信号检测电路范文

信号检测电路范文（精选10篇）

信号检测电路 第1篇

互相关检测方法是根据接收信号的频率,在接收端产生与待测信号频率相同的参考信号,将参考信号与混有噪声的被检测信号进行相关处理,利用信号与噪声的不同的相关特性提取信号。在互相关检测方法中,需要了解被检信号的频率,确定参考信号的频率,并调整参考信号的相位,使互相关值最大。传统的互相关检测方法,往往假定被检测信号的频率,参考信号采用方波进行互相关[5],而在理论分析时,将方波分解为基波和谐波,通过滤波滤除谐波成分的影响,因此传统的互相关检测存在一定的缺陷,如缺乏频率自动检测与跟踪能力、方波的谐波成分对互相关的影响,特别是频率较低的信号检测,受谐波的影响更大。为此,笔者提出了一种基于锁相环和直接数字频率合成( Direct Digital Synthnesizer,DDS) 技术的微弱信号检测方案,利用锁相技术提取被检信号的频率,并以该频率为参考,通过DDS技术选择合适的波形进行相关处理,确定被检测微弱信号的幅度与相位,从而获得微弱信号的重建。

1 锁定检测放大器的工作原理与电路

基于锁相环和DDS技术的微弱信号检测系统如图1 所示。低信噪比信号通过低噪放大器进行幅度放大,由锁相环提取被检信号的频率,该频率值通过控制器传输给DDS,DDS产生同频率的本地参考信号,该信号与被检信号进行互相关运算。由于互相关运算与两者的相位差有关,因此控制器步进调整参考信号的相位使互相关值最大,此时DDS输出的信号与被检信号同频同相,再经放大器即可获得所需信号的幅度。显然,微弱信号检测的灵敏度与检测信号的带宽取决于锁相环的性能,被检信号的相位恢复取决于DDS的相位控制精度。

1. 1 锁相环电路

锁相环是一种相位反馈控制电路,通过相位的控制获得频率同步,因此锁相环输出的频率与被检信号的频率同步,但保持稳定的相位差。锁相环主要由鉴相器、压控振荡器和环路滤波器构成。笔者设计的微弱信号检测系统选用模拟集成锁相环LM565,其电路如图2 所示。

模拟集成锁相环LM565的工作频率在0.001~-500 000.000Hz,鉴频失真度低于0.2%,最大锁定范围±60%。压控振荡器的中心频率由定时电阻RT(8端)和定时电容CT(9端)决定,考虑到扩大被检测信号的频率范围和单片机的频率检测范围,在压控振荡器的输出端4与鉴相器反馈输入端5间插入10分频电路。环路滤波由7脚所接电容C1和内部电阻R1组成,适合宽带信号跟踪。当锁相环处于入锁状态时,输出稳定的同频方波信号,并将分频器前、后的方波信号均输出至单片机;当检测信号频率较低时(如低于2kHz),利用10分频电路提高VCO的工作频率,提高锁相环的工作效率,此时单片机采集的信号频率为fout1;若检测信号频率较高(如高于20kHz),可直接将4脚输出与5脚相连接,此时单片机采集的信号频率为fout2。这里,锁相环的中心频率。

图2 中,9 脚所外接定时电容由单片机控制,可以通过更换不同的电容来选择不同的压控振荡器工作频段。

1. 2 DDS与频率合成

图1 中的DDS提供微弱信号相关检测用参考信号,这里选用AD9850( 其内部频率控制字字长32 位) 和高性能的10 位数模转换器( 工作时钟180MHz) ,采用的时钟频率为180MHz时,频率分辨率为0. 03Hz。可对输出正弦波信号的相位进行调整,具体电路如图3 所示。为滤除谐波和杂波的干扰,合成信号经过五阶椭圆低通滤波器滤波输出。

输出正弦信号频率fREF由频率控制字决定,根据系统需要,fREF被定义为锁相环获得的被检信号频率,因此频率控制字,其中fREFCLK为工作时钟,此处取20MHz。

AD9851 输出正弦信号的相位可步进控制,由5 位数据控制,其中低4 位数据控制相位,第五位控制方向,步进相位,其中N为相位控制字( b4b3b2b1) ,b5为相位方向控制字。

1. 3 相关运算电路

相关运算由AD633乘法器和低通滤波积分电路组成[6],如图4所示。截止频率10Hz,用以滤除噪声及谐波干扰等,其中运算放大器选用低噪声OP27。电位器RW用于调整电路漂移,电容C3=0.1μF,低通滤波用电阻R2=1MΩ,平衡电阻R3=1MΩ。

相关运算的输出为:

经过滤波,得到:

对应的微弱信号幅度ui的计算式如下:

显然,相关运算的值与输入信号的幅度和相位差有关,单片机调整DDS产生的参考信号相位可以使相关值最大,从而获得微弱信号的相位。

2 系统软件

基于锁相环和DDS技术的微弱信号检测系统的软件流程如图5 所示。利用单片机89C51 的定时器0 与计数器1 对锁相环的压控振荡器输出信号进行测频,并将该频率字赋予DDS,获得与输入信号同频的正弦波,如果存在频差,则采集的信号相关值发生周期性波动,可通过微调使两者频率相等。

当频率微调相等时,通过调整参考信号的相位,使采集的相关值达到最大,此时DDS输出的信号与被测信号同频同相。采集相关值获得被测信号的幅度。

3 测试

此次测试选用的DDS信号源为DG1022,可设置噪声信号输出; 信号采集选用的模数转换芯片为TLC549,精度为8 位; 参考电压由MC1403提供。

3. 1 锁相环频率测量

当输入信号幅值取1V且无噪声输入时,频率测量数据见表1,通过锁相环锁定,所测的信号频率偏小,误差在 ± 1Hz以内。

Hz

3. 2 灵敏度与最小信噪比测量

在无噪声条件下,输入信号频率为1. 1k Hz,当输入信号幅度小于150m V时,锁相环进入失锁状态,不能产生同频方波。输入信号幅值为300m V,频率为1. 1k Hz,当噪声幅值大于3. 5V时锁相环失锁,当噪声幅度小于3. 5V时,能够准确测频显示。

3. 3 信号检测的幅度特性测量

设定噪声幅度为1V、频率1k Hz,改变信号幅度,相关值采样,得到信号被测值,其特性曲线如图6 所示。

3. 4 频率特性测量

噪声幅值仍设为1V,输入信号取为1V,改变其输入信号频率,相关值采样,得到信号被测值,其特性曲线如图7 所示。

由图6、7 可以看出,在低信噪比条件下,尽管幅频曲线有一定起伏,但检测系统具有较好的线性检测特性。在测试过程中,由于参考信号的频率与被测信号之间总存在频率差,对检测结果有一定影响,如DDS的预置频率精度为0. 01Hz,而频率测量精度为0. 10Hz。同时,相位控制的精度尚未达到最佳要求,如AD9851 的相位调整精度只有4 位,步进精度为11. 25°,故所引起的误差较大。

