飞轮储能系统范文

飞轮储能系统范文（精选8篇）

飞轮储能系统 第1篇

飞轮处于高速旋转状态下时, 受到不平衡作用力、外界动力荷载的作用, 相应振动产生, 振动比较轻时, 会形成噪音污染, 严重时会破坏结构, 造成重大的安全事故。因此, 开展储能飞轮系统的动力学分析现实意义巨大。

结构动力学分析中, 具有基础作用的为模态分析理论, 模态分析属于现代分析方法中的一种, 主要对结构的动态特性进行研究, 属于工程振动领域中应用的系统识别方法[1~7]。之所以要进行模态分析, 目的在于通过系统特征方程, 将特征值、特征向量求出。结构振动时, 固有频率由特征值决定, 固定频率最低时, 称之为基频。应用于实际工程中时, 有时为能将结构共振避免, 固有频率需要设法避开, 但有时需要将振动加强, 此时固有频率即会被利用起来。结构整体上的刚度可以通过基频表征, 基频如比较低, 说明结构整体刚度比较低, 偏向柔软, 相反则表示结构刚度比较强。特征向量就是振型, 表示的意义为在特定频率下结构振动变形趋势。通过振型, 结构刚度偏低的具体方向可以准确知晓, 并采取措施提升此方向的刚度, 促进结构抗振性提升。理想状态时, 结构模态可以获得, 然而在实际中并不能实现, 也没有必要实现。振动频率比较低时, 并不会严重影响高阶模态, 为了将计算效率提升, 并降低工作量, 一般只对前几阶或十几阶的模态进行获取, 更高阶的模态直接舍弃。在本文中, 以模态分析理论为基础, 建立工程样机, 开展模态分析实验。

1 模态分析理论

工程上, 振动结构可以离散呈n自由度系统, 系统组成包含3部分, 分别为有限个质量元件、弹性元件、阻尼元件。在线性范围内, n个主振动的叠加即可等于系统响应[8~10]。对于主振动, 均为自由振动, 系统的主频率即为其振动频率, 主振型也是其振动形态。在无阻尼系统和比例阻尼系统中, 实数向量为主振型, 即实模态系统, 该系统模态分析时, 整个过程称之为实模态分析。阻尼系统的粘性与结构均一般时, 复向量为主振型, 其模态系统属于复模态系统, 模态分析过程即复模态分析。在本文中, 选择结构比例阻尼系统, 对模态分析理论做出介绍。

在结构比例阻尼系统中, 存在:

式中:[M]、[K]与[G]=α[M]+β[K]均表示矩阵, 第一个为结构质量矩阵, 第二个为刚度矩阵, 第三个为结构必留阻尼矩阵;{F}、均表示向量, 第一个为激励向量, 第二个为加速度向量。此外, {X}表示离散质量的n维位移。

在结构中, 质量矩阵、刚度矩阵、结构比例阻尼矩阵均为已知时, 激励向量取数值0, 同时, 令离散质量的n维位移为{X}={φ}eλt, 可知:

在公式 (2) 中, 特征值利用λ2表示, 广义上的特征向量的特征值问题即为φ。由此, 可将二者的系统模态得出, 此种方法即为模态解析求法。然而, 已知的三个矩阵多数情况下并非为已知, 这就需要将系统模态利用实验方法求出。模态参数识别时, 可采用的方法有两种, 一种为时域法, 一种为频域法, 本文中简单的介绍第二种方法。

经傅立叶变换公式 (1) 后, 得出如下公式:

或

式中:[H (ω) ]是指频响函数矩阵, 利用{-ω2[M]+j[G]+[K]}-1表示。

接着再进行线性变换:

公式 (5) 中:{φ}表示特征矩阵, 其构成为n个特征向量, 各特征向量线性无关。

同时, 特征向量具备正交性:

在公式 (1) 中带入公式 (5) 、 (6) 、 (7) 及公式 (8) , 同时, 左乘{φ}T, 由此, 将系统解耦方程组得出:

傅立叶变换公式 (9) 后, 得到:

在公式 (5) 中带入公式 (10) , 得出:

通过对比公式 (4) 与 (11) , 将频响函数模态展开式得出:

将激励{F}给予系统后, 将响应{X}测量出来, 即可将频响函数[H (ω) ]得到, 最终, 模态参数获得。

2 储能飞轮样机

在储能飞轮系统中, 组成零件比较多, 开展建模工作时, 首先对各个零件建模, 之后再进行结合部建模工作, 同时, 装配所有零件。建模时, 简化储能飞轮, 将其组成划分为7个部分, 分别为底座、下支撑、中间圆筒、电机定子、上支撑、真空罩、转子, 建立各部分实体模型时采用三维设计软件, 储能飞轮结构见图1。

1-轴向混合磁悬浮轴承;2-飞轮转子;3-真空室;4-机械保护轴承;5-电机;6-径向磁轴承。

图2为储能飞轮系统的实物图。

3 实验模态分析

在进行模态分析实验时, 步骤包含三步: (1) 建立测量系统, 建立时, 磁悬浮储能飞轮实际结构为依据, 完成激振器、力传感器及相应传感器的安装; (2) 测量频率响应函数, 采取恰当的方法转换时域数据, 将其变为频域数据; (3) 参数估计, 估计工作依照频响函数开展, 或以时间历程为直接方法进行。参数估计是, 常用方法包含两种, 一种为单自由度方法, 一种为多自由度方法。

多个模态振型叠加到一起后形成机械系统的振动。假设, 在给定频带内, 重要模态只有一个, 那么就可以确定其模态参数, 根据该假设, 测定模态时的采用的方法就是单自由度方法。利用单自由度方法进行参数估计时, 可快速的完成计算, 且不会占用比较大内存, 具有比较好的优势。但一阶模态会在很大程度上影响系统运行, 因此, 本文中只识别系统一阶模态。模态分析储能飞轮系统时, 利用但自由度法, 由识别结果可知, 一阶模态频率及模态阻尼比分别为76.190Hz、3.73%。见图3。

4 结论

在进行储能飞轮系统模态分析时, 以模态分析理论为基础, 经过模态分析实验, 参数估计采用单自由度法, 将系统固有频率及模态阻尼比获得。

摘要：为了研究储能飞轮系统的动力学, 工程样机选择为电力储能机械, 在模态分析理论的基础上, 完成磁悬浮储能飞轮模态分析系统的构建。开展模态分析实验时, 样机分析利用单自由度法, 得出识别结果:一阶模态频率、模态阻尼分别为76.190Hz、3.73%。

关键词：储能,飞轮,模态分析

参考文献

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飞轮储能系统 第2篇

摘 要：随着社会持续发展，能源消耗量日益增加。随之，环境污染日益加重，必须开发利用各种清洁能源，减少能耗量，降低对周围环境的污染程度。作为一种重要的可持续再生能源，太阳能的应用在世界范围内不断扩大，光伏系统在我国的应用也逐渐增多，发挥着不可替代的作用，在缓解日益加重能源危机的基础上，也满足了用户的用电需求。因此，本文作者对屋顶光伏与储能一体化发电系统设计这一课题予以了探讨。

关键词：屋顶；光伏；储能；一体化；发电系统；设计；分析

中图分类号： TM615 文献标识码： A 文章编号： 1673-1069（2016）13-154-2

0 引言

随着社会经济持续发展，人们的生活水平日渐提高，传统能源已经无法满足他们的客观需求，其供应日渐紧张，加上传统能源不具备可再生性，大大加重了人类社会在经济可持续发展方面的担忧。面对这种情况，迫切需要开发、利用各种新能源，尤其是可再生能源，取代那些资源有限、严重污染周围环境的常规能源，缓解日益加重的能源危机。太阳能属于重要的定性清洁能源，具有独特的优势，已成为社会大众关注的焦点，具有非常广阔的应用前景。为此，需要全方位分析各种主客观影响因素，优化设计屋顶光伏与储能一体化的发电系统，使其更好地发挥自身作用。

1 屋顶光伏发电系统概述

就屋顶光伏发电系统而言，由多种元素组合而成，比如，计量装置、光伏组件、并网逆变器，各自发挥着不同的作用。当下，晶体硅太阳能电池组件、非晶硅薄膜电池组件是光伏组件的核心组成要素。前者具有多样化的优势，比如，较长的使用寿命，较强的抗风和抗冰雹能力，光电的转换率可以到14%—17%；而后者是由半导体材料组成，只有几微米厚，其光电转换率为6%—6.5%，能够附在各类廉价的基片上，比如，玻璃。如果发电量、功率相同，非晶硅太阳能薄膜电池成本远远低于晶体硅太阳能电池，已成为新时期最有可能实现发电成本和上网电价的一种新技术。

就屋顶光伏发电系统而言，把太阳能电池组件准确安装在屋顶合理的位置，这样在有太阳照射的时候，逆变器就会把光伏组件发出的直流电顺利转换为正弦交流电，可以直接用于电源驱动负荷，还可以把它切换到外面的公用电网中，实现小型光伏系统并网运行。在夜晚或者阴雨天的时候，太阳能电池组件没有产生电能或者所产生的电能无法满足负载需求的时候，可以发挥电网的作用进行供电，确保电力系统处于安全、稳定运行中。

2 光储一体化发电系统设计

2.1 太阳能资源分析

以杭州某项目为例，处于经济开发区，和市区距离为40千米。由于杭州属于亚热带季风气候，年平均气温为16.2摄氏度，气候温和、湿润，降水又充沛，四季分明，光照充足，有着丰富的太阳能资源，年平均太阳总辐射量为4270—4700/平方米内，日照时数在1900—2200小时之间，日照百分率42%—48%，有着独特的太阳能资源条件。

2.2 站址条件分析

以光伏方阵安装位置条件为例，在全方位勘测现场基础上，光伏方阵被安装在项目业主公司的三号楼东侧楼顶。就该地块而言，属于整片厂区的最高点，四周并没有山林、高楼这样的遮挡物，属于朝南、东西走向，根据现场各方面的实际情况，非常适宜安装光伏组件，可以在建筑物顶部安装62kWp左右的光伏组件。就该项目而言，是用水泥作为其中的承重块，使直通管的左右两端和女儿墙相互连接，促使方阵处于统一的有机整体中，具有较强的承受力，楼顶的最大承重可以达到152kg/m2，能够很好地承受来自光伏组件、支架的重量。相应地，图1是光伏组件方阵安装位置、储能电站基地的示意图。

