IGBT技术范文

IGBT技术范文（精选7篇）

IGBT技术 第1篇

关键词：IGBT,串联均压,主动控制

0 引言

换流器大都使用绝缘栅双极晶体管 (Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT) 作为开关器件。由于器件的容量限制, 在进行较大功率变换的场合, 如灵活交流输电、高压固态开关、直流输电等需要采用一定的措施来提升装置的容量, 常用的有多电平、移相变压器、级联技术、模块化多电平或者串联技术等。

1 串联技术难点

IGBT串联静态电压不平衡的主要原因是静态参数不一致, 如饱和导通压降和断态漏电流差异。动态电压不平衡主要原因是:驱动电路的时间延迟和驱动电流差异;IGBT器件导通和关断延迟时间差异;导通过程电压下降率和电路上升率差异;关断过程电压升率和电流下降率差异;线路杂散电感差异。

2 IGBT串联技术

2.1 无源缓冲电路

文献[1]采用了无源缓冲电路进行IGBT串联均压, 该方法的显著特点就是简单, 缺点就是增加了系统损耗, 存在门极延迟时间。文献[2]采用主动能量恢复的缓冲电路, 用传统的感性导通、容性关断缓冲电路控制动态电压, 有源电路将缓冲电路的能量恢复给直流母线, 减小了损耗。文献[3]文中用3300V/1200A IGBT串联, 通过简单可靠的辅助电路, 实现了器件均压。同时与单个6500V IGBT模块做了比较。在开关损耗、电压电流变化率方面有优势。

2.2 主动控制技术

主动控制的目的在于:1) 减小di/dt和dv/dt, 降低IGBT器件开关应力、降低EMI水平;2) 降低开关损耗;3) 降低导通时电流过冲值和关断时电压过冲值;4) 减小导通和关断延迟时间。文献[4]提出了主动门极控制技术可以根据预先设定的参考信号控制IGBT的开关特性, 通过改变导通时的参考信号, 二极管恢复特性可以优化。

文献[5]提出了一种新的主动门极驱动控制方法, 如图1 (a) 。此驱动电路通过控制门极电流幅值来控制预期的电压斜率和开关时刻, 该电路不仅可以有效提升IGBT串联均压性能, 而且由于采用低损耗的无功钳制电路可以限制微电流造成的电压不均衡, 如图1 (b) 。与无功缓冲电路和电压钳制电路的均压方法相比, 提出的有功门极驱动方法能够有效地减少功耗。

总结IGBT串联均压的二种方法优缺点如下:

1) 无源缓冲电路:通过无源器件决定开关动态性能, 是一种有效的均压方法, 但会增加整体的功率损耗。

2) 主动门极控制:控制门极充电, 改变IGBT的开关行为, 主要有以下方法:门极信号延迟控制、主从控制、参考电压控制、门极平衡磁芯等。一般, 大多数主动门极控制方法需要对控制参数的反馈 (诸如dVce/dt, 电压过冲等) , 该控制环必须针对所采用的IGBT器件特性和运行条件设计。虽然能满足IGBT串联的基本要求, 但是在控制环的稳定性、功率损耗平衡、依赖于运行条件等方面有问题。主要用于对di/dt和dv/dt及EMI噪音水平有严格要求、对系统效率严格要求的场合。

4 结论

IGBT的串联:要想获得好的均压效果和较高的系统效率, 可采用主动门极控制;而无源缓冲电路结构简单;有源钳位电路可保证器件安全。实际中根据需求选用相应的方法。

参考文献

[1]S.Munk-Nielsen, M.Vaerens, and J.Sundvall, "Three level MV converter using series connectedIGBT's, "in Power Electronics and Applications, 2009.EPE'09.13th European Conference on, 2009, pp.1-7.

[2]T.C.Lim, B.W.Williams, and S.J.Finney, "ActiveSnubber Energy Recovery Circuit for Series-ConnectedIGBTs, "Power Electronics, IEEE Transactions on, vol.26, pp.1879-1889, 2011.

[3]C.Abbate, G.Busatto, and F.Iannuzzo, "High-Voltage, High-Performance Switch Using Series-Connected IGBTs, "Power Electronics, IEEE Transactionson, vol.25, pp.2450-2459, 2010.

IGBT驱动关键技术研究 第2篇

绝缘栅双极型晶体管IGBT(insulated gate bipolar transistor)是一种将MOSFET(场效应晶体管)和GTR(电力晶体管)集成于一体的复合型器件。IGBT以其优良的开关特性、易于驱动触发、稳定的热性能、较高的电流承载能力、较高的阻断电压等优点,广泛应用于机车变流器、风能、光伏、UPS、变频器等领域。

IGBT在变流设备工作中承担着功率变换和能量传输的关键作用。据有关工程应用技术数据显示,由于IGBT损坏而造成的各类变流设备发生故障的概率超过90%。因此,IGBT的安全可靠应用问题已成为国内外相关领域专家、学者及工程技术人员的研究热点。IGBT的应用可靠性问题,相当大的比重在于其驱动可靠性及其保护的设计。本文以IGBT驱动为研究对象,从IGBT的驱动电路设计要点、栅极保护电路、电压应力防护以及过流与短路保护等方面展开,给出IGBT可靠驱动的理论分析及电路解决方案。

1 IGBT驱动关键参数

变流设备的核心器件IGBT在功率变换中起着关键作用。IGBT本身的工作特性,直接影响着变流器的性能,而直接影响IGBT工作性能的驱动电路,其设计的合理性也就决定变流器的各项性能指标。

第一,IGBT驱动电路要根据具体的IGBT参数设计驱动电路的功率,包括驱动的平均功率与瞬时峰值功率。驱动电路的功率直接决定其能否稳定驱动相应的IGBT,保证IGBT可靠开关动作。驱动电路的功率要根据IGBT具体规格而定,主要涉及栅极电荷QG。第二,IGBT的关断电流拖尾效应也是驱动电路设计所要研究的问题之一。采用负向的栅源电压可将IGBT快速关断,从而防止电流拖尾效应。负向的驱动关断电压也可抑制米勒效应,防止IGBT误导通。第三,要保证IGBT低的通态损耗,就必须使其在安全导通时有较低的饱和压降,这样就要求较高的驱动开通电压,但不能超过其限值±20V,因此,选择15V为开通电压。第四,要尽量减小驱动电路的功率,负向的关断电压大小可以有效优化驱动功率。过低的负向关断电压必然造成较大的驱动功率,因此,根据相关数据资料,选择负向10V的电压来可靠关断,且驱动功率也有所减小。第五,IGBT寄生参数对功率回路及驱动电路的影响也必须要重视,输入电容、米勒电容、输出电容等直接影响IGBT的开关动作特性及驱动电路的各项参数。图1所示为IGBT驱动电路的基本构成。

2 IGBT栅极保护分析

IGBT栅极G与发射极E间氧化膜厚度较小,极易由于过电压而击穿。一般的IGBT,其G、E间最高耐压为±20V,超过此电压范围将会损坏IGBT。为此,在驱动电路设计中增加此处的保护功能,保证IGBT安全可靠。

IGBT由于栅极过压而损坏的情况,一般有两种。第一,在变流设备出厂后的运输途中,或未投入运行时,由于静电电荷不断积累,G、E间的静电电压持续增大,当超过IGBT G、E间所能承受的电压范围后,将会击穿IGBT的栅极氧化膜,从而损坏IGBT。第二,IGBT在变流器正常运行中,由于电路中的电压、电流及磁场的突变,在G、E间产生电压尖峰,也会对IGBT产生很大的威胁。以上两个工况需要通过IGBT栅极保护电路设计来解决。第一,为防止静电电荷不断积累而使G、E间电压增大,在G、E间直接放电阻,将静电电荷释放,电阻值一般为10kohm。第二,采用G、E间增加TVS管(瞬变电压抑制二极管)来抑制电路中电流与磁场等相关物理量突变而引起的栅极过电压。或者,也可在栅极与驱动的正向电源上增加钳位的肖特基二极管来将栅极的电压尖峰释放在电源上。图2所示为IGBT栅极保护设计。

3 IGBT电压应力抑制

有关数据表明,IGBT在其整个生命周期中,因电路中超过其所能承受的电压而击穿损坏的占整个IGBT失效类型的比例较大。为此,在IGBT驱动电路设计中,有关其过电压防护问题显得尤为重要。