4 结束语

系统采用锁相环获得微弱信号的频率,并以此控制本地频率合成信号的频率作为参考信号,进行相关处理,通过调整DDS的相位,获得最大相关值,从而使参考信号与被测信号同频同相,得到了无噪声干扰的再生信号。但在实际测试中发现,尽管DDS合成信号的频率精度很高,但与被测信号仍存在很小的频差,导致乘法器输出的信号幅度缓慢变化,此时采用积分- 清零方式无法获得相关值。为此,需要进一步微调DDS的工作频率,使两者频差控制在较小的范围内,并根据连续采集的幅度模拟出相关值的大小。同时,若能控制DDS的输出波形,并设置分辨率更高的相位控制,可进一步提高微弱信号检测的性能。

摘要：介绍了一种微弱信号的检测与锁定放大方法。通过模拟锁相环工作锁定待检微弱信号的频率,利用控制器测量该锁相环的输出频率,并根据该频率值控制直接数字合成电路产生同频信号,该信号作为相关检测所需的参考信号。系统采用乘法器和积分电路实现相关检测,通过步进调整参考信号的相位,使互相关值最大,获得与被测信号同频同相的再生信号,从而实现微弱信号的检测与放大。该方法能够实现频率检测及幅度检测等功能。经实验测试表明:在低信噪比条件下,该方法仍具有较好的线性测量特性和较高的准确度,可实现任意波形的微弱信号自动检测和再生放大。

传感器信号调理电路 第2篇

传感器信号调理电路

信号调理往往是把来自传感器的模拟信号变换为用于数据采集、控制过程、执行计算显示读出和其他目的的数字信号。模拟传感器可测量很多物理量，如温度、压力、力、流量、运动、位置、PH、光强等。通常，传感器信号不能直接转换为数字数据，这是因为传感器输出是相当小的电压、电流或电阻变化，因此，在变换为数字数据之前必须进行调理。调理就是放大，缓冲或定标模拟信号，使其适合于模/数转换器(ADC)的输入。然后，ADC对模拟信号进行数字化，并把数字信号送到微控制器或其他数字器件，以便用于系统的数据处理。此链路工作的关键是选择运放，运放要正确地接口被测的各种类型传感器。然后，设计人员必须选择ADC。ADC应具有处理来自输入电路信号的能力，并能产生满足数据采集系统分辨率、精度和取样率的数字输出。

传感器

传感器根据所测物理量的类型可分类为：测量温度的热电偶、电阻温度检测器(RTD)、热敏电阻；测量压力或力的应变片；测量溶液酸碱值的PH电极；用于光电子测量光强的PIN光电二极管等等。传感器可进一步分类为有源或无源。有源传感器需要一个外部激励源(电压或电流源)，而无源传感器不用激励而产生自己本身的电压。通常的有源传感器是RTD、热敏电阻、应变片，而热电偶和PIN二极管是无源传感器。为了确定与传感器接口的放大器所必须具备的性能指标，设计人员必须考虑传感器如下的主要性能指标：

·源阻抗

——高的源阻抗大于100KΩ

——低的源阻抗小于100Ω

·输出信号电平

——高信号电平大于500mV满标

——低信号电平大于100mV满标

·动态范围

在传感器的激励范围产生一个可测量的输出信号。它取决于所用传感器类型。

放大器功用

放大器除提供dc信号增益外，还缓冲和定标送到ADC之前的传感器输入。放大器有两个关键职责。一个是根据传感器特性为传感器提供合适的接口。另一个职责是根据所呈现的负载接口ADC。关键因素包括放大器和ADC之间的连接距离，电容负载效应和ADC的输入阻抗。

选择放大器与传感器正确接口时，设计人员必须使放大器与传感器特性匹配。可靠的放大器特性对于传感器——放大器组合的工作是关键性的。例如，PH电极是一个高阻抗传感器，所以，放大器的输入偏置电流是优先考虑的。PH传感器所提供的信号不允许产生任何相当大的电流，所以，放大器必须是在工作时不需要高输入偏置电流的型号。具有低输入偏置电流的高阻抗MOS输入放大器是符合这种要求的最好选择。另外，对于应用增益带宽乘积(GBP)是低优先考虑，这是因为传感器工作在低频，而放大器的频率响应不应该妨碍传感器信号波形的真正再生。

传感器和放大器匹配电路

PH电极缓冲器

高阻抗PH传感器可与具有低功率电路(仅需要2个1.5V电池供电)的放大器配对。放大器MOS输入晶体管为传感器提供高阻抗，传感器输出阻抗为1MW或更大。此放大器的输入偏置电流小于1pA，所以，放大器工作消耗非常小的电流。放大器的失调电压小于1mV。放大器提供轨到轨工作并具有高驱动能力，能在长线上发送信号(放大器远离ADC的情况)。在电路中增加了一个精密温度传感器，可以测量PH传感器的温度。这使得具有精确的PH温度补偿值。

完整的传感器桥接口

·测量应变片传感器通常要通过桥网络，应变片构成桥的两个(或4个)臂。应变片是低源阻抗器件，其输出信号范围是小的(几百微伏~几毫伏)。图3所示的电路能为精确测量传感器信号提供测量桥稳定激励电压和高共模电压抑制(CMR)，消除了任何共模电压。用高精度和非常低漂移(随温度)的精密电压基准驱动放大器A1。这可为桥提供非常精确、稳定的激励源。因为共模电压大约为激励电压的一半，所以被测信号仅仅是桥臂之间小的差分电压。放大器A2、A3、A4必须提供高共模抑制比(CMRR)，所以仅测量差分电压。这些放大器也必须具有低值输入失调电压(VOS)漂移(也称之为失调电压温度系数TCVOS)和输入偏置电流，以使得从传感器能精确地读数。放大器A1~A4连接成仪表放大器以达到上述目标。这种配置的电压增益(AV)为：AV=(1+2R2/bR2)(aR1/R1)，其中a和b是确定总增益的比值。

