电容式接近开关

电容式接近开关（精选8篇）

电容式接近开关 第1篇

文献[3]以反激式开关电源为研究对象, 建立了相应的共模传导噪声耦合路径模型及变压器分布电容模型, 重点研究了二次侧干扰源对整个电路系统的影响。并且利用传统的在变压器初、次级绕组之间加屏蔽的方法来抑制共模干扰。虽然该种方法大大的降低了变压器原副边之间的分布电容, 有效的抑制了共模干扰, 但是加屏蔽会导致变压器的体积增大, 产生额外的损耗。所以为了避免加屏蔽层, 可以通过改变变压器绕组结果以及变压器与外电路的连接方式来减小共模干扰。文献[4]对反激式变换器的每一个元器件建立了高频模型, 把这些模型组合起来后, 用PSpice软件进行模拟仿真, 并对比分析了散热片对地电容, 变压器漏电感等参数对干扰大小的影响。但是该文献没有考虑高频变压器原副边之间的寄生电容的影响, 实际上, 变压器原副边之间的寄生电容对共模干扰有很大的影响, 因此需要深入的研究。

以反激式开关电源为研究对象, 首先明确了高频开关电压作用下的变压器原副边之间分布电容是共模噪声的重要耦合通道的基础上, 建立了共模传导干扰耦合通路模型。由于变压器绕组上的电压不均匀分布, 等效共模寄生电容不等于变压器原副边间结构电容, 因此提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电容的方法。其次重点分析了不同的变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰的影响。最后根据模型, 提出了一种共模干扰滤波器, 并用PSpice软件模拟仿真。

1 反激变换器中的共模干扰

1.1 共模传导干扰耦合路径分析

文献[5]只把变压器原边开关管看成共模干扰源, 忽略了副边的二极管。其实变压器副边二极管两端也存在电压跳变, 尤其是变换器的输出电压越高, 二极管产生的干扰就更不能忽略。图1是反激式变换器的共模噪声耦合路径分析原理图。其中Cps表示变压器一次绕组靠近开关管漏极那一端对二次绕组的耦合电容, Csp表示变压器二次绕组靠近二极管阳极那一端对一次绕组的耦合电容。C0表示负载端对大地的耦合电容。为了研究变换器中变压器分布电容对共模传导噪声耦合通路特性的影响, 可以通过将开关管散热片接变压器原边地或副边地而旁路, 避免由开关管与散热片之间的寄生电容耦合的噪声传到线性阻抗稳定网络上。则变换器中主要有2条主要共模传导噪声路径, 如图1所示。一路由功率开关管Q1干扰源经Cps、C0与LISN构成通路, 另一路由二极管D1干扰源经Csp、LISN和C0构成通路。两条共模干扰耦合通路上均有变压器。因此在隔离型开关电源中, 变压器一、二次侧绕组之间的分布电容是产生共模电流的主要因素, 通常以变压器一、二次侧之间的等效共模电容来描述变压器的共模干扰耦合通路。

不考虑回路中的寄生阻抗, 则反激变换器的共模干扰耦合通路模型如图2所示。图中, Cps, Csp分别为变压器在回路1和回路2的等效共模寄生电容;Vds为功率开关管Q1漏极与源极之间的电压, Vdio为输出二极管D1两端的电压, 电阻R是LISN的等效共模电阻。

1.2 等效共模寄生电容的计算方法

用PExprt软件设计变压器模型, 再跟有限元软件Ansoft Maxewll连接对该模型进行仿真运算得到的变压器原副边分布电容是原副边之间的结构电容Cm。结构电容只与绕组相对面积和绕组间的绝缘间距等物理结构参数有关, 而变压器等效共模寄生电容是与变压器绕组的电位分布有关的。

变压器一次侧绕组上的干扰电压呈线性分布, 变压器二次侧绕组上的干扰电压也呈线性分布, 则可以得到变压器原副边分布电容上所产生的共模电流也呈线性分布[6,7]。

由于变压器绕组上的电压不均匀分布, 因此变压器的等效共模电容不等于结构电容Cm。为了便于分析, 假设变压器的一、二次侧均采用单层绕组, 且没有屏蔽层结构。如图3所示, L1为变压器原边绕组长度, L2为变压器副边绕组长度, k表示分析的位置与B或D点的距离。则开关管Q1与二极管D1所产生的共模电流分别为

则总的共模电流为

所以求得回路1, 回路2的等效共模电容Cps=Csp= (1/2) Cm。

2 共模干扰的抑制

2.1 减小分布电容及高频电压跳变dv/dt

由于共模干扰是电路中的干扰源在开关过程中产生的高频电压跳变对变压器一、二次侧绕组之间的分布电容进行充放电, 所产生的干扰电流流入变压器副边, 并经负载对地电容进入LISN所引起的。共模噪声电流icm=C (dv/dt) , 因此可以从减小变压器原副边寄生电容及干扰源产生的高频电压跳变dv/dt两方面入手来抑制共模干扰。

文献[8, 9]都采用了在原副边线圈之间加入铜箔作为屏蔽层, 从而达到减小分布电容的目的。但是, 屏蔽层除了会增大变压器的体积外, 还会产生额外的损耗, 当变压器有很多层且一、二次绕组交错绕制时, 就会需要很多屏蔽层, 这在实际应用中是不可取的。图4是变压器原副边绕组间寄生电容示意图, 原副边绕组间分布电容除了与线圈层间距、层间绝缘材料以及绕线粗细有关外, 还与绕组的排列布局有很大关系。通过改变变压器原副边线圈的排列结构, 可以改变一、二次绕组间的分布电容大小, 从而改变电路系统中的共模干扰大小。

为了实现初级与次级绕组间的紧密耦合, 减小变压器漏感, 在设计变压器绕组结构时, 可以采用三明治结构, 即交错绕制方法, 如图5 (a) 所示。但采用交错绕制后, 初级与次级绕组正对的面积变大, 导致原副边绕组间分布电容变大, 从而在电路系统中产生更大的共模干扰。为了减小电路中的共模干扰, 可以采用如图5 (b) 所示的绕组排列布局。基于以上分析, 为了使漏感大小及绕组间寄生电容产生的共模干扰都符合系统要求, 在设计变压器绕组结构时需要折衷考虑。

由于变换器的共模噪声电流icm=C (dv/dt) , 所以可以通过减小电压跳变dv/dt来抑制电路中的共模干扰。dv/dt除了与电路拓扑的特性有关外, 还与变压器绕组的出线端子与外电路拓扑的连接方式有很大关系。参照图1和图4, 把出线端子Np1与A连接, Np2与B连接, Ns2与C连接以及Ns1与D连接, 则A处, B处, C处, D处的电压分别为VA、0、0、VD。变流器中变压器绕组上的电压是呈线性分布的, 则变压器各层绕组的电压分布示意图如图6所示。

其中, Rp、Rs分别是变压器初级、次级线圈的匝数;Rp2、Rp3分别是原边绕组Tp2层、Tp3层的匝数。基于以上分析, 可以得到变压器绕组电压分布与变压器绕组结构有关系, 即通过改变绕组的层数或每层的匝数可以改变绕组上的电压分布。

开关电源中的变压器绕组结构一般都是分段分层绕制。如图4所示, 反激式开关电源中的变压器初级绕组是绕制成多层结构的, 初级绕组的最外层Tp1与外电路拓扑的A处连接或者最里层Tp3与外电路拓扑的A处连接, 这两种不同的接线方式会对系统中共模干扰的大小有很大的影响。当初级绕组的最外层Tp1与A处连接时, Tp1层上的分布电压比Tp3层上的分布电压高很多, 即Tp1上的dv/dt比Tp3上的dv/dt高很多, 但是初级绕组Tp1层与次级绕组的之间的分布电容很小, 可以忽略不计。所以该种连接方式不会引起很大的共模噪声电流。同理, 当初级绕组最里层Tp3与A处连接时, Tp3上的分布电压比Tp1上的分布电压高很多, 即Tp3上的dv/dt比Tp1上的dv/dt高很多, Tp3层绕组与次级绕组是相邻的, 它们之间的分布电容很大。开关过程中有高电压跳变对大分布电容进行充放电, 根据icm=C· (dv/dt) , 会产生很大的共模电流, 从而造成很大的共模噪声干扰。所以当变压器初级绕组是多层结构时, 一般都将靠近次级绕组的那层接线端子接在外电路拓扑电压跳变较小的那端[10]。

2.2 采用EMI滤波器

要抑制开关电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰, 滤波是一种有效措施。一般电源线上的传导干扰均可分为差模干扰和共模干扰两种形式, 因此在采取EMI滤波器时, 必须把这两种不同的干扰信号区别开来, 从而有针对性地采取相应的滤波器。由于变压器原副边之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素, 所以本文采用共模干扰滤波器。

为了使系统中的共模干扰信号满足电磁兼容标准, 需要在LISN与输出端之间接入共模干扰滤波器。滤波器结构如图7所示。

L1是滤波扼流圈, 在同一磁芯上绕两个匝数相同的线圈, 且绕向一致。当输入电流流过L1时, 产生大小相等, 方向相反的磁通, 所产生的磁场相互抵消, 因此该扼流圈对差模干扰不起作用。但是L1对于相线与地线间的共模干扰信号, 相当于一个大电感, 对电路系统中的共模传导噪声有很好的抑制作用。L1两端的并联电容C1, C2是X电容, 能有效抑制电路中的共模传导噪声。变流器输出端分别对地并接的电容C3, C4是Y电容, 提供一个低阻抗回路, 对共模传导噪声起旁路作用。知道共模干扰滤波器中各个元器件的作用, 还必须对各个元器件的参数进行适当的设置, 才能有效地抑制共模干扰。共模扼流圈L1的取值范围通常是 (1~10) m H;C1、C2的取值范围一般在 (0.1~2) μF;C3、C4是Y电容, 受安规最大漏电流的限制, 取值不能太大, 通常在 (1~4.7) n F。