IGBT出现过电压的现象主要由于电路中过大的电流变化率而导致,如式(1)所示。其中,VCE为IGBT集电极与发射极两端电压;Ls为电路中杂散电感;di/dt为IGBT电流的变化率,此处一般为电流的下降速率。由式(1)可见,关断电压应力大小主要取决于两方面:第一,电路中的杂散电感量;第二,电流的变化率。这两个方面直接决定应力的大小。因此,减小电压应力的方法有两种:第一,尽量减小线路中的杂散参数,即寄生电感量,但该方法的成效有限;第二,通过电路的设计,减小电流变化率,从而降低电压应力。本文中主要针对第二种方法进行研究。

对于电路中较大的电流变化,主要发生在电流较大时,IGBT的关断状态,包括变流器过流或短路等状态。为保证此刻IGBT关断电压应力不超标,就应该将电流变化率减小。流过IGBT的电流变化率主要由其关断的速度决定,因此,可以通过减小IGBT关断速度来减小电流变化率。而减小关断速度的方法一般有两种:第一,采用有源钳位的方法,当采集到电压应力过高时,利用相关电路将该信号反馈给栅极,即主动给栅极注入电流,使正在关断的IGBT再次开通,从而减小电流变化率,减小电压应力;第二,驱动电路中采集IGBT的电压应力,在电压应力过高时采用相关逻辑电路,将其缓慢关断,等效与较大的栅极驱动电阻值,从而减小电流变化率,进而减小电压应力。

图3为有源钳位电路工作原理图,由TVS管和恢复二极管构成。当集电极电位过高时,TVS被击穿,有电流流进门极,门极电位得以抬升,从而使关断电流变化率减小,进而减小尖峰。这个钳位过程的本质是一个负反馈环路,给定的是TVS击穿点,被控对象是集电极电位。

当检测到IGBT的VCE较高时,触发软关断有效,将IGBT的关断速度减缓,从而减小电流的变化率,抑制电压应力。软关断的过程可以等效为IGBT的关断电阻Ro f f变大的状态,如图4所示。

4 IGBT过流及短路保护

(1)IGBT过电流保护

变流器在一般工作时,过流是一种较为常见的状态。在过流时,承担功率变换的IGBT由于工作电流增大会直接影响其可靠性。在高频变流器中,IGBT一般工作在开、关状态,充当高频的开关器件,因此处在开、关状态的IGBT一般有两种状态:关断(或称为截止)和导通(即饱和导通)。处在导通状态的IGBT的饱和压降很小,因此,IGBT本身的导通损耗就会很小。但是,当IGBT发生过流时,如果没能及时处理,IGBT的电流持续上升,一般的IGBT的工作电流大概为额定电流的3到4倍时,会发生退饱和的现象,即IGBT会退出饱和导通区,进入放大即线性区。在线性区内,IGBT的VCE电压较高,而且工作电流又很大,IGBT的瞬时功率将会较大。对IGBT来说,超过其安全工作区,有过功率损坏的风险。

为此,在变流器发生过流时,为保证IGBT的安全,需要及时关断。然而,IGBT在过流时关断过快,也就意味着电流变化率较大,这样,按照IGBT电压应力抑制的分析,其关断时会有较大的电压尖峰,对IGBT造成威胁,因此,在关断IGBT时可采用有源钳位或者软关断的方法抑制电压应力。综合以上分析,在IGBT发生过流时,必须将其安全可靠地关断。

(2)IGBT短路保护

变流器在工作时由于负载侧故障而引起短路,输出电流会急剧上升,导致IGBT的工作电流也会对应急剧上升。一般地,对IGBT而言,短路分为两种情况:第一,变流器的桥臂内发生直通,回流路径很小,其等效负载也非常小,近似为零,一般称为一类短路。第二,变流器短路点发生在负载侧,等效短路阻抗较大,称为二类短路。二类短路一般也可认为是变流器较严重的过流发生。在短路发生时刻,如果不采取相关措施,就会导致IGBT快速进入退饱和,如IGBT过流保护分析,其瞬态功耗超过限值而损坏。因此,当短路发生时,要尽快关断IGBT,而且关断的速度要平缓,保证电流变化速率在一定范围,避免关断过快而引起电压应力超过限值而损坏IGBT。

当一类短路发生时,流过IGBT的工作电流上升非常快,在很短时间内达到退饱和电流。如果在此刻将IGBT关断,电压尖峰将非常大,很有可能超过限值。为此,在一类短路发生时,将IGBT缓慢、可靠关断非常重要。为了使得驱动电路在尽可能短的时间内响应电流变化,在有源钳位的方案中增加快速响应措施,使得IGBT驱动能够尽快动作。具体措施如图5所示,在TVS管上并联陶瓷电容,该电容高频特性较好,能够响应高频的电流变化,当IGBT的集电极电压发生快速变化时,该电容可以通过电流信号将变化及时地反馈给IGBT栅极,这样,栅极由于此电流的注入而从即将关断的状态进入再次开通的状态,对IGBT本身来说,其电流的变化率就不至过快,确保其较小的关断电压尖峰。IZC可通过以下公式计算得到。对于一类的桥臂直通的短路和二类的较大负载的短路,除采用高级有源钳位的方法外,也可采用软关断的方法处理,二者的区别在于,软关断的瞬时功耗较大,对变流器本身来讲,如果长时间的处于短路状态,效率会有所降低,与此同时,IGBT会有热应力的风险。

5 试验结果

针对1200V/2500A的IGBT,进行双脉冲试验,对设计的IGBT驱动电路基本的驱动能力、栅极保护、电压应力抑制的有源钳位、软关断等功能及性能表现进行实验验证。

试验平台按照图6所示搭建,IGBT模块为半桥结构,其中上管C、E间连接电感L来模拟负载,同时保证上管在试验中处在关断的状态。给下管G、E间输入图中所示的驱动信号,即设置两次开通,且开通与关断的时间T1、T2、T3可控。通过该双脉冲试验,可以有效验证驱动电路在变流器换流时的功能与性能。图7与图8为实验测试波形,两图中通道1均为下管门极与发射极电压VGE;通道2均为下管集电极与发射极电压VCE;通道3均为集电极电流IC。图7中可以看到当达到VCE门限值时,VGE电压上升,延缓了IGBT的关断速度;如图8所示,当检测到较大VCE电压尖峰时,VGE电压缓慢降低,IGBT缓慢关断,从而抑制了电压应力。

6 结论

对于中、大功率变流器的核心开关器件IGBT,其驱动电路不仅仅要保证正常的驱动能力,还要有相关的保护措施,从而在极端工况下保证IGBT的安全、可靠。

本文从IGBT驱动的基本参数设计、栅极保护、电压应力抑制及过流与短路等方面入手,提出了有效的解决方案,并通过相关理论及具体的电路解决措施,验证方案的科学性与可行性。

摘要：为解决中、大功率等级IGBT的可靠驱动问题,本文提出了驱动电路的关键参数设计方案。同时,在变流器极端工况下研究了IGBT的相关特性,提出了极端工况IGBT的保护措施,包括IGBT栅极电压应力防护、VCE电压应力抑制、过流与短路等工况的保护措施及工作原理。对电压应力抑制的关键方案:有源钳位、高级有源钳位、软关断等特性进行理论分析,并给出解决实际问题的应用电路。通过双脉冲试验验证了文中提出的相关理论的科学性以及给出的解决方案的可行性。

关键词：绝缘栅双极型晶体管,电压应力,有源钳位,软关断

参考文献

[1]柳舟洲,同向前.大功率IGBT短路保护机理的分析[J].电气传动,2015(03).

[2]姚文海,程善美,孙得金.大功率IGBT模块软关断短路保护策略[J].电气传动,2014(09).

[3]尹培培,洪峰,王成华,曹沐昀.无源无损软开关双降压式全桥逆变器[J].电工技术学报,2014(06).

[4]唐勇,汪波,陈明,刘宾礼.高温下的IGBT可靠性与在线评估[J].电工技术学报,2014(06).

[5]张云,徐衍亮,李豹.基于动态电源的MOSFET驱动优化[J].电工技术学报,2013(12).

[6]张云徐,衍亮,李豹.基于动态电源的丽MOSFET驱动优化[J].电工技术学报,2013,28(12):269-275.

[7]宁大龙,同向前,胡勋.IGBT器件的门极驱动模型及应用[J].电力电子技术,2012(12).