辐射分析仪通道

辐射谱测量来自辐射源的发射能量的分布，辐射源可以是粒子，X射线或γ射线。辐射照到闪光晶体上并发射强度正比于能量的短脉冲。然后由PIN光电二极管把光转换为电流。放大器(见图4)用做首置放大器和PIN光电二极管输出的电流/电压转换器。此电路为用于基本辐射谱的单通道分析仪。信号的脉冲幅度包含重要信息，所以低输入失调电压和低失调电压漂移是重要的。宽带宽为处理脉冲(可窄到几纳秒)提供快速响应。首置放大器输出(VOUT)到脉冲幅度分析仪(如快速ADC)来测量和储存每个峰值发生的数。分布是单个源的光谱。反馈电阻R1值取决于来自PIN光电二极管的最大电流和到ADC的最大输出电压。因此，R1=(MaxVOUT)/(MaxISIGNAL)。电容C1用于PIN光电二极管寄生电容的补偿。R2和C2相当于R1和C1用于补偿放大器非倒相输入的输入偏置电流。

热电耦接口电路

热电偶根据两个不同金属线结点之间的温度差提供电压信号。热电偶温度传感器具有一个感测端(金属A/金属B连接端)和一个参考端(金属A和金属B与铜导线连接端)。冷端参考温度与热电偶信号一道进行控制和测量。热电偶具有大约10mV/℃~80mV/℃的小信号电平范围和小的源阻抗。配置成差分放大器的单放大器(图5)把信号放大到ADC输入所需的电平。差分放大器增益为：

AV=xR/R

其中x是电阻比，它决定增益。差分配置有助于抑制热电偶线的共模拾取。放大器应具有低失调电压和低失调电压漂移。

信号调理系统的最后级——ADC

信号调理系统的基本目标是尽可能快速、完整和便宜地把模拟传感器数据变换为数字形式，此任务就落在ADC身上。所用ADC的类型由一系列参数决定。这包括所需的分辨率(位数)、速度(数据吞吐率)、ac或dc信号输入、精度(dc和ac)、等待时间(取样周期开始和第一个有效数字输出之间的时间)和电源电平。在输出端(接口到微控制器或数字信号处理器)的重要参数包括串行或并行、处理器的输入电压电平、有效的电源电压和功耗考虑。

大多数信号调理应用采用逐次逼近(SAR)或积分型ADC。这两种ADC能很好地处理dc信号，而SAR型ADC对快速ac信号能提供更好的支持。SAR转换器是所有ADC中最通用的，这种转换器把高分辨率(高达

16位)和高吞吐能力结合在一起。

信号检测电路 第3篇

【关键词】信号采集；单片机；信号调理电路

1.硬件设计

LTC1043CN是通过电容完成电压的传输，使电压由差分输入变为单端输入，并起到了很好的信号隔离作无线机车信号系统是用无线信道方式代替轨道电路，传输行车信息的新型铁路信号系统。它实现了列车与地面之间的双向通信，列车可将其位置、速度等信息传给车站，同时车站也可将行车信号和命令传给列车，实现了对列车的闭环控制，不间断地跟踪、监控列车运行，提高了列车运行的安全性。无线机车信号系统可分为2种类型：①列车从一个车站到另一个车站的整个运行过程中都有机车信号显示，称为连续式无线机车信号，用GSM-R无线传输方式实现；②列车从一个车站到另一个车站运行时，只有在临近车站地区才有机车信号，称为接近连续式无线机车信号，用普通数传电台即可实现。青藏铁路就采用了接近连续式无线机车信号。用在本设计中双电容的巧妙接法解决了热电阻的三线制输入问题。

放大电路由运放LT1013和数字电位器X9241M组成，放大增益由数字电位器X9241中三个数字电位器决定，使输入信号经过放大后均变为0～500mV的电压信号，满足模数转换器允许的电压输入范围。本部分电路仅完成信号输入，是我们研制网络化智能仪表的一部分，对于输入信号模数转换、数据处理、显示则由其它模块完成。S4、S5、S6是控制一路输入的光继电器，采集该路信号时同时合上，其他电路是所有通道信号输入的公共电路，只是根据输入信号的不同，单片机改变其余光继电器的状态，形成不同的输入电路。具体可分为以下几种情况：

（1）采集1～5V电压信号时：继电器CH合上，P11、SI、P37断开，通过电阻R2、R4实现分压后变为0.25～1.25V的电压信号加在数字电位器X9241的0号电位器V0的两端，经过软件实现对该电位器的调节，令其滑动端的数值为25，按25J63（电位器内共有63个电阻单元组成的阵列）这样比例继续分压变为约100～500mV信号，加LTC1043CN的电容CS上，此时数字电位器X9241的其它3个电位器形成的放大倍数应为1，才能保证在运放LT1013的输出端最大电压不超过500mV；具体如何设置这3个电位器滑动端的数值见后面软件部分。

２．软件设计

在设计中，电压、电流、热电偶、热电阻等多种类型的输入信号，完成了对各种输入信号以及多种输入范围的高精度测量。设计中器件传输信号的线性度与信号高、低端的测量是关键，它们影响着测量的精度，在小信号测量时注意提升电位，大信号测量时注意电源的供给要留有余量。通过选择精密的元器件，在软件上做一些算法修正，这个信号调理电路的线性度很好，而且通过自校正算法克服了零漂。[科]

【参考文献】

［１］乔巍，杜爱玲，陈春，叶芃生.高速数据采集系统信号调理电路的设计[J]．电子技术，2003，（04）．

［２］应秀华，徐兵.一种光电编码器数字滤波电路的误计数原因探讨[J]．机床与液压，2002，（04）．

用于气压测量的微弱信号检测电路 第4篇

1 总体设计框图

被测气压由压力传感器变换为电压信号, 经数据放大器放大到设定电平, 由MSP430F149单片机的A/D转换器转换成数字信号, 最后由显示器显示出与气压成线性关系的电压读数。

2 硅压阻传感器

采用集成电路的扩散工艺, 把硼杂质掺入硅片而形成力敏电桥制成桥式硅压阻器件。桥式硅压阻器件受到力的作用后, 电阻率发生显著的变化, 这种效应称为压阻效应。硅单晶材料在受到外力作用产生极微小应变时, 其内部原子结构的电子能级状态会发生变化, 从而导致其电阻率剧烈变化。这种硅压阻器件是将输入的机械量应变ε转换为电阻变化的转换器件[1]。

本设计选用ic-sensors 1210型桥式硅压阻器件作为测量系统检测部件。1210型是经过温度补偿的硅压阻式传感器, 采用双列直插封装结构。适用要求成本低, 性能优越, 长期稳定性好的应用领域。通过激光修正的电阻实现了0～50℃的温度补偿, 还提供一个激光修正的电阻用于调节差动放大器的增益来校正传感器的压力灵敏度变化, 使具有良好的互换性, 互换性误差仅为±1%。其性能为±0.1%非线性、±0.5%温度误差、±1%互换量程范围 (须接增益调节电阻) 、温度范围0～50℃, 参照温度+25℃、固态结构、性能可靠、低功耗。激励电流为1.5 mA。

