磁偶极子天线范文

磁偶极子天线范文（精选3篇）

磁偶极子天线 第1篇

谐变磁偶极子[1,2]的辐射性能常用辐射磁矩来表示, 其基本测量原理和测量方法是, 利用单个线圈在一定距离处感应的电磁场值转换为电压信号进行测量和计算[3]。由于实际测量中, 测量坐标位置和电磁耦合的关系具有诸多不确定的因素, 辐射电磁场的不均匀性和非线性, 以及各种电磁干扰, 利用单个线圈测量磁性体辐射磁矩存在较大误差, 操作也十分不便[4]。任志良等人在2005年提出了一种基于三维场的两点法测量辐射磁矩, 得到了较为稳定的磁矩测量结果, 使得磁矩的测量精度和工作效率得到提高[5], 但是两点法必须使传感器阵元处在辐射源的径向, 从而限制了磁矩测量的测试条件。本文通过辐射磁矩和辐射场关系的分析, 建立磁偶极子模型, 提出通过多点测量磁场值来估计磁偶极子辐射磁矩的测量方法, 提高了磁矩测量精度, 实现了在距离辐射源一定距离处, 在空间任意角度下的磁矩测量。

1 多点测量法的磁矩测量原理

当测试距离远大于辐射源尺寸时, 辐射源可以看作为一个磁偶极子, 如图1所示, 位于空间点P0 (x0, y0, z0) 的磁偶极子辐射磁矩可分解为:

根据磁偶极子辐射场分布特性[6], 在空间任一点磁偶极子辐射场强同辐射磁矩存在如下关系:

式中:

由此可得珝M0在x方向的分量Mx0在P (x, y, z) 点沿x, y, z三个方向所产生的磁场强度为:

同理可以得到My0和Mz0在空间点P (x, y, z) 上所产生的磁场强度分别为:

上式中, 单位采用MKS制, 磁场强度单位为A/m, 当采用CGS制时, 单位m Oe (毫奥) , 由于1A/m=4π10-3奥斯特=4π毫奥, 所以上述各式需要乘以4π, 若令:

则磁矩产生的磁场强度可以表示为矩阵形式:

记为:

当磁偶极子和空间一点P位置确定时, fai也是确定的, 则若已知磁偶极子在空间一点P (x, y, z) 产生的磁场强度H (Hx0, Hy0, Hz0) , 可得到其磁矩为:

其中, F0+为F0的广义逆矩阵, 即:

2 多点测量法的磁矩测量系统设计

单点法和两点法的磁矩测量方法参见参考文献[5], 多点法磁矩测量系统由六个三分量磁传感器与高精度AD转换及计算机组成, 测量系统连接关系如图2所示。

为了方便确定距离参数, 六个磁传感器选在同一条直线上, 且磁传感器测线和辐射源在同一平面内, 理论上磁传感器测线和辐射源不共面时, 也能得到测试结果, 但本文只考虑磁传感器测线和辐射源共面的情形, 磁传感器所在直线距磁性体辐射棒中心的垂直距离为d, 保持6个三分量磁传感器坐标分量的方向平行、一致。以辐射棒中心为原点, 辐射棒径向为Z轴建立空间直角坐标系, 分别测得每个磁传感器与磁性体辐射棒中心的距离, 则可以求得6个矩阵F1、F2、F3、F4、F5、F6, 六个磁传感器得到空间六个点的三维磁场矩阵H, 使用最小二乘法, 可以得到辐射源的辐射磁矩M0[7]。

3 测试结果及分析

3.1 不同距离的测试对比

为了比较不同测试距离对磁矩测量的影响, 在磁传感器测线 (即磁传感器所在直线) 距离辐射棒不同距离的条件下, 对辐射棒辐射磁矩进行测试, 表1给出了磁传感器测线距离辐射棒1.05m、2.245m时, 辐射棒不同转角下计算出的磁矩值及其方差。

实验中辐射棒长度为0.48m, 直径为0.06m, 当距离较近时, 辐射棒不能简单地等效为磁偶极子, 因此计算结果方差较大;当距离较远时, 辐射棒体积可忽略, 因此其能等效为磁偶极子, 计算结果方差较小, 结果较为稳定, 这也逆向说明了当距离较远时, 将辐射棒等效为磁偶极子的正确性。