[8]雷明,程善美,于孟春,姚文海.基于变门极电阻的IGBT软关断实现[J].电力电子技术,2012(12).

[9]欧阳柳,李华,杨光,杨涛.风力发电变流器的IGBT关断过电压抑制研究[J],大功率变流技术.2012(02).

论应用IGBT新技术的UPS电源 第3篇

1 UPS电源的构成原理

1.1 UPS电源的功能及主要构成

UPS实际上就是一个大容量蓄电池, 它的原理是外电网为其供电, 由它再给我们的设备供电, 平时它处于不断充放电的状态, 它主要作用有两个, 第一当断电时它起到一个蓄电池的作用, 为设备提供一定时长的供电, 保证设备断电后仍然能正常工作;第二就是起到稳压作用, 由于它能提供稳定的电压输出, 从而避免因外电网的电压波动损坏设备。通俗的讲他就好比一个蓄水池, 在有水的时候把水存起来, 一旦断水它就提供给我们水。

UPS (Uninterruptible Power System) 即不间断电源是一种储备能量的装置, 它是一种恒频、恒压的以逆变器为主要组成部分的电源。在广播电影电视领域, 主要用于给发射机系统、天馈线系统、卫星上行系统、车载发射系统及直播系统提供不间断优质电源的设备。当外接市电正常供电时, UPS电源将市电进行净化整定后供应给后端负载使用, 此时UPS即是一台交流市电的稳压设备, 同时它还负责向附属的12V, 60AH蓄电池充电;当市电意外中断时, 在线式的UPS能够立即通过逆变器使用平时蓄电池储备的电能给负载供应220V的纯净、恒定交流电, 避免负载在突然断电的情况下, 电路板等设备受到冲击、flash等存储器数据丢失, 但后备式的UPS不能够实现零秒切换, 因此其使用受到了一定程度的限制。

1.2 UPS电源工作原理

1.2.1 整流 (AC-DC变换)

将电网来的交流电经自耦变压器降压、全波整流、滤波变为直流电压, 供给逆变电路, 同时给蓄电池提供充电电压。直流与交流电的输入可以通过软启动电路来完成, 这样开机时产生的瞬时电压给电网带来的波动就会减小或被抑制掉。

1.2.2 逆变 (DC-AC电路)

逆变器是将直流电转化为交流电的装置, 主要由逆变桥、控制逻辑、滤波电路组成。使用高功率可控硅或者IGBT全桥逆变电路模块, 使功率的富余量大大提升, 在输出允许范围内输出的动态阻抗变的很小, 提高了响应速度。因为使用了软启动技术及瞬间冲击保护技术, 使逆变器无论是市电供电波动还是负载冲击造成短路, 都能够稳定地工作。

1.2.3 控制驱动

控制驱动部分是完成主机控制部分的核心, 它不但能够提供保护功能、检测功能、同步功能同时显示驱动信息, 还能够完成SPWM正弦波脉宽调制控制, 因为使用静态、动态双电压源反馈, 最大程度地改善了直流交流变换电路的动态范围和稳定度。

1.2.4 电源工作过程

当市电正常380VAC时, UPS电源将输入的交流市电先通过整流器变成直流电, 对电池充电, 然后通过DC-AC交流逆变器将直流电逆变成交流电, 输出标准的稳定的纯净的220VAC交流电。当任何时候市电欠压或突然掉电, 则由电池组通过隔离开关向直流回路供电, 在线式的UPS从市电切换到电池供电能够实现零秒切换。当电池供电达到设定的下限时, 绝大多数UPS均会报警, 最后停止工作, 长鸣报警。当所带负载过大时, 系统会自动切换到旁路工作, 并在负载恢复至正常带载范围后自动返回。当严重超载时, UPS立即切换到旁路工作, 主机开关会跳开。UPS主机开机前应计算好负载容量, 使其负载在设定的工作范围内, 有利于延长电池工作寿命。

2 IGBT技术介绍

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 绝缘栅双极型晶体管, 是由GTR管和MOS管组合而成的电压驱动式器件, 既具备了绝缘栅型场效应管的高输入阻抗又有双极型晶体管的低导通压降双重特性。双极型晶体管的饱和压降较其他晶体管低, 虽载流密度大, 但同时驱动电流也大, 绝缘栅型场效应晶体管驱动功率较小, 开关速度相对就快, 载流密度小, 但其导通压降较大。绝缘栅双极型晶体管综合了这两种晶体管的优点, 驱动功率小同时兼顾了饱和压降低的要求。绝缘栅双极型晶体管的开关作用可概括为在正向栅极加电压以便形成沟道, 给晶体管基极提供正向电流, 使绝缘栅双极型晶体管导通。如果想消除沟道, 加反向门极电压即可使基极流过反向电流, 使绝缘栅双极型晶体管关断。

绝缘栅双极型晶体管的驱动方法和绝缘栅型场效应管基本相同, 只需控制基极电流的流向形成沟道即可。

GTR是由三层半导体材料两个PN结组成的, 三层半导体材料的结构形式可以是PNP, 也可以是NPN。大多数双极型功率晶体管是在重掺质的N+硅衬底上, 用外延生长法在N+上生长一层N漂移层, 然后在漂移层上扩散P基区, 接着扩散N+发射区, 因此称之为三重扩散。基极与发射极在一个平面上做成叉指型以减少电流集中和提高器件电流处理能力。

3 IGBT技术应用

IGBT的开关速度非常快, 它的中频电源为一种恒功率输出电源, 逆变频率时刻跟踪负载变化, 达到完全谐振, 加少量调整即可达到满功率输出, 并且始终保持不变;因逆变部分采用串联谐振, 并且逆变电压高, 比普通可控硅节能;IGBT中频采用调频调功, 整流部分采用全桥整流, 电感和电容滤波, 所以IGBT中频产生高次谐波小, 对电网产生污染更低。

节能型IGBT晶体管中频电源与传统可控硅中频电源相比可节能达10%-20%, 具体体现在如下几个方面:

3.1 由于节能型IGBT晶体管逆变电压较传统晶体管高, 载流密度小, 因此线路损耗小, 其中频电源逆变电压大约为传统可控硅中频电源逆变电压的4倍, 线路损耗也因此有很大降低。

3.2 由于节能型绝缘栅双极型晶体管中频电源使用了半可控整流技术, 整流不再通过调节可控硅的导通角, 因此功率因数能够保持在0.98以上, 无功损耗小。

3.3 IGBT复合型器件, 是GTR和MOS的混合也具有通态压降低, 电流容量大的优点, 更具有输入阻抗高, 响应速度快, 控制简单的优点。SCR频率最高只能达到十的四次方, IGBT频率可达到十的八次方。

4 采用IGBT技术UPS的性能提升

4.1 在IGBT整流器电源部件上使用创新的控制算法而不是标准滤波器来满足日益增长的清洁输入性能需求。

4.2 超级电池管理对UPS的电池系统进行定期维护和监视, 确保需要时充分运行。

4.3 满载和部分负载情况下均具极高效率, 节省了能源消耗。

4.4 空间矢量调制 (SVM) 是新一代脉冲宽度调试逆变器控制技术。它采用先进的PWM转换技术来驱动绝缘栅双极型晶体管, SVM是使用较简单的转换形式组合来生成输出电压矢量, 在传统的PWM中, 三角波还与基准正弦波进行比较结果是经过脉冲宽度调试的矩形波, 用于为IGBT提供闸控信号。IGBT整流控制单元的DSP产生多路高频调制脉冲, 控制整流器的IGBT开通和关断, 它的开通和关断与输入电抗器共同作用产生了与输入电压相位一致的正弦电流波形, 消除了输入市电的谐波含量, 提高输入功率因数, 输出功率因数高达0.9以上。减少非线性负载情况下的谐波总畸变, 提高对阶跃型负载的瞬态响应, 使输出电压谐波畸变极低, 有良好的输出波形。

4.5 功能强大的输入范围整流器, 可编程软启动, Pure Pulse是应用于IGBT整流器的新型控制算法, 这种电流型整流器确保输入谐波总畸变率小于2%, 输入功率因数PF=0.99, 并从电网中吸收纯正弦波形。满载和部分负载情况下谐波量可忽略, 性能恒定。