2.3 项目规模、系统接入设计

以电网接入为例，就该系统而言，所选择的并网接点为电网0.4kV低压侧，主要给项目业主公司三号楼的二到四层楼供电，平均负荷为220kW，最高的负荷可以达到310kW。针对系统运行情况，需要对并网接口的五号变电所进行适当的改造，适当增设并网切换屏、离网切换屏，可以在10kV变压器0.4kV低压侧、储能系统并网侧的合理位置设置逆功率保护装置，确保相关系统处于安全、稳定运行中，避免系统故障的频繁发生，增加设备的运营成本。

2.4 设备选型、施工设计

以太阳电池组件选型为例，太阳电池组件是光伏系统主要的发电来源。光伏组件具有多样化的类型，比如，多晶硅组件、单晶硅组件。结合各方面情况，该系统主要采用的是S—180C（190Wp）单晶硅组件，具有较长的使用寿命，能够在恶劣的环境中长期运作。以电缆敷设方案为例，对于储能基站、变电所来说，其间的主电缆采用的是3×240+2×120的嵌装电缆，四进三出。就楼顶而言，其光伏输出主电缆经过垂直桥架铺设到对应2、3号厂房之间的空桥架，在进入2号厂房之后，对应的架空架需要向西铺设，并沿着电力的主电缆路线，进入到对应的基站中。

2.5 经济评价

在光伏发电系统方面，综合分析各方面因素，光伏方阵只适合安装57KWp，但每年的发电量可以达到五万kW·h，按照工业用电价格进行计算，每年会有4.3万元的收益，那么，25后将有107.5万元的收益，即4.3×25=107.5万元。就储能系统而言，削峰填谷是其核心功能，在降低用电成本的基础上，还能合理调整电网的峰频、平滑负荷。根据该地区峰谷电价格以及时间段来说，每度电可以省下来0.3923元，如果一年按照300天工作日计算，一年用电量为60万度，即0.3923×600，000=235，380元，一年就节约235，380元。就系统总效益来说，在安装光储一体化系统之后，每年有23.538万元的储能系统收益，4.3万元的光伏发电收益，系统总效益也是非常可观的。相应地，表1是该地区光伏发电量估算中中和效率系数。

3 结语

总而言之，优化设计屋面光伏和储能一体化系统至关重要。在设计过程中，要综合考虑各方面主客观影响因素，采取适宜的措施，优化设计，使其更好地发挥自身作用，提高太阳能利用率，具有较好的节能减排作用，能够优化电源结构等，改善周围环境，拥有较好的“经济、社会、生态”三效益。

参 考 文 献

[1] 吴水源.光伏建筑中的智能供电系统研究与设计[D].武汉纺织大学，2012.

[2] 林阿依.屋顶光伏与储能一体化发电系统设计研究[D].华北电力大学，2015.

[3] 左佰周.小户型太阳能瓦片屋顶光伏发电系统研究[J].科技经济市场，2014，10：12-14.

DSP飞轮储能控制系统研究 第3篇

目前化学蓄能在蓄能市场中得到了广泛的应用, 常用的蓄电池具有能耗量低、需要长时间充电、使用周期短、对环境污染大等缺点。本文设计了一项新颖的电能存储方法, 突破了传统的化学能储能方式, 将电能用机械能的方式蓄存起来, 即飞轮储能。

飞轮储能包括三部分, 分别是电能输入、存储和电能输出。系统基本的工作原理具体来说是, 充电过程中, 飞轮被电机驱动, 在电机的带动下高速旋转, 将电能以机械能的形式储存。放电过程中, 已经在高速旋转的飞轮提供原动力, 作用相当于原动机, 旋转过程中带动发电机, 发电机产生的电能经过电力电子变换器的调整, 最后输出稳定的、可以供负载直接使用的电压、电流飞轮是真正的储能元件, 也是整个储能系统的核心, 系统储能的多少由飞轮直接决定, 飞轮储能过程中做的是高速的旋转运动。

飞轮储能系统工作过程包括充电模式, 此时电能转换为动能;保持模式, 此时电能已经被转化为机械能, 由高速旋转的飞轮负责储存这些能量。放电模式, 即系统将机械能转化为电能, 供负载使用。充电模式, 外部电源通过电子变换器驱动电机旋转, 飞轮在电动机的带动下高速旋转, 电机工作在电动状态, 电能由此被储存在飞轮中, 此过程中消耗了外部电能, 增加了飞轮的机械能, 进而实现能量的转换、存储。保持模式, 飞轮系统依靠交流电输入, 飞轮保持在最高工作转速运行, 能量基本保持恒定, 系统损耗最低。此时, 可以控制系统进入低压模式, 使飞轮以额定能量运转, 负载所需能量由电源直接提供。放电工作模式。高速旋转的飞轮将自身的动能转换成电能传递给负载, 电机工作在发电状态。机械能被消耗, 输出连续的电能。

本文研究的飞轮储能控制系统主要是对直流无刷直流电机的控制。即当系统工作在对飞轮充能状态下时, 通过DSP控制电力电子器件, 实现直流无刷电机带动飞轮高迅速旋转;当系统工作在飞轮释能状态时, 飞轮带动电机转动, 使其工作在发电状态。本章就针对无刷直流电机构建数学模型, 并对其进行分析, 运用特定的计算公式, 以便确定各项参数。

本系统硬件结构主要包括MCU控制电路、电压电流检测电路、隔离驱动电路、系统电源和辅助电路等4个部分。控制电路是主要是指以MCU为控制核心的最小系统电路, 它是整个飞轮储能系统的控制核心, 采集电压、电流等反馈信号, 经过分析处理后, 按照程序预设输出多路PWM控制信号并负责发出声光报警信号, 确保飞轮储能控制系统能正常、稳定、可靠地工作。

本文选用TMS320LF240x系列来做控制电路的核心器件。TMS320LF240x系列DSP采用高性能静态CMOS集成电路制造技术, 具有先进的哈佛结构, 流水线技术, 片内外围模块, 片内存贮器和高度专业化指令系统。该控制器具有低成本、高性能处理的DSP内核和几种最适合电机控制的先进外围设备结合在一起。

TMS320系列DSP控制器集强大的实时信号处理能力和众多控制器外设功能于一身, 其这种体系结构是专门针对实时信号处理功能而设计, 是高速信号处理的一种专用芯片, 强大的处理速度功能是其它控制芯片无法相比的。

本文充电回路逆变器选用的是富士公司的PM30F070。该IPM内置了保护电路, 与普通IGBT驱动电路设计相比, 本次设计中只需要设计隔离电路即可。隔离电路的作用就是将IPM模块与控制电路的信号进行可靠的分离, 即驱动IPM的PWM信号和IPM自保护产生的故障信号之间要隔离。

本文选用了IR公司的IR2103集成芯片作为功率驱动芯片, 栅极驱动芯片IR2103是一种高压高速的功率MOSFET驱动器。它有两个独立的高端和低端输出通道, 一个芯片可以驱动两个MOSFET管。此芯片电路基于自举驱动方法, 直接驱动功率MOS-FET, 其输出的浮置通道可用来驱动高端接于最大供电电压为600V的N沟道MOS-FET。

直流回路电压过大会造成功率管损坏, 欠压则会使得逆变后的交流压值下降。霍尔位置检测电路在这主要有两个作用:一是检测电机定、转子的相对位置并提供驱动换相信号;二是通过检测某一路脉冲信号的个数, 经软件计算后转换为速度信号, 构成速度的反馈环节。

本文设计的飞轮储能控制系统在正常工作的时候, 需要的电源有+24V、±15V、+5V等。控制系统中驱动、隔离、保护、检测等都需要不同的电压, 所以, 对电压需要特定的电路保障。根据飞轮储能系统的不同工作模式, 能量转换系统在储能运行时对电动机力矩电流进行调整, 确保飞轮运转的平稳、安全、可靠;而在飞轮系统释能运行时, 需要对输出设备的母线电压进行调整。我们建立了飞轮储能系统的仿真模型, 并进行仿真分析, 确定了仿真参数。

系统主要软件分析设计要根据功能需要而设计, 充电部分主要是DSP芯片TMS320F2407通过控制电力电子器件完成对无刷直流电机的控制。在软件设计和开发上, 也采取了程序的模块化设计理念并且根据DSP芯片的硬件资源丰富的优点, 完成充电部分控制系统的各项指标。电流环的输出换算成PWM的占空比。所以在本文的软件设计中DSP会根据电流环的输出来改变PWM占空比寄存器中输入, 从而完成电流环的调节。速度的反馈量是依据转子位置信号变化的时间间隔计算得出的, 它与给定转速形成的偏差, 经过PID调节算法来控制无刷直流电机的转速, 使其具有稳态性能好、响应速度快和抗干扰能力强等特点。放电部分程序主要分为两大部分, 一是当飞轮在带动直流无刷电机旋转时, 经三相全桥整流后, 直流母线电压会随飞轮转速的下降而降低, 这个时候就要调节BOOST升压电路将直流母线电压稳定在310V左右, 第二就是对MOSFET逆变电路控制使控制系统输出220 V的工频交流电。A/D转换及调理模块选用的是DSP2407自带的10位转换模块。

本文主要是对基于DSP芯片控制的飞轮电池储能系统的分析研究, 使整个飞轮电池储能控制系统能量高效率的转换和使用, 采用模块化设计理念, 提出一些新方法, 并结合MATLAB软件进行了仿真试验。提出了一种采用电力电子器件的飞轮电池储能控制系统:并进行了理论分析和仿真建模, 论文主要分析了充电和放电部分, 对整体设计做出指导。

摘要：飞轮储能是一种新兴的能量存储及供给技术, 它的工作过程主要包括充电模式、保持模式、放电模式。本文主要分析了充电和放电部分。充电部分主要实现电能向机械能的转换, 而放电部分主要实现动能转化电能, 本文做具体分析。

