件所承受的电压仅为两电平的一半[2,3]。因此, 三电平P W M整流器被广泛应用于现代工业领域中。

直流侧中点电压不平衡问题是三电平箝位型电路中固有的问题, 它关系到输出波形的质量和功率器件的使用寿命, 甚至会对整流器能否正常运行产生重大影响[4,5]。空间电压矢量的三电平P W M整流器中点平衡的控制算法, 众多学者做了大量研究, 有多种控制策略被提出[6,7,8]。如注入零序分量法[9], 优化选取冗余正负小矢量[10]。

传统三电平空间矢量算法中, 调制比和角度的计算, 需要涉及大量的三角函数, 计算量大。本文对空间矢量调制算法进行了改进, 直接运用直角坐标系下的两个电压分量来进行扇区判断和矢量作用时间的计算, 避免了三角函数的计算, 只有普通的四则运算, 降低了运算量。在现有的三电平空间矢量算法中, 采用7段式矢量调制方法, 造成小矢量对中点电压平衡影响很大, 且不易控制。为此, 本文提出了一种基于9段式与7段式混合调制的矢量调制方法。在该方法中, 对小矢量没能成对参与调制的扇区, 根据中点电压的大小选择采用9段式的矢量调制方法或7段式的矢量调制方法。在9段式矢量调制算法中, 有两对小矢量参与调制, 选择作用时间长的那对小矢量, 结合中点电压值与相电流的流向, 结合时间分配因子, 来重新分配该正负小矢量的作用时间, 使作用时间长的小矢量对中点电压平衡发挥主要作用。对小矢量成对参与调制的扇区, 采用7段式的矢量调制方法, 结合时间分配因子, 重新分配正负小矢量的时间。

2 三电平PWM整流器原理

图1为三相二极管箝位型三电平整流电路原理图。它每一个桥臂由4个功率开关管构成, 使得每一个桥臂可以产生3个电平Udc/ 2 , 0和-Udc/ 2 (Udc为直流侧输出电压) , 故称为三电平。整个P W M整流器共有27个工作状态, 对应27个矢量。这些矢量可分为零矢量、小矢量、中矢量和大矢量4组。其工作原理是通过控制三相3个桥臂上的功率开关管的通断, 来调整三相桥臂中点的电位UA, UB和UC, 即电压矢量, 从而达到调整输出电压、输入电流以及功率因数的目的, 其双闭环控制系统框图如图2所示。

3 空间矢量调制算法

传统三电平空间矢量调制算法是根据调制比m和参考电压矢量投影到静止垂直坐标系 (? , ? ) 的角度?来判断参考矢量所在的位置, 从而选择与参考电压矢量最近的三个矢量来合成参考矢量, 但三电平P W M整流器网侧交流电压经过Park逆变换后, 所得到的参考电压为基于直角坐标系? 轴及? 轴的电压分量[11], 为了计算的需要, 本文直接运用这两个电压分量来进行参考电压矢量扇区判断及矢量作用时间计算。

如图3所示, 结合零矢量的模长为0, 小矢量的模长为, 中矢量的模长为, 大矢量的模长为, 和它们之间的角度关系, 可以得到l1-l3的方程, 如式 (1) 所示。

三电平空间矢量图分为6个大扇区, 每个大扇区分为6个三角形小区, 则共有36个小三角形。根据参考矢量在坐标系 (α , β ) 中角度θ 的值按每60°划分一个大扇区。图3中的大扇区是θ在0-60°的区域, 可以得到大扇区1的判断规则:

进一步在大扇区1内细分为6个三角形小区, 由线性规划可知, 图3中Vref是由l3的右下方, l2的左下方组成的区域, 得Vref的判断规则:

同理分析可以找出6个三角形小区的判断规则, 特别的, 当完成小三角形I、II、V、V I判断后, 剩下的就为中间三角形小区III、IV, 只要根据l4进行判断, 如III在l4的右下方, IV在l4的左上方, 如表1所示。

空间矢量算法是根据参考矢量Vref所在小扇区的最近3个矢量来计算的。以图3中Vref为例, 根据伏秒平衡原理有:

式 (2) 中:ts为P W M开关周期;t1、t3、t4分别为矢量V1、V3、V4的作用时间。即:

求得V1、V3、V43个矢量的作用时间为:

其中Vαm和Vβm为参考电压矢量在?轴和?轴投影的标么值, 其基准值为。

采用对称的7段式矢量调制算法并选择负小矢量作为首发矢量, 则图3中6个小扇区的矢量调制算法如表2所示。

结合矢量作用时间, 图3中参考矢量Vref输出顺序如图4所示。

4 中点电压平衡控制算法

中点电压不平衡是由于有中点电流的流入和流出, 使得直流侧两个电容一个放电, 另一个充电, 导致中点电位发生偏移, 因此必须实现对相电流的控制[12]。三电平整流器的27个空间矢量中, 3个零矢量和6个大矢量不影响中点电压;6个中矢量对中点电压平衡有影响;12个小矢量作用会造成电容的充放电, 故小矢量对直流侧两个电容电压的平衡影响很大。

图5和图6所示, 当A相电流ia从交流侧流入直流侧时, V1+ (100) 作用会引起交流侧电源对C1充电, 因此Udc1增大, Udc2减小; V1- (0 - 1- 1 ) 作用会引起电源对C2充电, 使得Udc1减小, Udc2增大。相反, 当ia从直流侧流回交流侧时, V1+ (100) 作用会引起交流侧电源对C1放电, 因此Udc1减小, Udc2增大; V1- (0 - 1-1 ) 作用会引起电源对C2放电, 使得Udc1增大, Udc2减小。分析可知, 小矢量的作用必然会导致中点电位不平衡, 且相电流方向相同时, 成对小矢量对中点电位作用效果刚好相反。

规定交流侧相电流的方向:从交流侧流入直流侧, 电流方向为正, 即i>0 ;从直流侧流入交流侧, 电流方向为负, 即i<0 。△U =Udc1-Udc2。表3给出了图3中小矢量V1, V2与相电流及中点电压三者的关系。

从表3中以V1分四种情况进行分析。1) △U >0 , ia> 0时, 增加负矢量的作用时间, 达到减小△U的目的;2) △U >0 , ia< 0时, 增加正矢量的作用时间, 达到减小△U的目的;3) △U<0 , ia> 0时, 增加正矢量的作用时间, 达到增大△U的目的;4) △U<0 , ia< 0时, 增加负矢量的作用时间, 达到增大△U的目的。所以当△U*ia≥ 0时, 增加负矢量作用时间;△U *ia<0 时, 增加正矢量作用时间。

为此, 引入时间分配因子λ :

式中, t为原来小矢量作用时间;Tp (n) 、Tn ( p) 为调制后正 (负) 、负 (正) 小矢量作用时间;U为中点电压不平衡最大限幅电压, 在本文仿真实验中取为20V 。

对于式 (5) , 如果△U>U , λ取为1;如果△U <-U , λ取为-1。

由表2可知, 采用7段式矢量调制方法, 小矢量V1, V2参与调制的情况如表4所示。

表4中, √代表矢量参与调制, 代表矢量没有参与调制。

由表4可知, 在扇区I、II、III、IV内, 每个扇区有两个小矢量 (V1、V2) 参与调制, 其中一个小矢量成对参与调制, 另一个小矢量只有正或负小矢量参与调制;在扇区V 、? V I内, 每个扇区只有一个小矢量且成对参与调制。分析可知, 采用7段式矢量调制算法, 在扇区I? 、II、?III、? IV内, 总有一个小矢量没有成对参与调制, 会对中点电压产生大的影响, 必须加以控制。因此, 在扇区I? 、II、? III、? IV内, 利用成对小矢量对中点电位作用效果相反的特点, 采用一种9段式的矢量调制算法, 使两个小矢量都成对参与调制, 达到控制中点电压的目的;在扇区V 、V I内, 仍然采用7段式的矢量调制算法。图3中6个小扇区采用9段式与7段式混合调制的矢量调制算法, 如表5所示。

由表5可知, 在扇区I、II、III、IV内, 有两对小矢量参与调制, 但不是两对小矢量都让时间分配因子? 参与作用, 而是选择两对小矢量中作用时间长的那对小矢量去重新分配时间。以I扇区进行说明。当参考矢量在扇区I时, 矢量V1的作用时间比矢量V2的作用时间长, 因此给矢量V1的正负小矢量重新分配时间, 矢量V2的作用时间维持不变。结合表3, 得到I扇区内两对小矢量新的作用时间, 如表6所示。