4.6 精确地并联系统性能:可并联不间断电源模块, 实现真正的沉余, 借助RPA, 无需使用外部电子装置或开关控制并联系统中的UPS模块, 系统中的UPS模块之一随机担任主导角色, 其他UPS模块可以访问所以控制参数。如果一个UPS无法运行, 负载将在其他UPS之间自动重新分配。如果主导UPS无法运行, 其他UPS将自动接管主导角色。RPA系统设计为不存在单点故障, 确保关键负载获得最高级电源保护。

5 UPS电源的有效管理

5.1 UPS的防反灌技术

为了避免旁路输入端在没有市电或市电断电的情况下还存有高压的现象, 保证人身安全而采用UPS的旁路反灌保护电路。包括反灌电流检测电路、反灌电流采样电路和旁路反灌保护驱动电路等的应用。反灌电流检测电路设有电流互感器和假负载一、假负载二和假负载三。假负载一连接在UPS旁路的空开第一相输出端与UPS系统主路的中线之间, 假负载二连接在UPS旁路的空开第二相输出端与UPS系统主路的中线之间, 假负载三连接在UPS旁路的空开第三相输出端与UPS系统主路的中线之间。电流互感器的两端与旁路开关输出端和旁路的晶闸管相连接, 电流互感器的输出端与防反灌电流采样电路的输出端相连接, 从而实现在市电消失后, 旁路输入端仍有高压存在的现象, 最终实现保护人身安全的作用。

5.2 应用在UPS上的NMC技术

随着UPS在供电系统中的广泛应用, 大多数UPS电源及其蓄电池都是免维护的。而正因为是免维护的, 才需要通过网络管理技术对UPS电源进行远程监控、管理, 从而避免值班人员在UPS电源机房现场巡机、手动操作控制设备, 最终实现"无人值班, 有人留守"的工作模式。那么如何实现对UPS电源状态的实时查询、故障的声光报警呢?

容量较大的UPS均配备有NMC卡, 也可以单独配置。安装有NMC卡的UPS通过网络交换机与安装有管理软件的远端管理终端相连接, 登陆管理软件通过身份验证后便可远程控制机房内的UPS电源。功能强大的NMC卡可以扩展接入多个传感器, 实现门禁、红外线入侵检测, 甚至可以实现烟感、漏水检测和环境温湿度检测等功能。此类NMC卡的技术特点如下:

(1) 支持TCP/IP协议, 一般通过RJ45网线与交换机连接

(2) 支持80端口, 采用B/S方式, 通过安装有管理软件的终端便可查询运行状态, 进行远程管理。

(3) 支持简单网络管理协议, 可支持多个NMC卡用于多功能模块的选取。

(4) 如果网络中存在GPS校时系统, 可以自动进行校时。

(5) 可以通过多个指示灯, 了解设备实时运行状态。

总之, 采用IGBT技术的UPS电源在使用效率、节约能源、保护负载等方面都比传统的UPS有很大的提升, 是未来UPS发展的趋势;在日常维护和检修工作中注意UPS对环境的要求及使用注意事项有利于提高其使用寿命, 降低维护成本。

摘要：随着新技术发展对供电质量需求的不断提高, UPS经历了多次技术变革, 特别是将IGBT技术应用于UPS领域, 使UPS发生了一次巨大的变革, 使得整机性能发生了非常大的变化, 并为下阶段的发展打下了坚实的基础。

IGBT技术 第4篇

近十年来,绝缘栅双极型晶体管(IGBT)从芯片设计、工艺、测试到器件封装技术等方面都取得了重大进步,器件的参数和整体性能得到显著提高。目前,IGBT最高水平达到6 500V/650A和3 300V/2 000 A。 实验室电压、电流水平更是分别达到8 000V和3 800A。各类采用IGBT的电力电子装置也从实验示范实现了规模化和产业化。

随着中国电网发展,特别是以风电和太阳能发电为代表的可再生能源的快速发展,极大地推动电网新技术的应用规模和发展进程。以柔性直流输电为代表的新一代输电技术,将成为促进IGBT在电力系统中应用加速的首要驱动力,高压、大容量、低损耗、安全工作区域大将成为IGBT主要发展方向。提高IGBT的容量,需要解决由于电压电流提升给IGBT芯片制造及封装带来的难题,目前国内的主要器件生产厂家针对高压大电流等级的IGBT都正在开展研发,有望在未来几年内投入商业使用,以期实现IGBT国产化。

1 IGBT技术发展演进

IGBT自20世纪80 年代发明以来,其表面结构(金属氧化物半导体(MOS))和体结构(耐压层和集电区)都经历了一系列的相对独立的发展和改进。从表面MOS结构上讲,主要经历了从平面栅到沟槽栅的改进,以及由简单P阱向N阱包围P阱形成空穴阻挡层的演变,如图1 所示。图中,E和G分别为IGBT的发射极和栅极。

沟槽栅结构借鉴了大规模集成电路(LSI)工艺中的硅干法刻蚀技术,实现了在通态电压和关断时间之间的优化。元胞结构则采用了更先进的宽元胞间距的设计及空穴阻挡层。典型的例子包括日立半导体的HiGT、三菱半导体的CSTBT芯片和ABB公司的EP工艺等技术。

从体结构上讲,IGBT经历了由非透明集电区穿通型IGBT(PT-IGBT)到透明集电区非穿通IGBT(NPT-IGBT),再到透明集电区PT-IGBT的演变,如图2所示。图中,C为IGBT集电极。

穿通技术载流子注入系数较高,但由于它要求对少数载流子寿命进行控制,致使其输运效率变坏;非穿通技术无需对少数载流子寿命进行杀伤就可有很好的输运效率,但载流子注入系数比较低。因此非穿通技术被新的含有缓冲层的新型体结构所代替。这种IGBT现在被不同的供应商命名,如英飞凌公司命名其为场中止IGBT(FS-IGBT),ABB公司命名其为软穿通(SPT),但其基本原理是一致的。目前,科学家又在开展具有“反向阻断型”(逆阻型)功能或具有“反向导通型”(逆导型)功能的新概念IGBT的研究,以使IGBT的性能进一步优化。IGBT发展历程中的重要成果如附录A表A1 所示[1,2]。

结合图2和附录A表A1可以看出,目前国外IGBT技术已经从PT,NPT发展至第三代FS-PT,比较成熟,且根据不同的应用推出电压等级在600~6 500V的分立器件及模块。

近年来,国内IGBT科研与产业化有了飞速的发展[3,4]。特别是用于电磁炉、家用电器等的小功率IGBT已开始量产。1 200V及以上电压等级的大功率IGBT的研究和试用也有了较大的进展。如用于变频焊机的1 200VIGBT已开始试用[3,4]。特别是,原中国北车从ABB引进封装线,具有封装1 200~6 500V的IGBT模块的能力;原中国南车成功收购英国丹尼斯公司,并投产8 英寸(20.32cm)IGBT芯片生产线;国家电网公司全球能源互联网研究院已成功研制出1 200,1 700 和3 300V系列化IGBT芯片并开展面向智能电网应用的封装技术研究。 可以预见,高电压、大功率IGBT器件及其应用核心技术的完全国产化指日可待。

2 IGBT在柔性直流输电中的应用

随着IGBT的快速发展,大大推动了直流输电的发展,出现了以电压源换流器(VSC)和IGBT为基础的柔性直流输电技术。柔性直流输电技术可用于可再生能源并网、分布式发电并网、孤岛供电、大型城市电网供电等方面[5,6]。特别是在风力发电并网、海上平台供电和大型城市电网供电方面,柔性直流输电系统的综合优势更加明显。国家能源局指出,“十二五”期间要重点解决大型风电等可再生能源基地并网的瓶颈问题。为解决新能源并网问题,世界各国进行了多种尝试。专家表示,柔性直流输电是保证新能源接入的最好方式之一[7]。

2006年,国内开始研发柔性直流输电系统;2011年,中国自主研发的上海南汇风电场柔性直流输电工程投入运行;2013年,南澳多端柔性直流输电工程投入运行,舟山多端柔性直流输电工程即将运行。柔性直流输电技术凭借其优异的技术特点大有替传统直流之势,成为未来直流输电的发展方向,目前正朝着更高电压、更大容量、多端化、网络化方向发展。而作为柔性输电的核心设备,高压大功率电压源型换流阀目前有3种拓扑:基于IGBT器件直接串联的电压源型换流阀、基于换流单元串联的模块化多电平电压源型换流阀和基于压接型IGBT器件串联与换流单元串联相结合的电压源型换流阀[8,9,10]。IGBT在不同换流阀拓扑中的应用及不同拓扑对IGBT特性的需求如下。