3 仿真分析

以220 V输入, 30 V/60 W输出, 工作频率为100 k Hz, 采用峰值电流控制, 工作于DCM模式的反激变换器为研究对象。用PExprt软件设计反激变换器中的变压器, 匝比为Np∶Ns=5, 绕组布局采用三明治结构, 如图5 (b) 所示。用PExprt软件跟有限元软件Ansoft Maxewll进行连接对该变压器模型进行仿真运算得到的变压器原副边的结构电容Cm=72.71 p F, 基于以上分析, 则Cps=Csp= (1/2) Cm=36.305 p F。根据反激式开关电源中各个元器件的高频模型以及变压器原副边的等效共模分布电容参数, 用Pspice软件搭建了反激式变换器共模传导干扰的仿真电路, 如图8所示。

当变压器绕组布局采用三明治结构, 如图5 (a) 所示。等效共模寄生电容Cps=Csp=36.305 p F。运行软件仿真程序得到图9所示波形图。

当驱动电压V3由0 V上升到10 V时, 开关管MOSFET将导通, MOSFET产生的高频电压跳变对变压器初、次级之间的等效共模分布电容进行充放电, 所产生的干扰电流流入变压器副边, 并经负载对地分布电容耦合到线性阻抗稳定性网络 (LISN) , 形成一个有些尖刺的小矩形共模干扰电压波形。如图9左边椭圆所示。当驱动电压V3由10 V下降到0 V时, 开关管MOSFET将关断, 但是由于变压器存在漏电感, 电流不能突变, 还将维持一小段时间对变压器初、次级之间的等效共模寄生电容充电, 产生一个电流尖峰。并且会在变压器漏感上产生感应电动势, 叠加在变压器初级绕组的关断电压上, 形成电压尖峰。开关管MOSFET完全关断时, 变压器初、次级之间等效共模寄生电容就开始对外放电, 干扰电流经接地线进入LISN。由于高频时, 耦合路径中存在寄生电感和寄生电阻, 所以会产生震荡谐波分量, 也会不断的消耗能量, 形成衰减震荡波形。如图9右边椭圆所示。副边二极管作为另一路共模噪声耦合路径的干扰源, 其产生共模干扰的过程与开关管MOSFET类似。

当不考虑变压器原副边分布电容时, 得到的共模电压波形如图10所示。比较图9 (C) 与图10的共模电压波形可知, 没有考虑变压器原副边分布电容时, 产生共模干扰电压很小, 与0接近。所以变压器初、次级之间的寄生电容是产生共模电流的主要因素。

在PExprt软件中将变压器三明治绕组结构改为传统式绕组结构, 如图5 (b) 所示。等效共模寄生电容Cps=Csp=9.355 p F仿真得到的共模电压波形如图11所示。

对比图9 (d) 与图11 (b) 的频谱波形图, 可以看出明显的差别, 图11中的干扰频谱比图9中的干扰频谱小。这是由于改变了变压器的绕组结构, 使变压器原副边之间的分布电容减小了, 从而减弱了电路系统中的共模干扰。因此验证了通过改变变压器绕组结构, 也可以改变电路系统中的共模干扰。

等效共模寄生电容Cps=Csp=9.355 p F, 在LISN与输出端之间接入如图7所示的共模干扰滤波器后, 得到的共模干扰波形如图12所示。对比图11 (a) 与图12, 可看出抑制效果非常明显, 从而证明了该方法的有效性。

4 结论

(1) 以反激式变换器为研究对象, 考虑到原边开关管与副边二极管都是共模干扰耦合路径的干扰源, 则变换器中主要有2条主要共模传导噪声路径。一路由功率开关管M1干扰源经Cps、C0与LISN构成通路, 另一路由二极管D1干扰源经Csp、LISN和C0构成通路。

(2) 由于变压器绕组上的电压不均匀分布, 因此变压器的等效共模电容不等于结构电容。在考虑了变压器绕组电位分布的情况下, 提出了一种计算等效共模电容的方法。为后面的变压器原副边等效共模分布电容的计算提供了理论基础。

(3) 研究了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响, 为文中提出的抑制共模传导噪声的方法提供了理论依据。

(4) 采用在LISN与输出端之间接入共模干扰滤波器的方法, 然后进行仿真, 仿真结果验证了该方法能有效地抑制共模干扰。

摘要：以反激式变换器为研究对象, 在仔细分析了变压器原副边之间分布电容对共模干扰作用的基础上, 建立了共模传导干扰耦合通路模型。在考虑了变压器线圈绕组的电位分布的情况下, 提出了一种计算变压器初、次级绕组间等效共模寄生电容的方法。根据模型, 重点分析了变压器的绕组结构及变压器与外电路的连接方式对系统中的共模干扰产生的影响。最后, 提出了一种共模干扰滤波器, 并用软件进行了仿真验证。

关键词：反激变换器,变压器分布电容,共模干扰,干扰抑制

参考文献

[1] Kong Pengju, Wang Shuo, Lee F C, et al.Reducing common-mode noise in two-switch forward converter.IEEETransactions on Power Electronics, 2011;26 (5) :1522—1533

[2] 孟培培.隔离型功率变流器共模传导干扰建模与预测方研究.杭州:浙江大学电气工程学院, 2012Meng P P.Common-mode conducted electromagnetic interference modeling and prediction for isolated power converters.Hangzhou:Zhejiang University School of Electrical Engineering, 2012

[3] 林思聪, 陈为.反激式开关电源共模传导反射模型的分析与应用.电气应用, 2005;24 (2) :119—122Lin S C, Chen W.Analysis and application of common-mode EMI model of aflyback switch mode converter.Electrotechnical Applicaton, 2005;24 (2) :119—122

[4] 童跃光.开关电源传导干扰仿真分析.济南:山东大学, 2007Tong Y G.Analysis of common-mode conducted EMI of a switch mode power supply.Jinan:Shandong University, 2007

[5] 蔡辰辰, 陆元成, 邱荣斌.反激式开关电源的变压器电磁兼容性设计.华东理工大学学报 (自然科学版) , 2007;33 (4) :589—592Cai C C, Lu Y C, Qiu R B.A new transformer design method aiming at the electromagnetic compatibility of flyback power converter.Journal of East China University of Science and Technology (Natural Science Edition) , 2007;33 (4) :589—592

[6] 郑长泵.开关电源传导型电磁干扰仿真平台研究.杭州:浙江大学, 2013Zheng C B.A simulation platform for conducted EMI of switchedmode power supply.Hangzhou:Zhejiang University, 2013

[7] Mohammad B.Shadmand, Robert S.Balog.A finite-element analysis approach to determine the parasitic capacitances of high-frequency multiwinding transformer for photovoltaic inverters.Texas:Power and EnergyConference at Illinois (PECI) , 2013:114—119

[8] 陈庆斌, 陈为.开关电源中变压器共模传导噪声抑制能力的评估方法.中国电机工程报, 2012;32 (18) :73—79Chen Q B, Chen W.An evaluation method of transformer behaviors on the suppression of common-mode conduction noise in switch mode power supply.Proceedings of the CSEE, 2012;32 (18) :73—79

[9] Yang Yuchen, Huang Daocheng, Lee F C.et al.Transformer shielding technique for common mode noise reduction in isolated converters.Blacksburg:Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE) , 2013:4149—4153

真空开关投切电容器组重燃问题探讨 第2篇

关键词 真空开关；投切电容器组；重燃问题

中图分类号 TM 文献标识码 A 文章编号 1673-9671-(2012)011-0143-01

在供电系统中，电能损耗等多种原因使供电电压不正常，为了维持电压与功率因数，减少功率损耗，常需要采用无功补偿的方法来维持电网的正常工作电压，保证供电质量。近年来真空断路器以其使用寿命长，可频繁开断、无油、少维护等优点，在电力系统中得到了广泛的应用，随着真空开关在中压领域占领了绝对优势的市场份额，使这一需求显得更加突出和紧迫。

1 真空开关投切电容器组时发生重燃现象的特点

多次观察到的重燃现象表明，无论是重燃发生的时间，还是开断次数、开断电流的大小、重燃发生在哪一相，都毫无规律性，无法预测重燃会在哪次开断时发生、发生在哪一相，在电弧熄灭后什么时间发生。重燃的发生表现出很大的偶然性和随机性，这给人们研究真空开关在切合电容器组时的重燃现象增加了难度。

重燃现象往往出现在电流开断后40毫秒-100多毫秒之间：真空开关在切合电容器组时，电压的重击穿现象与一般的短路电流开断过程中的重燃现象出现的时间有很大的不同，短路电流开断过程中的重燃现象一般出现在电弧熄灭后几毫秒，最多也不会超过一个周波，而在切合电容器组时的重燃现象往往出现在电弧熄灭后40毫秒-100多毫秒之间，有时甚至时间更长。因此，可以断定，真空开关在切合电容器组时的重燃与其在短路电流开断过程中的重燃在机理上是不同的。

2 从投切电容器组的过程分析发生重燃的原因

1）活动性微粒的存在与管子的真空度、管子的结构、触头材料的性能是没有直接关系的，它的掉落具有偶然性，引起放电的时间也是短暂的。因此，可以确定，真空开关在投切电容器组时的重燃现象是分闸操作中的机械振动引起灭弧室内的微粒释放所造成的击穿所致，重燃概率的高低仅与管内存在微粒的多少有关，且随着系统电压的增加，投切电容器组时发生重燃的可能性会明显增加。灭弧室投切电容器组的性能与其短路开断性能之间没有直接的关系，其性能与灭弧室的设计参数、零件表面光洁度、灭弧室的清洁度及其制造工艺密切相关。

2）电容器组在投切前已经被充电，自身具有一定的电压，开关接到分闸指令后断开，电弧熄灭，外部线路为随着时间而不断变化极性的交流电压，因此，开关断开后将受反向的电压，使开关断口最大需要承受2倍的正常线路电压，这是比一般的开断过程要严酷的地方。