关键词：飞轮储能,无刷直流电机,DSP,PWM,MATLAB

参考文献

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飞轮储能系统 第4篇

随着电力电子、材料等技术的发展,飞轮储能系统(FESS)在电力系统中的应用受到越来越多的关注,包括电力调峰、提高系统稳定性和供电质量[1,2,3,4]。FESS通过电机与系统交换能量,文献[5,6]以双馈感应电机(DFIM)作为FESS的电机,不仅具有独立的有功和无功调节能力,而且转子侧的变频器只需交换滑差功率,更具经济性和实用性,因此本文以DFIM作为FESS的电机。

至目前为止,应用FESS抑制低频振荡的研究尚不多见。文献[7]采用线性化等面积法则和小干扰分析法,提出了储能系统抑制单机无穷大系统低频振荡的一种图解性的直观方法,但没有从理论上给予证明。文献[8]采用特征值分析方法研究了储能装置改善阻尼的作用,得出了储能装置能增加系统的总阻尼资源并优化阻尼分配的结论,但没有给出控制器参数整定方法。

本文针对FESS抑制低频振荡的机理和阻尼控制器参数整定展开研究。在推导出含有FESS的多机系统的Phillips-Heffron模型基础上,应用阻尼转矩分析(DTA)法从理论上分析FESS抑制系统低频振荡的机理,并提出FESS最佳安装地点、阻尼控制回路、反馈信号的选择以及阻尼控制器参数整定的解决方法。

1 FESS的数学模型及励磁控制策略

FESS的能量储存在其旋转的转子上,调节飞轮的转速,通过DFIM即可实现FESS与系统间的能量交换,其接入系统如图1所示。图中:$\dot{U}{}_{\text{s}}$为FESS端口电压;$\dot{U}{}_{\text{l}}$为FESS接入系统的母线电压;$\dot{{\rm I}}{}_{\text{D}}$为注入系统的负电流;$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{s}}$和$\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{r}}$分别为定、转子电流。

1.1FESS的3阶简化动态模型

DFIM的数学模型在文献[6,9,10,11]中已经有详细的讨论,在文献[10]中还给出了3阶和5阶动态模型的比较,并且指出对于电力系统稳定的研究,3阶动态模型已经足够。

本节论述的模型采用电动惯例,且坐标已转换至自身的d-q坐标系上。

转子运动方程(忽略阻尼转矩)为:

${\rm T}{}_{\text{j}}\frac{\text{d}s}{\text{d}t}={\rm T}{}_{\text{m}}-{\rm T}{}_{\text{e}}(1)$

式中:Tj为电机惯性时间常数;s=(ω0-ωr)/ω0,为转差率;ωr为转子角速度;ω0为同步转速;Te为电磁转矩;对于FESS,Tm=0。

定子电压方程为:

$\{\begin{array}{l}U{}_{d\text{s}}=E{}_{dd}´-x^{\prime }{\rm I}{}_{q\text{s}}\\ U{}_{q\text{s}}=E{}_{qq}´+x^{\prime }{\rm I}{}_{d\text{s}}\end{array}(2)$

式中:Uds和Uqs分别为DFIM定子d,q轴上的电压;Ids和Iqs分别为DFIM定子d,q轴上的电流;Edd′和Eqq′为DFIM的暂态电势;x′=xss-x2m/Xrr;Xrr=xr+xm;xr和xm分别为转子漏电抗、励磁电抗;xss=xs+xm;xs为定子漏电抗。

$\{\begin{array}{l}\frac{\text{d}E{}_{dd}´}{\text{d}t}=-\frac{\omega {}_{0}x{}_{\text{m}}}{X{}_{\text{r}\text{r}}}U{}_{q\text{r}}-\frac{E{}_{dd}´}{{\rm T}{}_{d0}´}+s\omega {}_{0}E{}_{qq}´-\frac{x{}_{\text{s}\text{s}}-x^{\prime }}{{\rm T}{}_{d0}´}{\rm I}{}_{q\text{s}}\\ \frac{\text{d}E{}_{qq}´}{\text{d}t}=\frac{\omega {}_{0}x{}_{\text{m}}}{X{}_{\text{r}\text{r}}}U{}_{d\text{r}}-\frac{E{}_{qq}´}{{\rm T}{}_{d0}´}-s\omega {}_{0}E{}_{dd}´+\frac{x{}_{\text{s}\text{s}}-x^{\prime }}{{\rm T}{}_{d0}´}{\rm I}{}_{d\text{s}}\end{array}(3)$

式中:Udr和Uqr分别为转子d,q轴上的电压;Td0′=Xrr/(ω0rr);rr为转子电阻。

式(1)、式(3)即为FESS的3阶动态模型。

1.2 FESS的励磁控制策略

DFIM的励磁控制一般采用定子磁场定向控制策略[6,9,10],即q轴是以并联接入点电压相量为参考,滞后其90°的轴为d轴,实现Uqr控制有功功率、Udr控制无功功率的近似解耦控制,并得到慢速的功率外环和快速的电流内环的双闭环控制结构[11]。为了简化分析,将快速的电流内环简化为纯增益控制,功率外环采用PI控制,且无功控制可转化为电压控制[6],如图2和图3所示。图中:KPP,KIP,KPU,KIU,KPI为比例积分系数;Pref为FESS注入系统的参考功率;Ps为定子侧输出有功功率;Pr为转子侧输出有功功率,由于转子侧与系统存在有功交换,因此有功指令中加入转子有功补偿;Uqsref为FESS的q轴参考电压。

仅有功和电压控制时,其目的是控制输出有功和母线电压恒定,并不能补偿振荡功率,解决方法是在控制回路上附加阻尼控制,其形式如图4所示。

图4中:Vs为阻尼控制器输出信号,可以附加到有功或电压控制回路上;Kω为阻尼控制器增益;KPX和KLX为比例积分系数。当电力系统发生低频振荡时,根据系统振荡及时调整Vs,实现FESS能量储存或释放,若恰能补偿系统振荡功率,则能快速平息振荡,这是FESS抑制低频振荡的物理解释,第3节将从理论上给予证明。

2 含FESS的多机系统Phillips-Heffron模型

应用注入电流法[12]推导含FESS的全系统线性化模型。由图1可知,FESS注入系统电流包括定子电流和转子电流两部分,即

$\dot{{\rm I}}{}_{\text{D}}=\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{s}}+\dot{{\rm I}}{}_{\text{s}\text{r}}(4)$

不失一般性,设系统中有N台同步发电机,则全系统网络方程为[12]:

$[\begin{array}{c}\text{Δ}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{G}}\\ \text{Δ}\mathit{{\rm I}}{}_{\text{D}}\\ 0\end{array}$

$=[\begin{array}{ccc}\mathit{Y}{}_{\text{G}\text{G}}& \mathit{Y}{}_{\text{G}\text{D}}& \mathit{Y}{}_{\text{G}\text{L}}\\ \mathit{Y}{}_{\text{D}\text{G}}& \mathit{Y}{}_{\text{D}\text{D}}& \mathit{Y}{}_{\text{D}\text{L}}\\ \mathit{Y}{}_{\text{L}\text{G}}& \mathit{Y}{}_{\text{L}\text{D}}& \mathit{Y}{}_{\text{L}\text{L}}\end{array}$

$[\begin{array}{c}\text{Δ}\mathit{V}{}_{\text{G}}\\ \text{Δ}\mathit{V}{}_{\text{D}}\\ \text{Δ}\mathit{V}{}_{\text{L}}\end{array}〗(5)$

式中:ΔIG和ΔVG分别为全部发电机注入电流和节点电压偏差组成的向量;ΔID和ΔVD分别为FESS注入电流和接入系统的节点电压偏差组成的向量;ΔVL为其他节点电压偏差组成的向量;Y以不同下标表示导纳矩阵块。

将式(4)在系统x-y坐标下线性化,代入式(5),并消去除发电机以外的所有节点,可求出ΔVG,并将其转换至发电机自身的d-q坐标,与发电机的端电压方程联立,可求出:

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}\mathit{{\rm I}}{}_d=\mathit{Y}{}_d\text{Δ}\mathit{E}{}_{q^{\prime }}+\mathit{L}{}_d\text{Δ}\mathit{\delta }+\mathit{D}{}_d\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}}\\ \text{Δ}\mathit{{\rm I}}{}_q=\mathit{Y}{}_q\text{Δ}\mathit{E}{}_{q^{\prime }}+\mathit{L}{}_q\text{Δ}\mathit{\delta }+\mathit{D}{}_q\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}}\end{array}(6)$

式中:Yd,Ld,Yq,Lq∈RNN,Dd,Dq∈RN3,均为系数矩阵;ΔEq′为发电机暂态电势增量;Δδ为发电机功角增量;ΔId和ΔIq为发电机定子电流增量;ΔxD为FESS的状态变量增量。

将式(6)代入发电机状态方程中,得

$\{\begin{array}{l}\text{Δ}\dot{\mathit{\delta }}=\mathit{\omega }{}_0\text{Δ}\mathit{\omega }\\ \text{Δ}\dot{\mathit{\omega }}=-\mathit{{\rm M}}{}^{-1}(\mathit{{\rm K}}{}_1\text{Δ}\mathit{\delta }+\mathit{D}\text{Δ}\mathit{\omega }+\mathit{{\rm K}}{}_2\text{Δ}\mathit{E}{}_{q^{\prime }}+\mathit{{\rm K}}{}_{\text{p}}\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}})\\ \text{Δ}\dot{\mathit{E}}{}_{q^{\prime }}=-(\mathit{{\rm T}}{}_{d0}´){}^{-1}(\mathit{{\rm K}}{}_4\text{Δ}\mathit{\delta }+\mathit{{\rm K}}{}_3\text{Δ}\mathit{E}{}_{q^{\prime }}-\text{Δ}\mathit{E}{}_{\text{f}d}+\mathit{{\rm K}}{}_{\text{q}}\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}})\\ (\mathit{{\rm I}}+s\mathit{{\rm T}}{}_{\text{A}})\text{Δ}\mathit{E}{}_{\text{f}d}=-\mathit{{\rm K}}{}_{\text{A}}(\mathit{{\rm K}}{}_5\text{Δ}\mathit{\delta }+\mathit{{\rm K}}{}_6\text{Δ}\mathit{E}{}_{q^{\prime }}+\mathit{{\rm K}}{}_{\text{v}}\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}})\end{array}(7)$

