大功率开关电源

大功率开关电源（精选11篇）

大功率开关电源 第1篇

开关电源具有效率高,重量轻、体积小,稳压范围宽等突出优点,在计算机、通信、航天、办公和家用电器等方面得到了广泛的应用,大有取代线性稳压电源之势。提高电路的集成化是开关电源的追求之一,对中小功率开关电源来说是实现单片集成化。开关集成稳压器是指将控制电路、功率开关管和保护电路等集成在一个芯片内,而由开关集成稳压器构成的开关电源就称之为单片开关电源。美国PI公司的单片开关电源系列是其显著的代表。

1 TOPswitch-GX结构和功能

TOPswitch-GX是PI公司第四代开关集成稳压器,具有开关频率选择、频率抖动、软启动、外部设定芯片的极限电流、过压关断、欠压保护、过热滞后关断、遥控电源的关断、适配微控制或局域网等功能。TOPswitch-GX的内部结构如图1所示。

TOPswitch-GX与上一代产品TOPswitch-FX相比,最大输出功率从75 W提高到290 W;部分型号增加了线路检测端L和从外部设定极限电流端X,用来代替原产品中的多功能端M的功能,使用更加灵活方便;开关频率达132 kHz。

TOPswitch-GX封装如图2所示。

基本的三端漏极D、源极S和控制极C,其仍是通过流过控制极的电流来控制占空比的。在此基础上增加的端子有:

a) 线电压检测端L:过压(0 V)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开/关和同步的输入引脚。通常用于线电压检测,通过一个电阻与经整流的高压直流总线连接。

b) 极限电流设定端X:外部流限调节、远程开/关控制和同步的输入引脚。通常通过一个电阻与源极连接,从外部将流限降低到接近工作峰值的电流(P,G封装L和X端合为多功能端M)。

c) 频率选择端F:选择开关频率的输入引脚:如果连接到源极引脚则开关频率为132 kHz,连接到控制引脚则开关频率为66 kHz。应用中如果L或X或F与S相连,则禁用相应端口的所有功能,若全与S端子相连则TOPswitch-GX系列等同于三端器件。

2 用TOPswitch-GX设计的250 W开关电源

TOPswitch-GX设计的250 W开关电源电路如图3所示。

直流电压经变压器的原边加到TOPswitch-GX的漏极D;频率选择端F和极限电流设定端X与源极S相连,则该两端的功能都没有用,即不从外部设定极限电流,内部自动设定自保护电流Ilimit,开关工作频率为132 kHz;控制极和光耦LTV817相连,接受反馈信号以实现对内部集成的高压功率MOS管占空比的控制;线路检测端L通过一个2 MΩ的电阻和直流高压输入的正端相连以实现过压、欠压线电压前馈的线电压检测。整个电路为单端反激式,TOPswitch-GX为开关集成稳压器,反馈电路主要有光耦LTV817和与之串联的3个稳压二极管构成。电容C1为高频滤波电容;瞬态电压抑制器P6KE200和超快恢复二极管BYV26C构成钳位电路,并在其中串入RC吸收电路(由R2、R3、C6组成),这样除了可以吸收部分漏感中的能量以外,还可将电压钳位在200 V,可使开关电源在启动或过载的情况下TOPswitch-GX内部集成MOS管的漏极电压不超过700 V;光耦LTV817和稳压二极管(VR2～VR4)构成反馈电路,R6是光耦中LED(发光二极管)的限流电阻,它还决定控制环路的增益,输出电压变化时则流过光耦中LED的电流相应变化,从而光送到芯片控制极C的电流也相应变化,芯片内部据此产生的PWM(脉宽调制)信号占空比发生变化,最终使输出电压稳定;高频变压器T1的副边输出经过MUR1640CT整流后与C9、C10、C11滤波后,再给过磁珠L1和C12滤掉开关噪声后,得到输出电压;D4和C14构成软启动电路。

3 关键元器件及设计注意事项

本方案中采用PI公司的PI Expert 7.0专家系统进行设计。图4为该软件设计的变压器的结构。

变压器与其他电气元件不同,使用者很难采购到符合自己要求的电感和变压器,因此开关电源的设计工作相当一部分就是磁性元件的设计。而磁性元件的分析和设计比电路设计复杂得多,涉及到很多因素,而且设计结果不是唯一合理的,但对于PI公司的单片开关电源来说,采用PI公司相关的开关电源计算机辅助设计软件来设计,问题就简单多了。该软件采用图形用户界面,面向初学者和专业技术人员,能完成单片开关电源设计的实用软件。利用该软件只要进行简单的数据输入就能完成变压器的设计。

本方案选用TOP249Y设计,输出功率250 W时工作于其上限功率,故要保持良好的散热条件(芯片温度要保持在110 ℃),也可用TOP250Y替换该元件。

4 结束语

该电源输出功率为250 W,效率至少为85%,负载调整率为±5%,纹波电压峰-峰值小于100 mV,空载功耗不大于1.4 W。

单片开关电源具有单片集成化、最简外围电路、最佳性能指标、能以无工频变压器电器实现完全隔离等显著优点,是我们设计290 W以下开关电源的理想选择。

参考文献

[1]曲学基,王增福,曲敬铠.新编高频开关稳压电源[M].北京:电子工业出版社,2005.

[2]沙占友.单片开关电源计算机辅助设计软件与应用[M].北京:机械工业出版社,2007.

[3]赵修科.实用电源技术手册:磁性元器件分册[M].北京:机械工业出版社,2005.

[4]侯振义.直流开关电源技术及应用[M].北京:电子工业出版社,2007.

[5]张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京:电子工业出版社,2004.

开题报告-大功率开关电源的设计 第2篇

电气工程及自动化

大功率开关电源的设计

一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义

开关电源的前身是线性稳压电源。在开关电源出现之前，各种电子装置、电气控制设备的工作电源都采用线性稳压电源。随着电子技术的迅猛发展，集成度的不断增加，计算机等各种电子设备体积越来越小而功能却越来越强大，因此，迫切需要重量轻、体积小、效率高的新型电源，这就为开关电源技术的发展提供了强大的动力。

可以说，开关电源技术的发展是随着电力电子器件的发展而发展的。新型电力电子器件的发展为开关电源的发展提供了物质条件。20世纪60年代末，耐高压、大电流的双极型电力晶体管（亦称巨型晶体管，BJT、GTR）的问世使得采用高工作频率的开关电源的出现称为可能。

早期的开关电源开关频率仅为几千赫兹，随着磁性材料及大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短，开关电源工作频率逐步提高。到了1969年，终于做成了25千赫兹的开关电源。由于它突破了人耳听觉极限的20千赫兹，这一变化甚至被称为“20千赫兹革命”。

在20世纪80年代以前，开关电源作为线性稳压电源的更新换代产品，主要应用于小功率场合。而中大功率直流电源则以晶闸管相控整流电源为主。但是，这一格局从20世纪80年代起，由于绝缘栅极双极型晶体管（简称IGBT）的出现而被打破。IGBT属于电压驱动型器件，与GTR相比前者易于驱动，工作频率更高，有突出的优点而没有明显的缺点。因而，IGBT迅速取代了GTR，成为中等功率范围的主流器件，并且不断向大功率方向拓展。

开关电源开关频率的提高可以使电源重量减轻、体积减小，但使开关损耗增大，电源效率降低，电磁干扰问题变得突出起来。为了解决因提高开关电源工作频率而带来的负面影响，同样在20世纪80年代，出现了软开关技术。软开关技术采用准谐振技术的零电压开关（ZVS）电路和零电流开关(ZCS)电路。在理想情况下，采用软开关技术，可使开关损耗降为零。正是软开关技术的应用，使开关电源进一步向效率高、重量轻、体积小、功率密度大的方向发展。经过近30年的发展，对软开关技术的研究可谓方兴未艾，它已成为各种电力电子电路的一项基础性技术。迄今为止，软开关技术应用最为成功的领域非开关电源莫属。

最近几年，“绿色电源”这一名词开始进入人们的视野。所谓“绿色”是指，对环境不产生噪声、不产生电磁干扰，对电网不产生谐波污染。为了提高开关电源的功率因数，降低开关电源对电网的谐波污染，在20世纪90年代，出现了功率因数校正（Power

Factor

Correction——PFC）技术。目前，单相PFC技术已比较成熟，相关的控制芯片已在各种开关电源中广泛应用，相比之下三相PFC技术则还处在起步阶段。

高频化是开关电源轻、薄、小的关键技术，国外各大开关电源制造商都在功率铁氧体材料上加大科技创新，并致力于开发新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的损耗，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能。另外，电容器的小型化和表面粘着（SMT）技术的应用为开关电源向轻、薄、小型化发展奠定了良好的技术支持。目前市场上出售的采用双极性晶体管制成的100千赫兹开关电源和用场效应管制成的500千赫兹开关电源虽已使用化，但其工作频率还有待进一步的提高。

模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，实现并联方式的容量扩展。

选择本课题可以使我掌握开关电源的工作原理，进一步加深对开关电源的理解。并把所学的专业知识（包括单片机原理与应用技术、电力电子技术、大学物理、计算机辅助设计等）应用到具体实例中，有效地巩固所学的基础理论知识，真正做到学有所用。

二、研究的基本内容，拟解决的主要问题：

1、研究的基本内容包括：开关电源的工作原理，大功率开关电源中普遍采用的全桥型电路及其驱动电路以及高频变压器的设计与制作等。

2、计划将此系统分成四部分——功率因数校正（PFC）电路、辅助电源模块、主电路以及控制电路。

3、功率因数校正电路用来提高整流电路的功率因数，防止大量的谐波分量涌入电网，造成对电网的谐波污染，干扰其它用电设备的正常运行。

4、辅助电源模块用来为控制电路提供电能。拟用单片集成开关电源芯片（TOP204）来实现。

5、控制电路用场效应管集成驱动芯片IR2155,驱动全桥电路。

6、主电路的设计主要包括高频变压器的设计和全桥型电路中功率管的选型。

三、研究步骤、方法及措施：

步骤：

（1）查阅相关的技术资料，制定初步的方案；

（2）利用适当的计算机辅助设计软件（如Proteus、PI

Expert

6.5、Multism等）对设计方案进行模拟仿真；

（3）四个模块设计的先后顺序为功率因数校正电路、辅助电源模块、控制电路和主电路。

方法：化繁为简，将整个系统分解成四个部分，方便设计、调试。对局部电路预先进行仿真，对结果有所预期。

措施：查阅于毕业设计有关资料和文献（图书馆、超星电子图书阅览室等）。经常与指导老师取得联系，一起探讨有关电路的设计方案等问题。

四、参考文献

[1]

康华光.电子技术基础.模拟部分（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2005.[2]

周志敏，周纪海，纪爱华.高频开关电源设计与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2004.[3]

张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社，2000.[4]

蒋玉萍，倪海东.高频开关电源与应用[M].北京：机械工业出版社，2004.[5]

