多控制区范文

多控制区范文（精选12篇）

多控制区 第1篇

关键词：自动发电控制,多区域控制,多目标控制,稳定断面

0 引言

自动发电控制 (AGC) [1,2]是电力系统能量管理系统 (EMS) 中的重要控制功能。传统的AGC在控制机组出力时, 只考虑系统频率和对外联络线的交换功率。随着电网规模的日益扩大, 电网运行方式发生了重大改变, 控制区域内稳定断面潮流以及确保电网安全运行的重要性日益凸显。部分地区由于电源与负荷分布的不平衡, 存在输送功率瓶颈, 如何既能充分利用稳定断面的传输能力、又能满足其安全约束是AGC面临的重大难题。

传统的AGC为单一控制区, 难以实现稳定断面的潮流控制。文献[3]提出将AGC与安全约束调度 (SCD) 相结合, 构成闭环控制系统, 实现稳定断面越限的预防和校正控制。该方法可以有效地控制稳定断面输送功率不超过限值, 但不能最大限度地发挥断面传输能力;另一方面, 该方法完全依赖于状态估计和SCD的结果, 当状态估计不收敛或安全约束调度无解时, 将完全丧失对稳定断面的控制能力。

本文提出一种基于多区域的AGC模型, 在此基础上, 构造基于多区域的多目标协调控制系统, 实现频率、联络线交换功率和稳定断面潮流的多目标协调控制。该系统将整个控制区域划分为主区域和若干分区域, 主区域主要负责控制全网的区域控制偏差 (ACE) , 分区域直接控制其对外联络线构成的稳定断面的输送功率, 从而将稳定断面的潮流约束转换为分区域控制目标, 分区域内部的稳定断面控制则利用基于灵敏度的预防控制来实现。当主区域调节能力不足时, 自动调用分区域调节资源, 在保证稳定断面潮流不越限的情况下, 协助主区域进行全网ACE控制。

1 多区域AGC模型

多区域AGC模型离线人工建立, 如图1所示。

根据控制区电网结构的特点, 考虑实际需要监视的稳定断面, 将控制区划分为若干区域。由图1可知, 断面T1, T2, T3将整个控制区划分为4个相互独立的控制区:主区域、分区域1、分区域2和分区域3。

主区域的边界为整个区域的对外联络线, 分区域的边界为本分区的对外联络线, 即相应的稳定断面。AGC电厂和机组, 按其所属地理位置, 分别归属于主区域和各分区域。

2 主区域AGC的控制目标

主区域AGC的控制目标为电网频率和/或整个区域的对外联络线净交换功率, 在联络线频率偏差控制 (TBC) 模式下, ACE可用下式来描述:

$E{}_{\text{g}\text{l}\text{o}\text{b}\text{a}\text{l}}=10B(f-f{}_0)+{\rm I}-{\rm I}{}_0(1)$

式中:Eglobal为主区域的ACE;B为整个区域的频率偏差系数, 取正值;f为实测频率;f0为额定频率;I为整个区域的实际净交换功率;I0为整个区域的计划净交换功率。

3 分区域AGC的控制目标

分区域AGC可根据需要选取不同的控制目标, 常见的控制目标如下:

1) 本分区域对外联络线构成的稳定断面的输送功率在限值或给定值, 这是最常见的控制目标。如图1所示, 分区域1, 2, 3分别用于控制断面T1, T2, T3的输送功率。参与该分区域控制的机组应承担的出力增量ΔPsubarea用下式表示:

$\text{Δ}{\rm P}{}_{\text{s}\text{u}\text{b}\text{a}\text{r}\text{e}\text{a}}={\rm P}{}_{\text{Τ}0}-{\rm P}{}_{\text{Τ}}(2)$

式中:PT0为稳定断面输送功率的控制目标 (限值或给定值) ;PT为稳定断面的当前实际输送功率。

2) 跟踪分区域超短期负荷预报得到的负荷增量, 实现分区域AGC机组的超前控制[4,5,6]。此时, 参与该分区域控制的机组应承担的出力增量ΔPsubarea′用下式表示:

ΔPsubarea′=C (ΔPL+ΔPT-ΔPGsk) +ΔPM (3)

式中:C为人工干预的系数, 取值范围一般为0～1;ΔPL为未来时刻该分区域预测负荷与当前实际负荷的偏差;ΔPT为未来时刻分断面潮流计划值与当前时刻断面潮流计划值的偏差;ΔPGsk为分区域内部跟踪计划机组未来时刻计划值与当前实际出力的偏差;ΔPM为人工干预分量。

4 主区域AGC与分区域AGC的协调

正常情况下, 主区域AGC能够满足联络线功率及频率的控制要求, 主区域AGC和分区域AGC的控制目标完全独立。但当电网发生较大有功扰动时, 仅依靠主区域AGC机组的调节不足以快速恢复功率缺额, 或主区域AGC机组调节能力不足时, 需要分区域AGC参与调节。

分区域AGC参与主区域AGC的调节实际上是通过自动修改分区域AGC模型来实现的。选择图1中的分区域1参与主区域AGC的调节, 只需将分区域1与原主区域合并在一起 (见图2中的虚线椭圆区域) , 构成新的主区域。

分区域AGC模型调整后, 整个控制区划分成了主区域、分区域2和分区域3这3个区域, 各自的控制目标如上所述。

值得注意的是, 调整分区模型前, 分区域1将断面T1控制在给定计划值附近;调整分区模型后, 断面T1成为新主区域的内部断面, 无需时刻遵循计划值, 但在新主区域AGC调节过程中, 要保证断面T1的输送功率不得超过限值, 其控制方法如第5节所述。

5 区域内部的稳定断面控制

各区域 (包括主区域和分区域, 下同) 内部的稳定断面控制可利用各区域内部机组有功出力相对于稳定断面有功潮流的灵敏度信息进行控制。

假设某区域内部存在若干需要监控的稳定断面, 根据机组对其中重载/越限稳定断面的灵敏度, 将机组分为以下4种类型:①A类:机组对重载/越限稳定断面的灵敏度绝对值都很小;②B类:机组对重载/越限稳定断面的灵敏度有绝对值较大者, 且绝对值较大者都为正值;③C类:机组对重载/越限稳定断面的灵敏度有绝对值较大者, 且绝对值较大者都为负值;④D类:机组对重载/越限稳定断面的灵敏度有绝对值较大者, 其中部分为正值、部分为负值。

根据上述机组的类型, 对相关机组实行限制某一方向 (增出力或减出力) 的调节。对于A类机组, 调节不受限制;对于B类机组, 限制增出力调节;对于C类机组, 限制减出力调节;对于D类机组, 不参与调节。

上述方法仅依赖于机组相对于稳定断面输送功率的灵敏度信息, 工程上实施方便, 既可以防止重载稳定断面进一步加重, 又可以减缓已越限断面的越限程度, 直至消除越限。但要快速消除越限, 还需要利用文献[3]中提出的校正控制。

6 实际应用

本文提出的基于多区域的AGC多目标协调控制系统已于2009年1月在河南电网投入实际运行。

6.1 河南电网的分区模型

目前, 河南电网以网格状500 kV电网为主网架, 220 kV电网分豫北、豫西、豫中东、豫南4个区域开环运行。受省网机组、负荷分布不均衡的影响, 部分稳定断面长期满载或重载, 存在超过稳定极限的危险。如何充分利用这些断面的传输能力, 同时又能满足断面的安全约束, 成为调度部门面临的重大难题。通过实施本文介绍的方法, 将断面潮流约束转换为分区的控制目标, 简单又有效地解决了这一难题。

图3中, 豫西500 kV、豫中东500 kV、豫南500 kV电网组成河南电网的AGC主控制区, 使用TBC模式控制频率及与华中电网之间的联络线交换功率。

豫北500 kV电网组成AGC豫北分控制区, 控制目标为豫北与豫中之间的500 kV稳定断面 (嵩获双线及塔祥双线) 。

为充分利用500 kV联变的传输能力, 220 kV电网内设有若干AGC分控制区用于控制相应联变的下送功率。其中, 豫北220 kV电网设有焦新、安濮鹤2个AGC分控制区, 分别控制获塔联变下送功率及洹仓联变下送功率。豫中东220 kV电网设有郑州、开商2个AGC分控制区, 分别控制郑州和开商联变下送功率。此外, 豫西220 kV电网设有五原AGC分控制区, 控制目标为五原东送断面。豫南220 kV电网设有信阳AGC分控制区, 控制目标为信阳受电断面。

6.2 运行效果分析

该系统在河南电网投运以来, 有效地控制了网内主要断面潮流, 断面潮流波动幅度明显减小, 相关断面传输容量得到了充分利用。投运前后断面利用率比较结果如图4所示。

在提高稳定断面控制质量的同时, 并未影响区域的整体控制效果。通过主区域AGC与分区域AGC之间的协调机制, 使整个控制区2009年控制性能标准 (CPS) 的合格率指标较2008年有了明显的改善和提高, 如表1所示, 其中月CPS1指标是指每分钟CPS1值超过100%的分钟数占全月总分钟数的比例;月CPS2指标是指考核时段CPS2指标满足要求的时段数占全月总时段数的比例。

7 结语

针对电网调度部门在AGC中实现多区域多目标控制的需求, 本文介绍了基于多区域AGC多目标协调控制系统。该控制系统已在河南电网投入实际运行, 运行稳定可靠, 为河南电网的安全和优质运行作出了重要贡献。

参考文献

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靶场多站制安全控制体制研究 第2篇

固体导弹飞行试验给地面安控系统带来较大的困难,国民经济的高速发展也对安全控制的`范围和可靠性提出更高要求.文中阐述了一种多站体制在安全遥控中应用的必要性和合理性,论述了该体制的的工作原理、特点和组成.该体制具有抗火焰性能好、可靠性高的优点,具有较好的应用前景.

