磁耦合式范文

磁耦合式范文（精选7篇）

磁耦合式 第1篇

1 磁耦合谐振式无线电能传输技术的基本结构和工作原理

1.1 基本结构

磁耦合谐振式无线电能传输系统大多都是两线圈结构和增加两个线圈组成的四线圈结构。整个能量传输系统分为能量发射端和能量接收端两部分, 其中能量的发射端包括发射能量线圈和高频率的电源, 能量接受端包括接收线圈和谐振电路板及负载电路[1]。

1.2 工作原理

磁耦合谐振式无线电能传输技术的工作原理是导线缠绕制成的发射线圈 (空芯电感) 与谐振电容共同并列形成的谐振体。谐振体所容纳的能量在电场和磁场之间或者自谐振频率在一定空间的随意振动, 在此基础上产生的以线圈为原点, 以空气为传输媒介时更换磁场[2]。能量的接收端是由接收线圈带有一个单位电容组成的谐振体, 在相同条件下的谐振频率与能量发送端频率相同, 并能够在所能感应的磁场与电场之间进行自由的谐振, 实现两个谐振体共同的交换, 在交换的同时谐振体之间也存在着相同频率的震动以及能量的交换, 这就叫做两个谐振体共同组成的耦合谐振系统。

2 磁耦合谐振式无线电能传输技术研究现状与热点问题

2.1 传输水平

磁耦合谐振式无线电能传输技术是一种中距离传输电能的方式, 很多研究者都对其进行了深入的研究, 对于技术传输水平的研究主要体现在传输效率和传输距离上, 与系统共振的频率有关。一般普通的谐振频率都选用13.56MHz的频率, 需求比较高的系统采用比较高端的频段[3]。

2.2 传输特征

磁耦合谐振式无线电能传输系统在传输过程中具有以下特征:一是频率分裂和调频技术, 频率分裂是指在整个系统线圈传输结构中, 随着传输距离的减少, 传输的速率也会出现不同的值域;二是在传输结构中加入中继谐振线圈和接收终端的线圈。在具体的设备中结合多个中继谐振线圈和接收线圈的结构中, 对传输系统进行研究和分析, 可以充分说明系统不受弱导磁性物体的影响;三是磁耦合谐振式无线电能传输系统只有在一定的水平位置角度移动下才能实现较高速率的无线电能传输[4]。

2.3 新材料的应用

无线电能传输最重要的就是实现传输的高效率、传输的距离长、传输功率大, 但是由于多方面原因的限制, 无法实现上述三个目标。在磁耦合谐振式无线电能传输系统中是利用附近外界的能量进行传送的, 主要的耗损有欧姆损耗和辐射损耗。在这种情况下, 提高速率, 首先要减少欧姆损耗, 利用超导材料可以实现这一目的。

2.4 干扰问题

无线电能传输线圈会受人们日常生活用品摆放位置的影响。当用品靠近线圈时, 会导致系统传输谐振频率的偏差。根据实践证明, 无线电能传输对干扰源的频率非常敏感, 离线圈越近, 影响越大。

3 磁耦合谐振式无线电能传输技术需要解决的问题和发展的趋势

磁耦合谐振式无线电能传输技术在发展中已经取得了比较大的成果, 但是在个别方面的研究还不够深入。首先关于磁耦合谐振式无线电能传输技术没有形成一套完整的设计方法;其次, 系统参数没有进行有效的分析以及校正;再次, 对于系统应用中与实际相关的内容没有进行解决;最后这种技术需采用高强度的磁场, 但至今没有在如何减少磁场危害上达到共识[5]。

4 总结

磁耦合谐振式无线电能传输技术已经取得了比较大的成果, 但是在科研方面还不够充分, 应用还不够广泛, 有很多的问题需要解决。例如没有完善的理论支持, 校正工作没有进行深入的研究, 与实际应用严重脱节, 并且该强度磁场会对人身体产生巨大的危害等问题。因此, 科研工作者要对理论进行完善, 积极采用新材料, 将技术应用到实际中。

参考文献

[1]王宏博, 朱轶智, 杨军, 等.无线供电技术的发展和应用前景[J].电信技术, 2010 (09) :132-134.

[2]任立涛.磁耦合谐振式无限能量传输功率特性研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学, 2009, (07) :145—149.

[3]张晓壮.磁耦合谐振式无线能量传输距离特性及其实验装置研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学, 2009, (20) :160-172.

[4]朱春波, 于春来, 毛银花, 等.磁共振无限能量传输系统损耗分析[J].电工技术学报, 2012, 27 (07) :33-34.

磁耦合式 第2篇

关键词：无线输电技术,电磁感应,负载线圈

磁耦合谐振式无线输电技术是利用空间高频变化的无线电磁波或变化电磁场作为电能传输媒介进行电能无线传输的新型电能输电技术[1]。这一技术能克服有线输电技术的各种不足并不受空间限制使其在电动汽车、场地机器人、 无线感知网络、医疗设备、水下作业、油田矿井等领域有着无可比拟的优势和极其广阔的研究价值和应用前景[2], 是全球电能传输的前沿领域,也是近几年国内外热点研究方向之一。

1研究现状

2006年11月麻省理工学院(MIT)的Marin Soljacic和他的研究团队在AIP工业物理论坛上首次提出了磁耦合谐振式无线输电技术[3],并于2007年6月通过调整电源频率使两个相距一定距离的铜线圈产生谐振而成功的点亮了2.13m处的一个60W的灯泡,如图1所示,突破了一直以来制约无线输电技术发展的瓶颈,再次将无线电能传输的研究推向了一个新的阶段并掀起了人们对无线输电技术研究的热潮。2009年日本Takehiro等在保证传输效率不低于95% 的前提下增加耦合电容将线圈半径从300mm减到150mm实现了200mm内100W电能的无线传输 [4]。2010年MIT的研究人员发现当使用多个接收装置同时放置时的传输效率比单个放置时传输效率的总和还高, 这一结果为研究多个负载的无线输电技术奠定了良好的基础。同年,日本TC Beh等研究了磁耦合谐振式无线输电技术在电动汽车领域的应用,提出使用阻抗匹配电路来调整线圈的谐振频率并给出了相关的参数及设计方法进一步提高了系统的传输效率[5]。2011年Seung-Hwan LEE等提出了一种采用表面螺旋式线圈的磁耦合谐振式无线输电系统的等效电路模型[6],同年,韩国学者Thuc Phi Duong等通过调整发射端和接收端线圈之间的距离实现了系统阻抗的最佳匹配而提高了传输效率。2012年日本丰桥科技大学研究小组成功试验了透过30cm厚的混凝土对行进中的电动汽车进行无线充电且效率很高,如图2所示,同年基于谐振式无线输电技术的无线充能联盟A4WP成立, 并与2013年制定了Rezence无线充电标准。2014年韩国科学技术院提出在5米内同时为多部智能手机充电的新技术而实现超远距离的无线充电。

2008年哈尔滨工业大学的朱春波课题组在国内率先开始磁耦合式无线输电技术研究,提出了增大传输距离的方法[7]。2009年华南理工大学张波课题组提出利用频率跟踪方式调节谐振频率匹配发射线圈电感的方法[8]。2011年东南大学黄学良课题组针对无线输电在电动汽车中的应用进行了深入的研究并取得了很大突破[9],图3是其中之一。近年河北工业大学研究磁耦合式无线输电技术也取得了很大进展,图4是其中之一。重庆大学的孙跃课题组对此也进行了系统的研究并取得一系列成果[10]。此外,中科院电工研究所、清华大学、浙江大学、西安交通大学、南京航空航天大学等分别从不同角度对磁耦合式无线输电技术进行了研究,虽然得了一定的成果,但并不成熟。

2工作原理

磁耦合谐振式无线输电系统由高频电源、发射线圈、 接收线圈和负载构成,其原理如图5所示。其传输系统工作时激励线圈A产生高频磁场使发射线圈S产生谐振, 能量通过A耦合传递到S上,由于S和接收线圈D固有频率相同使得S和D再次发生谐振,能量通过S耦合传递到D上,D和负载线圈B发生谐振使得能量通过D耦合传递到B上,若给某一线圈端连接电源提供电能,在另一线圈连接用户,则实现了电能的无线传输,整个系统能量通过谐振线圈产生的交变磁场传输,故称之为磁耦合式无线输电技术。