翟亮，凌民.基于MATLAB有控制系统计算机仿真[M].北京：清华大学出版社，2006.[6]

王庆.Protel

SE及DXP电路设计教程[M].北京：电子工业出版社，2006.[7]

刘国权，韩晓东.Protel

DXP

电路原理图设计指南[M].北京：中国铁道出版社，2003.[8]

一种大功率LED照明电源解决方案 第3篇

关键词：CM6807/CM6900；PFC/LLC控制器；同步整流；大功率LED电源

美国“能源之星”等规范要求在任何功率电平上的离线式(off-line)LED照明电源具有高功率因数和高能效。对于普通照明用低功率LED驱动电源，采用基于专用控制器IC的单级功率因数校正(PFC)反激式电路拓扑是最基本的解决方案。这种拓扑结构的特点是只使用一个功率开关，无需使用高压电解电容器。对于100～200W的LED照明电源，人们通常采用PFC+反激式两段式电路架构。这种拓扑结构的特点是PFC升压变换器被置于反激式转换器的前端，PFC与反激式转换器各使用一个功率开关。而对于200W以上的大功率LED照明电源供应器，上述两种拓扑结构并不适用。行之有效的解决方案是选择PFC与其电感—电感—电容(LLC)相结合的电路架构。为了实现高效率，主变压器二次侧可以采用同步整流方案。在这里介绍一种采用这种方案的350W LED照明电源设计实例，以供读者参考。

1 系统技术规格与基本架构

1.1 350W LED驱动电源技术规格

(1)输入规格

AC输入电压：85～264 Vac；

AC最大输入电流：5A；

线路功率因数PF：>0.95(230Vac，满载)；

AC电源频率：47～63Hz；

效率：>92%(230Vac，满载)；

工作温度：50℃；

工作环境：密闭；

散热方式：无风扇自然冷却。

(2)输出规格

输出电压Uo：36~40V；

输出电源Io：5～10A；

电压纹波：≤0.3V；

电流纹波：<0.1A；

控制模式：恒定电压/恒定电流。

1.2 系统组成方框图

350W LED照明电源主要由EMI滤波器、基于连续导电模式(CCM)功率因数控制器CM6807的PFC升压变换器、基于CM6900的LLC谐振半桥变换器及同步整流器等部分组成，图1为其基本架构方框图。

2 实际电路

基于CM6807和CM6900的350W LED照明电源电路如图2所示。我们对系统中各个单元电路作简要介绍。

2.1 PFC升压变换器与辅助电源

350W LED照明电源的PFC升压变换器与辅助电源电路如图2(a)所示。

(1)输入级电路

输入级电路由EMI滤波器和桥式整流器组成。在图2(a)中，电容C3、C4、C5和C11~C14及电感元件T1、T2等，构成输入EMI滤波器；BR1为桥式整流器；FU1为保险丝；RT1为NTC热敏电阻。EMI滤波器被用作限制和衰减共模与差模噪声，RT1用作限制系统启动时因对大电容C7充电引起的浪涌电流。

(2)有源PFC升压变换器

功率因数控制器U1(CM6807)、功率开关VT2、升压电感器L1、升压二极管VD3、输入电容C9/C10、输出电容C7、电流传感电阻R4等，组成DC/DC有源PFC升压变换器。PFC级电路工作在连续模式。输入电流经R5、R8和R13通过U1引脚②检测。输出DC总线电压(395V)经分压器R7、R10、R12和R13采样，馈送至U1引脚FB。U1的引脚④为电压误差放大器输出，C17、C18和C21为补偿网络。通过PFC级的电流被R4感测，并经R11和C20由U1引脚③来检测。U1引脚⑨上的驱动输出推动VT1/VT3和VT2。PFC升压变换器的作用是在桥式整流器BR1的输入端产生一个与AC输入电压趋于同相位的正弦电流，能够满足IEC61000-3-2标准规定的谐波电流限制要求，系统功率因数远高于0.95，并且在85~264V的AC输入电压范围内能够输出一个395V的稳定DC电压。

(3)启动电路与偏置电源

R5、R8、R6、R9、VT4、VD4和C16等，组成U1引脚⑧上的启动电路，U1一旦启动，PFC进入操作状态，U1引脚⑧则由L1引脚③与④之间的辅助绕组、C1和C2、VD1和VD2、R15、VZ1、VT5及C16等组成的偏置电源供电。

2.2 LLC半桥谐振功率级

LLC半桥谐振功率级电路如图2(b)所示。该功率级主电路由图2(c)所示的控制电路来控制。在图2(b)中，功率开关VT6、VT8、电容C23、电感L3以及变压器T3引脚③与引脚⑥之间的初级电感组成半桥LLC串联谐振电路。T3二次侧上的VT7和VT9组成同步整流器电路，可使LLC谐振半桥变换器的工作效率达96%以上，比传统LLC谐振半桥功率级的效率提高4%～5%。

C25/C26、L4和C27/C28构成LC滤波电路，可以保证DC输出电压纹波小于300mV。R23为输出电流感测电阻。电源的DC输出可以驱动350W的LED模块或阵列。

2.3 基于CM6900的恒压/恒流(CV/CC)控制电路

采用CM6900作半桥谐振控制器的CV/CC控制电路见图2(c)。

(1)偏置电源

图2(a)中L1引脚⑤与⑥之间的辅助绕组，与图2(c)中的C29/C30、VD7/VD8、VZ2、VT14、R27和C31等，组成输出12V的稳压电源，为U2(CM6900)和运放U3(LM358)等提供偏置。

(2)控制与驱动电路

在图2(c)中，U2引脚⑨外部的R32和C38设定振荡器频率。LED驱动电源的输出电压(+40V)经电阻分压器R26、R27和PR1取样，反馈到U2的引脚②，以执行输出电压调节。流经输出电流感测电阻R23[见图2(b)]的电流经U3B放大150倍，并经R42和R48分压后，由U3A作缓冲器加入到输出电压的反馈回路，使输出电流被控制在恒定值。VT19的门极与地之间连接一个开关S。当S关断时，VT19导通，U3B的输出被R42和R48、R46分压至2.5V，使LED驱动电源输出10A的最大恒流。当S接通时，VT19截止，U3B输出被R42和R48分压至1.25V，LED驱动电源输出电流则为5A。

U2引脚 和 上的输出，通过晶体管VT10/VT11和VT12/VT13来驱动变压器T4。T4的二次绕组输出驱动图2(b)半桥中的VT6/VT8。U2的引脚 和 上的输出，通过VT14/VT15和VT16/VT18来驱动图2(b)中的同步整流器VT7和VT9。

3 结束语

采用CCM功率因数控制器CM6807和谐振半桥控制器CM6900的350W LED电源供应器，同时采用同步整流方案，可以提供CV/CC控制，实现高于0.95的功率因数和高于90%的效率。该设计方案适用于100～1000W的电源供应器，可应用于LED照明、LED路灯、大型LED看板以及体育场馆LED照明等。

参考文献

[1] 毛兴武，等.功率因数校正原理、IC及其应用设计[M].北京：中国电力出版社，2007.

[2] 毛兴武，等.新一代绿色光源LED及其应用技术[M].北京：人民邮电出版社，2008.

[3] 毛兴武，等.LED照明驱动电源与灯具设计[M].北京：人民邮电出版社，2011.

作者简介

大功率开关电源的电感参数设计 第4篇

1.1 Buck变换器

1.1.1 线路构成

Buck变换器等效电路如图1所示。

1.1.2 工作原理

在Tr的导通阶段, 即0时刻到t1时刻, 流过电感线圈L的电流is=iL, 在电感线圈L未饱和前, 电流iL呈线性增加。电流iL除了给负载R提供电流Io外, 还给电容C充电, 即iL=Io+iC, iC为充电电流, 负载R两端的电压为Vo。

在Tr截止阶段, t1~t2时刻, 由于线圈L中存在磁场, Tr截止时, 为保持其电流iL不变, 线圈L两端的电压极性将翻转。电流iL呈线性下降, 当iL>Io时, iL仍可为电容C提供充电电流, 在iL<Io时, 电容处于放电状态, 这时Io=iL+iC, iC为放电电流。在工作中, Io、Vo始终维持不变。

如图2所示, iL在周期Ts内, 上升下降连续变化, 但iL始终不为零, 我们说, Buck变换器工作在连续工作状态。否则, 若iL在周期Ts内, 下降到零, 则Buck变换器工作在不连续工作状态。在不连续工作状态中, 由于iL上升、下降速度很快, 电感L的储能不够。

1.2 Boost变换器

1.2.1 线路构成

Boost变换器等效如图3所示。

1.2.2 工作原理

当Tr导通时, 即0时刻到t1时刻, 电流iL流过电感线圈L, 在电感线圈L未饱和前, 电流线性增加, 电能以磁能的形式储存在电感线圈L中。此时, 电容C放电, 负载R上流过电流Io, R两端的电压Vo极性上正下负。

当Tr截止时, t1~t2时刻, 由于电感线圈L中的磁场将改变, 线圈L两端的电压极性, 以保持iL不变。这样, 线圈L的磁能转化成的电压VL与电源Vs串联, 以高于Vo电压向电容C、负载R供电。VL高于Vo时, 电容有充电电流;VL等于Vo时, 充电电流为零, 当Vo有降低趋势时, 电容向负载R放电, 以维持Vo不变。Is为电源Vs输出电流平均值。

与Buck变换器一样, Boost变换器也可分为连续工作状态和不连续工作状态两种模式。在不连续工作状态, 由于iL上升、下降速度很快, 在要求相同功率输出时, 此时晶体管Tr和二极管D的最大瞬时电流比连续状态下要大, 同时, 输出直流电压的纹波也较大。

2 电感参数设计

2.1 Buck变换器电感参数设计

2.1.1 稳态分析

(1) 从满足流经电感线圈L的电流iL连续性的要求, 分析电感线圈L的电感量取值。

从1.1.2的工作原理可知, 当iL上升得过快时, 就会造成流经电感线圈L的电流iL不连续, 这时, 如果电容C不够大时, 输出Io、Vo会产生波动。从图2可以看出, 要使iL连续, 必须满足下面的条件式：

由Buck线路的工作原理可以得到:

式中, △iL1为电流增量, △iL2为电流减量, Ts为开关周期, D1、D2分别为开关导通和关断的占空比, 分别对应电感线圈L的电流iL的上升阶段和下降阶段。Vs为电源电压, Vo为负载两端电压, L为电感量。

从2-1、2-3、2-4可推导出下式:

式中, fs为开关频率。

因此, 要使iL连续, 必须:

(2) 从满足输出功率要求的角度, 分析电感L的取值

从图2可以看出, 稳态负载电流Io即是iL等腰三角形面积在Ts时间内的平均值, 而且等于Vo/R。

在iL电流连续的条件下, D1+D2=1, 则

从式2-8可以看出, 电感L的电感量与负载电流Io成反比, 也就是说, 在Vs、Vo、fs一定的条件下, 要想输出更大的功率, 电感L的电感量必须满足下式:

2.1.2 电感L的参数设计

总结2.1.1 (1) 、 (2) , 可以得出电感L的电感量的取值范围。

2.2 Boost变换器电感参数设计

2.2.1 稳态分析

(1) 从满足流经电感线圈L的电流iL连续性的要求, 分析电感线圈L的电感量取值。

从1.2.2的工作原理可知, 在要求相同功率输出时, 不连续工作状态下, 晶体管Tr和二极管D的最大瞬时电流比连续状态下要大, 也就是说, 晶体管Tr和二极管D要承受更大的应力, 同时输出直流电压的纹波也较大。因此, 我们希望线路工作在连续工作状态。

从图4可以看出, 要使流经电感的电流iL连续, 必须满足下面的条件式:

另外, 由Boost线路的工作原理可以得到:

式中, △iL为电流增量, Ts为开关周期, D1、D2分别为开关导通和关断的占空比, 分别对应电感线圈L的电流iL的上升阶段和下降阶段。Vs为电源电压, Vo为负载电源, L为电感量。

由2-12、2-13、2-14, 可求得电压增益M

忽略线路损耗的情况下, Vs Is=Vo Io, 于是有

在iL电流连续的条件下, D1+D2=1。根据式2-11、2-12、、2-16、2-17, 要使通过电感L的电流iL连续, 必须满足下式

τLC是电感L与负载电阻R开关周期Ts乘积的比率。

根据2-18式, 可以绘出以D1为变量, 函数τLC的曲线图5。

在图5阴影部分, τLC<D1 (1+D1) 2/2, 可以根据上面的公式推导出, 阴影部分也就是说, 线路处于不连续工作状态。我们还可以看到, 当τLC大于0.074时, 无论开关周期导通占空比D1怎么变化, 线路都处于连续工作状态。

当τLC>0.074, 由2-18式可以求得

(2) 从满足输出功率要求的角度, 分析电感L的取值。

从图4可以看出, 电源电流Is即是iL三角形面积在Ts时间内的平均值。

假设iL是连续的, 则D1+D2=1, 由2-17、2-20, 可得

从式2-21可以看出, 电感L的电感量与负载电流Io成反比, 也就是说, 在Vs、Vo、fs一定的条件下, 要想输出更大的功率, 电感L的电感量必须满足下式:

2.2.2 电感L的参数设计

总结2.2.1 (1) 、 (2) , 可以得出电感L的电感量的取值范围。

3 结语

在大功率开关电源的设计中, 为得到的足够电源输出功率, 在保证变换器线路中的电感电流连续变化的前提下, 适当减小电感量, 可增加输出功率, 但电感量不能太小, 要考虑因电感电流的显著增加, 造成电感容易饱和的问题。

摘要：所谓大功率开关电源, 指的是输出功率达到几千瓦的开关电源。由于在开关电源的设计中, 使用了大量的磁性材料元件, 如高频变压器、脉冲变压器、换向和谐振电感器、功率电感器、滤波电感器、互感器等等, 所以, 磁性元器件在开关电源的设计中, 起着关键性的作用。在这里, 我们主要介绍Buck变换器和Boost变换器中的功率电感参数的设计。

关键词：变换器,功率电感,电感量,开关电源

参考文献

[1]北京奥米伽电源技术中心.磁性材料应用指南, 2001.6.

功率因数校正在开关电源中的应用 第5篇

李银碧

（浙江邮电职业技术学院，浙江绍兴 312016）

摘 要：本文介绍了开关电源功率因数校正的基本原理，分析了功率因数校正的电路实现方法及相关要求。最后概括了有源功率因数校正技术的发展趋势。关键词：功率因数；有源功率因数校正；单级 ；两级

The Application Of Power Factor Correction In Switch Power

LI Yin-bi(Zhejiang Technical College of Post and Telecom,Shaoxing Zhejiang 312000,China)Abstract：The theme introduces the basic principles of power factor correction in switch power and the analysises active power factor correction(APFC).At last summarizes the tendency of active power factor correction．

Key words: power factor；active power factor correction；single-stage；two-stage

1、引 言

近年来，随着电子技术的发展，计算机等一些通信设备日益普及，被广泛应用于各种不同的领域，其中电网的谐波污染以及输入端功率因数低等问题显得日益突出。这些设备的内部需要一个将市电转化为直流的电源部分。在这个转换过程中，由于一些非线性元件的存在，导致输入的交流电压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波。而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率因数，而且对公共电力系统产生污染，造成电路故障。显然，使用有效的校正技术把谐波污染控制在较小的范围己是当务之急。

为了限制电流波形畸变和谐波，使电磁环境更加干净，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准，如IEC555-2, IEEC519等。采用现代高频功率变换技术的功率因数校正(PFC)技术是解决谐波污染最有效的手段。为了减少谐波对交流电网的污染，这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。功率因数校正的目的，就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。

2、功率因数校正的基本原理 2．1功率因数的定义

由于在电源设备中，除了线性元件外，还大量使用各种非线性元件，如整流电路、逆变电路、日光灯、霓虹灯等。非线性元件的大量使用使得电路中产生各种高次谐波，高次谐波在基波上叠加，使得交流电压波形产生畸变。

功率因数PF（Power Factor）是指交流输入有功功率P与视在功率S的比值。对于高频开关整流器这种交流用电负载，由于它含有很多非线性元件，使得输入的正弦交流电流发生一定程度的畸变，也就是输入的交流电流中除了含有基波（一次谐波）外，还含有了二次、三次等高次谐波。我们认为只有基波才作有用功，再考虑感性（或容性）负载作的无用功影响，功率因数PF应定义为： PF＝P＝SULI1cosI1=cos= cos（1）

ULIRIR 式中：

：基波因数，即基波电流有效值I1与电网电流有效值IR之比。

IR：电网电流有效值 I1：基波电流有效值 UL：电网电压有效值

cosΦ：基波电流与基波电压的位移因数

在线性电路中，无谐波电流，电网电流有效值IR与基波电流有效值I1相等，基波因数=1，所以PF＝·cosΦ＝1·cosΦ＝cosΦ。

当线性电路且为纯电阻性负载时，PF＝·cosΦ＝1·1＝1。

如果供电系统正弦畸变过大，则会对供电设备、用电设备产生干扰，严重的时候甚至会造成用电设备如开关电源、UPS退出正常工作，也可能造成供电系统跳闸。畸变越小，功率因数则越高。综上所述，只要设法抑制输入电流中的谐波分量，通过电路方法，将输入电流波形校正为或无限接近正弦波，即可实现功率因数校正。2．2 无功率因数校正的开关电源存在的问题

在传统没有功率因数校正的开关整流器中，交流输入电压，经整流后，紧跟着大电容滤波，由于电容的充放电使输入电流呈脉冲波形。这种电流谐波分量很大，造成功率因数下降。低功率因数开关电源的使用，严重污染了电网，干扰了其它设备，增大了前级设备（如变压器、电缆传输、柴油发电机等）的功率容量，使供电系统容量至少要增大30%以上，使用户增加了投资。对于三相四线输入，当三相负载不平衡时，零线电流会很大。

从实际运行结果来看，低功率因数的开关电源所带来的危害是很严重的，这是因为输入电流有很高的峰值，含有大量的高次谐波，不但产生严重电磁干扰，还使供电变压器产生大的电磁应力，噪音增大，铁损严重，温升剧增。因此，在整流器设计中，认真设计好功率因数校正电路是至关重要的。

3、实现功率因数校正的方法

从不同的角度看，功率因数校正（PFC）技术有不同分类方法。从电网供电方式可分为单相PFC电路相三相PFC电路；从采用的校正机理看，可分为无源功率因数校正（PPFC）和有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，简称APFC）两种。

无源功率因数校正技术（PPFC）出现最早，通常由大容量的电感、电容组成。它只是针对电源的整体负载特性表现，在开关整流器的交流输入端加入电感量很大的低频电感，以减小滤波电容充电电流尖峰。由于加入的电感体积大，增加了开关整流器的体积，此方法虽然简单，但效果不很理想，适于应用到重量体积不受限制的小型设备。因此目前用的较多的是有源功率因数校正。有源功率因数校正电路工作于高频开关状态，体积小、重量轻，比无源功率因数校正电路效率高。下面主要讨论有源功率因数校正方法。

有源功率因数校正目的在于减小输入电流谐波。为此在整流器和负载之间接入一个DC/DC开关变换器，应用电压、电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使输入电流接近正弦，从而大大提高功率因数PF，一般校正后PF可提高到0.99或更高。由于这个方案中应用了有源器件，故称为有源功率因数校正（APFC）。基本原理如图所示。

APFC的基本原理框图

从原理框图来看，APFC基本电路就是一种开关电源，但它与传统的开关电源的区别在于：DC/DC变换之前没有滤波电容，电压是全波整流器输出的半波正弦脉动电压，这个正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受到实时的检测与监控，其控制的结果是达到全波整流器输入功率因数近似为1。

而有源功率因数校正中，按输入电流的工作模式又可分为CCM模式和DCM模式；按拓扑结构可分为两级模式和单级模式。3．1按输入电流检测和控制方式分类

根据电感电流是否连续，APFC有两种工作模式：不连续导通模式DCM(Discontinuous Conduction Mode)和连续导通模式CCM(Continuous Conduction Mode)。一般认为，采用电流连续导通方式可利于实现输入EMI滤波电路小型化，并可使电流应力减小，实现高效率。3．1．1 DCM控制模式

DCM控制又称电压跟踪方法(Voltage Follower)，它是PFC中简单而实用的一种控制方式。这类变换器工作在不连续导电模式，开关管由输出电压误差信号控制，开关周期为常数。由于峰值电感电流基本上正比于输入电压，因此，输入电流波形跟随输入电压波形变化。控制原理如图所示：

ＤＣＭ控制原理图

该控制方法的优点是: 1)电路简单，不需要乘法器；2)功率管实现零电流开通(ZCS)且不承受二极管的反向恢复电流；3)输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率。但是DCM方式存在着以下两个主要问题：１）由于电感电流不连续，造成电流纹波较大，对滤波电路要求高；２）开关管电流应力高，在同等容量情况下，DCM中开关器件通过的峰值电流是CCM的两倍，由此导致通态损耗增加，因此只适用于小功率的场合。3．1．2 CCM控制模式

在CCM模式控制中，根据是否选取瞬态电感电流作为反馈量和被控制量，又可分为间接电流控制(Indirect Current Control)和直接电流控制(Direct Current Control)两大类.直接电流控制的优点是电流瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路复杂。间接电流控制的优点是结构简单、开关机理清晰。

