补偿电容器投切

补偿电容器投切（精选4篇）

补偿电容器投切 第1篇

在配电系统中,低压电容器是一种应用非常广泛的无功补偿设备,其安全可靠运行对配电系统的正常供电起着关键作用[1]。

目前无功补偿装置种类繁多。传统的低压补偿装置通常采用交流接触器作为投切开关,接入时会产生涌流,触头易粘结且不易拉开。之后,出现了晶闸管开关, 它具有过零触发能力,能限制合闸涌流,但导通时会出现导通压降,产生较大损耗和发热现象。为解决此问题,又出现了复合开关,它由晶闸管、交流接触器并联组成,具有两种开关的优势,但正常运行时交流接触器的线圈需一直通电,增加了线路损耗。最新的投切开关则采用磁保持继电器来代替交流接触器与晶闸管并联,组成了低功耗的复合投切开关。

智能低压无功补偿电容器(以下简称智能电容器) 是以若干台三角型联结的低压电容器为主体,采用微电子技术、数字通信技术、传感器技术、电力电子技术等技术成果,将其集成、智能化,通过对其运行参数的实时监测实现了故障自诊断功能,采用低能耗磁保持继电器实现复合投切,多台电容器通过并联方式按控制要求投切,实现无功自动补偿,并具备了三相欠压、过压、过流、 缺相等保护。能很好地适应现代低压配电网对无功补偿的需求。

1 硬件结构

智能电容器的硬件主要由检测电路、电源模块、智能投切控制器、电容器组及外围电气设备组成,硬件结构如图1所示。智能电容器采用STC89C52作为主处理器,通过A/D采样三相电压、电流,并实时计算运行参数,通过DS18B20芯片获取电容器温度,根据相应的控制策略控制投切开关,实现对配电网的无功补偿。

1.1 智能投切控制器

智能投切控制器包括高精度DSP数据处理器和主控芯片STC89C52[2]。 DSP数据处理 器选用TI公司的TMS320F2812[3,4]芯片,工作频率达到150 MHz。整个处理器集信号调理、电网频率跟踪、数据采集、算法处理、 数据存储为一体,可及时计算出无功功率、功率因数、 电容值等参数,并将参数存入参数寄存器,实现运行参数的实时测量和数字化。由于需要同时采集三相电压、电流信号,故模/数转换模块采用多通道、转换速度快、精度高的AD7656[5],由AD620AR及OP-27进行信号调理。

STC89C52内部集成中央处理器和存储单元,具有抗干扰能力强、速度快、功耗低等特点,完全兼容MCS51指令系统[6]。STC89C52通过RS-485通信接口实现与TMS320F2812之间的数据交换,完成数据的写入和寄存器结果的读出。

1.2 复合投切开关

复合投切开关是智能电容器的重要组成部件,由晶闸管、磁保持继电器、RC吸收电路以及光隔电路组成。 开关通过智能投切控制器实现投切。在投入时,先投入晶闸管,再投入磁保持继电器;断开时,先断开磁保持继电器,再关断晶闸管。开关在投切过程中,晶闸管导通工作,投切完成后由磁保持继电器维持通断状态。

1.2.1 磁保持继电器驱动控制

磁保持继电器是一种新型继电器[7],具有双稳态和记忆功能且功耗低[8],内部装有线圈和永久磁钢,触点的状态切换由智能投切控制器发出的正负脉冲信号控制。开关切换完成后,由永久磁钢的磁力维持继电器的状态,线圈不需要继续通电。

驱动电路采用IR公司生产的IR2110[9]芯片,电路结构如图2所示。每个IR2110可以驱动一个半桥,两个可以驱动一个H桥电路。驱动信号由IR2110的自举功能产生,当U1的HO1和U2的HO2为高电平有效时,T1与T4管同时导通;反之,当LO1和LO2为高电平有效时,T2与T3同时导通。

1.2.2 晶闸管的驱动和开关状态检测电路

复合投切开关在接通和断开瞬间,首先由晶闸管触发导通,当配电网电压与电容电压差值较大时触发晶闸管会产生冲击电流。为防止此种现象发生,须采用具备过零触发能力的芯片驱动晶闸管。

驱动芯片选用摩托罗拉公司生产的MOC3083[10]光电耦合模块。它由砷化镓发光二极管及具有自动过零检测功能的三端双向可控硅开关元件组成。MOC3083光电耦合模块有六个管脚,管脚1、2是输入端;管脚4、6是输出端,管脚4和6接低压交流主回路,由三端双向可控硅开关元件控制回路的通断。