桥式硅压阻器件是一个由四臂电阻应变计构成的惠斯登电桥, 其中, 各臂电阻R在压力作用下, 一组对边电阻变为R +ΔR, 另一组对边电阻变为R -ΔR。而在温度变化作用下, 所有电阻均变化为R +ΔRT。

若采用恒压激励, 则输出为:

undefined

式中E为弹性模量, Pa。可以看出:输出电压V与温度有关, 且为非线性, 所以, 用恒压源供电时, 不能消除温度的影响。

若采用恒流激励, 则输出:

undefined

式中I为恒流源电流, mA。可以看出:输出电压V与温度无关, 这就消除了温度对传感器输出信号的影响。通常直流电桥采用恒压源激励, 考虑桥式硅压阻器件的温度系数较大, 采用恒流源激励可以进一步提高电桥输出精度[1]。桥式硅压阻器件激励电路如图2所示。

在图2中, C1对电源起去耦作用, 减少电容耦合。A1为电压跟随器, 起阻抗变换作用, 输入阻抗较大, D1为稳压管, 其电压为E0, 运放的两个输入端之间的电压为ε0。根据基尔霍夫定律, Ri两端的电压URi=E0-ε0, ε0相对于E0非常小, 假设流过电桥的电流为I0, 由于运放的输入电流非常的小, 因此流过Ri的电流几乎等于I0, 得到I0= (E0-ε0) /Ri≈E0/Ri=1.5 mA[2]。

3 AD623仪表放大器

电阻r为增益调整电阻, 与后续放大模块AD623组成性能较好的放大器。AD623放大器的内部结构如图4所示。AD623是一种在三运放仪表放大器基础上经过改进的仪表放大器以保证单电源或双电源工作, 甚至能工作在共模电压或者低于负电源电压 (或单电源工作时低于接地电位) 。AD623能满足高共模抑制比、高输入阻抗、低噪声和低漂移的放大器要求。对于任意的增益, 1、8引脚间的增益调节电阻RG可用以下公式计算:undefined。

4 前置电路总体电路图

通过精确选定r阻值以及相关参数, 使得1大气压下AD623显示的电压值为1.013 V。气压与OUT端的电压值呈线性关系。

5 单片机与软件实现

其上为气压计的模拟部分, 数字部分以单片机MSP430F149为核心的数字处理系统。MSP430F149是TI公司2000年底推出的超低功耗flash型的16位RISC高性能单片机, 有60k 的ROM、有8个外通道、4个内通道12位A/D转换器;采样频率可达200 kHz, 在8 kHz时钟时可得到125 ns的指令周期;具有16个快速响应中断, 能及时处理各种紧急事件, 几乎不需要外围器件, 大大节约了成本。故能满足一般实时处理的要求。其特有的超低功耗特性, 尤其适用于野外作业仪器[4]。

6 结语

根据icsensors 1210压力传感器的原理以及如何选择恒流源和数据放大器的同时对气压计的系统电路进行了设计。经过传感器和放大器后的信号通过低功耗、高性能的MSP430F149为核心单片机数字处理系统, 从而显示气压值。

摘要：简述了压力传感器的选择以及恒流源和数据放大器的选择, 重点对气压计的系统电路进行了设计。并对其原理和性能实行了分析, 结果得到好的研究效果。

关键词：大气压力,压力传感器,运算放大器,单片机

参考文献

[1]祝宇虹, 纪军红, 孙宁.桥式硅压阻器件在气压测量中的应用[J].传感器技术, 2005, 24 (5) :74-76.

[2]林琳, 陈金岭.便携式气压计的电路与系统设计[J].成都气象学院学报, 2000, 15 (1) :93-99.

[3]仪表放大器应用工程师指南.第2版.Charles Kitchin和Lew Counts著www.analog.com.

高速电路设计和信号完整性分析 第5篇

一、关于信号完整性的概述

信号完整性（Signal Integrity，SI），指信号从输入端沿某种传输线传输到接收端后传输波形的完整程度，并对信号在电路传输中输入及输出的时序和电压的响应能力进行比较。现代电路设计中高速电路设计所占的比重越来越大，需要考虑在低速电路设计中所不需要考虑的很多问题，因此对于高速电路设计来说，它的核心不仅要解决高速电路的器件问题，还需要设计者结合自身的工作设计理念及使用情况、使用场合，全面的考虑高速电路设计。从设计者的经验及实际问题来看，高速电路设计问题主要存在于以下几个方面，首先是信号完整性问题，其次是电磁兼容性问题，第三是电源完整性问题，笔者在这里主要对高速电路中出现的信号完整性问题进行分析，并给出相应的解决办法。

二、信号完整性的仿真方法

2.1 模型与建模

对于信号完整性仿真技术来说，首先需要具备含有各种准确参数的电路模型。PCB板级信号完整性分析，常用的模型从种类上分为以下三种：SPICE仿真模型；Verilog-AMS和 VHDL-AMS仿真模型；IBIS仿真模型。在实践的过程中通過对三种模型的比较发现，IBIS模型是最适合信号完整性分析的模型，IBIS模型所展现的是元器件的行为方式模型，它的主要意义在于通过对这一元器件运行方式的展现，来预测和仿真元器件在实际工作中的方式和结果。这一模型的构建基础是数据表格的形式，通过计算机计算的方式得到仿真的波形，最主要的是它具有自身的语法和ASCII格式，并且不涉及芯片内部的结构信息。

2.2利用IBIS模型进行信号完整性分析

对IBIS模型的基本原理掌握之后，接下来我们就可以利用工具如Cadence公司的SpecctraQuest和Mentor Graphics公司的HyperLynx来对信号完整性问题进行具体的分析了。电路是由元器件经导线互联组成的，每一个网络所连接的管脚的I/O特性都是由相对器件的IBIS模型进行描述和表达的。相对于有源器件来说，电阻、电容以及电感等无源器件通常使用的是SPICE模型，对于信号互连线的处理方法是等效成传输线模型，传输线的具体参数通过相关因素的数据计算得出，具体相关因素有厚度、层数、材料、布线的宽度以及布线的间距等。另外一个由于网络之间的电磁场耦合所引起的寄生参数值也可以通过场仿真器来算出。

应用模型数据通过分析软件获得，可以对信号完整性问题进行必要的分析，包括可能出现的信号延迟、信号反射引发的上冲下冲及多种网络之间的相互干扰等。基于对信号完整性分析，我们可以通过几种方式来改善信号质量，如：改变拓扑结构、调整阻抗匹配、进行叠层结构和布局布线优化等，通过这些方式可以有效构建起正确的时序关系。