作 者：马顺南 周弘霄 张菊 MA Shun-nan ZHOU Hong-xiao ZHANG Ju 作者单位：马顺南,MA Shun-nan(国防科技大学,航天与材料工程学院,长沙,410073;解放军91550部队,辽宁,大连,116023)

周弘霄,张菊,ZHOU Hong-xiao,ZHANG Ju(解放军91550部队,辽宁,大连,116023)

癫痫经规范诊疗多可控制 第3篇

根据我国的流行病学调查,癫痫的患病率为7‰,目前我国大约有超过900万癫痫患者,其中约20%、近200万,为药物难治性癫痫。很多人对癫痫的认识是片面的,特别是在过去,人们会把癫痫病与疯癫联系起来,其实癫痫病就是脑细胞突然大量放电造成的一种疾病。之所以有这些不正确的认识,主要是大家不了解病因,这个病发作起来比较厉害,治疗又比较困难,且有一部分与遗传有关,所以人们会觉得得了这个病是不光彩的事。

由于癫痫病因复杂,症状多样,治疗相对困难,加上科学知识不够普及、农村边远地区缺少专科医生和各种民间误传与道听途说,所以,目前我国癫痫患者中有大约2/3的人得不到及时、正规的治疗。一些人认为癫痫病是不治之症。其实这是误解,70%~80%的病人通过正规的治疗完全可以控制不发作,其中至少一半病人最终可以停药;虽然还有10%~20%很难治,但由于这几年对癫痫病的研究和药物的开发进展都比较快,为这部分难治性癫痫病人展现了光明的前景。

癫痫病应该说大部分比较典型的容易发现,但有些特殊类型的不好发现。因为它放电的部位不同,会有多种症状。有的病人只是感觉异常,这就很难发现。比如有的病人容易愣神,吃饭时经常掉筷子,这种时候就要警惕癫痫病了。这个病应该说是不分种族、城乡的,男女也没有明显的差异。一般来说“两头”发病率高:十几岁以前,由于中枢神经系统感染(比如脑炎、脑膜炎)造成的癫痫多。老年以后由脑血管疾病、脑瘤和老年神经变性疾病造成的癫痫多。

那么,如何才能做到规范诊疗呢?①得了癫痫,一定要到正规医院的神经科就医,有癫痫门诊更好。②2007年,中华医学会发布了《临床诊疗指南-癫痫病分册》。临床医生应根据诊疗指南进行治疗,强调准确分型诊断、选用适当抗癫痫药物、个性化治疗。③病人要按医嘱服药,不可自行随意停药、换药,不能有病乱投医。④应坚持治疗。若遵医嘱服药两年以上仍控制不了病情,可在专科医生指导下,考虑其它治疗方法,如外科手术等。⑤病人要克服“病耻感”,以科学态度对待疾病。当今的治疗主要是根据疾病分型,选用合适的药物,或联合用药。目前,我国不但有卡马西平、丙戊酸钠、苯妥英钠等传统的抗癫痫药物,开浦兰等一些新一代抗癫痫药也已经上市,并且对一些新药进行了几个较大规模的多中心临床研究,明确了在我国人群应用的有效性和安全性。对于服药两年以上仍不能控制的,应进行外科手术评估;有明确病灶的也可以直接选择手术治疗。

(摘自《大众健康》)中药治疗癫痫有优势 同西药比较,中药治疗癫痫有其自身明显的优势。首先,中药治疗癫痫体现了整体治疗的优势。中药从组方来说,考虑得比较全面,在治疗思想上,考虑到了祛邪与扶正的有机结合。在治法上,追求标本兼治,阴阳平衡。在减轻发作症状、控制发作的同时,兼顾培元固本,提高患者的抗病能力。这样,就比西药单方面控制发作的做法要好些。中药不仅作用于脑神经,而且兼顾脏腑,更有利于协同消除病因,阻止脏腑病变传导进入大脑,加重病情。第二,中药在缓解期的治疗上有明显优势。西药在缓解治疗阶段,多考虑的是用药剂量的变化;中药则不同,在发作基本控制后,或者在病情明显减轻时,中药的调理、补益作用显得十分重要,它能使患者在不中断治疗的前提下,尽快恢复体能,增加抗病能力。第三,中药毒副作用小。在癫痫治疗中,西药有个明显的特点,就是毒副作用较大。控制发作,西药有它的优势,但过强的抑制作用会使大脑神经功能受到影响,产生明显的毒副作用。有时病情不见减轻,发作还未得到控制,毒副作用却表现出来了。另外,常服用抗癫痫西药,容易导致药物适应,要想保持一定的疗效,控制发作,就得增加剂量,形成恶性循环。在这一方面,采用中药治疗,是没有后顾之忧的。

多控制区 第4篇

电能质量问题包括瞬变现象、短时间电压变动、长时间电压变动、电压不平衡、波形畸变等。其中,电压暂降和谐波问题已引起人们的广泛关注。另外,随着电力系统容量的扩大,短路故障对电力系统及其设备的破坏也越来越严重,给人们的生产、生活造成了不便[1,2,3]。

针对电压补偿问题,通常采用动态电压恢复器(DVR),但DVR主要解决电压暂降问题,且没有实现与短路电流限制的复合控制[4,5,6]。而传统的短路电流限制器的开关容量较大,且响应速度慢[7]。

本文针对常见的电压质量问题,提出了复合电压质量调节装置主电路拓扑,详细分析了其工作原理。通过仿真分析说明,应用该复合电压质量调节装置既可以实现暂降补偿和谐波抑制的多目标控制,又能根据具体的短路类型快速有效地限制短路电流,在半个工频周期内将短路电流限制到短路保护可靠动作的最低限值,起到短路电流限制的作用,可以大幅度改善敏感负荷的电压质量,满足自动化程度高的流水线生产企业对电能质量的高标准要求,因而具有较大的灵活性和实用性[8,9]。

1 主电路拓扑及工作原理

1.1 主电路拓扑

复合电压质量调节装置根据其耐压要求和冗余设计,主电路拓扑采用H桥级联的链式多电平结构,在提高直流电压利用率、大大减少开关损耗、降低du/dt和输出谐波含量等的同时,实现了资源的合理利用[10]。装置的主电路拓扑如图1所示。系统正常运行时,2个反串联晶闸管均为断开状态,装置处于工作状态。装置输出电压包含2个部分:一是电压扰动补偿分量,即实现DVR的作用;二是限流电抗器压降电压补偿分量。

当系统侧有电压暂降或谐波发生时,该装置对电压进行补偿;当负荷侧发生短路,检测到短路电流大于设定的阈值时,触发反向并联晶闸管,装置退出运行,使电流不流过该装置,起到保护作用,以防止过热烧坏,同时,封锁绝缘栅双极晶体管(IGBT)模块的驱动信号,由限流电抗来承担一部分电压,起到限流的作用。

1.2 储能计算

本系统额定电压400 V,额定容量100 kVA,考虑到该装置注入的最大相电压为1(标幺值),则有:

$U{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}=\frac{400\text{V}}{\sqrt{3}}=230\text{V}(1)$

最大注入电压运行条件下,每个级联单元注入的电压为:

$U{}_{\text{o}\text{u}\text{t}-1}=\frac{U{}_{\text{o}\text{u}\text{t}}}{{\rm N}}=\frac{230\text{V}}{2}=115\text{V}(2)$

此时,直流母线最高电压为Udc1=250 V,要求的直流母线电压Udc2≈237 V。因此,在不考虑电容电压控制的条件下,直流母线电压在237 V~250 V之间变化时,通过控制脉宽调制比即可保证每个级联单元输出237 V(有效值)的补偿电压。即直流母线的储能电容可提供的能量为:

$E{}_{\text{c}}=\frac{1}{2}C(U{}_{\text{d}\text{c}1}^2-U{}_{\text{d}\text{c}2}^2)=3165C(3)$

式中:C为配置的超级电容器的电容值。

考虑到系统发生扰动的持续时间为5个周期,装置输出的最大能量为:

$W=0.01\text{Μ}\text{J}=6E{}_{\text{c}}(4)$

得到超级电容器的电容值为0.5 F。

1.3 低通滤波器设计

级联H桥单元采用载波移相控制策略。基波调制的载波频率为f1=1 500 Hz,基波模块采用2个H桥载波移相控制,等效开关频率为:fequ=3 kHz。

基波模块的低通滤波器的截止频率需满足:

$0.1f{}_{\text{e}\text{q}\text{u}}\le f{}_{1\text{c}}\le 0.2f{}_{\text{e}\text{q}\text{u}}(5)$

取f1c=400 Hz。

滤波电感值不宜过大,否则会导致逆变器H桥输出电压较小,因此选滤波电抗Lf1= 3 mH,根据

$\omega L-\frac{1}{\omega C}=0(6)$

结合仿真确定基波模块的滤波器参数,取Cf1=100 μF。图2为滤波效果图。

1.4 限流电抗参数设计

短路后系统等效电路如图3所示。图3(a)为没有加入限流电抗时短路后的系统图,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}1}$为不含限流电抗短路时系统相电流稳态值;图3(b)为有限流电抗投入时短路后的系统图,$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}2}$为含限流电抗短路时系统相电流稳态值,限流电感L的大小与系统短路容量和系统线路阻抗有关。

忽略线路阻抗,当负荷侧发生短路故障时,装置切除。考虑发生故障时系统的暂态过程,实际的电流比上述稳态值要大。由下式可得到限流电抗XL的大小:

$a=\frac{{\rm I}{}_{\text{s}1}}{{\rm I}{}_{\text{s}2}}=\frac{X{}_{\text{s}}+X{}_{\text{L}}}{X{}_{\text{s}}}(7)$

式中:a为短路电流比。

限流电抗值与短路电流比a与系统短路容量有关。当系统短路容量较大时,系统短路电流也较大,因此要求的a值也较大。本设计初步取a=5,得出限流电抗XL=0.3 mH。

2 控制策略

本文采用瞬时无功功率理论检测系统侧扰动分量,该方法在动态响应方面有良好特性,可实时跟踪系统电压变化,快速、连续地对系统进行电压补偿。

假设三相电路负载的各相电压瞬时值分别为ua,ub,uc,扰动电压指令为u${}_{\text{a}}^1$,u${}_{\text{b}}^1$,u${}_{\text{c}}^1$,当有扰动发生时,三相线电压经过变换矩阵M32由三相静止abc坐标系转换到两相静止αβ坐标系,再经过变换矩阵M转换到两相旋转dq坐标系,其所得到的输出电压中的直流分量对应于原三相线电压中的基波正序分量,交流分量对应于负载中的扰动分量,经过低通滤波器滤除交流成分,便可得到u1d和u1q,由此又可得到ua,ub,uc中的基波分量uaB,ubB,ucB。具体转换过程如下:

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{c}u{}_{\alpha }\\ u{}_{\beta }\end{array}\right]=\mathit{{\rm M}}{}_{32}\left[\begin{array}{c}u{}_{\text{a}}\\ u{}_{\text{b}}\\ u{}_{\text{c}}\end{array}\right](8)\\ \left[\begin{array}{c}u{}_d\\ u{}_q\end{array}\right]=\mathit{{\rm M}}\left[\begin{array}{c}u{}_{\alpha }\\ u{}_{\beta }\end{array}\right](9)\end{array}$

式中:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm M}}{}_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\\ \mathit{{\rm M}}=\left[\begin{array}{cc}\sin \omega t& -\cos \omega t\\ -\cos \omega t& -\sin \omega t\end{array}\right]\end{array}$

负载电压的谐波分量为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{Η}\text{a}}=u{}_{\text{a}}-u{}_{\text{a}\text{B}}\\ u{}_{\text{Η}\text{b}}=u{}_{\text{b}}-u{}_{\text{b}\text{B}}\\ u{}_{\text{Η}\text{c}}=u{}_{\text{c}}-u{}_{\text{c}\text{B}}\end{array}(10)$

从而得到扰动电压指令为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{a}}^1=-u{}_{\text{Η}\text{a}}\\ u{}_{\text{b}}^1=-u{}_{\text{Η}\text{b}}\\ u{}_{\text{c}}^1=-u{}_{\text{Η}\text{c}}\end{array}(11)$

本复合调节装置采用分相控制,图4为控制原理图。

当装置实际输出电压不能跟踪调制波时,可采用前馈控制,即把经过比例积分(PI)调节得出的指令叠加一个KUDVR,其中UDVR为经过dq/abc变换得到的电压指令,0≤K≤1,最终得到调制波。

本控制基于dq变换采样到系统侧的扰动电压并锁相,负荷侧参考电压为正序基波分量。当有电压暂降或谐波发生时,在半个周期内即可检测到扰动分量,形成扰动指令,装置进行补偿。当有短路故障时,检测负荷侧电流,当电流高于1 kA时,反并联晶闸管导通,该装置退出运行,同时IGBT闭锁,由限流电抗器工作,将短路电流限制到短路保护可靠动作的最低限值。