中点电压平衡控制算法求解流程图如图7所示。根据表1判断参考矢量位于图3中的哪个扇区。在V 、V I扇区时, 采用7段式的矢量调制方法;在I、II、III、IV扇区时, 进一步判断中点电压的绝对值是否超过了允许的电压差值K (本文设置K为4.8) , 如果中点电压没有超过K值, 采用7段式的矢量调制方法, 如果中点电压大于K值, 采用9段式的矢量调制方法。最后, 根据中点电压与相电流的关系, 选取采用的调制方式。在调制方式1中, 选择作用时间长的那对小矢量, 引入时间分配因子, 增加其正 (负) 矢量的作用时间;在调制方式2中, 选择作用时间长的那对小矢量, 引入时间分配因子, 减小其正 (负) 矢量的作用时间;在调制方式3中, 引入时间分配因子, 增加正 (负) 小矢量的作用时间;在调制方式4中, 引入时间分配因子, 减小正 (负) 小矢量的作用时间。

5 仿真研究与分析

为验证空间矢量算法及中点电压平衡控制算法的正确性, 利用M atlab7.1软件进行仿真, 仿真参数设置如表7所示。

仿真结果如图8-图15所示。

图8和图9为P W M整流器三相桥臂输入端线电压波形, 电压波形基本一样, 都为5阶梯波。验证了本文所述的三电平空间矢量调制算法的正确性。

图10和图11为直流侧电压波形, 从图中可以看出, 输出电压较平稳, 且为给定值800V , 波动较小。

从图12中看到, 没对中点电压进行控制时, 电容C1和C2两端电压相隔一定幅值, 而从图13可以看到, 对中点电位进行控制后, 两电容两端电压基本一致。

从图14中看到, 在没对中点电压进行控制之前, 中点电压在? 40V (0~ 0.02s) 内波动, 0.02s后稳定但波动范围较大, 在25V ~ 35V内波动;从图15中看到, 加入本文所述的中点电压平衡控制算法后, 中点电压在-40V ~ +30V (0~0.02s) 内波动, 0.02s后开始减小波动范围, 到0.04s的时候稳定且在-2.5V ~ +5V内波动。验证了本文所述的中点电压平衡控制算法的正确且有效。

6 结束语

本文介绍了三电平空间矢量调制算法原理, 直接利用参考电压在垂直坐标系下的? 轴和? 轴分量来进行扇区的判断、矢量作用时间的计算及矢量输出顺序组合, 采用了7段式的矢量调制方法。针对三电平二极管箝位型整流器的中点电位不平衡的固有问题, 对中点电压不平衡的原因进行了详细分析, 分析了小矢量对中点电压的影响, 提出了一种基于9段式与7段式混合调制的矢量调制方法。在该方法中, 对小矢量没能成对参与调制的扇区, 根据中点电压的大小选择采用9段式的矢量调制方法或7段式的矢量调制方法。对小矢量成对参与调制的扇区, 采用7段式的矢量调制方法。结合时间分配因子, 对正负小矢量重新分配时间。最后, 通过M AT L AB软件搭建仿真模型, 仿真结果验证了所提算法对中点电压平衡控制的有效性。

摘要：研究了三电平PWM整流器优化设计问题, 由于直流侧中点电压不平衡, 引起输出波形质量不好, 系统不稳定。为了解决中点平衡问题, 分析了造成中点电压不平衡的原因以及小矢量对中点电压的影响。针对小矢量引起中点电压不平衡, 提出了一种基于9段式与7段式混合调制的矢量调制方法。最后采用MATLAB软件搭建模型, 对中点平衡算法进行仿真, 实验结果验证了该算法对中点电压平衡控制的有效性。

关键词：三电平整流器,中点电压平衡,9段式矢量调制,时间分配因子

参考文献

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混合式控制 第10篇

摘 要：针对搭载CVT的插电式混合动力轿车，设计了一种基于动力源外特性曲线和驾驶员踏板操作信号的需求转矩解析方法，在此基础上提出驱动和制动工况下基于瞬时经济性成本最低的能量管理策略，该策略以需求转矩、车速和电池SOC为状态变量，以发动机节气门开度、电机转矩、CVT速比为控制变量.进一步研究了电量消耗阶段有无发动机单独驱动模式对整车能耗经济性的影响.通过自行搭建的前向模型进行仿真，结果表明，电量消耗阶段无发动机单独驱动模式的控制策略具有更强的综合性经济优势.