1)两电平

两电平电压源换流器采取串联压接式IGBT如图3所示,具有结构简单、易于工程实施与组装的优点,同时结构上的简洁也带来整体系统可靠性的提高,两电平电路拓扑是最常见的电路拓扑结构。但是,由于直流侧电压较高,需要多个IGBT串联,对IGBT模块串联均压提出了考验,因此要求IGBT参数一致性好,保证模块的串联均压。同时,为降低器件串联难度,对器件耐压水平也提出了较高要求。此外,压接式封装的短路模式更利于器件串联。

2)模块化多电平换流器

模块化多电平换流器(MMC)是通过一系列结构相同的子单元SM(半桥或全桥形式)级联而成的,如图4所示。与基于IGBT串联阀的两电平或三电平换流器相比,MMC避开了IGBT串联动态均压控制的难点,其具有模块化特性,易于扩展电压、容量,开关频率与损耗较低。因此,在MMC拓扑中,宜采用低通态损耗的IGBT芯片。上海南汇柔性直流输电示范工程两端换流站均采用49电平的模块化多电平拓扑结构[11],该拓扑已经在工业界取得了较高的认可度。但是其开关器件数目增加一倍(全桥增加两倍),控制系统复杂性大幅提高,同时子模块电容电压间的平衡控制也较难[9,10]。

3)级联两电平

2010年ABB公司提出了一种新的多电平电压源换流器拓扑———级联两电平(CTL),其典型拓扑如图5所示。其核心思路为:①使用压接式的具有短路失效模式的IGBT以提高子模块可靠性、简化子模块硬件设计;②使IGBT阀级控制较简单。级联两电平VSC结合了模块化多电平技术和IGBT串联技术,具有模块化特性,易于扩展电压和容量,开关频率低,损耗小,电平数少,控制保护系统简单,尤其适用于更高电压等级(±320kV)且更大容量的柔性直流输电应用场合。

3 IGBT未来发展

随着大规模新能源发电与并网技术、大规模储能技术、超远距离超大规模输电技术的发展,对柔性直流输电装备的电压、功率容量和可靠性提出了更高的要求。为适应未来直流电网发展,其对IGBT提出了更高电压和更大容量的需求。未来IGBT还将在现有最高电压(6 500V)和电流(2 000A)的基础上,向更高电压(8 000V)和电流(3 000 A至4 000A)的方向发展。同时,封装形式上,还要适应高电压、大电流的需要,并进行创新[7]。

为满足未来电网的需求,科研人员将对IGBT的结构、工艺、封装不断进行探索,预计将呈现以下几个方面的发展趋势。

1)新结构的探索。在P集电区内合理设置N型短路点,结合局域寿命控制或P阱掺杂优化,形成内集成快恢复反并联二极管,从而制造出逆导IGBT(RC-IGBT)或双模式IGBT(BiGT),使其在给定的封装尺寸内实现更大的电流容量和功率容量。

2)半超结IGBT的探索。半超结是超结结构的一种变化,通过对P注、N注(二者掺杂浓度可高出常规N-层两个数量级)和N-区的合理配置,宇宙射线诱生失效率可以有1至2个数量级的降低。同时,该结构还可以抗动态雪崩,改善通态压降和关断损耗,并且其所需工艺技术并不困难。此外,将半超结用于逆导IGBT结构时,还可以有效地减轻输出特性曲线的回跳(snapback)现象。

3)更高的工作温度。当前部分器件的最高工作温度已提高到175℃。将工作温度提高到200℃的可能性正在探索之中。

4)更合适的封装形式。 目前常见的焊接式IGBT模块,这种封装形式采用单面散热,器件的功率发挥受到限制,不易串并联、耐盐雾差、耐振动冲击和热疲劳性能差。新型平板全压接大功率IGBT器件不仅彻底解决了焊接工艺易产生空洞、焊接材料的热疲劳和单面散热效率低下的难题,还消除了因各种零部件产生的热阻、减小了体积和重量,大大提高了IGBT的工作效率和可靠性,非常适宜于未来柔性直流输电系统对换流阀器件的大功率、高电压、高可靠性要求,新型平板全压接大功率IGBT器件将在柔性直流输电系统中广泛替代焊接式IGBT模块。

另外,新材料的应用也将不断成熟,掺砷缓冲层IGBT以及碳化硅IGBT将成为未来IGBT的重要发展方向,以促使产品更加适应高频、高压以及高功率的应用。目前以碳化硅为代表的宽禁带半导体器件方兴未艾。与传统硅器件相比,碳化硅器件具有如下优势。

1)碳化硅器件耐压等级高,目前已有15kV的碳化硅IGBT的报道,最高耐压可到24kV[12],这将大大减少直流输电换流阀中器件的串联数量,它可解决6.5kV硅IGBT在该应用中存在的串联器件多、效率低和频率低的问题。

2)碳化硅器件具有优异的开关性能,其开关时间只有相同电压等级的同类硅器件的数十分之一,可大大提高器件开关频率。

3)碳化硅器件导通电阻只有硅器件的数十分之一,可大幅度降低导通损耗。

4)碳化硅器件热导率高,具备耐高温特性,目前已报道的最高器件结温可到300 ℃,能够大幅降低辅助电路及设备的功率损耗,降低冷却需要。

文献[13]中,利用Silvaco-TCAD设计了40kV碳化硅晶闸管,并在6脉动换流器基础上计算了基于碳化硅晶闸管与硅晶闸管的换流阀损耗。研究结果表明,如果在±800kV,5 000A直流工程采用碳化硅晶闸管串联的直流换流阀替代硅换流阀,单级200kV的换流阀需采用67只硅晶闸管,而碳化硅器件只需采用12只,且系统结构设计和控制设计简单,可靠性高。由于开关速度快,可以降低输出端谐波,减少37%至41%的能量损耗。由于发热量小,可以大大降低对冷却设备的要求,减小系统体积,降低工程造价。同样,若在VSC中使用碳化硅IGBT器件,其损耗大约会降低40% 以上,为柔性直流输电带来巨大的经济效益。此外,文献[14-16]报道了SiC IGBT在固态变压器及断路器中的应用,高压SiC IGBT技术的突破,有望在高压直流输电的发展中发挥更大作用。

碳化硅IGBT在柔性直流输电系统中的应用,相应的其封装材料的耐热和绝缘大幅改进,进而突破器件的容量限制,进一步提高输电容量及适用电压等级,降低输电损耗,为柔性直流输电的应用拓展带来新的机遇[12,17,18]。

4 结语

IGBT是目前电力电子领域中,最具有优势的功率器件之一,从问世到现在的二十多年,IGBT在电压、电流、开关损耗等静态和动态参数指标的不断提高,工艺和可靠性技术的不断成熟,为其在柔性直流输电的应用创造了条件,为系统输送能力的提高、电网运行稳定、新能源并网等提供了可能。除此之外,随着电力系统自身的快速发展和器件技术的进步,科学家提出了“直流电网、直流微网和直流用电”等新概念,而这些新概念的完善和技术实现,需要更加高性能IGBT技术的支持。

IGBT技术 第5篇

IGBT器件作为电压控制型器件, 具有容量大、损耗小、易于控制等优点, 可使换流器拓扑结构更加简单、损耗更小, 因此成为高压柔性直流输电领域核心器件。近年来, 我国长距离高压柔性直流输电领域发展迅猛, IGBT器件也因此具备十分广阔的应用前景。

长期以来, IGBT的核心技术和产业大多为欧美和半导体厂商所垄断, 国内企业对该产品的研发大多处于起步阶段。此前, 国家智能电网项目所需IGBT模块全部采用德国英飞凌、瑞士ABB等公司产品。在此次竞标中, 该公司与国外企业在同一技术平台竞标, 以品牌展示“话语权”, 力压国际知名半导体厂商, 成功中标该项目, 迈出了我国IGBT国产化进程中的关键一步。

仅仅四年时间, 该公司通过战略布局, 吸纳国际优势研发资源, 技术自主攻关, 17类产品已处于国际领先水平并填补国内多项空白。目前, 该公司具备年产6种等级IGBT器件10万只的能力, 可满足智能电网、铁路机车、风力发电、光伏发电、电动汽车等应用领域对IGBT器件的广泛需求。