一般主要通过调节发射回路和接收回路的位置来实现磁耦合和通过设置每个谐振电路的频率来实现整体谐振的方法以保证整个磁耦合谐振式无线输电系统正常工作的磁耦合和谐振。

3实际应用

2012年美国Wi Tricity公司在世界无线供电峰会上展出了Prodigy无线充电器,并大力推动了汽车无线充电的实现。2010年中国海尔集团公司在国际消费电子展上展出了第一款无尾电视使磁耦合式无线输电技术首次应用于电视接收终端,并于2012年在家用电器技术大会上展出了无尾厨电使厨房电器去掉了电源线。2012年韩国LS电缆集团展出了首个磁耦合式无线输电系统的模型并推动了台式设备无线供电技术的快速发展,同年6月SAMSUNG公司发布的Galaxy S III手机采用磁耦合式无线输电技术支持无线充电是在商业上的成功应用。随着近几年磁耦合式无线输电技术的继续发展其在其他领域也有更广更深入的实际应用。

4存在的问题

磁耦合式无线输电技术已将无线电能传输的研究推向了一个新的阶段并在很多领域得到了实际的应用,但在无线输电模型的研究方面如工作频率的确定,无线输电系统中电路拓扑结果的选择,发射源发射频率的跌落及相关器件参数的设置瓶颈,在商业应用中线圈大小的限制及受到电磁干扰的影响等很多待解决的问题。

参考文献

[1]邱利莎,黄守道,李中启.磁耦合谐振式无线输电系统的阻抗匹配研究[J].电力电子技术,2015,10(49):86-88.

[2]王振亚.谐振式无线电能传输系统的优化设计[D].广州:华南理工大学,2015.

[3]Aristeidis Karalis,J.D.Joannopoulos,Marin Soljacic.Efficient wireless non-radiative mid-range energy transfer[J].Annals of physics,2008,323(l):34-38.

[4]T.Imura,H.Okabe,Y.Hori.Basic experimental study on helical antennas of wireless power transfer for Electric Vehicles by using magnetic resonant couplings[J].V e h i c l e P o w e r a n d P r o p u l s i o n C o n f e r e n c e2009.2009:936-940.

[5]Teck C B,Imura T,Kato M,et al.Basic study of improving efficiency of wireless power transfer via magnetic resonance coupling based on impedance matching[C].IEEE International Symposium on Industrial Electronics.Bar Italy:IEEE,2010:2011-2016.

[6]Seung-Hwan L,Lorenz R D.Development and validation of model for 95%-efficiency 220-W wireless power transfer over a 30-cm air gap[J].IEEE Trans.on Industry Applic ations,2011,47(6):2495-2504.

[7]张小壮.磁耦合谐振式无线能量传输距离特性及其试验装置研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2009.

[8]傅文珍,张波,丘东元.频率跟踪式谐振耦合电能无线传输系统研究[J].变频器世界,2009,08:41-46.

[9]黄辉,黄学良,谭林林等.基于磁场谐振耦合的无线电力传输发射及接收装置的研究[J]电工电能新技术,2011,30(1):32-35.

磁耦合式 第3篇

磁耦合谐振式无线输电技术是目前无线输电技术［１］领域的研究热点,其以电磁场作为传输媒介,利用电磁场的近场理论,使发射线圈和接收线圈高度谐振,从而实现能量的高效传输［２］,且传输效率受障碍物影响不大［３－４］,电磁辐射也较微波方式小很多。研究发现,使用超材料可提高WPT (WirelessPower Transmission,无线能量传输)系统的传输效率,原因是超材料可改善系统谐振线圈的阻抗特性,增强2个谐振线圈的耦合［５］。随着研究的不断深入,专家学者相继开发了大功率无线电能传输装置,如利用磁耦合谐振技术对电动汽车、无尾家电、手机等进行无线充电［６－１０］。目前磁耦合谐振式无线输电系统实验采用的发射线圈和接收线圈结构完全相同,以保证较高的传输效率,但在实际应用中,发射装置和接收装置很难达到完全对称,如煤矿井下密闭空间内,线圈尺寸受限,特别是在防爆壳中的接收线圈尺寸要求很小,因此有必要对不对称情况下的系统性能进行研究并进行优化。

本文针对发射线圈大、接收线圈小的不对称磁耦合谐振式无线输电系统进行研究,通过在发射线圈和接收线圈间增加中继线圈的方法提高系统传输效率,并通过理论计算和仿真找到中继线圈的最佳位置和最佳尺寸,使系统达到较高的传输效率。

1 理论分析

1.1 系统原理及结构分析

图1 为不对称磁耦合谐振式无线输电系统结构,发射线圈比接收线圈尺寸大。UＳ为系统等效电压源,RＳ为电压源内阻,RＬ为负载电阻。

由于发射线圈和接收线圈尺寸不同,系统传输效率会比相同尺寸时小。本文提出在发射线圈和接收线圈间增加一个中继线圈,对源级电流进行放大,进而提高传输效率。加入中继线圈的磁耦合谐振式无线输电系统结构和等效电路如图2所示。发射端和接收端均采用串联结构。M１２为发射线圈和中继线圈的互感系数;M２３为中继线圈和接收线圈的互感系数;发射线圈和接收线圈的互感系数相对于M１２和M２３来说很小,可忽略不计;R１,R２,R３分别为发射线圈、中继线圈和接收线圈的等效内阻;C１,C２,C３分别为3个线圈的外接电容;L１,L２,L３分别为3个线圈的自感。

线圈的等效内阻为

式中:ω 为系统角频率;μ０为真空磁导率;σ 为铜的电导率;l为线圈长度;r为铜线半径。

发射线圈、中继线圈、接收线圈等效阻抗分别为

根据基尔霍夫定律,可得到以下方程:

式中:i１,i２,i３分别为发射线圈、中继线圈和接收线圈电流。

系统工作在谐振状态下,满足式(8)—式(10):

可求得发射线圈、中继线圈和接收线圈的电流分别为

1.2 互感分析

互感系数由线圈的几何形状、尺寸、匝数以及线圈间的相对位置决定［１１－１５］。设发射线圈、中继线圈、接收线圈的半径分别为a,b,c,发射线圈与接收线圈的间距为D,发射线圈与中继线圈的间距为d,则中继线圈与接收线圈的间距为D-d。发射线圈与中继线圈间的互感为

式中:θ为发射线圈和接收线圈各自所取增量的方向向量间的夹角。

中继线圈与接收线圈间的互感为

1.3 最大功率与传输效率分析

当ω=ω０(ω０为系统共振时的角频率)时,接收线圈电流为

当满足式(19)时,接收线圈电流如式(20)所示。

当M２２３(R１+RＳ)=M２２２(R３+RＬ)时,等式成立,即接收线圈最大电流为

接收线圈最大功率为

传输效率为

2 系统仿真分析

2.1 加入中继线圈的仿真分析

仿真参数设置:发射线圈半径a=30cm,接收线圈半径c=10cm,匝距p０=2cm,发射线圈和接收线圈的匝数N=8匝,所有铜线半径r=3mm,谐振线圈的谐振频率为10.6 MHz,激励源频率f０=10.6 MHz,发射线圈与接收线圈间距D=1m。

首先设置中继线圈的半径b=30cm,D固定不变,改变发射线圈与中继线圈的间距d,得到系统传输效率η与d之间的关系曲线,如图3所示。

从图3可看出,当发射线圈与中继线圈的间距d较小时,系统传输效率较高,即此时系统传输效率对d的变化不敏感;当d较大时,系统传输效率急剧下降。鉴此,本文采用发射线圈和中继线圈同轴同平面的空间结构,如图4所示。该结构不仅能提高系统传输效率,而且在很大程度上节省了空间尺寸,更有利于实际应用。

发射线圈和中继线圈同轴同平面的空间结构相当于式(15)和式(17)中的d=0,此时改变中继线圈的半径b,分析b对系统传输效率的影响,结果如图5所示。

中继线圈半径b=0.3m,即中继线圈与发射线圈半径相同的情况不存在,所以不讨论该种情况。从图5可看出,中继线圈半径b<0.5 m时,随着b增大,传输效率不断增大;b>0.5m时,随着b不断增大,传输效率基本不变。可见在发射线圈和中继线圈同轴同平面的条件下,b=0.5m时可达到较高的传输效率。