该装置采用单极性正弦脉冲宽度调制(SSPWM)方式作为底层调制方式,其优点是每个H桥模块的工况一致,并且非常容易用现场可编程门阵列(FPGA)实现[11,12]。图5为单相H桥驱动信号生成电路,图6为通过FPGA实现的SSPWM驱动信号输出实验波形。

3 仿真分析

仿真系统额定电压400 V,额定容量100 kVA。图7为当谐波和电压暂降均存在时,系统输出的电压波形。仿真条件为在0.1 s~0.2 s,给A相注入幅值为30 V的5次谐波和7次谐波,因为在低压系统这2种谐波最为常见,影响也最为明显。0.2 s~0.3 s三相均发生50%的电压暂降,相电压从330 V跌落到165 V。

在规定的故障持续时间内将负荷电压补偿到额定电压的±5%范围内,负荷侧总谐波畸变率(THD)小于4%,如图8所示。可见,无论是对于谐波还是对于暂降,该装置均能获得满意的补偿效果。

0.32 s~0.42 s期间,负荷侧B相发生接地故障,图9给出了没有采用该装置和采用该装置后的电流波形,在没有装设该装置时,短路电流峰值为13.5 kA,采用该装置后,短路电流瞬时值可以限制到2.8 kA以内。可见通过限流电抗器,可以把短路电流控制到短路保护可靠动作的最低限值范围内。

当检测到短路故障后,装置中级联的IGBT立刻封锁脉冲,以免短路冲击电流将IGBT烧坏,装置输出的电流波形如图10所示。由图可见,在短路故障期间,流过IGBT模块的电流为0。

4 结语

1)电压质量问题客观存在,为了减少因电压质量引起的经济损失和对生产、生活带来的不便,提出了基于H桥级联5电平的复合电压质量调节装置主电路拓扑,能针对电压暂降、短时间电压中断、谐波等问题进行多目标控制,动态实现电压恢复,有效改善电压质量,在规定的故障持续时间内将负荷电压补偿到额定电压的±5%范围内,装置负荷侧总电压THD小于4%。

2)设计了短路电流限制器,使得发生短路故障时,能快速、有效地在极短时间内将短路电流限制到短路保护可靠动作的最低限值。

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[9]尹忠东,周丽霞,于坤山.2MVA无串联变压器级联多电平动态电压调节器的设计与仿真.电网技术,2006,30(1):80-84.YI N Zhongdong,ZHOU Lixia,YU Kunshan.System design and si mulation of2MVA cascaded multilevel dynamic voltage restorer without series transformer.Power System Technology,2006,30(1):80-84.

[10]姚文熙,胡海兵,徐海杰,等.一种基于三电平矢量调制波的多电平调制方法.电力系统自动化,2007,31(7):50-54.YAO Wenxi,HU Haibing,XU Haijie,et al.A new PWM scheme for multi-level inverter based on the modulation waves of three-level SVM.Automation of Electric Power Systems,2007,31(7):50-54.

[11]赵剑峰,蒋平,唐国庆,等.基于电压型逆变器的串联型电能质量补偿器与电力系统相互作用的研究.中国电机工程学报,2001,21(4):75-79.ZHAOJianfeng,JI ANG Ping,TANG Guoqing,et al.Study of interaction between power system and VSI based series power quality compensator.Proceedings of the CSEE,2001,21(4):75-79.

多控制区 第5篇

柔性空间结构时间-燃料多目标优化控制研究

针对柔性航天器的rest-to-rest机动问题,研究了基于最小时间-最少耗能的多目标优化开环控制问题.提出了空间柔性结构最小时间-最少耗能的`多目标优化控制模型;然后采用非支配排序进化求解算法(NSGA-II),对某柔性结构进行了多目标优化控制的分析设计;通过典型算例证明了本文算法的正确性和有效性,并可应用于柔性航天器姿态机动控制器的分析设计之中.

作 者：刘泽明 张青斌 丰志伟 杨涛 LIU Ze-ming ZHANG Qing-bin FENG Zhi-wei YANG Tao 作者单位：国防科技大学航天与材料工程学院,长沙,410073刊 名：宇航学报 ISTIC PKU英文刊名：JOURNAL OF ASTRONAUTICS年，卷(期)：201031(3)分类号：V412.4+2关键词：多目标优化 柔性航天器 姿态机动 Multiobjective optimization Flexible spacecraft Attitude maneuvers

多控制区 第6篇

摘要： 随着风光互补发电技术的发展，储能单元已成为风光互补发电系统的重要组成部分，储能单元的优劣将直接影响到系统的整体性能.针对风光互补发电系统自身的特点，提出了基于风光互补发电系统的铅酸蓄电池多阶段充电控制策略.通过对不同阶段充电控制策略的控制调节，可以使蓄电池在环境发生变化时仍然可以得到合理有效的充电效果；通过合理的转换和控制电路使风能与太阳能资源得到最大限度的存储与利用；通过系统仿真与实验验证了蓄电池多阶段充电控制策略的合理性与可实施性.

关键词： 风光互补； 储能； 多阶段充电； 控制策略

中图分类号： TK 01+9文献标志码： A

随着能源与环境问题的日益突出，新能源的开发与应用日益受到国际社会的广泛关注.作为传统的新能源产业，风能与太阳能已成为新能源领域技术最成熟、最具产业化和规模化的行业.同时，风光互补发电系统亦存在资源的间断不平衡性﹑不稳定性的特点，需要配备相应的储能设备保证系统供电的稳定性与持续性.因此，储能系统的好坏将直接影响到风光互补发电系统的整体性能[1].

1风光互补发电系统组成

典型的风光互补发电系统总体结构如图1所示，其中：Us为太阳能电池板的输出电压；Uw为风机的输出电压；Uo为经前级DC/DC转换后风光互补系统的输出电压.其总体结构主要由电能产生单元、系统控制单元、前级DC/DC变换单元、后级逆变单元以及储能单元组成.

由于风光互补发电系统的多变性，风光互补发电也具有能量密度低、稳定性差和随机性大的特点，容易造成供电不连续和电能质量波动，因此一般需要配置相应容量的储能设备维持系统的稳定性[2].

储能单元在风光互补发电系统中的作用主要有：

（1） 将风光互补发电系统所产生的部分能量有效地存储起来，使能源得到充分的存储与利用.

（2） 改善电能质量，维持系统的稳定.在风光互补发电系统中，太阳光照强度与风速的变化都会使系统的能量输出不稳定，造成电能质量波动.储能设备的加入可改善风光互补发电系统输出电压质量，解决电压跌落、供电中断等电能质量问题.

（3） 在风机与光伏电池同时无法正常工作，不能正常提供电能时，储能装置可以起到过渡作用，为系统提供相应电能以保证系统工作的连续性.

因此，储能系统的好坏将直接影响到风光互补发电系统的性能.在实际的风光互补发电系统中，储能单元又是最易受损﹑消耗的部分.获得最佳的储能系统成为风光互补发电系统设计的重要组成部分[3].

2铅酸蓄电池多阶段充电控制策略

由于风光互补发电系统具有随机性和不稳定性的缺点，因此，采用传统的铅酸蓄电池充电方法[4]，如恒流充电﹑恒压充电，会降低蓄电池的充电效率，甚至造成蓄电池充不满电的现象，严重影响风光互补发电系统的整体性能[5].因此，本文在基于小型风光互补发电系统特点的基础上，将铅酸蓄电池的充电过程分为四个阶段：激活充电（涓流充电）、主阶段MPPT（基于最大功率跟踪）充电、均衡恒压限流充电和浮充充电（小电流保持）.四个阶段充电曲线如图2所示[6-7]，其中：U为蓄电池的充电电压；I为蓄电池的充电电流；T0-T1、T1-T2、T2-T3、T3-T4依次为四个阶段的持续时间.

蓄电池各阶段充电控制策略为[8]：

2.1激活充电

当对铅酸蓄电池进行充电时，控制系统首先开始采集风光互补发电系统输出端的端电压，选择合适的电能供给系统对蓄电池进行充电，同时对蓄电池的端电压进行采集.如果蓄电池的端电压低于某一限定电压值，则开启激活充电模式，同时说明蓄电池处于深度放电状态或可能处于受损状态.为避免充电电流过大造成“热失控”，在本阶段实行小电流激活模式，这样有利于激活蓄电池内反应物质，部分恢复受损的蓄电池单元.在激活充电阶段，蓄电池端电压开始缓慢上升.当蓄电池端电压上升到能接受大电流充电的阈值时转入第二阶段的充电过程.

2.2主阶段MPPT充电

本文所设计的小型风光互补发电系统中风力发电系统与太阳能发电系统是两个独立的发电模块，可进行单独的充电控制.风力发电系统受风速影响波动性比较强，光伏发电系统相对比较稳定，因此在充电过程中优先选用光伏发电系统作为蓄电池的基础充电系统.只要最大功率下的输出电流小于蓄电池可以接受的最大充电电流，则采用基于最大功率点的充电方式；如果风机和太阳能电池板所提供的充电电流大于蓄电池所能接受的最大充电电流，则开启风机卸载电路，舍弃一部分风机功率，维持充电电流不超过蓄电池最大充电电流.随着充电的进行，蓄电池端电压将逐渐升高，当达到规定阈值电压时，停止基于主阶段的蓄电池充电策略，转入下一充电阶段.

2.3均衡恒压限流充电

在此阶段，蓄电池仍未充满（蓄电池容量约为80%），但是为了避免充电电流过大造成电池极化，对蓄电池采用恒压充电方式.随着蓄电池容量增加，充电电流将逐渐减小.当达到浮充充电流阈值时（约为0.01～0.015 C），则表示蓄电池已基本充满.此时，均衡恒压限流充电模式结束，转入下一充电阶段.

2.4浮充充电

在浮充充电阶段，蓄电池已基本处于充满状态.在此阶段继续采用恒压控制（充电电压稍低

于均充电时电压）模式，以恒压小电流促进蓄电池的氧复合循环，补偿前级蓄电池瞬时大电流及自放电所造成的电池容量的损失，提高蓄电池的性能及使用寿命.

3蓄电池多阶段充电控制策略仿真

为了验证设计思路的可实施性和正确性，本文基于Matlab软件的Simulink仿真平台构建相应的蓄电池多阶段充电控制策略仿真实验平台[9].

设计中采用48 V铅酸蓄电池作为风光互补发电系统的储能装置.在蓄电池四阶段充电仿真实验中，设定蓄电池初始电压为44 V，MPPT充电阶段开始时阈值电压设定为46 V，在MPPT充电阶段充电电流设定为4.5 A，恒压阶段电压阀

值设定为55 V.蓄电池四阶段充电电路仿真波形如图3所示，其中t为蓄电池充电时间.

从图3可以看出，蓄电池充电时，基本可以按照所设定的充电策略进行.当达到相应充电阶段的阈值电压时，可以平缓地过渡到下一充电阶段.因此，蓄电池四阶段充电策略基本可以保证对蓄电池进行平稳的充电，实现各阶段的有序切换，验证了该充电策略的正确性.

4实验分析与验证

由于蓄电池容量相对比较大，完成一次完整的充电过程需要相当长的时间，这对数据采集工作带来了很大的不便.因此，本实验中，在天气晴朗时采用太阳能电池板对蓄电池进行充电[10].实验对象为4块相互串联的12 V/20 Ah铅酸蓄电池.铅酸蓄电池充电实验所耗时间约为6 h，每隔 15 min对蓄电池端电压进行一次实验数据记录，实测数据如表1所示.蓄电池充电过程中实测电流曲线如图4所示.