3.2 磁传感器测线与辐射棒径向成不同角度时的测试对比

为了说明磁传感器测线与辐射棒径向成不同角度对磁矩测试结果的影响, 在磁传感器测线距离辐射棒2.245m, 夹角为4°、7°和17°时, 分别对磁矩进行了测试, 表2给出了不同夹角下的磁矩测量结果。

根据上表可以看出, 当磁传感器测线与辐射棒径向成不同夹角时, 磁矩测试结果基本保持稳定, 这一点也可以从不同夹角下的方差均小于1.9得出, 因此多点测量法测量结果避免了测量角度对测试结果的影响。

在工程中还有一种粗略估计磁性体辐射磁矩的计算方法:

式中, L为电感 (H) , I为通过的电流 (A) , lw为磁性体长度 (m) , W为线圈匝数;

实验中通过辐射线圈的电流为I=2.24A, 经过计算此状态下的电感L=7.25m H, 磁性体长度lw=0.48m, 匝数W=460, 代入公式可得:M=13.485Am2。与前面测试结果基本保持一致, 说明本文提出的多点测量法是正确可行的。

4 结束语

本文基于多点测量法实现的电磁辐射磁性体的磁矩测量, 通过多点测量辐射源辐射磁场值, 利用构建的磁偶极子辐射场模型, 准确地计算出磁性体的磁矩值, 实现了在空间任意角度下对辐射源辐射磁矩的测量, 为电磁辐射磁性体的磁距测量开辟了一片新天地。

参考文献

[1]白岩锋, 李斌, 杜英霞.基于调制电磁脉冲场的主动电磁探测研究[J].国外电子测量技术, 2012 (2) :39-42.

[2]陈国瑞.工程电磁场与电磁波[M].西北工业大学出版社, 1998.

[3]严密, 彭晓领.磁学基础与磁性材料[M].浙江大学出版社, 2006.

[4]洪咸东, 任志良, 俞伟, 等.鱼雷辐射磁矩测量误差研究[J].鱼雷技术, 2007, 15 (1) :42-44.

[5]任志良, 成光, 孙海柱, 等.基于三维场的辐射磁矩测试方法研究[J].微计算机信息, 2006, 22 (1-2) :267-269.

[6]李志舜, 王绍卿.海水中水平磁偶极子辐射反射场的计算[M].水中兵器第二分册, 1984.

对数周期偶极子天线的建模与仿真 第2篇

关键词：LPDA,矩量法,R.L.carrel等效法,方向图

0引言

对数周期偶极子天线是极宽频带天线中的一类,这种天线在短波、超短波、微波等波段的通信、测向、电子对抗等方面具有广泛应用。对于LPDA的理论分析历史上有多种方法,比较典型且目前仍为后人所沿用的有2种方法:① R.L.carrel的等效传输线理论分析法;② D.H.Sinnott的LPDA矩量法结合等效电路理论分析法[1]。本文利用第1种方法的思路,即用内外问题的求解方法,在内问题的求解中利用第2种方法中的矩量法,并根据2个网络问题的联系求出LPDA的电流分布,外问题求解依据电场辐射叠加原理建立计算LPDA增益方向图。代入标准LPDA的物理参数后,模型计算结果与标准的LPDA增益值有较好的一致性。

1LPDA增益建模

天线的增益求解一般分2个步骤:① 求解天线的电流分布;② 求解其增益。对于LPDA的增益建模方法,一般也采用2步求解,即内问题的求解和外问题的求解,内问题求出LPDA的电流分布,外问题利用求解出的电流分布建立LPDA的增益计算模型。

1.1LPDA内问题的电流分布求解

LPDA的内问题的电流分布求解主要是把LPDA天线分为2个网络的并联,即天线阵网络和集合线网络,矩量法分析天线阵网络建立起各振子分段上的电压电流分布,集合线网络利用传输线网络方法求解,然后利用2个网络的联系及定义压缩扩展矩阵求出LPDA的各中心振子上的电流分布LPDA的结构如图1所示。