IGBT技术 第6篇

绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 自20世纪80年代问世以来, 因其具有输入阻抗高、开关速度快、通态压降低、阻断电压高、承受电流大等优点, 在电力电子领域得到了广泛的应用。虽然国内外许多大型半导体器件生产厂家都投入了大量的人力物力开发和研制新型高压IGBT器件[1,2,3,4], 但目前IGBT单管的电压、电流容量还非常有限;单个IGBT由于耐压的限制, 在新能源发电并网、电能质量改善、柔性直流输电、高压变频器、静止同步补偿器及有源电力滤波器等高压大功率电能变换场合还不能满足需求[5,6]。

将耐压等级低的多个IGBT进行串联使用, 可有效解决单个IGBT耐压等级低的缺陷, 且成本较低, 受到了广泛关注[7,8,9,10,11,12,13,14]。据测算, 采用IGBT直接串联方案制备电压源换流器 (VSC) [15,16]、静止无功补偿器[17]、高压变频器等装置, 成本上可降低40%左右, 具有良好的经济效益。ABB公司采用IGBT直接串联方式已经建成了多条柔性直流输电线路, 并已成功运行多年, 显示了良好的示范效应。

IGBT的串联使用需要解决一系列综合问题, 其难点在于运行中的动静态均压, 以及过电流后的微秒级检测与同步关断[7,8,9,10,11,12,13,14]。针对上述问题, 尤其是动态均压问题, 研究人员开展了广泛的研究。总的来看, 串联IGBT的均压控制方法可以分为无源缓冲法[6,18]、驱动耦合平衡法[19]、有源电压钳位法[20]和栅极主动控制法[7]等4类。无源缓冲电路结构简单, 设计也相对容易, 但其均压控制精度较差, 一般适应于工作频率和功率等级不高的场合。驱动耦合平衡法仅对由驱动信号不一致产生的电压不均衡有较好的抑制效果, 对由器件参数分散性引起的电压不均衡没有控制效果。有源电压钳位法的电压调节灵敏度较高, 但栅极电压有可能会过调节或连续调节产生振荡, 造成系统的不稳定, 甚至导致上下阀臂直通短路。栅极主动控制法在均压控制时调节精度高, 但存在电路成本较高, 结构复杂的缺点。

为满足高压大功率的要求, 在研究IGBT串联技术时, 必须突破现有技术的缺陷, 在实现串联动静态均压的同时还需要具备结构简单、可靠性高、电路功耗低等特点, 为此本文在现有4类均压技术的基础上进行改进, 结合有源电压控制 (active voltage control, AVC) 法和无源缓冲法, 提出一种IGBT综合驱动保护方法, 可对串联IGBT实现均压控制和过流保护;在阐述其工作机理的基础上, 研制了基于IGBT直接串联的换流阀臂脉冲试验系统和三相VSC, 对其串联时的动静态均压性能进行了有效验证。

1 串联IGBT驱动保护单元的设计

要实现IGBT模块的有效串联使用, 需要设计IGBT栅极驱动保护单元 (GDU) , 将GDU安装在每一只IGBT模块上, 依靠GDU上的软硬件电路, 实施合理的控制策略, 实现对IGBT的电压均衡控制和过电流检测保护。

本文设计的GDU的功能框图如图1所示。从功能上划分, 主要分为光通信模块、栅极驱动模块、过流保护模块。光通信模块由一对光纤接头组成, 与阀基电子设备通信, 接收其下发的开关指令, 并向其发送状态信息和过流报警信号。光通信模块功能相对单一, 不是本文讨论的重点。栅极驱动模块除对IGBT栅射极提供栅极电压和电流驱动外, 主要实现对串联IGBT的均压控制。过流保护模块实现对串联IGBT过电流后的微秒级检测与同步关断。以下详细论述栅极驱动模块和过流保护模块的功能。

1.1 栅极驱动模块

此模块对IGBT进行动静态均压控制和栅极电压、电流驱动, 主要采用AVC方法[7], 通过引入两重闭环反馈, 使IGBT开关过程中集射级电压Vce始终跟随设定的参考电压波形, 从而实现IGBT直接串联工作过程中的电压平衡。

AVC电路由2个闭环控制组成, 如图2所示。外环为参考电压波形与采集到的IGBT集射级电压取样比较, 产生误差信号控制IGBT。当采集到的IGBT端电压高于参考波形中的对应阶段的给定值时, 产生正栅极电压信号开通IGBT;当低于给定值时, 产生负栅极电压信号关断IGBT;通过这种闭环控制使得IGBT集射级电压能快速跟随给定的参考电压波形。此外环控制为AVC的核心部分。在设计此处电路时, 运算放大器 (简称运放) 必须有足够的增益, 否则IGBT不能完全开通或关断;但增益若过大则会影响系统的稳定性, 因此对于系统增益的选择需要折中考虑。由经典控制理论得知, 引入内环和前馈控制能改造被控对象, 改善系统性能。因此, 在外环IGBT端电压反馈控制之后引入栅极电压内环控制可以改善控制系统性能, 降低IGBT开关损耗, 形成级联式AVC驱动电路。框图中内部闭环为栅极电压反馈与第一级运放输出的比较与控制, 其结果经过缓冲电路、功率放大电路及栅极电阻才能到达IGBT栅极输入。

内环控制的作用是提高驱动电路的动态特性, 消除栅极信号与外环输出信号之间的偏差, 加快跟踪速度, 提高AVC的均压效果。如果只有外环控制, 在IGBT截止时, 其端电压采样值与参考波形上限 (图3中的Vmax) 相仿时, 外环常会输出忽高忽低的过度调节信号, 反映在IGBT的C和E两端上即形成振荡。加入内环控制后可以避免出现类似情况, IGBT端电压输出较为平滑, 即使在IGBT恒过压时 (端电压采样值恒大于图3中的Vmax) 也能输出标准的方波。在实际电路设计中, 外环与内环的控制参数主要依靠实验获取;本文中外环与内环的电压增益分别为10倍与22倍。

用于外环控制的参考电压波形Wave1 (见图3) 由FPGA产生, 经过D/A转换后输入至第一级运算放大器的反相输入端。Wave1实际为对阀基电子设备下发的标准IGBT驱动波形做的一种边沿变换, 这种边沿变换后的方波作为IGBT集射级电压工作时的参考依据, 可以延长IGBT开关过程的暂态时间, 有效抑制电压过冲, 利于实现串联IGBT的动态均压。IGBT工作时, 运放的同相输入端接收采集到的IGBT集射级电压取样, 与参考电压波形Wave1进行比较, 并追随该波形, 实现对IGBT集电极电压的控制。为了减少IGBT的开关损耗, 本文将IGBT关断时的上升时间tr和开通时的下降时间tf设置在100~500ns的量级, 在开关损耗与电压过冲之间寻求均衡。

1.2 过流保护模块

此模块通过监测IGBT的Vce来判断IGBT是否发生过流故障, 若发生过流故障, 则该模块产生过流报警信号, 送入FPGA, 结合其他逻辑确认过流有效后经由光通信模块上报至阀基电子设备, 阀基电子设备做出处理, 对串联阀臂中的全部GDU同时发出关断指令。整个电路检测、逻辑确认、信号上报、指令下发并同步关断串联IGBT的过程小于10μs, 能够实现引言中所述的过电流后的微秒级检测与同步关断。

IGBT的饱和压降Vcesat与流过IGBT的电流Ic相关, 随着Ic的增加, Vcesat也将上升, 因此根据IGBT产品手册上的Ic-Vce曲线能够准确地设计IGBT的过流关断动作点。过流保护模块的具体原理如图4所示。

图中比较器的反相输入端接参考电平Vref, 该参考电平由外围电路配置产生;比较器的正相输入端接过流监测电压Vdetect;由于是恒流源充电, 当电容C充满电后, 电流I全部流向电阻R和二极管D。由图中可知:

式中:Vf为二极管D正向导通压降。

当流过IGBT的电流Ic增加时, Vcesat将上升, 根据式 (1) 可知Vdetect也将上升;通过合理的参数设置, 保证当IGBT发生过流时, Vdetect大于参考电平Vref, 则比较器输出高电平, 过流信号有效。

2 无源缓冲电路参数计算

2.1 静态均压电阻的选取

仅靠AVC技术, 还不足以完全实现IGBT串联工作时的电压均衡。本文还结合了静态均压电阻和动态电阻电容二极管 (RCD) 缓冲技术, 共同提升均压效果。以下先分析静态均压电阻的选取方法。