固定中继线圈半径b=0.5m,在发射线圈和中继线圈同轴同平面的条件下,观察和分析中继线圈匝数N′对系统传输效率的影响,结果如图6所示。

从图6可看出,中继线圈匝数越多,系统传输效率越大。但线圈匝数过多会影响系统的方便性,不利于实际应用。本文中系统中继线圈选为8匝,使系统既能达到较高的传输效率,又不会体积过大。

2.2增加发射线圈匝数与插入中继线圈的方法比较

通过研究和查阅资料发现,增加发射线圈匝数能够提高系统传输效率。为了比较该方法与插入中继线圈方法的性能,在与前文相同的系统中只增加发射线圈匝数而不插入中继线圈,得到系统传输效率η与发射线圈匝数N的关系,如图7所示。

从图7可看出,增加发射线圈匝数能够提高系统传输效率,但与插入中继线圈的方法相比,传输效率仍较小,且发射线圈匝数过多会使系统体积过大,影响其方便性。

为了更直观地比较2种方法的优缺点,以频率为变量,观察2种系统模型的传输效率随频率f的变化规律。设置中继线圈半径为0.5 m,匝数为8匝,与发射线圈同轴同平面;在增加发射线圈的系统模型中,设置发射线圈匝数为16匝,其余参数设置与2.1中相同。仿真结果如图8所示。

从图8可看出,与增加发射线圈匝数的方法相比,插入与发射线圈同轴同平面的中继线圈的方法大大提高了系统传输效率,且体积更小,更有利于实际应用。

3 实验验证

为了验证理论和仿真分析的正确性,搭建了不对称磁耦合谐振式无线输电系统实验模型。系统实验仪器主要包括发射线圈、中继线圈、接收线圈、电路板、信号发生器、功率放大器、示波器、频谱分析仪、功率计、矢量网络分析仪、阻抗分析仪等。发射线圈、接收线圈半径分别为a=30cm,c=10cm,匝距p０=2cm,匝数N=8匝,所有铜线半径r=3mm,激励源频率f０=10.6 MHz,发射线圈与接收线圈间距D=1m。发射线圈、接收线圈与电容构成LC串联谐振电路,使线圈谐振发生在10.6 MHz附近。图9为插入与发射线圈同轴同平面的中继线圈的结构模型。

利用信号发生器产生10.6 MHz正弦波信号,经R&SBBA100功率放大器放大后加载到源线圈。为消除源线圈对输入能量的反射,事先将源线圈接到矢量R&S ZNB网络分析仪上进行端口特性测试,得到源线圈的S参数和反射系数,由此得到输入功率。将负载线圈连接功率计,通过功率计测量输出功率。输出功率与输入功率的比值即系统传输效率。图10为实验测量值与仿真值对比。

从图10可看出,仿真与实验数据基本吻合,且与理论分析结果一致,证明仿真结论是可靠的,在不对称磁耦合谐振式无线输电系统中,插入与发射线圈同轴同平面的中继线圈的方法能够提高系统传输效率。

4 结语

通过对发射线圈大、接收线圈小的不对称磁耦合谐振式无线输电系统进行分析,提出在系统中加入中继线圈来提高其传输效率。利用等效电路理论分析中继线圈的位置、尺寸以及匝数等因素对系统传输效率的影响,并将其与增加发射线圈匝数的方法进行比较,得到以下结论:

(1)当中继线圈距离发射线圈较近时,系统传输效率较高;距离变远时,系统传输效率急剧下降。提出的中继线圈与发射线圈同轴同平面的结构不仅提高了系统传输效率,而且在很大程度上节省了空间尺寸,更利于实际应用。

磁耦合式 第4篇

关键词：无线电能传输,谐振,系统参数,软件设计

0 引 言

磁耦合无 线电能传 输主要有3种实现方 式 : 电磁感应、微 波传输、磁 耦合谐振[1]。利用电 磁感应原 理实现无线 电能传输 能在近距 离以较高 效率传输 较大的功 率 ,但其却有着 无法实现 较远距离 传输的缺 点。采用 微波传输原 理虽然能 够实现远 距离、传输 功率要求 较高的无 线电能传输 ,但其缺点 有 :复杂的跟 踪定位系 统、较低的 传输效率以 及对人体 的严重伤 害。2007年 ,随着MIT的科学家[2]在电能无 线传输原 理上有了 突破性进 展后 , 磁耦合谐振 式无线电 能传输技 术因能够 实现远距 离能量传 输、具有较 高的传输 效率等优 势而成为 科学家研 究的热点 。本文根据 理论分析 设计出能 够计算出 在给定距 离处负载功 率最大时 的系统参 数的软件 ,为设计实 验装置提 供了理论依 据。

1 磁耦合谐振式无线电能传输原理

磁耦合谐 振式无线 输电是非 接触式无 线能量传 输的一种特例,其特别之处在于:用于谐振耦合无线 能量传输的 两个线圈发生自谐振,使线圈回路阻抗达 到最小值 ,从而使大部分能量通过发射端传递到与之谐振的接收端。

当负载较 小时 , 发射回路 易采用串 联补偿 , 反之采用并 联补偿较 好 ; 当谐振频 率较大时 , 接收回路 易采用串联 补偿 , 否则采用 并联补偿 较好 [3]。本文采 用发射端LC串联 , 接收端LC串联方式 , 电路模型 如图1所示。

图1中Vi为电压源 , 电阻Rs、Rd为线圈的 等效电阻 , RL为负载耦 合到次级 线圈的等 效电阻 , Cs、Cd分别为高频 下两电感 线圈的补 偿电容 , Ls、Ld为两线圈的 电感 , 互感M表示两个 线圈之间 的耦合。 设输入电源 的正弦电 压源的频 率为ω , 根据图1可列KVL电路方程 :

式中 ,Z1、Z2表示发射 回路和接 收回路的 自阻抗。 根据式 (1)、(2)可求出两 线圈回路 的电流为 :

当初、次 级回路均 工作在谐 振状态时 , 系统谐振 频率为, 此时谐振 耦合回路 为纯电阻回路 ,能量传输 达到最大 。

本文中系 统的发射 端和接收 端采用两 个完全一 致的线圈 ,以保证两 个线圈的 固有频率 相同。空 心线圈的寄 生电阻主 要包括线 圈欧姆损 耗电阻Ro和辐射损 耗电阻Rr。高频条 件下Rr< < Ro, 为了分析 更简单 , 计算过程中 忽略Rr, 则系统中 线圈等效 电阻Rs= Rd= Ro[4]。因两线圈 完全一致 ,故互感M[5]为 :

其中μ0= 4π×10- 7H / m为真空磁 导率 ; n为线圈匝 数 ; r为线圈半径 ,d为传输距 离。则由 式(3)可得系统 输入功率Pi为 :

由式 (4)可得系统 的负载功 率Po为 :

故系统能 量传输效 率η为 :

根据式 (7), 采用控制 变量法分 析线圈匝 数、线圈 半径、谐振频 率、负载电 阻各参数 对负载功 率的影响 ,它们的关系 曲线图如 图2所示。

由图2可知线圈 匝数、半径 、谐振频 率、负载 阻值各参数 的变化都 对应存在 一个参数 值使传输 功率达到 最大。所以 负载处在 给定的传 输距离处 得到所需 的功率并为 最大 ,选择合适 的实验参 数变得尤 为重要。

2 系统软件设计

2 . 1 系 统 设 计 流 程 图

系统设计 方案是 : 在给定负 载功率、 传输距离 及负载阻抗 参数值的 前提条件 下 , 通过设计 软件 , 计算出负载 功率最大 时对应的 系统参数 值 ,根据这些 参数值得 到特定的无 线能量传 输系统。 系统软件 设计流程 图如图3所示。