1.2矩量法分析天线阵网络

用矩量法分析天线阵网络的主要目的是建立起LPDA各振子分段上的电压电流分布,所以基函数和检验函数均要选择分段正弦函数,对于图1所示的LPDA,设第P根振子上的电流分布为[2]:

undefined。 (1)

式中,Sp,n(z)为分段正弦基函数。

对于自由空间的LPDA,振子表面散射电场的切线分量为:

在第q根振子表面满足关系:

Eundefined=-Eundefined。 (4)

采用伽略金法取检验函数Wq,m(z)=Sq,m(z),对式(4)取内积得:

undefined。 (5)

式中,

Zundefined即为广义阻抗的表达式,对N个对称振子共分成NN段,每个振子分成奇数段。则式(5)可写为:

式中,UM,IM分别为NN维电压列向量和电流列向量;ZM为NNNN阶广义阻抗矩阵,其元素可以由式(6)算得。由式(7)可知,除广义阻抗矩阵为已知外,电压和电流均为未知,其求解可利用2个网络的联系解出。

1.3R.L.carrel法分析集合线网络

利用R.L.carrel分析集合线网络的主要目的是建立集合线导纳矩阵,分析2个网络的联系时需要集合线网络的导纳值。

式中,对角线上自导纳:

1.4LPDA各振子电流分布的求解

此步骤的主要目的是在前2步分析的基础上,在矩量分段上利用定义的压缩矩阵和扩展矩阵取出LPDA各振子的中心电流分布。

矩量法求出的各分段的电压、电流表述为:

undefined

式中,undefined分别为LPDA第i根振子的输入端电压和电流,i=1,2,,N。

为了求UA、IA,则定义2个矩阵:压缩矩阵C和扩展矩阵S,分别为:

undefined

由式(9)～(12)得出二者的关系:

undefined。 (13)

根据变换关系可以得到:

IA=CZundefinedS(Yl+CZundefinedS)I。 (14)

在式(14)右边各项均可求出,故可求得LPDA的中心电流分布,有了电流分布就可以进入LPDA外问题的求解,即求解其增益方向图。

1.5LPDA外问题的增益模型建立

利用求得LPDA的电流分布,可以求得其方向函数及方向性系数,进而建立其增益求解模型。对数周期天线在远区的辐射场,等于所有振子在该点处辐射场的叠加。取坐标如图2所示,天线置于XZ平面内,其几何顶点置于坐标原点。振子的电流被确定以后,就可以计算远区场:

undefined

式中,θ从z轴量起;φ从x轴量起。

LPDA在E面辐射方向函数为:

undefined。 (16)

LPDA在E面的方向性系数为:

undefined。 (17)

式中,F(θ,φ)为天线辐射强度函数,F(θ,φ)max 为最大辐射强度,对于自由空间的LPDA,undefined。

增益表达式为:

G=10lgDη。 (18)

式中,η为天线效率。

2LPDA仿真

模型利用一副标准天线的输入参数及实测值去验证,输入参数分别为天线工作频段内的各频点、振子数目、最长振子的长度、比例因子、间距因子、特性阻抗和振子半径等参数,标准LPDA的参数为:N=31,f=80 ～1 300 MHz,τ=0.892 6,σ=0.043 9,lmax=0.98,Z0=83 Ω,计算增益如图3所示。

从图3中可以看出,模型软件计算结果与实测值有较好的一致性。

3结束语

本文采用D.H.Sinnott与R.L.carrel的建模思路来建立求解模型,实际分析中按内外2个问题求解,其中用矩量法分析天线阵网络,基函数与检验函数选择分段正弦基函数伽略金法,求解出各分段的电流和电压分布,利用2个网络的联系求得了LPDA的电流分布,进而计算天线的增益方向图,所建模型计算的增益结果与实际测量值有较好的一致性。模型的精度取决于天线矩量法分段长度的大小,分段太小精度会提高,但导致计算量增大,分段太大计算误差又会很大,所以,在实际仿真时,需要选择合适的分段长度。

参考文献

[1]SINNOTTD H.Computer Analysis of the Log-periodic Dipole Antenna[C].Australia:Weapons Res Salisbury SA Australia Tech Note WRE-TN-712(AP),1972:20-31.

[2]丁晓磊,王建,林昌禄.对数周期偶极天线的一种新的分析方法[J].系统工程与电子技术,2002,24(5):16-19.