触发脉冲信号电流为微安级,而MOC3083的驱动电流为5 m A。因此,需要在MOC3083芯片输入端串入非门74LS04芯片,以增强驱动能力。当管脚1、2之间有大于5 m A的触发电流时,可使其内部砷化镓发光二极管发射红外光,然后MOC3083中的过零检测模块检测管脚4、6之间的电压,如果电压出现过零点则触发三端双向可控硅开关元件,使管脚4、6由断开状态转变为导通状态。当管脚1、2之间的电流消失时,则管脚4、6由导通状态转变为断开状态。

4N35光电耦合器实现电路的状态检测。当复合投切开关正常投入时,4N35的两端没有电压,4N35检测端输出为高电平;当复合投切开关断开时,4N35之间有电压,检测端输出50 Hz脉冲。智能投切控制器根据4N35输出的不同实现对复合投切开关的状态检测。

2 软件设计

软件系统的主要任务是数据采集与数据处理并产生投切命令。软件主要包括数据采集程序、数据处理程序、故障切除程序及循环投切控制流程。

2.1 数据采集程序

数据采集程序的设计需考虑两个方面的问题:一是要求速度快,对于50 Hz频率的电网周期采样64个点, 其时间间隔只有312.5 μs,采集一个点的时间应远小于该时间间隔,否则不能进行正常采样;二是要求精确,数据直接送入FFT程序,作为FFT的原始序列,其精度将直接影响整个计量的精度。数据采集程序设计总体流程如图3(a)所示。

DSP和AD7656分别完成初始化后,锁相倍频电路输出PLLOUT方波信号触发CONVSTA/B/C转换端,启动AD7656进行六通道同步采样,同时DSP开中断。数据转换结束后,BUSY信号将变成低电平,触发DSP的XINT1中断,然后执行DSP中断并判断通道采样点数是否达到64个点,若是,则由DSP进行数据处理,否则继续进行A/D转换。

通过对多个DS18B20进行操作以实现温度数据的采集,采集步骤包括:搜索DS18B20,匹配DS18B20,发送温度转换指令,读取温度值,温度采集流程如图3(b) 所示。

2.2 数据处理程序

实际运行中,电压、电流并非理想的正弦波形。常用的非正弦函数模型实现交流采样的算法包括积分法和快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)算法。 积分法实时性强、算法简单,但不能得到基波和各次谐波的参数值;FFT算法运算量大于积分法,但可计算出各次谐波的参数值。数据处理器采用FFT算法实现数据处理,虽然计算量较大,对芯片的运行速度要求较高, 但由于采用TMS320F2812芯片,计算速度能够满足要求,能精确地对测量结果进行谐波分析,且能根据采样得到电流、电压信号计算有功P、无功Q、功率因数 λ 及电容值C等参数。FFT算法原理详见文献[11]。数据处理流程如图4所示。

2.3 故障切除程序

首先,主处理器获取到电容值C和温度值T后与设定值比较,如果电容值或温度值超过设定范围,则表示电容器出现异常情况,智能投切控制器向对应复合投切开关发送切除指令。然后,复合开关按切除步骤切除电容器。切除指令完成后,电容指示装置对应的LED指示灯点亮。故障电容器切除流程如图5所示。

2.4 循环投切控制流程

传统的无功补偿装置的投切控制是以单一功率因数为投切判据,当功率因数值小于标准值时,投入电容器组,反之则切除。控制器多采用“顺序投切”方式,这种方式可能会导致投切次数增多,易造成欠补和过补, 甚至出现反复投切的振荡问题[12]。智能投切控制器是以无功功率为主要判据,以功率因数为辅助判据,通过DSP数据处理器计算出的无功功率与投切门限值进行比较,确定出需要投切的电容器组容量,并通过“循环投切” 方式投切电容器。“循环投切”是让先投入的电容器先退出,后投入则后退出,使补偿设备使用均等,以达到降低运行温度,延长使用寿命的效果。其控制流程如图6所示。

3 测试结果

对总容量为40 k Var的电容器组进行测试,装置采用阶梯容量,分为4级。分别为0~10 k Var,10~20 k Var, 20~30 k Var,30~40 k Var。负载电机型号为Y250M-4,额定参数:PN=55 k W,UN=380 V,IN=103 A,λ= 0.88, η = 92%。测试时电容器组与电动机并联安装,电动机分别按空载、轻载、半载和满载变化,补偿器可根据电动机负载变化自动实现无功补偿。测试线路的实验数据如表1所示。

电容器投入后,配电网的无功得到了补偿。线路的负载电流降低,功率因数提高,达到了预期的补偿效果。

4 结语

补偿电容器投切 第2篇

电力行业发展到今天, 无功补偿技术已经得到了长足的发展, 但随着智能电网概念的提出, 现阶段的无功补偿技术已无法满足其要求, 尤其是设备的硬件结构及控制手段。而随着大功率半导体技术的革命性发展及嵌入式技术的介入, 给无功补偿技术提供了另一个广阔的平台。本文针对并联电容器补偿无功这一方向, 结合现阶段各种设备的发展现状提出了一种新的硬件结构并研制了相应的控制器。