2.3 仿真

由于不同的仿真软件自身有着不同的特点，有的软件仿真度较高，有的软件对高频电路会有很大的益处，但不是精度越高越有利于仿真信号的精确率，仿真速度也是仿真软件的基础评定要求之一。为此，选择合适的电路仿真分析软件才能满足对信号完整性分析的要求。以下就使用较为广泛的两种仿真软件进行论述。

2.3.1Mentor Graphics公司研发的HyperLynx仿真软件

Hyperlynx包含前仿真环境LineSim和后仿真环境BoardSim，LineSim主要用在布线设计前约束布线和各层的参数、设置时钟的布线拓扑结构、选择元器件的速率、诊断信号完整性及避免电磁辐射、串扰等方面。BoardSim主要用于布线后快速的分析设计中的信号完整性、电磁兼容性和串扰等问题，生成串扰强度报告，解决串扰问题。笔者使用LineSim工具，对信号的阻抗匹配、传输线长度、串扰进行了仿真分析，得出了指导性结论。

2.3.2 Cadence公司研发的SpecctraQuest仿真软件

SpecctraQuest仿真软件是一种高速系统板级设计工具，主要功能是对PCB布线前、后的信号完整性进行必要的分析，控制Layout的相应约束条件。仿真软件集成SigXplorer拓扑结构研发环境，提供可以图形化显示的拓扑结构、窗口修改，是当前电路设计师进行信号互联结构设计的关键工具之一。软件在进行PCB布局和布线等详细设计前使用，通过仿真软件的分析可以有效确定及优化电路的互联策略，同时为获取信号完整性提供最优化的方法。

三、总结

通过本文我们了解到完善高速电路系统设计工作的首要问题就是要解决信号完整性问题，否则由此产生的不确定性问题不仅会降低信号的质量，还会影响到整个系统的性能。尤其是近年来，基于电路PCB板的总线设计速率越来越高，带来了越来越多的信号完整性问题。在产品开发过程中，电子工程师首先要面临的是高密度PCB设计带来的难点，其次是要承受产品更新换代带来的压力，最终使得仿真工具成为电子工程师有效工作必要的协助手段。只有采用新的设计规则、适当的分析工具、先进的生产技术（如背钻）、特殊的PCB基材等，才能更好的进行高速电路设计。因此在高速电路设计过程中借助EDA仿真工具来分析信号完整性这一手段，是具有十分重要的理论及实践意义的。

参考文献

[1].曾峰，侯亚宁，曾凡雨.印制电路板（PCB）设计与制作[M].电子工业出版社，2008.

[2].奥本海默，刘树堂译.信号与系统（第二版）[M].西安交通大学出版社，1999.

[3].SPECCTR A Quest Simulation and Analysis Reference [J]. Cadence Design System， 2002.

[4].IBIS 4.1可以增强信号完整性建模功能[OL].

基于微分磁导率检测的信号调理电路 第6篇

目前对铁磁试件进行早期检测和评价的方法有金属磁记忆检测法、巴克豪森效应检测法和声发射检测法,但检测技术和效果都存在各自的局限性[3]。本文提供一种新的检测应力集中和疲劳损伤程度的检测途径,通过测定极值微分磁导率来评价铁磁构件的应力集中和疲劳损伤程度[4],并设计了微分磁导率检测的信号调理电路。

1整体构造

基于微分磁导率检测的信号调理电路主要分为3大部分: 激励信号产生电路、检测信号处理电路以及探头的设计,具体的构造框图见图1。

由图1可知:激励信号的产生和检测信号的采集都由FPGA进行严格的时序控制。将一个完整的激励信号周期分为1024个时钟,在每个时钟的上升沿通过DA激励磁场,并在这个时钟下降沿通过AD采集数据,即集采1024个点,以确保激励信号及采集信号的精确稳定且一一对应。接下来将详细讲解每一部分的设计。

2探头的设计

探头是一个检测系统中最重要的组成部分,它决定了测量的物理量和如何利用测量到的物理量。探头采用的是矩形线圈、U型磁轭,与待测试件接触可形成磁回路,进行检测。 如遇到应力集中及疲劳损伤,会使得磁通量发生变化,从而引起微分磁导率的变化。

其中检测线圈的匝数约为激励线圈的1.5倍。基于这个检测模型,可以推导出检测信号u与微分磁导率的关系:

式中,u为检测信号的电压,B为感应磁场,H为激励磁场。 由公式可知:检测信号u可直接反应待测试件的微分磁导率。 接下来将介绍激励信号的产生与感应信号的采集。

3激励电路的设计

为了降低在检测过程中由于铁磁材料内部涡流效应导致的误差,这里采用斜坡信号作为激励信号。其中,斜坡信号有两种形式:一种是等差级数周期激励波形(以下简称波形1),另一种是等信号周期不同振幅激励波形(以下简称波形2)。

两种波形的频谱分布大致相同,但波形2的能量更为集中,所以这里选择波形2作为激励信号。

斜坡信号的产生则是利用DDS的原理,通过FPGA编程实现的。将所要实现波形一个周期的二进制数据存入ROM中, 这里将一个波形周期分为了1024个时钟,然后在每个时钟的上升沿通过高速DA转换,将二进制数转换成电压。此时产生的波形电压在0 ~ 5V,但带载能力不足,需要加上一个功率放大电路。功率放大芯片采用了OPA60。

通过试验:10个斜坡波形经过功率放大以后只能看到8个斜坡波形,前两个斜坡波形由于电压太小,并没有成功地放大。放大之后的波形将输入探头的激励线圈之中。

4采集电路的设计

由于线圈存在着感抗,所以采集电路需要进行滤波,波形的主要能量集中在100Hz以下。所以滤波方式采用了四阶的无源低通滤波,选用的电阻R为2kΩ,电容为100n F的瓷片电容。

AD芯片采集的信号需要0 ~ 3.3V,而检测线圈采集到的信号只有几百毫伏,需要进行放大以便于进行模数转换。由于斜坡信号上升到最高点之后,有一个骤降的过程,所以感应信号会有反向磁场,采集到负的电压值,所以需要添加一个加法器,使得电压为正值。之后将数据存储,然后对数据进行处理,找出极值微分磁导率。

由于采集的信号只有几百毫伏,所以需要分辨率10位以上的AD芯片,同时要满足高速采集的要求,所以这里选用了单通道12位的ADS54R463芯片。而放大芯片则是采用了仪用放大器AD620,加法器芯片采用了74LS283。

通过试验,由于线圈存在感抗,会产生尖锐的负脉冲, 滤波之后波形变得平滑,并且毛刺减少,有利于减少测量微分磁导率的误差,便于后面的实验研究工作。

5试验研究及结论

通过试验可知,10个斜坡信号经功率放大后的8个斜坡信号感应出了9个波形,说明了低场磁化的灵敏度很高,微小的激励亦能感应出磁场。

用该检测系统去测量20号钢和45号钢的疲劳断裂试件的极值微分磁导率,可知在应力集中部分,极值微分磁导率会下降200 ~ 400m V,而最大峰峰值几乎没有变化。此外, 材料的硬度越高,其峰峰值与极值微分磁导率也会越高,可以通过这个规律来区分不同硬度的铁磁材料。