在图5所示静态均压电路中, 有4只IGBT串联, 每只IGBT并联一个阻值为R的静态均压电阻。由于生产工艺的原因, 每只IGBT的等效漏电阻不可能完全相同, 即串联回路中每只IGBT的漏电流不尽相同。设其中IGBT1的漏电流IC1最小, 则其漏电阻最大, 对应的流过其均压电阻R上的电流为I1;为简便计算, 设其他3只IGBT的漏电流IC2=IC3=IC4, 则对应的流过均压电阻上的电流I2=I3=I4。

由I1+IC1=I2+IC2=I3+IC3=I4+IC4可知, 由于IC1最小, 则I1最大, 设I1=Imax, 因此设I2=I3=I4=Imin。IGBT1漏电流和其余各只IGBT的漏电流之差为:

IGBT1在关断状态下承受的静态电压最高, 其余各只IGBT承受的静态电压相同, 其值小于IGBT1所承受的电压V1。IGBT1承受的电压为:

串联电路的总电压为:

式中保留4-1而不写成3, 是因为4为串联IGBT的个数, 如计算n只IGBT串联, 此处应为n-1。

由式 (2) 式 (4) 可以得到:

则静态均压电阻的阻值与功率的选择范围为:

如果考虑4只IGBT串联承受3 000V电压, 且考虑20%的极限电压不均衡, 则此时V1=750V (1+20%) =900 V, ΔIC取极限情况为1mA, 则

通过查询英飞凌产品技术手册, 可以得到FZ600R17KE4型IGBT的等效漏电阻为1.7 MΩ, 若按照式 (9) 中得到的200kΩ量级选取并联静态均压电阻, 由于阻值上相差一个量级, 并联后的等效阻抗基本由静态均压电阻决定。因此, 在IGBT串联使用时, 按照式 (9) 的计算结果选取静态均压电阻可以有效消除由于IGBT自身器件离散性带来的静态不均压。

2.2 动态均压电阻和电容的选取

前文已介绍, 本文除了使用AVC技术之外, 还选用了无源RCD技术与之配合, 共同实现IGBT串联动态均压。二极管D选用快速二极管, 下面分析缓冲电容Cs和缓冲电阻Rs的选取方法。

缓冲电容Cs的选取[21]遵从如下公式:

式中:Ls为主电路的寄生电感;I0为IGBT关断时的集电极电流;VCEP为缓冲电容器电压的最终到达值;Ed为IGBT关断时的稳定工作电压。

缓冲电阻Rs的选取原则是:在IGBT下一次关断动作之前, 将存储在缓冲电容中的90%电荷释放掉, 即

式中:f为工作频率, 本文选定为1 350Hz。

缓冲电阻Rs的损耗和电阻值无关, 可由下式确定:

设工作时主回路的寄生电感Ls为1μH, I0选为300A, VCEP设为1 100V, Ed为750V, 则

按照式 (14) 和式 (15) 的结果选择缓冲电容Cs与缓冲电阻Rs, 当IGBT以1 350 Hz的频率工作时, 缓冲电容Cs的等效阻抗为:

RCD回路的等效阻抗为 (441-j162) Ω, 远小于FZ600R17KE4型IGBT的等效漏电阻1.7 MΩ, 因此在IGBT串联使用时, 在1 350Hz的工作频率下, IGBT与RCD并联后的等效阻抗由RCD回路决定;按照式 (14) 和式 (15) 的结果选择缓冲电容Cs与缓冲电阻Rs可以有效消除由于IGBT自身器件离散性带来的动态不均压。

3 运行试验

依照前文介绍的AVC原理及动静态均压电路选取结果, 本小节对均压效果进行了仿真研究;并将4只英飞凌FZ600R17KE4型IGBT模块串联起来, 研制了一套IGBT串联阀臂, 进行了脉冲试验。详细仿真和脉冲试验结果参见附录A。仿真和脉冲试验结果表明, 基于本文参数研制的串联均压回路能够很好地实现IGBT模块的动静态均压。

在脉冲试验的基础上, 本文又研制了一套三相两电平VSC样机, 并进行了整流与逆变试验。换流器设计参数为3kV, 600kVA, 运行负载为阻性和感性负载。整个换流阀由6个阀臂组成, 每个阀臂由4只英飞凌FZ600R17KE4型IGBT模块直接串联构成。VSC样机照片参见附录B图B1。逆变试验运行结果参见附录B图B2。图B2 (a) 测量了两路GDU上的参考电压波形 (即图3中Wave1的实际测量结果) 和栅射极驱动脉冲Vge波形:图中方幅值较低, 边沿较陡的为参考电压波形;下方幅值较高, 边沿较缓的为Vge波形。由于参考电压波形是IGBT的Vce的跟踪对象, 所以与Vge波形在逻辑上反相, 从附录B图B2 (a) 中可以清晰地看到二者的关系。附录B图B2 (b) 和 (c) 分别从下降沿和上升沿的角度测量了4只IGBT的Vge波形的同步性。从这2张图中可以看出, 4组Vge波形在稳态、下降沿以及上升沿都几乎完全重合, 说明不管IGBT在关断、开通还是状态切换时, 4只IGBT的Vge波形的延时误差都小于100ns, 做到了驱动信号的同步, 能够确保不会由于驱动信号延时产生动态不均压。附录B图B2 (d) 测量了3只IGBT的Vce端电压与逆变后的交流电流值, 从图中可以看出, 每只IGBT均压750V, 电压波形稳定且重合。逆变后正弦电流波形的有效值为204A。经过30 min的运行测试, 每个阀臂散热基板的温度控制在60℃左右, 各个IGBT均压良好, 输出电流稳定, 实现了可靠的产品级IGBT串联应用。

4 结语

IGBT直接串联的最大技术难点是电压不均衡引起器件损坏, 以及在阀臂发生过电流时如何快速检测并可靠地同步关断阀臂。本文结合AVC法和无源缓冲法, 提出一种IGBT综合驱动保护方法, 可对串联IGBT模块实现均压控制和过电流保护。在阐述其工作机理的基础上进行了脉冲试验, 对其串联均压性能进行了验证, 并且研制了一套三相VSC样机, 并进行了3kV, 600kVA的整流与逆变试验。试验结果表明, 该IGBT综合驱动保护方法能够保证串联回路中每只IGBT模块动静态电压分配均匀, 并可靠吸收回路中可能出现的di/dt过冲, 同时对可能出现的阀臂直通故障提供可靠关断保障, 实现串联阀组的长时间稳定运行。

本文设计的IGBT串联综合驱动保护方法具有电路简单可靠、AVC和无源缓冲双重保障、回路损耗和均压性能相对平衡等优点, 具有较高的工程实用价值。利用该技术设计基于IGBT直接串联的高压大功率换流阀, 能够以较低的成本和较高的稳定性应用于柔性直流输电、静止无功发生器及有源电力滤波器等高压大功率电能变换场合。

附录见本刊网络版 (http://aeps.sgepri.sgcc.com.cn/aeps/ch/index.aspx) 。

摘要：单个绝缘栅双极型晶体管 (IGBT) 由于耐压的限制, 在节能和改善电网电能质量、柔性直流输电、高压变频器、静止同步补偿器, 以及有源电力滤波器等高压大功率电能变换场合还不能满足需求, 而串联使用是一种较好的解决方案, 但IGBT的串联使用需要解决一系列综合问题。文中结合有源电压控制 (AVC) 和无源电阻电容二极管 (RCD) 均压技术, 从栅极驱动模块、参考电压波形、过流保护模块、无源缓冲电路参数计算等方面系统地描述了串联IGBT均压的综合解决方案。在此基础上研制了由4只IGBT模块串联组成的阀臂, 并进行了脉冲试验, 脉冲放电过程中阀臂中的每只IGBT均压稳定, 电压过冲小于5%。在此基础上研制了一套3kV, 600kVA的三相电压源换流器 (VSC) 样机, 稳定地进行了额定功率的整流与逆变运行, 验证了该IGBT模块直接串联技术的有效性与实用性。