2 复合开关滚动投切型并联补偿电容器结构

并联电容器是指与系统中其它负载并联, 或直接并联于线路某一结点上的电力电容器。并联的电容器每个组别的接法有三角形接法及星形接法。现阶段由于考虑到电容器本体的耐压等原因, 大多数电容器组采用了星形接法, 这在无形中极大的浪费了电容器的补偿能力。

在结合了大功率半导体开关可控导通的优点后, 已出现了大量的三角形接法的关联补偿电容器。它的主要技术优点是:可以在电压过零时导通, 电流过零时切断。但由于大功率半导体开关的成本较贵且在导通后触发脉冲的可控性较差等原因, 采用如晶闸管等开关代替传统断路器的并联补偿电容器并没有得到实质性的推广。

在此基础上有科学家提出了复合开关的方法, 复合开关是把一个电力电子开关与一个接触器或其它机械可控开关并联而成, 它具有投入浪涌电流小, 工作时无损耗等优点, 但此方法依然没有解决成本问题, 所以在复合开关的基础上, 本文提出以下一种新型结构:复合开关滚动投切型并联补偿电容器 (CR-TSC) 。如图1

采用此结构的优点是只需要两对晶闸管开关对就可以实现N组三角形接法的电容器组的投退。此结构具体的工作原理为:

投入时:该组电容器组辅助接触器闭合→晶闸管触发闭合→主接触器闭合→充电支路接触器断开→撤去触发信号晶闸管关断→辅助接触器断开。

切除时:该组电容器组辅助接触器闭合→晶闸管触发闭合→主接触器断开→充电支路接触器闭合→撤去触发信号晶闸管关断→辅助接触器断开从以上内容可以看出此优化结构可以大幅度降低开关机构的成本。

3 开关动作响应时间

虽然本文设计的优化结构在控制时相对复杂且只有一组投切开关, 但却基本不影响三组电容器的投入/切除的响应时间。下面以三组电容器结构来说明:

3.1如某时刻只需投或退其中一组电容器组时, 该结构响应时间与普通结构没有任何差别。

3.2当某时刻需要投其中一组电容器和退另一组电容器时, 考虑到电网对无功补偿要求为宁可欠补也不过补的原则, 任何结构的关联补偿均采取先退后投的原则进行, 因此均需要至少两个开关动作周期。因此此种情况下对本结构也基本无影响。

3.3当某时刻需要退出一组而将另外两组投入时, 本结构同样可以通过两次开关动作周期即完成电容器组所需投退的状态。在第一周期内首先将需要退出的电容器组按正常方式切离电网, 在第二周期开始前将需要投入的另两组电容器组通过辅助继电器并联 (并联不影响电容器组安全, 之后再利用一个开关动作周期将此两组电容与电网并联。

3.4当三组电容器需要同时投退时, 则可先将三组电容全部通过辅助继电器并联, 其后通过一个开关动作周期将它们投/退。

综上所述, 本文设计的优化结构是否满足系统响应时间的要求完全取决于开关的动作周期时间。在实验室测得完成一个动作周期需要500ms, 因此此结构可以满足系统响应时间要求。

在此基础上, 当电容器组数达到一定数量时 (n≥4) , 若要达到任何一组电容器在任何时刻都可以及时的投入或切除, 则需根据补偿线路的负载曲线预测每组电容器在一个开关动作时间内需要动作的概率, 然后求出合理的开关组数。

4 硬件电路设计

基于以上图1的优化结构, 本文采用80C196KC单片机为核心设计了一个智控制器, 其原理图如图2所示:

本控制电路包括采样、计算、控制命令输出、驱动晶闸管电路、人机接口及与外界智能终端接口等电路。

控制器的主控芯片为intel 16位单片机80c196kc, 它负责处理由采样板及AD73360转换来的采样数据, 计算出控制所需的所有参数, 并根据控制参数计算出控制命令或控制信号, 该控制命令及信号经由光隅隔离电路输出到触发板, 然后触发板根据实时检测到的系统电压过零点进行电容组的投切。

键盘与显示屏主要作用是提供一个人机交互的媒介, 实时显示一些在线参数、提供控制参数或显示参数输入的接口等。

串口扩展通信主要是为了提供充足的通信口, GM8123是一款串口扩展芯片, 可将一路串行通信口扩展成三路, 扩展出的三个口主要作用是提供与外界智能终端的接口。

5 软件设计

在硬件的基础上, 作者自行编制了一套相应的执行程序, 结合该控制器可与外界智能终端接口的特点, 程序中扩展了三种运行模式:1、自控模式, 2、环比模式、3、被控模式