小型RFID偶极子天线设计与优化 第3篇

RFID系统通常由读写器、标签和服务器组成。标签分有源标签和无源标签,无源标签由天线和芯片构成,结构简单,成本低。在超高频频段,标签天线常采用半波偶极子天线[1]。偶极子天线具有结构简单、效率高、制造成本低等优点。

1 偶极子天线设计

1.1 天线结构设计

由半波偶极子天线的定义,天线的总长度为工作频率下电磁波波长的1/2。结合电磁波在电介质中传播的波长公式,半波偶极子天线的长度La为:

其中,εr为电介质的相对介电常数,c为电磁波的传播速度,f为工作频率。

在实际RFID标签应用中,天线通常制作在PET等电介质基板表面,式(1)中电介质的相对介电常数εr须用有效相对介电常数εeff来表示[2]:

其中,εr为基板材料的相对介电常数,εr_air为空气相对介电常数(约等于1)。α、β是由基板厚度等因素决定的权重因数,需通过仿真确定。

为了缩减标签尺寸,本文采用弯折偶极子天线。由于弯折偶极子天线的弯折线之间相互耦合影响,导致用式(1)计算的天线长度有较大误差。在设计中,本文先用式(1)估算天线长度,再通过仿真分析进行优化计算。

常用超高频RFID标签芯片的阻抗为复数,并具有较大的虚部。为使标签的功率传输系数τ达到最优值,要求设计天线的阻抗与芯片阻抗共轭匹配。为此,需要在偶极子天线上加入阻抗匹配的结构,本文使用T型阻抗匹配的方法[3]。

本文设计的标签采用Impinj Monza 4芯片,其阻抗为11-j143Ω,读取的门限功率为-17.4 d Bm。文中采用矩量法仿真,仿真软件为Zeland IE3D。通过初步的计算和仿真,得到如图1所示的偶极子天线。天线材料为铝(电导率σ=38 MS/m),厚度为0.01 mm;基板材料为PET(相对介电常数εr=3.5),厚度为0.05 mm。该天线的基本结构尺寸如表1所示,仿真得到其阻抗为1.98+j144.3Ω,共轭匹配增益为-3.17 d Bi。

1.2 天线结构优化

RFID标签的性能通常以读写距离d为判断依据,d可用自由空间的Friis公式估算[4,5]:

其中,c为电磁波的传播速度,f为系统工作频率,Pr为读写器的发射功率,Gr为读写器天线的增益,Gt为标签天线的增益,p为读写器天线与标签天线之间的极化损失,Pth为标签芯片的门限功率,τ为标签天线与芯片之间的功率传输系数,表征天线与芯片之间的能量传输。其定义如下:

其中,Za=Ra+j Xa,Zc=Rc+j Xc分别为天线和芯片的阻抗。当天线与芯片阻抗匹配,即Za=Zc*时,τ取最大值1。

本文使用的读写器为圆极化天线,而偶极子为线极化,所以p=0.5。芯片的门限功率Pth由芯片的设计和制造工艺决定,芯片一经选定,Pth即确定,因而标签的天线设计是决定标签性能的关键。在读写器参数确定的情况下,当标签天线增益Gt和功率传输系数τ达到最大值时,标签的读写距离最大。

标签天线设计的目的是在标签尺寸等限制条件下,使得标签天线的增益Gt和功率传输系数τ最大。

在图1所示天线的基本结构中天线由弯折线和臂L1、L2组成,以达到所要求的长度。由天线长度的计算公式(1)可知,调节天线的总长度能够调节天线本身的谐振频率和阻抗。图2为其他参数不变,改变L1、L2的长度时所得到的阻抗曲线。由图可见,增大L1和L2的长度,阻抗曲线整体向左移,天线谐振频率减小,阻抗实部最大值增大,虚部最大值减小。

因此,可以通过调节天线长度来优化天线性能。图3为L1和L2的值与标签在915 MHz的增益的关系曲线,随着L1和L2增大,标签的增益也增大。图4为L1和L2的值与标签在915 MHz的功率传输系数的关系曲线,随着L1和L2增大,功率传输系数先增大后减小,在L1=L2=19.8 mm时达到最大值,此时天线与芯片阻抗匹配达到最佳。图5是根据式(3)计算的标签读写距离与L1和L2的值的关系曲线,读写器发射功率Pr为28 d Bm,天线为圆极化,增益Gr为3 d Bi。