2 . 2 各 模 块 的 设 计

( 1 ) 输入模块

根据实验 需求 , 输入负载 功率、传 输距离、 负载阻值。

( 2 ) 初始化系 统参数

兼顾预达 到的实验 目的及实 验器件等 因素 , 设置初始的 谐振频率 为0.5 MHz; 线圈半径 为输入的 传输距离的1/3,匝数设为1。

( 3 ) 负载匹配

计算(2)中设定的 传输参数 条件下匹 配的负载 电阻 :实现传输 功率最大 的负载电 阻R1= ( RoRo+ 2πfm×2πm ) / Ro( 由式 ( 7 ) 求导所得 ) , 实现传输 效率最大 的负载电 阻R2=sqrt ( RoRo+ 2πfm×2πfm ) ( 由式 ( 8 ) 求导所得 ) , 比较可得 , R1>R2。若输入 的负载电 阻介于两 者之间 , 即为满足 负载匹配 ,否则改变 传输参数 重新计算 。

( 4 ) 电源电压 、传输效 率

计算(3)中设定的 传输参数 条件下的 负载电流 ,并根据式 (3)、 (4) 计算出电 源电压、 电流、电 源输入功 率以及传输 效率。

( 5 ) Us> Is

计算 ( 2 ) 中初始化 的传输参 数条件下 的电源电 压和电源电 流 , 电源电压 会远远小 于电源电 流。当Us< <Is时极易烧 坏电子器 件 , 对实验装 置的要求 比较高。故 软件程序 要求 : 判断 ( 4 ) 中计算出 的系统参 数是否满足Us> Is, 若满足 , 则输出建 议采用的 系统参数 ( 谐振频率、 电源电压 、线圈尺 寸 ) , 否则改变 传输参数 重新计算。

综合考虑 线圈自身 电阻对系 统的影响 , 采用线径 为2 . 5 mm的导线 ; 并且考虑 到在设计 实际的实 验装置时存 在较大的 误差 , 软件程序 中取耦合 系数为理 想值的0 . 6倍 , 等效电阻 取欧姆损 耗电阻的5倍 , 负载匹配 时取值在2R1与R2/ 2之间。

2 . 3 可 视 化 图 形 界 面 设 计

基于Lab VIEW的图形界 面功能插 入MATLAB脚本以调用.m程序文件 , 生成可视 化的图形 界面 , 为实验系统 设计提供 方便实用 的计算工 具。

输入负载功率20 W、传输距离0.15 m、负载阻值10Ω,点击运行 按钮图形 界面运行 结果如图4所示。

由图4可知得 , 当给定输 入参数后 , 软件计算 出了当负载 功率20 W最大时对 应的电源 电压、谐振 频率、线圈尺 寸等系统 参数。

点击曲线 图按钮 , 可得选取 图4中的系统 参数时相对 应的负载 功率Po、输入功 率Ps、传输效 率y曲线图 , 如图5所示。

由图5可以看出 ,在输入的 传输距离0.15 m处负载功率 为20 W,并且负载 功率达到 最大 ,从理论上 达到软件设 计的目的 。

3 实 验验证

为了验证 软件设计 的可行性 , 通过实验 对软件输 出的系统参 数 (图4所示 )进行验证 ,采用的实 验参数如 表1所示。

根据表1的实验参 数所得发 射端和负 载端的电 压波形图如 图6所示。

对不同距 离处的输 入功率、 负载功率 以及传输 效率进行实 验值和理 论值的对 比 ,结果如表2所示。

由表2可以看出 , 实验值与 理论值基 本一致 , 并在0 . 15 m处负载功 率达到最 大 , 从而验证 了软件设 计的实用性 。

表2中 ,实验值与 理论值存 在一定的 差异是由 于理论分析 将系统理 想化 , 忽略了各 种条件对 系统的影 响 ,但系统的 负载功率 和效率随 传输距离 的变化规 律与理论分 析基本一 致。因此 ,可以依据 软件建议 参数来设 计能量传输 系统的实 验装置。

4 结论

磁耦合式 第5篇

磁耦合谐振式无线供电技术是利用两个具有相同谐振频率的电磁系统, 在同时谐振时相互发生强烈能量交换从而实现近场区能量传输的一种技术。2007年MIT的Marin Soljacic教授等人在中距离无线供电方面取得的进展[1], 引起国内外学者广泛关注, 之后不断涌现出新的研究成果[2,3,4]。

围绕系统频率、线圈间距、电路拓扑等因素对效率和功率影响的文献已有不少, 但目前对于收发线圈间径向偏移和角度偏转对性能直接影响的讨论较少, 而在如手机无线充电和体内医用设备体外供电等环境里, 收发线圈间发生径向错位和角度偏转都难以避免, 因此, 两者对系统性能的影响有必要讨论和明确。

本文从互感耦合模型出发, 首先建立串-串磁耦合谐振式无线供电系统数学模型, 推导传输效率和功率表达式;随后引入互感, 分析得出三种半径的收发线圈间发生径向错位、角度偏转引起效率和功率变化规律。接着搭建实际系统, 结果表明, 实际由于径向错位、角度偏转对效率和功率的影响与理论基本吻合。最后提出了距离检测、频率跟踪等提升系统性能的初步方法。

1 磁耦合谐振式无线供电原理

1.1 基本原理

磁耦合谐振式无线供电技术实质上是感应式供电技术与谐振技术的融合。如图1所示, 系统分为发射和接收两部分, 分别由两个匹配的LC谐振回路组成。发射端由L1和C1谐振回路在高频脉冲信号作用下, 向周围空间发射电磁波, 非辐射的交变磁场形成于近场区, 经过线圈谐振强耦合, 由接收端L2和C2回路将能量接收, 实现了无线供电。

1.2 传输电路建模

利用互感耦合模型建立磁耦合谐振无线供电模型, 谐振线圈等效为电容、电阻串联, 用互感表示原、副边耦合强度。本文仅对原、副边均采用串联谐振的方式进行讨论, 如图2 (a) 。

其中US为电源电压, L1、R1和L2、R2分别为原、副边线圈等效电感和电阻, C1和C2分别为原、副边补偿电容, RL为供电负载, M为线圈间互感。

图2 (b) 是加入副边反射阻抗Zr的原边等效电路, , Z2为副边等效阻抗, 且:

代入得到反射阻抗:

当系统谐振即时, 上式简化为:

从图2 (a) 和2 (b) 中看出, 电源的有功功率消耗在R1和Re Zr上, 后者吸收的功率又分为R2上的传导损耗和RL上的能量, 得到效率:

进一步得到功率表达式:

2 径向位移、角度偏转对传输性能的影响分析

2.1 径向位移、角度偏转对效率的影响分析

下面由互感出发, 推导效率和线圈间径向位移、角度偏转的关系, 如图3所示, 图3 (a) 中收发线圈平行非同轴, 即仅发生了径向位移;图3 (b) 中收发线圈同轴非平行, 即仅发生了角度偏转。

2.1.1 收发线圈平行非同轴

当收发线圈平行但非同轴, 即发生了径向位移, 如图3 (a) , 假定圆1的圆心坐标 (0, t, h) , 则互感[5]2:

本讨论中假定线圈间距、发射线圈半径为定值, r2=h=0.05, 将 (7) 代入 (6) 并利用MATLAB得到效率和径向位移关系, 如图4。

发现对不同半径的接收线圈, 效率随径向位移变化趋势大致相同, 均随径向位移的增大而减小。当径向偏移达到接收线圈半径50%时, 效率下降约10%。

2.1.2 收发线圈同轴非平行

当收发线圈为同轴但非平行即发生了角度偏转, 如图3 (b) , 假定圆1圆心坐标 (0, 0, h) , 偏转角度α, 则互感[5]3:

同样将 (8) 代入 (6) 得到效率和角度偏转关系, 如图5。发现在半径较大的线圈下, 效率随偏转角度的增大而先增大后减小, 对半径较小的线圈, 效率随角度偏转的增大而减小, 角度偏转30°时, 效率下降约10%。

2.2 径向位移、角度偏转对功率的影响分析

同样的假设下, 可以得到在分别仅有径向位移、角度偏转时与功率的关系。

2.2.1 接收线圈间发生径向位移

从图6可以发现, 接收线圈半径较小时, 功率随径向位移增大而减小, 在径向偏移达到半径50%时, 功率下降约10%;在接收线圈半径较大时, 功率随径向位移的增大先增大后减小。