(1)直接电流控制

直接电流控制是目前应用最多的控制方式，它来源于DC/DC变换器的电流控制模式。将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号变化。根据控制器控制方式的不同，较典型的控制方式有峰值电流控制(PCMC)、平均电流控制(ACMC)和滞环电流控制(HCC)等。与其他控制方式相比，平均电流控制具有电流总谐波畸变(THD)和电磁干扰(EMI)小、对噪声不敏感、适用于大功率应用场合等优点，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。下面就介绍利用平均电流控制技术的Boost PFC电路。基本原理如图所示：

平均电流控制方式PFC框图

它具有双环控制技术的优点。电流环使输入电流波形更接近正弦波，电压环使升压型DC／DC输出电压UO恒定。由s获得电感L中的电流取样，并由R1、R2分压以取得整流后的电压取样信号。K1正向输入端信号来自乘法器Z，作为K1的基准信号。K1反向输入端信号来自电感电流取样信号。若电感电流偏小时，K1输出增大，与锯齿波比较后的PWM信号占空比增加，使Q管导通时间变长而截止时间减少。

在Boost PFC电路中，Q管导通，L贮能，通过电感的电流IL增加，而Q管截止时，二极管D导通，电容C充电，流过电感电流IL减小。这样使电感电路中电流IL可跟踪基准信号波形。即IL的平均值I与整流后的电压波形接近同相。如图所示。

平均电流控制方式PFC电路的各种电流波形图

在Boost PFC电路中，设PWM信号周期为T，Q管截止时间为TOH，则UO＝T/TOH·UI（证明略）。当Boost PFC电路中UO上升时，取样与标准电压Uref比较后使K2输出下降，从而使UZ下降；使K1输出下降，即TOH增加，UO下降，以保持输出电压稳定。

(2)间接电流控制

电流的控制也可以通过控制整流桥输入端电压的方式间接实现，称为间接电流控制或电压控制。间接电流控制是一种基于工频稳态的控制方法，它通过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的相位、幅值关系，从而控制交流输入电流呈正弦波形，且与电源电压保持同相位，使装置运行在单位功率因数状态。

间接电流控制原理

通过对CCM和DCM两种工作模式的分析和比较可以看出：CCM的优点是输入和输出电流波动小，故滤波容易；开关的有效电流小，器件导通损耗小；适用于大功率场合。对于小于几百瓦的功率级，选择DCM比较合适，DCM的最大好处是二极管不存在反向恢复，因此不需要缓冲电路。

3．2按拓扑结构分类

有源功率因数校正技术从结构上分为两级PFC和单级PFC。其中两级PFC是目前普遍使用的比较成熟的PFC技术。3．2．1 两级功率因数校正

目前研究的两级PFC电路是由两级变换器组成：第一级是PFC变换器，目的在于提高输入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波；第二级为DC／DC变换器，目的在于调节输出以便与负载匹配。具体实现方式很多，在通信用大功率开关整流器中主要采用的方法是在主电路输入整流和功率转换电路之间串入一个校正的环节（Boost PFC电路）。典型的两级变换器的结构如图所示。

典型的两级PFC变换器电路图

由于两级分别有自己的控制环节，所以电路有良好的性能。它具有功率因数高、输入电流谐波含量低，以及可对DC／DC变换器进行优化设计等优点。但两级PFC电路也有两个主要缺点：一是由于有两套装置，增加了器件的数目和成本；二是能量经两次转换，电源的效率也会有所降低。因此，两级PFC电路一般应用于功率较大的电路中。对于小功率的场合，由于成本及体积的限制，一般采用单级功率因数校正电路。3．2．2单级功率因数校正

单级PFC技术的基本思想是将有源PFC变换器和DC/DC变换器合二为一。两个变换器共用一套开关管和控制电路，因此单级PFC技术降低了成本，提高了效率，减小了电路的重量和体积。

典型的单级PFC变换器电路图

单级PFC电路具有许多优点：PFC级和DC／DC级共用一个开关管，共用一套控制电路，这就使得电路设计大为简捷，降低了硬件成本；变换中能提供任何选定的电压和电流比；由于功率实现的是一次性变换，所以能获得较高的效率和可靠性。单级PFC电路正因为具有这些优良的性能而越来越得到广泛的研究和应用。

但是与传统的两级式DC/DC变换器相比，单级PFC变换器要承受更高的电压应力，有更多的功率损耗。这个问题在开关频率较高时显得尤为突出。而且由于开关工作频率不断提高所带来的电磁干扰问题也日益严重，显著影响了变换器工作的可靠性和频率的提高。单级方案中还存在储能电容电压过高的情况，而且储能电容电压随着输入电压及负载的变化而升高，这将会导致电路的稳态特性受到一定的影响，同时某些元器件的体积成本会有所提高，这都是期待解决的问题。通过比较可知，在输出功率相同的情况下，单级功率因数校正电路在功率因数校正能力和电源的转换效率等方面，相对于两级功率因数校正电路而言，相对要差一些。近些年专家学者先后提出了许多零电压及零电流软开关技术，特别是将软开关技术与单级隔离型PFC技术结合在一起的方法，另外怎样降低储能电容上的电压也是现在单级功率因数校正研究的热点。

4、功率因数校正技术的发展方向

功率因数校正技术从早期的无源电路发展到现在的有源电路，新的拓扑和技术不断涌现。本文主要讨论了有源功率因数校正方法。

通常从以下几个方面来判断一个功率因数校正电路的优劣：功率因数的高低；输入电流波形畸变的大小；效率和功率密度的高低；开关管应力的大小。一般要求功率因数要高，具有良好的动态性能和稳定的输出电压，同时还要求开关损耗要小，电压应力低，开关频率高，体积小，成本低等。而单一类型的PFC变换器要同时满足这些要求是很困难的。这就要求采用复合类型的，在增加较少成本的条件下，尽可能满足各项要求。也可采用最优化设计方法，使PFC变换器的某个技术或经济指标为最优或接近最优的情况下，获得该电路的一组最优参数，并满足其他各项性能指标要求。

近年来，功率因数校正技术研究的热点问题集中在以下几个方面: 基于己有的原理新拓扑结构的提出；把软开关等技术应用于PFC电路中；单级PFC稳压开关变换器的稳定性等的研究。因此，高性能、低成本的功率因数校正技术是研究人员追求的最终目标。

参考文献

【1】 严百平，不连续导电模式高功率因数开关电源【M】．北京：科学出版社，2000 【2】 陈卫昀．一种新型单级功率因数校正和变换电路【J】.电工技术杂志，1998，6． 【3】 IEEE Std．519—1992：IEEE recommended practices and requirements for harmonic control in electric power system．1993．

大功率开关电源 第6篇

两电源电动势分别为E1，E2（E1>E2），内阻分别为r1，r2.当这两个电源分别和一个阻值为R的电阻连接时，电源输出功率相等.若将R增大到R′，电源输出功率为P1，P2则

A.r1P2

C.r1>r2，P1r2，P1>P2

分析 由题目已知条件可得

I0=E1R+r1=E2R+r2 （1）

即E1E2=R+r1R+r2>1r1>r2， 所以答案在C，D中选择，当R增大到R′时，

I1=E1R′+r1，I2=E2R′+r2.因此，不能直接判断出I1与I2的大小关系，所以不好选择了.

解 比值比较法

令P1=（E1R′+r1）2×R′，P2=（E2R′+r2）2×R′ （2）

则P1P2=（E1E2）2（R′+r2R′+r1）2=（E1E2）2（1+r2-r1R′+r1）2，

令y=1+r2-r1x+r1，当x=R时，y=1；r2-r1<0（3）

此函数为增函数（由y=kx，k>0减函数，k<0为增函数推出）

所以，当R′>R时，P1P2>1，即P1>P2，答案选择D， 同理可以推出R′

点评 此方法是根据题目中的问题是比较功率大小，所以回忆起数学中常用的比较方法有比值比较法，此方法利用了数学中函数的函数知识（增函数与减函数），根据初始时P1=P2时的结论进行演算推理，其中判断函数的增减性是关键性步骤.

解2 差值比较法

P1-P2=（E1R′+r1）2×R′-（E2R′+r2）2×R′ （4）

由（1）、（2）、（4）式可得

P1-P2=E21R′（RR′+r1R′+r2R+r1r2）2-E21R′（RR′+r2R′+r1R+r1r2）2[（R′+r1）（R′+r2）（R+r1）]

（5）

r1>r2，R′>R

由（r1-r2）R′>（r1-r2）R，

即RR′+r1R′+r2R+r1r2>RR′+r2R′+r1R+r1r2 （6）

由（5）、（6）式可得P1-P2>0P1>P2， 结论同上.

点评 此方法也是比较法中常用的差值比较法，此方法中进行的推理计算过程比较复杂，然后根据已知条件联系到比较的表达式进行变化是此方法的难点，此方法思路简单清晰计算复杂.

解3 导数的几何意义法

函数的一阶导数表示函数在这点切线的斜率，因此如果函数f（x）的一阶导数大于零，则f（x）为增函数，如果函数f（x）的一阶导数小于零，则f（x）为减函数，如果函数f（x）的一阶导数等于零，则f（x）有极值.

令R=x，由（1）、（2）式子得

f（x）=p1P2=（E1E2）2（x+r2x+r1）2 （7）

对（7）式自变量x求一阶导数得

f ′（x）=p1P2=（E1E2）2（r1-r2）（x=r1）2 （8）

因为r1-r2>0，所以f ′（x）>0，函数为增函数.

当x=R时（7）式等于1，所以x=R′>R时（7）式p1P2>1P1>P2，结论同上.

点评 利用此方法需要两个数学基础，一是要知道函数某一点导数的几何意义即表示某一点切线的斜率；二是要熟练掌握求导函数的相应数学公式和求导法则.此方法比较巧妙的将数学的导数与增减函数应用到解决物理实际问题当中，是应用数学知识解决物理问题的典范.

解4 画曲为直法

由闭合电路欧姆定律I=ER+r可知I与R非线性变化，两侧同时取倒数有

1I=RE+rE （9）

由（9）式可得当R′=R+ΔR（ΔR>0）时，对两个电源分别应用（9）式有

1I1=R+ΔRE1+r1E1=ΔRE1+R+r1E1

1I2=R+ΔRE2+r2E2=ΔRE2+R+r1E2 （10）

由（1）、（10）和E1>E2可以推出I1>I2， 此时P1=I21× R′>P2=I22×R′.

即P1>P2，结论同上.

点评 此方法十分巧妙的利用了题目中的初始条件，将本来无法直接判断的曲线问题转化为直线问题来解决，画曲线为直线的方法是解决物理问题中经常使用的方法.特别是设后来的电阻R′+R+ΔR（Δ>0） 将本来无法比较的问题变得十分容易比较.