在自控模式中, 从采样到输出完全由本控制器自身的设定决定, 只向上位PC反馈结果。而在环比模式中, 需要由外界智能终端提供相应的电压、电流、无功功率及相应的控制命令, 在得到这些相应信息后, 本控制器会将自身采样计算所得的相应参数与其进行对比, 如果结果相同则输出控制, 如果不同则继续比较, 直到结果相同则再次输出控制。而被控制模式则将控制权完全交由外界智能终端, 并关闭控制器本身的采样及计算功能, 人机接口则采用中断模式唤醒以节省功耗。具体的软件流程见图3。

6 抗干扰措施

考虑到设备的运行环境, 本文设计的控制器也考虑了相应的抗干扰措施。

6.1 采样软件抗干扰设计

在本设计中, 根据电网三相电压间的相位特性在程序中加入了特有的数据提取方法。

在三相交流电路中, 频率变化一般不大, 三相的频率可以认为是一样的。当负载为平衡负载时三相的电压、电流为三相平衡电流时。假设abc三相的相电压、电流有效值分别为EMa, EMb, EMc, IMa, IMb, IMc。根据三相电路的相关特性, 三相电压、电流瞬时值有如下关系。

在一个周期内, ua的值出现相同数值的时刻只有两个, 假设A相值第一次为ua时, B、C的值为:ub1、uc1, A相值第一次为ua时, B、C的值为:ub2、uc2, 虽然这两个时刻的ub1不等于ub2, uc1不等于uc2, 但ub和uc的这两个值是可以计算出来的, 且ub1=uc2, ub2=uc1。

根据这个性质, 计算出ub和uc可能的两个值后, 再把采样转换电路转换出来的ub和uc采样值分别与这两个计算出来的可能值进行比较, 只要不超过一定范围, 就可以认为这组采样值未受到干扰, 否则将这一次采样的数据删除不进入功率计算程序。

除法此之外在软件抗干扰中还作了如下处理:

1.开启看门狗功能。

2.在程序存储器原本空置的地方填写返回语句, 返回程序头。

3.所有未用中断均设返回语句。

6.2 硬件抗干扰设计

6.2.1开关结构处理:在TSC的主电路结构中, 开关结构的动作将会产生一定的浪涌电流, 如果对这个电流处理不好, 有可能导致此电路的值较大, 并对系统产生危害, 退一步说, 就算不产生系统级的危害, 这个浪涌电流也会对周围的电磁场产生影响, 而TSC控制器主控制板一旦受到的影响太大则会产生数据通信错误, 这也是需要避免的。因此, 在主电路开关结构中, 需要加入合适的吸收电路, 吸收电路的作用是:抑制电力电子元件的内因过电压、du/dt或者过电流和di/dt, 减小器件的开关损耗。由于本文设计的TSC应用于低压补偿, 因此只需要基本的RCD吸收电路即可。

6.2.2控制器电路板地线连接:在PCB板的制作中, 如果模拟电路的地线、数字电路的地线及高压电路的地线间如果没有合理的连接方式, 将极大程序上的影响控制器的性能。严重时会出现过大的地电流导致系统控制失常的现象。在PCB板设计时, 各种地间的连接必须采取单点连接[5]且需用磁珠隔离。

结语

经过了长时间的不断改进和优化, 现已研制出实验室样机。在研制过程中, 采用了matlab/simulink对本控制器进行了建模仿真, 仿真的结果已达到了目的要求。具体仿真模型及波形见图4、图5

摘要：晶闸管投切电容器 (TSC) 自出现以来就备受各界关注, 但由于其控制稳定性及生产成本等原因一直无法得到普及, 本文针对其现有的结构进行了优化, 采用滚动式投切机构进行电容器并联补偿。结合该机构设计了相应的硬件控制器及控制软件, 并通过在matlab/simulink中仿真, 验证了该设计思路的可行性。

关键词：无功补偿,并联电容器,CR-TSC

参考文献

[1]陈发纲.新型TSC设备研制及应用研究[D].广州:广东工业大学, 2010.

[2]南余荣, 李刚, 鲁聪达等.基于单片机的复合开关及其在低压无功补偿中的应用[J].现代电子技术, 2004, 第15期:84-86.

[3]陈发纲, 程汉湘, 农为踊.低压晶闸管投切电容器 (TSC) 装置的应用与优化[J].电子元器件应用, 2010, 第3期:26-29.

[4]王兆安, 黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社, 2005.