一种IGBT驱动电路的设计 第7篇

1 IGBT的工作特性

IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。当栅极施以正电压时,MOSFET内形成沟道,并为PNP晶体管提供基极电流,从而使IGBT导通。此时从N+区注入到N-区的空穴(少子)对N-区进行电导调制,减小N区的电阻Rdr,使阻断电压高的IGBT也具有低的通态压降。当栅极上施以负电压时,MOSFET内的沟道消失,PNP晶体管的基极电流被切断,IGBT即被关断。

在IGBT导通之后,若将栅极电压突然降至零,则沟道消失,通过沟道的电子电流为零,使集电极电流有所下降,但由于N-区中注入了大量的电子和空穴对,因而集电极电流不会马上为零,而出现一个拖尾时间[2]。

2 驱动电路的设计

2.1 IGBT器件型号选择

1)IGBT承受的正反向峰值电压

考虑到2~2.5倍的安全系数,可选IGBT的电压为1 200 V。

2)IGBT导通时承受的峰值电流

额定电流按380 V供电电压、额定功率30 k VA容量算。选用的IGBT型号为SEMIKRON公司的SKM400GA128D。

2.2 IGBT驱动电路的设计要求

对于大功率IGBT,选择驱动电路基于以下的参数要求:器件关断偏置、门极电荷、耐固性和电源情况等。门极电路的正偏压VGE、负偏压-VGE和门极电阻RG的大小,对IGBT的通态压降、开关时间、开关损耗、承受短路能力以及dv/dt电流等参数有不同程度的影响。门极驱动条件与器件特性的关系见表1。栅极正电压VGE的变化对IGBT的开通特性、负载短路能力和d VCE/dt电流有较大影响,而门极负偏压则对关断特性的影响比较大。在门极电路的设计中,还要注意开通特性、负载短路能力和由d VCE/dt电流引起的误触发等问题(见表1)。

由于IGBT的开关特性和安全工作区随着栅极驱动电路的变化而变化,因而驱动电路性能的好坏将直接影响IGBT能否正常工作。为使IGBT能可靠工作,IGBT对其驱动电路提出了以下要求[3,4]。

1)向IGBT提供适当的正向栅压,并且在IG-BT导通后,栅极驱动电路提供给IGBT的驱动电压和电流要有足够的幅度,使IGBT的功率输出级总处于饱和状态。瞬时过载时,栅极驱动电路提供的驱动功率要足以保证IGBT不退出饱和区。IGBT导通后的管压降与所加栅源电压有关,在漏源电流一定的情况下,VGE越高,VDS就越低,器件的导通损耗就越小,这有利于充分发挥管子的工作能力。但是,VGE并非越高越好,一般不允许超过20 V,原因是一旦发生过流或短路,栅压越高,则电流幅值越高,IGBT损坏的可能性就越大。通常,综合考虑取+15 V为宜。

2)能向IGBT提供足够的反向栅压。在IGBT关断期间,由于电路中其他部分的工作,会在栅极电路中产生一些高频振荡信号,这些信号轻则会使本该截止的IGBT处于微通状态,增加管子的功耗,重则将使调压电路处于短路直通状态。因此,最好给处于截止状态的IGBT加一反向栅压(幅值一般为5~15 V),使IGBT在栅极出现开关噪声时仍能可靠截止。

3)具有栅极电压限幅电路,保护栅极不被击穿。IGBT栅极极限电压一般为±20 V,驱动信号超出此范围就可能破坏栅极。

4)由于IGBT多用于高压场合,要求有足够的输入、输出电隔离能力。所以驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离,一般采用高速光耦合隔离或变压器耦合隔离。

5)IGBT的栅极驱动电路应尽可能的简单、实用,应具有IGBT的完整保护功能,很强的抗干扰能力,且输出阻抗应尽可能的低。

2.3 驱动电路的设计

隔离驱动产品大部分是使用光电耦合器来隔离输入的驱动信号和被驱动的绝缘栅,采用厚膜或PCB工艺支撑,部分阻容元件由引脚接入。这种产品主要用于IGBT的驱动,因IGBT具有电流拖尾效应,所以光耦驱动器无一例外都是负压关断。

M57962L是日本三菱电气公司为驱动IGBT设计的厚膜集成电路,实质是隔离型放大器,采用光电耦合方法实现输入与输出的电气隔离,隔离电压高达2 500 V,并配置了短路/过载保护电路。M57962L可分别驱动600 V/200 A和600 V/400 A级IGBT模块,具有很高的性价比。本次课题设计中选用的IGBT最大电流400 A考虑其他隔离要求及保护措施,选用了M57962L设计了一种IGBT驱动电路。

图1为M57962L内部结构框图,采用光耦实现电气隔离,光耦是快速型的,适合高频开关运行,光耦的原边已串联限流电阻(约185Ω),可将5 V的电压直接加到输入侧。它采用双电源驱动结构,内部集成有2 500 V高隔离电压的光耦合器和过电流保护电路、过电流保护输出信号端子和与TTL电平相兼容的输入接口,驱动电信号延迟最大为1.5 us。

当单独用M57962L来驱动IGBT时,有三点是应该考虑的。首先,驱动器的最大电流变化率应设置在最小的RG电阻的限制范围内,因为对许多IG-BT来讲,使用的RG偏大时,会增大td(on)(导通延迟时间),td(off)(截止延迟时间),tr(上升时间)和开关损耗,在高频应用(超过5 k Hz)时,这种损耗应尽量避免。另外,驱动器本身的损耗也必须考虑,如果驱动器本身损耗过大,会引起驱动器过热,致使其损坏。最后,当M57962L被用在驱动大容量的IGBT时,它的慢关断将会增大损耗,引起这种现象的原因是通过IGBT的Cres(反向传输电容)流到M57962L栅极的电流不能被驱动器吸收,它的阻抗不是足够低,这种慢关断时间将变得更慢和要求更大的缓冲电容器。

应用M57962L设计的驱动电路见图2。

电源去耦电容C2~C7采用铝电解电容器,容量为100μF/50 V,R1阻值取1 kΩ,R2阻值取1.5kΩ,R3取5.1 kΩ,电源采用正负15 V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚,逻辑控制信号IN经13脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1 V,Z2为18V,Z3为30 V,防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路,二极管采用快恢复的FR107管。

2.4 栅极驱动电阻的选择

使用M57962L,必须选择合适的驱动电阻。为了改善栅极控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡,减小集电极电流的上升率(dic/dt),需要在栅极回路中串联电阻RG,若栅极电阻过大,则IGBT的开通与关断能耗均增加;若栅极电阻过小则使dic/dt过大可能引发IGBT的误导通,同时RG上的能耗也有所增加。所以选择驱动电阻阻值时,要综合考虑这两方面的因素,并防止输出电流IOP超过极限值5 A,RG的选取可以依据公式

对大功率的IGBT模块来说,RGMIN数值一般按下式计算:

这是因为对于大功率的IGBT模块,为了平衡模块内部栅极驱动和防止内部的振荡,模块内部的各个开关器件都会包含有栅极电阻器RG(INT),RG(INT)数值视模块种类不同而不同,一般在0.75~3Ω之间,而f的数值则依靠栅极驱动电路的寄生电感和驱动器的开关速度来决定,所以获得RGMIN的最佳办法就是在改变RG时监测IOP,当IOP达到最大值时,RG达到极限值R[5]GMIN。

但在使用中应注意,RG不能按前面的公式计算,而要略大于RGMIN。如果RG过小会造成IGBT栅极注入电流过大,使IGBT饱和,无法关断,即在驱动脉冲过去的一段时间内IGBT仍然导通。

本设计中要驱动IGBT为大电流的功率器件,所以在选择RG时综合上述的要求,选取RG为3.5Ω。

3 结束语

本设计电路已经成功应用在助航灯恒流调光器电源中,取得较好的实用效果。

摘要：IGBT具有开关速度快、栅极驱动电流小、驱动功率大等特点得到广泛应用。针对IGBT驱动的实际要求,介绍了IGBT工作特性,并利用M57962L设计出一种适用的IGBT驱动电路。

关键词：IGBT,M57962L,驱动电路

参考文献

[1]亢宝位.IGBT的发展概述[J].电力电子,2006(5):10-15.

[2]吴彦龙.10kV高压变频器中IGBT串联均压的研究[D].沈阳:沈阳工业大学,2005.

[3]尹海,李思海,张光东.IGBT驱动电路性能分析[J].电力电子技术,1998(3):86-89.

[4]付永生.IGBT栅极驱动电路的特性分析和应用[J].电气开关,2005(4):40-43.