信号检测电路 第7篇

相位检测是进行数据采集的基本任务。在光通信领域,相位调制技术由于成熟、稳定性高、实用性强,接收端的检测电路易于实现的优点,被广泛的应用。模拟技术的相位检测电路极为复杂,稳定性较差。单片机技术虽然克服了以上缺点,但测量范围小。随着FPGA技术的发展,采用单片机与FPGA芯片相结合的测量方案被广泛应用,以提高测量的范围。本文提出了一种基于FPGA芯片的具有频率和相位测量功能的高精度测量电路。该电路采用独立的FPGA芯片,并在频率测量电路中设置了量程自动转换功能,解决了数字频率测量中精度与范围的相互制约问题,使该电路具有很高的实用价值。

1 频率测量电路

如图1所示,频率测量电路主要由分频单元、控制单元、计数单元构成。其中控制单元是该电路的核心,主要完成的是清零(CLR)、门限脉宽/置数(LOAD)信号的生成。

本电路中采用了状态机来实现量程的自动转换,状态机根据计数单元提供的反馈信号决定下一个状态的跳转,从而输出不同的门限信号以实现不同频率段的测量。采用状态机来实现数据选择器的功能增加了电路的灵活性,从而提升了电路的自适应能力。

2 相位测量电路

2.1 数字测相原理

数字相位测量技术中最常用的是倍频法和过零检测法,本电路采用了过零检测方式。将两路方波信号进行异或运算,如图2所示,在被测信号X1的一个周期内,若f1计数值为N1,f2计数值为N2,则两路信号的相位差如下面公式所示。

undefined

由于公式中不能体现出两路信号的相位关系,因此需要加入判向电路。如图3所示。在0°～180°的范围内,当Z1超前于Z2时DIR输出为高,否则DIR输出低电平。

2.2 相位测量电路图

如图4所示,相位测量电路主要有分频单元、控制单元、计算单元构成。其中控制单元与频率测量电路的控制单元所实现的功能基本一致。计数器单元采用的是两个同步计数器以计算相位差。

3 实验硬件及数据分析

3.1 实验硬件

根据以上各部分软件设计,采用Altera公司的EP1K30TC-144芯片之作了相应的硬件电路,对以上各部分的设计进行实验验证,为获得相位不同的两路同频信号,采用Altera公司的FLEX10K10芯片制作了信号源。

3.2 频率测量实验数据分析

由表1的数据可以明显地看出频率测量电路的最大误差不超过0.2%,测量误差成周期性随输入信号频率而变化,这种现象正是由于测量电路的量程自动转换功能所引起的。

3.3 相位测量实验数据分析

由表2的数据表明,相位测量的方差随频率的增大而增加,即频率越高,所得到的数据结果的不稳定性越大,但对于一个固定的相位差而言,所得数据的相对误差控制在0.9°以内。

4 结束语

基于FPGA技术,本文提出了一种具有较高精度的频率和相位测量方案。实验表明本文所提出的设计方案具有集成度高、稳定性好、精度高、扩展性强等优点。由于FPGA芯片输入时钟信号固定,因此相位测量的测量误差随被测信号频率增加而增大。

参考文献

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[3]欧伟明,王湘中.基于MCU和FPGA的数字式相位测量仪的设计[J].自动化仪表,2006,27(9).

信号检测电路 第8篇

某型导弹测试设备电路板检测仪主要完成该测试设备的电路板的故障检测。该检测系统要求激励信号产生电路体积小, 配置灵活, 且精度高、转换速度快。基于FPGA的DDS信号发生器较传统信号发生器能够更好地满足检测仪要求。

直接数字频率合成 (Direct Digital Synthesize, DDS) 是从相位概念出发直接合成所需波形的一种频率合成技术[1,2]。它是继直接频率合成和间接频率合成之后发展起来的第三代频率合成技术, 突破了前两代频率合成法的原理, 从“相位”的概念出发进行频率合成, 这种方法不仅可以产生不同频率的正弦波、方波、三角波, 而且可以控制波形的初始相位, 还可以用此方法产生任意波形, 目前得到了广泛的应用[3]。

1DDS的工作原理和基本结构

一个直接数字频率合成器由相位累加器、加法器、波形存储ROM、D/A转换器和低通滤波器构成[4,5]。DDS的原理框图如图1所示。

图1中K为频率控制字, P为相位控制字, W为波形控制字, fc为参考时钟频率, N为相位累加器的字长, D为ROM数据位及D/A转换器的字长。相位累加器在时钟fc的控制下以步长K作累加, 输出的N位二进制码与相位控制字P, 波形控制字W相加后作为波形ROM的地址, 对波形ROM进行寻址, 波形ROM输出D位的幅度码经D/A转换器变成阶梯波, 再经过低通滤波器平滑后就可以得到合成的信号波形。合成的信号波形形状取决于波形ROM中存放的幅度码, 因此用DDS可以产生任意波形。

设频率控制字是K, 输出频率为fo, 参考时钟是fc, 相位寄存器为N位, 频率分辨率是Δf, 则有:fo=Kfc/2N (1)

Δf=fc/2N (2) 通过频率控制字的改变和寄存器位数的增加, 可以得到令人满意的频率。

2基于FPGA的DDS信号发生器的设计

该信号发生器是作为电路板检测仪的激励信号源, 产生的信号分别为:频率为16 000±0.8 Hz的正弦波, 频率为128 000±6.4 Hz, 64 000±3.2 Hz, 4 000±0.2 Hz的方波和周期为10 μs, 占空比为1∶4的脉冲信号。下面以正弦波的产生为例说明DDS的实现过程。当fo=16 000 Hz, N=16时, 根据式 (1) , 则K=104。

2.1 相位累加器

相位累加器主要是根据频率控制字生成ROM查找表的地址, 采用硬件描述语言Verilog DHL实现, 其源程序为:

文本输入完毕后, 用Quartus Ⅱ进行编译, 然后生成.bsf文件, 以便在顶层设计时调用。其生成顶层模块如图2所示。

2.2 ROM查找表

DDS中, 波形存储器的设计是比较关键重要的一环。用相位累加器输出的数据作为波形存储器的地址, 进行波形的相位与幅值的转换, 即可在给定的时间上确定输出波形的幅值。N位的寻址ROM相当于把0°～360°的周期信号离散成具有2N个样值的序列, 若波形ROM有D位数据位, 则2N个样值的值以D位二进制数值存放在波形ROM中, 按照地址的不同可以输出相应相位的正弦波和方波的值。在本设计中取N=11, 则ROM查找表中存储2 048个波形数据, 位宽为10位。