从公式角度, 互感会随径向偏移增大而减小, 且功率和互感间存在一极值点, 当且仅当 (ωM) 2=R1 (RL+R2) 时功率取得;从物理角度, 由于在谐振方案中, 系统能量耦合并非随互感的增加而增加, 而是在某一互感值上达到极大值, 在其周围无论增加或减小互感都会减弱能量传递, 这也是磁谐振方案区别于磁感应方案的重要方面。

2.2.2 收发线圈间发生角度偏转

从图7可以得到和上面相同结论, 半径较小时即使线圈不偏转, 线圈互感已经大于功率极大值的条件, 故功率会随角度增大而减小, 在角度偏转30°时, 功率下降约10%。

3 实验与分析

3.1 系统的搭建

实验装置由驱动、逆变、线圈和负载组成 (见图8) , 为了保证精度, 发射信号由信号发生器提供, 径向位移和角度偏转均在高精度三维实验台上操作。参数与上节中理论部分一致:系统频率f=200k Hz, 发射线圈半径和线圈间距均为5 cm, 负载10Ω, 通过接收电压的变化来表征功率变化。

3.2 理论、实际数据对比

从图9可以看到, 实验结果显示的径向错位、角度偏转对系统效率和功率的影响与理论分析部分基本吻合。

3.3 接收线圈半径对系统性能的影响

后续采用了多种半径的接收线圈在没有径向位移和角度偏转情况下实验。发现功率随接收线圈的增大先增大后减小, 最大功率发生在半径3 cm时;效率随半径的增加而增加, 如图10。

4 减少由径向错位和角度偏转引起的性能下降的初步优化方法

前文发现, 功率在某些情况会随径向位移和角度偏转的增加而增加, 但实际中若为追求功率而要求使用者人为制造偏差显然非人性化。究其原因, 是由于 (ωM) 2和R1 (RL+R2) 数值间可比拟导致由径向、角度偏移引起的互感变化非单调。故实际中应通过其他方法 (如调整频率、线圈半径、间距) 来保证互感的变化是单调的, 即功率、效率仅会随径向、角度偏差的增加而减小, 换而言之, 保持收发端尽可能小的径向、角度偏差是我们所期望的。此节仅讨论此种单调情况下的优化方法。

4.1 在可控范围内减少径向错位、角度偏转

4.1.1 物理卡槽和高精度实验台

实验环境中可以使用三维实验台[5]4, 尽可能避免因器械本身精度带来的影响;在如手机无线充电环境中, 可以人为为接收端设置卡槽, 避免由不可控的用户行为带来的如手机频繁移动、摆放错位影响充电性能。

4.1.2 引入位置检测机制

引入距离传感器检测线圈位置, 当径向错位和角度偏转在一定范围内才供电, 否则断电并提示。如, 用d (a, b) 表示ab点间距, 如图11, 当d (A1, A2) =d (B1, B2) , d (A1, B2) =d (A1, C2) , d (B1, A2) =d (B1, C2) , d (C1, B2) =d (C1, A2) 同时成立才供电。值得一提的是, 传感器本质是数据传输, 涉及到数据和能量同时传输时电磁干扰问题, 待进一步研究。

4.2 在可控范围外利用引入频率跟踪

在如体内医疗设备供电的一些商用环境中, 收发线圈径向、角度偏差难以避免, 无法精确校准。由于线圈间耦合系数的改变会导致系统频率最佳工作点改变[5], 为提高传输性能需对频率进行调整。在此可以采用最小步长法的频率跟踪技术, 在一定范围内实现对最佳工作点的跟踪, 以达到上述目的[6]。

5 结束语

本文通过互感耦合模型, 推导了磁耦合谐振式无线供电系统的效率和功率表达式;通过MATLAB分析了效率和功率与收发线圈间发生的径向、角度偏差及接收线圈半径的关系, 并用实验证明了分析的正确性;针对径向错位和角度偏转两种情况, 提出了距离检测、频率跟踪等提升传输性能的初步方法。

摘要：磁耦合谐振式无线供电系统通常要求收发线圈同轴且平行, 但在某些商用及实验环境收发端可能存在的径向错位、角度偏转会对传输性能造成影响。基于互感耦合模型, 先从电路角度推导串-串系统效率、功率表达式, 利用MATLAB分析效率和功率与线圈间径向位移和角度偏转关系。随后搭建实际系统, 结果验证了分析的正确性。最后提出距离检测、频率跟踪等提升性能的初步方法, 为谐振式无线供电的研究提供参考。

关键词：无线供电,磁耦合谐振,径向错位,角度偏转,同轴,平行

参考文献

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[3]张绪鹏, 王长松, 许江枫. 新型感应式电能传输系统[J]. 机械设计与制造, 2009, 47 (3) :106-108.

[4]Yoichi Hori. Application of Electric Motor, Super-capacitor, and Wireless Power Transfer to Enhance Operation of Future Vehicles[C]. Industrial Electronics (ISIE) , 2010 IEEE International Symposium, 4-7July 2010, Page No. 3633-3635.

[5]刘修泉, 曾昭瑞, 黄平. 空心线圈电感的计算与实验分析[J]. 工程设计学报, 2008, 15 (2) :149-153.

磁耦合式 第6篇

无线电能传输（wireless power transmission,WPT）技术的概念可以追溯到Nicola Tesla，他在1893年哥伦比亚博览会上展示了一款采用无线输电的磷光照明灯[1]，引发轰动。到2007年，A.Kurs,A.Karalis等人提出了一种利用磁场谐振耦合以传递电能的无线能量传输技术[2]，使无线充电再次成为人们广泛关注的焦点。与感应式无线输电技术和远场辐射式（激光、微波传能）传输技术不同，该技术利用线圈之间的近场磁谐振耦合来传输电能，在中短程距离上可以达到很高的效率。它具有电磁辐射小、对人体无危害、可穿透非磁性障碍物以及传输效率高等优点[3]，被广泛应用于从毫瓦级（如RFID标签、无线传感器网络、人体植入式医疗器械等[4,5,6,7,8,9]）、瓦级到百瓦级（如无尾电视、笔记本电脑、手机、电动牙刷等[10,11,12]），乃至千瓦级（如电动汽车[13,14,15]）的各种应用领域中。

目前，较短的传输距离已成为限制磁谐振耦合式WPT应用的一个重要约束。线圈间的磁耦合强度随传输距离的增加迅速减小，导致效率和传输功率在超出一定距离后急剧下降。为了克服这一问题，人们提出了利用超导技术制作的高Q谐振器[16]，插入负折射材料板[17]、中继谐振线圈[18]等方法。其中，在发射端和接收端之间插入若干个中继线圈谐振器是一种增大传输距离的简单易行、经济实惠的有效途径。中继谐振器的谐振频率通常与发射回路、接收回路一致，它们会以中继接力的方式将电能逐级耦合传递至接收端[18,19,20]。在设计良好的中继接力式WPT系统中，高Q值的中继线圈谐振器能显著提高整个系统的无线能量传输距离，而自身只耗费系统全部传输功率中很小的一部分。

在中继接力式WPT系统中，最简单的是只有一个中继线圈的情形，即发射—中继—接收的三谐振线圈系统。文献[21]通过详细的理论分析和测试表明，在维持较高的功率和效率（大于90%）的前提下，仅仅采用一个中继线圈就足以将WPT系统的传输距离提高到无中继线圈时的5倍左右。在文献[12]中，报道了一款无线供电的无尾液晶电视，利用一个中继线圈显著提高了WPT系统设计的灵活性。

中继线圈的引入也带来了一个新的问题，非相邻线圈之间的电感耦合（交叉耦合）会导致系统的发射功率多径传输，并对系统的工作状态，如各线圈的电流幅度和相位以及传输功率极值点产生扰动，降低系统在工作频率上的传输功率和效率[21,22]。对于这一问题，文献[21]给出了限制三线圈WPT系统中交叉耦合效应的一些准则，文献[22]通过优化负载阻抗和调整工作频率以减小交叉耦合的影响，但都未彻底解决这一问题。