关键词：能量管理；插电式混合动力汽车；无级变速器；控制策略

中图分类号：U469.72 文献标识码：A

Abstract：An analytic method of demand torque was designed for a plug-in hybrid electric vehicle equipped with continuously variable transmission （CVT）， which is based on the external characteristic curve of the power source and the signal from the driver's operation. Then， energy management strategy minimizing instantaneous economic cost under drive and brake condition was proposed， with the demand torque， vehicle speed and state of charge （SOC） of battery as the state variables， and the throttle opening of the engine， motor torque and speed ratio of CVT as the control variables. Further research was carried out on the influence of whether the engine driving alone is allowed at the charge depleting stage on economic cost. Through simulation with self-built forward model， the results have shown that the strategy that does not allow engine driving alone at the charge depleting stage is better in comprehensive economy.

Key words：energy management； Plug-in Hybrid Electric Vehicle （PHEV）； Continuously Variable Transmission（CVT）； control strategy

插电式混合动力汽车（Plug-in Hybrid Electric Vehicle，PHEV）以其续驶里程长、排放低的显著优势，被认为是最具发展前景的电动汽车之一.金属带式无级变速器（Continuously Variable Transm-ission，CVT）以其传动比连续可调的特性，可有效改善动力源的负荷.如何实现动力源特性与CVT特性的完美结合，是CVT插电式混合动力汽车控制策略的核心问题.

CVT插电式混合动力系统控制策略的关键在于转矩分配和换挡规律，两者具有耦合效应[1-2].目前国内外完全针对搭载CVT的PHEV研究成果不多，文献[3]提出了逻辑门限与瞬时优化相结合的控制策略，但其根据车速和加速度进行转矩分配和换挡规律研究，没有考虑驾驶员的操作意图.对于CVT普通混合动力汽车或其他PHEV车型的控制策略，国内外研究比较深入[4-5]，具有借鉴意义.文献[6]提出了一种驱动工况下系统总效率最高的CVT混合动力能量优化策略，其前提是采用“9点定义法”进行驾驶意图识别，获取需求转矩.文献[7]分别对纯电动+电量维持（charge sustaining，CS）、电量消耗（charge depleting，CD）+CS、纯电动+CD+CS 3种组合型控制策略进行对比研究.文献[8]提出基于最佳电能的控制策略，在可预知行程时提高整车燃油经济性.文献[9]对插电式混合动力客车CD阶段控制策略进行研究，并对策略中的关键参数进行优化.

本文设计了一种驾驶员需求转矩解析方法，在该需求转矩、当前车速和电池组SOC值下，分别制定驱动和制动工况下的能量管理策略，以瞬时经济性成本最低为目标，对不同工作模式下的转矩分配和CVT换挡规律进行寻优.同时研究了驱动工况下CD阶段中有无发动机单独驱动模式对整车经济性的影响.

1 整车结构及参数

本文的研究对象为装备ISG电机和CVT的前驱单轴并联式PHEV，整车主要部件参数如表1所示.

2 驾驶员需求转矩解析

驾驶员需求转矩解析，即将驾驶员对加速踏板或制动踏板的操作信号转换为需求转矩，是实现混合动力转矩分配和制定换挡规律的前提.本文将驾驶员需求转矩定义为作用在驱动轮上的需求转矩.

2.1 动力源外特性曲线

PHEV动力源所能输出到驱动轮上的最大转矩取决于发动机和ISG电机的外特性、车速和CVT速比，同时还受到CVT最大输入转矩的限制.作出不同速比下发动机和电机共同驱动时（转速低于800 r·min-1时电机单独驱动）输出到驱动轮上的最大转矩曲线，这些曲线的包络线即为动力源外特性曲线，如图1所示.

u/（km·h-1）

2.2 需求转矩的计算

在某一车速下，驾驶员需求转矩仅与加速踏板（或制动踏板）的开度及其变化率有关.用β表示踏板开度，β>0时代表加速踏板开度，β<0时代表制动踏板开度，β=0时代表未踩踏板.

在给定某一车速（60 km/h）时，不同加速踏板开度变化率下需求转矩与加速踏板开度的关系曲线如图2所示.由图2可知，在车速和加速踏板开度变化率一定时，需求转矩与加速踏板开度呈线性递增关系，由公式（1）所决定；但在车速和加速踏板开度一定时，需求转矩与加速踏板开度变化率之间呈非线性关系.

3 能量管理策略

设计中的整车控制策略总体结构如图3所示.其中，能量管理策略分为驱动和制动2种工况，下文分开介绍.常规能量管理策略根据转矩分配得到发动机目标转矩，然后计算出节气门开度，本文研究可直接得到发动机目标节气门开度.