式中:Kp,Kq,Kv∈RN3为系数矩阵,描述了FESS对发电机的影响。

同理,可求出FESS接入系统的节点电压ΔVD,并根据式(4)可求出FESS的注入电流,代入式(1)和式(3)线性化后的方程中,可得:

$\frac{\text{d}\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}}}{\text{d}t}=\mathit{{\rm K}}{}_7\text{Δ}\mathit{\delta }+\mathit{{\rm K}}{}_8\text{Δ}\mathit{E}{}_{q^{\prime }}-\mathit{{\rm K}}{}_{\text{s}}\text{Δ}\mathit{x}{}_{\text{D}}+\mathit{k}{}_u\text{Δ}\mathit{U}{}_{\text{r}}(8)$

式中:K7和K8∈R3N,描述了发电机对FESS状态量的影响;Ks∈R33;ku∈R32,为转子电压控制系数;ΔUr=T,为转子电压,是控制量。

式(7)、式(8)即为含FESS的多机系统Phillips-Heffron模型,其关系如图5所示。

3 FESS阻尼低频振荡的理论分析

文献[13]已经从理论上证明了基于物理意义的阻尼转矩分析(DTA)和基于数学分析的特征值分析是等价的,从而为DTA提供了严格的理论基础。文献[14]将DTA法扩展至包括电池储能系统(BESS)的复杂多机系统中,揭示了BESS抑制低频振荡的机理。本节将DTA法推广到含FESS的多机系统,研究FESS抑制低频振荡的机理,并为FESS安装地点、阻尼控制信号、反馈信号的选择及附加阻尼控制器参数设计提供依据。

在有功和电压控制器闭环的情况下附加Vs,可得到全系统线性化方程,并可求出FESS阻尼控制器向第i个模态、系统中的第j台发电机提供的阻尼转矩为[14]:

${\rm T}{}_{\text{D}ij}=F{}_j(\lambda {}_i)G(\lambda {}_i)\gamma {}_j(\lambda {}_i)\text{Δ}\omega {}_j(9)$

式中:Fj为从FESS阻尼控制器输出信号至第j台发电机机电振荡环节的前向通道;G为阻尼控制器的传递函数;γj为反馈信号采用各发电机的转速Δωj表达的重构函数。

式(9)仅表明了FESS向系统中每台发电机都提供阻尼转矩(与Δωj成正比)。能否提高模式λi的阻尼,还与系统中各发电机参与系统振荡的程度有关,用模式λi对第j台发电机机电振荡环节的阻尼转矩TDij的偏导数Sij来衡量。则由FESS阻尼器提供的阻尼转矩使λi变化为:

$\text{Δ}\lambda {}_i={\displaystyle \sum _{j=1}^{n}S}{}_{ij}\text{Δ}{\rm T}{}_{\text{D}ij}={\displaystyle \sum _{j=1}^{n}S}{}_{ij}{\rm H}{}_{ij}\angle \phi {}_{ij}\text{Δ}G(\lambda {}_i)(10)$

式中:Hij∠φij=Fj(λi)γj(λi)。

由式(10)可以得到如图6所示的FESS阻尼传递图,清晰地描述了FESS通过阻尼控制抑制系统低频振荡的机理,即FESS阻尼控制器首先通过Hij∠φij对各台发电机提供阻尼转矩,然后根据各台发电机对振荡模态的参与程度将阻尼转矩转化为对模式λi的阻尼,从而从理论上得到了证明。

4 应用FESS阻尼低频振荡

应用FESS阻尼系统的低频振荡,包括安装地点、阻尼控制回路、反馈信号的选择以及附加阻尼控制器参数的整定。

定义阻尼转矩指标(DTI)ηDTI[14]为:

$\eta {}_{\text{D}\text{Τ}\text{Ι}{}_i}=\frac{\text{Δ}\lambda {}_i}{\text{Δ}G}={\displaystyle \sum _{j=1}^{n}S}{}_{ij}{\rm H}{}_{ij}\angle \phi {}_{ij}(11)$

由式(11)可见,对于相同的阻尼控制器,DTI大即表示FESS对模态阻尼的影响大,因此可在阻尼控制器的参数未知的情况下,根据DTI的大小选择安装地点、阻尼控制回路和反馈信号。

阻尼控制器参数整定采用推广相位补偿法[15]。由式(11)可将图6中FESS对λi的影响的N个通道合成单个通道,如图7所示。

通过相位补偿,可得到阻尼控制器的传递函数:

$G(\lambda {}_i)={\rm K}{}_{\text{G}}\angle (\text{π}-\text{ϕ})={\rm K}{}_{\text{G}}\angle \phi (12)$

式中:φ=π-ϕ;KG为增益。

由式(12)和图7可得:

Δλi=(KD∠ϕ)KG∠(π-ϕ)=-KDKG (13)

由式(12)、式(13)容易确定阻尼控制器的参数。从式(13)可看出,设计的附加阻尼控制器直接影响模态的实部,而对模态虚部无影响。

5 算例分析

4机系统见附录A图A1,存在一个负阻尼的区域模:λ=0.060 048+j3.956 3,通过安装FESS以提高该模式的阻尼。文献[6]提供了FESS的参数,容量为70 MVA。

5.1 FESS有功和电压控制器对系统阻尼的影响

FESS的有功和电压控制器参数分别为:KPP=4,KIP=0.08,KPU=5,KIU=0.1,KPI=2。附录A图A2是FESS安装在节点7时,对有功和电压分别施加20 MW和5%的阶跃信号的响应。从图A2可见,有功和电压控制器都能快速跟踪指令的变化,响应快,无超调,具有良好的动态性能。

附录A表A1表示将FESS分别安装在节点7,8,9时区域振荡模式的变化。从表A1中可见,FESS仅有功和电压控制对系统的低频振荡影响很小。附录A图A3用时域仿真验证了FESS仅有功和电压控制对系统的区域振荡模式影响很小的结论。因此,需要增加附加阻尼控制来抑制系统振荡。

5.2 附加阻尼控制器参数整定

首先应用DTI选择安装地点、控制回路和反馈信号,计算结果见附录A表A2。从表A2中可以看出:①反馈信号选择联络线的振荡功率信号优于机组间的角速度差信号;②FESS安装在联络线中点的效果最差,安装在联络线始端效果最好;③附加阻尼控制器加载到有功控制回路上比加载在无功控制回路上效果更好。因为叠加到有功控制回路时与系统直接进行有功交换来抑制低频振荡,这与FESS抑制低频振荡的物理解释相符。从表A2中可知,FESS应该安装在节点7,反馈信号取线路7-8的振荡功率,并且应选择附加阻尼控制信号叠加到有功控制回路上。以此选择结果为例,附录A表A3说明了FESS阻尼系统低频振荡的过程,结合图6可知,FESS向每台发电机都提供阻尼转矩,并通过各台发电机影响模式的阻尼,FESS对模式的总影响为各条通道之和,这正是FESS向系统提供阻尼传递和分配的过程,也验证了FESS阻尼低频振荡的机理。

阻尼控制器参数整定以式(12)中KG相同为条件,结果如附录A表A4所示。基于表A4中整定的参数,时域仿真如图8、图9所示。图中,G1-G3功角差为标幺值。图8为FESS安装在节点7,线路9-10末端发生0.1 s的三相短路时,反馈信号和控制回路比较的时域仿真图。图9为线路9-10末端发生0.1 s的三相短路时,FESS不同安装地点比较的时域仿真图。从图8和图9都可以看出,时域仿真结果与表A4中的特征值计算一致,验证了结论的正确性。

附录A图A4～图A6为FESS安装于节点7,阻尼控制附加到有功控制回路,以线路7-8振荡功率为反馈信号时FESS输出功率、转差率变化以及线路7-8振荡功率的仿真图。从图中可以看出FESS转差变化,即调节飞轮的转速,改变FESS能量释放或储存,正好补偿了线路的振荡功率,从而快速平息了系统的振荡。

6 结语

本文应用DTA法从理论上分析了FESS抑制系统低频振荡的机理,并在此基础上提出了FESS最佳安装地点、反馈信号和附加阻尼控制回路的选择方法以及应用推广相位补偿法整定附加阻尼控制器参数,分析表明FESS安装在联络线路始端、反馈信号取联络线的振荡功率以及加载到有功控制回路上效果最好。以4机系统为例,特征值计算和非线性仿真都表明了分析结果的正确性。

FESS容量对阻尼低频振荡的影响以及如何提高FESS的鲁棒性等是作者下一步的研究方向。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

基于飞轮储能系统的动态电压恢复器 第5篇

在补偿电压暂降时,DVR需要向负载提供能量。通常DVR获取能量的途径有两种:一种是利用并联整流电路从电网侧或负载侧的线路上获取能量,这种方法有可能引起更严重的电压跌落[4];另一种是采用储能装置,当DVR需要向电网注入有功时,由储能装置提供能量。常见的储能装置有:蓄电池、超级电容、超导储能装置以及飞轮储能装置(FESS)。其中,飞轮储能装置具有长寿命、快速充放电以及无污染等特性,因此在飞轮电池以及工业用不间断电源(UPS)等领域得到广泛应用[5]。由于飞轮储能装置自身的特点,基于飞轮储能系统的DVR的拓扑结构不同于传统DVR,而充电控制策略往往由拓扑结构来决定。

本文通过对基于飞轮储能系统的动态电压恢复器的拓扑结构及充电控制策略进行了研究,提出了一种自充电控制策略,建立了数学模型,设计了同步旋转坐标系下的双矢量控制器,最后进行了实验验证。

1 基于飞轮储能系统的动态电压恢复器的拓扑结构

基于飞轮储能系统的动态电压恢复器的拓扑结构如图1所示。它主要由DVR变换器、滤波器、旁路开关、串联变压器和飞轮储能单元几部分组成。其中飞轮储能单元由飞轮变换器、电机和飞轮3部分组成,电机采用永磁无刷直流电机,它具有控制方便、效率高以及调速范围宽等优点[6]。该动态电压恢复器的拓扑结构与传统DVR拓扑结构相比,省去了为给飞轮储能单元补充能量而专门配制的整流设备,简化了动态电压恢复器的拓扑结构。