3）电压击穿主要有两种方式：场致发射和微粒击穿。在真空中场致发射导致的击穿时间非常短，一般不超过几毫秒，这与在切合电容器组时观察到的延时几十毫秒才击穿的现象不符，因此，可以排除由于场致发射导致重燃的可能。真空灭弧室在制造过程中要保证灭弧室内部的真空度，必须保证灭弧室内的清洁，但不可避免灭弧室内部总会有各种微粒，电极表面总会粘附有一些小质点，零件总会有一些毛刺，灭弧室在装配过程中总会带进一些油污、汗渍、棉纱纤维，这些微粒在电场的作用下会附着电荷，并可能在开关的动作过程中被释放而产生运动，具有一定的动能，如果电场足够强，微粒的直径和质量又合适，在穿过间隙到达另一电极时已经具有很大的动能，在与另一电极碰撞时，动能转变为热能，使微粒本身蒸发变成蒸汽扩散，使局部的粒子密度迅速变大，这些粒子又与场致发射的电子产生碰撞游离，最终导致间隙的放电击穿。

3 用微粒击穿理论解释真空开关在投切电容器组试验过程中各种现象

按照微粒击穿理论，真空开关在投切电容器组的试验过程中发生的许多现象都可以得到很好的解释。

1）从大量的试验统计资料来看，不同生产厂家生产的真空灭弧室发生重燃的概率不同，这是由于不同的生产厂家其生产工艺过程存在一定的差异，在生产过程中的工艺控制也有所不同，因此，也造成带进灭弧室内的微粒数量有较大的差异，这必然对试验的统计结果产生明显的影响。

2）在试验中曾经发现这样的现象，用同批的灭弧室装配在断路器上进行切电容试验，结果其中的一台反复发生重燃击穿，甚至将在别的断路器上已经通过试验的灭弧室调换过来也不行，最后发现装配时灭弧室的导电杆不很正，经调整装配使导电杆对正后，最终顺利通过了试验。因此，断路器的装配质量对重燃率的大小有很大的影响。

3）试验中发现重击穿概率随着投切次数的增加而减少，在投切初始的几次，出现重击穿的概率较大，随着投切次数的增加重击穿的概率明显减少，这是管子内部可活动性的杂质微粒被烧掉，微粒数目逐步减少之缘故。在大量的试验中发现断路器的分合闸速度对试验结果有影响，因为分闸速度太大将会产生较大的分闸弹振，合闸速度太大将会产生较大的合闸弹跳，这些操作都将会使滅弧室内的微粒由粘附性的变成运动性的，将导致在试验过程中的重击穿发生。

4 减少重燃率应采取的措施和对策

1）完善和控制灭弧室生产过程，从零部件制造和生产工艺方面减少管内微粒的数量

在生产过程中，保持良好的真空卫生和工作习惯，有效控制操作间内的空气湿度和空气中悬浮微粒的数量；科学组织生产，使灭弧室的部件或触头加工出来后尽量减少存放时间，及时装配进炉，减少零部件氧化、污染的几率。在金属零件的加工过程中，尽量避免和祛除干净零件的毛刺；提高零件表面质量，保证零件的表面光洁度。

在整管装配前坚持对部件进行有效的超声波清洗，可以取得明显的效果；不断改进清洗工艺，使灭弧室内的微粒通过清洗尽量祛除干净。对灭弧室进行小电流老炼，可以利用电弧的高温祛除电极表面的一薄层材料，烧掉电极表面的毛刺，并使电极表面的气体、氧化物和杂质同时除去，起到清洁电极表面的作用，对灭弧室的电气性能有一定的提高。

2）提高断路器的设计质量和装配质量，控制其机械运动特性参数在合理的范围内。

断路器的设计应该合理，能够保证灭弧室动导电杆安装对正垂直，并易于对其进行调整。 断路器的装配质量应该得到可靠的测量和良好的控制，操动机构的合闸输出功与分闸输出功比较合适，其分、合闸速度应该调整在合理的范围内，使分闸弹振和合闸弹跳尽可能小。有时候虽然断路器已经定型，操动机构的输出功率也一定，其它装配状态良好，但偶然也会出现分闸弹振或合闸弹跳大，无法调下来的情况，这时可能与缓冲系统的油压或油的黏度有关，也可能与断路器框架的整体形位公差的控制失控有关。

真空开关在装配完成后进行一定次数的空载操作，可以稳定开关的机械参数；并对开关整体进行适当的电压和电流老练，可以减少灭弧室内新产生的毛刺，降低真空断路器投切电容器组的重燃率。真空灭弧室作为真空断路器的“心脏”，它对控制真空电弧完成导体和绝缘体之间的开关作用的转换起着极其重要的作用，对于能否成功投切电容器组起着重要的作用。

参考文献

[1]李电,金百荣,洪金琪,秋勇.真空断路器投切电容器组性能的现状与对策[J].高压电器,2003.

[2]陈锦清,李端姣.真空断路器投切电容器组试验验证[J].广东电力,2002.

开关电容滤波器的设计与应用研究 第3篇

1 开关电容滤波器的总体设计及实现

1.1 开关电容滤波器类型的选择及实现1) 开关电容滤波器类型的选取

根据频域内通带和阻带所处的位置不同, 可将滤波器分类为低通、高通、带通和带阻四种主要类型。本文中所设计的滤波器是应用于电力线路信号的传输, 所传输的信号频率范围分别为48.6±16kHz, 64.8±16kHz和108.2±16kHz, 因此需要将电力线路上的低频噪声滤除, 同时还需要考虑将不可知的高频噪声信号滤除。为了满足这样的条件, 就选择了带通滤波器。常用的滤波器型号有三种:切比雪夫 (Chebyshev) 滤波器、巴特沃思 (Butterworth) 滤波器、椭圆函数 (Elliptic Function) 滤波器。由于电力线通常所接触的周围环境比较复杂, 噪声源很多, 所以往往电力线上的噪声能量很高;尤其是在低频部分, 其噪声能量通常可以比信号能量大很多倍, 这种情况也是很常见的。因此考虑到电力线路通讯中的信号与噪声特性, 这就要求所设计的滤波器必须有良好的带外衰减性能, 而且不允许出现纹波, 因而椭圆函数滤波器不能满足这种性能要求, 而巴特沃思滤波器的衰减特性又不好。因此, 最佳选择是切比雪夫滤波器。一般来说, 滤波器阶数越高, 其滚降速度越快;但同时也要求更大的功耗和所占用面积, 于是综合考虑上面所有因素, 本文采用六阶带通切比雪夫滤波器。

2) 开关电容滤波器实现方式的选取

高阶滤波器主要有两种实现方式:级联法与梯形法。对于级联法, 首先, 在满足频率特性要求下, 得到S域下的传输函数H (s) , 然后通过从S域到Z域的频率变换, 得出z域中的传输函数H (z) 。再进一步将传输函数H (z) 分解成一阶函数与二阶函数的乘积, 并利用一阶与二阶SC基本节来实现, 最后级联成完整的开关电容滤波器电路, 如图1所示。

这种以级联实现的方法, 同有源RC滤波器中所运用的级联法相似, 其最根本问题就是基本一次节与基本二次节的实现问题。由于双线性变换的很可靠, 级联法中常常使用这种变换方法来设计开关电容滤波器。因为这种方法具有很多独特优点, 比如实现起来很简单, 并且是直接级联, 因而只要基本节稳定, 将不会出现基本节之间的反馈问题, 整个电路将会很稳定。笔者正是考虑到由于这些优点, 选用的六阶带通Chebyshev滤波器的设计就是依靠这种结构。

1.2 开关电容带通滤波器的理论实现

开关电容带通滤波器的编程主要对象是为了频域响应, 编程一般包括通带频率ω0编程、传函增益编程、品质因数Q编程等等。最常用的编程是, 对中心频率的编程, 并且也是最重要的部分之一。因此笔者所设计的滤波器, 就是针对中心频率部分进行编程。

低Q值的开关电容二次节得到非常广泛的使用, 因为其可靠性很高。下面我们来逐渐分析其特性, 是否能满足中心频率编程要求。由上图2中所示, 图中是一种常用的低Q值开关电容二阶带通滤波器, 不难得出其Z域中的传输函数。通常开关电容滤波器是针对信号进行采样, 故假设ωT远小于1;从而可以得到低Q值结构的等效s域中的H (s) 传输函数, 正如下式 (1) 所示。我们为获得较好的动态范围, 选取α2=α5。由此可见, 中心频率ω0的调节, 可以通过对α2和α5同步编程控制来实现。在时钟频率一定时, α6=ω0T/Q不变, 则可以保证ω0/Q的值不会变, 从而保证ωb值和G0值恒定, 这正是我们所需要的设计结构。然而, 在我们所设计的滤波器当中, Q值并不低, 从而很可能导致α6=ω0T/Q值变得很小很小, 可能会非常接近于0.001, 这将会对电容散布带来不利的作用。再来分析高Q结构, 不难发现, 在中心频率ω0处, 当且仅当α2=α5时, 有V1 (z) =Vout (z) 。利用matlab模拟仿真, 我们发现低Q结构更能满足我们对设计性能的要求, 更加合适。

1.3 运算放大器的设计

开关电容滤波器电路设计中, 运算放大器是一个非常至关重要的元器件之一。如果运算放大器的性能指标设计不合理, 会对整个滤波器的设计性能造成非常大的影响。所以使得我们必须从整个系统的性能要求考虑, 来选择满足滤波器的性能要求的运放指标。整体来看, 本次滤波器的设计指标见表1。对于给定电路性能指标的运算放大器来说, 必须选择合理的结构, 这是整个设计中最为关键的部分, 结构见图3。

1.4 软件设计

系统控制包括很多方面, 比如高、低峰值检测、滤波器控制、信号的增益控制、通道控制以及显示控制等等。下面我们主要介绍滤波器芯片的控制。

滤波器芯片的控制主要分别包括两个模块, 它们是:时钟发生模块和编程参数控制模块。时钟发生模块根据各二阶滤波器组件, 生成各种各样的所要求的时钟信号, 我们设计的可编程滤波器系统总共需4路时钟控制信号;另外, 编程参数控制模块是用于实现芯片内部软件程序的存储器编程, 它又可以分为两个模块:编程参数读取子模块和时序控制子模块。

本系统中滤波器有两种工作模式, 分别是:典型工作模式和手动模式。一般在典型工作模式下的逼近函数是可以很容易确定的, 所以其所用编程代码也是很好确定, 我们将编程所用代码存入存储器后, 然后根据设计的滤波器来读取参数编程代码;在手动模式下, 所用到得编程参数是由外部来输入。一般为了方便下载编程, 可以将三个二阶滤波器节的编程代码组成64位。每种逼近函数中, 各阶次低通滤波器、高通滤波器以及带通滤波器对应一个64位的编程控制字。