3.1 驱动工况下的控制策略

插电式混合动力汽车的电池组具有较高的容量，电池组中大部分电能来自外界电网.当电池组SOC大于下限值SOCL时，为CD阶段；当SOC达到下限值SOCL时，进入CS阶段.为研究驱动工况下CD阶段中有无发动机单独驱动模式对整车经济性的影响，本文给出2种方案，如图4所示.图4中，n为ISG电机（或发动机）转速；nemin为发动机最低工作转速；Tmmax（n），Temax（n）分别为当前转速下电机、发动机的最大输出转矩；Teoff（n）为当前转速下发动机关闭的转矩下限值；imax为传动系的最大传动比；η为传动系的传动效率，取85%.

从图4可以看出，第1种方案中，CD阶段电机必须参与驱动，发动机起辅助驱动的作用，仅在需求转矩较大时参与混合驱动模式，虽然此时发动机可能运行在低效区，但由于输出能量较低，油耗也相对较低[10].第2种方案中，CD阶段以发动机驱动为主，电机起辅助驱动作用，需求转矩较低时电机单独驱动.当SOC小于下限值时，两种方案的策略相同，只有发动机参与驱动，需求转矩较小时，根据经济性寻优，决定发动机处于轻载充电还是单独驱动模式；需求转矩过大时，为了防止电池组过度放电，仅让发动机输出最大转矩进行驱动.根据SOC值的大小，下面对各驱动模式下的转矩分配和CVT速比确定策略进行介绍.

3.1.1 SOC>SOCL时的控制策略

3.2 制动工况下的控制策略

本研究的PHEV采用电机再生制动和制动器摩擦制动两种制动形式.再生制动受到电池组SOC值、电机最低发电转速（500 r·min-1）和制动强度z的限制.制动形式的控制逻辑如图8所示.

制动强度为：

CVT插电式混合动力系统在制动工况下控制策略的实质包括3部分：1）前后轴之间的制动力矩分配；2）驱动轮上再生制动力矩与制动器摩擦制动力矩之间的分配；3）在再生制动力矩一定的情况下，如何确定CVT速比和电机转矩，使回收的能量最多，这是控制策略的核心.设计中，前后轴上的制动力矩按固定比值进行分配.下面以再生制动与摩擦制动同时进行的制动工况为例，对控制策略进行说明.

（a）CVT目标速比

4 仿真试验与分析

为了对比和验证所制定控制策略的效果，在Matlab/simulink环境下搭建CVT插电式混合动力汽车前向仿真模型.分别将初始SOC值设为0.7和0.25，对两种方案下的控制策略各进行一个NEDC循环工况的仿真.图10是在时间为845～1 205 s内车速与踏板开度的仿真结果（踏板开度为负表示制动）.CD和CS阶段下发动机、电机工作转矩的仿真结果分别如图11和图12所示.

t/s

从图11可以看出，前期由于需求转矩不大，2种控制策略都采用电机单独驱动，后期需求转矩较大时，第1种控制策略（CD阶段无发动机单独驱动模式）采用混合驱动，第2种采用发动机单独驱动.从图12可以看出，由于进入了CS阶段，发动机开始频繁参与驱动，第1种控制策略下发动机参与驱动的时间更长.

t/s（a） CS阶段无发动机单独驱动

t/s（b） CS阶段有发动机单独驱动

由于单个NEDC工况路程较短，不能很好地体现控制策略的优越性，故采用12个循环工况进行仿真，SOC值的仿真结果如图13所示，其经济性成本随时间的增长如图14所示.

从图13和图14中可以看出，第1种控制策略由于前期电能参与程度高，更早进入CS阶段，在行驶里程较短时具有很大的经济性优势；在后期行程中，第2种控制策略经济性花费略低，但优势并不明显，两者相差不大，这是因为SOC已达到下限值，进入CS阶段.因此，总体来看，CD阶段无发动机单独驱动的控制策略具有综合性经济优势.

5 结 论

针对CVT插电式混合动力汽车可外接充电和传动比连续变化等特点，设计了一种基于动力源外特性曲线和驾驶员踏板操作信号的需求转矩计算方法，在此基础上制定了驱动和制动工况下的能量管理策略，对不同工作模式下的转矩分配和CVT换挡规律进行优化.