基于预充电的电容器组投切控制策略 第3篇

本文提出了一种采用普通接触器的投切策略。该投切策略利用电网特性,预先使三相电容器中的两相充电,改变开关触头两端的电位,在开关触头两端电压过零时刻同时投入电容器组,能有效降低合闸涌流,延长电容器的使用寿命。

1 工作原理分析

在实际应用中开关投切电容器通常采用三相电路,其连接主电路[1,2,3,4]主要有星形和三角形。利用真空接触器将单组或多组电容器投入到电网或从电网切除,容易产生大的涌流和过电压[5,6,7,8]。为此,本文提出一种电路拓扑结构如图1所示。图1中的(a)(b)(c)三电路图基本原理相同,图(b)和图(c)是图(a)电路拓扑结构的变形,以图(a)为例。C1、C2和C3为补偿电容器,KM为真空接触器,VD为电力二极管。uAB、uBC和uCA为电网电压。投切前,通过二极管VD,由电网向电容器C1、C3预充电,直到电容器C1、C3的电压为电网电压峰值的一半为止。

假设在某个时间段内,电容器C1和C3已充满电,且维持电压恒定,此时可认为VD支路断开。图1(a)中uA′B′、uB′C′和uC′A′含有直流成分。在uA′B′、uB′C′和uC′A′同时过零时KM合闸,接通三相电容器组,此时电路离开充电模式进入三相运行状态。

2 理论分析

电容器无功功率补偿装置大都采用机械式交流接触器,并沿用至今。但由于接触器三相触头不能分别操作,无法选择最合适的相位投入,导致电容器两端的电压突变而产生很大的冲击涌流。冲击涌流过大,限制了一次投入的电容值,不得不化整为零,分几次投入。采取过零投入电容器组,能大大降低涌流和过电压,提高补偿的准确性和快速性。

设A、B、C三相电压为正相序,即B相电压滞后A相电压120°,C相电压滞后B相电压120°。假定,则线电压:

根据Kirchhoff电压定律,得:

由式(1)、式(2)和式(3),有

由式(6)知,存在uA′B′、uB′C′和uC′A′同时过零的时刻,这为电容器的过零投入提供了理论依据。

3 电容器组投切过程

在无功补偿电容器的实现中,电容器组能否成功投切的关键技术在于开关相位的精确捕捉[9]。投切电容器组产生的暂态过程与合/分闸时系统的电压、电流初相角密切相关[10,11,12,13,14]。若电容器随机投入,电路中会出现很大的涌流。通过控制接触器合闸时的电压或电流的初相角,在电压过零时刻使控制开关合闸,可削弱电磁暂态冲击[4,8,15]。因此,可通过控制电容器接入时刻,让接触器触头在其端电压为零时闭合。在控制精度的要求许可内,基波电压过零点的判断常采用硬件过零比较器。但由于受比较器的失调电压、交流信号中的谐波和白噪声的影响,实际基波的零点和提取的零点误差较大。数字处理芯片技术的长足进步和算法的改进,使得软件实现过零判断的精度优于硬件技术。

单相电路开关合闸时序图如图2所示。

控制系统实时检测参考电压过零点,当在t2时刻接收到合闸指令后,以控制指令前的电压零点为参考零点,计算出在图2所示的期望相位合闸所需的最小同步延时为

其中,tdelay为最小同步延时,且tdelay≥0;T为电网周期;t1为电压过零点时刻;t2为接收合闸指令时刻;tclose为接触器合闸时间;n为使tdelay取到最小值的整数。当参考信号选取从负半周到正半周的过零点时,n取奇数;当参考信号选取从正半波到负半波的过零点时,n取偶数。图2中,t′delay、t′close、tdeviation分别是下次合闸的最小同步延时、接触器合闸时间和期望与实际合闸时刻的偏差量。

图1(a)中的电路结构,采用二极管预先给电容器组充电,可构造出三相电压同时过零点。以A相为参考电压,从理论分析可知此电路拓扑结构在一个周期内,只存在唯一的三相同时过零点时刻,即A相电压过零后的300个电角度(此时B相处在由正半波到负半波的过零点),见图3。

在收到合闸指令后,经过tdelay+tclose延时时间,电容器组投入电路运行。本电路的tdelay与参考电压的选取有关,假定以A相电压作为参考零点见图3,则三相同步延时为式(7)。

电容器组正常工作时,二极管支路有半个工频周期处于正向导通状态,在电路中起到旁路分流作用,流经接触器触头上的电流大幅减小。当电网需要切除电容器组时,其操作时序图如图4所示。图中idiode、icontactor、tseperate分别是二极管电流、流经接触器两触头的电流和触头电流分断时刻。

控制系统实时检测参考电流过零点,当在t2时刻接收到分闸指令后,以控制指令前的电流零点为参考零点,计算出在图4所示的分闸所需的最小同步延时为

式(8)的参考零点选取从负半波到正半波的电流过零点。其中,tdelay为最小同步延时且tdelay≥0;T为电网周期;t1为参考电流过零点时刻;t2为接收分闸指令时刻;topen为接触器分闸时间;(t5-t4)为触头燃弧时间;n为使tdelay取到最小值的整数。