测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V

5结论

从实验数据与实验波形中可以看出，蓄电池多阶段充电控制策略可以基本实现对蓄电池多阶段充电过程.在进行充电实验之前，铅酸蓄电池初始端电压为45 V.因此，开始时首先对蓄电池实行补充充电.随着端电压逐渐升高，开始以系统的最大输出功率对蓄电池进行充电，此时充电电流基本保持不变，蓄电池端电压开始以较快的速度上升.随着蓄电池端电压逐渐升高，充电过程将逐渐趋于平缓，此时充电电流将逐渐下降.总体来说，蓄电池多阶段充电控制策略基本可实现对蓄电池进行多阶段充电控制，在各充电阶段过渡过程中也可保证对蓄电池进行平稳的充电.蓄电池多阶段充电控制策略可保证在充电初期能激活修复蓄电池，使蓄电池更经久耐用，在蓄电池充电末期不过充，又能达到充满的目的.

参考文献：

[1]JOERISSEN L，GARCHE J，FABJAN C，et al.Possible use of vanadium redoxflow batteries for energy storage in small grids and standalone photovoltaic systems[J].Journal of Power Sources，2004，127（1-2）：98-104.

[2]辛光明，刘平，王劲松.风光储联合发电技术分析[J].华北电力技术，2012（1）：64-66.

[3]张学庆，刘波，叶军，等.储能装置在风光储联合发电系统中的应用[J].华东电力，2010（12）：1894-1896.

[4]朱松然.蓄电池手册[M].天津：天津大学出版社，1998.

[5]贾英江，王立冬，王维斌.铅酸蓄电池充电方法初探[J].电源技术，2001，25（1）：27-28.

[6]陈海，晁勤，戴训江.独立光伏发电系统充放电控制策略[J].可再生能源，2009，27（3）：7-10.

[7]虞媛，杨金明，姜红超.风光互补路灯系统中蓄电池充电控制策略[J].微处理机，2011（6）：77-79.

[8]廖金华.一种针对铅酸蓄电池的新型智能三阶段充电系统的设计与实现[D].成都：电子科技大学，2011.

[9]李军徽，焦健，严干贵，等.铅酸蓄电池三阶动态模型的仿真研究[J].东北大学电力学报，2013，33（1）：103-108.

[10]柳厚田，周伟舫.充电电压对铅蓄电池及其电极性能的影响[J].复旦学报：自然科学版，1988，27（1）：45-52.

值设定为55 V.蓄电池四阶段充电电路仿真波形如图3所示，其中t为蓄电池充电时间.

从图3可以看出，蓄电池充电时，基本可以按照所设定的充电策略进行.当达到相应充电阶段的阈值电压时，可以平缓地过渡到下一充电阶段.因此，蓄电池四阶段充电策略基本可以保证对蓄电池进行平稳的充电，实现各阶段的有序切换，验证了该充电策略的正确性.

4实验分析与验证

由于蓄电池容量相对比较大，完成一次完整的充电过程需要相当长的时间，这对数据采集工作带来了很大的不便.因此，本实验中，在天气晴朗时采用太阳能电池板对蓄电池进行充电[10].实验对象为4块相互串联的12 V/20 Ah铅酸蓄电池.铅酸蓄电池充电实验所耗时间约为6 h，每隔 15 min对蓄电池端电压进行一次实验数据记录，实测数据如表1所示.蓄电池充电过程中实测电流曲线如图4所示.

测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V

5结论

从实验数据与实验波形中可以看出，蓄电池多阶段充电控制策略可以基本实现对蓄电池多阶段充电过程.在进行充电实验之前，铅酸蓄电池初始端电压为45 V.因此，开始时首先对蓄电池实行补充充电.随着端电压逐渐升高，开始以系统的最大输出功率对蓄电池进行充电，此时充电电流基本保持不变，蓄电池端电压开始以较快的速度上升.随着蓄电池端电压逐渐升高，充电过程将逐渐趋于平缓，此时充电电流将逐渐下降.总体来说，蓄电池多阶段充电控制策略基本可实现对蓄电池进行多阶段充电控制，在各充电阶段过渡过程中也可保证对蓄电池进行平稳的充电.蓄电池多阶段充电控制策略可保证在充电初期能激活修复蓄电池，使蓄电池更经久耐用，在蓄电池充电末期不过充，又能达到充满的目的.

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[10]柳厚田，周伟舫.充电电压对铅蓄电池及其电极性能的影响[J].复旦学报：自然科学版，1988，27（1）：45-52.

值设定为55 V.蓄电池四阶段充电电路仿真波形如图3所示，其中t为蓄电池充电时间.

从图3可以看出，蓄电池充电时，基本可以按照所设定的充电策略进行.当达到相应充电阶段的阈值电压时，可以平缓地过渡到下一充电阶段.因此，蓄电池四阶段充电策略基本可以保证对蓄电池进行平稳的充电，实现各阶段的有序切换，验证了该充电策略的正确性.

4实验分析与验证

由于蓄电池容量相对比较大，完成一次完整的充电过程需要相当长的时间，这对数据采集工作带来了很大的不便.因此，本实验中，在天气晴朗时采用太阳能电池板对蓄电池进行充电[10].实验对象为4块相互串联的12 V/20 Ah铅酸蓄电池.铅酸蓄电池充电实验所耗时间约为6 h，每隔 15 min对蓄电池端电压进行一次实验数据记录，实测数据如表1所示.蓄电池充电过程中实测电流曲线如图4所示.

测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V测试时间蓄电池端电压/V

5结论

从实验数据与实验波形中可以看出，蓄电池多阶段充电控制策略可以基本实现对蓄电池多阶段充电过程.在进行充电实验之前，铅酸蓄电池初始端电压为45 V.因此，开始时首先对蓄电池实行补充充电.随着端电压逐渐升高，开始以系统的最大输出功率对蓄电池进行充电，此时充电电流基本保持不变，蓄电池端电压开始以较快的速度上升.随着蓄电池端电压逐渐升高，充电过程将逐渐趋于平缓，此时充电电流将逐渐下降.总体来说，蓄电池多阶段充电控制策略基本可实现对蓄电池进行多阶段充电控制，在各充电阶段过渡过程中也可保证对蓄电池进行平稳的充电.蓄电池多阶段充电控制策略可保证在充电初期能激活修复蓄电池，使蓄电池更经久耐用，在蓄电池充电末期不过充，又能达到充满的目的.

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[3]张学庆，刘波，叶军，等.储能装置在风光储联合发电系统中的应用[J].华东电力，2010（12）：1894-1896.

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[5]贾英江，王立冬，王维斌.铅酸蓄电池充电方法初探[J].电源技术，2001，25（1）：27-28.

[6]陈海，晁勤，戴训江.独立光伏发电系统充放电控制策略[J].可再生能源，2009，27（3）：7-10.

[7]虞媛，杨金明，姜红超.风光互补路灯系统中蓄电池充电控制策略[J].微处理机，2011（6）：77-79.

[8]廖金华.一种针对铅酸蓄电池的新型智能三阶段充电系统的设计与实现[D].成都：电子科技大学，2011.

[9]李军徽，焦健，严干贵，等.铅酸蓄电池三阶动态模型的仿真研究[J].东北大学电力学报，2013，33（1）：103-108.

多控制区 第7篇

1 伺服控制器的硬件结构及原理

图1为伺服控制器硬件结构框图, 虚线框里的部分表示伺服控制器, 单箭头表示单向信号通道, 双箭头表示双向信号通道, 各个方框与其周边的信号流作用构成功能模块。下面对各个功能及实现进行说明。

1.1 DSP功能及实现

DSP主要用于采集多通道伺服反馈信息, 按伺服位置指令对多通道伺服机构同时进行伺服控制, 同时通过总线通信与上位机进行人机信息交互。

伺服控制器的核心处理芯片选择DSP28335, 该主核芯片拥有高处理速度 (150MHz) ;大存储;丰富外设资源 (SCI模块, e CAN模块等) ;高效编译环境 (支持C、C++语言, 编译效率达90%) 等众多优点, 从而使得以DSP为中心的伺服系统电路更简单, 抗干扰能力更强, 软件算法更易实现。

1.2 通信功能及实现

伺服控制器具备CAN总线接口和RS422总线接口, 可用于与上位机人机界面进行数据交换, 用于控制参数的在线调试和伺服状态数据的显示, 记录和绘制波形曲线。其中CAN总线驱动芯片选用HN65HVD230D, RS422总线驱动芯片选用MAX3074。

1.3 A/D转换和信号调理功能及实现

为保证伺服反馈信息的采集精度, 进而保证控制精度, 本伺服控制驱动器选用2片片外AD7656进行模数转换, 可将12通道-10V~+10V范围内的电压信号转化为0~4096的数字信号。

信号调理电路选用差分式运放调理电路, 可抑制采集信号的共模噪声, 同时可根据实际使用需求, 选择电流 (0~20m A) 或电压信号 (-10V~10V) 输入方式。

1.4 D/A转换和功率放大功能及实现

DSP伺服控制闭环后, 将计算结果通过D/A转换和功率放大电路输出 (-20~20m A) 或 (-40~40m A) 电流信号 (根据实际使用需求选择) , 可直接驱动4通道伺服阀, 控制4通道液压缸伺服动作。

2 伺服控制器的软件设计

伺服控制器的软件主要完成伺服机构的开启或关闭、定义位置原点、运动形态控制、误差控制、运用性能调节、人机交互等工作, 确保伺服机构以合适的状态完成运动。检测I/O口信息, 监视限位状态, 确保伺服机构处于运动范围或是在可控范围之内, 若超出范围, 即向上位机报警, 并自动关闭机构。

本系统采用PID控制和模糊自适应控制相结合的智能控制。主要是利用其非线性、变结构、自寻优等各种功能来克服伺服系统的变参数、非线性等不利因素, 从而提高系统的综合性能。

3 结论

本运动控制采用基于DSP的硬件方案充分发挥了DSP芯片实时高效的处理能力, 系统设计合理。控制器采用了PID控制和模糊自适应控制相结合的智能控制等先进理论, 可以同步控制多通道伺服机构。采用多总线方式, 便于人机交互。该伺服控制器多通道控制实时性好, 控制精确度高, 跟随误差小, 可以满足高精度伺服的要求。2012年在中国运载火箭技术研究院某研究所投入使用, 控制器一直运行平稳, 效果良好。

参考文献

[1]刘金琨.先进PID控制MATLAB仿真[M].北京:电子工业出版社, 2011.