研究了CD阶段有无发动机单独驱动模式对整车的经济性影响.仿真结果表明，CD阶段无发动机单独驱动模式的控制策略在短行程时经济性代价较

小，长行程时经济性代价相差不大，故其综合性经济优势更强.

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简单液体混合自动控制方案 第11篇

1 控制系统工作原理

液体混合示意图如图1所示。

1.1 初始状态:

工作前, 混合罐保持空罐状态。

1.2 过程控制:

按下起动按钮, 开始下列操作:

1.2.1开启电磁阀YV1, 开始注入液体A, 至液面高度到达液面传感器SL2处时, (此时SL2和SL3为ON) , 停止注入液体A, 同时开启电磁阀YV2注入液体B, 当液面升至液面传感器SL1处时, 停止注入液体B。

1.2.2 停止注入液体B时, 开启搅拌机, 搅拌混合时间为60S。

1.2.3 停止搅拌后开启电磁阀YV3, 放出混合液体, 至液体高度降到液面传感器SL3处后, 再经5S关闭YV3。

1.2.4 循环 (1) 、 (2) 、 (3) 工作。

1.3 停止操作:

按下停止键后, 在当前循环完毕后, 停止操作, 回到初始状态。

2 PLC控制系统设计

2.1 硬件系统设计

2.1.1 PLC的选择和配置

依据液体混合控制系统的工艺流程, 实际需要以及输入、输出变量控制特点, 选择日本三菱公司生产的FX2N-16MR PLC, 其输入点数6点, 输出点数4点, 完全能满足工艺控制要求。输入点数用来实现液体控制系统的起动, 停止及限位控制系统的运行情况。输出点数用来控制A, B液体的注入。PLC单元配有数据通讯口, 用来实现PC机与PLC的数据通讯。

2.1.2 控制系统的电路组成

如图2所示是液体混合控制系统的主电路和PLC控制电路。主电路控制的对象有一台电动机和三只电磁阀, 电动机因功率较小采用直接起动控制方式, 电磁阀因其通电瞬间电流较大, PLC输出点通过中间继电器或交流接触器转换后再接电磁阀线圈。电路中采用了10个电气元件, 分别为空气断路器QF1和QF2, 电磁阀门YV1-YV3, 交流接触器KM, 热继电器FR, 还有中间继电器KA1-KA3。其中, KM的线圈与PLC的输出点连接, KA的线圈与PLC的输出点连接, FR的辅助触点与PLC的输入点连接, 可以确定主电路中需要1个输入点与4个输出点。

控制电路中有两个控制按钮, 起动按钮SB1和停止按钮SB2;三个液位限位开关SL1-SL3。这样整个系统总的输入点数为6个, 输出点数为4个。通过主电路和控制电路的连接才能完成控制系统的功能

2.1.3 系统输入输出分配表见表1。

2.2 系统软件设计

根据系统总体设计要求和实际情况, 选择三菱FX系列PLC编程环境FXGP-WIN-C编程软件编写程序, 它不仅可以把程序下载到PLC的用户存储器中, 还可以随时修改程序, 同时对程序运行的情况进行实时监视。根据控制要求的特点程序见图3。

具体设计思路:这个程序设计是采用三菱PLC所特有的步进指令完成的, 这种步进程序的控制特点是, 按照工作过程一步一步的往下运行, 典型的步进过程控制。S1步进过程, 初始化过程设计。在初始状态过程中要解决的问题有两个:一个保证容器是空的, 在某些特殊情况下 (断电、故障等) , 会出现容器内有液体没有排空, 只要在这步中增加一个排空操作 (YV3接通一定时间) 即可解决这一问题;第二个是步进程序所需要的初始化工作。按下起动按钮X0后, 开始进入工作过程:S10状态液体A注入过程, S11液体B注入过程, S12搅拌混合过程, S13液体排放过程。停止操作, 为了满足一个循环的完成, 停止的操作在S13过程结束时进行判断。

3 系统联机调试

按照系统设计的过程, 现在实验室中进行模拟操作, 用RS-422通信线将程序下载到PLC中, 然后拿到现场进行实验一切正常, 液体混合系统经调试后运行稳定, 控制状态良好。

4 结论

实践证明本设计采用日本三菱公司生产的小型PLC FX2N-16MR的硬件配置和程序设计是完全可行的, 在实践中取得了满意的效果。所设计的运料小车自动控制系统安全可靠, 操作简单, 维修方便, 环境适应性强, 还能随时修改程序, 达到预期效果。

参考文献