建立ROM查找表首先要生成.mif文件。具体方法是利用Quartus Ⅱ新建.mif文件, 然后填写这个文件。这里需借助Matlab填写.mif文件即可, 具体方法如下:

(1) 先由Quartus Ⅱ生成.mif文件。

(2) 在Matlab中编写如下程序:

clear

i=0:1:2047;

y= (0.5+0.5*sin (2*pi*i/2047) ) *1 000;

save dd y;

round (y)

(3) 在Desktop中workspace中选中数据, 复制数据并将数据粘贴于txt文档中, 保存。

(4) 然后再将txt文档中的数据复制并粘贴于Quartus Ⅱ中已建好的.mif文件之中, 保存。

调用的波形存储器模块如图3所示。

2.3 顶层模块的建立

根据DDS整体电路的工作原理框图, 其核心是由一个ROM存储器、一个相位累加器、一个锁相环和相应的输入、输出信号组成。其中ROM查找表是输入地址是相位累加器的高11位, 这在工程上是允许的。DDS的核心电路模块图如图4所示。

方波和脉冲信号的产生只要将ROM查找表中的内容转换为相应的波形即可, 整个信号源的顶层模块增加了多路选择开关。

3波形仿真及硬件验证

完成DDS电路设计后, 对电路进行了功能仿真, 通过Matlab显示了仿真波形, 并通过Altera公司Cyclone Ⅱ系列芯片的DE2-70开发板结合嵌入式逻辑分析仪进行了硬件验证。

3.1 波形仿真

DDS电路在设计过程中, 进行了功能仿真, 如图5所示。由于仿真波形为数字码, 不能直观地看出DDS输出的波形, 为便于调试设计电路, 首先生成.tbl文件, 再通过相应Matlab程序生成的正弦波、方波、脉冲信号的波形曲线, 如图6所示。

图5和图6显示了频率控制字为68h产生的正弦波、频率控制字为346h的方波和频率控制字为27Fh的脉冲信号的功能仿真波形。从功能仿真波形可以看出, DDS电路能够很好地产生电路板检测仪所需激励信号。

3.2 硬件验证

为了能够更清晰地分析DDS电路, 采用DE2-70开发板结合SignalTap Ⅱ型嵌入式逻辑分析仪对设计进行实时的硬件验证。首先对DDS顶层电路图做部分修改, 主要是进行管脚设定。将修改后的顶层文件下载到DE2-70中, 通过SignalTap Ⅱ型嵌入式逻辑分析仪实时观测FPGA输出波形, 如图7所示。SignalTap Ⅱ所能显示的被测信号的时间长度为T, 计算公式如下:T=NTS (3) 式中:N为SignalTap Ⅱ的缓存中存储的采样点数, TS为SignalTap Ⅱ采样时钟的周期。由图7和式 (3) 可得出表1所示结论。

产生误差的主要原因有两方面, 一是截断误差, ROM查找表的地址输入是相位累加器的高11位;二是正弦波量化引入的误差, 将正弦信号量化为二进制数必然引起误差。

4结语

通过对DDS电路的功能仿真和硬件验证, 可以看出DDS可以有效地产生所需波形信号。较传统的信号发生器, 可以减小体积、降低功耗、提高可靠性和灵活性并缩短了开发周期, 具有较高的实用价值。

摘要：针对某型导弹测试设备电路板检测仪激励信号源具体要求, 采用了基于直接数字频率合成技术 (DDS) 的信号发生器设计方法, 介绍了DDS的工作原理, 详细阐述了基于FPGA设计DDS信号发生器的主要环节和实现的方法。采用了硬件描述语言Verilog HDL, 完成了信号发生器的电路设计和功能仿真, 并通过DE2-70开发板结合嵌入式逻辑分析仪Signal-TapⅡ进行了分析验证。实验结果表明, 该信号发生器能较好地产生所需激励信号, 具有较高的实用价值。

关键词：直接数字频率合成技术,信号发生器,FPGA,Verilog DHL

参考文献

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[8]孙怀东.基于DDS技术的双通道信号发生器设计研究[J].西安文理学院学报:自然科学版, 2009 (7) :81-83.

[9]罗泉, 刘芝, 刘桂英.基于FPGA的DDS信号源设计[J].广西师范学院学报:自然科学版, 2009 (6) :41-43.

信号检测电路 第9篇

光吸收就是当辐射光通过气体介质时入射光强度呈现变弱的现象。在线性吸收条件下, 光的吸收符合朗伯-比尔定律。二氧化硫的红外特征光吸收谱线有三条:分别是3.98μm、7.35μm、8.60μm。如果不考虑散射造成的影响, 当红外光照射气体时, 二氧化硫气体分子就会吸收3.98μm、7.35μm以及8.60μm的红外光谱的辐射能量, 并将其转换为SO2气体分子转动和振动能量。气体分子对红外光的选择性吸收遵循朗伯-比尔定律[4], 假设气体分子在波长λ处有吸收峰, 则有

式 (1) 中, I (λ) -透射光强度, I0 (λ) -入射光强度, a (λ) -波长在λ处吸收系数, c-待测气体浓度, l-吸收长度。

各种气体都有特定吸收峰, 但对吸收峰以外波长的光吸收极其少[5]。采用双波长测量, 引入不被所测气体吸收的光为参考光。设Im0 (λ) 和Im (λ') 为参考光λ'的入射光强度和出射光强度, 则有

把 (1) 和 (2) 相除取对数, 可以得到

由 (3) 发现, 在理论上, 测量系统完全消除了光路的干扰因素, 消除了光源输出时光功率不稳定因素。

把 (4) 和 (2) 相减可得

与 (3) 相比, 利用 (5) 式检测方法, 仅仅设计差分电路, 即可检测气体浓度[4]。

二、信号处理电路设计

根据 (5) 式, 设计了微弱信号电路, 原理图如框图1。

驱动器经微处理器控制对光源进行调制, 红外光束经红外光源射出, 通过装有待测气体气室, 被气体吸收后, 经滤光片选择性透过, 最终到探测器, 探测器根据其接收到的光强度, 转换成两路电压信号, 一路是检测通道电压信号 (表示被气体吸收后的光能强度) ;另一路是参考电压信号 (表示未被吸收的光能强度) 。它们反映待测气体浓度信息。对探测器输出的两路微弱信号放大、滤波、差分及相敏检波处理, 得到稳定直流信号, 后经A/D转换后到微处理器控制, 显示器输出。