根据能量的流向,基于飞轮储能系统的动态电压恢复器有3种工作模式:待机模式、充电模式和工作模式(即补偿电压暂降)。充电模式可分为两种情况:①飞轮从停止状态加速至最高值;②当飞轮的转速下降到设定值时,再次使飞轮升速至最高值。充电模式采用自充电控制策略,其能量流向如图1中箭头所示。

2 基于飞轮储能系统的动态电压恢复器的自充电控制策略

基于飞轮储能系统的动态电压恢复器的飞轮储能系统的自充电控制包括DVR变换器的控制和飞轮变换器的控制。DVR变换器工作于整流状态给飞轮储能系统充电,飞轮变换器工作于逆变状态使飞轮加速至最高转速。

2.1 基于飞轮储能系统的DVR变换器的控制

2.1.1 DVR变换器的控制原理

在飞轮储能系统的充电过程中,控制DVR变换器向直流侧的电容充电,同时对于正常工作的负载,负载侧电压的幅值应保持不变,因此在实施控制策略时必须保证既能向电容补偿有功又可维持负载正常工作。DVR获得能量的相量图如图2所示。在图2中,US和Ul分别为电网侧和负载侧电压相量幅值,其大小相等;UDVR为DVR输出的电压相量幅值;δ为US和Ul的相角差;Il为负载电流相量幅值;ϕ为负载功率因数角。

DVR从电网吸收的有功功率PDVR为:PDVR=3UlIlcos(ϕ-δ)-3USIlcosϕ (1)

从式(1)可以看出,对于特定负载,当电网侧电压的幅值和相位、负载侧电压的幅值确定后, DVR从电网吸收的有功功率大小唯一由负载侧电压的相位确定。因此,沿着图2所示的圆弧旋转负载电压,通过改变其相位就可以控制DVR吸收的有功功率的大小。此外,当δ=ϕ时,PDVR取得最大值。飞轮储能系统的充电功率应小于DVR从电网吸收的有功功率最大值。

由上述分析可知,基于FESS的DVR变换器的控制主要包含两部分:①计算负载电压(由于幅值恒定,只需计算相位);②根据计算得到的负载电压控制DVR变换器产生所需的电压。负载电压相角θ的计算框图如图3所示。在图3中,Pl为负载吸收的有功功率;il为负载电流的基波分量;U*dc为直流母线电压设定值;Udc为直流母线实测电压值;uSa、uSb、uSc分别为电网侧三相电压。

由图3可知,计算θ的过程以直流母线电压保持恒定为前提。U*dc的选取要满足以下两点要求:①保证飞轮能正常充电;②保证DVR变换器的最大输出电压能力。

基于FESS的DVR变换器的工作原理是:当飞轮储能系统的充电功率小于(大于)PDVR时,直流母线电压上升(下降),相角差δ相应减小(增大),PDVR也随之减小(增大);当飞轮储能系统的充电功率等于PDVR时,直流母线电压保持恒定,相角差δ也为固定值。

2.1.2 DVR变换器的数学模型

DVR变换器的电路结构如图4所示。在图4中,Lf、Cf为滤波电感和滤波电容,将功率开关管损耗等效电阻同滤波电感等效电阻合并为R;uia、uib、uic分别为变换器三相输出电压;iLa、iLb、iLc为三相滤波电感电流;uCa、uCb、uCc分别为三相滤波电容电压;ila、ilb、ilc分别为三相负载电流。

把变压器的漏抗和损耗折算到滤波电感上,等效后的变压器可以采用理想变压器模型,即变比为1:1,同时忽略其励磁电流和漏抗,此时三相变压器电压等于三相滤波电容电压uCa、uCb、uCc。

根据基尔霍夫电路定律,可得变换器在abc三相静止坐标系下的微分方程组为

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{i}\text{a}}=L{}_{\text{f}}\frac{\text{d}i{}_{L\text{a}}}{\text{d}t}+Ri{}_{L\text{a}}+u{}_{C\text{a}}\\ u{}_{\text{i}\text{b}}=L{}_{\text{f}}\frac{\text{d}i{}_{L\text{b}}}{\text{d}t}+Ri{}_{L\text{b}}+u{}_{C\text{b}}\\ u{}_{\text{i}\text{c}}=L{}_{\text{f}}\frac{\text{d}i{}_{L\text{c}}}{\text{d}t}+Ri{}_{L\text{c}}+u{}_{C\text{c}}\end{array}(2)$

基于abc三相静止坐标系的数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。但在这种数学模型中,控制量均为时变交流量,因而不利于控制器的设计。通过坐标变换将该数学模型转换至同步旋转坐标系中后,三相静止坐标系中的所有基波正序分量都将转化为直流变量,从而简化了控制系统设计。

变换器在同步旋转坐标系下的状态方程为

$\{\begin{array}{l}i{}_{L\text{d}}=C{}_{\text{f}}\frac{\text{d}u{}_{C\text{d}}}{\text{d}t}-\omega C{}_{\text{f}}u{}_{C\text{q}}+i{}_{\text{l}\text{d}}\\ i{}_{L\text{q}}=C{}_{\text{f}}\frac{\text{d}u{}_{C\text{q}}}{\text{d}t}+\omega C{}_{\text{f}}u{}_{C\text{d}}+i{}_{\text{l}\text{q}}\\ u{}_{\text{i}\text{d}}=L{}_{\text{f}}\frac{\text{d}i{}_{L\text{d}}}{\text{d}t}-\omega L{}_{\text{f}}i{}_{L\text{q}}+u{}_{C\text{d}}\\ u{}_{\text{i}\text{q}}=L{}_{\text{f}}\frac{\text{d}i{}_{L\text{q}}}{\text{d}t}+\omega L{}_{\text{f}}i{}_{L\text{d}}+u{}_{C\text{q}}\end{array}(3)$

式中:iLd、iLq为滤波电感电流在同步旋转坐标系下的投影;uCd、uCq为滤波电容电压在同步旋转坐标系下的投影;uid、uiq为变换器输出电压在同步旋转坐标系下的投影; ild、ilq为负载电流在同步旋转坐标系下的投影。

由式(3)可知,该数学模型存在交叉耦合项,不利于系统的控制。采用PI控制的电压和电流控制器方程如下:

式中:Kpv、Kiv为电压外环比例系数和积分系数;Kpc、Kic为电流内环比例系数和积分系数;u*Cd、u*Cq为电压指令值;i*Ld、i*Lq为电流指令值。

由上述分析可得DVR变换器的控制框图如图5所示。

2.2 飞轮变换器的控制

飞轮储能系统常见的充电模式有两种,一种为“恒转矩充电”,即输入电流恒定,输入的电机功率随转速的升高不断增大;另一种为“恒功率充电”,即在飞轮储能系统充电过程中电机的输入功率是恒定的。本文采用文献[7]提出的非线性控制策略。

3 实验结果

为了验证理论分析的正确性以及所提方案的实践可行性,搭建了实验样机(在清华大学完成),并对飞轮充电及补偿电压暂降进行了实验验证。系统主要参数如下:正常相电压有效值为50 V、频率50 Hz;负载为三相对称阻感性负载。

3.1 充电控制

待机模式时电网侧电压和负载侧电压同相。充电模式时电网侧电压滞后负载侧电压,但负载侧电压的幅值与电网侧电压幅值相等。

3.2 补偿电压暂降

在某一时刻电压暂降40%(相电压有效值等于30 V),负载侧电压在电压跌落1/2个工频周期内恢复正常。系统动态响应速度快,同时具有良好的稳定性和跟踪性能。飞轮放电时,电机A相位置信号和A相电流波形见图6。

4 结语

本文提出了一种基于飞轮储能系统的动态电压恢复器新型拓扑结构,与传统拓扑结构相比省去了辅助整流桥,降低了系统成本,但会对负载产生不良影响,适用于对电压相位不敏感的负载。根据装置的结构特点以及飞轮的充电原理,提出 了一种自充电控制策略。实验结果验证了该装置结构和本文所提出的充电控制策略的有效性。

参考文献

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[2]刘昊,韩民晓,尤勇,等.线电压补偿型DVR的补偿能力分析[J].电力系统自动化,2003,27(21):54-57.

[3]Woodley N H,Morgan L,Sundaram A.Experi-ence with aninverter-based dynamic voltage restorer[J].IEEE Trans on Power Delivery,1999,14(3):1181-1186.

[4]S.M.Silva,B.J.C.Filho,Component-minimized voltage sag compensators[C].37th IAS Annual Meeting,2002,2:883-889.

[5]Bitterly J G.Flywheel technology:past,present,and21stcentury projections[J].IEEE Aerospace and Electronic System Magazine,1998,13(8):13-16.

[6]Xingxing Yan,Patterson D,Sable D,et al.Design of power electronics for a satellite flywheel energy storage system[C].Proceedings1998International Conference on Power Electronic Drives and Energy Systems for Industrial Growth,Perth,Australia,1998:815-820.