切除电容器组时,首开相的燃弧时间可设定为5 ms,以保证电容电流过零,电弧熄灭时触头有足够的分开间隙,防止接触器电弧重燃。

4 控制策略

开关投切的响应速度直接影响装置是否能够做到无过渡、无涌流投入和是否能够实现频繁操作,对补偿效果影响很大。由于制造和组装原因,接触器的开关合/分闸时间具有分散性,为了确保同步操作的时间精度,电容器组投运之前对开关的合/分闸时间做一次综合的测试,运用数理统计方法给出开关动作时间,并且以此作为基本的整定参数tnorm。在开关投入使用时,因操作电压、环境温度、机械磨损以及触头的烧蚀状态等因素的干扰[16,17],即使控制器精确地发出合/分闸指令,在合/分闸时刻也会存在动作的时间偏差。开关动作时间toper由式(9)给出:

其中,toper为接触器动作时间;tnorm为接触器预先整定的动作时间;Δtenv为由环境温度和操作电压等环境因素引起的补偿量;Δtcomp为自适应补偿量;w(n)为权重;tmeas为实测的动作时间。

控制器把实测的开关动作时间tmeas作为电容器组投切控制过程的反馈量,实现投切电容器过程的自适应控制,如图5所示。

对n次历史实测动作记录进行加权滤波处理,得到下次(n+1)投切电容器组需补偿的时间,计及环境因素引起的补偿量Δtenv,修正开关动作时间toper,结合式(7)或者式(8),计算出合/分闸所需的最小同步延时,保证同步投切的时间精度。

5 仿真及分析

为考核图1(a)电路所提控制策略的有效性,利用PSCAD/EMTDC仿真软件进行仿真分析。仿真参数具体设置如下:系统额定频率50 Hz;三相变压器额定容量SN为100 MVA,变比kt为330/11;变压器低压侧每相挂有负载SLD=P+j Q=(20+j 15)MVA;电容器容量11.5 Mvar,每相电容器等效电容为300μF;接触器断开电阻106Ω,导通电阻0.005Ω。图6为仿真电路示意图。

图7和图8为电容器组随机投入系统运行时的电流、电压波形。从图中可知,当电容器组随机关合时,母线上出现9 p.u.以上的浪涌电流(以额定电流为基准)和3 p.u.以上的过电压(以额定电压为基准);三相电容器组出现18 p.u.以上涌流和3 p.u.的过电压。

图9和图10为电容器组过零投入系统运行时的电流、电压波形。从图中可知,当电容器组在电压过零点投入时,母线上的涌流很小,电压波形畸变极小;三相电容器的涌流在2.5 p.u.以下,过电压不明显,电磁暂态过程短。

电容器组投切装置在电压过零点(即图3中t4时刻)前后10 ms时间段内,隔1 ms合闸一次。在合闸时刻,分别对含有二极管电路和无二极管电路考察电路涌流和过电压倍数。结果如表1所示(表中,t为合闸时刻;iC、uC分别为电容器涌流和电压;iL、uL分别为母线涌流和电压)。从表1可看出,无二极管电路的合闸时刻(即合闸相位)对电路的涌流和过电压影响很小。电容器上的涌流约为10 p.u.,电压为2 p.u.;母线上的涌流为5 p.u.,过电压为2 p.u.。

添加二极管支路后,合闸时刻对电路的涌流和过电压的影响显著增加。在过零点的前后3 ms内合闸,含有二极管支路的电路涌流和过电压情况要明显优于无二极管电路的涌流和过电压情况。

注:第1列合闸时刻中“0”表示图3中的t4过零点,“-”表示过零前。

从理论上讲,电容器组的最理想关合相位是电压零点时刻,但在工程实现中由于开关操作时间分散和预击穿特性的存在,从而导致电容器组接入电网的时刻并不一定在电压过零时刻。因此,在实际应用中应根据开关的操作时间统计特性,选择最优的投入相位,从而确保在整个关合“时间窗”中,补偿电容器组投入电网时合闸涌流和过电压最小。

因而,根据本文提出的主电路拓扑结构,采用过零投入三相补偿电容器组,只要保证在过零时刻投入就能有效地减少涌流和过电压,抑制关合暂态过程,提高电能质量并延长电力设备寿命。

6 结论

目前,采用的机械开关投切电容器组为克服涌流过大而加装电抗器(或电阻)以及加装基于相控技术的能分相操作的智能开关,以达到减少涌流的目的。本文在改变电路结构的基础上,提出了一种过零投切电容器的策略。该策略通过添加一个二极管支路,采用普通接触器实现投切,理论上这种投切技术能有效地抑制并联电容器组投切过程中产生的涌流和过电压。仿真表明,采用该策略投切电容器,合闸涌流被限制在2.5 p.u.以下,电压波形畸变很小。