多控制区 第8篇

解决上述问题的关键是实现控制中心之间的双向互动,即控制中心的协调既包括从上至下,也应包括从下至上的过程。基于上述背景,文中提出了基于双向互动进行实时无功电压协调控制的基本框架和实时控制方法,并以在江苏电网的实际应用为例示例了无功电压的协调控制效果和所提出控制方法的有效性。

1 基于双向互动的协调控制框架

和传统的独立控制或单向协调控制不同,双向互动协调控制的基本思想是区域控制中心和地区控制中心的地位是对等的,根据双方共同的控制能力和控制需求确定系统的控制状态,实现系统范围内无功资源的整体协调。

为能充分利用系统的无功控制资源,并尽可能减少对已有控制系统的影响,在原区域控制中心和地区控制中心之间引入了协调层,由协调层负责控制中心之间的协调,如图1所示。

整个协调控制过程包括了控制中心之间控制任务的分解和协调,协调控制的全过程可分为以下步骤:

(1)计算能力需求:首先,区域控制中心和地区控制中心分别根据实时数据和局部控制信息计算控制需求和控制能力,并发送给协调层;

(2)协调信息融合:协调层的信息融合模块根据控制需求判断当前的协调状态,如果当前状态不协调,则转到(3);否则转到(5);

(3)协调控制决策:协调层的控制决策模块分析不协调状态的原因,并且根据动作侧的控制能力和另一侧的控制需求综合产生相应的协调控制措施,随后将其转化为相应的协调约束传递给各个控制中心;

(4)更新关口约束:各控制中心在接受到协调层的协调约束后,将协调约束追加到原有优化控制的约束中重新进行优化计算;

(5)执行闭环控制:对控制设定值进行更新并下发到相应的执行站,由执行站实施对发电机或容抗器等设备的调节,完成协调控制。

实时控制中保持控制系统的完整性是十分重要的。引入的协调层在该意义上可认为是“即插即用”的,这一点对于实际的控制系统尤为重要。基于此特性,区域控制和中心和地区控制中心可以仅通过协调层获得各自需要的信息实现系统的协调控制而无需对原控制系统做实质性的改动。

2 实时协调控制方法

双向互动协调控制的目的是自动检测和平衡上下级控制中心的能力和需求并使其达到和谐的状态。因此,实时协调必须满足以下要求:

在不协调状态下,如果一侧的无功控制能力不足或已耗尽,另一侧应该尽可能使系统恢复到正常状态;在正常状态下,协调的主要任务是尽可能保持系统最优或次优。

对协调层而言,在每个协调控制周期中,计算区域控制中心和地区控制中心各自的控制需求和控制能力,然后考虑追加的协调约束进行优化计算[1]。

在第一个控制过程中,计算问题可描述为一个二次规划问题,求解控制需求和控制能力的过程等价于二次规划问题的求解过程。

2.1 区域控制中心的控制需求

对区域控制中心而言,可以关口无功出力最大向上(向下)可调度为优化目标,构造二次规划模型,求解出区域控制中心对关口无功的运行需求约束上限(下限)[2]。区域控制中心侧计算控制需求时,将关口无功作为一定范围内可调节的优化变量与发电机一起纳入优化模型,如下所示:

式中:C为发电机无功出力对母线节点电压的准稳态灵敏度;Qg,ΔQg分别为发电机无功出力及调节量;Qc,ΔQc分别为关口无功当前值及调节量;Vs为需要监视的母线电压实际值;Vg为发电厂高压母线电压实际值;G为控制区域的无功裕度。

若将目标函数变为极小化形式,可以同理求得关口无功需求下限。

2.2 地区控制中心的控制需求

将关口母线电压和容抗器无功做为可调变量,基于准稳态灵敏度,计算出关口电压最高值。为此构造二次规划模型,如下所示:

式中:VL,ΔVL分别为当前关口母线电压实测值及调节量;Vs,V s,V s分别为地区控制中心母线电压实测值、下限值、上限值;QL,ΔQL,Q L,Q L分别为关口无功的实测值、变化值、下限值、上限值;Ccs为容抗器无功出力对地区控制中心母线电压的准稳态灵敏度;CCV为关口母线电压对地区控制中心母线电压的准稳态灵敏度;CQLS为容抗器无功出力对关口无功的准稳态灵敏度;Qc,ΔQc分别为容抗器无功出力的当前值、变化值;f(Qc+ΔQc)≤0为容抗器设备等固定设备的自身约束。

将目标函数变为极小化形式,可以同理求得关口电压需求下限。

2.3 区域控制中心的控制能力

计算区域控制中心在满足约束条件下,尽可能增加所辖发电机无功出力,计算出关口电压的向上最大调节值。构造二次规划模型,如下所示:

式中:C为发电机无功出力对母线节点电压的准稳态灵敏度;Qg,ΔQg分别为发电机无功出力及调节量;Vs,Vg分别为需要监视的母线电压实际值和发电厂高压母线电压实际值;G为控制区域的无功裕度。

将目标函数变为极小化形式,可以同理求得关口电压的向下最大调节值。

2.4 地区控制中心的控制能力

将地区控制中心的容抗器无功出力做为可调变量,基于准稳态灵敏度,计算出关口无功的最大值。为此构造二次规划模型,如下所示:

式中:Vs,V s,V s分别为地区控制中心母线电压实测值、下限值、上限值;QL,ΔQL,Q L,分别为关口无功的实测值、变化值、下限值、上限值;Ccs为容抗器无功出力对地区控制中心母线电压的准稳态灵敏度;CQLS为容抗器无功出力对关口无功的准稳态灵敏度;Qc,ΔQc分别为容抗器无功出力的当前值、变化值;f(Qc+ΔQc)≤0容抗器设备等固定设备的自身约束。

将目标函数改为极小化模型,即可求解得到关口无功调节能力下限。

2.5 状态转移图(STD)

根据区域控制中心和地区控制中心的控制需求,全网状态可划分为LCC减Q、RCC降压、LCC增Q、RCC增压,优化协调5种控制状态,关口运行状态图如图2所示。

根据两级控制系统的控制能力大小,可确定具体的控制转移路径,如表1所示。

STD描述了RCC和LCC的当前控制状态和控制措施,和传统控制状态图的主要区别在于:

(1)各协调关口的状态图在每个控制周期自动更新;

(2)状态图的边界实时变化;

(3)关口无功和关口电压均来自上下两级控制中心。

3 实时控制效果

基于上述方法的智能协调电压控制系统已在江苏电网获得成功应用。截至目前为止,约71台共23.8 GW的发电机和79台共11 400 MVA的220kV变压器投入闭环运行。

实际运行表明,该方法可有效缓解关口无功的不合理流动,降低了网损,减少了设备动作次数,提高了静态电压稳定裕度。

3.1 电压协调控制

当关口电压在正常范围内,而功率因数较低,地区从主网吸收无功过多。协调层检测到该运行工况时,关口运行状态位于LCC增Q区,协调层产生向地区电网内的无功电压控制系统发送增加无功的指令;LCC收到增加无功的指令时,进行投电容器操作,关口下网无功减少,通过地调增加无功的调节关口功率因数回复到正常运行范围。

当关口母线电压过低,同时下级电网无调节能力时,LCC向协调层上传升高电压的要求;协调层判定关口运行的状态位于RCC升压区时,产生RCC升压的协调策略;RCC接受到升压的协调策略后,对相应电厂进行增加励磁的调节;当相应电厂发电机无功出力调整后,关口运行状态转移到优化协调区。

3.2 网损和静态电压稳定裕度

由于协调控制充分利用了地区电网的无功调节手段,改善了电网的无功本地平衡状态,提高了末端网络的电压支撑能力,从而提高了系统静态电压稳定裕度。

为测试协调控制对降低网损和增加系统静态电压稳定裕度的作用,在实际运行中挑选了2个负荷相似日进行了比较。在所选案例中,协调控制后,系统的网损率平均下降约0.03个百分点;静态电压稳定裕度平均增加了约2.7%。

3.3 离散设备动作次数对比

实际效果如表2所示。

通过对比可以看出,系统平均每天的动作次数由协调前的159次减少协调后的117次。这是由于上级电网的电压调节直接影响了地区辐射网络的220 kV母线根节点电压,从而有利于地区整体的电压调节,尤其是在负荷波动过程中,由于系统的协调控制帮助地区稳定了电压,避免了固定设备的频繁动作,从而减少了动作次数。

4 结束语

文中提出了基于双向互动的上下级控制中心之间的无功电压协调控制,用于解决不同控制中心控制目标冲突的问题或使整个控制过程更趋于优化。通过控制中心信息的相互交换和互相作用,所提出的方式使协调过程更加智能化:

(1)各控制中心可容易地获知协调方的资源而无需变动目前的控制方式;(2)一方控制能力耗尽时,由另一方尽可能提供支持;(3)协调层退出或失效时,整个控制系统自动分为可独立运行的两部分,原控制中心回退到协调前的控制功能。

实际电网的运行控制证实了所提出控制系统控制性能的优越性及控制措施的有效性。

不难看出,该控制方式也适合于具有递阶控制结构的多控制中心之间实现类似的协调控制,为解决“智能电网”协调控制问题提供了重要借鉴。

摘要：提出了一种基于双向互动的多控制中心之间的在线无功电压协调控制方法 ,并以江苏电网为例给出了实时双向互动的控制效果。所提出的创新方法也可以扩展到智能电网的相关应用中。

关键词：双向互动,多控制中心,协调电压控制,智能电网

参考文献

[1]IEEE Working Group on Voltage Stability,Concepts,Analy-tical Tools,and Industry Experience[C].IEEE Publication90TH0358-2-PWR,1990.

多电机控制与保护系统设计 第9篇

在生产实际中电机关乎生产中的每个环节, 所以我们必须深入研究并设计完善的控制与保护系统。完善的电机控制与保护系统不仅可以提高生产效率, 而且可以保护电机以及生产线中的其他系统和设备。所以研究电机的控制与保护系统有着非常重要的现实意义。本系统将采用工控机 (IPC) 和可编程逻辑控制器 (PLC) 联机控制多台电机。

1 多电机控制系统原理

1.1 系统要求

系统要求如下:

(1) 为了防止启动电流过大, 要求选用相应的软启动方法;

(2) 能够根据设定的启动顺序和时间间隔等要求进行启动;

(3) 当发生故障时能及时发出报警并隔离相应的电动机;

(4) 实时动态地监测电动机的运行状态;

(5) 断电后进行断电保护, 分离故障电动机并保护电力线和生产线;

(6) 计算机和PLC的通信。

1.2 系统原理

系统是通过PLC顺序控制每一台电动机的顺序启动、停止, 并且通过互感器实时采集每一台电动机工作时的电压和电流, 并把数据传送给工控机IPC, 以便于工控机对电动机进行实时监控。若出现故障, 则系统及时报警, 显示故障电动机并及时切除故障电动机。

1.3 系统总体方案设计

控制系统方案的选择是系统设计的关键, 本系统将采用PLC控制多台电机, 另外控制方案将同时使用功能多、工业环境适应能力强的工控机IPC和PLC联机组成IPC/PLC联机系统进行多台电机的控制与保护。其中PLC部分, 通过串形联接线将计算机的串口和PLC的串口相连, 它们之间的通信可以根据IPC和PLC之间的通信协议由编程语言编制软件来进行通信控制, 也可由相应的编程软件来进行用户程序的下载和上传控制。另外还有输入模块、输出模块、电源模块、负载等其他组成部分。

2 系统硬件选择与设计

考虑到系统本身的需要, 系统方案的可行性以及经济技术条件等各方面的因素, 在控制与保护系统设计时我们选用了以下器件如:PLC选用了CPU314型、工控机选用研华IPC-610型普通台式机、模拟量输入模块选择SM331模块、数字量输出模块选择SM322模块、通信模块选择CP430模块、电源模块PS307、互感器等及其他多个部件。根据系统需求, 选用了8块SM-331模拟量输入模块, 用于检测每台电机的电压和电流;2块SM-322数字量输出模块, 用于控制量的输出。本系统需要使用互感器, 互感器用于测量电动机工作状态下的电压和电流, 并通过模拟量输入口实时传入PLC和工控机, 工控机对电动机的工作状态进行实时监控, 以便保护电动机、电力线和生产线。本系统选用0.5级的干式电压互感器、0.5级的干式电流互感器。系统硬件联接原理如图1所示。