飞轮储能系统 第6篇

飞轮储能系统以高效率、无污染、无噪声等诸多优点, 广泛应用于工业生产各个领域[1]:因能量存储和释放方便, 可用于电力调峰[2];安装在化学电池或内燃机供能的机车上, 可有效进行系统协同工作, 称为飞轮混合电池[3]。虽然在提高储能密度、自放电效率等技术方面有待改进, 但依然适用于小容量储能系统, 如小型孤岛电网调峰[4]、电能质量治理[5]、电网安全稳定控制[6]、车辆再生制动[7]及高功率脉冲电源[8]等领域。若要扩大储能容量, 应用在大电网储能领域, 则必然要提高飞轮储能单元的并联技术和超导磁悬浮技术[9]。

飞轮储能系统快速发展需要突破三方面的关键技术[10]:飞轮转子结构设计, 磁力轴承和真空技术, 高效能量转换技术。本文主要探讨飞轮转子结构设计中飞轮体不同材料属性对飞轮整体应力水平的影响, 结合飞轮系统提高储能密度的方法, 优化飞轮转子的结构形式。

2 影响飞轮转子应力水平的因素

复合材料储能飞轮转子属于正交各向异性轴对称问题, 以各向异性弹性理论为基础, 采用应力函数结合弹性力学位移法, 建立模型如图1所示。

依据平面弹性理论和有限元方法, 利用文献11-13中方法推导出周向缠绕式复合材料飞轮转子的应力应变解析表达式。概括起来, 飞轮转子的径向应力和环向应力理论表达式为:

其中, σr、σθ分别表示飞轮径向应力和环向应力, 系数K=姨Eθ/Er为材料主方向的弹性模量系数, 是材料模量及飞轮内外半径的函数, 具体表示为:

上两式中, m=Ri/Ro为飞轮内外半径之比, 进一步计算得到飞轮径向位移理论经验公式:

由以上分析可知:在飞轮材料及转子厚度不变的情况下, 径向、环向应力和径向位移是材料弹性模量系数、旋转角速度和内外径比的函数, 这三个变量直接影响复合材料飞轮转子应力及位移的变化。

3 不同模量比对飞轮转子的影响比较

不同方向弹性模量的大小, 代表材料各向异性的程度, 不同材料其值不同, 对应力应变的变化影响也不同。复合材料飞轮转子采用周向缠绕工艺, 要求环向许用应力大于径向许用应力[14], 因此在设计飞轮系统时, 环向弹性模量大于或远大于径向弹性模量, 符合周向缠绕碳纤维复合材料的制备原理。

在研究不同模量系数对飞轮转子应力应变影响时, 根据复合材料飞轮的设计要求, 环向、径向弹性模量系数大于1。复合材料飞轮以高强度碳纤维周向缠绕方式制备, 环向弹性模量Eθ和环向许用应力Fθ较高, 而径向弹性模量Er和径向许用应力Er较低。选用材料密度ρ=1.75×103kg/m3, 转子内径Ri=0.20m, 外径Ro=0.40m, 泊松比v=0.3, 转速ω=9000r/min, 设置不同弹性模量系数如表1。

根据平面应力假设理论, 针对盘形飞轮转子, 轴向厚度h=0.03m, 分别针对弹性模量系数为K=1, 2, 3, 5时转子应力位移变化, 研究各向同性材料 (K=1) 与复合材料 (K>1) 制成飞轮转子在应力分布及位移变化。

由图2可知, 均质材料最大应力出现在飞轮的内径, σθmax=206.99MPa, 最小值出现在外径, σθmin=56.36MPa, 沿半径呈逐渐减小趋势;复合材料飞轮, 随着弹性模量系数的增大, 变化趋势发生突变, 沿半径方向由内到外应力逐渐变大, 当K=5时, 最大应力出现在外径, σθmax=146.73MPa, 内径的最小应力为σθmin=38.32MPa, 比均质材料小。

由图3可知, 对于径向应力, 整体变化趋势相同, 最大值出现在轮缘中间部位, 且应力值明显小于环向应力。均质材料时, 最大应力在飞轮半径0.205m的部位, 值为σrmax=57.62MPa, 最小应力在外径, 仅为σrmin=0.029MPa;随着弹性模量比K值的增大, 整体径向应力趋势虽无明显变化, 但整体应力减小, 趋势缓和, 当K=5时, 最大应力出现r=0.28m处, σrmax=12.66MPa, 而外径处的最小应力为σrmin=0.094MPa。

由图4可知, 沿半径方向, 整体位移变化趋势并没有较大变化, 并且随着弹性模量系数的增大, 复合材料飞轮由内到外, 位移逐渐增大, 变化幅度不明显且最大值出现在外径。均质材料最大位移出现在r=0.35m处, 值为urmax=6.494×10-4m, 位移变化较小, 最小值出现r=0.395m处, urmin=5.629×10-4m;随着K值增大, 整体位移变化趋势无明显变化, 但位移值减小, 变化趋势也趋于;K=5时, 最大位移发生在r=0.28m处, urmax=6.703×10-5m, 而内径处的最小位移为urmax=4.47×10-6m。

4 结论

复合材料飞轮转子中环向应力是其中影响飞轮质量的主要因素, 最大应力发生位置随着K的增大逐渐由飞轮内径向外径移动, 径向应力随着K的增大逐渐减小。可以得出:K值尽可能大时, 最大环向应力发生在外径处, 且径向应力为零, 最大值的分布也从靠近内径处向外径偏移。当K值趋向于极端情况, 即K→∞时最大环向应力发生在外径处, 且径向应力为零。

由于应力与飞轮旋转角速度ω成正比, 限于材料许用应力, 不能过度提高飞轮旋转角速度, 选择最佳的材料并辅以适当的飞轮设计方法, 优化飞轮结构和工艺设计, 也是提高飞轮储能系统工作能力的一条途径。在制备复合材料飞轮时, 选用弹性模量系数大的轮缘材料, 位移沿半径变化逐渐趋于平稳, 位移值也有大幅度减小, 飞轮变形小, 能承受较大线速度, 更易实现增大储能量的目的

摘要：复合材料飞轮储能系统具有诸多优点, 广泛应用于工业生产各个领域, 但制约其快速发展的因素依然存在;通过对影响飞轮转子应力水平因素的综合分析, 验证了在一定条件下飞轮转子应力的变化与转子材料属性、旋转角速度和结构形式等因素有关的理论;简化材料属性对碳纤维复合材料飞轮转子应力水平的影响方式, 用材料主方向上弹性模量比值作为对转子性能的描述变量, 研究在不同系数时飞轮转子应力位移分布情况, 确定了碳纤维复合材料飞轮转子材料的选用原则。

飞轮储能系统 第7篇

近年来,可再生能源发电因其环境友好的特点发展迅速;依其分散性的特点采用分布式发电技术,联合储能系统、负荷建设成微网已成为电力工业的发展方向[1,2]。由于可再生能源存在固有的间歇性和不可预测性,微网中易出现电能的供需不平衡,造成电能质量下降[1,2]。储能系统可以吸收过剩能量并在缺额时及时返送,保证电能的稳定连续供应,在微网中必不可少[2]。常见的储能方式包括飞轮储能、蓄电池储能、超级电容器储能、抽水蓄能、压缩气体储能、超导储能等[3,4,5,6,7,8]。飞轮储能作为一种储能密度高、功率大、寿命长的清洁储能系统,国内外已经展开了广泛的研究[9,10,11,12,13]。

文献[9]通过理论分析和仿真验证说明,在微网中应用飞轮储能系统可以有效提高供电可靠性。文献[10-13]研究了不同类型的飞轮储能的应用,提出了相关的控制算法,通过仿真和实验验证了其有效性。研究中电力电子设备及其控制已成为核心内容,为此本文设计了一种针对飞轮储能系统的控制平台,研究了储能和释能的控制算法,并进行了实验验证。

1 飞轮储能系统的工作原理

飞轮储能的基本原理是电机的电动机/发电机双模式运行,利用飞轮的升速和降速实现电能的存储和释放:电能充足时驱动飞轮电机升速,电能转化为飞轮的动能储存;当需要电能时,电机作发电机运行,飞轮减速,将飞轮动能转化成电能释放;其他时间,系统处于待机状态,可通过很小的功率保持转速。三个过程对应系统三种工作状态:储能、释能和恒转速待机。

飞轮储能系统由飞轮转子、轴承系统、真空室、电动/发电机、电能变换电路和控制系统六部分组成,如图1所示。

飞轮转子是飞轮储能装置的主体。其制造材料主要是钢材或者一些新型复合材料,结合电力系统实际应用时的高储能密度和高经济性的原则,现多使用钢材。

轴承系统用来支承飞轮转子,保证其高转速、低损耗。现有的方式主要是电磁-永磁悬浮轴承、永磁-机械轴承、高温超导悬浮轴承等几种类型。电磁-永磁悬浮轴承利用永磁体使飞轮转子悬浮,采用电磁设备使其稳定,无任何接触,也不需要润滑,但是需要复杂的导向系统;高温超导悬浮轴承是一种理想的选择,但是需要复杂的冷却系统;应用最广泛的是永磁-机械轴承,由永磁体承担飞轮转子大部分的质量,底端用机械轴承稳定转动[4,5]。

同时,为了减小高转速的转子风阻,进一步提高储能的效率,将整个转动部分置于可靠的真空室中是必不可少的。

飞轮储能系统中实现电能与机械能转换的核心是电机。该电机必须可以适应释能过程中短时间内转速的大幅变化,并且调速方便、效率高,因此感应电机和永磁电机是比较好的选择[4,5]。本文的研究采用永磁无刷直流电机[14],其设计适合于飞轮转子本身的构造,并且体积小、双模式运行方便。

电能变换电路是飞轮储能系统的枢纽。该电路基于电力电子开关器件来驱动电机以实现电能与机械能的相互转换,并且提供接口与外界系统相连接。随着电力电子技术的进步,开关器件经历了SCR、GTO到IGBT的发展,其中IGBT以其高开关频率、简单的驱动电路适用于飞轮储能系统。

2 飞轮储能系统的电能变换电路及其控制策略

根据飞轮储能系统应用场合不同,其电能变换电路的接口方式分为交流和直流两种。前者主要用于UPS等场合,直接接入交流系统;而考虑到微网中直流电源丰富的特点,可以通过直流接口将飞轮储能系统接入直流系统,稳定直流母线电压,提高直流电能质量,进而为提高交流系统电能质量打好基础。图2所示为飞轮储能系统接入微网的示意图。

飞轮储能系统有三种不同的工作状态:恒转速待机、储能和释能。飞轮电机在待机和储能两种状态下均作为电动机运行;释能时电机作为发电机运行。根据直流无刷电机的特点,假设三相电枢绕组完全对称,Y连接,电势为Em,各相导通时的电枢电流为I,各相电阻相同均为r,忽略电枢绕组的漏抗,可以得到一组方程

式中:U为电机三相全桥驱动电路直流电压;Em为电机各相绕组电势;UT为开关管的管压降;Φδ为每极磁通量;Ce为相电动势常数;n为电机转速。

式(1)描述了电动机状态下的三相全桥直流电压和电枢绕组电势的关系,式(2)描述了发电机状态下的三相全桥直流电压和电枢绕组电势的关系,根据式(3)可知在两种状态下电枢绕组电势均与电机转速成正比。