摘要：为了减小配电网中无功补偿并联电容器组投切时所引起的涌流和过电压,对电容器组的投切过程及其自适应控制进行了研究,提出一种采用普通接触器的投切策略。该策略利用电网特性,通过二极管支路预先使三相电容器中的两相充电,使得一个周期内三相电压波形存在唯一一个同时过零点。在该过零点投入电容器组,能有效降低合闸涌流及过电压。仿真表明,采用该策略投切电容器,电容器合闸涌流被限制在2.5p.u.以下,电压波形畸变很小。通过添加二极管支路预充电能有效地改善电容器组投切时的暂态性能,从而延长电容器的使用寿命。

补偿电容器投切 第4篇

在配电系统中电容器投切带来的暂态扰动是一种发生频率仅次于电压暂降的电能质量问题。为明确供用电双方的责任,对电容器投切扰动源准确定位变得越来越重要[1,2]。

近年来,国内外学者提出了不少的电容器投切扰动源定位方法。文献[3-5]分别采用卡尔曼滤波器估计扰动起始电压、支路电流有效值的偏移量和支路阻抗比例确定投切电容器的位置。上述方法效果不错,但需要给出电网参数。功率和能量法定位的思想是把扰动源视为一个从系统中吸取能量的“能量池”[6,7,8],这种方法无需给出电网参数,但要借助小波等方法确定扰动起始时刻。

交叉S变换能够准确提取两信号某频率分量的相位差,其算法基础是S变换[9]。目前,S变换成了电能质量检测的热点工具[10,11,12,13,14],但其在电容器投切扰动源的定位方面的应用却未见报道。本文结合交叉S变换和不完全S变换很好地实现了电容器投切扰动源的定位,该方法无需获取电网参数,利用监测点采集的电压和电流信号即可实现投切电容器的准确定位,仿真实验结果验证了所提方法的有效性。

1 交叉不完全S变换

1.1 S变换

设h(t)∈L2(R),L2(R)表示实数域上的平方可积空间,h(t)的S变换定义为[9]

其中:t为时间;f是频率;τ是花括号中高斯窗的中心。利用卷积定理,S变换也可以由式(2)计算。

式中,H()是h()的傅立叶变换。

这样,S变换就可以利用FFT实现快速计算。把上式写成离散表达式(f→n,τ→k)为

式中:N是信号序列的总长度;k,n分别是时间采样点和频率采样点;H[m]是信号序列h(k)的离散傅立叶变换。

1.2 交叉S变换

信号p(t)和q(t)的交叉S变换的定义式为

其中:Sp和Sq分别为p(t)和q(t)的S变换;“*”表示取复共轭。

为便于计算,S变换常采用离散方式,其结果为一矩阵,若Sp[m,n]和Sp[m,n]分别为Sp(τ,f)和Sq(τ,f)的离散表示,其中,行坐标为时间,纵坐标为频率。因而,表达式(4)离散后表示矩阵Sp[m,n]和{Sp[m,n]}*对应元素相乘。因矩阵中元素均为复数,Sp[m,n]和{Sp[m,n]}*相乘后所得矩阵元素的相位即为二者的相位差,若交叉S变换的某一元素值为V[M,N],其相位反映了M时刻N频率分量的相位差,由于S变换的相位与原始信号保持直接的联系,因此,V[M,N]的相位反映了原始信号M时刻N频率分量的相位差。

为考察交叉S变换的相位差提取能力,设单频率信号p(t)和q(t)存在恒定的相位差,即

Φ为两信号的相位差,利用两信号的傅立叶变换和式(2)可得其交叉S变换为

提取上式的相位得

虽然式(7)可以在任意时刻和频率都能得到两个信号之间的相位差,但由式(6)可知,只有在f=ω时,交叉S变换的模值为最大,在噪声环境或存在多频率分量信号情况下才能有效提取信号ω频率分量的相位差。

1.3 交叉不完全S变换

为改善S变换计算量大的不足,文献[15]提出了不完全S变换,其算法思想是在计算S变换的过程中,利用FFT的功率谱包络确定信号的主要频率,在后续的计算中,只针对这些主要频率点进行S变换,便大大减少了S变换的计算量。电容器投切造成的电能质量问题为振荡暂态,除基频外,该信号只存在振荡频率一个主要频率,求交叉S变换时只要求出对应扰动频率的向量,便可得到扰动频率向量的交叉S变换向量谱。

假定通过信号的功率谱动态测度求得信号的一主要频率为ω,结合不完全S变换的计算步骤,交叉不完全S变换的计算过程如图1所示。图中p(k)和q(k)是信号p(t)和q(t)的离散表示,它们的傅立叶变换分别是P(m)和Q(m),nω是对应于频率ω的频率点,将P(m)和Q(m)按nω移位后得到的P(m+nω)和Q(m+nω)。g(k)是式(1)花括号中的高斯窗的离散表示,G[m,nω]是对应于频率点nω的g(k)的傅立叶变换,它分别与P(m+nω)和Q(m+nω)相乘后求傅立叶反变换即得到两信号S变换的nd频率向量SP(j,nω)和SQ(j,nω),将SQ(j,nω)求共轭后与SP(j,nω)相乘便得到两信号的nd频率向量的交叉S变换。