本文以只有一个中继线圈的三线圈WPT系统为研究对象，给出其归一化电路的数学模型，阐明了三线圈系统的交叉耦合效应对各线圈电流和系统传输功率、效率的影响以及功率多径传输效应，得出了交叉耦合影响是否可忽略的判定条件。当交叉耦合较大，带来的影响不可忽略时，本文提出在各回路中串联合适的电抗器件，可以很好地补偿交叉耦合对磁耦合谐振式WPT系统的不利影响，从而提高传输功率和传输效率。根据这一思路，提出了利用串联电抗对交叉耦合进行补偿的五种具体补偿方案的公式，比较了这些方案的优劣。数值仿真计算以及实验均表明，适当地在各回路中串联补偿电抗，能够非常有效地消除交叉耦合导致的三线圈WPT系统传输功率和效率降低的不利影响。

1 理论分析模型

1.1 三线圈WPT系统的归一化电路模型

一个典型的串联式发射—中继—接收式三线圈WPT系统的等效电路如图1所示。图1中：VS为电压源峰值电压；L1,L2,L3分别为发射线圈、中继线圈和接收线圈的自电感，线圈一般用导线绕制为圆形或方形；M12,M23,M13为线圈之间的互电感，自/互感值可由纽曼公式[14]求得；R1,R2,R3为各回路的损耗电阻，包括电感线圈和电容上的损耗电阻；RS和RL分别为源等效内阻以及负载电阻；Zsi为从电源向负载方看进去的阻抗；C1,C2,C3为调谐电容，通常将各回路调谐在相同频率上，即，这里ω0与驱动源的角频率一致。

设分别为以相量形式表示的发射回路、中继回路和接收回路的电流。利用电路基尔霍夫定律可得[21]:

为简化上式，引入如下的归一化驱动电源列向量v、归一化电流列向量i和归一化阻抗矩阵z定义。

式中：为线圈间的电感耦合系数，其中k13为交叉耦合系数；Ω=ω/ω0为归一化频率；QS为发射回路的有载品质因数；QL为接收回路的有载品质因数；Q2为中继谐振回路的无载品质因数，通常情况下有

则式（1）可改写为：

负载吸收功率PL为：

式中：为线圈m上的归一化电流相量。

由于VS为峰值电压，故PL最大不超过[21]:

故可定义负载获得的归一化传输功率[21]为：

根据文献[18,21,23,24]，定义传输效率为：

在上述传输效率的定义中未计入源内阻损耗，下文中都采用这一定义。而若需计入源内阻损耗，则可按下式计算系统总效率ηt:

经归一化后，式（11）和式（12）仅与电感耦合系数kij、线圈有载/无载品质因数Q和归一化频率Ω有关，与WPT系统的具体工作频率、电源电压以及线圈电感具体取值无直接关联。因此为方便计算，在下面的数值仿真计算和实验中，发射端、中继端和接收端的耦合线圈都采用参数相同的电感线圈。

1.2 功率多径传输

除式（9）外，接收端获得的传输功率亦可依据法拉第电磁感应定律求出[22]:

式中：Pmn为由线圈m耦合到线圈n的平均功率（m=1,2,3;n=1,2,3;m≠n）。

若其相角分别为θm和θn，且θm-θn在0到2π之间。则根据式（15）可得：

与传统的两线圈结构不同，对于三线圈的WPT系统，其功率传输可能存在两条路径：一条是发射端→中继→接收端，对应式（14）中的P23；另一条则是发射端经由交叉耦合系数k13直接耦合到接收端，即式（14）中的P13。这种功率传输上的多径现象在多线圈WPT系统中普遍存在，当非相邻线圈之间的交叉耦合系数较大时，电能的多径传输会使多中继线圈的WPT系统的工作状态更复杂，这也使得系统的分析和设计更为繁琐。

2 三线圈WPT的交叉耦合与电抗补偿

2.1 无补偿电抗时交叉耦合对系统的影响

根据式（2）至式（12），不难求出k13=0和k13≠0两类情况下系统的归一化传输功率和传输效率的数值解及各线圈的归一化电流，如图2和图3所示。为便于和实验中的数据相对照，采用如下数据：vS=VS/（ω0L1)1/2=1,rS=rL=0.2,r1=r2=r3=0.01,k12=k23=0.21。

若发射线圈和接收线圈无交叉耦合，即k13=0，由图2的归一化功率曲线可以看出，此时系统的谐振频率发生分裂，有三个谐振峰[20,21]，且在中心频率ω0上恰有一个谐振峰，系统工作于过耦合状态[1,20,21]。

当k13=0.03时，可以看出中央的谐振峰向高频移动，左侧和右侧的谐振峰向低频移动。当k13=0.1时，中央谐振峰和右侧谐振峰融合为一个。

图3给出了k13=0和k13=0.1两种情况下各回路的电流矢量图。由图可见，若k13=0，在ω0处，发射线圈中归一化电流和电源电压同相，接力线圈上电流滞后90°，接收端电流滞后180°。根据式（14），发射线圈直接耦合到接收线圈的平均功率为0，即P13=0。功率传输只有发射端→中继→接收端一条路径。若k13≠0，在ω=ω0处，和电源电压不再同相，而基本不变，仍然比滞后180°，根据式（16),P13为0，意味着功率传输仍然只有发射端→中继→接收端这一条路径，且由发射端耦合到中继端、中继端耦合到接收端的功率都减小。由式（2）至式（4）可得：

因此与无交叉耦合时相比，的相位超前arctan，而幅度降为。由于幅度变小，图中负载所获得的归一化功率由k13=0时的0.865减小为k13=0.1时的0.706，即0.865的1/（1+k213QSQL）；传输效率也由k13=0时的86.6%减小为k13=0.1时的85.7%。由式（14）也可以看出，对单中继线圈的WPT系统，交叉耦合可忽略的条件[21]为：

2.2 电抗补偿原理

式（18）不满足时，即交叉耦合不可忽略时，可在各回路中串联额外的电抗元件（电容或电感）j X1,j X2,j X3对系统进行补偿，如图4所示。其补偿原理如图5所示，Zin为补偿后从源端往负载端看进去的输入阻抗。

此时描述电路行为的数学模型仍可采用1.1节的式（2）至式（11），仅需将归一化阻抗z修正为式（19），其中xi=Xi/（ω0Li）为归一化补偿电抗，式（8）至式（11）则无须修正。

从上文的讨论可知，交叉耦合对传输功率的影响更大，故优先考虑对功率的补偿。

如图5所示，为使系统在ω=ω0即Ω=1处负载获得最大输出功率，系统应满足共轭匹配条件为[25]:

归一化后，上式可简化为：

从式（8）中解出后代入式（21），可得第Ⅰ类、第Ⅱ类和第Ⅲ类三组补偿方案的解如式（22）至式（24）所示。为推导方便，忽略了归一化线路损耗电阻r1～r3。

第Ⅰ类补偿要求系统满足三线圈WPT系统的最大功率传输条件k212rL=k223rS[20,21]。第Ⅱ类和第Ⅲ类则无此要求。

在第Ⅰ类补偿中对x1和x3少一个约束条件，因此包含无穷多组解。若额外添加一个约束条件如x1=0,x3=0或x3k212=x1k223，可得补偿方案Ⅰa，Ⅰb，Ⅰc的解分别为：

为说明以上几种补偿方法的效果，采用2.1节中给定的参数，并约定k13=0.1，然后根据式（22）至式（27），求出上述五种补偿方法下的x1,x2,x3，进一步得到各回路归一化电流、传输效率和归一化传输功率的数值解，结果如表1和附录A图A1所示。计算中计入了线路损耗r1至r3。

由表1和附录A图A1可得出如下结论。

1）在工作频率上，对第Ⅰ类的三种情况，和电源电压同相，的夹角介于0°到180°之间。不难看出这三种情况中，在虚轴上的分量相等。因此，第Ⅰ类补偿的电流相量图与图2中无交叉耦合的情形非常相似，而其中又以Ⅰc的电流相量图与之最为相似，所需补偿电抗值也最小。对于第Ⅱ类补偿，相位比滞后270°，而第Ⅲ类的相位则比滞后90°。