3 系统软件设计

3.1 IPC/PLC通讯程序设计

IPC和PLC之间的通信方式有多种方法, 不同的通信方式应有不同的应对方法。本系统采用一对一的上位联接方式, 上位机IPC作为主站, 下位机PLC作为从站。主站和从站之间采用应答方式通信。通信软件采用VB来编程, 实现IPC与PLC的通信, 并实时监控电机的运行状态, 通过IPC按顺序启动电动机, 顺序停止。保护电动机, 以及电力线和生产线。

IPC作为上位机其主要功能是实时进行与PLC通信, 接收由PLC传输过来的数据, 发送给PLC相应的命令, 实时监控每台电动机的运行状况, 及时控制电动机的启动、停止;并且当电动机发生故障时能够及时报警、显示并切除该电动机。工控机IPC以其良好的系统配置、高可靠性、高抗干扰能力将能很好地完成电动机的控制与保护任务。

以下是IPC与PLC串行通信程序的部分程序段:

以上是VB编程的IPC和PLC通信的部分通信程序段, 在这里就不详细给出了。

3.2 电机控制程序设计

本系统控制的是10台10 k W以上的三相异步电动机, 编程语言采用西门子专用的软件STEP7, 程序主要是控制10台电动机按照相应的启动顺序进行启动, 以免同时启动造成电路总电流过大, 而损害电动机、电力线和生产线。

控制一个任务或过程, 是通过在RUN方式下, 使主机循环扫描并连续执行用户程序来实现的, 用户程序决定了一个控制系统的功能。程序的编制可以使用编程软件在计算机或其他编程设备中进行 (如图形输入设备) , 也可使用手编器。

电机控制程序采用梯形图编程, 其部分梯形图程序段如图2所示。

在这里我们只给出部分多台电动机控制的梯形图程序段, 其余程序不再详述。

4 结语

本系统是设计多台电机的控制与保护系统, 由于工业生产线使用的电机台数比较多, 同时启动会给电路产生很大的启动电流, 所以本系统采用降压启动方式, 并使电机按顺序启动, 以减小启动电流, 同时本系统采用工控机IPC和PLC联机系统, 实时监控电机的工作状况, 控制与保护电机。

由于PLC的高可靠性以及IPC和PLC的其他优点, 且系统采用西门子公司专用开发软件STEP7。因此这种方式可以很好地实时监控电机的运行状况, 给工业生产带来很大的便利, 同时也可大大提高生产效率, 保护生产线、电力线和电机, 由此可见, 该系统可以广泛推广使用。

参考文献

[1]王永华.现代电器控制及PLC应用技术.北京航空航天大学出版社, 2003

[2]刘锴, 周海.深入浅出西门子S7-300PLC.北京航空航天大学出版社, 2004

[3]荣大龙.工控机IPC-PLC-电器控制技术.东南大学出版社, 2003

[4]宫淑贞, 徐世许.可编程控制器原理及应用.第2版.人民邮电出版社, 2009

[5]谢克明, 夏路易.可编程控制器原理与程序设计.北京:电子工业出版社, 2002

[6]邱公伟.可编程控制器网络通信及应用.北京:清华大学出版社, 2001

[7]D.J.Maisey, S.J.Clarke.Software Engineering Methods For Safe Programmable logic Controllers.Advances in Software EngineeringForPLC, 14, Oct1993

UPFC新型多指标控制设计 第10篇

统一潮流控制器(UPFC)是柔性交流输电系统(FACTS)的一个新的控制装置,不仅可以控制线路的潮流和节点电压,还能有效地改善电力系统的暂态稳定性。近年来对UPFC控制研究比较多,包括智能控制算法、优化控制算法、线性最优控制算法以及基于微分几何原理的非线性控制算法[1,2,3,4,5,6,7,8]。

而基于状态方程的线性、非线性控制设计方式发展比较成熟,易为学者广泛接受。但在后期研究中发现,无论是线性最优控制抑或是非线性控制设计方式,其在协调控制目标动、静态性能方面有待提高。随着研究深入,发现在控制设计中输出函数对控制器的响应性能有重大影响,而多指标型输出函数的选取能有效地改善控制系统的动、静态品质[9,10,11,12,13]。

在UPFC控制模型方面,目前公开发表的学术论文中,大部分仅用微分方程来描述其控制系统,而要获得一个更为精确的系统模型,则应用微分代数方程将其系统的动、静态特性都描述出来,这就需要引入微分代数系统控制理论[14,15]。

本文首先建立了UPFC微分代数系统模型,然后结合多指标型设计理念,运用微分代数系统控制理论,设计了UPFC微分代数控制系统,仿真结果验证了方法的有效性。

1 UPFC的微分代数系统模型

设UPFC安装在发电机出口升压变压器的高压母线侧,经双回线与无穷大系统相连。UPFC的2个逆变器的输出分别通过并联变压器和串联变压器与系统线路相连,其接入系统的原理结构图,如图1所示。对于接入电力系统的UPFC的作用,在此可以用两个电压源来等效,UPFC等值电路图可表述如图2所示。

图中,U1 U、2分别为两侧逆变器等效电压源,U为无穷大母线电压,UA为UPFC接入点电压;C是直流电容;Uc是电容两端的电压;I1 I、2为UPFC并联侧和串联侧电流;m1 m、2θ、1θ、2分别为两侧逆变器的脉宽调制比与相角调制量。UPFC通过调节m1 m、2θ、1θ、2来控制交流侧输出电压(U1 U、2)的幅值与相角,其关系为(假设两侧逆变器采用SPWM)

对此动态调节过程,可以用一阶惯性环节来等效[5],即

式中:Tm1、Tm2、Tθ1、Tθ2为惯性时间常数;m10 m、20、θ10θ、20为两侧逆变器的脉宽调制比和相角给定值;um1、um2、uθ1、uθ2为输入控制量。

考虑电容的充放电过程是由逆变器两侧不平衡功率引起的,故在此用一阶微分方程表示

式中:U1d、U1q、U2d、U2q是经Park变换后的逆变器的两侧输出电压;I1d、I1q、I2d、I2q是经Park变换后线路两侧的电流。

对接入点两侧线路节点电压方程有

同时,基于d-q0坐标系下基本电路方程,我们可将线路潮流PL,QL,发电机有功输出AP表示为

考虑发电机经典二阶模型为

式中:δ和ω分别代表发电机功角和发电机转子角速度;mP代表发电机的机械输入功率;Tj为发电机组的转子惯性时间常数;D为发电机阻尼系数。

由图2可知,此时接入点电压可表示为(设空载电势qE′为常数)

至此,且将式(4)记为⎪Ad

结合式(2)、式(3)、式(6)、式(8)可得出UPFC微分代数系统模型为

式中:

2 UPFC反馈控制规律设计

对于所建立的微分代数控制系统式(3)进行控制规律设计[8]。

考虑二次型性能指标为

式中:z是非线性系统变换坐标;v是线性部分的最优反馈控制规律。

由此可知,若能使控制系统中动、静态性能不足的目标量转换到二次型性能指标中进行惩罚,那么该物理量的控制响应性能必将得到有效的改善。而输出函数的选取即可实现这种转换。

可见,在控制设计中输出函数的选取对控制系统的性能有重要影响[9,10,11,12,13,14]。故而原则上,输出函数应选取为目标状态量的线性组合,以确保控制系统达到一个更优的控制品质。

据此,本文在此选取如下4个输出函数。

其中,cij(0

选取空间坐标变换式(13)将系统式(9)变换至z空间,即可得出第二标准型,如式(14)。

对于此标准型,结合非线性控制设计方法便可求解出其控制规律[15,16,17]。

式中,v是系统式(14)的线性反馈控制规律,可由线性最优控制理论求得。并有

对于控制规律u中的cij,ki参数的选取方法,在文献[14]已有详尽论述。其基本思想是:通过对闭环控制系统在平衡点泰勒展开,进行相应的拉式变换,然后再根据所配置的控制系统零极点进行反解,从而求解出cij,ki。

基于此,本系统所选取的cij,ki参数如下

至此完成UPFC多指标控制设计,为验证所设计的控制器的优越性,以下进行系统暂态仿真实验。

3 UPFC暂态仿真

3.1 UPFC系统参数

本文以单机无穷大系统为例进行暂态仿真,另设计了UPFC一般输出函数型微分代数控制方式以方便比较,其输出函数为

其中:11c=200;12c=390;21c=1;22c=1;31c=1;32c=11;41c=10;42c=1;1k=151;2k=21;3k=11;4k=1。

设系统参数为:qE′=1.114 0;AU=1.105 1;o0δ=54.763 3;L0P=0.679 0;L0Q=0.172 5;cU=0.9;U=1.0;jT=4.06;D=2;dX′=0.26;qX=2.12;TX=0.1;1X=0.2;1R=0.05;2X=0.1;2R=0.05;LX=0.7;LR=0.1;1=0.5mT;20.5mT=;1T=0.8θ;2T=0.8θ;C=0.5。(仿真曲线说明:MIDA表示多指标型控制方式;GDA表示一般输出函数型控制方式)。

3.2 调功扰动

系统在0.5 s时,原动机有功功率调高10%,系统有关状态量响应曲线如图3所示。图3(a)表明在多指标型微分代数控制方式的作用下,在调功暂态扰动中接入点电压没有发生静态偏移,而是稳定在电压给定值上。这是由于,在多指标型微分代数控制方式中,输出函数选取了ΔUA,使得在其控制中ΔUA得到更好约束,在动态调节中能充分调动了其他状态量m1,m2,θ1,θ2,Uc,δ,ω的变化来消除系统所产生的静态偏差,如图3(e)、图3(f)中,ΔUc,Δδ拉大得较多。图3(b)表明,多指标型控制方式对发电机有功功率具有更好的跟踪特性。图3(c)中,由于接入点电压的变化使得线路上的有功损耗各不相同,最终导致负荷端得到的有功功率略有不同。图3(d)、图3(g)表明多指标型微分代数控制方式使UPFC具有更优镇定功效。

3.3 三相短路扰动

系统在0.5 s时,负荷端发生三相短路,0.62 s时系统恢复正常,系统有关状态量响应曲线如图4所示。

图4表明:在三相短路扰动中,微分代数控制方式的控制律都能很好地跟踪控制输出,平息系统在暂态过程中的机械振荡,同时不难看出多指标型微分代数控制方式具有更好的动、静态调节性能。

4 结论

胶版纸多色印刷工艺与质量控制 第11篇

印刷工艺控制

1.印版质量的控制

晒版时，在PS版靠身、靠外、拖梢三部位添加色标，这样，在检查印刷成品时，易发现套印不准、纸张颠倒、双张造成的整版漏印和不同印版混合使用的问题。

除此以外，晒版人员必须认真检查PS版和胶片的质量，印版上机前也要检查一下，避免因印版质量问题而影响生产。同时，校版时要熟练准确，尽量减少校版次数；拉版时要力道均匀，避免印版因人为拉长变形而造成套印不准。

2.印刷耗材的选用

（1）纸张

在多色印刷过程中，选用施胶度较好、适应性较强的纸张，避免纸张产生拉毛、掉粉等现象。印刷前，应把分切好的纸张进行打包，防止其因受潮变形而影响印刷走纸。

（2）油墨

亮光快干型油墨是渗透干燥型油墨，适用于胶版纸的印刷，能够避免树脂型油墨产生的粉化无光泽和粘脏、拉毛等现象，干燥速度较快。但在使用过程中，要勤搅墨斗，以防油墨干燥、结皮。