本文研究中,飞轮样机三相绕组采用Y连接,储能时其三相全桥驱动电路采用传统的“两两导通”控制策略,释能时驱动电路的开关管全部关断,采用不控整流策略。因此在储能和待机两种状态下,根据式(1)、式(3),电流变化不大时驱动电压U和转速n成正比,通过改变电压U可以改变电机转速n。在释能过程中,飞轮存储的能量不断输出,转速下降,根据式(2)、式(3)可知驱动电路直流电压U随之下降,必须通过调整使接入直流母线的电压稳定。因此,提出一种如图3所示的应用双向DC-DC的变换电路,采用以电压为目标作外环调节、电流调节为内环的双PI闭环控制策略,在两个方向上直流电压可调。

在飞轮系统储能和待机两种状态下,考虑到电机的电阻、电抗都比较小,进行储能升速时采用限流启动的方式:限制电流在设定的范围内启动电机并不断升高驱动电压,直至电机升速至设定转速。之后通过维持驱动电压恒定保持恒转速待机状态。此过程的双向DC-DC变换器中,V1和VD1工作,V2恒关断,飞轮储能系统接口电压E为输入电压,电机三相全桥驱动电路直流电压U为输出电压,变换器等效为经典的buck-boost变换器,当V1开通时,电感L充电;V1关断时,电感L向电容C2和驱动电路放电;通过调节V1的占空比D,即可得到所需的输出电压。理想状态下连续电流工作状态(CCM)的两端电压关系为

图4所示的是控制策略框图,给定电压参考值Uref,与实际测量电压值U进行比较,得到的差值通过电压环的PI调节之后,根据电机对启动电流的限制,设置限幅环节得到电感电流的参考值;而电感实际电流存在波动,其测量值经过平均环节后和参考值比较,得到的差值通过电流环的PI调节计算出开关管的占空比D;为了保护电路器件安全,设置占空比的限制。由此输出PWM信号控制开关管V1使DC-DC首先工作于降压模式,保持电感电流在限幅环节的最大限制值,防止启动电流过大并保证电机升速快;之后不断升高占空比使U上升;随着电压上升至设定值,电流减小,进入待机状态,此时DC-DC变换器维持输出端电压U恒定,则电机转速恒定。

在飞轮系统释能状态下,为了使飞轮接入系统时可以得到稳定的直流电压,双向DC-DC变换器中V2和VD2工作,V1恒关断,E为变换器的输出电压,U为输入电压,此时变换器也为buck-boost变换器,当V2导通时,飞轮电机通过不控整流得到直流电压U向电感L充电,V2关断时,电感L向电容C1和负载放电,通过调节V2的占空比D进行PWM调制来实现在U逐渐降低的情况下维持电压E恒定。理想状态CCM模式下的两端电压关系为

此时,由于电路的对称性,采用与图4相同的控制策略,控制的对象为飞轮储能系统出口电压E,仅改动具体的参数,输出PWM信号控制开关管V2。经过DC-DC变换器的调节之后可以实现电压E稳定在所需的电压上。

3 飞轮储能系统控制平台的硬件设计

基于上文的分析,控制平台的核心任务是监测电机三相全桥驱动电路直流电压U、飞轮储能系统接口直流电压E、双向DC变换器电感电流IL,采集数据进行实时计算,实现所述的控制算法,并为变换器电路提供PWM控制信号。考虑到飞轮系统的实际应用,在平台中还应加入通信和人机交互功能。为此,基于双DSP设计系统平台如图5所示。

图中两片DSPTMS320F2812,一片负责飞轮储能系统的核心控制功能,构成控制板;另一片负责通信和人机交互功能,构成显示通信板。两板相对独立,交换数据量小且互不妨碍各自主要任务的完成,之间的通信通过DSP自带的异步串行通信(SCI)模块实现,控制系统具有较高实时性,可以提供更多的冗余备用模块,并有助于降低两块DSP之间的电磁干扰。图中控制板DSP的EV/PWM模块为变换电路提供PWM控制信号,XINTF模块用于A/D芯片的读写,EV/CAP模块用于接受电机的霍尔位置信号。显示通信版DSP的XINTF模块用于控制LCD和LAN通信,eCAN模块扩展为CAN通信,SCI扩展为485通信,GPIO模块接收键盘信号。

随着电力电子技术和控制理论的快速发展,其对开关频率、控制精度的要求随之提高。作为飞轮储能系统的控制平台,必须考虑到这方面的问题和以后的软件升级,因此在设计中特别注重了数据的高精度采集和电磁干扰的抑制。

系统中,电压电流模拟量的采集应用霍尔传感器,具有精度高、线性度好的优点;得到的模拟信号经过基于高性能运放的调理电路后输入A/D转换模块。设计中应用了14位的A/D芯片,通过并行数据接口与DSP连接。

在电磁干扰的抑制方面,将两片DSP分置于两块电路板上有效减少了两者之间的相互干扰。所有的数字量输入输出均用高压光耦进行隔离,在开关器件的驱动电路中再增加一级高压光耦隔离。并且测量所用霍尔器件的原边、副边在电气上天然隔离。电源方面,整个平台不仅数字、模拟部分分开独立供电,所有隔离原件的两侧也同样各自独立供电。这样有效地切断了大部分电磁干扰的耦合路径。

4 飞轮储能控制系统的软件设计

在上述的硬件结构和算法设计基础上,分别对控制板和显示通信板进行DSP的程序设计,包括控制程序、显示及键盘程序、通信程序等三大部分。其中控制程序是核心,主要任务如下:判断与切换系统工作模式;在储能模式下,通过控制双向DC-DC变换器,驱动飞轮电机加速,当飞轮达到设定转速后,保持电机驱动电压恒定进入恒转速待机模式;在释能模式下,通过控制双向DC-DC变换器,实现系统输出的电压恒定。利用CCS软件为TMS320F2812编程,程序分为主程序、主中断和换相子程序。

主程序完成系统的初始化和系统工作模式的判断与切换。由于充电与待机的控制方式相同,因此程序仅在储能和释能两种模式间进行切换。在切换时,既可以通过检测飞轮储能系统接口电压实现智能切换,也可以通过接收外部命令进行手动切换。

主中断是一个定时中断,进行各量值的采集,实现上文算法,输出控制信号,并和显示通信板进行数据、命令的交换。图6所示为主中断的程序流程。

飞轮电机的位置传感器采用霍尔元件,在驱动电机时需要采集霍尔信号并进行判断和换相,这些功能在换相子程序中实现:通过EV/CAP模块捕捉电机霍尔信号的上升/下降沿,之后读取其状态,以此确定三相全桥驱动电路六只开关管的状态,输出相应控制信号。

5 实验验证

为了验证飞轮储能系统控制算法与硬件电路的有效性,研究中利用一台小型飞轮(车载飞轮)样机搭建了实验系统,见图7,样机参数如表1所示,系统的电能变换电路按照图3的拓扑设计。按照软件设计中的算法流程和程序结构为控制平台编写DSP程序,分别进行储能和释能实验。实验中所用示波器为YOKOGAWA-DL1640。

储能时所用电源为48 V直流稳压电源,即图3中E=48 V,通过上文提出的储能双PI闭环算法控制双向DC-DC,使电机驱动电路直流电压U平稳上升,保证电机电流在限制值之内驱动电机升速,最终达到设定目标,维持转速。图8所示即储能过程中U的波形,目标电压25 V,实际实验中,电压U以一定速率上升,最终稳定于25.1 V。从图中可以看出电压存在一定的波动,这是由驱动飞轮时的开关换相所引起的。图9所示是储能过程中飞轮转速的上升曲线,可以看出转速平稳上升,设定的目标转速为4 000 r/min,电压稳定时的实际转速为4 070 r/min。飞轮储能系统达到储能目标的速率主要受到电流大小的限制,实验中所用实验飞轮可承受电流较小,所以升速过程较慢。

如图10所示,在释能过程中飞轮转速由稳定转速开始迅速下降,电机三相全桥驱动电路采用不控整流策略,其直流电压U随之下降。为了在飞轮储能系统出口处得到稳定的直流电压E,应用释能双PI闭环算法,经过双向DC-DC的稳压调整后直接向5Ω的电阻负载释能。图11为释能过程中负载两端电压的波形。可以看出,负载两端电压E在设定的电压稳定值20 V维持了25 s,之后维持电压所需电感电流超过了设定的上限,E开始下降。

6 结语

飞轮储能系统 第8篇

随着现代工业的不断发展,对电能质量的改善和控制已成为现代电力系统的重要课题。尽管电能质量问题种类繁多,但从统计分析的数据看,电压暂降是发生频率最高、危害最大的一类电能质量问题[1]。动态电压恢复器(DVR)被认为是目前解决电压暂降最有效的用户电力装置[2]。

在补偿电压暂降时,DVR需要向负载提供能量。通常DVR获取能量的途径有以下两种:①利用并联整流电路从电网侧或负载侧的线路上获取能量,这种方法有可能引起更严重的电压暂降[3];②采用储能装置,当DVR需要向电网注入有功时,储能装置提供能量。常见的储能装置有:蓄电池、超级电容、超导储能装置以及飞轮储能装置[4]。其中,飞轮储能装置具有长寿命、快速充放电以及无污染等特性,因此在飞轮电池以及工业用UPS电源等领域得到了广泛应用。永磁无刷直流电机具有控制方便、效率高以及调速范围宽等优点,因此很适合作为飞轮的驱动电机[5]。

文献[6]提出了采用矩阵变换器的DVR,简化了系统结构,但只适用于驱动电机采用永磁同步电机的飞轮,没有普遍性。为此,本研究提出一种基于飞轮储能系统的新型DVR,根据飞轮的充电要求,对拓扑结构进行研究,并分析系统在不同工作模式下的控制策略,最后给出实验结果。

1 电路结构与工作模式

除了具备补偿电压暂降这项基本功能外,基于飞轮储能系统的DVR还需要满足以下两项要求:

(1) 能量的双向流动。当DVR完成对电压暂降的一次补偿后,会消耗掉飞轮储存的能量。因此,必须要有充电装置及时为飞轮充电,补充消耗的能量,使其转速达到最大值,从而保证下一次补偿能够顺利进行。

(2)放电时需保证直流母线电压恒定,不稳定的直流母线电压不利于DVR的逆变单元的控制。在飞轮放电时,永磁无刷直流电机运行于制动状态,飞轮的动能转换为电能,单纯采用不控整流所得的直流母线电压比较低,并且随着飞轮转速的下降,母线电压也会随之降低。飞轮在放电时运行于高速区,随着能量的释放,飞轮转速下降,反电动势的频率和电压幅值变化范围增大。

根据以上要求,可得到基于飞轮储能系统的DVR拓扑结构,如图1所示。它主要由DVR变换器、滤波器、旁路开关、串联变压器、变换器A、电感L和飞轮储能单元组成。

图1中DVR变换器、滤波器、旁路开关和串联变压器一起组成串联型电压恢复器,变换器A和电感L构成PWM整流器给飞轮充电提供能量,飞轮储能单元由飞轮变换器、永磁无刷直流电机和飞轮共3部分组成。根据能量的流向,系统有两种工作模式:充电模式和工作模式(即补偿电压暂降)。

2 飞轮充电控制

飞轮的充电控制包括变换器A的控制和飞轮变换器的控制。其中变换器A工作于整流状态给飞轮充电提供能量,飞轮变换器工作于逆变状态使飞轮加速至最高转速。

2.1 变换器A的控制

变换器A的控制目的是控制直流母线电压恒定的同时,实现交流侧输入电流的正弦化且与电网电压同相位,变换器A的电路结构如图2所示。

L和电网相连的滤波电感的电感值,将功率开关管损耗等效电阻同滤波电感等效电阻合并为R;uSa、uSb、uSc电网三相电压;ia、ib、ic变换器交流侧三相电流;ea、eb、ec变换器输出的三相电压

变换器在abc三相静止坐标系下的方程为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{S}{}_{\text{a}}}=L\frac{\text{d}i{}_{\text{a}}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{a}}+e{}_{\text{a}}\\ u{}_{\text{S}{}_{\text{b}}}=L\frac{\text{d}i{}_{\text{b}}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{b}}+e{}_{\text{b}}\\ u{}_{\text{S}{}_{\text{c}}}=L\frac{\text{d}i{}_{\text{c}}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{c}}+e{}_{\text{c}}\end{array}(1)$

基于abc三相静止坐标系的数学模型清晰直观,但要控制的变换器交流侧电流为交流量,通过坐标变换将该数学模型转换至同步旋转坐标系中后,模型中所有基波正序分量都将转化为直流量,便于控制系统的设计。

变换器在同步旋转坐标系下的数学模型为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{i}\text{d}}=-L\frac{\text{d}i{}_{\text{d}}}{\text{d}t}-Ri{}_{\text{d}}+\omega Li{}_{\text{q}}+u{}_{\text{d}}\\ u{}_{\text{i}\text{q}}=-L\frac{\text{d}i{}_{\text{q}}}{\text{d}t}-Ri{}_{\text{q}}-\omega Li{}_{\text{d}}+u{}_{\text{q}}\end{array}(2)$

式中 ud、uq三相电网电压在同步旋转坐标系下的投影;id、iq变换器交流侧三相电流在同步旋转坐标系下的投影。

适当选取同步旋转坐标系的初始参考轴方向,如同步旋转坐标系的d轴与电网a相电压矢量重合,则uq=0,式(2)可进一步简化为:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{i}\text{d}}=-L\frac{\text{d}i{}_{\text{d}}}{\text{d}t}-Ri{}_{\text{d}}+\omega Li{}_{\text{q}}+u{}_{\text{d}}\\ u{}_{\text{i}\text{q}}=-L\frac{\text{d}i{}_{\text{q}}}{\text{d}t}-Ri{}_{\text{q}}-\omega Li{}_{\text{d}}\end{array}(3)$

这说明,当电网电压稳定时,控制了变换器d轴电流即控制了输入的有功功率;控制了变换器q轴电流即控制了输入的无功功率。若要实现单位功率因数控制,即输入的无功功率为零,只要令变换器q轴电流设定值i*q=0即可。

由式(3)可知,该数学模型存在交叉耦合项,因而给控制器设计造成了一定难度。为此,本研究采用了前馈解耦控制策略,当电流调节器采用PI控制器时,则uid和uiq的控制方程如下:

$\{\begin{array}{l}u{}_{\text{i}\text{d}}=-\left({\rm K}{}_{\text{p}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{i}}}{s}\right)(i{}_{\text{d}}^{*}-i{}_{\text{d}})+\omega Li{}_{\text{q}}+u{}_{\text{d}}\\ u{}_{\text{i}\text{q}}=-\left({\rm K}{}_{\text{p}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{i}}}{s}\right)(i{}_{\text{q}}^{*}-i{}_{\text{q}})-\omega Li{}_{\text{d}}\end{array}(4)$

式中 Kp,Ki电流内环比例系数和积分系数;i*d,i*q电流指令值。

将式(4)代入式(3),并化简得:

$\{\begin{array}{l}L\frac{\text{d}i{}_{\text{d}}}{\text{d}t}=\left({\rm K}{}_{\text{p}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{i}}}{s}\right)\left(i{}_{\text{d}}^{*}-i{}_{\text{d}}\right)-Ri{}_{\text{d}}\\ L\frac{\text{d}i{}_{\text{q}}}{\text{d}t}=\left({\rm K}{}_{\text{p}}+\frac{{\rm K}{}_{\text{i}}}{s}\right)(i{}_{\text{q}}^{*}-i{}_{\text{q}})-Ri{}_{\text{q}}\end{array}(5)$

式(5)实现了电流内环的解耦控制。由上述分析可得变换器A的控制框图如图3所示。

2.2 飞轮变换器的控制

飞轮变换器的控制框图如图4所示,系统采用双环控制结构,外环是转速环,内环是电流环。首先,速度给定值与速度反馈值进行比较,得到的速度差值经速度调节器输出相应的电流给定值,与相应的电流反馈值进行比较之后,电流差值经电流调节器变换成对应PWM波的脉冲宽度,然后综合转子位置信号后产生所需的PWM控制信号,经驱动电路去驱动逆变电路中相应的功率器件工作。飞轮属于大惯性负载,速度响应慢,起动力矩大,一般要求升速过程尽可能快,转动平稳,稳定性高,因此,速度调节器采用复合控制,其结构框图如图5所示。在起动阶段,由于需要很大的初始起动力矩,希望转速快速上升,而对控制精度要求相对较低,因此本研究采用恒转矩限流起动;在调速阶段,笔者采用恒功率充电模式,随着转速的升高,输入电流反比减小,可以减小不平衡磁拉力对转子稳定性的影响,恒功率充电以系统能承受的最大功率P*为加速度功率保持系统的加速功率不变,电流给定值i*=P*/2E(其中,E为电机梯形反电动势幅值);当速度达到稳态时,希望有较高的稳态精度,采用PI控制。

3 电压暂降补偿

电网电压暂降时,DVR变换器工作于逆变状态,将直流逆变输出补偿电压;飞轮变换器利用永磁无刷直流电机本身的相电感构成半控升压电路,维持直流母线电压的恒定。

3.1 DVR变换器的控制

DVR变换器采用负载电压反馈加电容电流反馈的双闭环控制模式[7],控制框图如图6所示。其通过对负载电压的直接控制来保证电压的质量,并以此提供更加稳定的输出电压。引入电容电流反馈控制后,可以获得较好的负载适应性,提高了系统稳定性。

3.2 飞轮变换器的控制

在飞轮放电过程中,电机运行于制动状态,由飞轮变换器的反并联二极管整流所得的电压比较低,并且随着转速的降低,电压也随之降低,并且有很大的脉动。为此,本研究采用电机回馈制动的半桥调制方式,变换器上桥臂功率器件全关闭,而下桥的功率器件分别按一定的占空比进行PWM调制。

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性以及所提方案的实践可行性,笔者搭建了实验样机,并对飞轮充电及补偿电压暂降进行了实验验证。系统主要参数如下:正常相电压有效值为50 V,频率50 Hz;负载为三相对称阻感性负载。

4.1 充电控制

飞轮充电时变换器A交流侧的电压和电流波形如图7所示,由图可以看出电流与电压同相,实现了电流对电压的单位功率因数控制。飞轮充电过程中,电机A相位置信号和A相电流波形如图8所示。相电流波形为方波,在换相过程中,相电流有一定的波动。

4.2 补偿电压暂降

电压暂降时的动态补偿波形如图9所示,(US为电网侧电压,UL为负载侧电压)。在某一时刻电压暂降40%(相电压有效值等于30 V),负载侧电压在电压跌落1/2个工频周期内恢复正常。由图可以看出,系统动态响应速度快,同时具有良好的稳定性和跟踪性能。飞轮放电时,电机A相位置信号和A相电流波形如图10所示。

5 结束语

本研究提出了一种基于飞轮储能系统(FESS)的新型DVR。笔者对系统的拓扑结构进行了研究,分析了系统在不同工作模式下的控制策略:在飞轮充电过程中,采用PWM整流控制,实现了单位功率因数;在补偿电压暂降时,电机工作于升压状态保持直流母线电压恒定,DVR采用双环控制策略可有效克服负载干扰和参数变化。实验结果也验证了拓扑结构和控制策略的正确性。

摘要：为了克服传统动态电压恢复器无储能装置的不足,提出了一种基于飞轮储能系统(FESS)的新型动态电压恢复器(DVR)。根据飞轮充电要求,对DVR拓扑结构进行了研究,给出了DVR在不同工作模式下的控制策略:在飞轮充电过程中,采用脉宽调制(PWM)整流技术,实现了单位功率因数控制;在补偿电压暂降时,电机采用半桥能量回馈控制,以保持直流母线电压恒定,逆变器采用双环控制策略,补偿电压暂降的同时有效地抑制负载干扰和参数变化。实验结果验证了拓扑结构和控制策略的正确性。

关键词：动态电压恢复器,飞轮储能系统,充电控制,电压暂降,脉宽调制

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