控制字的位数通常是恒定的, 这个参数与所用滤波器的阶数无关系, 将未使用的二阶滤波器组件上所的直接对应控制字位一定要设置为零, 这样可以使未用的组件的时钟信号保持高阻态, 所以即使对其进行写操作, 但该组件仍不会工作, 将不会对总滤波器电路构成影响。

分别将48个64位的控制字逐次存入FPGA中的块RAM, 从而生成ROM, 然后ROM读取地址来源的设定, 是根据类型、逼近函数、阶数和频率的范围来生成。将程序编码下载后, 在典型工作模式下, 先从存储器中读取控制字;而在手动模式下, 根据外部人为地输入生成64位控制字的编程参数, 编程参数控制一般是在键值处理过程程序中实现, 编程模块将直接组合好的控制字读入到指定位置。图4就是编程软件中控制字读取模块生成的仿真波形。

2 开关电容滤波器的应用情况

可编程开关电容滤波器主要应用于工作频率在25MHz以内的信号传输及处理。比如, 振动杂音分析、音乐合成综合、共振音谱检测、语言合成、不同音调选择、合成声频语音编码等等。可编程开关电容滤波器特有的灵敏度高、可操控性强、可靠性高、精度高、能耗低优点, 使得开关电容滤波器广泛用在信号仪表测量、医院医疗仪器的数据或信息处理领域。

上个世纪, 可编程开关电容滤波器已引起发达国家的关注和重视。比如, 著名的美国MAXIM公司, 开发的MAX370/371/372是就是一种广泛通用的滤波器, 它可以通过用微处理器编程控制, 通过很方面的方法构成各种电路配置, 不需要额外的外部元件, 其具有可靠性高, 对使用环境的抗干扰强的特点, 是目前通讯信号处理领域广泛应用的开关电容滤波器。而国内的可编程开关电容滤波器商业产品的却是非常少。上世纪八十年代, 随着超大规模集成电路的迅猛发展, 在单位芯片面积, 集成越来越多的同一种工艺的电阻、电容等电子元器件。但是, 由于传统集成电阻自身固有的缺点, 大家通常知道, 其占用面积大, 温度系数也较大, 电压系数较高, 使得电路功耗增大, 从而大大制约了超大规模集成电路往小型化的发展。正是为了克服上述缺点, 人们开始研究代替传统集成电阻的新方法。

3 结束语

综上所述, 我们可以很清楚的得到可编程开关电容滤波器设计中的几个要点。滤波器设计第一步是选择合理的滤波器的类型和阶数;滤波器设计中两个关键点分别是: (1) 得到各级传输函数; (2) 针对给定的滤波器传函, 选择最合适的结构;高性能的运算放大器是高性能滤波器中必不可少的一个元件。

参考文献

[1]靳希, 杨尔滨, 赵玲.信号处理原理与应用[M].北京:清华大学出版社, 2004:175.

[2]周玲, 张记龙, 苏世栋.基于X9241数字电位器的程控滤波器设计[J].中北大学学报:自然科学版, 2008, 29 (1) :84-87.

电容式接近开关 第4篇

在电力系统监测、监控和自动化系统中,开关电源是智能终端设备的关键部件之一,其输入一般来自电压互感器二次侧或配电变压器二次侧。但是在故障或其它因各种原因导致输入电源失去的情况下,这些智能终端设备还必须维持工作一段时间,否则就不能完成故障检测、处理和继电保护以及信息记录和上报功能,因此需要采取储能措施。

在变电站内的智能终端设备,可以采用蓄电池储能构成备用电源系统。但是安装在户外环网柜、柱上开关、配电变压器等的智能终端设备,需要在恶劣的环境下工作,采用蓄电池无论对于设备可靠性或维护方便性而言都是不理想的。

实际上对于绝大多数户外智能终端设备,在失去电源时仅需要维持短暂的工作时间即可[1],比如:对于配电变压器监测终端(TTU),只需在停电时上报该信息即可;对于柱上开关监控终端(FTU),只需在失电时上报故障信息和开关状态,有必要的话分断该开关即可;对于环网柜监控终端,只需在失电时上报故障信息和开关状态,并将故障线路上游相邻开关分断即可。上述功能所需要的时间一般在1 min之内。由于分断开关所需的能量可以由专门的工作储能电容器提供,因此在故障或者失电时,智能终端设备的电源只需要提供维持本机工作和通信单元所需要的能量即可,峰值功率一般不会超过5 W,平均功率小于2.5 W。

随着科学技术的发展,超级电容器和大容量电解电容器技术已经日趋成熟。与蓄电池相比,电容器具有充电速度快且管理方便、寿命长、体积小、重量轻等诸多优点,是一种很有发展前景的电力储能设备并且已经成功地应用在电力系统中[2~4]。

从户外智能终端设备在失电后需要一段短暂的平均功率较小的维持电源供应需求看,采用超级电容器和大容量电解电容器作为储能手段是完全可行并且较蓄电池而言更加合适[5]。

本文论述一种采用电容储能的备用开关电源分析和设计方法,并对其性能进行实验验证。

1 电路组成

电容储能开关电源由整流电路、切换电路、DC-DC变换器、工作储能电容器和操作储能电容器等部分组成,其结构如图1所示。对于TTU等不需要控制的情形,可仅有虚线下方部分。

整流电路用以在正常供电情况下为电容充电,切换电路A用以在失去正常供电时将DC-DC变换器切换到工作储能电容上,当恢复正常供电时再将其切换回来。切换电路B用以在失去正常供电时将开关操动机构切换到操作储能电容上,当恢复正常供电时再将其切换回来。工作储能电容器用以储存能量,在失去交流电源时维持开关电源工作为智能终端供电。操作储能电容器用以储存能量,在失去交流电源时满足开关操作的需要。DC-DC变换器用以将交流电源和工作储能电容器中的能量转换成所要求的形式以供智能终端设备使用。一般输入电压都高于自动化装置的工作电压,因此常采用降压型buck DC-DC变换器[6],其组成如图2所示。

图中S为功率开关,D为二极管,L为电感,Co为输出电容,RL为负载。Vi为输入电压,Vo和Io分别为输出电压和输出电流。

正常时的工作电源VS和操作电源VC有时相同有时并不相同。正常时的操作电源VC一般直接取自电压互感器二次侧,因此为AC 220 V(整流后为DC 310 V)或AC 100 V(整流后为DC 141 V);而正常时的工作电源VS有时也直接取自电压互感器二次侧,有时则采用一个二次变压器兼隔离装置进一步降压后得到。

对于输入输出电压相差很悬殊的情形,DC-DC变换器一般需要采用脉冲隔离变压器来满足电压变比的要求。还可以采用如图3所示的串并电容组合结构(SP)[7,8]构成工作储能电容器,它具有串联充电和并联放电的特性,因此在失去交流电源而由工作储能电容器放电维持工作期间,串并电容组合结构实际上起到了降压的作用。通过选取恰当阶数的串并电容组合结构,就有可能在DC-DC变换器中不需要采用隔离变压器也能满足电压变比的要求。

图1虚线上部的设计和应用已经比较成熟[9],操作储能电容器电压和容量的设计需要根据开关操作机构的特点和所需要的能量确定,本文不再赘述,下面着重论述虚线下面部分的分析与设计考虑。

2 参数设计

2.1 变换器的下限工作电压

电容储存的能量W取决于其容量C与充电电压(即输入电压)U,即

考虑后级DC-DC变换器的下限工作电压,假设当工作储能电容器的电压下降到Umin后DC-DC变换器就不能正常工作,由此造成的不可利用的剩余储能称为“残能”,用WS表示,即

则可利用能量Wa为

对应的能量利用率γA为

γA与Umin的关系如表1所示。

由表1可见,γA并不随着Umin下降而线性增加,当Umin下降到一定程度后,γA的增加很平缓。因此没有必要将Umin设计的太低,因为Umin越小,开关变换器的输入电压范围越宽,制作难度也越大,但是当Umin低到一定程度时,对于储能利用率的改善作用已经很小。一般可以取Umin=0.25U,对应储能利用率γA=93.75%;或Umin=0.33U,对应储能利用率γA=88.89%。

2.2 工作储能电容器容量设计

设开关变换器的转换效率为η,则自动化装置可以从工作储能电容器得到的能量WA为:

设自动化装置的供电电压为VE,待机工作电流为I0,待机时间要求为T0,则所需要能量W0为

设要求自动化装置在失去交流电源条件下对继电器进行m次控制,对继电器控制时的工作电流达到IC,持续时间为TC,则所需要能量WC为

设要求自动化装置在失去交流电源条件下进行h次数据通信,发信期间的工作电流达到IT,持续时间为TT,则所需要能量WT为

则该自动化装置在失去交流电源期间所需要的总能量WL为

为了满足上述要求,必须

则工作储能电容器的容量必须满足

2.3 输出电容器容量设计

根据2.1节,可以确定buck DC-DC变换器的输入电压Vi的变化范围为:

根据2.2节,可以确定buck DC-DC变换器的负载电流Io的变化范围为:

设自动化装置能够可靠运行(不因电压骤升和凹陷而导致数字逻辑错误、程序异常或元器件烧毁)的工作电压范围为[Vo,min,Vo,max]。

电压骤升和凹陷都是由于变换器对于电压或负载突变的动态响应过程造成的,但对于电容储能备用电源,其输入电压为电容电压不会突变,因此电压骤升和凹陷主要由于负载突变引起。

1)电压凹陷

电压凹陷发生在负载突然增大时,最严重情况是由最轻负载突变到最重负载电流的情形。考虑到变换器在最轻负载条件下有可能处于不连续导电模式(DCM),因此电感电流为0时突变到最大负载电流是最坏情形。在过渡过程中,功率开关S的导通达到其上限,近似认为其是完全导通的,则电感电流需要从0逐渐增长到Io,max,近似认为输出电压保持VE,则电感电流上升速率为[6]