2 利用交叉不完全S变换定位电容器投切扰动源

图2是简化的电容器投切电路图,图中设有两处监测点,并设有3组电容器,考虑了电容器相对于监测点的各种可能位置。

文献[1]以投入电容器CB为例对监测点1、2处的瞬时电流、电压值的求解做了详细的讨论,并得出结论:两个监测点处的瞬时电流和电压均由稳态分量和暂态分量组成,电容器投切扰动源可由投切起始时刻电流和电压暂态分量的相位差确定,如果电流相位超前电压,则投切的电容器位于监测点1的下游,即发生前向扰动,反之,对监测点2而言发生后向扰动。

基于以上结果,设电容器投切时,监测点的瞬时电流、电压为

式中:v0,i0为基频稳态分量;vd,id为扰动暂态分量;t0为扰动起始时刻;θ和δ分别电流和电压暂态分量的相位。求上式的S变换为

求其交叉S变换为

上式中为表述简便,将S(τ,f)写成S。考虑交叉S变换的扰动频率fd分量,由于一般fd>>f0,由1.2节的讨论可知

所以

设函数x(t)=e-σtej2πfd的S变换为Sx(τ,f),则由S变换的时移特性可得

因而

故相位差

因此,求出瞬时电压和电流的交叉S变换后,只要能确定扰动时刻t0和扰动频率fd,便可以求得瞬时电压和电流扰动分量的相位差,进而按照如下规则确定电容器相对于监测点的位置:

(1)若Θiv>0,则发生前向扰动;

(2)若Θiv<0,则发生后向扰动。

显然,根据上述规则可知,在仅有一个监测点的情况下,只能判明扰动发生的方向,而若能够结合多个监测点的判断信息,能够准确判断电容器投切点的位置。

基于以上分析,图3给出了电容器投切扰动源的定位过程,虚线框内为不完全S变换计算过程。其中扰动频率在电压信号的不完全S变换计算过程中采用功率谱动态测度确定。由于S变换扰动频率模向量能够反映扰动发生持续时间,体现为扰动区间的模值相对较大,利用模值变化情况可以确定扰动起始时刻,因而扰动起始时刻采用扰动频率模差分向量实现定位,即

式中,A(k,fd)是扰动频率模向量。

图4(b)是对图4(a)信号求S变换得到的扰动频率模向量,图4(c)为其模差分向量,由图可以看出,扰动时刻可由S变换扰动频率模差分向量的最大值确定。

3 仿真测试

利用Matlab的SimPowerSystems仿真工具建立对应于图1的仿真模型如图5所示。仿真电路为三相电路,额定相电压为6 kV,额定频率为50 Hz;线路Line1-4的参数为:R=1.25Ω,L=1.57 m H。两个监测点分别为V-I M1和V-I M2,能够实时监测瞬时电流和瞬时电压,A&R Power1和A&R Power2用于实时计算监测点1和监测点2的瞬时有功和无功功率,信号的采样频率为12.8 k Hz,由于本文采用单相信号分析,因而可以选用三相中的任一信号,本文采用A相信号分析。

本文的仿真实验过程是:通过设置不同的负载使得监测点的功率因数为0.6～0.9,分别投入三个电容器,由V-I M1和V-I M2实时监测到的瞬时电流和瞬时电压,根据图3所示电容器投切扰动源定位过程确定投入电容器相对于各检测点相对位置,结合两个监测点确定其确切位置。本文根据上述过程做了大量仿真实验,均能实现扰动源的准确定位,限于篇幅,下面仅给出一次实验的结果。

图6～图8是当负载的有功为110 kW、感性无功为100 kvar且三个电容器容量为80 kvar时的定位分析结果,图中(e)、(f)是扰动频率模差分向量,用其确定的扰动起始点(时刻)在(g)、(h)中用竖虚线标出;具体的扰动频率和起始点数值见表1。(g)、(h)子图是求扰动频率向量的交叉S变换得到的瞬时电压和电流相位差谱,读取扰动起始点的相位即为Θiv。

表1给出了由本文方法求得的投入不同位置电容器时的Θiv,其中投入CA时监测点1和监测点2的Θiv均为负值,表明相对于两处监测点均发生后向扰动;投入CB时监测点1的Θiv为正,表明该点发生前向扰动,而监测点2的Θiv为负表明发生后向扰动;投入CC时监测点1和监测点2的Θiv均为正值,表明两处监测点均发生前向扰动。从结果看出,通过Θiv判断扰动源的位置与实际情况相符。

4 结论