解5 U-I图象法

根据闭合电路欧姆定律E=U+Ir变形可以得

U=-rI+E （15）

将U看成I的函数可知是线性变化关系，图象的斜率的绝对值代表内阻，图象的截距代表电源电动势.而外电阻满足U=IR在同一个坐标系中将两个函数同时画出来，由（15）式可知得U=-r1I+E1，U=-r2I+E2，U=IR，满足P1=P2初始条件点就是两个函数的交点状态，外电阻的大小由U=RI直线的斜率来表示，根据题意后来电阻R′>R与两个电源的交点就分别代表了此时的状态，由图1直接可以看出后来电流关系为I1>I2，路端电压关系为U1>U2，则关系P1=U1I1>P2=U2I2，即当R′>R时，有P1>P2，结论同上.

点评 此方法是将教材中熟悉的知识（测电源电动势与内阻试验数据处理知识）迁移到具体的情景之中，用此方法需要对U=-rI+E对应的U-I图象的物理意义掌握的十分清楚，对于图象中的外电阻U=RI 在同一图象中构建出来是解决问题的关键步骤.同时对于图象中的电源内阻是斜率的绝对值要掌握，外电阻消耗的功率就是矩形的面积.

解6 功率图象法

由P=（ER+r）2R=E2R+r2/R+2r

（11）

是高中常见的电源输出功率公式对应函数关系为

f（x）=E2x+r2/x+2r

当x=r时，电源输出电功率最大为P=E2/4r，对应的函数图象为图2所示.要满足初始条件功率相等也就是函数

P1=E21R+r21/R+2r1P2=E22R+r22/R+2r2 （12）

对应两个函数有交点，同时由于r1>r2所限制，所以两条曲线相交的交点只能存在三种可能就是如图3所示A，B，C三个点，无论哪种情况，在取R'>R时总有P1>P2结论同上.

点评 此方法是从我们熟悉的电源输出功率问题进行讨论，要知道电源输出功率最大时，就是当外电阻（外电路是纯电阻）等于电源内阻时，同时要知道函数图象的变化趋势，从极限分析可以知当R=0时，电源电路输出功率等于零（相当于短路），R=+∞时，输出功率也是零（相当于断路），当外电阻等于电源内阻时，有最大值.这样变化趋势图自然就画出来了，同时两曲线有一个交点（R>0时），结论就一目了然了.

解7 电流图象法

由（1）式可得当功率相等时外电阻的阻值为

R=E2r1-E1r2E1-E2 （13）

令E1=4V，E2=3V，r1=2Ω，r2=1Ω，

代入（13）式可以得到 R=2Ω

由闭合电路欧姆定律 I=ER+r （14）

可知I与R非线性关系，代入以上数据可以得到 i1=E1R+r1=1A

同理 I2=E2R+r2=1 A

当R=1Ω和R=3Ω分别代入（14）式计算得到对应的电流值分别为I1′=0.8A，I1″=1.33A，

I2′=0.75A， I2″=1.5A.

根据以上数据定性画出电流随电阻变化趋势图（图4），从图象分析可知，当R′>R时I1>I2总有P1>P2 结论同上.

大功率开关电源 第7篇

高压直流电源在静电除尘和高压电容充电等系统有着广泛的应用。传统的高压直流电源通常采用晶闸管相控整流后用工频变压器升压的供电方案。但这种低频的供电方式使得变压器和滤波器件的体积、重量比较大, 且电源的输入/输出端都含有大量难以滤除的低次谐波污染[1]。而近年来, 随着新一代功率器件 (如IGBT、MOSFET等) 的广泛应用, 高频逆变技术也越来越成熟, 为研制一种高性能的大功率高压直流电源创造了条件。

本研究介绍一种基于谐振软开关高频逆变的大功率高压直流电源。

1 高压直流电源的设计

1.1 主电路结构

主电路结构, 如图1所示。由电网引入的三相交流电通过交流电抗器 (ACL) 接三相晶闸管相控整流电路, 经母线电容滤波输出直流低压。可以通过调节相控角的大小来改变输出直流电压。由于功率较大, 为了尽可能改善开关管的工作状态, 选择全桥逆变电路拓扑。以能在大电流和高频条件下工作的IGBT器件作为逆变电路开关元件。逆变主电路把直流母线电压转换为频率20 kHz左右的矩形波交流电压。该交流电压作为谐振电容Cs和谐振电感Ls (主要是变压器漏感) 组成的谐振网络的输入。输入到高频高压变压器原边的高频交流电压, 经变压器升压和高压硅堆整流之后转换为直流高电压给负载 (此处为电阻Ro) 供电。

1.2 硬件电路设计

1.2.1 驱动和保护电路

富士公司生产的EXB841驱动集成芯片, 属高速型, 最高运行频率40 kHz。正向和反向输出栅流可达4 A, 输入/输出间隔离电压为2.5 kV, 有高隔离能力, 能驱动300 A/1 200 V的IGBT[2]。本研究选用三菱公司型号为CM300DY-24NF的IGBT作为开关管, 可由EXB841驱动。EXB841芯片成本低, 电路简单, 但在大功率应用场合, EXB841也有其弱点:①内部提供驱动负偏压的5 V稳压管易烧坏;②驱动负偏压不足, 在高压大电流的工作环境中, 开关管的开关过程在负栅压信号上产生的干扰尖刺, 可能使截止的IGBT误导通[3];③当电源电压较高时, IGBT开通过程中, 其电压下降到饱和压降较慢 (4 μs~5 μs) , 常会因EXB841过流检测延时 (2 μs~3 μs) 不足而出现虚假过流保护;④EXB841的过流保护没有锁存功能。

采用的改进电路, 如图2所示。为提高负偏压放弃使用EXB841内部的5 V稳压管, 使用外接的9.1 V稳压管 (Z4) 产生约9 V的负偏压。同时为了使负偏压和保护阈值之和不超过13 V (否则EXB841将进入过流保护状态而无法正常工作) , 采用24 V的辅助驱动电源供电, 保证正向栅压为15 V。另外6脚和IGBT的集电极之间所接的快恢复二极管和稳压管会影响过流保护整定值的大小, 可以通过调节快恢复二极管和3.3 V稳压管的数量来调整这个整定值的大小。为避免IGBT开通时出现的虚假过流保护, 可在6脚与9脚间并接电容 (C6) 来增大EXB841过流检测的延时。为可靠地封锁故障时IGBT的驱动脉冲, 将5脚的保护信号引入锁存电路。同时采用快速霍耳检测母线电流, 滤波后经比较器和锁存器, 输出保护信号接到驱动电路封锁驱动脉冲。

1.2.2 平面型母线结构

在逆变电路中, 当开关管关断时, 因直流母线和主电路其他环节杂散电感的存在, 会引起电压尖峰, 严重时会超过IGBT的额定电压值, 致其损坏。工作电流越大, 功率主回路杂散电感越大, 引起的浪涌电压就会越大[4], 因此大功率逆变主回路要特别注意减小杂散电感。除外加吸收回路外, 本研究采用了一种特殊的平面型母线结构来减小功率回路母线电感。其结构示意图, 如图3所示。

其具体结构是2块尺寸相同的矩形薄铜板之间插入一块稍大尺寸的绝缘板, 使之互相重叠紧贴。2块铜板分别作为正负母线, 直流滤波电容和2个IGBT模块 (每个模块为2个IGBT串联) 固定在母线下方的支架或散热器上。电容应尽量接近模块以减小杂散电感。正母线板连接电容正极、IGBT模块1 (S1和S2) 的C1端和IGBT模块2 (S3和S4) 的C1端;负母线板连接电容负极、IGBT模块1 (S1和S2) 的E1端和IGBT模块2 (S3和S4) 的E1端, 而两模块的C2E1端作为逆变电路的两输出端引出。在母线板与模块 (或电容) 的连接处打孔, 用导电铜螺杆连接模块 (或电容) 端子和母线板, 并应设计好孔径的大小以保证不应连接的母线板与螺杆之间有一定的爬电距离, 避免发生短路故障。

1.2.3 高频高压变压器的设计

高频高压变压器是高压直流电源的重要环节之一, 其性能的好坏不仅直接影响到变压器本身的效率和发热等问题, 而且决定着系统能否输出额定的电压和功率, 影响着整个系统的性能。本设计中, 高频高压变压器传递的是高频脉冲, 变压器既有功率传递、电压变换和电气隔离的功能, 其分布参数又作为谐振电路的一部分。变压器漏感参与组成谐振软开关式逆变器, 参与功率开关管的软开关过程。漏感较大会限制变压器的输出功率、影响谐振频率以及增大开关管在硬开关时的开关应力。为减小变压器体积和漏感, 采用磁导率较高、高频损耗较小的铁氧体磁芯, 变压器原边匝数较少。为增强变压器原副边耦合, 减小漏感, 磁芯结构采用EE型, 原副边都绕在中心柱上。在选择线圈尺寸时应考虑到高频线圈的集肤效应和临近效应[5]。实际设计的变压器变比为1 ∶120, 漏感控制为几个微亨。为保证绝缘和有利于散热, 变压器采用油浸式。另外为方便集成, 高压整流硅堆和变压器封装在一个油箱中。

1.3 逆变控制策略

在大功率应用场合, 由于常规PWM (Pulse Width Modulation, 脉宽调制) 控制时, 开关管工作于硬开关的状态, 电磁干扰较大, 开关管损耗和损坏几率较大, 不利于进一步提高开关频率, 同时也影响了电源的稳定性和效率。本电源采用PAM (Pulse Amplitude Modulation, 脉幅调制) 和PFM (Pulse Frequency Modulation, 脉冲频率调制) 相结合的调制方式, 并结合谐振软开关改善开关管的开关环境。PAM控制利用晶闸管相控整流电路调节直流母线电压来调节输出功率, PFM控制通过改变逆变电路的工作频率来调节输出功率。功率主回路利用高频高压变压器的漏感和外加电容构成串联谐振电路。设开关周期和谐振周期分别为Ts和To, 当满足Ts≥2To时, 谐振电路工作于不连续导电模式 (或临界连续导电模式) 。开关管IGBT为零电流开通, 零电压/零电流关断, 反并联二极管为自然开通和关断, 大大减小了IGBT模块的开关损耗和温升[6]。另一方面, 也减少了进入高频升压变压器的高次谐波, 以及变压器、高压整流硅堆的损耗。

2 谐振工作过程分析

由于变压器分布电容和高压整流硅堆寄生电容的存在且不可忽略, 使得设计的串联谐振逆变器实际上成为一个串并联谐振逆变器。以下对谐振的过程予以简要的说明。设直流母线电压为Vi, 负载高电压折算至变压器原边为Vo。由于负载滤波电容较大, 在一个开关周期内, Vo可视为恒定。谐振电感为Ls, 谐振电容为Cs, 变压器和整流硅堆折算至原边的等效并联电容为C2。在半个开关周期内, 谐振过程分3个模式进行。下面以前半个开关周期为例进行分析:

(1) 谐振周期开始, S1和S4导通。Ls、Cs和C23个元件组成串并联谐振电路, 谐振周期为${\rm T}{}_1=2\text{π}\sqrt{\frac{L{}_{s}C{}_{s}C{}_2}{C{}_s+C{}_2}}$。C2上电压逐渐上升, 即变压器副边电压逐渐上升, 在小于负载输出电压时, 整流硅堆 (D5-D8) 全截止。等效谐振电路, 如图4 (b) 所示, 谐振电流i>0。

(2) 当C2上电压升至Vo, 即变压器副边电压上升到输出负载电压后, 整流硅堆D5和D8正向导通, 变压器将能量从原边传输到副边。C2上电压被箝位为Vo, 仅Ls和Cs组成串联谐振电路, 谐振周期${\rm T}{}_2=2\text{π}\sqrt{L{}_{s}C{}_s}$。等效谐振电路, 如图4 (a) 所示, 谐振电流i>0。

(3) 当谐振电流减小到零, S1和S4自然关断, 反并联二极管D1和D4续流导通, 谐振电流i<0, 此时谐振电流峰值较小。变压器副边电压开始下降, 整流硅堆又全截止, 等效谐振电路, 如图4 (b) 所示。此时Ls、Cs和C2组成串并联谐振电路, 谐振周期为T1。

反向谐振电流再次过零后, 在S2和S3的驱动信号来临之前, 谐振停滞, 谐振电流保持为零。直到S2和S3导通, 上一个谐振周期结束, 下一个谐振周期开始。此时, S2和S3为零电流开通, 此后谐振过程与前半个开关周期类似。谐振电流波形, 如图5所示。

由以上分析可见, 变压器只在其副边电压达到负载电压, 整流硅堆导通时才传输能量;整流硅堆截止时, 变压器并不传输能量。因此, 从提高效率的角度看, 需要在满足谐振软开关的前提下, 尽可能地提高开关频率, 缩短或取消谐振停滞时间和反并联二极管续流时间, 提高正半波谐振电流的占空比。

3 实验结果

大功率高压直流电源样机已研制成功, 接47.8 kΩ电阻和1 nF电容作为负载。当输出负载电压平均值在30 kV时, 直流母线电压平均值约为260 V, 谐振电流 (即逆变电路输出电流) 峰值约为150 A。谐振电感Ls为6 μH, 谐振电容Cs取为9 μF, 测得变压器及整流硅堆折算至原边的等效分布电容C2为0.95 μF。谐振周期To为25 μs, 开关频率fs为19 kHz, 谐振电路工作于不连续导电模式。谐振电流和逆变输出电压波形, 如图5所示。由图5可见, 谐振停滞时间很短 (几乎为零) , 提高了效率。输出电压在0~30 kV可调, 输出电压为30 kV时, 负载输出电流平均值约为640 mA, 输出功率为19.2 kW, 逆变电路输入功率为21 kW。谐振电流和开关管S1的驱动电压波形, 如图6所示。由图6可见, IGBT为零电流开通, 零电流关断, 反并联二极管为自然开通和关断, 实现了软开关工作。

4 结束语

本研究设计的大功率高压直流电源, 采用谐振软开关高频逆变的工作方式, 缩小了体积, 提高了性能, 长期运行效果良好;但在更大功率的场合应用时, 其控制策略和开关工作方式等方面还存在不少问题, 有许多改进工作可做, 比如, 谐振电路目前工作于不连续导电模式、电流峰值较大, 需选择较大容量的开关管;且有很大一部分时间变压器并不传输功率, 效率不高。至于连续导电模式是否可行, 则需要后续理论和实验的验证。

参考文献

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新颖的大功率测试电源 第8篇

但从基本结构上来看, 串联稳压电路实在缺少创意, 大型电源上仍然为一品当朝, 其效率低、调整管功耗大的缺点, 至今为人们所垢病。

能不能采用效率高、管耗小的高频开关电源呢?答案是在很多场合, 如无刷电机检测方面, 根本无法正常使用, 原因很简单, 开关电源输出并不纯净, 在阻性负载时并无影响, 但接PWM方式工作的脉动很大的负载时就力不从心了。

这也是现在大型电源采用串稳结构为主的主要原因, 当然厂家也作了很多努力, 如为了减少调整管功耗, 采用分抽头输出电源变压器, 在外部电压需求变化时, 继电器控制跟踪调节, 自动调整抽头位置, 此举大大降低调整管功耗, 改善了系统效率。当然也使原来并不简单的结构更为繁复。

常规结构的大型稳压电源, 很难为广大电子爱好者仿制, 当然也包括很多在技术力量不足的厂家。为什么不能够独出心裁, 制造出结构简单、实用的大电源来, 首先必须在基本构思上有一个突破, 路还是有的。

本人曾经供职的公司是无刷电机生产厂家, 生产24V～36V/200W自行车电机, 每个电机都必须经过加载运行试验, 需要12V～45V可调, 最大20A测试用可调稳压电源。这个任务落在本人身上。为此, 考虑了很多结构:最后决定采用30A/380V交流调压模块为控制器件, 串联在电源变压器初级, 变压器次级整流滤波输出相应直流电压。

该模块为双向间闸管全角控制型, 控制电压0～5V, 控制部份与开关部份绝缘, 而且散热器与内部器件绝缘, 有很多品牌, 我用的杭州西子固态继电器厂产品。

控制方案设计:控制电压由5V电源用电位器分压调节设定, 与输出直流电压取样信号比较处理后, 送到模块输入端。另外, 运行中检测到电流很大时, 保护电路随机动作, 关闭模块并自锁, 直至按下复位钮解除。

电源变压器选用1KW, 220V输入、45V输出的控制变压器, 为了担心出现晶闸管调节时带来波形崎变, 引起异常发热和机振现象, 作了多次长时间模拟试验, 结果除变压器在低电压大电流时略有振动外, 无其他异常迹象。证明变压器可以在晶闸管调压工况下运行。

一、电路元器件介绍如下

UT为50A/380V单相调压型晶闸管模块, 其工作模式为过零触发, 控制电压0-5V控制导通角度。和整流器模块共用200X120铝成品散热器, 12V/0.45A风机作为强制风冷风源。B1为1KW/220V控制变压器, 次级45V, L1、C1为8A电源滤波器, K2为双刀10A电源开关, C3、R1为消振元件。D1～D4为全波整流二极管模块, C4大容量电解电容, RL为假负荷电阻。

LM2576ADJ、D5、L1、C6、R2、R3、组成12V稳压电源, 向风机、IC1、7805供电, 7805、C7、C8为5V稳压器组件。其基本电路如图1。

读者可以看出:电路结构非常简单, 其电气性能也达到作为电机测试电源的参数要求, 能输出20～42V直流电压:调定电压值后, 电流从0～18A变化时, 电压变化率为0.55V, 这虽然相对精密稳压器仅变化0.15V是大了一些, 但己经能满足测试要求, 因为对厂家来说, 该电源无非是一种定量用测试工具, 希望结构上牢固皮实、经久耐用作为第一需求:事实上该电源非常合乎这种需求。其中一个电源表现不凡, 竟创造了三年无需修理的纪录!

二、电路介绍

图中220电源相线输入B1初级一端, 初级另一端接模块晶闸管一侧、晶闸管另一侧接中线, 晶闸管在交流波形过零后导通, 其导通角度, 由控制端输入电平所操控, 输入电压幅度0V时, 导通角为0, 输入5V时全角导通。所以控制电压变化使输入到初级的交流电压相应变化, 由于B1初、次具固定的比值, 所以耦合到次级的电压产生变化, 经整流滤波后得到预期幅值的直流电压。需要说明的是、调压模块的容量选择取裕量较大的原因:模块驱动感性负载, 工作在切波状态, 耐压、电流值要取很大裕量。

12V电源由LM2576HV和D5, L1、C6等组成:其输入电源允许在7～60V之间变化, 从输入电压上无需另置输入电源, 直接取电工作电源的另一个原因实现失电保护工况, 发生短路和过流保护动作后, 工作电源失电后使12V电源和5V电源相继失电使系统关闭而停止工作, 其机理详见后述。

稳定的12V电压还供给12V风机、IC1和下一级5V稳压电源使用。

IC1A、R12、R13、W1、R14组成电压设定信号处理电路, 信号输送到IC1B同相端, 与IC1B反相端输入的反馈信号作比较处理后, IC1B输出控制信号到模块控制端。IC1A工作于跟随器模式。

IC1B为减法器模式工作, 可以看出设定信号与电压反馈信号相减后放大1.4倍输出, 其增益为R15、R16、R19、R18比值决定, 且R18=R16, R15=R19, 如果设计使增益加大, 可能造成过补偿现象出现, 负载电流加大时输出电压反而上升。

IC1D、R6、R7、R8、C10组成I/V变换放大电路, 其增益为11倍, IC1C、R9、R10、R11组成比较器, 一旦电流信号经过I/V变换放大后电压>1C1C反相输入端的基准信号, IC1C迅速翻转为高电平, 此时D6向C9充电, C9通过R17使7002导通, IC1B输出的控制电压被下拉到0, 致使模块晶闸管侧快速关断, 此时次级电压消失, 工作电源电压为零, 12V和5V因各级滤波电容延迟短时间也放电归零。此时虽末关闭220电源, 但系统已处于失电状态。整机电流消耗仅为模块晶闸管侧漏电流。短期内要重启时须按K1后使C9放电, 并重新关闭开启电源开关K2即可。

D6、C9的设置防止12V电源末失电时, IC1C反复翻转, 使模块反复开关造成器件损坏!由于D6的单向馈电和C9的存贮效应, 使模块保持一定时间关闭状态。从而使系统失电或者排除故障有充裕的时间。

此电源有一个用途是作无刷电机耐久性测试, 全天候不间断工作, 在夜里常常是无人值守。由于电机损坏、控制器损坏引起短路也常发生。采用上述失电保护方案, 可以更好保护设备安全, 避免不必要的耗电。

无此要求时:12V电源另由独立电源供电, 系统保护后能保持很长时间的自锁, 而且复位极为便利, 按下K1即可重新工作。无需操作电源开关K2来实现了。所以使用独立电源后的工况与前者相比截然不同!