由图5可见,L1=L2=19.8 mm时,标签理论读写距离达到最大值2.56 m,天线的阻抗仿真值为2.83+j148.6Ω,功率传输系数为0.56。

通过调整T型阻抗匹配结构,即调节w和h的大小,能够进一步优化天线阻抗,使天线阻抗与芯片阻抗匹配得更好。按照改变天线长度的方法,可以得到改变T型阻抗匹配时天线的性能参数,并最终计算得到标签的理论读取距离。

图6为L1=L2=19.8 mm,h=9.8 mm时,改变w的值,得到的标签理论读取距离与w的关系曲线。标签增益随w增大而增大,功率传输系数在w=6.1 mm时达到最大值,理论读取距离在w=6.1 mm时达到最大值2.68 m。

改变h的值,取得的效果与改变w值相同。图7为L1=L2=19.8mm,w=6.1 mm时,改变h的值,得到的标签理论读取距离与h的关系曲线。标签增益随h增大而增大,功率传输系数在h=9.5 mm时达到最大值,理论读取距离在h=9.5 mm时达到最大值2.7 m。

通过上述优化过程,得到了天线结构参数的较优值,如表2所示。

2 样品制作与测试

根据仿真结果,制作了4款天线以作比较,4款天线的结构参数如表3所示。

(mm)

对于样品天线,本文使用Agilent ENA5071C矢量网络分析仪测试了阻抗,并用Atid-570手持式读写器(圆极化天线,EIRP=31 d Bm)测试了相应标签的读写距离。考虑到制造误差等因素的影响,每个型号的样品天线都测试了5组数据,然后取平均值。表4是样品天线915MHz的阻抗和读取距离的仿真与测试结果对比,其中理论读取距离用式(3)计算。在读写距离的计算中,由于忽略了环境干扰、读写器内部的能量传输损耗以及标签的能量损耗等因素,理论值大于实测值。阻抗测试因缺少微波暗室,得到的结果与仿真结果有偏差,其中虚部与仿真结果接近,而实部偏大。

4款样品天线分别选自天线优化设计的不同阶段,天线从773~776依次作了改进。从读取距离的测试结果可见,773~776的读取距离依次增加,天线776的读取距离最远,与仿真结果一致,可见本文所用的优化方法有效。

无源超高频RFID标签通常采用偶极子天线,本文采用理论分析和仿真优化相结合的方式设计了一款偶极子天线,并采用T型阻抗匹配结构实现与标签芯片的阻抗匹配。通过调节天线长度和阻抗匹配结构的尺寸对偶极子天线进行了优化,并制作了4款小型超高频RFID标签样品。测试结果表明,4款样品标签的性能与预期的优化结果一致,优化后的标签读写距离达到1.59 m。

摘要：无源RFID标签的读写性能主要取决于其天线和芯片的性能,其中超高频RFID标签通常采用偶极子天线。从理论-仿真-实验的角度详细介绍了偶极子天线的设计和优化方法,并制作了4款小型超高频RFID标签样品。测试结果表明,4款样品标签的性能与仿真的优化结果高度一致,该设计和优化方法可行。

关键词：射频识别,电子标签,偶极子天线,优化

参考文献

[1]FINKENZELLER K.RFID handbook:fundamentals andapplications in contactless smart cards,radio frequencyidentification and near-field communication[M].3rd ed.Hoboken,NJ:John Wiley&Sons Ltd.,2010.

[2]DEAVOURS D.UHF RFID antennas[M].RFID Systems:Research Trends and Challenges,Bolic M,Simplot-Ryl D,Stojmenovic I,Hoboken,NJ:John Wiley&Sons,2010,57-98.

[3]MARROCCO G.The art of UHF RFID antenna design:impedance matching and size-reduction techniques[J].IEEE Antennas and Propagation Magazine.2008,50(1):1-21.

[4]RAO K V S,SANDER P V N.Antenna design for UHFRFID tags:a review and a practical application[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation.2005,53(12):3870-3876.