2）中继线圈上电流幅度越大意味着消耗在中继线圈上的耗散功率也越大，因此ηⅢ>ηⅠc>ηⅠa≈ηⅠb>ηⅡ，PL|Ⅲ>PL|Ⅰc>PL|Ⅰa≈PL|Ⅰb>PL|Ⅱ。与无补偿时（效率为85.7%，归一化功率为0.706）相比，Ⅲ类补偿下功率和传输效率都有明显提升，Ⅰc类次之，但Ⅰc类具有最大的功率带宽，对频率漂移最不敏感；Ⅰa类和Ⅰb类在负载功率上有所提升，但传输效率变化不大；最差的是Ⅱ类，负载功率提升不大，由于中继线圈上电流过大，传输效率反而比无补偿时还低。

3）第Ⅲ类补偿存在一种极端状况k13-(rSrL)1/2=0，对应x1=x3=0,x2→∞。实际上它意味着只需去除中继线圈，而发射回路和接收回路两端无需补偿。这是因为k13=(rSrL)1/2恰为两线圈WPT系统的临界耦合条件[26]，此时系统无需中继线圈恰能达到最佳功率传输状态。因此，第Ⅲ类补偿的归一化传输功率的幅频曲线与传统的WPT系统临界耦合状态下的曲线形状[26]类似，都是具有最大平坦特性的单峰曲线。

4）上述多种补偿方法中，Ⅰa或Ⅰb只需要在发射源端或接收端做补偿，而Ⅰc需要在发射端或接收端两端同时补偿。Ⅱ和Ⅲ需要在三个回路中同时做补偿。

根据以上讨论，实际应用中应根据各补偿方式的优缺点来选择最合适的补偿方式。受补偿电抗影响，补偿后的各回路固有谐振频率实际上不再一致，偏离了工作频率ω0，因此这种电抗补偿在本质上并不改变整个系统的工作频率，而是通过适当调整各谐振回路的固有频率以消除交叉耦合效应的影响。

2.3 补偿电抗的实现

注意在前文的讨论中，补偿电抗与频率无关，但应用中需用电感或电容实现。虽然电感或电容的电抗值与频率有关，但由于WPT系统一般是窄带工作，因此只需考虑在中心频率Ω=1处满足补偿要求即可。

考虑式（19）中的对角线元素的归一化电抗部分具有形式j（Ω-1/Ω）+j x。在Ω=1处，该形式等价为：

或

式（28）意味着原来的回路电感量应由原来的L调整为L(1+x），即给原有的线圈串联一个电感量为xL的小电感。值得注意的是，MCR-WPT采用的是磁场谐振耦合，若补偿电感离耦合线圈太近且口径较大时，补偿电感有可能会对原有磁场的分布产生较大扰动，从而影响线圈原有的耦合状态；而为了不影响耦合线圈的设计，该补偿电感是额外添加的。为避免这些缺点可采用电容补偿式式（29），电容补偿的一个优点是对耦合线圈的设计无影响。若采用电容补偿只需将原回路调谐电容C调整为C/（1-x），这里补偿电容已被吸收到原调谐电容中，因而无须额外添加电路器件。

3 数值仿真计算和实验结果

依照文献[21,24,26,27,28]中利用矢量网络分析仪测量散射参数，然后转换为WPT系统效率和功率的小功率测试方法，用矢量网络分析仪AV3620、测量圆筒以及线圈和可变电容搭建了一个测试平台，对前文所述补偿方法的实际效果进行验证，见附录A图A2。

实验中用到的发射、中继和接收线圈都是由线径为1.26mm的漆包铜线紧密绕制3圈而成的圆形线圈，线圈直径为11cm，电感量为2.8μH，工作频率为13.45MHz。矢网输出功率设置为0dBm，即Pmax=0.001 W。

矢量网络分析仪两端阻抗都校准到RS=RL=50Ω，故发射和接收线圈的有载品质因数QS和QL只有4.7（远小于中继谐振器的无载Q值788），这意味着该系统负载较重；另一方面由于线圈口径较小，因此若无中继线圈，双线圈的WPT系统的最佳传输距离只有2.5cm，对应的电感耦合系数为1/4.7≈0.212。虽然文献[21]已指出插入单中继线圈后可显著提高传输距离，但若三线圈之间的距离太大，则交叉耦合系数k13可能太小，导致补偿效果不明显。为方便测量和验证电抗补偿方法的效果和参数关系，实验中将三线圈沿轴向等间隔放置，相邻线圈距离2.5cm，发射和接收线圈之间距离5cm，即总传输距离是无中继时最佳传输距离的两倍。此时线圈间的电感耦合系数理论上可根据纽曼公式[14]求得为k12=k23=0.212,k13=0.1。

实验中采用电容补偿，根据式（22）至式（27）得到x值后代入C/（1-x）可确定各回路可变电容取值，如表2所示。这里C=50pF是无补偿时的回路调谐电容。

矢量网络分析仪测得散射参数后，由于源内阻和负载都匹配到50Ω，根据文献[21,24]，可将测量得到的散射参数转换为传输效率η和归一化传输功率pL:

将其与理论上的数值解作对比，结果如附录A图A2所示。

由附录A图A3可知，实验数据和数值结果吻合得很好。在工作频率处，未作补偿时，传输给负载的功率只有最大功率的78%左右，经补偿后都能达到90%以上；而效率虽然都在90%以上，但提升幅度并不明显。这一现象可用散射参数来解释：当线路损耗（主要是电感和电容的寄生电阻导致的热损耗，辐射损耗一般远小于热损耗）很小时，|S21|2+|S11|2≈1，因此若|S21|减小，|S11|将增大，结合式（30）和式（31）不难看出交叉耦合对pL的扰动比η更显著。

4 结语

对于具有多中继线圈的磁谐振耦合WPT系统而言，由于交叉耦合较小，通常不到相邻线圈电感耦合系数的1/4～1/3[24]，因而较普遍的做法是在设计时忽略交叉耦合。然而在采用了中继线圈且源线圈和接收线圈相距较近的一些应用[21]中，非相邻线圈之间的磁场耦合很可能使系统的工作状态劣化，例如：最佳工作频率偏离谐振频率，在谐振频率上系统的传输效率和负载功率降低。此外由交叉耦合带来的功率多径传输现象也会导致对多中继线圈的WPT系统分析复杂化。

一种可行的解决方案是在设计阶段，依据交叉耦合的大小，通过在各回路中适当地插入补偿电抗（电容或电感）以消除交叉耦合的不利影响。经过电容/电感补偿后，虽然系统工作频率不变，但各谐振回路的本征频率不再一致，且不一定在工作频率上。换言之，在多中继线圈WPT系统的设计过程中，为抵消或补偿交叉耦合带来的不利影响，可以采用将各谐振回路的本征频率适当错开的办法。

在电容/电感两种补偿方式中应优先采用电容补偿，因其无须额外添加器件，不会增加系统复杂度，且不会对线圈的磁场耦合产生干扰。

对三线圈WPT系统而言，若满足，则可忽略交叉耦合，系统可不采取补偿措施；若不满足该条件，可采取本文提出的多种补偿方案之一，以提高系统的传输功率和传输效率。在本文提出的多种补偿方案中，Ⅰc类补偿对原WPT系统的改动最小，系统的工作状态也与无交叉耦合时WPT系统的工作状态最为接近；Ⅰa或Ⅰb类补偿仅需在接收端或发射端进行补偿，因此实施也较为简单。

本文提出的电抗补偿方法在提供了一种在设计阶段充分考虑了交叉耦合影响并解决交叉耦合问题的新思路，亦可以作为补偿多中继线圈WPT系统中交叉耦合效应的出发点。此外，具有补偿电抗的三线圈WPT结构也可考虑作为构成更复杂的多中继线圈WPT系统的基本积木块使用。这将是下一步的研究工作。

磁耦合式 第7篇

自特斯拉开辟了无线输电领域的研究之后, 人们对无线能量传输的研究就从未间断过, 不少学者都相继针对这一问题进行了大量的研究, 并提出不少实现无线电力传输的方法, 如基于电磁感应原理的无线能量传输、利用微波技术实现的无线电力传输等, 其中基于电磁感应耦合方式的无线电力传输已经实现了电能的非接触高效传输, 并且在市场上得到了广泛的应用[1,2], 如电动车的无线充电, 医学上用于体内的供电等, 但其充电方式是基于电磁感应技术的, 只能在小尺度范围内传输, 存在传输距离短的局限性。2007年由MIT提出的基于电磁共振方式的无线电能传输, 成功地将2m外的一个60W灯泡点亮, 端到端的传输效率为15%[3], 该理论采用电磁场谐振技术, 突破了传统电磁感应式能量传输模式, 具有传输距离远、传输功率大、对介质依赖性小的特点, 开启了国内外研究中远距离无线能量传输的热潮。