开关电源功率因数校正电路 第9篇

关键词：功率因数,开关电源,功率因数校正

1. 前言

在开关电源出现以前, 功率因数校正主要是为了解决在感性负载或容性负载电路中, 电流和电压不同相的问题, 以提高电源的利用效率。在开关电源被广泛使用之后, 功率因数校正又有了新的内容。

开关电源大都是在整流后直接用一个大容量的电容滤波, 在滤波电容的充、放电作用下, 电容两端的直流电压输出略呈锯齿状的波纹。由于滤波电容上电压的最小值远非为零, 与其最大值 (波纹峰值) 相差并不多, 又因为整流二极管的单向导电性, 只有在供电线路中交流电压的瞬时值大于滤波电容上的直流电压时, 整流二极管才会因正向偏置而导通。而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时, 整流二极管又会因反向偏置而截止。也就是说, 在AC线路电压的每半个周期内, 只有在其峰值附近, 二极管才会导通。因此, 虽然供电线路中的输入电压大体保持了正弦波波形, 但供电线路中的输入电流却呈尖峰脉冲状。这种波形严重失真的电流中含有大量的高次谐波。由于要保证负载功率的要求, 在二极管导通期间会产生极大的导通电流, 使供电电路中的供电电流呈幅值极高的尖顶尖顶脉冲状态, 它不仅降低了对供电的利用效率, 更为严重的是它在供电线路容量不足, 或电路负载较大时会产生严重的交流电压的波形畸变, 并产生多次谐波, 从而, 干扰了其它用电器具的正常工作。

现在功率因数校正的含义, 不再仅仅是解决供电的电压和电流不同相位的问题, 更要解决的是因供电电流呈强脉冲状态, 而引起的电磁干扰 (EMI) 和电磁兼容 (EMC) 的问题。

2. 什么是功率因数

在开关电源出现以前, 功率因数主要是指电路中电压和电流相位差的余弦值, 开关电源出现以后, 考虑到电路中有高次谐波成份, 就把功率因数 (PF) 定义为有功功率 (P) 和视在功率 (S) 的比值。该公式为:

公式中:I1为输入电流基波有效值;U1为输入电压基波有效值;IR为电网中电流的有效值, , 其中I1、I2、、In为输入电流中1次、2次至n次谐波的有效值;γ定义为为输入电流的波形畸变因数;称为基波电压和基波电流的位移因数。由此可见, 功率因数的大小由输入电流的波形畸变因数以及基波电压和基波电流的位移因数共同决定。越小, 则设备产生的无功功率就越大, 设备利用电源的效率越低, 导线和变压器绕组中的感抗损耗就越大;γ越小, 表示设备输入电流谐波成分越大, 将造成线路中输入的电压波形畸变, 对供电电网造成污染, 使功率因数降低, 严重时会干扰其他电子设备正常工作甚至造成电子设备的损坏。通常无源电容滤波二极管整流电路输入端的功率因数只能达到0.65左右。从式 (1-1) 可见, 抑制电路中的电流的高次谐波分量即可以减小γ, 提高功率因数。如何抑制消除谐波对公共电网的污染、提高功率因数已成为每个开关电源设计工程师必须要考虑的问题。

3. 功率因数校正的方法

目前广泛应用的改善功率因数的方法主要有以下几种:

(1) 多脉冲整流法。它是利用变压器对各次不同谐波电流进行移相, 使奇次谐波 (开关电源中的谐波主要是奇次谐波) 在变压器次级相互叠, 进而消除谐波。这种方法主要应用于变压器负载平衡时的低次谐波的滤除。

(2) 无源滤波法。利用一个滤波电感, 串连在整流和滤波电容之间, 或在交流电源输入侧接入一个谐振滤波器。该方法的主要优点是电路结构简单, 成本低, 稳定性高, 电磁干扰比较小;缺点就是是电感电容的尺寸大, 重量大, 功率因数改善有限 (一般可提高到0.9左右) , 电路的工作性能与频率、负载变化及输入电压有关, 并且电感和电容间有教大的充放电电流等。该方法对抑制电路中的高次谐波有效, 不过滤波设备体积庞大, 而且运行的时候会受到系统阻抗的影响, 若不使用调谐电抗器, 就有可能会与系统中的电抗产生谐振。

(3) 有源功率因数校正。它直接采用高频的有源开关或采用AC/DC变换方法, 迫使输入电流成为和电网电压同相位的正弦波。在整流电路和负载电路之间接入一个DC/DC开关变换器, 采用电流负反馈技术, 使输入端的电流波形跟踪交流输入正弦电压的波形, 从而使供电线路输入端的电流波形近似为正弦波, 并与输入的供电电压同相位。该方法的主要特点是:可得到比无源滤波更高的功率因数, 总谐波电压的波形畸变小, 可在较宽的电压输入范围内和更大的带宽内工作, 电路的体积小、重量轻, 输出的电压也可保持恒定。主要缺点是:电路结构复杂, 平均无故障时间下降, 成本较高, 效率会有所降低等。

综上所述, 凡是能够消除电路中的高频谐波成份, 改善输入电流的波形, 使其成为或无限接近于供电电压的的正弦波形, 就可实现功率因数校正的目的。

4. 功率因数校正电路的结构形式

目前, 功率因数校正电路可以简单的分成无源和有源两种。无源功率因数校正电路, 通常是在滤波电容之前, 加上一个大容量的电感, 由电感抑制电路中的高频电流, 进而改善功率因数, 不过效率不高而且电路体积大而笨重。有源功率因数校正电路, 往往是利用一个高频开关, 控制电流的的通断, 进而让电流波形和电压波形大体相似, 以改善电路的功率因数。有源功率因数校正电路的特点是体积较小, 重量轻, 功率因数比无源功率因数校正电路的高。图 (1) 给出了功率因数校正电路的三种不同的结构形式。

由于Boost电路结构简单, 实现成本低, 所以它是目前应用最广泛的功率因数校正电路。除了上述特点以外, 在Boost电路中与整流桥串联的电感能减小高频噪声, 减小输入滤波器的体积, 从而降低了成本。

Boost拓扑结构的功率因数校正电路工作在连续电流模式 (也就是说输入端的电感电流在整个切换周期内是连续导通的) , 利用输入电容Ci可减少切换时所造成的杂信号回流至交流电源。此外, Boost电感只储存一小部分的转换能量, 因为交流电源在电感去磁期间, 即MOSFET在关断期间仍持续供给能量, 所以与其他拓扑结构相比, Boost拓扑结构只需较小的电感。

5. 小结

随着开关电源的快速发展和大量应用, 人们对功率因数校正电路的研究也越来越深入和全面。现在市面上已经有了很多的功率因数校正集成模块, 人们已经能够很容易的利用这些模块来设计简单而又高效率的开关电源电路。但是, 人们并没有停止继续探索, 还有很多学者和工程师们在这个领域继续着创新和进步。

参考文献

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[4]张占松.电路和系统的仿真实践.北京:科学技术出版社, 2000

大功率智能交流稳压电源的设计 第10篇

随着社会经济与科学技术的高速发展, 各类设备对电能质量的要求越来越高, 交流电压不稳定会严重影响设备的正常使用及寿命。目前市场上普遍使用的大功率交流稳压器主要是电刷调压式大功率稳压器。这类稳压器由于存在机械磨损、噪声响、响应时间慢等不足, 限制了其进一步的发展。特别在一些无人值守的场合, 需要配置具备“智能控制”及“接口”的稳压器, 电刷调压式稳压器无法满足其要求。

本设计通过单片机软硬件结合控制、光电耦合隔离及主电路的多重保护, 彻底解决了晶闸管共态导通和干扰等问题, 利用晶闸管无触点切换, 彻底解决了电刷调压式大功率稳压电源的机械磨损、噪声响、响应时间慢等不足, 大大提高了稳压电源的使用寿命和性能[1]。同时还设置了来电自恢复、故障自诊断、“三遥”接口等功能, 适用于无人值守的场合, 能满足通讯设备、医疗设备、广播电视设备、纺织机械、厂矿企业生产流水线、各类加工设备等对交流电源的需求。

1 稳压器工作原理

该系列稳压器主要由变压器补偿单元、晶闸管交流开关、采样电路、A/D转换电路、单片机控制电路、延时/保护输出、状态显示/报警等部分组成, 其原理框图如图1所示。当输入电压Ui波动或负载变化导致输出电压U0偏离额定值时, 通过采样电路获取输出反馈电压, 经A/D转换后输入单片机控制电路, 并与基准电压比较, 由单片机程序进行判断处理, 输出控制指令, 使相对应的晶闸管交流开关导通, 切换对应的补偿变压器绕组组合, 改变补偿电压ΔU, 从而达到稳定输出电压U0的目的 (U0=Ui+ΔU) [2,3]。

2 主电路的设计

交流稳压器主电路原理如图2所示, 每相主要由补偿变压器T1、T2、T3与晶闸管交流开关SCR1、SCR2、SCR3、SCR4、SCR5、SCR6、SCR7、SCR8等组成。通过开通不同的晶闸管交流开关, 可以得到不同的补偿变压器绕组组合。改变补偿电压ΔU, 从而达到稳定输出电压U0的目的。图中QF1为断路器, QF2为转换开关, 通过它们可以实现稳压输出与市电直接输出的切换, KM1为交流接触器, 可以实现过压、欠压、故障等保护, F7为熔断器、R1、R2、R3为限流电阻, 可以实现限流或过流保护, R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16为压敏电阻。

在不同的输入电压时, 晶闸管交流开关与补偿变压器的状态表如表1所示。当输入电压为153.5 V时, 晶闸管SCR7、SCR2、SCR4、SCR6导通, 输出电压等于输入电压叠加补偿变压器T1、T2、T3次级电压 (输出电压=153.5+38+19+9.5=220 V) ;当输入电压为163 V时, 晶闸管SCR7、SCR2、SCR4导通, 输出电压等于输入电压叠加补偿变压器T1、T2次级电压 (输出电压=163+38+19=220 V) ;当输入电压为286.5 V时, 晶闸管SCR8、SCR1、SCR3、SCR5导通, 补偿变压器T1、T2、T3次级电压反向, 输出电压等于输入电压减去补偿变压器T1、T2、T3次级电压 (输出电压=286.5-38-19-9.5=220 V) ;以此类推, 使交流稳压器输出电压保持稳定。

3 控制电路的设计

硬件主控电路主要由单片机主控芯片AT89C52、A/D转换器ADC0809、可编程门阵列GAL16V8、光电耦合隔离器及接口等组成。控制结构框图如图3所示。采样信号经A/D转换器转换成数字信号后通过I/O口输入到单片机CPU, 单片机CPU对输入信号进行分析运算, 产生对应的系列触发信号通过I/O口输出给晶闸管控制单元, 或者输出其他信号至各个输出单元, 由各执行单元实现相应功能[4,5,6]。

3.1 采样电路

三相采样电路如图4所示, 采样变压器将采样的交流电压通过桥式整流滤波, 经电阻分压输入至ADC0809。电位器P2、P3、P4可以调节输入电压的大小, 电路中C8、C7、C4对输入的高频信号提供旁路, 可以起保护作用, 同时提高了电路的抗干扰能力。

3.2 A/D转换电路

ADC0809与74LS02组成模/数转换电路, 电路如图5所示。A/D转换器对输入采样电压进行模/数转换, 并将转换后的数字信号经I/O口送至单片机CPU。ADC0809的12脚对地 (16脚) 的基准电压为+5 V, 由P2进行调节, C2提供高频脉冲旁路。74LS02为ADC0809提供启动控制信号, 地址锁存控制信号, 并控制打开ADC0809的三态输出锁存器, 两者组成A/D转换电路, 完成了A/D转换功能。其中26～28脚为三相采样电压输入端, clock时钟控制端与单片机对外总线扩展口ALE端相连。