参照原理框图1, 微弱信号电路设计如图2所示。

三、锁相放大电路设计

传统锁相放大电路采用的是互相关原理, 参考信号经由触发、移相电路等处理后, 相位才与检测信号保持一致。由于外界因素影响, 参考信号与检测信号相位差会改变, 移相电路根据变化需要随时做出相应调整。一般移相电路是手动式的, 它不能根据相位差改变而随时做出调整, 因此, 需要一种可以自动锁定信号频率及相位的电路[6]。锁相环的出现及时解决了该问题, 本文根据自相关原理并采用差分技术, 锁相放大电路设计如图3所示。

四、差分放大电路

差分放大电路是一个减法器, 可以消除光源和光路所带来不稳定性因素, 抑制电路零点漂移。为使差分电路两输入端阻抗匹配和高共模抑制比, 图4中要求R1=R3, R2=R4。

由图4可知差分放大电路的输出与输入关系:

由上式看出, 输出电压是输入电压差的倍数。

滤波后, 两路信号经电压跟随器进行缓冲, 尽量减少信号的损耗。电压跟随电路使用了双通道运放芯片LT1112, 电路设计如图5。

五、实验结果与分析

在实验室环境下, 检测系统放在一个密闭配比箱中, 首先采用纯氮气清理配比箱, 然后做实验。实验所用SO2纯度99.99%, 往配比箱每冲入一定纯SO2气体, 就记录一次输出电压值, 检测数据如表1。

根据表1所示数据, 如图6拟合出了二氧化硫气体浓度和输出电压关系图, 横坐标是气体浓度, 纵坐标是输出电压。

采用数据拟合软件进行二项式拟合, 得浓度和电压关系式如下:

式中, c表示二氧化硫浓度, v为输出电压值。

光源的频谱特性、红外光源发射功率的不稳定性、环境温度的不断变化、实验数据的有限性以及反应气室内壁的折射性都会对SO2气体浓度检测系统造成影响产生误差。

结论

信号处理电路利用自相关原理, 采用差分放大与相敏检波相结合的方法设计锁相放大电路, 很好地消除了噪声, 提高了系统检测精度。系统设计虽相对稳定, 但其检测灵敏度不够理想, 可以延长气室光程, 或者采用更窄带宽滤光片等方法进一步改善系统灵敏度。

摘要：为了有效地解决我国近年来空气中SO2污染严重且在非分散红外SO2检测系统中噪声干扰大的问题, 本文基于微弱信号检测特点, 在电信号处理方面设计了以差分放大和相敏检波相结合的锁相放大电路, 实现了微弱电信号的提取。提高了检测系统的精度, 电路结构可靠、简单、实用。在实验室条件下, 对该系统做了一系列关于SO2浓度的特性测试, 在零气标定下, 对SO2气体不同标准浓度进行了测量, 获得检测数据与浓度间的对应关系, 拟合了浓度、电压之间的关系曲线。

关键词：二氧化硫,微弱信号,差分放大,锁相放大器

参考文献

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[4]刘东旭, 王志斌, 张记龙, 等.红外瓦斯传感器微弱信号处理电路设计[J].仪表技术与传感器, 2010, 6.

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基本放大电路信号放大过程解析 第10篇

关键词：放大电路,电路分析

在模拟电子技术的教学中, 基本放大电路是教学的重点和难点之一, 也是课程后续内容学习的基础。这部分的教学涉及到直流通路和交流通路的分析等内容, 这对于刚接触模拟电路的学生来说具有一定的复杂性, 因此理解起来相对困难。正确理解基本放大电路的信号放大过程, 是学好模拟电子技术课程的基础。

要进行放大电路静态工作点和动态指标的分析, 必须先了解交流信号的放大过程。在模拟电子技术授课过程中, 笔者发现, 教科书上信号放大过程的讲解对学生正确理解该过程有一定的误导。下面对基本放大电路交流信号放大过程进行分析。

一、电路分析

基本共射放大电路如图1所示。

正电源UCC和基极电阻RB保证NPN双极结型晶体管T的发射结正偏, 集电结反偏, 并给晶体管的基极提供一个合适的基极电流, 使得T工作在放大区。同时, 电源UCC还把直流能量的一部分转化为交流能量传递给负载RL。静态工作时, UBE, IB, IC, UCE均为一个直流量。

当有交流小信号ui输入放大电路时, 该信号叠加在管子的发射结上, 使得uBE在直流基础上有一个交流的变化。当交流信号处于正半周时, uBE增大, 则流入晶体管的电流iB由晶体管输入特性曲线可知也会增大。基极电流iB的增大由公式ic=βiB得到集电极电流iC也是增大的。电子技术的教科书是这样解释输出电压与输入电压成反相关系的:“iB的变化使集电极电流iC随之变化。IC的变化量在集电极电阻RC上产生压降。集电极电压uCE=UCC-icRC, 当iC的瞬时值增加时, uCE就要减小, 所以uCE的变化恰与iC相反。”

事实上, 由图1可以看出, 流过集电极电阻RC的电流并不是集电极电流iC, 而是iRC, iRC=iC+iO。

基本共射放大电路的微变等效电路如图2所示。

由图2可以看出,

则

把 (1) 式带入集电极电压公式

由 (2) 式可知, 当iC的瞬时值增加时, 即iC增加, 集电极电压uCE是减小的。也就是说, uCE的变化与iC相反。

(2) 式中的uCE是交直流信号, uCE=UCE+uce, 其中, UCE代表静态直流分量, UCE代表动态交流分量。iC=IC+ic增加, 集电极电压uCE减小, 减小的那一部分是uce,

UCE=UCC-ICRC是不变的, 即电路参数确定后静态工作点Q就会固定, 从晶体管输出特性曲线上看来, 电路工作点会以Q点为基准沿交流负载线在Q1与Q2之间移动, 如图3所示。

电路工作点的移动是由于交流信号的输入, 工作点从Q移动到Q1, iC增大, 增大的量就是ic, 产生的管压降

即uce与iC反相。在放大电路动态分析时, 由于电容C2可视为短路, uce即为负载RL上的输出uo。

从以上分析看来, 基本共射放大电路的输出与输入反相, 即电压放大倍数Au是负值。同时, 在交流小信号作用下电路的电流放大倍数Ai为:

从 (4) 式可看出, 输出电流io与输入电流ii也为反相关系, 而且∣Ai∣>>1, 即基本共射放大电路既是电压放大电路也是电流放大电路。

二、结束语

在授课过程中, 从电路的角度讲解基本放大电路的放大过程并进行指标分析收到了良好的效果。在定性分析的基础上, 用学生刚学过的电路分析的方法对放大电路的交直流信号工作过程进行定量分析, 在理论上印证定性分析的结果, 加深了学生对该过程的理解。

参考文献

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