（3）橡皮布

正常印刷过程中，要勤擦橡皮布，以减少纸粉、油墨的堆积，避免影响橡皮布的还原性。由于新橡皮布弹性好、伸展性好，上机绷紧应逐渐进行。日常操作时，每绷紧一次，待胶印机合压后停下再绷紧一次，这样反复绷紧几次，从而达到使橡皮布绷紧的要求。

3.印刷压力的控制

由于胶版纸表面粗糙，吸墨性能较好，因此，为了使印刷墨迹厚实、网点清晰，在印刷時要适当加大印刷压力。

另外，水辊与墨辊的压力要适当，以说明书的要求为准进行调节，保持良好的传水和传墨性能。

4.印刷条件的控制

（1）润版液pH值的控制

润版液的pH值应控制在4.5～5.5，若润版液的pH值控制不当，会影响印迹的干燥速度和印刷质量。如果润版液酸性过强，对版面空白部分的砂眼和图文部分的亲油基腐蚀性就会加大，易造成“花版”现象，使印版耐印力下降。同时，其还易导致油墨乳化、墨辊脱墨等现象，使最终印刷品灰暗无光。如果润版液酸性过弱，会使印版空白部分亲水斥油性能减弱，版面易起脏，也易因印刷品网点增大而造成糊版现象。

（2）水墨平衡的控制

印刷过程中，需保持水墨平衡，达到“墨干水小”的最佳印刷状态。上水润版时，先加大水量，合压定速印刷时，再将水量降回原状态，如此可避免“水大墨大”造成的油墨乳化。

（3）车间温湿度的控制

在印刷胶版纸的过程中，当车间湿度较大时，易产生皱纸、拉毛、掉粉等现象；当车间湿度较小时，又容易产生静电。为了使印刷达到最佳效果，车间应配置空调和加湿器，以保证车间温度为20～25℃，湿度为55%～65%。

印刷品质量检验

印刷看样是印刷操作过程中检查印刷质量的最常用方法，操作者必须经常将印刷品与样张反复比较，找出印刷品与样张的差别，并及时校正。在进行印刷品质量检验时，要注意以下几点。

1.首件检验

首件检验最核心的工作是校对图文内容和确定墨色，首件如果没有得到相关人员的签字复核，胶印机台不得批量生产。这项工作在质量控制中至关重要，如果首件出现错误却没有发现，势必会造成更多的印刷错误。首件检验要做好以下几项工作。

（1）前期准备工作

①核对生产指令单。生产指令单对生产工艺要求、产品质量标准和客户的特殊要求都有详细的说明。

②印版的检查和复核。印版质量的好坏直接关系到印刷品是否符合客户的质量要求，所以印版内容必须与客户来样内容一致，不得有任何差错。

③纸张、油墨的检查。不同印刷品对纸张要求不同，应检查其与客户要求是否一致。另外，专色油墨的调配精确度是还原样稿颜色的关键，在油墨检查工作中应加强此项工作。

（2）调试工作

①设备调试。输纸、走纸、收纸的正常运行和水墨平衡的稳定是生产出符合标准的印刷品的前提，切忌在设备边调整边开机的状态下进行首件签样。

②墨色调试。一件符合样张墨色的印刷品必须经过多次调试印刷，但要避免油墨称量不精确或为接近样稿墨色而随意添加墨量的现象。每次调配墨色必须做到重新称量，同时将设备调至预生产状态，保证其随时可投入正常生产。

（3）首件签样

机台领机在首件签样印刷结束后，应对首件进行复核校对，无误后签名交班组长和质检员签名确认，并挂在看样台上作为正常生产的检验依据。只有首件签样后，方可批量生产。

首件签样确保了批量生产的正确性和可靠性，为满足客户要求和防止出现严重质量事故提供了保障，避免了严重的经济损失。

2.印刷品抽检

印刷品批量生产过程中，操作人员（收纸人员）需不定时抽取印刷品，以签样张为检验依据，对印刷品的颜色、图文内容和套印精度逐一核对，发现问题及时停机解决，并用小纸条备注说明，以便卸纸翻检。印刷品抽检的最大作用是可以及时发现存在的质量问题并解决，将损失降到最低。

3.成品翻检

成品翻检的作用在于对已造成的质量问题进行补救，弥补质量缺陷造成的危害和影响。印刷品放置一段时间（约半小时）后，操作人员需对纸堆进行物料转移，并检查印刷品质量，特别是对抽检时发现问题的部分应重点翻检，避免将问题遗漏到印后加工工序。成品翻检以厂内制定的质量标准为参照，细节上应对照签样张进行检验。在检验过程中，严禁将废品、半成品混入成品中，如发现不合格品时，应严格按照《不合格品控制程序》执行，并做好相关记录、标识和区分等工作。

4.质量偏差处理制度

印刷品质量检验的顺利实施离不开有效的质量管理制度。为此，我公司实行质量偏差处理制度，相关人员应根据出现的问题分析原因，提出解决办法和整改措施，做到“谁处理谁负责，谁把关谁负责”，每年质量月期间，将所有质量偏差汇总，评估整改措施的落实情况，并重点关注重复发生的质量问题。

多控制区 第12篇

连接接纳控制 (call admission control, CAC) 方法是无线资源管理的重要组成部分, CAC方法通过接纳或者拒绝一个用户的服务请求, 来保持系统的正常运行, 是平衡用户服务质量 (quality of service, Qo S) 和系统资源最大化利用的主要手段, 而现有的CAC方法均是建立在TDMA和CDMA系统上, 并且关于IDMA系统的研究也均局限于其物理层, 目前还没有关于其CAC方法的研究文献。由于CDMA系统MUD性能评估的复杂度很高, 现有的基于CD-MA系统的CAC方法通常是忽略MUD的影响[3,4], 或是将MUD效率粗略地近似为一个常数[5,6], 这里统称为FME-CAC (fixed MUD CAC) 。考虑到被接纳用户SINR对MUD性能影响, 这种近似是不符合实际的。同时IDMA作为下一代移动通信系统关键技术的研究动机正是其CBC MUD对抗小区内部和小区间多址干扰 (mutiple access interference, MAI) 的高效率[7], 因此, 在IDMA的CAC方法中精确地预测MUD效率对系统性能的影响是十分必要。在FME-CAC方法的基础上提出了基于SINR Evolution的CAC (SINR evolution based CAC, SE-CAC) 一方面解决了MUD性能的评估问题, 另一方面使得CAC方法简单易行。和FME-CAC方法相比较, CAC方法充分利用了IDMA系统CBC MUD的高效率和SINR evolution技术简单精确性, 保证系统具有较高吞吐量和功率利用效率;并且在保证较低呼叫阻塞和中断概率的同时, 维持了系统较低的中断概率, 最终提高了系统整体性能优势。

1 IDMA的多用户检测和SINR evolution技术

IDMA接收机的研究基础是turbo类型的迭代MUD技术。在发射端采用码片级交织的基础上, IDMA接收机采用了一种非常简单的CBC MUD策略, 它包括一个基本信号检测器 (elementary signal estimator, ESE) 和K个采用后验概率 (a posteriori probability, APP) 算法的用户译码器 (decoder, DEC) [2]。在IDMA接收机中, 一个全局的码片级的turbo型迭代接收过程是通过ESE和DEC模块产生的外信息, 即为第k个用户的第j个码片信息{xk (j) }的非本征对数似然比值 (extrinsic log-likelihood ratios, LLRs) 完成的。由中心极限定理可知, 对于大量用户来说, 码片级的MAI可以近似为Gauss分布 (于CDMA系统中也成立) , 而IDMA的设计原则是对不同的用户采用不同的交织规则, 码片级的交织又使呈Gauss分布的MAI为加性无关的, 因此任何码片xk (j) 的外信息可以用其均值和方差表示。IDMA-CBC MUD完整的算法流程可见文献[8]。

IDMA-CBC MUD的性能取决于其对抗MAI的能力, 这可以用各码片信息{xk (j) , k, j}方差的减少量进行衡量[9]。因为所有的码片信息均为独立同分布, 所以第k个用户码片信息的方差和码片序号j无关, 于是码片级方差可以表示为

式 (1) 中, Vk是用户k的碎片级方差。基本信号检测模块 (ESE) 利用外信息{eDEC (xk (j) ) , k, j}在每次迭代过程中实现了该方差值的减少。仿真实验和理论分析表明{eDEC (xk (j) ) , k, j}可以近似为一个Gauss型随机变量YSINRk。在BPSK调制和重复编码 (重复编码长度为N) 的条件下, YSINRk的均值和方差分别为2 (N-1) γk和4 (N-1) γk[9]。这里所关心的是在迭代收敛时译码器的性能, 此时式 (1) 碎片级方差可以进一步表示为

由式 (2) 可以看出, 各码片的方差Vk仅由SINRk决定。同时Vk可以理解为第k个用户在迭代收敛时引入的功率干扰因子。

考虑一个单小区模型, 对于第k个用户, 在理想功率控制下, 满足目标信干噪比SINRk的发射功率为Sk, 当迭代收敛, 也即MAI被最大程度地消除时, 第k个用户受到的总的干扰功率估计如下

式 (3) 中, PN为背景热噪声功率。在式 (3) 中, 定义

式 (3) 可以进一步写为

式 (5) 中, f (SINR) 表示小区内部干扰功率因子, 反映了IDMA-CBC MUD的抗小区内部MAI效率。通常f (SINR) 没有理论公式, 可由仿真得到[1]。通过式 (5) , 可以精确的估计在考虑CBC MUD影响下的小区内部多址干扰功率。

2 基于SINR Evolution技术的IDMA系统连接接纳控制方法

对于IDMA这样一个自干扰系统, 一般将每个用户所使用的无线资源, 上行看作是用户所产生的干扰水平, 下行则是该用户所占用的基站发射功率。由于上下行链路具有不同的资源阈值, 系统的上行链路为干扰受限, 下行链路为功率受限, 本文提出的CAC方法包含两个不同的接纳判决阶段, 即为上行链路基于干扰接纳判决过程和下行链路基于基站总发射功率接纳判决过程。只有当上下行资源同时可用时, 才能允许一个新用户接入系统。所提出的CAC方法, 重点考虑了以下几个方面:

(1) 不同业务之间和新呼叫用户与切换用户之间的优先级;

(2) 上下行业务的不对称性和上下行链路不同的容量瓶颈;

(3) 在不影响算法性能的同时考虑算法的简易性。

这里将基于IDMA-CBC MUD的系统性能评估的半解析方法SINR Evolution技术扩展应用到系统资源预测中, 并提出了一个具有低运算复杂度和高准确性的SE-CAC方法。

2.1 基于SINR Evolution技术上行链路干扰估计方法

MAI是蜂窝移动通信系统的一个固有问题, 在一个小区内用户发射的信号不但对本小区内的用户构成干扰, 而且对邻近的小区均构成干扰。对于中心小区基站来说, 当不考虑MUD对系统性能影响时, 总的接收功率Itotal