目前, 国内外对基于磁共振方式的无线输能的研究正处于快速发展中, 相关的研究成果也正在转化为市场产品, 如海尔公司推出的无尾电视等。相较于能量的无线传输, 信息的无线传输技术则已经相当成熟了, 但基于能量与信息同步传输的研究在国内外则相对较少, 而人机的交互对于产品来说显得尤为重要, 基于此, 本文提出一种基于磁场耦合谐振模式的无线能量与信息同步传输且形成回路反馈的实现方式, 并通过搭建相应的实验装置, 验证了其传输方式的可行性, 并对系统模型进行等效模型分析, 通过仿真, 给出其效率曲线, 通过对比仿真数据与实验数据, 验证了系统方案的可行性。

1 信息与能量同步传输技术

在能量传输电路中, 能量传输的本质实际是电磁波的作用, 交变的电流信号通过线圈产生变化的磁场, 变化的磁场产生电场, 从而使能量传递出去。信息信号也是一种电磁波, 可以通过一定的调制方式加载到能量波信号中, 以实现在单一通道中能量与信息同步传输的目的。由于系统是通过发射线圈和接收线圈之间的耦合谐振来实现能量与信息的并行传输, 频率的变化对能量传输的效率影响较大, 这里综合考虑解调设备的复杂程度、误码率等, 可采用振幅调制解调技术来对信息信号进行处理[4]。发送电路原理框图如图1所示。

如图中所示, 直流电源通过变换电路后将直流变换成交流, 而信号信息通过振幅调制的方式调制到能量信号中, 为了提高系统整体的传输效率, 电路中采用的是零电压谐振开关变换器技术, 在零电压条件下功率开关管进行导通及关闭动作, 能够减少开关管的损耗, 从而提高工作频率及功率传输效率[5]。

能量与信息无线同步传输回路系统原理图如图2所示。在发射端, 控制电路部分将直流能量波信号转化为高频交流信号, 并将下行数据通过调制器调制到转换后的高频能量波信号中, 经发射线圈单元发射出去。因电磁波信号是通过耦合谐振的方式传输到接收端, 故发射线圈与接收线圈参数一致, 从而达到共振, 使损耗减小, 传输效率达到最大。接收端将接收线圈接收到的混合信号解调, 得到能量信号与信息信号, 能量信号通过滤波整流电路输出给负载, 以驱动负载工作。得到的信息信号经过处理器处理后给予相应的反馈信息, 即图2中的上行数据, 通过无线发射模块发射, 这里选取TI公司的无线发射与接收模块 (CC2543) 实现反馈信号的传输。接收到的反馈信号输送给发射端处理器以完成处理, 从而形成一个回路应答系统。实验装置图如图3所示。

2 谐振耦合等效模型分析

对已建立的实验模型进行建模分析, 信息信号是一种电磁波, 通过发射线圈发送出去, 其可看成是能量传输的一部分, 故本文将对能量传输进行建模分析。为简化分析, 这里仅对发生谐振耦合的两个收发线圈进行等效分析。目前基于磁耦合无线电力传输理论模型的建立方式主要有两种[3,6]:一种是基于耦合模理论 (CMT) 建立的, 而另一种是通过对系统物理模型的建立, 构建内部等效参数来进行理论分析。由于系统物理模型的分析较为复杂, 本文采用耦合模理论来建模, 即直接对物体间的能量耦合进行分析。

运用耦合模理论, 对于由发射线圈和接收线圈构成的共振系统, 设两线圈中场强α1 (t) 和α2 (t) , 可以通过以下方程组确定[7,8]:

式中, ω1、ω2分别为发射线圈和接收线圈的特征频率, Γ1、Γ2分别为发射线圈和接收线圈的固有衰减率, k为两线圈间的耦合系数, 其中k越大耦合越强, 能量传输效率越高。当耦合率远远大于衰减率时, 即时, 损耗较小, 能量可高效传输。

2.1 谐振耦合模型

如上所述, 这里仅对系统发生磁耦合谐振部分进行建模, 其能量传输系统模型建立如图4所示。

图中, US为发射线圈的等效输入电源, 它是发射端能量信号与信息信号的混合信号, R1、R2为线圈等效欧姆电阻, L1、L2为线圈等效电感, C1、C2为线圈等效电容, M表示两线圈之间的互感, RL为等效负载。

设传输系统的角频率为ω, 发射线圈和接收线圈中的电流分别为i1和i2, 在近场区, 两线圈中心轴上的距离为d, 亦即传输距离为d, 由此, 可得出发射线圈和接收线圈的回路阻抗为:

对两线圈运用基尔霍夫定理可得:

其中, M12=M21=M。

根据上式可进一步求得两线圈中的电流为:

当系统谐振工作时, 线圈的自谐振频率与系统的共振频率一致, 亦即有:

代入式 (2) 中得两线圈的回路自阻抗为:

线圈谐振, 故有R1=R2=R, 负载功率及系统输入总功率可表示为:

系统传输效率可表示为负载功率与电源输入功率的比值, 由式 (7) - (8) 可得系统效率η为:

将式 (6) 代入式 (9) 可得:

由式 (10) 可以看出, 系统传输效率在当前负载RL情况下不可能大于, 且存在极大值, 为此, 下面将进行其最大效率分析。

2.2 谐振耦合最大效率分析

对于环线圈, 线圈在高频下的损耗电阻主要包括欧姆损耗电阻R0和辐射损耗电阻Rrad[3]。对于欧姆损耗电阻有[8]:

对于辐射损耗电阻有[9]:

线路中N匝线圈的电感值为[10]:

式中, μ0为真空磁导率;σ为电导率, l为线圈总长度, a为线圈导线半径, r为线圈半径, n为线圈匝数, ε0为空气介电常数, h为线圈宽度, c为光速。

对于中等距离谐振耦合的无线输电系统, 其最佳自谐振频率一般为1MHz~50MHz, 散射电阻一般在10-4数量级, 故此时有Rr·R0[3,11], 即可忽略辐射电阻, 则R1=R2=R=R0, 式 (10) 中可以改写为:

式中互感, 由于互感系数的计算比较复杂, 这里采用采用近似等效计算[3], 即:

将式 (15) 代入式 (14) 中并化简得:

由式 (16) 可知, 在线圈参数固定的情况下, 系统效率与距离的6次方成反比, 为更直观地显示距离对系统效率的影响, 这里对系统效率与距离的关系进行仿真, 仿真结果如图5所示 (仿真参数RL=50Ω, r=0.15m, a=1.4mm, n=5, C=10nf) 。

从图中可以看出, 效率随着能量传输随距离的增加迅速下降, 在30cm后传输效率变化趋于平缓但效率只有不到10%了, 在50cm后几乎接收不到能量。

为验证传输效率模型的正确性, 这里对实际传输效率进行测量。考虑到传输系统有信息信号的影响, 为消除信息信号所携带能量的影响, 在实验时输入端不加信息信号, 仅对能量信号的传输进行测量。实验时, 在5cm、10cm、15cm、20cm、25cm、30cm、35cm处分别测量, 并与仿真结果作对比, 得到效率对比图如图6所示。

由上图实验数据可以看出, 实验结果与理论值基本符合, 比理论值低, 主要是在理论计算时忽略了电阻损耗、辐射损耗等, 而且实验时是根据灯泡端电压值最大来判断处于谐振状态的, 存在一定的误差性, 理论计算是在最理想化的状态, 实际还有寄生参数等的影响, 故实验值低于理论值。

3 结束语

本文基于磁耦合谐振建立了无线能量与信息同步传输并形成回路反馈的装置实验, 采用振幅调制方式将信号信息调制到能量信号中通过线圈发送, 可在接收端解调出信息, 从而验证了能量与信息同步传输的可行性, 并对发射与接收部分进行等效模型分析, 得到了传输效率与距离的关系, 并对实验系统进行数据测量, 实验结果基本符合理论曲线图, 验证了能量传输等效模型分析的正确性。

参考文献

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