3.3 故障保护电路

故障保护电路如图6所示。GZC1与GZC2之间接熔断器F, 当F熔断时, 输出光电耦合器TLPS21-4内部的发光器件失电, 光敏器件失去光照导通与地相连, D3随之导通, 单片机AT89C52的INT0端接收低电平, 即单片机外部中断0有请求, 程序响应后控制声光报警单元工作, 完成了故障保护功能。

3.4 复位自启动

本设计采用555振荡器和4040计数器组成复位自启动电路。555振荡器为4040计数器提供计数脉冲, 当单片机因受干扰死机时发出一个信号传至4040计数的复位端, 4040计数器重新计数, 计数输出信号传送至单片机的复位端 (RESET) , 使单片机复位自启动, 实现自动化效果。

3.5 光电耦合隔离

光耦合器又称光隔离器, 它是由半导体发光二极管和半导体光敏元件组合起来的器件。由于它是用光和半导体传输信号, 具有输入端与输出电气绝缘性能好、共模抑制比大、响应速度快、使用寿命长等特点, 本设计采用光电耦合器主要是为了防止外部电路对单片机内部电路的干扰, 从而对控制电路起到了保护作用。

3.6 CPU运算控制电路

CPU运算控制电路主要由AT89C52单片机和通用阵列逻辑GAL16V8组成。CPU对A/D转换信号、故障判断信号等进行分析计算, 输出至I/O接口, 由I/O口再送至GAL门阵列及光电耦合电路输出到执行单元。整体控制电路在这里不再详述。

4 接口电路的设计

目前交流稳压器很少配置通信接口。有的交流稳压器只配置简易的常开、常闭触点来判断电源是否正常工作或故障。而在一些无人值守的场合 (例如:移动通信站) 或控制室不在电源现场的场所要求交流稳压器配置通信接口, 以方便管理人员对交流稳压器进行实时监控、监测。本设计中通信接口采用RS232及RS485接口, RS232与RS485接口可通过手动切换。通过通信接口, 控制室计算机能方便地对交流稳压器实现遥控、遥测和遥信 (遥控控制交流稳压器开机、关机;遥测监测交流稳压器的输出电压;遥信了解交流稳压器过压、欠压、缺相等工作状态信号) 。

4.1 接口电路

RS232接口采用RS232 (或HIN232) 芯片, 其电路如图7所示。其10 (T232) 、12 (R232) 端分别接如图9所示的T232、R232, 其7 (TXD232) 、13 (RXD232) 接上位机。RS485接口采用SN75176芯片, 其电路如图8所示, 其4 (T485) 、1 (R485) 端分别接如图9所示的T485、R485, 其6 (TR+) 、7 (TR-) 接上位机。RS232与RS485接口手动切换通过AN1开关实现, TXD与RXD接单片机, 当4-5、3-6接通时, RS232接口有效, 当1-8、2-7接通时, RS232接口有效[7,8]。

4.2 通信界面设置

为了方便对交流稳压器进行遥控、遥测和遥信, 笔者在上位机设置以下界面, 如图10所示。通过这一界面, 可方便实现遥控稳压器开机、关机, 遥测三相输入电压、三相输出电压, 遥信稳压器工作状态 (正常、故障、过压、欠压、缺相) 。

5 测试结果

对一台三相30 kVA无触点交流稳压电源各项性能指标测试结果如表2所示, 经测试已达到预期效果。

6 结束语

近年来随着新设备、新仪器的不断出现, 对交流供电也提出了新的要求。本设计通过多次试验、提升, 解决了强电、弱电相互干扰的难点问题, 设置“三遥接口”, 上位机可方便实现对稳压器的遥控、遥测和遥信。通过实际产品的制作、测试, 达到了预期的设计要求, 并经过用户的使用, 效果很好, 已在一些移动无人值守站得到应用。在10 kVA～150 kVA这一功率段, 完全可以代替电刷调压式大功率稳压器, 但成本稍高。

参考文献

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一种大功率光伏模拟电源的设计 第11篇

太阳能是化石能源的主要替代能源之一, 且清洁无污染、资源丰富。太阳能发电是直接将太阳的光能转变成电能, 这是有效利用太阳能的方主要形式。太阳能发电系统分为离网发电系统、并网发电系统及分布式发电系统。其中并网和分布式发电功率都已经向大功率发展, 一般都几百千瓦到几十兆瓦, 甚至达到上百兆瓦。此系统使用的光伏阵列也经过多级串并联, 同时所使用光伏逆变器功率等级也提高到了100k W~1MW。这就要求大功率的模拟光伏电源来模拟串并联后光伏阵列, 达到所需要的功率等级。给光伏逆变器提供直流供电, 同时具有光伏电池的特性, 完成对光伏逆变器性能的测试。

本文介绍了一种大功率光伏模拟电源, 来实现对光伏阵列MPPT功能的模拟。

1 光伏电池工作原理

光伏电池实际上就是一个大面积平面二极管, 其等效的实际电路模型如图1。

图中RL为外接负载电阻, UL为负载电压 (即光伏电池的输出电压) , IL为负载电流 (即光伏电池输出电流) 。

Isc代表光子在光伏电池中激发的电流, 这个量取决于辐照度、电池的面积和本体的温度。

IVD (二极管电流) 为通过P-N结的总扩散电流。

Rs和Rsh为光伏电池固有电阻, Rs为串联电阻, Rsh为旁路电阻。

根据图1, 可以得出负载电流IL为

因为串联的R很小、并联的Rsh很大, 所以进行理想电路计算时, 可以忽略不计, 因此理想的光伏电池特性为

由公式 (3) 可以得出光伏电池的U-I特性曲线, 如图2所示。此曲线为光伏电池的外特性即输出特性, 这是光伏发电系统设计的重要基础。

可以根据U-I特性曲线绘制出功率和电压P-U曲线, 如图3所示, 以便于精确的确定最大功率点。

2 系统功能设计

2.1 硬件电路设计

大功率光伏模拟电源由万能断路器Q1、变压器T1、整流电路和BUCK降压电路组成, 如图4所示。

其中变压器为多抽头输入、3绕组输出800k VA干式裂解变压器, 输入抽头可以选接三相420Vac、三相400Vac、三相380Vac;输出3个绕组第一个绕组与第二个绕组相序相差15°, 第二个绕组与第三个绕组相序相差15°, 3个绕组额定输出电压都为270Vac。采用该种变压器主要是为了减小整流电路对电网谐波的影响。

整流电路采取二极管半桥整流, 本系统采用3个整流电路串联结构, 用来将整流输出电压提高3倍。图4中的V1、V2、V3为整流电路。

每个整流电路由3个熔断器、3个整流模块和滤波电容组成, 如图5所示。

本系统整流输出最大电压

其中K为变压器变比, Uin为变压器输入电压。

当变压器在额定电压工作时, URmax=1145Vdc。

BUCK降压斩波电路由3组IGBT模块 (每个IGBT模块由2个IGBT和2个反向二极管组成上下管) 和3个电抗器组成。IGBT功率模块G1和电抗器L1构成一组降压电路, 同样IGBT功率模块G2和电抗器L2、IGBT功率模块G3和电抗器L3构成另外两组降压电路。3组降压电路最终并联到同一直流母排上, 经过电容滤波后完成并联输出。

2.2 控制原理设计

如图4, 使用采样电路分别采集输出直流电压Ud及每个降压电路电抗器上的输出电流i1、i2、i3, 经过FPGA处理后, 送入DSP进行运算。DSP按照公式 (3) 计算生成PV曲线, 算出给定的输出电流id*, 输出电流i1、i2、i3相加算出总电流id, id*与id经过PI运算, 算出脉冲占空比给定到IGBT模块驱动电路, 完成闭环控制。其中控制每个IGBT下管都不导通, 上管每个控制周期内轮流导通。这样可以减小输出电压的纹波。

2.3 算法和软件实现

根据光伏电池的U-I特性和光伏模拟电源的自身参数, 按照公式 (3) , 整理得电流给定Id*:

其中,

根据公式 (5) 和公式 (6) 绘出如图6所示, 光伏特性模拟框图。pow E为指数函数ex。

如图7所示, 将算出给定电流Id*和Id (输出电流i1、i2和i3相加的总电流) , 使输出电流Id按照给定电流Id*进行PI调节, 生成脉冲调节所需的给定UDR。再经过软启动过程, 对母线电容进行充电, 完成输出直流电压的过程。

将经过DSP计算后的给定UDR输出到FPGA中的脉冲生成模块中。该脉冲生成模块, 是采用三角载波与给定数值进行比较的方式实现的。三个三角载波的起始位置, 分别在同一个控制周期的0时刻、1/3T时刻、2/3T时刻, 这样就可以实现生成PWM脉冲轮流控制, 如图8所示。

当给定数值小于三角载波时, 该处脉冲即为高电平, 三个三角载波分别和给定进行比较生成波形。IGBT功率模块G1上管的PWM脉冲波形, 如图8中的曲线2所示; G2波形如图8中的曲线3所示; G3波形如图8中的曲线4所示。可以看出, G1, G2, G3为轮流导通, 这样可以减小IGBT的开关损耗及输出电压的纹波。

3 试验验证

采用该设计原理研发的500k W光伏模拟电源由柜体、外置变压器、显示液晶屏等部分组成。如图9, 左侧为光伏模拟电源柜体, 右侧为光伏模拟电源运行时液晶屏显示主界面。柜体包括整流柜和调制柜, 整流柜主要完成交流电压到直流电压的整流功能;调制柜主要实现直流输出电压按照光伏特性曲线变化。柜内关键元器件都采用国内外知名厂家产品, 可靠耐用。该光伏模拟电源最大可模拟的光伏电池开路电压为1000VDC, 最大功率为500k W。同时可以根据用户的要求修改光伏特性曲线的参数, 模拟不同光照及温度变化等环境变化情况。并且该光伏模拟电源有电网过压、直流过压和欠压、电流过流、IGBT驱动故障等各种故障保护, 可以保证电源的安全使用, 也可以保证被测逆变器的安全。

通过调试测试, 记录光伏模拟电源单个桥臂IGBT上管压降和电流的波形, 如图10所示。绿色波形为IGBT模块上管压降, 黄色为该桥臂电流波形。输出电压经过电容滤波后, 通过一个保护二极管后接到被测光伏逆变器。

5 结论

基于该设计方法研发的光伏模拟电源可以按照光伏特性曲线运行, 对500k W及以下功率等级的光伏逆变器完成MPPT功能测试, 同时可以提供逆变器所需的直流供电, 对逆变器进行功率测试。为大功率光伏逆变器的研发提供了试验平台, 也为光伏逆变器产业化提供了出厂测试平台。

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