式 (6) 中, Iintra为来自中心小区内部的干扰功率;Iinter为相邻小区用户对中心小区基站接收机的干扰。

通常来自其他小区的干扰Iinter可以视为一个近似值, 由相邻小区对中心目标小区用户的平均干扰因子fu决定。其中, fu定义为

在假设用户在各小区均匀分布的条件下, 小区间平均干扰因子fu是一个和业务类型无关的量, 于是将其他小区所有用户对中心小区的影响统一到中心小区内附加用户造成的总干扰中去。理论研究表明fu在给定阴影衰落条件和距离损耗幂次的条件下, 可以等效为一个常数, 通常该值设为0.55[10], 则式 (6) 可以写为

此时小区内第k类用户在理想功率控制下的 (Eb/I0) k为

式 (9) 中W为扩频带宽, Rk、αk和Sk分别为第k类用户的传输速率, 激活因子和发射功率。定义第k类用户的负载因子为

于是来自中心小区内部总的干扰功率可以写为

式 (11) 中N为不同业务的种类数目, Nk为第k类业务用户数目。同理, 定义上行链路总负载因子为

用来表示某一时刻小区所承受的负荷[10], 于是得到目标小区总的干扰功率

利用公式 (13) 的导数形式, 得到当接纳第k类用户造成小区干扰增加量的估计值

对于采用CBC MUD的IDMA, 考虑MUD对系统性能影响为小区内部干扰被抑制的百分比, 于是基于SINR Evolution半解析技术的IDMA系统小区内部干扰功率、上行链路总负载因子和干扰增量的估计分别表示如下

2.2 基于SINR Evolution技术下行基站发射功率估计方法

不同于以干扰门限作为接纳判决指标的上行链路CAC方法, 基站发射功率成为下行链路容量主要决定因素, 下面提出了一种基于基站发射总功率的下行CAC方法。

和上行链路一致, 所有用户共享同一基站带宽, 每增加一个新的用户都会增加该基站连接的所有用户的干扰, 导致小区内其他用户的下行链路信干噪比SINRid下降, 这样, 原先存在于系统中的用户也会要求增加其链路的发射功率, 以保证其服务质量。下行链路CAC方法的主要思想是估计在接入新用户系统所需的总发射功率, 然后用这个估计的值和基站的最大发射功率进行比较判决。

假设中心目标小区原总用户数目为N, 定义pj (j=1, 2, …, N) 为小区基站对当前各个激活用户的发射功率大小, PP是分配给导频信道的功率, 则中心小区中存在N个用户时基站总的发射功率Ptotal_N为

用户i的下行Eb/Nd0i可以表示为

式 (19) 中, γid为用户i的下行目标Eb/N0, 常量θ∈ (0, 1]是归一化的同小区内不同用户的相关系数, 即系统的正交因子, gi0为中心基站0到用户i的路径损耗因子。由式 (19) 可以得到目标小区中有N个用户, 当满足第i个用户的γid时, 基站提供的最小发射功率piN为

式 (20) 中, 定义下行链路的负载因子ηi为

在接入新的用户之前, 第i个用户的发射功率可由式 (20) 表示。如果此时一个新的用户 (设标号为0) 要求接入目标小区, 基站就会为之增加发射功率。假设该用户被接纳, 此时中心小区中用户个数为N+1, 此时基站对第i个用户的发射功率piN+1为

由式 (20) 和式 (22) 可以得出, 接纳新用户0后, 基站对用户i增加的发射功率为

基站对新用户0提供的发射功率p0为

则接纳新用户后, 基站总的发射功率可以估计如下

用fd表示相邻小区基站的总发射功率对本小区基站总发射之比, 本文研究的是各小区负载均匀的情况, 此时取fd的典型值为0.55[11]。于是, 当背景噪声忽略不计时的基站总发射功率估计值为

考虑IDMA系统中基站接收机同样采用CBC MUD[12], 则未被抑制的小区内部干扰百分比为f (SINR) 。可以得出, 小区内部各用户间干扰因子θ等效为f (SINR) , 通过式 (26) , 结合IDMA的SINR Evolution技术, 得到精确估计MUD影响下的基站总发射功率为

2.3 基于多业务IDMA的SE-CAC方法

本文的SE-CAC方法共分为三个阶段, 如图1。

阶段1:资源估计和预测阶段。上行链路是对当前系统总干扰Itotal和接纳新用户后的干扰增量ΔI的估计, 下行链路资源估计则是针对基站当前总发射功率Ptotal_old和新用户引起的基站发射功率增量ΔP[4]total。

阶段2:上行链路接纳控制阶段。考虑到上行链路容量为干扰受限的, 上行链路的接纳判断是基于干扰门限进行的。为保证系统中所有用户的服务质量, 只有当系统总干扰功率低于一定门限, 才考虑接纳该新用户。对本小区产生新呼叫的接纳区域为

同理, 接纳来自其他小区切换呼叫的判决条件如下

本文通过设定Ithreshold>ITHRESHOLD来保证切换呼叫的优先级高于新呼叫[13]。

阶段3:下行链路的接纳控制阶段。基站总的发射功率为下行链路的容量瓶颈, 所以下行链路采用基于基站总发射功率接纳判决准则更为合理。基于此, 当新用户呼叫到达时, CAC模块的接纳区域如下

考虑到上行链路的干扰水平可以通过式 (15) ~式 (17) 进行估计, 通过式 (27) 可以对下行链路的基站发射功率进行预测, 本文提出的SE-CAC方法精确估计了MUD效率对系统性能的影响, 做出更为准确的接纳判断, 充分地体现出IDMA系统在对抗小区内部干扰方面的性能优势。

3 仿真结果及性能分析

在详细介绍SE-CAC方法的基础上, 这部分重点对其性能进行评估。为了更加清晰地看出SE-CAC方法的性能优势, 把SE-CAC方法和FME-CAC方法进行了对比。

3.1 系统业务模型及仿真参数

系统采用19小区模型, 中心小区外有6个相邻小区和12个次相邻小区。考虑上行和下行链路资源利用和分配情况相互独立, 所有用户共享扩频带宽为3.84 MHz, 各个小区内部用户为均匀分布。每个小区中包含三类业务, 分别为会话类、流类和交互类业务。会话类业务为两状态交替的泊松随机过程;流类业务采用离散状态连续时间的Markov模型[14], 传输速率被量化为M+1个级别;交互类业务采用自相似模型来建模[15]。同时考虑用户的移动性, 系统中各类业务又可以分为两种呼叫类型, 一种是由本小区产生的新呼叫类型, 另一种是由相邻小区移动至本小区的切换呼叫类型。对于一个移动用户来说, 在服务过程中被强行中断比在发出呼叫时被拒绝更加难以忍受, 所以切换呼叫比新呼叫用户具有更高的优先级。参照3GPP对下一代移动通信系统的标准, 详细的业务仿真参数和优先级见表1。

3.2 仿真结果及其性能评价

图2给出了当总用户到达率为1个/s由10 000s到10 200 s连接接纳判决过程。在给不同的业务分别标号后, 每条线的高度代表不同业务的类型, 横轴代表各个用户的到达时间。从图2可以清楚地看出到达用户的类型, 到达时间和其是否被接纳。

图2和图3及图6和图7比较了三类优先级不同业务的平均呼叫阻塞概率和中断概率, 可以看出优先级高的业务具有较低的呼叫阻塞和中断概率。例如, 优先级最高的会话类业务具有最低的阻塞/中断概率, 而交互类业务由于优先级别最低, 相应的, 其具有最高的阻塞/中断概率。同时, 不同业务的中断概率均低于其相应的阻塞概率, 和业务优先级要求相符合。

同时, 比较SE-CAC和FME-CAC的性能是很有意义的。为了考察被接纳的用户在整个通信过程中服务质量是否满足要求, 对系统的溢出概率进行仿真实验。溢出率定义为通信过程中业务质量下降引起的通信终止的概率, 上行链路即为由于用户的信干噪比低于其门限值, 下行链路即为瞬时基站发射功率高于基站最大发射功率。因此通过这个参数, 可以对所提出的CAC算法接纳判决的准确度进行评估。此处, FME-CAC方法中的下行链路耦合因子取值为0.2[16]。从图3至图5可以看出, 采用β=0.8的FME-CAC方法的系统溢出率远远大于采用SE-CAC方法。这是由于FME-CAC过高地估计了MUD抗小区内部干扰效率, 从而低估了系统当前上行和下行的干扰水平, 错误地接纳了用户, 导致系统溢出率的增加。而当采用β=0.2的FME-CAC方法时, 与SE-CAC相比, 系统具有过高的阻塞/中断概率, 这是因为此时FME-CAC方法过高地估计了小区内部多址干扰功率, 从而导致过多的用户被拒绝。可以看出, 传统的FME-CAC方法不能准确地估计系统的MUD效率, 导致系统具有过高的溢出和阻塞/中断概率。

在上述分析的基础上, 下面对分别采用β=0.5的FME-CAC和SE-CAC方法时系统的性能进行比较。由图6和图7可以看出, SE-CAC在保证系统具有较低阻塞和中断概率的同时保证了系统较低的溢出概率, 除此之外, SE-CAC在功率利用率和吞吐量还具有一定的性能优势。

图4采用SE-CAC和不同β值的FME-CAC方法中不同业务的平均呼叫中断概率随用户到达率变化曲线Fig.4 Averaged dropping probability for different services between SE-CAC and FME-CAC with differentβversus arrival rate

图5采用SE-CAC和不同β值的FME-CAC方法中不同业务的平均呼叫溢出概率随用户到达率变化曲线Fig.5 Outage probability for different services between SE-CAC and FME-CAC with differentβversus arrival rate

图6和图7给出了基站最大发射功率对系统性能的影响。当基站最大允许发射功率较小时, 呼叫阻塞和中断概率随之增大而减少, 这是因为此时系统为功率受限的。然后, 随着基站最大发射功率的进一步增加, 呼叫阻塞和中断概率基本保持不变, 这是因为此时系统为干扰受限而不再是功率受限的。可以看出采用SE-CAC方法比采用FME-CAC方法时曲线转折点滞后, 从这里可以得到SE-CAC方法的一个优势, 当系统干扰较为严重时, IDMA系统可以通过进一步增大基站最大发射功率来减少呼叫阻塞和中断概率, 而采用FME-CAC方法时并不适用。鉴于此, 当系统处于重负荷状态时, 在满足被接纳用户的服务质量的同时, IDMA系统的容量可以进一步提高。并且当采用SE-CAC方法和FME-CAC方法的呼叫阻塞和中断概率分别相等时, 采用SE-CAC方法需要较低的基站发射功率, 这表明采用SE-CAC方法的IDMA系统具有更高的功率利用效率, 基站对系统中各用户的发射功率较低, 这个对蜂窝系统是非常有利的。

图6采用SE-CAC和β=0.5 FME-CAC方法中不同业务的平均呼叫阻塞概率随基站最大发射功率变化曲线Fig.6 The blocking probability of different services between SE-CAC and FME-CACversus the maximum base station transmitted power

图7采用SE-CAC和β=0.5 FME-CAC方法中不同业务的平均中断阻塞概率随基站最大发射功率变化曲线Fig.7 The dropping probability of different services between SE-CAC and FME-CACversus the maximum base station transmitted power

图8给出了系统归一化的吞吐量性能。归一化吞吐量定义为每个被接纳用户的平均比特率, 用系统中总数据传输速率比系统总用户数目来计算。和采用传统FME-CAC方法相比较, 这里提出的SE-CAC方法保证了其具有更高的归一化吞吐量性能, 并且这种性能优势在负载增加时更加明显。当系统负载增加时, 采用FME-CAC时的归一化吞吐量急剧下降, 而采用SE-CAC基本保持恒定。

4 结论