当输入电压为其下限时,电感电流增速最慢,即

电感电流到达Io,max所需要的时间∆t为

实际上在电感电流到达Io,max之前,输出电压一直都在缓慢下降,因此实际的电感电流增速略快一些,也即式(15)比实际更严峻些。

近似认为过渡期间输出电压仅仅靠电容电压维持,则根据能量平衡关系,有

实际上流过电感的电流对电容具有一定充电作用,也贡献一部分负载电流,并且输出电压并不始终保持VE,因此式(17)也比实际更严峻些。

将式(16)代入式(17),可解出电容容量下限

2)电压骤升

电压骤升发生在负载突然减小时,最严重情况是由最重负载突变到最轻负载电流的情形。在过渡期间,功率开关的导通比达到其下限,近似认为是完全截止的。近似认为电感上存储的多余能量全部转化为电容的储能导致电容电压(即输出电压)上升,可解出电容容量下限C2,min

实际上电感的多余储能也会在负载上消耗一部分,因此式(19)也比实际更严峻些。

结合式(18)和式(19),输出电容的容量应满足

在实际当中,考虑到导通比的下限大于0而其上限小于1,并且考虑到超级电容模块均压电阻的漏电效应和高频性能劣化,C和Co的选取应考虑足够的余量,一般可放大1.5~4.0倍。

2.4 其他参数设计

为了便于制作和减少开关损耗,变换器的开关频率f一般不超过150 k Hz。

为了减小电感电流峰值,一般希望变换器的工作范围内大部分处于连续导电模式(CCM)。CCM和DCM的临界电感LC为[10]

可以根据式(21)以及变换器的工作范围Vi∈[Umin,U]和Io∈[I0,max(IC,IT)]来进行L的设计和调整。

3 实例

设计一台户外柱上开关监控智能终端(GEA-PFT2W型FTU)的电容储能开关电源,该柱上开关的电压互感器二次侧额定电压为AC220 V,操动机构电压也为交直流220 V,工作储能电容取电于220/24 V隔离变压器(考虑馈线末梢电压低于额定值10%的情况下,整流后电压大于DC 30 V)。FTU的工作电压VE为5 V,Vo,min=4.9 V,Vo,max=5.1 V。FTU的待机工作电流为I0=450 m A;控制继电器时的工作电流IC=620 m A,控制持续时间TC=1 s;发信时的工作电流IT=550 m A,发信持续时间TT=2 s。交流电源失去后,要求待机工作时间T0=60 s,期间允许控制操作2次,允许发信2次。开关电源的平均工作效率η=78.5%。

根据第3节内容,进行计算:

取Umin=U/3=10 V,则γA=88.89%

考虑一定余量,工作储能电容C取值为1 F/50V。

电感L取100µH。

考虑一定余量,输出储能电容Co取值为220µF/10 V。

开关频率f取为50 k Hz,则在Vi-Io平面上该变换器的全部工作范围内,变换器都处于CCM。

根据被该FTU控制的柱上真空断路器操动机构的规格,确定操作储能电容器选用470µF/600 V。经实验验证,该电容器可确保在交流电压失去的条件下对该柱上真空断路器进行2次可靠的合闸或分闸操作。

基于上述参数,研制了一台电容储能开关电源,功率开关管采用MOSFET IRF9540,二极管采用MBR20100,PWM控制器采用TL494,工作储能电容采用1 F/50 V的超级电容器。

在工作电容充电电压为30 V条件下,分别采用电阻器作为负载模仿待机、发信和控制状态,并用开关分别接入和断开,测得待机时间达到143 s。用该电源为GEA-PFT2W型FTU供电,在成功地进行两次控制操作和两次上行通信后,待机时间达到141 s,达到设计要求。实验中发现,输入电压在8.93V以上时,FTU仍可以正常工作。

采用电阻器作为负载,并用开关分别接入和断开进行了从空载到满载和从满载到空载的实验,输出电压的波形如图4所示。

由图4可见,Vo.min=4.96 V,Vo.max=5.04 V,达到设计要求。

4 结论

采用电容储能的自动化终端备用电源能够满足在失去正常供电电源后自动化终端待机、操作和通信的需要。

所进行的理论分析符合实际情况,所建议的设计方法是可行的。

所建议的电容储能的自动化终端备用电源已经应用于作者研制的配电自动化终端设备中,运行结果表明其是可行的。

摘要：为了在失电情况下继续维持智能终端设备短暂工作,提出了一种基于电容储能的自动化终端备用开关电源解决方案。论述了电路组成、下限工作电压选取和储能电容器容量设计方法。根据能量平衡关系,分析了负载突然增大和负载突然减轻情况下的最严重电压凹陷和电压骤升,并得出输出滤波电容容量的设计考虑。以一个具体的电容储能FTU电源为例,详细说明了电路参数的设计方法,并进行了实验研究。实验结果表明所设计的电容储能备用电源能够满足在失去正常供电电源后自动化终端待机、操作和通信的需要,并且所进行的理论分析与实际情况相符。

关键词：电容储能,开关电源,后备电源,自动化终端

参考文献

[1]刘健,倪建立.配电自动化新技术[M].北京:中国水利水电出版社,2003.

[2]胡毅,陈轩怒,杜砚.超级电容器的应用与发展[J].电力设备,2008,9(1):19-22.HU Yi,CHEN Xuan-nu,DU Yan.Application and Development of Supercapacitor[J].Electrical Equipment,2008,9(1):19-22.

[3]陈英放,李媛媛,邓梅根.超级电容器的原理与应用[J].电子原件与材料,2008,27(1):6-9.CHEN Ying-fang,LI Yuan-yuan,DENG Mei-gen.Principles and Applications Supercapacitors[J].Electronic Components and Materials,2008,27(1):6-9.

[4]Zubieta L,Bonert R.Characterization of Double-layer Capacitors for Power Electronics Applications[J].IEEE Trans on Industry Applications,2000,36:199-205.

[5]隋国正,张力大.FTU供电电源方案改进[J].电工技术,2008,(1):16-17.SUI Guo-zheng,ZHANG Li-da.Improvements on FTU Supplying[J].Electric Engineering,2008,(1):16-17.

[6]张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京:电子工业出版社,2004.

[7]LIU Jian,CHEN Zhi-ming,DU Zhong.A New Design on Switched Capacitor DC-DC Converters for Pocket Computer Systems[J].IEEE Trans on Industry Electronics,1998,45(2):228-235.

[8]刘健,陈治明,钟颜儒.开关电容DC-DC变换器的设计方法[J].电子学报,1999,27(4):102-106.LIU Jian,CHEN Zhi-ming,ZHONG Yan-ru.Design on Switched Capacitor DC-DC Converters[J].Acta Electronica Sinica,1999,27(4):102-106.

[9]刘健,董榕,杜文学,等.城乡电网建设与改造[M].北京:中国水利水电出版社,2002.

电容式接近开关 第5篇

最基本的开关电容电路是由电子开关和电容组成的,主要应用[1,2,3]是构成各种低通、高通、带通、带阻等开关电容滤波器(Switched-Capacitor Filter,SCF)。将开关电容电路与运算放大器结合,组成的开关电容有源滤波器具有很多奇特的性质,但由于引入了电子开关,对电路特性进行严密分析变得异常困难,目前已有的分析方法[4,5,6,7,8]都只是在一定条件下从一个侧面进行近似分析,本文立足于最基本的电路理论,借助计算机系统对其进行复杂而严格的分析计算,最终得到了具有普遍意义的结论,上述文献的结果只是该普遍性结论的特例。

1 SCF电路

开关电容有源滤波器电路如图1(a),其中S1和S2是由周期为2T的方波信号控制的理想电子开关,方波控制信号p(t)波形如图1(b),其占空系数为0.5。即在2kT<t<(2k+1)T期间两开关接通A点,在(2k+1)T<t<(2k+2)T期间两开关接通B点,其中k=0,1,2,,是时段编号。

2 时域法特性分析

时域分析法的思路是根据图1的电路结构建立电路的微分方程(以输出电压为研究对象)。转换周期为2T的电子开关的方波控制信号可表示为周期为2T的周期信号p(t)与单位阶跃信号ε(t)的乘积:

$\epsilon (t)p(t)=\{\begin{array}{l}+1‚2k{\rm T}t<(2k+1){\rm T}\\ -1‚(2k+1){\rm T}t<(2k+2){\rm T}\end{array}(1)$

式中:k=0,1,2,。fT=1/(2T)为开关频率,电路在k时段的时域响应(输出电压)表示为hk(t),并设:

(1) 电容C在t=0时刻电压为零(0,kT等带下划线符号表示相应时刻的前瞬,下同),即:

$h{}_0(0-)=0(2)$

(2) 因为狄拉克δ函数激励下的零状态响应h(t)的傅里叶变换即为电路的频率响应函数,即系统(频谱)函数H(Ω),故设电路输入信号(激励)为δ函数,即:

$u{}_i(t)=\delta (t)(3)$

由于电子开关周期性切换,RC电路对外电路的影响表现为:下一时段的输出电压初值是上一时段末时刻输出电压值乘(-1),即:

$h{}_{k+1}(0)=-h{}_k((k+1){\rm T}-),k=0,1,2,\cdots (4)$

图1(a)中理想运放反相端为虚地,第0时段(即k=0,0t<T)电路响应h0(t)的微分方程为:

$\begin{array}{l}i(t)=-\frac{u{}_i(t)}{R{}_1}‚i(t)=i{}_R+i{}_C‚\\ i{}_R=\frac{h{}_0(t)}{R}‚i{}_C=C\frac{\text{d}h{}_0(t)}{\text{d}t}\end{array}$

记τ=RC,τ1=R1C,从而有(用h′0(t)表示h0(t)对时间t的一阶导数,下同):

$h{}_0^{´}(t)+h{}_0(t)/\tau =-\delta (t)/\tau {}_1,h{}_0(0-)=0,0t<{\rm T}(5)$

引入单位阶跃函数ε(t)后解得:

$\begin{array}{l}h{}_0(t)=(-1/\tau {}_1)\text{e}{}^{-t/\tau }(\epsilon (t)-\epsilon (t-{\rm T}))‚\\ h{}_0({\rm T}-)=(-1/\tau {}_1)\text{e}{}^{-{\rm T}/\tau }(6)\end{array}$

第k时段的电路微分方程为:

解得:

$\begin{array}{l}h{}_k(t)=(-1){}^{k+1}(1/\tau {}_1)\text{e}{}^{-k{\rm T}/\tau }\text{e}{}^{-(t-k{\rm T})/\tau }(\epsilon (t-k{\rm T})\\ -\epsilon (t-(k+1){\rm T}))\\ =(-1){}^{k+1}(1/\tau {}_1)e{}^{-t/\tau }(\epsilon (t-k{\rm T})-\\ \epsilon (t-(k+1){\rm T})),k=0,1,2,\cdots (8)\end{array}$

由式(8)可见,第k段的非零值时区为(kT,(k+1)T),即各时段非零值区间互不重叠,对hk(t)关于k求和,得开关电容电路(对外)的单位冲激零状态响应h(t)为:

$\begin{array}{l}h(t)={\displaystyle \sum _{k=0}^{\infty }h}{}_k(t)\\ =(-1/\tau {}_1)e{}^{-t/\tau }{\displaystyle \sum _{k=0}^{\infty }(}-1){}^k(\epsilon (t-k{\rm T})-\\ \epsilon (t-(k+1){\rm T}))(9)\end{array}$

特别注意,求和式是一周期为2T的周期方波p(t)与单位阶跃信号ε(t)的乘积,对上式取Fourier积分变换[9]即得到开关电容电路系统频谱函数(用j表示虚数单位,下同):

$\begin{array}{l}{\rm H}(\Omega )=\frac{(1-\text{e}{}^{{\rm T}/\tau +\text{j}\Omega {\rm T}})(\tau /\tau {}_1)}{(1+\text{e}{}^{{\rm T}/\tau +\text{j}\Omega {\rm T}})(1+\text{j}\tau \Omega )}\\ =\frac{-(\tau /\tau {}_1)}{(1+\text{j}\tau \Omega )}\text{Τ}\text{a}\text{n}\text{h}\left(\frac{{\rm T}/\tau +\text{j}\Omega {\rm T}}{2}\right)(10)\end{array}$

取其模即为其幅频特性|H(Ω)|:

$\begin{array}{l}|{\rm H}(\Omega )|=\frac{\alpha {\rm T}/\tau {}_1}{\sqrt{1+(\alpha \Omega {\rm T}){}^2}}\sqrt{\frac{\beta {}^2+1-2\beta \cos (\Omega {\rm T})}{\beta {}^2+1+2\beta \cos (\Omega {\rm T})}},\\ \alpha =\tau /{\rm T}‚\beta =\text{e}{}^{1/\alpha }(11)\end{array}$

也可以根据式(1)定义的周期为2T的开关方波信号p(t),将式(9)改写为:

$h(t)=-\frac{1}{\tau {}_1}\text{e}{}^{-t/\tau }\epsilon (t)p(t)(12)$

将p(t)展为Fourier级数,则有:

$h(t)=-\frac{1}{\tau {}_1}\text{e}{}^{-t/\tau }\epsilon (t){\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{4}{(2n+1)\text{π}}}\sin \left(\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}t\right)(13)$

取上式的Fourier积分变换得:

$\begin{array}{l}{\rm H}(\Omega )=\frac{2\tau }{\text{π}\tau {}_1}{\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{\text{j}}{(2n+1)}}(\frac{1}{\text{j}(\Omega -(1+2n)\text{π}/{\rm T})\tau +1}-\\ \frac{1}{\text{j}(\Omega +(1+2n)\text{π}/{\rm T})\tau +1})\\ =\frac{\text{j}\tau \text{Τ}\text{a}\text{n}\text{h}\left[\frac{{\rm T}}{2\tau }+\text{j}\frac{{\rm T}\Omega }{2}\right]}{\tau {}_1(-\text{j}+\tau \Omega )}(14)\end{array}$

易证式(13)与式(10)完全一致,故其幅频特性|H(Ω)|仍与式(11)相同。

3 频域法特性分析

开关周期切换,形成的RC并联支路对外电路的等效电流ie(t)为:

$i{}_e(t)=i(t)p(t)=i(t){\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{4}{(2n+1)\text{π}}}\sin \left(\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}t\right)(15)$

取上式的Fourier积分变换,得到:

${\rm I}{}_e(\Omega )={\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{2{\rm I}\left(\Omega -\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)}{(2n+1)\text{π}\text{j}}}-{\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{2{\rm I}\left(\Omega +\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)}{(2n+1)\text{π}\text{j}}}(16)$

上式说明,Ie(Ω)是输入电流频谱I(Ω)周期延拓的组合,周期为Ω0=2π/T。各电流分量流过RC并联支路时的电压为相应电流分量与RC支路阻抗(R/(1+jωτ),ω=Ω±(2n+1)π/T)的乘积,于是输出电压频谱U(Ω)为:

$\begin{array}{l}U(\Omega )=\frac{2R}{\text{π}}{\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{1}{(2n+1)\text{j}}}(\frac{{\rm I}\left(\Omega -\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)}{1+\text{j}\tau \left(\Omega -\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)}-\\ \frac{{\rm I}\left(\Omega +\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)}{1+\text{j}\tau \left(\Omega +\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)})(17)\end{array}$

为求系统频谱函数,取i(t)=-ui(t)/R1=-δ(t)/R1,I(Ω)=-1/R1,得到系统频谱函数[9]:

$\begin{array}{l}{\rm H}(\Omega )=\frac{2R\text{j}}{\text{π}R{}_1}{\displaystyle \sum _{n=0}^{\infty }\frac{1}{(2n+1)}}(\frac{1}{1+\text{j}\tau \left(\Omega -\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)}-\\ \frac{1}{1+\text{j}\tau \left(\Omega +\frac{2n+1}{{\rm T}}\text{π}\right)})\\ =\frac{\text{j}R\text{Τ}\text{a}\text{n}\text{h}\left[\frac{{\rm T}}{2\tau }+\text{j}\frac{{\rm T}\Omega }{2}\right]}{R{}_1(-\text{j}+\tau \Omega )}(18)\end{array}$

其中R/R1=τ/τ1,结果与式(14)一致,幅频特性|H(Ω)|仍与式(11)相同。

4 结 语

给定图1(a)电路参数τ和τ1,选择α=τ/T分别取不同值时,根据式(11)做出的归一化幅频特性曲线如图2所示,结合对式(11)做深入分析表明:

(1) α=τ/T较大时电路是梳齿幅度按奇数倒数规律衰减的梳状滤波器,通带中心频率(梳齿)为:

$f{}_n=(2n+1)f{}_{{\rm T}}(19)$

其中fT=1/(2T),n=0,1,。

设梳齿编号为n=0,1,,则计算给出编号为n的梳齿幅度(最大传输系数)为:

$\begin{array}{l}\frac{\alpha {\rm T}/\tau {}_1}{\sqrt{1+(\alpha (2n+1)\text{π}){}^2}}\frac{\text{e}{}^{1/\alpha }+1}{\text{e}{}^{1/\alpha }-1}⧋\frac{{\rm T}}{\tau {}_1(2n+1)\text{π}}\frac{\text{e}{}^{1/\alpha }+1}{\text{e}{}^{1/\alpha }-1}‚\\ \alpha \ge 1,n=0,1,\cdots (20)\end{array}$

此时图1(a)电路允许f=fT,f=3fT,f=5fT, 等频率成份通过,且随着频率的升高,输出幅度按奇数倒数规律逐渐减小。

(2) α=τ/T较大时,f=(2n)fT(其中n=0,1,2,)是系统的阻带中心频率,落在这些频点上的信号将获得最小传输系数,最小传输系数(即梳状滤波器幅频曲线谷底高度)为:

$\begin{array}{l}\frac{\tau (\beta -1)}{\tau {}_1(\beta +1)\sqrt{1+4\text{π}{}^{2}n{}^2\alpha {}^2}},\\ \alpha =\tau /{\rm T}‚\beta =\text{e}{}^{1/\alpha }‚n=0,1,2,\cdots (21)\end{array}$

(3) 该梳状滤波器梳齿间隔(即阻带中心频率或通带中心频率间隔)为Δf=2fT。

比较图2可看出:开关转换周期2T(相对于电路时间常数τ)越小,α越大,梳齿间谷底越接近零,梳齿越尖锐(即梳齿带宽越窄)。例如,计算发现:图2(a)中,α=τ/T=10,第一梳齿通带宽度为B0.7 =0.394fT。图2(b)中,α=τ/T=2,第一梳齿通带宽度为B0.7 =2.33fT。

(4) 随着电子开关切换周期2T增大(α减小),梳齿间谷底最小值逐渐增大。电路逐渐过渡为幅频特性曲线轻微起伏的低通滤波器,如图2(d)所示。低通滤波器传输函数极大值为:

$|{\rm H}(\Omega )|{}_{\max }=|{\rm H}(0)|=\frac{\tau (\text{e}{}^{1/\alpha }-1)}{\tau {}_1(\text{e}{}^{1/\alpha }+1)}(22)$

由|H(Ω)|=0.707|H(Ω)|max可以求得低通滤波器上限截止频率,结果表明,对于低通滤波器,仍为α越大,低通滤波器上限频率(即带宽)越小。

参考文献

[1]汪东,狄永清.开关电容滤波器的设计[J].微电子技术,2000,28(4),11-19.

[2]李琳,罗凯华.基于开关电容电路的模拟滤波器的设计[J].计量与测试技术,2004(11):35-36.

[3]Petraglia A,Monteiro M A M.A Switched-Capacitor Filterhaving very Low Sensitivity to Capacitance Ratio errors andto Finite Amplifier Gains[J].IEEE Transactions on Circuitsand Systems II,1998,45(7),890-894.

[4]陈照章,唐平,朱湘临.开关电容滤波器的“共振”现象及其对策[J].电子技术应用,2002,28(9):39-40.

[5]饶睿坚,陈英梅.开关电容滤波器的分析设计新方法[J].现代电子技术,2006,29(17):158-162.

[6]高晋占,宋丽.开关电容滤波器的频域分析[J].电子技术应用,2005,31(5),34-35.

[7]Kandil T,Lopes L,XU W.Analysis and Design of a NewCurrent Controlled Switched Capacitor Filter for HarmonicMitigation[J].Electric Power Components and Systems,2005,33:11-20.

[8]Alpaydin G,Erten G,Balkir S,et al.Multi-level Optimisati-on Approach to Switched Capacitor Filter Synthesis[J].IEEProceedings.Part G,Circuits,Devices and Systems,2000,147(4),243-249.

电容式接近开关 第6篇

近年来, 我国各地电网在交接及预防性试验过程中出现了多起在10kV测试电压条件下500kV敞开式双断口断路器断口间膜纸和绝缘并联电容器复合, 从而导致介损超标的现 象。尽管花费了大量人力、物力更换了电容器, 但将其返厂后在 额定电压下进行检测, 发现介损数值再次恢复至合格范围内, 这主要是因为Garton效应干扰 介损测试 所致。下面 简要分析500kV开关断口间并联电容器的高压介损问题。

1高压介损试验

为了将Garton效应的影响 降至最低 限度, 确认断口 并联电容器的真实绝缘情况, 将该电容器拆下来置于试验大厅中开展高压介损诊断性试验。首先针对B相东断口并联电容器实施高压介损试验, 在整个试验大厅内无强烈电磁干扰, 用单频50Hz正接线方式开始试验。试验所得数据如表1所示。

在试验过程中, 断口并联电容器的介损数值会随着试验电压的升高而显著下降。如果应用膜纸复合绝缘, 再填充有机合成绝缘油, 则断口并联电容器介损数值和时间、电压发生以 下联系: (1) 极化现象 (时间) 。针对复合介质, 外加电场情况下, 各种电介质在电场作用下会出现夹层极化, 且在整个极化过程中发生了能量损耗, 以至于夹层极板中产生电荷堆积, 整个极化过程非常缓慢[1]。 (2) Garton效应 (电压) 。一般在较 低的场强下, 电介质中的离子不能在半个周期时间段内从一个极板跳至另一极板进行运动。随着场强的不断变大, 离子通常会在半个周期内完成所有运动。在这种情况下介损数值为峰值, 但随着场强的连续增加, 离子不能穿越固体介质, 以至于有功 功率不会改变, 无功功率不断增大, 减小介损数值。若 电压升高至电介质击穿放电产生的有功功率, 无功功率增加并达到平衡状态, 则介损数值表现为谷值。通过分析可知, 断口并联 电容器在试验过程中 之所以发 生介损值 超标, 很大程度 上是受到Garton效应的影响[2]。

2高压介损试验结果分析

随着试验电压的不断提升, 开关三相断口间并联电容器介损检测所得到的数值有明显下降趋势。分析检验结果可知, 三相断口间并联电容器在接近于实际工作电压的条件下其介损数值要比状态检修要求的注意数值小[3]。三相在10kV电压条件下得出的数值是较高试验电压条件下介损检测所得数值的数10倍以上, 进一步表明开关三相断口间并联电容器 的膜纸复合绝缘出现了Garton效应, 以至于检测得到的介损数值高于实际工作条件下的数值。高压介损试验原理如图1所示。

开关断口间并联电容器使用的是膜纸复合绝缘, 电容器油介质是有机合成的绝缘油, 从理论角度看膜纸复合绝缘的电容器介质耗损比油纸绝缘电容器要低, 并且矿物油介质极易溶解出少量杂质, 具备发生Garton效应的条 件。比较分析Garton效应试验前后效果可知, 绝缘介质里面的微小杂质在不同电压条件下的分布结构有所不同。在低测试电压条件下, 杂质会在介质空间游离, 极化损耗大, 以至于介损检测所得的数值很大, 但是在高试验电压条件下, 杂质在强烈的电场作用下集中分布在电极两端, 以至于绝缘介质空间中分散的杂质减少, 极化耗损明显降低[4], 促使介损检测得到的数值随着试验电压的不断提高呈现出下降的趋势。

根据以上分析可知, 如果在常规10kV电压条件下开展介损试验, 一旦发生介损值超标情况, 则需考虑是否应提升 试验电压重新检测。如果在较高的试验电压条件下介损数 值显著降低, 且明显低于规定数值, 则需要合理调高电压, 在介损数值大体保持不变的条件下可认为出现了Garton效应, 进一步判断设备的绝缘情况是否处于最佳状态。如果在10kV电压条件下进行介损试验, 被测试对象在连续几个月内没有施加任何电压, 同时介损数值超标, 则对被测试 对象需要连续几小时施加高压, 再进行常规10kV条件下的介损试验, 在这种情况下介损数值如果低于规定数值, 说明出现 了Garton效应。为了保证设备的安全正常运行, 需要合理缩短检查周期。

3状态诊断结论

本次研究中开关断口间并联电容器在状态检修的试 验过程中介损检测结果超标, 主要是由于Garton效应的干扰, 以至于在10kV试验电压条件下介损检测得到的数值比正常运行条件下高。通过深入分析 可知, 断口并联 电容器膜 纸复合绝缘介质里有很少一 部分杂质 分布出现 改变, 但也不能 借此判定电容器绝缘油劣化 发展趋势, 开关断口 间并联电 容器在和实际工作电 压条件趋 近的情况 下检测得 到的介损 数值基本合格。

如果开关断口 间并联电 容器有Garton效应出现, 且在10kV试验电压条件下检测得到的介损数值较高, 则不能精确地提供状态诊断的依据, 会对现场试验人员判断电容器绝缘状态产生严重干扰, 导致原本合适的电容器可能被当作不合格品更换掉, 耽误送电时间, 从而浪费设备投资, 进一步降低电网运行的经济性、稳定性, 故采取有效措施降低Garton效应的干扰非常重要。应准确、快速地识别处理现场试验中发生的Garton效应, 如在现场试验中发现10kV电压条件下介损数值很高, 则可实施高压介损试验判断有无Garton效应干扰。

4结语

现阶段在电力系统中广泛应用膜纸复合绝缘 断路器并 联电容器, 而在10kV电压条件下介损测量会受到Garton效应的干扰, 且不同电压条件下介损数值变化幅度较大, 很难真实 地反映出设备绝缘情况。针对例行试验时介损数值大于规 定数值的并联电容器, 需要开展接近额定电压的高压介损检 测, 最大限度地减少Garton效应的干 扰, 然后绘制 出相对完 整的tanδU曲线拟合分析图表, 判断出并联电容器的实际绝缘情况, 以免造成经济、时间损失。

摘要：通过分析某500kV开关断口间并联电容器的高压介损试验结果, 说明了其在例行试验过程中, 在10kV检测电压条件下得出的数值超标主要是因为受到Garton效应的干扰, 以至于检测数值比实际工作电压条件下的介损数值高, 只有有效避免Garton效应的干扰, 才能得到准确反映真实工作状态的结果, 为状态诊断提供可靠评判根据。

关键词：开关断口间并联电容器,高压介损,Garton效应

参考文献

[1]侯杰, 谢远伟.电力电容器损坏原因与抑制措施研究[J].电力电容器与无功补偿, 2010 (5)

[2]杨洋, 许强.对某500kV开关断口间并联电容器的高压介损诊断及分析[J].电力电容器与无功补偿, 2011 (10)

[3]陈温良.电力电容器试验用脉冲电流传感器的研制与应用[J].电力电容器与无功补偿, 2010 (1)

电容式触摸感应技术中的电容物理学 第7篇

关键词：电容感应,电容,电力线

电容式触摸屏设计制造技术是材料物理与电子技术相结合的产物[1,2,3]。材料特征参数、三维结构 (stackup) 和二维版图形状 (layout) 决定了触摸屏的全部电学特性。这些电学特性可以用等效的分布式阻抗电路来描述，并可以与电容感应拾取电路一起在电路仿真系统中进行完整的系统模拟。

在上述的系统设计流程中，两个最重要的环节是，第一，正确全面的获得电阻、电容及其拓扑结构的信息，第二，正确区分手指触摸后的感应电容和寄生电容。这些往往与所选用的电容感应电路有着极为密切的联系[4,5]，而其中对于各种电容性质的正确认识是最基本也是至关重要的。由于电容式触摸屏技术中涉及到众多的电容类型，如何得到正确的电容特性成为大多数工程教育背景的开发人员所面临的一个难点问题。本文将运用电力线基本原理，对分布在触摸屏上的不同电容特性进行分析。

基本概念

这里的核心物理问题是，什么叫电容?电容是一种电荷储存器件。对这个概念的一种错误理解经常是：电容是净电荷的积累。事实上，电容可以进一步描述成等量的正负电荷在两个电极分布的一种储存结构，这里的两个关键词是：等量，两极。我们可以用物理中的电力线概念将这两个关键词联系在一起：电力线从正电荷出发终止于负电荷。电力线的存在决定了电容的存在，电力线的路径和密度决定了电容的性质和大小。

触摸屏寄生电容物理模型

先看一下最简单的平板电容，如图1所示。虚线是电力线。众所周知的平板电容表达式为：

这个公式成立的前提假设是：W>>d, L>>d。其物理含义是：全部电力线平行的分布在两个平板之间。

对比一条状金属与平板之间的电容。先画出它的电力线分布图，如图2所示。

在这种情况下，显而易见电力线不再是平行分布在条状金属与平板之间, 所以平板电容公式不再适用。

第三种情况是在两条平行线之间的电容。在触摸屏中常出现的电容形式是在同一或不同平面上的两个薄板之间的电容 (fringing capacitance, orsidewall capacitance) , 可以抽象为这种电容。

具体表现在实际触摸屏中, 以常见的三层ITO为例, 如图4所示[6]。最下面接近液晶屏的屏蔽层与第二层ITO之间是一类电容;第一层与第二层的边缘电容是二类电容;第一层与第二层的交叉点, 根据不同的工艺, 可能是一类或二类电容。

触摸屏感应电容物理模型

人体电路模型的最简单描述为“接地的导体”。按照前面对电容的定义，手指是作为接地的电极来影响触摸屏本身的电容分布的。

以触摸电容按键 (C a p S e n s e Button) 为例, 手指的感应电容可分为以下两种情况。第一种是新生电容。如图5所示, 激励信号源连接悬空的金属按键, 手指的靠近增加了其间的电场强度, 电力线密度随之上升, 感应电容也就随之增加。

图6手指调制电容金属按键，手指的靠近增加了其间的电场强度，电力线密度随之上升，感应电容也就随之增加。

另外，手指还会对已有电容的分布进行调制，尤其是对上述二类电容的调制。在触摸电容按键的设计中，常常在金属按键周围布上环状地平面。手指的接近，如图6所示，改变了电力线的分布，调制了金属按键的电容。

结语

本文通过电场电力线的基本原理分析了电容触摸屏的本身电容类型分布，以及人体触摸行为产生的新电容及对已有电容的调制。本文采用的分析方法是这项技术的物理基础。随着电容触摸技术的发展和市场的快速增长，毫不夸张的讲，新材料新结构的触摸屏在日新月异。具有牢固的基本概念才会从本质上把握住新技术的要领和发展的脉搏。

参考文献

[1]Colegrove J.触摸屏产业快速发展——从电阻到电容, 从手机到信息亭, 触摸屏已成为新型显示屏的试金石[J].China Electronic Market.2008 (4) :36

[2]Philipp H..不断发展的触摸屏技术[J].世界电子元器件:2008 (4) :22-24

[3]鲁冰.电容式触摸屏系统解决方案[J].电子产品世界.2008 (12) :51-52

[4]Cypress Application Notes-AN2041

[5]Cypress Capsense Sigma-Delta:User Module Datasheet

电容式接近开关 第8篇

电容式套管是指采用电容屏均压的套管,它以若干串接的电容芯子作为内绝缘(也称主绝缘)。其主绝缘好坏一是看它绝缘有否受潮、劣化等,通过测量绝缘电阻和介质损耗因数(简称介损)来判断;二是看若干串接的电容屏有否击穿,通过测量电容量来判断。其电容量初值差(与出厂值或交接值比较)应不超过±5%,介损根据绝缘材料和电压等级也有相应的注意值[1,2,3,4]。

电容式套管的电容量及介损测量通常采用西林电桥,用正接线方式[5,6,7,8,9,10,11,12],其测量结果有出厂值、首次安装后的交接值、运行中的例行试验值以及检修后的修后值等,国家电网公司状态检修试验规程要求不但要看它是否超过警示值和注意值,还要与历次试验结果比较,看变化趋势。其测量有时是单独测量(套管脱离变压器,如出厂值和修后值),大部分情况是安装在变压器上进行测量(安装后的交接值和运行中的例行试验值等),无论哪种情况,现普遍采用的接线方式都不正确,导致对某些电容式套管可能(取决于电容式套管参数)出现错误的判断,因此有必要对电容式套管电容量及介损的测量进行分析探讨。

1 变压器电容式套管电容结构

1.1 变压器电容式套管的结构

变压器电容式套管由中心导管、电容芯子、外绝缘及安装法兰等组成[13,14,15],其末屏测量端子将套管的总电容量划分为电容C1和C22个部分,其中C1为套管中心导管与测量端子间的电容量,是套管的主绝缘电容,R1为主绝缘电阻(导电杆与末屏间的绝缘电阻);C2为测量端子(末屏)与连接套筒(法兰)间的电容量,R2为末屏与法兰间的绝缘电阻,如图1所示。

1.2 变压器电容式套管运行中考核的绝缘

变压器运行中套管末屏测量端子直接接地,套管法兰与变压器油箱连接也直接接地,运行电压全部加在C1上,而C2则因为末屏测量端子和法兰均接地而被短接,不承受任何电压,因此变压器套管需要考核的绝缘应是套管的主绝缘电容C1。

2 变压器电容式套管电容量和介损测量分析

2.1 套管电容量、介损出厂值和修后值测量

2.1.1 套管电容量、介损出厂值、修后值测量接线方式

出厂值与修后值测量时因为套管未安装在变压器上,现普遍采用将套管法兰垂直放置于接地的套管金属支架上,使用西林电桥采用正接线方式测量,由于法兰与套管金属支架相连,而支架接地,从而导致套管法兰接地,其等效测量图如图2所示。

2.1.2 正确的接线方式

从图2可见,末屏与法兰间电容与西林电桥R31桥臂并联,根据高压西林电桥测量原理这样联接肯定会影响主电容介损与电容量测试结果,很显然这不是正确的接线方式,正确的接线方式应将法兰对地悬空,C2与R31桥臂不再并联,如图3所示。

2.1.32种接线方式测量结果分析

对正确的接线方式2,测得电容量C1=CNR4/R32,介损tanδ1=1/(ωC1R1)=ωC4R4[5,6,7,8,9,10,11,12],其中,ω是所加电源的角频率,ω=2πf为一常数,R4为电桥常数,故电容值与R32成反比,介质损耗角正切与C4成正比。

而普遍采用的接线方式1中,由于R31桥臂并联了C2与R2,对同一被测套管,2种测量方式电桥平衡时,接线方式1中R31(见图2普遍采用的接线方式1中电桥第3桥臂)并联了一个阻抗后等于接线方式2中R32(见图3正确的接线方式2中电桥第3桥臂),即R31∥R2∥C2=R32(对同一被测套管,2种接线方式中电桥的上面2个臂完全一样,电桥平衡时,近似有下面的2个桥臂阻抗相等,于是有R31∥R2∥C2=R32)。

因此R31>R32,而电桥测得的电容量与R3成反比,因此普遍采用的接线方式1中测得的电容量要小于正确接线方式2测得的电容量。

下面列出理论计算结果。

对接线方式1,当电桥平衡时,4个桥臂的复阻抗2个对角阻抗乘积相等,可得:

计算化简得:

而电桥测得的结果显示是C1C=CNR4/R31,因此测得结果偏小CNR4/R2,相对误差ε=(C1C-C1)/C1=-R31/(R31+R2)=-CNR4/(C1R2),可见相对误差与电桥标准电容CN及R4成正比,与套管主绝缘电容C1及末屏对法兰的绝缘电阻R2成反比。

同理,介损计算如下:当电桥平衡时,2个对角的阻抗角之和相等,则有(C1∥R1)+(C4∥R4)=(CN)+(C2∥R2∥R31),解得tanδ1=ωC4R4-ωC2R31R2/(R31+R2),末屏对地绝阻R2一般远大于R31,因此tanδ1≈ωC4R4-ωC2R31,而电桥测得显示结果tanδ1C是ωC4R4,因此测得的结果偏大ωC2R31,而ωC2R31≈ωCNR4C2÷C1,即介损角正切偏大数与末屏与法兰的电容C2与主电容C1的比值成正比,而相对误差相对误差与末屏与法兰的电容C2与主电容C1的比值和测得的介损有关,C2/C1越大,相对误差越大;测得的介损越小,相对误差越大。

2.1.4 套管电容量、介损出厂值和修后值的正确测量

以上分析可见按普遍采用的接线方式1测得的电容量偏小,介损偏大。因此,对未安装到变压器上的套管单独测量时应采用正确的接线方式2,即将套管法兰对地绝缘进行测量。

2.2 套管电容量、介损安装后的交接及例行试验值测量

2.2.1 套管安装后的测量

套管装在变压器上后测量时在导电杆上施加试验电压,电桥的信号线与末屏连接,由于法兰直接接地,此时末屏不能再与法兰连接,末屏与法兰之间的电容C2就不能被短接,而是与电桥可调电阻R31并联,即只能按接线方式1进行测量,这时应对测得的值进行修正,即先测出末屏对法兰的绝缘电阻R2,并用反接法测得末屏对法兰的电容C2(注意测量时电压不得超过2 000 V,以免损坏套管末屏绝缘),这2个量很容易测,在此不再赘述。然后对测得的电容量加上CNR4/R2,对测得的介损减去ωC2R31就得到了套管的主电容量和主绝缘介损。

2.2.2 不修正的后果

由理论计算显而易见普遍采用的接线方式1是有偏差的,其中电容量绝对偏差为CNR4/R2,相对误差为-CNR4/(C1R2),可见相对误差与电桥标准电容CN及R4成正比,与套管主绝缘电容C1及末屏对法兰的绝缘电阻R2成反比,当末屏对法兰的绝缘电阻R2显著下降时,相对误差就会明显增大,可能出现偏差大于-5%的现象而导致误判;也有可能出现套管一个电容屏击穿或其他隐患导致电容量上升而采用接线方式1无法检测出来的严重问题。

同理接线方式1测得的介损若不修正,就会导致介损比实际值偏大[16,17,18,19],出现介损超过警戒值的现象而导致误判。

3 结论

a.变压器运行中末屏测量端子直接接地,运行电压全部加在C1上,而C2则因为末屏测量端子和法兰均接地而被短接,不承受电压。因此测量变压器套管电容量和介损针对的是主绝缘电容C1。

b.我国现普遍采用接线方式1进行测量,受西林电桥可调电阻R31支路并联对地阻抗的影响,测得的数据不是真实的电容量和介损,其中电容量偏小,介损偏大。

c.对未安装到变压器上的套管单独测量应直接采用正确的接线方式2,即将套管法兰对地绝缘进行测量;而对安装到变压器上的套管试验时只能采用接线方式1测量,这时应再分别测出末屏对法兰的绝缘电阻R2和电容C2,然后对测得的电容量加上CNR4/R2,对测得的介损减去ωC2R31就得到了套管的主电容量和主绝缘介损。

d.对接线方式1电容量若不修正可能出现电容量偏差大于-5%的现象而导致误判,也有可能出现套管一个电容屏击穿或其他隐患导致电容量上升而无法检测出来的严重问题;介损不修正可能会误判断套管介损超过注意值。

摘要：通过对电容式套管的结构分析及电容量和介损测量结果的理论计算,指出了现在普遍采用将套管法兰垂直放置于接地的套管金属支架上的西林电桥正接线方式(简称方式1)测量结果是不正确的;对测量结果必须进行修正;给出了电容量及介质损耗角正切值修正公式。对未安装到变压器上的套管单独测量时应该直接采用将套管法兰对地绝缘进行测量(简称方式2);而对安装到变压器上的套管试验只能采用方式1,同时应该分别测出末屏对法兰的绝缘电阻和电容,然后根据公式进行修正。特别指出对电容量及介质损耗角正切值不进行修正可能导致故障的误判或漏判。